CN1833390B - 无线发送装置及无线发送方法 - Google Patents

Abstract

一种无线发送装置，包括多个天线，并根据传播环境等使同时发送的调制信号的数量发生变化。本发明的无线发送装置的发送功率改变单元(12)按照由调制信号数设定单元(11)所设定的发送调制信号的数量，调整导频码元的信号电平，使之符合数据码元的合成信号电平。依照此方法，因为在接收端，接收导频码元的操作范围和接收数据码元的操作范围几乎相同，所以能够降低导频码元的量化误差。结果，使用导频码元的电波传播环境估计的估计精度、时间同步精度、频率偏移估计精度都得到提高，因而提高数据接收质量。

Description

无线发送装置及无线发送方法

技术领域

本发明特别涉及一种采用多个天线发送调制信号的无线发送装置及其无线发送方法。 

背景技术

以往提出了由多个天线分别发送不同的调制信号，接收端通过分离从各天线同时发送来的调制信号并解调，增加传输信息量的方法，例如“通过MIMO信道实现100Mbit/s的宽带移动通信用SDM-COFDM[空分复用-载波正交频分复用]方式的提案”(IEICE TeChniCal Report(电子情报通信学会、信学技报)RCS-2001-135、2001年10月)中所述的MIMO(Multi Input MultiOutput多输入多输出)传输方法。 

简单说明该方法如下：如图1所示，假定由2个天线T1、T2同时分别发送调制信号A、调制信号B，通过2个天线R1、R2接收调制信号A、B的情形。此时，接收端需要估计4个信道的波动h11(T)、h12(T)、h21(T)、h22(T)。 

因此，如图2所示，在调制信号A、B中放入用于估计信道波动h11(T)、h12(T)、h21(T)、h22(T)的导频码元(无线电波传播环境估计码元)01、02、03和04。在此，同时发送的导频码元01、03发送C的已知信号；导频码元02发送-C^*的已知信号；导频码元04发送C^*的已知信号。顺便说一下，^*表示共轭复数。另外，调制信号A和调制信号B除了导频符号01、02、03、04外都配置数据码元。 

这样，在传统的同时由多个天线分别发送不同调制信号的无线发送装置中，通过在各天线所发送的调制信号中嵌入进导频码元，接收端就可以将在传播路径上合成的调制信号很好地分离并解调。 

另外，以往还提出过以上述技术为基础，根据电波传播环境等使发送调制信号的天线数发生变化的方式。这种方式例如，在发送端设置4根天线的情况下，电波传播环境良好时，用4根天线的全部同时发送4种不同的调制信号，另一方面，如果电波传播环境不佳时，只用2根天线同时发送2种不同的调制信号。 

然而，根据电波传播环境等使同时发送的调制信号数量发生变化的方式，由于接收信号电平也随着发送天线数(也就是发送调制信号数)的变化而变化，所以有时在接收装置模拟-数字转换器上的量化误差会变大。由于这种量化误差对信道估计精度及信息数据差错率也会产生很大影响，所以调制信号的接收质量将会降低。 

发明内容

本发明的目的就是提供一种无线发送装置及无线发送方法，在根据传播环境等使同时发送的调制信号数发生变化的方式中，通过降低导频码元及数据码元的量化误差，能够提高接收质量。 

这一目的通过按照同时发送调制信号的天线数(即调制信号数)，改变由各天线发送的调制信号发送功率来实现。 

根据本发明的一个方面，提供了无线发送方法，使用一个以上的天线发送数据码元，包括：第一步骤，发送第一前置码，所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；第二步骤，使用比发送所述第一前置码的天线数目更多的天线发送第二前置码，所述第二前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅小，并且比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；第三步骤，在发送数据码元之前发送所述第一和第二前置码。 

根据本发明的另一方面，提供了无线发送方法，使用至少一个以上的第一天线和至少一个以上的第二天线，所述第一天线发送第一前置码、第二前置码和数据码元，而所述第二天线发送所述第二前置码和数据码元，该方法包括：第一步骤，使用所述第一天线发送所述第一前置码，所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅比数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；第二步骤，使用所述第一天线和所述第二天线发送所述第二前置码，所述第二前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅小，并且比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；第三步骤，在发送数据码元之前发送所述第一和第二前置码。 

 根据本发明的另一方面，提供了无线发送方法，其中，使用至少一个以上的第一天线和至少一个以上的第二天线，所述第一天线发送第一前置码和数据码元，而所述第二天线发送第二前置码和数据码元；在第一步骤，使用所述第一天线发送所述第一前置码，所述第一前置码包括：配置在信号点振幅比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大的信号点；并且在第二步骤，使用所述第一天线和所述第二天线发送所述第二前置码，所述第二前置码包括：配置在信号点振幅比所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅小的信号点。 

附图说明

图1是由2个天线发送调制信号时的说明图； 

图2是配置在调制信号上的导频码元示意图； 

图3表示本发明无线发送装置的基本结构方块图； 

图4是由2个天线发送调制信号时的说明图； 

图5A是调制信号A的帧结构例子的示意图； 

图5B是与调制信号A同时发送的调制信号B的帧结构例子的示意图； 

图6是同时发送2个调制信号时的各码元的信号点配置例子的示意图； 

图7A是调制信号A码元的信号点配置例子的示意图表； 

图7B是与调制信号A同时发送的调制信号B的码元的信号点配置例子的示意图表； 

图8是由4个天线发送调制信号时的说明图； 

图9A是调制信号A的帧结构例子的示意图； 

图9B是调制信号B的帧结构例子的示意图； 

图9C是调制信号C的帧结构例子的示意图； 

图9D是调制信号D的帧结构例子的示意图； 

图10是同时发送4个调制信号时的各码元的信号点配置例子的示意图； 

图11A是调制信号A码元的信号点配置例子的示意图表； 

图11B是调制信号B码元的信号点配置例子的示意图表； 

图11C是调制信号C码元的信号点配置例子的示意图表； 

图11D是调制信号D码元的信号点配置例子的示意图表； 

图12A是2个调制信号的数据码元的波形图； 

图12B是2个数据码元的合成波形图； 

图12C是一般的导频码元的波形和2个数据码元的合成波形之间关系的 示意图； 

图12D是实施例的导频码元的波形和2个数据码元的合成波形之间的关系示意图； 

图13A是4个调制信号的数据码元的波形图； 

图13B是4个数据码元的合成波形图； 

图13C是一般的导频码元的波形和4个数据码元的合成波形之间的关系示意图； 

图13D是实施例的导频码元的波形和4个数据码元的合成波形之间关系的示意图； 

图14是实施例1的无线发送装置的结构示意图； 

图15是调制单元的结构示意图； 

图16是导频码元映射单元结构示意图； 

图17是实施例1的无线接收装置的结构图； 

图18是无线单元的结构示意图； 

图19是不进行实施例2的发送功率控制，而把发送天线数由2个切换到4个时的调制信号的合成信号的变化的波形图； 

图20是不进行实施例2的发送功率控制，而把发送天线数由4个切换到2个时的调制信号的合成信号的变化的波形图； 

图21A是发送天线数为2个时的各调制信号的发送功率示意图； 

图21B是发送天线数切换到4个时的各调制信号的发送功率示意图； 

图22是在发送天线数由2个切换到4个时，应用实施例2的发送功率控制时的调制信号的合成信号的变化的波形图； 

图23A是发送天线数为4个时的各调制信号的发送功率示意图； 

图23B是发送天线数切换到2个时的各调制信号的发送功率示意图； 

图24是在发送天线数由4个切换到2个时，应用实施例2的发送功率控制时的调制信号的合成信号的变化波形图； 

图25是将由于发送天线数量增加而降低的发送功率返回到起始水平的示意图； 

图26是将由于发送天线数减少而提高的发送功率返回到起始水平的示意图； 

图27A是未产生失真的频率的频谱的示意图； 

图27B是产生失真频率的频谱的示意图； 

图28是实施例2的无线发送装置的结构方块图； 

图29A是调制信号A帧结构例子的示意图； 

图29B是调制信号B帧结构例子的示意图； 

图29C是调制信号C帧结构例子的示意图； 

图29D是调制信号D帧结构例子的示意图； 

图30表示用4个发送天线发送4系统的调制信号时，合成信号操作范围和各调制信号操作范围之比为4时的发送波形的例子的波形图； 

图31表示用4个发送天线在4发送4系统的调制信号时，合成信号操作范围和各调制信号操作范围之比为1时的发送波形例子的波形图； 

图32是调制信号A、B的信号点配置和调制信号A，B合成信号的信号点配置例子的示意图； 

图33是只使调制信号B的信号点配置的相位旋转90°时调制信号A、B的信号点配置和调制信号A，B的合成信号的信号点配置例子的示意图； 

图34是调制信号A至D的信号点配置和调制信号A至D的合成信号的信号点配置例子的示意图； 

图35是用不同的信号点配置发送各调制信号A、B、C、D时的调制信号A至D的信号点配置和调制信号A至D合成信号的信号点配置例子的示意图； 

图36是用不同的信号点配置发送各调制信号A、B、C、D时的调制信号A至D的信号点配置和调制信号A至D合成信号的信号点配置例子的示意图；以及 

图37是通过改变使用的副载波数来改变调制信号发送功率的示意图。 

具体实施方式

本发明的要点在于：在能够使同时发送的调制信号数发生变化的无线发送装置中，按照同时发送调制信号的天线数(即调制信号数)改变自各天线发送的调制信号的发送功率。即如图3的基本结构图所示，无线发送装置10包括多个天线T1至Tn，设定用多个天线T1至Tn发送的调制信号(调制信号1至调制信号n)数的调制信号数设定单元11，和按照发送调制信号数，改变调制信号(调制信号1至调制信号n)的发送功率的发送功率改变单元12。 

下面参照附图详细说明本发明的具体实施例。 

(实施例1) 

本实施例的特征是按照同时发送调制信号的天线数(即调制信号数)，改变包含在调制信号中的导频码元的发送功率。以此可以降低接收装置中导频码元的量化误差。 

具体来说，就是当改变同时发送的调制信号数时，则在接收端包含在各调制信号中的数据码元的合成功率(即动态范围)发生变化，所以通过改变导频码元的发送功率，使之符合这一合成数据码元的动态范围。实际上，通过改变形成导频码元时的信号点配置，以使数据码元发送功率和导频码元发送功率之比按照发送调制信号数发生变化。 

(1)原理 

首先，说明本实施例的原理。 

在此说明如图4所示分别由2个天线T1、T2同时发送调制信号A、调制信号B，用2个天线R1、R2接收合成了调制信号A、B的信号，并将这些信号分离、解调的情况。 

这时，接收端有必要估计4个信道波动h11(T)、h12(T)、h21(T)、h22(T)(这里T表示时间)，解调各调制信号。于是，有必要在调制信号A、B中设置信号检测用的码元、频率偏移估计、时间同步用的控制码元、发送方法信息码元、电波传播环境估计码元等导频码元。 

顺便说一下，虽然将信号检测用的码元、控制码元、电波传播环境码元等解调所需的码元，可以统称为导频码元、唯一字、前置码等，但是在实施例中，把这些码元全都叫做导频码元。还有信道波动h11(T)、h12(T)、h21(T)、h22(T)的估计是用电波传播环境码元进行的。 

图5A和图5B表示调制信号A和调制信号B帧结构的例子。作为例子，图5A和图5B表示在把调制信号A、B作为OFDM(Orthogonal FrequencyDiviSion Multiplexing，正交频分复用)信号时的时间-频率轴的帧结构。在图5A和图5B中，101是信号检测用的码元、102是频率偏移估计和时间同步用的控制码元、103是发送方法信息码元、104是电波传播环境估计码元而105是数据码元。 

图6表示图5A和图5B的各码元的同相I-正交Q平面上的信号点配置。 图中201表示信号检测用码元101的信号点，(I，Q)＝(2.0，0)或(-2.0，0)。202表示控制码元102、电波传播环境估计码元104的信号点，(I，Q)＝(1.0，1，0)或(-1.0，-1.0)。203表示数据码元为QPSK(Quadrature Phase Shift Keying正交移相键控)时的信号点，(I，Q)＝(0.707，0.707)或(0.707，-0.707)或(-0.707，0.707)或(-0.707，-0.707)。 

图7A和图7B是在表格上表示由图5A和图5B的帧结构形成的调制信号A、调制信号B在I-Q平面上的信号点位置的图。这里，说明在图7A和图7B的时间i+1(相当于图5A和图5B的控制码元102)，为调制信号A和调制信号B使用不同的序列的理由。如果在各发送天线使用相同序列，那么在接收端进行同相合成时，PAPR(Peak-to-AveragePowerRatio：最大功率和平均功率之比)将会变大，输入到接收装置的信号的动态范围则不稳定。因此采用不同的序列以减小PAPR。在此，做出不同的序列的方法不限于如图7A和图7B所示的方法，只要能使PAPR变小就可以。关于时间i+3(相当于图5A和图5B的电波传播环境估计码元104)也由同样的理由采用不同的序列。 

接下来说明，如图8所示，分别由4个天线T1、T2、T3、T4同时发送调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D，通过4个天线R1、R2、R3、R4接收合成了调制信号A、B、C、D的信号，分离并解调这些信号的情况。 

在这种情况下，接收端有必要估计4×4＝16个信道波动h11(T)、h21(T)、h31(T)、h41(T)、.........、h44(T)并进行解调。因此，和上述2根天线的情况一样，有必要在调制信号A、B、C、D上设置信号检测用的码元、频率偏移估计、时间同步用的控制码元、发送方法信息码元、电波传播环境估计码元等导频码元。 

在图9A至图9D中赋予和图5A和图5B对应的部分相同的标号示出了调制信号A、调制信号B、调制信号C、调制信号D的帧结构。 

图10表示图9A至图9D各码元的同相I-正交Q平面上的信号点配置。图中，401表示信号检测用的码元101的信号点，(I，Q)＝(4.0，0)或(-4.0，0)。402表示控制码元102、电波传播环境估计码元104的信号点，(I，Q)＝(2.0，2.0)或(-2.0，-2.0)。203表示数据码元为QPSK时的信号点，(I，Q)＝(0.707，0.707)或(0.707，-0.707)或(-0.707，0.707)或(-0.707，-0.707)。 

图11A至图11D是把具有图9A至图9D的帧结构的调制信号A、调制 信号B、调制信号C、调制信号D的各自I-Q平面上的信号点位置表示在表格上的图。这里，说明在图11A至图11D的时间i+1(相当于图9A至图9D的控制码元102)，为图11A和图11B采用不同序列的理由。如果在各发送天线采用相同序列，则在接收端在进行同相合成时，PAPR就会变大，输入到接收装置的信号的动态范围则不稳定。因而，采用不同的序列以减少PAPR。在此创建不同的序列的方法不限于图11A至图11D所示的方法，只要能使PAPR变小就可以。时间i+3(相当于图9A至图9D的电波传播环境估计码元104)也由同样的理由而采用不同的序列。 

图12A至图12D表示如图4至图7所示由2个天线T1、T2分别发送调制信号A、B时调制信号在时间轴上的波形的例子。图12A表示调制信号A、B的数据码元的波形。图12B是调制信号A和调制信号B的合成信号的波形。图12C和图12D是在图12B的合成信号中插入了导频码元的调制信号时的波形。 

图13A至图13D表示如图8至图11所示由4个天线T1至T4分别发送调制信号A至D时的调制信号在时间轴上的波形的例子。图13A表示调制信号A、B、C、D的数据码元的波形。图13B是调制信号A、B、C、D的合成信号的波形。图13C和图13D是在图13B的合成信号中插入了导频码元的调制信号时的波形。 

接下来，依次说明本实施例的无线发送方法的特征和效果。 

首先，第1个特征：如由图6及图10可知，将各导频码元的最大信号点振幅(信号点和原点之间距离为最大的振幅)设置成大于数据码元的调制信号的最大信号点振幅。这样在数据解调时就能够高精度检测出非常重要的导频码元。另外，由此也能够使接收装置的导频码元的接收电平接近数据码元的接收电平。即，一般数据码元为了争取传输数据量，几乎都是由所有天线同时发送，可是，由于导频码元重视接收装置的检测精度，往往采用例如切换发送天线而按1个天线逐个发送等方法。考虑到这一点，如本实施例，使导频码元的最大信号点振幅大于数据码元的最大信号点振幅，则数据码元和导频码元的接收电平更接近，从而得以降低接收装置的量化误差。 

第2个特征：使只发送调制信号A的(在本实施例中，只发送信号检测用码元101)时间i的最大信号点振幅大于其他时间的导频码元的最大信号点振幅。以此办法，能够使在只接收调制信号A的导频码元时的电平与调制信 号A和调制信号被复用时的导频码元的接收电平同等。就是说，在本实施例中，导频码元的复用数越少，越加大导频码元的最大信号点振幅。通过这种方式，由于能够使导频码元的接收电平几乎相同，所以可以降低接收装置的导频码元的量化误差。即，上述第1个特征通过使数据码元和导频码元的接收电平同等，降低了量化误差，而该第2个特征则通过使导频码元接收电平同等而降低了量化误差。 

其次，第3个特征：与用2个发送天线T1、T2发送2个调制信号A和B时的导频码元的最大信号点振幅相比，用4个发送天线T1至T4发送4个调制信号A至D时使得导频码元的最大信号点振幅更大。这样，由于数据码元和导频码元的接收电平能够更接近，所以可以降低接收装置的量化误差。 

例如，如图6及图10所示，信号检测用码元101(图5A和图5B、图9A至图9D)的最大信号点振幅，在发送天线数为2且发送2个系统的调制信号时(图6的信号点201)为2，而在发送天线数4且发送4个系统的调制信号时(图10的信号点401)为4。同样，用于频率偏移估计和时间同步的控制码元102、电波传播环境估计码元104的信号点振幅是，在发送天线数为2且发送2个系统的调制信号时(图6信号点202)为1.414，而在发送天线数为4、发送4个系统的调制信号时(图10的信号点402)为2.828。 

这里，由2个天线发送调制信号时，数据码元的合成数是2，而由4个天线发送调制信号时，数据码元的合成数是4。相反，如上所述，如果考虑到导频码元并不是由所有的天线发送的(例如，假设只由1个天线发送)事实，为了使数据码元的接收电平和导频码元的接收电平同等，则使用的天线数目越多，就越需要加大导频码元的发送功率。着眼于这一点，在本实施例中，通过使用天线数(即发送的调制信号数)越多就越加大导频码元的发送功率，使数据码元和导频码元的接收电平一致，来降低量化误差。 

接下来，说明由本实施例的上述特征所得出的作用及效果。 

首先，说明用2个发送天线数发送2个系统的调制信号时的情形。如图12A所示，调制信号A和B的数据码元的操作范围假设为由-128到128。于是，合成2个调制信号A、B的数据码元的合成信号(由接收天线接收调制信号A和调制信号B的合成信号)的波形如图12B所示，操作范围为由-256到256。但是，这些值不准确，可是操作范围比由-128至128更大。 

图12C和图12D表示在图12B的数据码元的合成信号中附加信号检测用码元101、频率偏移估计和时间同步用的控制码元102、发送方法信息码元103、电波传播环境估计码元104等导频码元的调制信号(导频信号)时的调制信号。此时，如果如图12C所示，数据码元的合成信号的操作范围从-256到256而导频信号的操作范围由-128到128的话，则由于接收装置的模拟-数字转换单元的量化误差增大，所以调制信号A的数据码元和调制信号B的数据码元的分离精度则降低，而且，调制信号A的数据码元和调制信号B的数据码元的解调精度也降低。 

鉴于这一点，在本实施例中，通过进行上述的特征点的操作，按照调制信号数等来适当选定导频码元的发送功率(最大信号点振幅)，以使数据码元的合成信号的操作范围和导频信号的操作范围如图12D所示的那样成为相同的电平。例如，如图12D所示，在数据码元的合成信号的操作范围为由-256到256时，使导频信号的操作范围与此一致也是由-256到256即可。 

接着，说明用4个发送天线数发送4个系统的调制信号的情形。如图13A所示，各调制信号A至D的数据码元的操作范围设定为例如由-64到64。那么，合成4个调制信号A至D的数据码元的合成信号(由接收天线接收调制信号A至D的合成信号)的波形如图13B所示，操作范围由-256到256。这些数值不准确。但操作范围比由-64到64更大。进而，合成信号的操作范围和各调制信号的操作范围之比与当用2个发送天线发送2个系统的调制信号时相比较更大。在此，将用2个发送天线数发送2个系统的调制信号时的合成信号的操作范围与各调制信号的操作范围之比设定为2，而将用4个发送天线发送4个系统的调制信号时的合成信号的操作范围与各调制信号的操作范围之比设定为4。在本实施例中，着眼于这一操作范围比的差异，进行了上述第3个特征的操作。 

图13C和图13D表示在图13B的数据码元的合成信号中，附加信号检测用码元101、频率偏移估计和时间同步用的控制码元102、发送方法信息码元103、电波传播环境估计码元104等导频码元的调制信号(导频信号)时的调制信号。此时，如果如图13C所示，数据码元的合成信号的操作范围由-256到256，而导频信号的操作范围由-64到64的话，由于接收装置的模拟-数字转换单元的量化误差增大，所以调制信号A至D的数据码元的分离精度则降低，另外，调制信号A至D的数据码元的解调精度降低。 

鉴于这一点，在本实施例中，通过进行在上面的特征描述中所概括的操作，按照调制信号数等来适当选定导频码元的发送功率(最大信号点振幅)，以使数据码元的合成信号和导频信号的操作范围如图13D所示的那样成为相同的电平。例如，如图13D所示，当数据码元的合成信号的操作范围是由-256到256时，使导频信号的操作范围也与此一致地设定在-256到256为好。 

也就是说，在本实施例中，通过进行上述的第1至第3特征的操作，可以得到图12D和图13D那样的波形，以此能够降低接收装置的模拟-数字转换单元的量化误差。其结果，各调制信号A和B或调制信号A至D的数据码元的分离精度得到提高，进而提高了各调制信号的接收质量。 

如此，本实施例通过按照发送的调制信号数的变化使导频的信号点配置变化，从而提高接收装置的数据的接收质量。此时，通过发送的调制信号数目越多就越加大导频码元的信号点振幅，可以进一步提高其效果。 

再有，这里作为只存在于调制信号A中的导频码元(也即，未复用的导频码元)，以信号检测用码元101为例作了说明，当然，也可以将控制码元102及电波传播环境估计码元104作为不复用的导频码元。即，复用方法并不是只限定在如图5A和图5B或图9A至图9D所示出的情形，其本质在于同数据码元相比较，导频码元复用数少的各情形广泛有效。关于其具体实例在实施例3中将详细描述。 

(2)结构 

图14表示在本实施例中无线发送装置500的结构。 

数据序列生成单元501将发送数字信号S1和帧结构信号S2作为输入，基于帧结构信号S2，输出调制信号A的发送数字信号S3A、调制信号B的发送数字信号S3B、调制信号C的发送数字信号S3C和调制信号D的发送数字信号S3D。 

各调制单元502A至502D分别将调制信号A至D的发送数字信号S3A至S3D和帧结构信号S2作为输入，并且按照帧结构信号S2，输出发送基带信号S4A至S4D。 

各串并转换单元503A至503D分别将发送基带信号S4A至S4D作为输入，输出并行信号S5A至S5D。逆傅里叶逆转换单元(IDFT)504A至504D分别将并行信号S5A至S5D作为输入，并输出傅里叶逆转换后的并行信号S6A至S6D。无线单元505A至505D分别将傅里叶逆转换后的并行信号S6A 至S6D作为输入，并且输出发送信号S7A至S7D。 

功率放大单元506A至506D分别将发送信号S7A至S7D作为输入，并输出被放大的发送信号S8A至S8D。将这些被放大了的发送信号S8A至S8D分别自天线T1至T4作为电波输出。 

帧结构信号生成单元507将发送方法请求信息S10、调制方式请求信息S11作为输入，决定发送方法和调制方式，并将含有该信息的帧结构的信息作为帧结构信号S2输出。 

图15表示各调制单元502A至502D的结构。再有，由于各调制单元502A至502D是同样的结构，图15作为代表表示调制单元502A的结构。 

数据码元映射单元510将发送数字信号S3A和帧结构信号S2作为输入，基于帧结构信号S2所含的调制方式信息的调制方式进行映射，输出数据码元的发送基带信号S20。 

发送方法信息码元映射单元511将帧结构信号S2作为输入，并作为表示帧结构信号S2所包含的发送方法、调制方式的信息的码元，输出发送方法信息码元的发送基带信号S21。 

导频码元映射单元512将帧结构信号S2作为输入，根据帧结构信号S2所包含的发送方法的信息，进行为了生成与发送方法对应的导频信号的映射，并输出导频码元的发送基带信号S22。 

信号选择单元513将数据码元的发送基带信号S20、发送方法信息码元的发送基带信号S21、导频码元的发送基带信号S22、帧结构信号S2作为输入，按照帧结构信号S2所包含的定时信息，选择数据码元的发送基带信号S20、发送方法信息码元的发送基带信号S21或导频码元的发送基带信号S22中的任意一个信号，并将选择的信号作为发送基带信号S4A输出。 

图16表示导频码元映射单元512的结构。导频码元映射单元512包括发送天线数2个时用的导频码元生成单元520和发送天线数4个时用的导频码元生成单元521，向各导频码元生成单元520、521输入帧结构信号S2。发送天线数2个用导频码元生成单元520按照帧结构信号S2，生成例如由图6的信号点201、202那样的信号点配置构成的导频码元，并把它作为导频码元的基带信号S30输出。对此，发送天线数4个用导频码元生成单元521按照帧结构信号S2，生成例如由图10的信号点401、402那样的信号点配置构成的导频码元，并把它作为导频码元的基带信号S31输出。信号选择 单元522按照帧结构信号S2所包含的发送调制信号数信息，选择导频码元的基带信号S30、S31中的任意一个，并作为发送基带信号S22输出。通过这种方法，可以根据发送调制信号数，使导频码元的发送功率发生变化。 

图17表示在本实施例中的无线接收装置600的结构。 

各无线单元601A至601D分别将用各天线R1至R4接收的接收信号K1A至K1D、频率偏移估计信号K10作为输入，进行基于频率偏移估计信号K10的频率控制及模拟-数字转换处理，输出接收基带信号K2A至K2D。 

各傅里叶转换单元(DFT)602A至602D分别将接收基带信号K2A至K2D、定时信号K11作为输入，并输出傅里叶转换后的接收基带信号K3A至K3D。 

用于调制信号A、B、C和D的各传输路径估计单元603A至603D将傅里叶转换后的接收基带信号K3A至K3D、定时信号K11作为输入，并输出传输路径估计信号K4A至K4D。 

解调、频率偏移估计以及发送方法检测单元604将傅里叶转换后的接收基带信号K3A至K3D、传输路径估计信号K4A至K4D作为输入，估计频率偏移，在输出频率偏移估计信号K10的同时，通过识别发送方法并解调数据，输出分别与调制信号A至D对应的接收数字信号K5A至K5D。 

发送方法和调制方式决定单元605将与调制信号A至D对应的各接收数字信号K5A至K5D作为输入，计算帧差错率、分组丢失率、误比特率等，根据计算结果决定请求通信对方的发送方法和调制方式，并作为请求信号K12输出。即，请求信号K12包括图14所述的发送方法请求信息S10、调制方式请求信息S11，发送方法请求信息S10是指示由2个天线T1、T2发送调制信号A、B，还是由4个天线T1至T4发送调制信号A至D的信息。另外，调制方式请求信息S11是指示以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控)方式调制数据码元，还是以16 QAM(Quadrature AmplitudeModulation，正交调幅)方式进行调制的信息。 

信号检测和同步单元606将接收基带信号K2A作为输入，按照接收基带信号K2A所包含的信号检测用码元101(图5A和图5B、图9A至图9D)，进行信号检测的同时，进行时间同步，并输出定时信号K11。 

图18表示各无线单元601A至601D的结构。再有，由于各无线单元601A至601D是同样的结构，所以将无线单元601A的结构作为代表在图18中示 出。 

增益控制单元610将接收信号K1A作为输入，并输出增益控制后的接收信号K20。正交解调单元611将增益控制后的接收信号K20作为输入，并输出接收正交基带信号的同相分量K21及正交分量K22。 

模拟-数字转换单元612将接收正交基带信号的同相分量K21作为输入，并输出接收正交基带信号的同相分量数字信号K23。模拟-数字转换单元613将接收正交基带信号的正交分量K22作为输入，并输出接收正交基带信号正交分量数字信号K24。 

(3)操作 

接下来，对以图14至图16的结构构成的无线发送装置500和以图17、图18的结构构成的无线接收装置600的操作进行说明。 

无线发送装置500按照无线接收装置600所请求的发送方法请求信息S10(无线发送装置500从未图示的接收单元接收发送方法请求信息S10和调制方式请求信息S11)，切换用2个天线T1、T2发送2个调制信号A、B，或用4个天线T1至T4发送4个调制信号A至D。具体来讲，在无线接收装置600的发送方法和调制方式决定单元605中的帧差错率、分组丢失率、误比特率等不好时，通过发送方法请求信息S10要求用2个天线T1、T2发送2个调制信号A和B，而在所述帧差错率、分组丢失率、误比特率良好时要求用4个天线T1至T4发送4个调制信号A至D。 

然后，由作为调制信号数设定单元11(图3)的帧结构信号生成单元507及调制单元502A至502D，设定与发送方法请求信息S10的数量相对应的发送调制信号数。具体来说，就是基于通过帧结构信号生成单元507所生成的帧结构信号S2，在用2个天线T1、T2发送2个调制信号A和B时，调制单元502A和502B操作，而调制单元502C和502D停止操作。另一方面，在用4个天线T1至T4发送4个调制信号A至D时，调制单元502A至502D全部操作。 

另外，在用2个天线T1和T2，发送2个调制信号A和B时，作为发送功率改变单元12(图3)的导频码元映射单元512选择由发送天线数2个用导频码元生成单元520所得到的导频码元基带信号S30。另一方面，在用4个天线T1至T4发送4个调制信号A至D时，导频码元映射单元512选择由发送天线数4个用导频码元生成单元521所得到的导频码元基带信号S31。 这样一来，无线发送装置500就按照发送调制信号数使导频码元的发送功率发生变化。 

结果，无线接收装置600就能够如图12D及图13D所示那样，接收数据码元的合成信号的操作范围和导频信号操作范围几乎相同的接收信号。该结果可以减少在模拟-数字转换单元612、613(图18)进行量化时的量化误差。 

在此详细描述无线单元601A至601D的操作。如图18所示，各无线单元601A(601B至601D)通过增益控制单元610，调整接收信号K1A(K1B至K1D)的增益。然而，此时难以进行以1各码元，或1个帧(例如把100个码元设为1个帧)为单位的增益控制。 

例如，如图12B所示，进行增益控制以使调制信号A和调制信号B的合成信号的操作范围为从-256到256。然后，如图12C所示，当操作范围为由-128至128的导频信号被插入时，难以进行增益控制以使该导频信号的操作范围如图12D所示的那样立即变为由-256到256。 

然而，在本实施例中，如上所述，当合成信号的操作范围为由-256到256时，进行信号点配置并发送导频信号，使得导频信号的操作范围与此同电平，由此能够接收其操作范围与数据码元的操作范围大致相同的导频码元。用4个发送天线发送4个调制信号A至D时也是同样。 

顺便提一下，如果输入到模拟-数字转换单元612、613的信号电平小，则通常量化误差就会变大。例如，如果如图12C及图13C所示，导频信号操作范围小，则导频信号的量化误差就变大。于是，由于在各传输路径估计单元603A至603D(图17)用导频信号进行传输路径估计后，输出传输路径估计信号K4A至K4D，所以其估计精度因量化误差而变得恶化。同样，由于解调、频率偏移估计以及发送方法检测单元604(图17)用导频信号估计频率偏移后，输出频率偏移估计信号K10，所以其估计精度因量化误差而变得恶化。由于以上估计精度恶化，数据解调精度也随之恶化，其结果是造成接收质量恶化。 

本实施例的无线发送装置500为了抑制这种恶化，使各导频码元的最大信号点振幅大于数据码元的最大信号点振幅。此外，使只发送调制信号A的时间i的最大信号点振幅大于其他时间的导频码元的最大信号点振幅。进而，改变由4个发送天线发送4个系统的调制信号时的导频的信号点配置，和由2个发送天线发送2个系统的调制信号时的导频的信号点配置。 

这里所谓的改变导频码元的信号点配置相当于，如果例如数据码元的调制方式假定为QPSK，则为改变导频码元的信号点振幅和QPSK的信号点振幅之比，或者改变导频码元的信号点振幅与调制方式的最大信号点振幅之比。通过此方式，能够按照发送调制信号数，使数据码元的发送功率与导频码元的发送功率之比发生变化。 

附带说一下，所谓的信号点振幅就是表示同相I-正交Q平面上的原点和信号点之间的距离。另外，所谓加大导频码元信号点振幅就是加大导频码元的信号点振幅和调制方式的最大信号点振幅之比。 

(4)效果 

如此根据本实施例，在使同时发送的调制信号数发生变化的方式中，通过按照发送的调制信号数对导频码元信号电平调整，以使与数据码元的合成信号电平匹配，能够降低接收端的导频码元的量化误差。结果，采用导频码元的电波传播环境估计的估计精度、时间同步的精度和频率偏移估计精度都得到提高，所以数据接收质量也会提高。 

(实施例2) 

本实施例的特征是，发送调制信号的天线数(也即，调制信号数)发生变化时，改变各调制信号的平均发送功率。通过此办法，特别能够降低刚切换发送天线数之后的各调制信号的量化误差。 

(1)原理 

首先，说明本实施例的原理。 

图19及图20表示切换由多个天线所发送的调制信号数时的通常的接收波形变化。图19表示发送的调制信号数(即发送天线数)由2个切换到4个的情形，而图20表示所发送的调制信号数(发送天线数)由4个切换到2个的情形。如图19可知，由于进行切换以使得调制信号数变多时，所合成的调制信号数也变多，所以天线数切换后接收信号的操作范围变大。与此相反，如图20所表明的，进行切换以使得调制信号数变少时，所合成的调制信号数也变少，所以天线数切换后接收信号的操作范围就会变小。 

本实施例正是着眼于这一点，为了使天线数在刚切换之后的调制信号的合成信号电平，与天线数切换前调制信号的合成信号电平几乎相等，进行发送功率控制。由于无线发送装置通常采用由对方通信站发送来的 TPC(Transmit Power Control，传输功率控制)比特进行闭合回路发送功率控制等，因此当发送天线数被切换而调制信号的合成信号电平发生变化时，就对调制信号的发送功率进行控制，以使其合成信号电平在所希望的操作范围内进行波动。另外，接收端的增益控制单元进行增益控制，以使合成信号电平在所希望的操作范围内变化。然而，上述发送功率控制及接收信号的增益控制使接收信号电平收敛到所希望的操作范围，需要一定程度的应答时间。 

因此，本实施例在刚切换天线数之后强制性地改变刚切换天线数之后的调制信号的合成信号电平，以使和天线数切换前的调制信号的合成信号电平几乎相等。 

图21A和图21B示出了，由用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B的状态，切换到用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D的状态时的，根据本实施例各调制信号A至D的发送功率控制示意性表示。首先，如图21A所示，设定由天线T1发送平均发送功率1.0W的调制信号A，由天线T2发送平均发送功率1.0W的调制信号B。然后，设定从用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B的发送方法，切换到用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D的发送方法。此时，由发送天线T1至T4分别发送平均发送功率0.5W的调制信号A至D。用此方法，如图22所示，能够使刚切换天线数之后的调制信号A至D的合成信号电平，与天线数切换前的调制信号A、B的合成信号电平相等。 

图23A和图23B示出了由用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D的状态，切换到用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B的状态时的、本实施例各调制信号A至D的发送功率控制概要。首先，如图23A所示，设定由天线T1至T4分别发送了平均发送功率0.5W的调制信号A至D。然后，设定从用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D的发送方法，切换到用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B的发送方法。此时，由天线T1、T2分别发送平均发送功率1.0W的调制信号A、B。通过这种方法，如图24所示，能够使刚切换天线数之后的调制信号A、B的合成信号电平，和天线数切换前的调制信号A至D的合成信号电平相等。 

进而，在本实施例中，在刚切换天线数之后控制调制信号的发送功率，以使所发送的调制信号的合成信号电平，与天线数切换前发送的调制信号的 合成信号电平相同，进而在切换天线数之后使各调制信号的发送电平慢慢地返回到天线数切换以前的各调制信号的发送电平。这种方法更能使调制信号的解调精度得到提高。 

关于上述发送功率控制采用图25及图26进行说明。图25表示从用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B的状态，切换到用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D状态时的各调制信号A至D的发送功率控制的一个例子。如图25所示，在刚切换天线数之后，由各天线T1至T4发送的调制信号的平均发送功率改变成0.5W。并且随着时间的推移，平均发送功率逐步改变成0.75W和1.0W。 

顺便提一下，假设用于放大各调制信号A至D的平均发送功率的功率放大器是这样一种放大器，在该放大器中即使各调制信号A至D的平均发送功率成为1W，也如图27A所示那样频率频谱不会发生失真。因此，在发送的调制信号数量是2个系统和4个系统的两种情形中，即使平均发送功率定为1W，也不会在其中产生如图27B所示的那样出现失真的频率频谱，而是可以得到图27A所示的那样没有发生失真的频率频谱。 

图26表示了当进行从用4个发送天线T1至T4发送4个系统的调制信号A至D状态，切换到用2个发送天线T1、T2发送2个系统的调制信号A、B状态时的调制信号A至D的发送功率控制的一个例子。如图26所示，刚切换天线数之后，将由各天线T1、T2发送的调制信号的平均发送功率改变为1.0W。并且随着时间的推移，平均发送功率逐渐变为0.75W、0.5W。 

如图25所示，在发送天线数刚增加之后使各调制信号的平均发送功率急剧下降，以后随着时间的推移将各调制信号的平均发送功率返回到切换前的功率，是因为切换前的平均发送功率受到发送功率控制以在接收装置能够得到良好的SIR(Signal to Interference Ratio，信干比)，因此返回原平均发送功率能提高各调制信号的接收质量。另外，考虑到功率放大器的消耗功率及失真，最好设置合适的平均功率。因此，平均发送功率最好返回到原平均发送功率。如图26所示，在发送天线数刚减少之后，使各调制信号的平均发送功率急剧上升，以后随着时间的推移，使各调制信号的平均发送功率返回到切换前也是出于同样的理由。 

通过当使这样急剧下降的各调制信号的平均发送功率返回原状时，用一定的时间使其慢慢返回，接收装置的增益控制单元能够跟上该过程，并且能 够使增益控制后的信号纳入模拟-数字转换单元的操作范围内。另外，通过使急剧上升的各调制信号平均发送功率返回原状时，用一定的时间使其慢慢返回，接收装置的增益控制单元就可以随之使增益控制后的信号在模拟-数字转换单元提高到不会发生量化误差的程度。即，只需根据增益控制单元的操作速度来选定使在切换天线数的同时急剧下降或急剧上升的各调制信号的平均发送功率返回原来的平均发送功率的速度即可。 

(2)结构 

图28表示了本实施例的无线发送装置700的结构，在该图中，与图14的对应部分赋予相同的标号。这里省去与图14对应部分的说明。 

各增益控制单元701A至701D分别将发送信号S7A至S7D、帧结构信号S2作为输入，由包括在帧结构信号S2中的发送方法信息检测有关发送方法将要切换的信息，并且当发送方法切换时进行增益控制，并输出增益控制后的发送信号S10A至S10D。 

即，在本实施例中，增益控制单元701A至701D发挥如图3的发送功率改变单元12的作用，根据发送调制信号数，改变各调制信号的平均发送功率。实际上，如上所述，在发送调制信号数增加的同时使各调制信号的平均发送功率急剧下降，一方面在发送调制信号数减少的同时使各调制信号的平均发送功率急剧上升。 

(3)操作 

接着说明由图28的结构构成的无线发送装置700的操作。 

图17所示的无线接收装置600对图28的无线发送装置700要求发送方法的改变，图28的无线发送装置700切换发送方法的步骤和操作与具体实施例1的说明一样。 

增益控制单元701A至701D分别将发送信号S7A至S7D和帧结构信号S2作为输入，并从包括在帧结构信号S2的发送方法的信息检测发送方法将要切换的信息，并且当发送方法切换时进行增益控制，并输出增益控制后的发送信号S10A至S10D。 

此时，进行放大的增益是成为图21A、图21B、图22的平均发送功率的系数。另外也可以如图25、图26所示，进行发送方法切换后使其慢慢地恢复平均发送功率的增益控制。 

在此，图17所示的无线接收装置600的无线单元601A至601D，更具 体地说，如果，例如在模拟-数字转换单元612、613使用14比特的模拟-数字转换器，则在图18的模拟-数字转换单元612、613的操作范围是从-8192到8192。增益控制单元610进行接收信号的增益控制，使得增益控制后的接收信号K20的电平处于该操作范围内。而如图19及图20所示的发送天线数切换前的调制信号的合成信号的操作范围正好纳入由-8192到8192的范围内正是上述增益控制的结果。 

然而，在刚切换发送天线数之后，增益控制单元610不能跟上调制信号的合成信号的电平波动，因而无法进行增益控制以使合成信号的操作范围正好纳入由-8192到8192的范围。例如在发送天线数切换前和切换后用同样的平均发送功率发送各调制信号，则当发送天线数(即发送调制信号数)由2个增至4个时，如图19所示，发送天线切换后的4个调制信号的合成信号的操作范围变为由-32768至32768，超出模拟-数字转换单元612、613的由-8192至8192的操作范围，结果发生量化误差。同样，当发送天线数(发送调制信号数)由4减少到2时，如图20所示，发送天线切换后的2个调制信号的合成信号的操作范围变为由-256到256，比模拟-数字转换单元612、613的由-8192到8192的操作范围要小得多，并且发生量化误差。 

然而，根据上述本实施例结构，在发送调制信号数增加的同时使各调制信号平均发送功率急剧下降，另一方面在发送调制信号数减少的同时使各调制信号平均发送功率急剧上升，所以如图22及图24所示，不依存于增益控制单元610，而是可以使天线数切换之后的调制信号的合成信号电平被调整到模拟-数字转换单元612、613的由-8192到8192的操作范围。 

结果，能够降低在刚进行发送调制信号数切换之后的模拟-数字转换单元612、613的量化误差。由于可以确保频率偏移估计、传输路径估计精度和解调精度，所以能够防止刚进行调制信号数切换后的数据的接收质量恶化。 

(4)效果 

因此，根据本实施例，在使同时发送的调制信号数发生变化的方式中，由于通过在切换同时发送的调制信号数时按照发送调制信号数切换各调制信号的平均发送功率，能够降低接收信号的模拟-数字转换时产生的量化误差，所以可以提高接收质量。 

(实施例3) 

在本实施例中，描述了在这样一种的例子，即，将在实施例1、2进行了说明的按照同时发送调制信号的天线数(调制信号数)改变导频码元及调制信号的发送功率的方法适用于实际无线系统中的例子。尤其是，在本实施例中，描述了这样一种方法，通过加长接收装置的自动增益控制AGC(AutomaticGain Control，自动增益控制)的增益控制时间稳定增益控制。 

在一般接收装置中，当检测出对接收装置所输入的信号时，进行按照输入信号电平的AGC，以使接收信号纳入进行模拟-数字转换的A/D转换器的动态范围之内。存在如下2种通过AGC稳定增益控制的方法： 

(i)使输入接收装置的信号的动态范围稳定 

(ii)使增益控制的时间加长 

对于(i)，在实施例1、2中，已经示出能够通过加大调制信号所包括的导频码元的发送功率，或者强制改变调制信号的发送功率而实现的办法(i)。本实施例说明在实现(i)的同时，也能够实现(ii)的导频码元发送功率的改变方法。 

作为本实施例中的MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系统，将描述如图8所示的情形，即描述，由4个天线T1、T2、T3、T4分别同时发送调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D，通过4个天线R1、R2、R3、R4接收了调制信号A、B、C、D合成的信号，并分离和解调这些信号的情形。 

另外，在本实施例中，与实施例1相比较，“实施例1的(1)原理”和“实施例1的(4)效果”不同，但是“实施例1的(2)结构”和“实施例1的(3)操作”是与在实施例1中说明的相同的，所以省略“实施例1的(2)结构”和“实施例1的(3)操作”的说明。 

接收端有必要估计并解调如图8所示的4×4＝16个信道波动h11(T)、h21(T)、h31(T)、h41(T)、.........、h44(T)。为此，有必要在调制信号A、B、C和D设置信号检测用码元、增益控制用码元、频率偏移估计用码元、发送方法信息码元、电波传播环境估计码元等导频码元。在此，由于通过使用信号检测用码元、频率偏移估计用码元、保护间隔的相关等能够取得时间同步，因而未包括在以后的说明中。 

图29A至图29D表示调制信号A、B、C和D的帧结构例子。图29A 至图29D作为一个例子表示把调制信号A、B、C、D作为OFDM信号时的时间-频率轴的帧结构。在图29A至图29D中，2701是信号检测用的码元(相当于图9A至图9D的101)、2702是增益控制用的码元(相当于图9A至图9D的102)、2703是用于频率偏移估计的码元(相当于图9A至图9D的102)、2704是发送方法信息码元(相当于图9A至图9D的103)、2705是电波传播环境估计码元(相当于图9A至图9D的104)、而2706是数据码元(相当于图9A至图9D的105)。 

在导频码元中，信号检测用码元2701、增益控制用码元2702、频率偏移估计用码元2703、发送方法信息码元2704设定为只在调制信号A中存在(即不复用的码元)，并具有由此进行通信的结构。下面说明这一结构的特征。 

在接收装置估计频率偏移时，由多个发送天线(T1、T2、T3、T4中至少有2个)发送频率偏移估计用码元2703时，在4个接收天线R1、R2、R3和R4的这些频率偏移估计用码元2703被多路复用后被接收。此时，就产生了准确进行信道估计，分离接收信号的必要。 

另一方面，如图29A的调制信号A那样，当只由1个发送天线T1发送频率偏移估计用码元2703时，就没必要在接收装置分离接收信号了。这样就能更简单而且更准确地进行频率偏移估计了。 

根据同样理由，发送方法信息码元2704也只由1个发送天线T1来发送。此时，用增益控制用码元2702进行增益控制，使频率偏移估计用码元2703、发送方法信息码元2704的量化误差变小。 

另一方面，电波传播环境估计码元2705由各发送天线T1、T2、T3和T4进行发送。如上所述，这是因为接收端的解调需要估计如图8所示的4×4＝16个信道的波动。 

接下来，描述在本实施例中的在用导频码元既“(i)使输入接收装置的信号的动态范围稳定”又“(ii)使增益控制时间加长”的方法及其效果。 

为了使输入到接收装置的信号动态范围稳定，加大导频码元的功率的方法在实施例1中已经描述过。在此考虑将该方法应用于图29A至图29D的调制信号A、B、C和D。 

图30表示发送图29A至图29D中所示的调制信号A、B、C和D时的调制信号在时间轴的一个波形例子。有关图30的各调制信号A至D的波形表示调制信号A、B、C、D的导频码元和数据码元的波形。图30的合成信 号是调制信号A、B、C、D合成信号的波形。这里合成信号的时间i是与各码元所发送的时间i对应的时间。 

如图30所示，各调制信号A、B、C、D的导频码元、数据码元的操作范围假设为例如由-64至64。那么，合成4个调制信号A，B、C、D的信号如图所示，时间从i到i+3(只发送调制信号A的时间)操作范围为由-64到64以及时间从i+4到i+7(发送调制信号A、B、C、D的时间)操作范围为由-256到256。该数值不准确，但是，从时间i+4到i+7的操作范围大于从时间i到i+3操作范围。这里，用4个发送天线发送4个系统的调制信号时的合成信号的操作范围和各调制信号操作范围之比为4。在本实施例中，着眼于从时间i到i+3(只发送调制信号A的时间)的操作范围和从时间i+4到i+7(发送调制信号A、B、C、D的时间)的操作范围之比，使该比接近1，来实现上述“(ii)使增益控制时间加长”。 

在图30所示的无线通信中，可以独立地考虑从时间i到i+3(只发送调制信号A的时间)和从时间i+4到i+7(发送调制信号A、B、C、D的时间)进行通信。 

在时间i到i+3中，在时间i检测到信号后，按照接收端的频率偏移估计用码元2703(时间i+2)、发送方法信息码元2704(时间i+3)的操作范围，设定增益控制用码元2702(时间i+1)的操作范围。例如，如图30所示，使3个码元2702、2703、2704的操作范围相同(由-64到64)的情况下进行发送。 

对于时间i+4以后，与到时间i+3的时间段分开考虑，为了使接收端的合成信号的操作范围相等，按照所合成的电波传播环境估计码元2705(时间i+5)、数据码元2706(时间i+6、i+7)的操作范围，设定增益控制用码元2702(时间i+4)的操作范围。例如图30所示，使调制信号A、B、C、D的操作范围相等(由-64到64)。此时，因为对时间i+5以后的码元的AGC用时间i+4的增益控制用码元2702来进行，要稳定地进行AGC，希望使增益控制用码元2702的时间加长。可是，分给增益控制用码元2702的时间越长，则数据传输效率越降低。 

另外，如在实施例1使用图13A至图13D说明的那样，由于图30所示的合成信号从时间i+3变为i+4时操作范围波动大，所以接收装置的A/D转换单元的量化误差增大，从而调制信号A、B、C、D的数据码元分离精度和解调精度下降。对于这里所描述的“操作范围波动大”的问题，在实施例1 中说明了“通过按照发送的调制信号数调整数据码元的合成信号电平，以使导频码元的信号电平与其一致，以此来降低接收端的导频码元量化误差”的方法。 

因此，作为在用实施例1的方法降低量化误差的同时使AGC增益控制时间加长的方法，使只发送调制信号A的时间段(从时间i到i+3)的操作范围和发送调制信号A、B、C、D的时间段(时间i+4到i+7)的操作范围之比接近1。由此，在其中只发送调制信号A的时间段的码元也能够被用于AGC增益控制，可以实现上述的“(ii)使增益控制的时间加长”。 

图31表示使在其中只发送调制信号A时间段(时间i到i+3)的导频码元的发送功率大于在其中发送调制信号A、B、C、D的时间段(时间i+4到i+7)的码元的发送功率时的调制信号在时间轴的波形的例子。 

在图31中的各调制信号A至D有关波形表示调制信号A、B、C、D的导频码元、数据码元的波形。图31的合成信号即调制信号A、B、C、D的合成信号的波形。这里，图31中的时间i设为与所发送时间i对应的时间。如图31所示，把只发送调制信号A时(时间i到i+3)的导频码元的操作范围设为例如由-256到256。另外，把发送调制信号A、B、C、D时(时间i+4到i+7)的码元操作范围设为例如由-64到64。 

这样，合成的信号如图所示，在只发送调制信号A时(时间i到i+3)的操作范围为由-256到256，在发送调制信号A、B、C、D时(时间i+4到i+7)的操作范围也为由-256到256，因此上述2个操作范围之比成为1。但是该数值不准确，与图30相比，上述操作范围之比接近1。 

如此，通过为了使合成信号的操作范围稳定，适当改变只发送调制信号A时(当只由1根天线发送时)的导频码元的发送功率，可以延长用于AGC增益控制时间，从而降低接收装置的A/D转换单元的量化误差。结果，提高了各调制信号A、B、C、D的数据码元的分离精度和接收质量。 

另外，此时，由于只由1根天线发送的信号检测用码元2701(时间i)，增益控制用码元2702(时间i+1)、频率偏移估计用码元2703(时间i+2)、发送方法信息码元2704(时间i+3)的发送功率比图30的调制信号A所包含的信号检测用码元2701(时间i)、增益控制用码元2702(时间i+1)、频率偏移估计用码元2703(时间i+2)和发送方法信息码元2704(时间i+3)的发送功率大，所以提高了这4个码元2701至2704的估计精度，并且能够降低量化误差。 

这样，根据本实施例，在使同时发送的调制信号数发生变化的系统中，通过按照发送的调制信号数，将只发送1个调制信号时的调制信号电平调整得与接收装置的合成信号电平一致，可以使用于AGC增益控制的时间加长，能够降低A/D转换单元的量化误差。结果，提高了电波传播环境估计精度，以及数据的接收质量。另外，由于此时只发送1个调制信号时的调制信号所包含的导频码元发送功率也变大，因此也提高了使用导频码元的频率偏移估计精度和发送方法信息估计精度，并且提高了数据的接收质量。 

(实施例4) 

本实施例描述了，实施例1、2、3中说明的按照同时发送调制信号的天线数(调制信号数)来改变导频码元及调制信号发送功率的方法，以及导频码元的信号点配置方法。特别是在本实施例中，说明通过按每个发送天线改变导频码元中的增益控制码元的信号点配置，能够在接收端缩小PAPR，使接收端的动态范围稳定的方法。 

再有，在本实施例中，说明了对于在实施例1中用图6、10说明的调制信号的信号点配置来说，一种新的信号点配置方法。其他细节与实施例1、2、3相同，所以在此省略其说明。 

首先，说明其中发送天线为2个的情形。在实施例1中，如图6所示，导频码元用BPSK所调制的信号。这里，采用BPSK调制的理由是因为它处理最简单而且是差错率低的调制方式。如在实施例3中说明的发送方法信息码元2704(图29A至图29D中图示)所述，这是对在每次发送的数据是不同的码元时的有效调制方式。 

然而，考虑对在实施例3中说明的增益控制用码元2702(图29A至图29D中图示)适用BPSK调制的情形。由于增益控制用码元2702是以增益控制为目的的码元，每次发送时只要用一直是相同的模式发送。因此，为了容易进行增益控制，应该按每个调制信号决定其发送模式。 

图32是把调制信号A、B当作OFDM信号时的副载波k(k＝1，...，N，N是FFT的点数)的各码元在同相I一正交Q平面的信号点配置，和接收了调制信号A、B的合成信号的信号点配置的例子。此处，设定不考虑噪声的影响在理想情况下进行信道估计而图示。 

在图32中，调制信号A和B对振幅和相位采用相同的信号点配置。观 察图32的合成信号，存在2个信号点振幅大的点，其振幅为4((4.0，0.0)和(-4.0，0.0)的2点)。另外，存在2个信号点振幅小的点，其振幅为0(在(0.0，0.0)上重叠的2点)。因此，用振幅评估的动态范围为4。 

另一方面，图33表示了不改变振幅而仅仅将相位旋转90°的调制信号B的信号点配置。观察此时的合成信号的信号点配置，可以看到，4个点的振幅都为2(约2.8)，用振幅评估的动态范围为2.8，并且PAPR变小了。 

如此，通过改变每个调制信号的信号点配置，与不作如此改变的情形比较，能够使PAPR更小，并且可以容易进行增益控制。 

图34、35是把4个调制信号A至D当作OFDM信号时的副载波k(k＝1，...，N，N为FFT点数)时的各码元在同相I一正交Q平面的信号点配置，和接收调制信号A、B、C、D的合成信号的信号点配置的例子。该图显示这样一种情形，不考虑噪声的影响，并且假设在理想状态下进行信道估计。 

图34是用相同信号点配置发送各调制信号A、B、C、D的情形，而图35是用不同的信号点配置发送各调制信号A、B、C、D的情形。在图34中，用合成信号的振幅进行评估的动态范围是16，而在图35中用合成信号的振幅进行评估的动态范围抑制在4(约5.6)。这样，增益控制用码元如果采用按每个调制信号改变信号点配置的方法，可以得到随着调制信号数增加使动态范围更加稳定化的效果。 

再有，在本实施例中，虽然作为调制信号模式采用如图33所示的2个模式进行说明，然而本发明并不限于这种模式，只要对每个调制信号改变模式使得在合成信号中PAPR降低即可。因此也可以用如图36所示的没有180°相位差的BPSK信号发送。在此情形中，比较图32和图36的合成信号可知，通过使振幅为4的点((4.0，0.0)和(-4.0，0.0))成为约3.7((3.4，1.4)、(-3.4，1.4))，从而可以使动态范围更小。 

另外，在本实施例中，说明了对增益控制用码元，改变BPSK调制的信号点配置的方法。虽然重复已经描述的那些，由于增益控制用码元是以增益控制为目的的码元，因此与解调所述码元的差错率完全无关。考虑到这一点，可以说通过为各调制信号采用多值调制，对每个调制信号使用不同的发送模式发送，能够得到同样的PAPR减小效果，并可以缩小动态范围。在此情形中，由于对多值调制可适用振幅没有波动的调制方式，例如PSK调制，并且其多级数越高(8PSK→16PSK→32PSK...)，则各调制信号的相位越随机， 能够使动态范围变小。因此，只要选定级数，其给出所希望的动态范围即可。 

因此，根据本实施例，在使同时发送的调制信号数发生变化的方式中，通过对增益控制用码元，对每个调制信号使用不同的信号点配置，可以得到PAPR减小效果，使动态范围变小，并且可以降低A/D转换单元的量化误差。 

(其他的实施例) 

另外，在上述实施例中，虽然将调制信号A至D的帧结构设为图5A和图5B、图9A至图9D及图29A至图29D所示的结构的情况进行了说明，但是，调制信号帧结构不局限于此。 

还有，在上述实施例中，虽然描述了将帧结构信号生成单元507及调制单元502A至502D用作调制信号数设定单元11，并设定根据发送方法请求信息S10数的发送调制信号数的情形，但是本发明不局限于此，也可以在自己站设定发送调制信号数。例如，在要发送的数据量多的时候，可将发送调制信号数设定为较多；而要发送的数据量少的时候，也可将发送调制信号数设定为较少。本质点在于，只要能够设定使用多个天线发送的调制信号数即可。 

在上述实施例1中，虽然描述了作为发送功率改变单元12，采用图16所示的导频码元映射单元512的情形，但是本发明的发送功率改变单元不局限于此，并且其本质点在于，只要能够根据发送调制信号数，使数据码元发送功率和导频码元的发送功率之比发生变化即可。 

在上述实施例2中，虽然描述了作为发送功率改变单元12，采用增益控制单元701A至701D(图28)的情形，但是本发明的发送功率改变单元不局限于此，本质点在于，只要在发送调制信号数切换的同时，能够改变各调制信号的发送功率即可。 

在上述实施例中，虽然描述了在设有4个发送天线T1至T4的无线发送装置中，所述天线数(发送调制信号数)在2和4之间或1和4之间切换的情形，但是本发明不局限于此，而可以广泛适于用发送天线数N对N个系统的调制信号的发送。另外，发送天线数和要发送的调制信号数没有必要一致，也可以使发送天线数比发送调制信号数多，选择发送天线并从选择的发送天线发送调制信号。天线又可以是由多个天线形成单个的天线单元。 

在上述实施例中，虽然将执行OFDM的无线发送装置为例进行了说明， 但是本发明不局限于此，在多载波方式或单载波方式中也可以同样实施。而且，还可以采用频谱扩散通信方式。特别是，本发明通过适用OFDM方式与频谱扩散方式的组合方式也同样能实施。 

在上述实施例中，虽然未提及有关编码，但是，在不实施空时编码的情况下也可以实施本发明，并且，可以通过应用在文献“Space-Time Block Codesfrom Orthogonal Design(通过正交设计的空时块码)”(IEEE Transactions onInformation Theory(美国电气和电子工程师学会信息论会刊)，pp.1456-1467，vol.45，no.5，Junly 1999中所述的空时块码)和文献“Space-Time Block Codesfor High Data Rate Wireless Communication：Performance Criterionand CodeConstruction，高数据速率无线通信空时块码”IEEE Transactions onInformation Theory(美国电气和电子工程师学会信息论会刊)，pp.744-765，vol.44，no.2，March 1998中所述的时空格码元也同样可以实施本发明。 

在从各天线作为调制信号发送OFDM信号的情形中改变调制信号的发送功率时，既可以通过改变各个副载波发送功率来改变调制信号的发送功率，也可以通过改变所使用的副载波数，来改变发送功率。 

现在用图37来简单说明一下改变所使用的副载波数的情形。图37表示形成实施例3中说明的图31所示功率波形的例子，假定各调制信号A至D分别由64个副载波形成的情形。从时间i到时间i+3覆盖的时间段内，使用全部64个副载波，由天线T1发送调制信号A。另一方面，在从时间i+4到时间i+7的时间段内，从天线T1至T4分别使用16个副载波，发送各调制信号A至D。在此，如果假定每个副载波的发送功率相同，便可以得到图31所示的功率波形。顺便说一下，由于在从时间i到时间i+3使用的副载波数，和从时间i+4到时间i+7使用的副载波数都是64个，所以从时间i到时间i+3的合成信号的发送功率和从时间i+4到时间i+7的发送功率相等。 

总之，在改变要使用的副载波数时，当增加发送调制信号的天线数(即增加复用的调制信号数)，就减少在各调制信号(OFDM信号)中所使用的副载波数。顺便提一下，所谓使用的副载波是指配置了在I-Q平面上的信号点而不是(0，0)的码元的副载波。例如，假设是BPSK，就是指配置了(1，0)或(-1，0)的码元的副载波。相反，所谓不使用的副载波是指配置了信号点(0，0)的码元的副载波。 

另外，由各天线作为调制信号发送OFDM信号时，也可以通过并用改变 各个副载波发送功率的方法，和改变使用的副载波数的方法这两种方法，来改变由多个天线发送的调制信号的总的发送功率。 

本发明并不限定在上述具体实施例，还可以通过种种改变来实施。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，包括：多个天线、设定用多个天线发送的调制信号数的调制信号数量设定单元、以及根据发送调制信号数改变调制信号的发送功率的发送功率改变单元。 

根据该结构，由于能够缩小发送调制信号数改变时所产生的各调制信号的合成信号的电平的变化，所以可以降低接收装置的量化误差。另外，因为不是进行复杂的发送功率控制，并且只是简单地根据发送调制信号数改变发送功率，所以能够以简易的结构降低量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，发送功率改变单元具有导频码元形成单元，该导频码元形成单元根据发送调制信号数，改变形成导频码元时的信号点配置，以使数据码元的发送功率和导频码元的发送功率之比发生变化。 

根据该结构，由于可以按照与数据码元的复用数对应的发送调制信号数，改变形成导频码元时的信号点配置，以使数据码元的发送功率和导频码元的发送功率之比发生变化，所以能够将导频码元的信号电平调至与数据码元合成信号电平一致。结果，由于能降低导频码元的量化误差，提高使用导频码元的电波传播环境估计的估计精度、时间同步的精度、频率偏移估计精度，所以数据接收质量会提高。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，导频码元形成单元按照同时发送的数据码元的合成发送功率，决定导频码元的信号点配置。 

根据该结构，能够使导频码元的信号电平和数据码元的合成信号的电平的确一致，以此可以的确降低导频码元的量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，发送调制信号数量越多，导频码元形成单元选择使导频码元的信号点振幅越大的信号点配置。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，导频码元形成单元根据同时发送的导频码元的数量和同时发送的数据码元数之比，来决定信号点配置。 

根据该结构，由于按照导频码元和数据码元各自的复用数之比，确定导频码元的信号点配置，并改变导频码元发送功率，所以能够确实地使导频码元的信号电平与数据码元的合成信号的电平一致，可以确实降低导频码元的量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，在发送调制信号数切换到调制信号数设定单元所设定的数量的同时，发送功率改变单元改变各调制信号的发送功率。 

根据该结构，由于能够消除在发送调制信号数切换前和发送调制信号数刚切换后的各调制信号的合成信号的电平变化，所以可以降低在接收装置发送调制信号数刚切换后产生的量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，在发送调制信号数量变多时，发送功率改变单元缩小各调制信号的发送功率。 

根据该结构，能够抑制因发送调制信号数增多所产生的各调制信号的合成信号电平的增加，因此可以降低发送调制信号数量刚增多后产生的接收装置的量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，在发送调制信号数量减少时，发送功率改变单元加大各调制信号的发送功率。 

根据该结构，可以抑制因减少发送调制信号数量产生的各调制信号的合成信号电平的减少，因此能够降低发送调制信号数量刚减少后产生的接收装置的量化误差。 

根据本发明的无线发送装置的一个方面，采用以下结构，即，发送功率改变单元使发生了变更的各调制信号的发送功率慢慢地恢复到调制信号数切换前的数值。 

根据该结构，由于是使各调制信号的发送功率缓慢地恢复到调制信号数切换前的数值，所以接收装置的增益控制跟随成为可能，几乎不会发生量化误差。另外，因为各调制信号的发送功率恢复到能够得到良好的SIR(SignaltoInterference Ratio信干比)的原数值，各调制信号的接收质量将会提高。 

如上所述，根据本发明，在能够实现按照传播环境等使同时发送的调制信号的数量发生变化的方式中，可以实现降低导频码元以及数据码元的量化误差，并且提高接收质量的无线发送装置及无线发送方法。 

本说明书是根据2003年8月7日申请的日本专利申请第2003-289060 号及2004年3月12  申请的日本专利申请第2004-71322号。其内容全部包含于此作为参考。 

产业上的可利用性 

本发明特别适合于应用在由多个天线同时发送不同的调制信号，并且使该同时发送的调制信号的数量有所变化的无线通信系统中。 

Claims (3)

1.无线发送方法，使用一个以上的天线发送数据码元，包括：

第一步骤，发送第一前置码，所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；

第二步骤，使用比发送所述第一前置码的天线数目更多的天线发送第二前置码，所述第二前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅小，并且比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；

第三步骤，在发送数据码元之前发送所述第一和第二前置码。

2.如权利要求1所述的无线发送方法，

所述第二前置码包括自动增益控制码元。

3.无线发送方法，使用至少一个以上的第一天线和至少一个以上的第二天线，所述第一天线发送第一前置码、第二前置码和数据码元，而所述第二天线发送所述第二前置码和数据码元；包括：

第一步骤，使用所述第一天线发送所述第一前置码，所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅比数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；

第二步骤，使用所述第一天线和所述第二天线发送所述第二前置码，所述第二前置码所配置的信号点的信号点振幅比所述第一前置码所配置的信号点的信号点振幅小，并且比所述数据码元所配置的信号点的信号点振幅中最大的信号点振幅大；

第三步骤，在发送数据码元之前发送所述第一和第二前置码。

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