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CN113325384B - 一种通信雷达联合处理方法 - Google Patents

一种通信雷达联合处理方法 Download PDF

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CN113325384B CN202110888586.XA CN202110888586A CN113325384B CN 113325384 B CN113325384 B CN 113325384B CN 202110888586 A CN202110888586 A CN 202110888586A CN 113325384 B CN113325384 B CN 113325384B
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Abstract

本发明公开了一种通信雷达联合处理方法，包括如下步骤：首先发射端将通信帧中数据字段部分置空，并以前导码作为相位编码序列来设计脉冲雷达信号。接收端则在距离维度对回波信号进行分段，并根据发射信号编码序列特性来设计各段回波数据对应的脉压滤波器系数，通过分段脉压来抑制脉压旁瓣；然后对CLEAN算法进行改进，并结合提出的二维FGOS‑CA CFAR算法，实现从脉压回波中逐个提取和检测目标。本发明有效解决了由于发射序列非周期自相关性能较差而导致的脉压旁瓣问题，提高了系统的鲁棒性，同时该方案的计算复杂度相比传统雷达信号处理算法并没有显著增加，且可用于多种前导码序列，具有普遍适用性。

Description

一种通信雷达联合处理方法
技术领域
本发明属于通信雷达一体化技术领域，尤其涉及一种通信雷达联合处理方法。
背景技术
联合通信雷达（Joint Communication-Radar）系统通过硬件复用、波形共用实现雷达、通信功能一体化，其利用通信系统所具有的高速ADC等硬件来实现回波信号的全数字域基带处理，同时基于传统雷达信号处理技术进行目标探测、参数估计。
目前JCR系统主要应用于商用WLAN频段，不同于传统窄带雷达信号，由于商用授权频段以及毫米波非授权频段中的可用频带较宽，因此基于IEEE.802.11协议框架的JCR系统具有高数据传输速率和高距离分辨率等优点。文献[P. Kumari, J. Choi, N. González-Prelcic and R. W. Heath, "IEEE 802.11ad-Based Radar: An Approach to JointVehicular Communication-Radar System," in IEEE Transactions on VehicularTechnology, vol. 67, no. 4, pp. 3012-3027, April 2018] 提出利用IEEE 802.11 ad单载波物理层帧数据包的特殊前导码结构，并基于传统的时频同步和频偏估计算法设计单帧、多帧处理策略，在收发端波束对齐并建立定向链路后，从目标反射回来的回波中提取目标距离、速度等参数信息。该方案假设通过自干扰消除方案来实现全双工雷达，但目前的数字域自干扰抵消方案很难实现理想的自干扰抵消，且计算复杂度极高。同时，对消后的残余自干扰会大大增大雷达接收机的本底噪声。本发明考虑以IEEE 802.11协议为基础框架，利用其典型前导码结构，通过将发射端的通信帧配置成相位编码脉冲雷达信号形式来实现收发隔离，并设计多目标检测算法，实现对目标测速及测距。
脉冲压缩是脉冲雷达的关键技术之一，它既保持了窄脉冲的高距离分辨力，又能获得宽脉冲雷达系统的高信噪比。其中，发射信号序列的非周期自相关性能很大程度上决定了系统探测准确度。由于IEEE802.11协议物理层帧结构中的前导码序列主要是为通信接收端定时、同步而设计的，因此基于前导码的JCR系统存在脉冲信号模糊函数距离维主旁瓣比较低的问题。当回波信号脉压旁瓣值过高时， CFAR模块在多目标场景下会因强目标旁瓣掩盖附近弱目标主瓣出现漏警情况，且系统也会因实际虚警率过高导致过载从而引起目标错判。因此，有必要采取相应旁瓣抑制算法来解决强弱、邻近目标遮蔽等问题。另一方面，当目标过近时接收到的回波并不完整，若继续采用全码进行脉冲压缩会导致输出结果出现栅瓣，从而降低目标探测准确度。
为了抑制脉压输出的距离旁瓣，有学者提出基于CLEAN算法的旁瓣抑制技术。CLEAN算法是一种在去除单频分量的同时将信号副瓣也一并去除的解卷积技术，其主要思想是按照顺序去除强散射体的距离旁瓣，从而揭露出被掩盖的弱散射体。CLEAN算法的计算时间成本取决于目标数量。利用CLEAN算法消除目标脉压输出旁瓣，需要多次搜索最强目标，并根据对应的频点信息重建出最强目标的理想匹配滤波输出，并与回波数据相抵消，最终检测出目标信息。
尽管CLEAN算法计算效率高，但它无法将旁瓣抑制到噪声水平，当目标彼此靠近时，其性能会显著下降。另一方面，CLEAN门限p0并没有显式解，若直接对回波的脉压输出做CLEAN处理可能会因为门限设置不当使得系统虚警率和漏警率增大。同时，由于该技术主要应用于常规相位编码雷达信号，对信号序列本身非周期自相关性能有一定的要求，因此该算法在面对基于IEEE802.11协议的JCR系统时便存在一定的局限性。
表1给出了本专利中各缩略语及中英文定义：
表1 缩略语和关键术语定义
Figure 952234DEST_PATH_IMAGE001
发明内容
为了解决现有基于全双工假设的JCR系统在采用上述目标检测方案时因脉压旁瓣值较高而导致的CFAR检测机漏检和错检、CLEAN算法鲁棒性较差等技术问题，本发明提供一种通信雷达联合处理方法。
本发明的一种通信雷达联合处理方法，包括以下步骤：
步骤1：对IEEE 802.11协议通信帧中前导码序列进行相位编码调制，同时将该帧中的数据字段部分置空，从而构建脉冲雷达信号并发射。
步骤2：将获取的雷达回波数据分段为两部分，包括前遮挡部分和无遮挡部分。
步骤3：为各段回波数据设计相应的脉压滤波器系数，并在分段脉压后对输出进行拼接。
步骤4：将脉压输出经过MTD动目标检测后送入二维FGOS-CA CFAR模块进行强目标检测，获得目标信息。
步骤5：利用CLEAN算法反演出强目标对应的理想回波信号，并从原始脉压输出中清除。
步骤6：将剩余脉压回波重新进行MTD处理并送入CFAR模块进行逐次检测。
步骤7：重复步骤4-5，直到所有的目标被检测出来。
进一步的，步骤1具体为：
首先将通信帧中数据字段部分置零，接着对剩余的前导码序列C(k)进行BPSK或MPSK调制，基带调制方案由通信协议物理层而定，然后根据JCR系统采用的载波调制方案进行单载波调制或OFDM调制，从而得到脉冲射频信号。发射的相位编码脉冲串基带信号形式如下：
Figure 998687DEST_PATH_IMAGE002
Figure 515119DEST_PATH_IMAGE003
其中，K为脉冲编码序列长度，N为脉冲个数，M为调制方案可使用的相位数，
Figure 106769DEST_PATH_IMAGE004
表示第n个脉冲的复包络，
Figure 443072DEST_PATH_IMAGE005
表示每个脉冲内第k个子脉冲的调制相位，T PRI 为脉冲重复间隔，t为时间，
Figure 27637DEST_PATH_IMAGE006
。
进一步的，步骤2具体为：
雷达接收机根据设定的距离窗接收到N个脉冲回波，由射频RF模块输出得到各脉冲回波的基带采样信号x(n)，将x(n)在距离维上分成两个部分x 1(n)和x 2(n)，分别对应无遮挡情况和前遮挡情况，各部分对应距离段如下：
无遮挡：
Figure 398576DEST_PATH_IMAGE007
前遮挡：
Figure 161126DEST_PATH_IMAGE008
其中，R为目标距离，T d 为子脉冲持续时间，c为光速。
进一步的，步骤3具体为：
步骤3.1：初始化系统参数，将前导码序列C(k)中的STF分为两部分，其中包括重复序列部分C stf1 和非重复序列部分C stf2 ；将C stf1 通过互相关选择器得到该部分序列与伪随机序列集S中各个序列之间的互相关值R c (k)，设各序列长度均为L，则形式如下：
Figure 250305DEST_PATH_IMAGE009
其中，S={m序列，Gold序列，Kasami序列，Oppermann序列}，l=0,1,2,…,L-1。
步骤3.2：比较互相关值的峰值旁瓣比PSLR：
Figure 372982DEST_PATH_IMAGE010
其中P s 为最高峰值，P m 为最高旁瓣值。
然后从伪随机序列集合中选择PSLR最高值对应的序列S，并将匹配脉压滤波器系数h c中的重复序列部分C stf1 替换为对应相同长度的伪随机序列从而得到失配脉压滤波器h1。
步骤3.3：将C(k)中的LTF编码序列作为滤波器系数得到失配脉压滤波器h2。
步骤3.4：将x 1(n)和x 2(n)分别经过失配脉压滤波器h1和h2，并将结果按照距离维度进行拼接得到脉压输出y(n)。
进一步的，步骤4具体为：
步骤4.1：将N组脉压输出数据进行相参积累得到距离-多普勒维的RDM矩阵
Figure 864006DEST_PATH_IMAGE011
，其中NFFT表示相参积累过程中采用的FFT点数，U为单脉冲采样点数，RDM矩阵经过平方率检波后送入二维 FGOS-CACFAR模块。
步骤4.2：该模块首先从RDM矩阵的快时间维度即距离维进行处理，将二维参考窗内每行数据即多普勒单元i对应的U i 个参考距离单元
Figure 797458DEST_PATH_IMAGE012
通过一维OSCAGOCFAR 检测器，其中Q个参考单元采用CACFAR算法，而剩余U i -Q个参考单元则使用OSCFAR算法进行处理且仅对其内部坐标为奇数的单元进行排序；然后将OSCFAR部分和CACFAR部分计算得到的值进行比较并选择最大值作为该多普勒单元内噪声和杂波功率的估计值
Figure 373933DEST_PATH_IMAGE013
；在对二维参考窗内所有多普勒单元进行相同处理后得到一维列向量
Figure 300301DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 393634DEST_PATH_IMAGE015
表示转置操作符；最后，将得到的向量进行CACFAR处理，即计算向量元素的算术平均值从而得到背景噪声加杂波的平均功率水平
Figure 747255DEST_PATH_IMAGE016
，计算公式如下：
Figure 545447DEST_PATH_IMAGE017
其中，Q为采用CACFAR算法处理的参考单元数量，
Figure 275506DEST_PATH_IMAGE018
为多普勒单元i对应的第q个参考距离单元，
Figure 226275DEST_PATH_IMAGE019
为剩余U i -Q个参考单元经OSCFAR算法处理得到的第k个有序统计量。
判决门限由阈值乘积因子
Figure 485218DEST_PATH_IMAGE020
、阈值偏置量
Figure 36285DEST_PATH_IMAGE021
和
Figure 304456DEST_PATH_IMAGE016
共同决定：
Figure 358999DEST_PATH_IMAGE022
其中，
Figure 805155DEST_PATH_IMAGE020
与虚警概率有关：
Figure 577939DEST_PATH_IMAGE023
，Y 0表示待检单元内仅存在杂波和噪声的事件，故可通过蒙特卡洛实验来计算得到；设置Y 0的目的是为了降低使用窗函数和参考单元数量有限的影响，同时提高后续每轮迭代单个目标检测准确率，其取值范围为1.27~1.52。
步骤4.3：根据计算得到的门限值对RDM矩阵进行目标判决，若检测出多个目标则从中选择峰值最高的点作为输出目标，并由该点的坐标值得到目标参数估计值
Figure 649800DEST_PATH_IMAGE024
。
进一步的，步骤5具体为：
步骤5.1：根据CFAR模块检测出的强目标参数构造目标对应的理论回波信号：
Figure 575162DEST_PATH_IMAGE025
其中，
Figure 441487DEST_PATH_IMAGE026
分别为目标p对应理论回波信号的幅度、往返路程时延以及多普勒频移，P为目标数目，s(t)为发射信号基带波形，P为目标数目。
步骤5.2：对
Figure 435988DEST_PATH_IMAGE027
进行数字采样并分段，然后通过失配脉压滤波器h1和h2得到目标p对应的理想回波脉压输出
Figure 311540DEST_PATH_IMAGE028
。
步骤5.3：从脉压输出y(n)中减去
Figure 75097DEST_PATH_IMAGE028
，结果作为下一次迭代的输入数据。
进一步的，脉压滤波器应用到基于IEEE 802.11ad 协议的通信雷达一体化系统时，选择将匹配脉压滤波器系数h c中的STF序列替换为相同长度的m序列q 2048，从而得到无遮挡距离段内的失配脉压滤波器h1；同时将CEF编码序列作为滤波器系数得到失配脉压滤波器h2；失配脉压滤波器h1和h2构造如下：
前导码
Figure 131564DEST_PATH_IMAGE029
；
Figure 878940DEST_PATH_IMAGE030
；
Figure 27025DEST_PATH_IMAGE031
。
本发明的有益技术效果为：
1、本发明提出的基于 IEEE 802.11协议PHY物理层前导码的通信雷达一体化系统能够复用现有射频硬件，通过对前导码序列进行相位编码并将通信帧中的数据部分置空，可以实现在原有通信收发机数据传输的基础上更新多目标探测功能。
2、本发明提出将恒虚警算法与CLEAN算法相结合，可以保证在不会损失任何有用的目标信息前提下，先前被检测到的目标在原始回波中被完整“挖除”(包括调制方式、幅度和相位等信息) ，并通过迭代算法实现逐目标搜索及消除，极大提高了多目标检测的准确率。
3、本发明针对传统前导码序列模糊函数旁瓣较高的问题，将部分自相关性能较差的脉压序列替换为伪随机序列来设计失配滤波器，即通过消除该部分序列与回波数据中对应部分的相关性来提高脉压输出主旁瓣比。同时，利用分段脉压的方法降低因目标过近导致回波信号不完整而引起的栅瓣。
4、本发明提出的方法不仅适用于低数据率JCR系统中，也适用于高速JCR系统中；相较于传统雷达信号处理算法，本方案显著提高了雷达通信一体化系统的多目标检测率，具有很强的应用价值。
附图说明
图1是基于IEEE 802.11协议前导码的一体化系统发射信号示意图。
图2是二维FGOS-CA CFAR模块的参考滑窗示意图。
图3是IEEE 802.11ad SC PHY前导码帧结构图。
图4是本发明多目标检测方法的完整流程。
图5-图6是第一个脉冲回波的脉压输出结果对比图（其中图5是匹配脉压滤波器输出，图6是失配脉压滤波器输出）。
图7是通信雷达联合处理方法第一轮迭代处理结果图。
图8是通信雷达联合处理方法第二轮迭代处理结果图。
图9是通信雷达联合处理方法第三轮迭代处理结果图。
图10是通信雷达联合处理方法第四轮迭代处理结果图。
图11是通信雷达联合处理方法第五轮迭代处理结果图。
图12是二维FGOS-CA CFAR算法检测结果图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方法对本发明做进一步详细说明。
本发明的应用对象是基于IEEE802.11协议框架下的雷达通信一体化系统，即将通信帧中的前导码作为相位编码序列，且工作在时分双工模式下的单基站雷达系统。如图1所示，系统通过对有效载荷数据部分置空来实现仅在通信空闲时间进行雷达探测。
前导码包含短训练序列STF和长训练序列LTF，其中的STF主要用于帧同步和粗频率校正，而LTF主要用于细频率校正和信道估计。STF和LTF各自内部组成的序列组重复周期不同，例如802.11a/g物理层中的L-LTF序列由两组相同序列T1、T2以及保护间隔GI组成，而L-STF则由10组重复序列P构成，因此整个前导码非周期自相关性能较差，即峰值旁瓣比PSLR较低。为了解决JRC系统在多目标环境下的旁瓣遮掩问题，故需要对匹配脉压滤波器系数h c进行改进，以降低脉压旁瓣。考虑到STF内部重复序列组较多，其自相关函数具有多组相同高度的重复峰值，这极大影响了CFAR模块目标检测的准确率。所以，本发明将h c中的STF部分替换为伪随机序列得到失配脉压滤波器h2，从而抑制回波脉压结果中固定位置的旁瓣。
本发明针对JCR系统发射信号采用的前导码序列对CLEAN算法进行改进，旨在提高传统雷达检测过程中恒虚警CFAR模块在多目标环境下的目标检测准确率。由于该算法需要逐个提取回波中的目标并进行消除，且提取目标的过程仍然采用CFAR检测机，因此算法整体的计算复杂度较高。为此，本发明提出了二维FGOS-CACFAR模块，即在距离维度上采用一维OSCAGOCFAR 检测器，在多普勒维度上采用CACFAR。同时，为了进一步减少算法的计算量，一维OSCAGOCFAR仅对奇数列的多普勒单元样本点进行排序，算法原理图如图2所示，其中的“
Figure 926979DEST_PATH_IMAGE032
”表示采用OSCFAR处理的参考单元，“
Figure 400685DEST_PATH_IMAGE033
”表示采用CACFAR处理的参考单元，“
Figure 369778DEST_PATH_IMAGE034
”表示保护单元，“
Figure 587133DEST_PATH_IMAGE035
”表示待检单元。
实施例1：
本发明实施例1的应用对象为基于IEEE802.11ad协议的JCR系统，发射的二相编码雷达信号以IEEE 802.11ad SC PHY帧中的前导码作为二元编码序列。
IEEE 802.11ad SC PHY前导码包含STF和CEF两部分（如图3所示），其中STF由16组重复的Golay单边序列即Ga128以及后缀-Ga128组成， CEF字段则由两组Golay互补序列对即Gu512、Gv512以及后缀-Gb128组成。
每组Golay互补序列对由Ga和Gb组成。由于互补序列的自相关在非零移位处幅度和相位完全相反，在对整体序列对进行自相关处理时其旁瓣电平会完全抵消且峰值加倍，故互补序列自相关函数具有零旁瓣电平特性。
IEEE 802.11ad前导码中STF部分是由重复的Ga组成，不具备上述互补序列对的特性，且其非周期自相关函数的旁瓣非常丰富，主旁瓣比较低。受此影响，该系统CFAR检测模块在多个目标相互邻近的环境下，极易出现漏检和错检情况。
因此，本例通过设计失配滤波器降低脉压旁瓣，改进CLEAN算法消除目标遮掩效应，并构建二维FGOS-CA CFAR模块进一步降低CLEAN算法的计算复杂度。
图4给出了本实施例的完整信号处理流程。根据JCR系统发射端采用的典型前导码设计失配滤波器。雷达接收机在获取雷达回波数据后，进行失配滤波处理得到脉压输出。然后脉压数据经过MTD动目标检测后得到RDM矩阵，再将其送入构建的二维FGOS-CACFA模块进行强目标检测，获得单个目标信息。接着利用CLEAN算法反演出该强目标对应的理想回波信号，并从原始脉压输出中清除。最后将剩余脉压回波重新进行MTD处理并送入CFAR模块重新进行逐次检测，直到所有目标都被检测出来。
例1系统主要参数：该系统采用单基站雷达模型，工作频段
Figure 76014DEST_PATH_IMAGE036
，脉冲带宽
Figure 720622DEST_PATH_IMAGE037
，占空比D=10%，距离分辨率为
Figure 177012DEST_PATH_IMAGE038
，c为光速。脉冲编码序列长度N=3328，雷达脉宽为
Figure 932478DEST_PATH_IMAGE039
。脉冲重复间隔
Figure 541445DEST_PATH_IMAGE040
。系统采用单基地模型，即雷达接收机仅在脉冲发射完毕后打开。接收机采样频率
Figure 91375DEST_PATH_IMAGE041
。
设空间中存在彼此相互独立的5个目标，5个目标的距离、速度、RCS分别设置为[420m,5m/s,40m 2]、[425m,10m/s,50m 2]、[435m,20m/s,70m 2]、[650m,8m/s,90m 2]、[670m,25m/s,100m 2]。
雷达依次发射16个脉冲，发射的各脉冲信号经距离为
Figure 35060DEST_PATH_IMAGE042
、相对速度为
Figure 594218DEST_PATH_IMAGE043
的目标p反射，最后到达接收机并经过下变频处理后形式如下：
Figure 54761DEST_PATH_IMAGE044
其中，
Figure 41172DEST_PATH_IMAGE045
分别代表发射机、接收机增益及自由空间信道衰减。G p 表示目标p对信号的反射增益，f c为载波信号频率，
Figure 206574DEST_PATH_IMAGE046
分别为往返时延和多普勒频移。
将STF通过互相关器得到该序列与伪随机序列集S中各个序列的的互相关值R(k)，通过比较互相关值的峰值旁瓣比PSLR，选择将匹配滤波器系数中的STF序列替换为相同长度的m序列q 2048从而得到无遮挡距离段内的失配滤波器系数h1。
将C(k)中的CEF编码序列作为滤波器系数得到h2。当目标位于前遮挡距离段内时，回波脉冲仅能接收到部分STF，通过直接将该距离段内的脉压滤波器设置为CEF序列，可以尽可能多地消除由STF与CEF互相关引起的栅瓣。
表2给出了基于IEEE 802.11ad前导码的JCR系统脉压滤波器构造方式：
表2长度3328的前导码序列及构造的分段脉压滤波器系数
Figure 303843DEST_PATH_IMAGE048
雷达接收机根据设定的距离窗依次接收回波信号，经过LNA低噪声放大器以及混频器等RF器件后采样得到各脉冲的基带采样信号x(n)，然后经过分段脉压并将结果进行拼接得到脉压输出y(n)，同时为了进行对比，还将x(n)经过匹配滤波器得到输出g(n)。其中第1个脉冲回波信号的脉压输出对比结果如图5、图6所示。
将16组脉压数据合并成矩阵
Figure 887402DEST_PATH_IMAGE049
，其中矩阵的每一行代表单个脉冲回波32768个采样点。对所有回波脉压数据进行相干积累，即对矩阵
Figure 44714DEST_PATH_IMAGE049
的每一列进行256点FFT得到RDM矩阵
Figure 697412DEST_PATH_IMAGE050
。再将矩阵Y经过平方率检波后送入二维FGOS-CACFAR模块。
二维FGOS-CACFAR模块将单元平均CFAR和有序统计CFAR进行结合，通过对滑动参考窗内多普勒单元i对应的U i 个参考距离单元样本
Figure 598372DEST_PATH_IMAGE012
进行一维OSCAGOCFAR处理得到各个多普勒单元内噪声和杂波功率的估计值
Figure 36438DEST_PATH_IMAGE013
。然后将矩阵
Figure 364651DEST_PATH_IMAGE050
滑动参考窗内每行计算得到的
Figure 504645DEST_PATH_IMAGE013
组合成一维向量
Figure 943717DEST_PATH_IMAGE014
，再对该向量进行CA-CFAR处理即计算向量内部各个样本元素的算术平均值，从而得到背景噪声加杂波的平均功率水平
Figure 236289DEST_PATH_IMAGE016
。将
Figure 735404DEST_PATH_IMAGE016
乘以
Figure 362694DEST_PATH_IMAGE020
便得到该参考窗内待检测单元对应的阈值T。
将参考窗从左至右、从上至下滑动遍历RDM矩阵每个元素，重复上述计算得到阈值矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE051
。最后对两个矩阵的每一个元素都进行目标判别，如果检测出多个目标则从中选择峰值最高的点作为输出目标p，并由该目标p点的坐标值得到目标参数估计值
Figure 901996DEST_PATH_IMAGE024
；然后根据式(2)构造出目标对应的理想原始回波信号，并将该回波信号经过失配滤波器得到对应理想回波脉压输出，之后从脉压输出y(n)中减去。
最后将各脉冲的剩余脉压输出重新进行MTD处理并送入CFAR模块进行逐次检测，直至所有目标都已被检测出来。每轮算法迭代处理结果如图7-图11所示。
例1仿真分析：
根据图5、6的对比结果可以看出相比于采用原始发射序列的匹配脉压滤波器输出结果，通过将滤波器系数中的STF替换为等长度的m序列可以使得脉压主旁瓣比提升10dB。从图7-图11可以看到，原始脉压输出经过五轮算法处理后，分别设置在[420，425，435，520，550]m不同距离处的5个目标（RCS也不尽相同）都被正确地逐个检测出来，且每次迭代过程中各目标对应的理想回波信号也在原始回波中被直接清除。另一方面，本发明的多目标检测方法结合了二维FGOS-CACFA算法并对其进行了改进，大大提高了邻近目标检测效率和准确率。从图12的可以清晰看到位于[420，425，435]m的三个紧邻目标都能够被二维FGOS-CACFAR算法有效地识别出来。
实施例2：
本发明实施例1面向的是基于IEEE802.11ad的JCR系统，但也可适用于其他基于IEEE 802.11系列通信协议的JCR系统。例如基于IEEE 802.11ax协议的JCR系统在采用本方案时，可以针对HE-PPDU字段中的Legacy前导码以及HE前导码分别进行失配滤波器设计，其中L-STF字段对应匹配滤波器系数部分可替换为等长度的m序列。另一方面，考虑到HE-STF和HE-LTF字段为该协议新增的训练字段，因此还需要根据各部分序列的实际自相关性能来选择伪随机序列。同样，该系统也在接收端采用基于CLEAN算法的目标检测方案，即通过本发明提出的二维FGOS-CACFAR算法对回波信号进行目标检测，并基于该目标参数信息来构建对应的理想脉压信号，然后在原始回波脉压信号中进行消除，接着剩余回波脉压重新进行MTD处理以及CFAR检测，直至目标全部检测出来。
本发明以IEEE 802.11协议物理层通信帧中的前导码序列为相位编码序列设计脉冲雷达通信一体化系统。本发明提出的基于CLEAN思想的多目标检测方案，旨在通过设计回波信号处理算法实现从回波中逐目标检测。针对基于IEEE 802.11协议前导码的JCR系统脉压旁瓣较高的问题，本方案利用伪随机序列来降低常规前导码中重复周期序列STF对整体编码序列的非周期自相关性能的影响。同时，在接收端利用分段脉压解决遮挡区内目标回波旁瓣高的问题。本发明所提多目标检测方法将CLEAN算法和二维FGOS-CA CFAR算法相结合起来，弥补了传统CLEAN算法在面对邻近目标情况时易出现的错检和漏检等缺陷。

Claims (4)

1.一种通信雷达联合处理方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：对IEEE 802.11协议通信帧中前导码序列进行相位编码调制，同时将该帧中的数据字段部分置空，从而构建脉冲雷达信号并发射；具体为：
首先将通信帧中数据字段部分置零，接着对剩余的前导码序列C(k)进行BPSK或MPSK调制，基带调制方案由通信协议物理层而定，然后根据JCR系统采用的载波调制方案进行单载波调制或OFDM调制，从而得到脉冲射频信号，发射的相位编码脉冲串基带信号形式如下：
Figure 831478DEST_PATH_IMAGE001
，
Figure DEST_PATH_IMAGE002
其中，K为脉冲编码序列长度，N为脉冲个数，M为调制方案可使用的相位数，
Figure 886634DEST_PATH_IMAGE003
表示第n个脉冲的复包络，
Figure DEST_PATH_IMAGE004
表示每个脉冲内第k个子脉冲的调制相位，T PRI 为脉冲重复间隔，t为时间，
Figure 541738DEST_PATH_IMAGE005
；
步骤2：将获取的雷达回波数据分段为两部分，包括前遮挡部分和无遮挡部分；具体为：
雷达接收机根据设定的距离窗接收到N个脉冲回波，由射频RF模块输出得到各脉冲回波的基带采样信号x(n)，将x(n)在距离维上分成两个部分x 1(n)和x 2(n)，分别对应无遮挡情况和前遮挡情况，各部分对应距离段如下：
无遮挡：
Figure DEST_PATH_IMAGE006
前遮挡：
Figure 264843DEST_PATH_IMAGE007
其中，R为目标距离，T d 为子脉冲持续时间，c为光速；
步骤3：为各段回波数据设计相应的脉压滤波器系数，并在分段脉压后对输出进行拼接，具体为：
步骤3.1：初始化系统参数，将前导码序列C(k)中的STF分为两部分，其中包括重复序列部分C stf1 和非重复序列部分C stf2 ；将C stf1 通过互相关选择器得到该部分序列与伪随机序列集S中各个序列之间的互相关值R c (k)，设各序列长度均为L，则形式如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE008
其中，S={m序列，Gold序列，Kasami序列，Oppermann序列}，l=0,1,2,…,L-1；
步骤3.2：比较互相关值的峰值旁瓣比PSLR：
Figure 954582DEST_PATH_IMAGE009
其中P s 为最高峰值，P m 为最高旁瓣值；
然后从伪随机序列集合中选择PSLR最高值对应的序列S，并将匹配脉压滤波器系数h c中的重复序列部分C stf1 替换为对应相同长度的伪随机序列从而得到失配脉压滤波器h1；
步骤3.3：将C(k)中的LTF编码序列作为滤波器系数得到失配脉压滤波器h2；
步骤3.4：将x 1(n)和x 2(n)分别经过失配脉压滤波器h1和h2，并将结果按照距离维度进行拼接得到脉压输出y(n)；
步骤4：将脉压输出经过MTD动目标检测后送入二维FGOS-CA CFAR模块进行强目标检测，获得目标信息；所述二维FGOS-CA CFAR模块在距离维度上采用一维OSCAGO CFAR 检测器，一维OSCAGO CFAR检测器仅对奇数列的多普勒单元样本点进行排序，在多普勒维度上采用CA CFAR；
步骤5：利用CLEAN算法反演出强目标对应的理想回波信号，并从原始脉压输出中清除；
步骤6：将剩余脉压回波重新进行MTD处理并送入CFAR模块进行逐次检测；
步骤7：重复步骤4-5，直到所有的目标被检测出来。
2.根据权利要求1所述的一种通信雷达联合处理方法，其特征在于，所述步骤4具体为：
步骤4.1：将N组脉压输出数据进行相参积累得到距离-多普勒维的RDM矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE010
，其中NFFT表示相参积累过程中采用的FFT点数，U为单脉冲采样点数，RDM矩阵经过平方率检波后送入二维 FGOS-CA CFAR模块；
步骤4.2：该模块首先从RDM矩阵的快时间维度即距离维进行处理，将二维参考窗内各行多普勒单元i对应的U i 个参考距离单元
Figure 855673DEST_PATH_IMAGE011
通过一维OSCAGO CFAR 检测器，其中Q个参考单元采用CA CFAR算法，而剩余U i -Q个参考单元则使用OS CFAR算法进行处理且仅对其内部坐标为奇数的单元进行排序；然后将OS CFAR部分和CA CFAR部分计算得到的值进行比较并选择最大值作为该多普勒单元内噪声和杂波功率的估计值
Figure DEST_PATH_IMAGE012
；在对二维参考窗内所有多普勒单元进行相同处理后得到一维列向量
Figure 729563DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
表示转置操作符；最后，将得到的向量进行CA CFAR处理，即计算向量元素的算术平均值从而得到背景噪声加杂波的平均功率水平
Figure 538250DEST_PATH_IMAGE015
，计算公式如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
其中，Q为采用CA CFAR算法处理的参考单元数量，
Figure 535025DEST_PATH_IMAGE017
为多普勒单元i对应的第q个参考距离单元，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
为剩余U i -Q个参考单元经OS CFAR算法处理得到的第k个有序统计量；
判决门限T由阈值乘积因子
Figure 872597DEST_PATH_IMAGE019
、 阈值偏置量
Figure DEST_PATH_IMAGE020
和
Figure 705555DEST_PATH_IMAGE015
共同决定：
Figure 239304DEST_PATH_IMAGE021
其中，
Figure 293848DEST_PATH_IMAGE019
与虚警概率有关：
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，Y 0表示待检单元内仅存在杂波和噪声的事件，故可通过蒙特卡洛实验来计算得到；设置Y 0的目的是为了降低使用窗函数和参考单元数量有限的影响，同时提高后续每轮迭代单个目标检测准确率，其取值范围为1.27~1.52；
步骤4.3：根据计算得到的门限值对RDM矩阵进行目标判决，若检测出多个目标则从中选择峰值最高的点作为输出目标，并由该点的坐标值得到目标参数估计值
Figure 64970DEST_PATH_IMAGE023
。
3.根据权利要求2所述的一种通信雷达联合处理方法，其特征在于，所述步骤5具体为：
步骤5.1：根据CFAR模块检测出的强目标参数构造目标对应的理论回波信号：
Figure DEST_PATH_IMAGE024
其中，
Figure 385224DEST_PATH_IMAGE025
分别为目标p对应理论回波信号的幅度、往返路程时延以及多普勒频移，P为目标数量；s(t)为发射信号基带波形；
步骤5.2：对
Figure DEST_PATH_IMAGE026
进行数字采样并分段，然后通过失配脉压滤波器h1和h2得到目标p对应的理想回波脉压输出
Figure 988244DEST_PATH_IMAGE027
；
步骤5.3：从脉压输出y(n)中减去
Figure 179185DEST_PATH_IMAGE027
，结果作为下一次迭代的输入数据。
4.根据权利要求1所述的一种通信雷达联合处理方法，其特征在于，所述脉压滤波器设计方法应用到基于IEEE 802.11ad 协议的通信雷达一体化系统时，选择将匹配脉压滤波器系数h c中的STF序列替换为相同长度的m序列q 2048，从而得到无遮挡距离段内的失配脉压滤波器h1；同时将CEF编码序列作为滤波器系数得到失配脉压滤波器h2；失配脉压滤波器h1和h2构造如下：
前导码
Figure 842248DEST_PATH_IMAGE029
；
Figure 649798DEST_PATH_IMAGE031
；
Figure DEST_PATH_IMAGE032
。
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