CN113193316B - 一种基于双面平行带线的无反射带通滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于双面平行带线的无反射带通滤波器，包含基板、分设于基板上底面、下底面的平行且互为金属地的上层金属带条和下层金属带条。上下层金属带条均包含一个T型带通滤波器和两个对称布置的吸收式带阻滤波器。上下层金属带条的吸收式带阻滤波器的四分之一波长开路枝节之间形成距离为d的偏移。通过偏移上下两层的平行带线（四分之一波长开路枝节），容易地得到了超过300Ω的高特性阻抗值，这使得所提出的滤波器突破了工艺限制，能够实现高阻抗值，且具有较窄的1dB相对带宽、宽的20dB相对吸收带宽以及良好的通带选择性。T型结构的带通滤波器部分引入了二分之一波长开路枝节，以产生两个传输零点，使选择性显著增强。

Description

一种基于双面平行带线的无反射带通滤波器

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种基于双面平行带线的无反射 带通滤波器。

背景技术

滤波器作为射频和微波系统的基本组成部分，用于减轻系统外的干扰信号 和不需要的频谱产生。其中带通滤波器是关键的选频元件，在微波/射频系统中 起着至关重要的作用。传统的滤波器将带外信号的能量反射回信号源，通常这 样的反射使得与之相邻的有源器件性能发生恶化，从而造成不可避免的干扰。 由此，通常使用衰减器等附加元件来提高性能，然而这同时也导致了动态范围 减小和电路体积增大等问题。随着5G通信的不断发展，对于射频电路的要求也 随之变高，而滤波器性能的好坏直接决定了射频电路的质量。与传统滤波器不 同的是，无反射滤波器能够完全耗散阻带部分能量，而不是将其反射回源，从 而避免了信号得功率反射所带来的影响。使其能够更好的保护电路中的其他部分，尤其是大功率系统中的放大器、功率管等等有源器件，给予系统中其他器 件非常低的干扰，提升系统的稳定性。随着集成无源器件技术的快速发展和工 艺条件的成熟，推动了无反射滤波器的研究与设计。在此基础上，前人设计了 基于不同设计方法的各种无反射和无反射的带通滤波器。

无反射滤波器设计主要包括集总元件设计和分布元件设计。集总元件设计 需要使用大量的元件，这导致了复杂的设计过程，又由于集总电感和电容的寄 生效应，会使其在高频工作性能变差。在以往的设计中，通常需要高特性阻抗 的传输线来提高阻抗匹配性能。同时，高特性阻抗决定了通带的宽度，通带宽 度越窄，所需要的阻抗就越高。然而，对于微带线来说，由于其制造条件的限 制，很难实现如此高的阻抗。因此，在设计中必须选用厚的基板。然而，与此 同时特性阻抗较低的微带线宽度变宽，横向高次模的出现限制了其在高频工作。 在以往的设计中通常采用耦合微带来实现高的等效阻抗，但它不可避免地会带来较高的插入损耗。

随着无线通信的发展，双面平行带线的应用也相应得到了广泛的关注和发 展。双面平行带线(DSPSL)由于具有传输的射频信号具有等幅反相且不受频率影 响的特点，从而易于实现平衡和差分的电路结构。DSPSL还能够较为容易地实 现高低阻抗以满足电路匹配需求等特点。

得益于用平行带线的特殊性质,为了能够轻松实现较高的特性阻抗且不限 制设计频带范围，通过偏移平行带线的上下两个金属带条可以突破实现高阻抗 的限制。实现了高达304Ω的高特性阻抗，这使得所提出的无反射滤波器提高了 选择性且具有良好的无反射性能。

发明内容

本发明的目的在于，解决上述现有技术中的不足，提出一种基于双面平行 带线的无反射带通滤波器，通过偏移平行带线的上下两层金属带条得以容易地 实现高特性阻抗值，具有电路体积小、设计成本低的优点。

为了实现本发明目的，本发明提供基于双面平行带线的无反射带通滤波器， 该滤波器由上下两层平行的金属带条和一层基板组成。其中上下两层平行的金 属带条可分为两个部分，一个是T型带通滤波器部分，另一个是对称布局的两 个吸收式带阻滤波器部分。

上层金属带条的吸收式带阻滤波器由四分之一波长传输线(Z₂)、四分之一波 长短路枝节(Z₃)、四分之一波长开路枝节(Z₄)和终端吸收负载电阻(R＝Z₀＝50Ω) 组成。下层金属带条的吸收式带阻滤波器由四分之一波长传输线(Z₂)、四分之一 波长短路枝节(Z₃)和四分之一波长开路枝节(Z₄)组成。

对于吸收带阻滤波器部分，在改变各个枝节特性阻抗的情况下，通过对吸 收带阻滤波器的输入阻抗和频率响应进行分析，减小四分之一波长传输线的特 性阻抗Z₂或增加四分之一波长短路枝节的特性阻抗Z₃的情况下，可以获得增强 的选择性，然而由于吸收带阻滤波器部分输入阻抗的波动从而导致了滤波器匹 配性能的恶化。但是，随着四分之一开路枝节特性阻抗Z₄的增加，滤波器的选 择性得到明显增强，带宽变窄，同时对无反射性能影响不大。因此，带外滚降 速率可以通过改变四分之一波长开路枝节的特性阻抗值灵活地调整。

T型结构的带通滤波器部分由一个二分之一波长(半波长)的传输线(Z₁)和 一个中心加载的二分之一波长(半波长)开路枝节(Z_s)组成，其能产生两个传输 零点以实现更好的带外抑制。整个电路可视为π形网络，通过ABCD矩阵可得 到传输系数(S₂₁)和反射系数(S₁₁)的表达式，从而可以准确的计算得到在f₀/2 和3f₀/2处能够产生两个传输零点，在f₀处会产生一个传输极点，并且还存在另 外四个|S₁₁|为0的点。并且通过对频率响应的分析对其进行了很好的验证。对频 率响应进行分析，能够得到以下结论：1、增加二分之一波长(半波长)传输线 的特性阻抗值Z₁能够改善带外的滚降速率，但是阻抗匹配变差。2、为了平衡滤 波器的选择性和阻抗匹配性能，需要选择合理的二分之一波长(半波长)开路 枝节的特性阻抗值Z_s，分析约为80Ω。

结合所有的分析，考虑到滤波器的无反射性能和通带的选择性，可以得到 结论：增加四分之一开路枝节的特性阻抗值Z₄是一个合理的提升滤波器性能的 方法。由此本文提出了偏移的平行带线来满足高特性阻抗的需求，具体是偏移 上下两层的四分之一波长开路枝节。并且通过微带线与平行带线的阻抗关系， 能够容易得到各个枝节的物理尺寸。通过减小四分之一波长开路枝节的线宽和 增加上下两层四分之一开路枝节的偏移距离均可以有效的提高四分之一波长开 路枝节的特性阻抗，从而达到提升滤波器性能的目的。

本发明有益效果如下：

T型结构的带通滤波器部分引入了二分之一波长开路枝节，以产生两个传输 零点，使选择性显著增强。通过偏移上下两层的平行带线(四分之一波长开路 枝节)，使得所提出的滤波器突破了传统微带线的工艺限制，容易地得到了超过 300Ω的高特性阻抗值，且具有较窄的1dB相对带宽、宽的20dB相对吸收带宽 以及良好的通带选择性。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明；

图1是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器结构立体图。

图2是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器结构的俯视透视图。

图3是四分之一波长开路枝节偏移示意图。

图4-1是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器结构示意图。

图4-2是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器Π型网络结构示意 图。

图5-1是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器在不同Z₄的情况下 其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Z_in1的变化曲线图。

图5-2是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器在不同Z₂的情况下 其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Z_in1的变化曲线图。

图5-3是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器在不同Z₃的情况下 其吸收带阻滤波器部分的输入阻抗Z_in1的变化曲线图。

图6是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器S₁₁幅度与归一化频 率的关系示意图。

图7是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器的频率响应。

图8是本发明基于双面平行带线的无反射带通滤波器偏移平行带线的特性 阻抗Z₄与不同偏移距离d下w₄/h的比值。

图9是本实例无反射平行带线带通滤波器的仿真结果与测试结果的对比图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

参见图1和图2分别是本发明实施的基于双面平行带线的无反射带通滤波 器的3D立体图和俯视图。本发明实施的滤波器包括自上而下依次层叠设置的上 层金属带条1、基板2和下层金属带条3。上层金属带条1和下层金属带条2均 包含输入端50Ω传输线4、输出端50Ω传输线4’、设置于输入输出传输线之 间的一个T型带通滤波器和连接于输入输出传输线的两个对称布置的吸收式带 阻滤波器。

其中，T型带通滤波器由一个二分之一波长的传输线5和一个中心加载的二 分之一波长开路枝节9组成。上层金属带条1的吸收式带阻滤波器由四分之一 波长传输线8、8’、分别连接于该四分之一波长传输线8、8’末端的四分之一 波长短路枝节7、7’、四分之一波长开路枝节10、10’和终端吸收负载电阻11、 11’组成。下层金属带条1的吸收式带阻滤波器由四分之一波长传输线8、8’、 分别连接于该四分之一波长传输线8、8’末端的四分之一波长短路枝节7、7’ 和四分之一波长开路枝节10、10’组成。

上下两层金属带条的吸收式带阻滤波器的四分之一波长短路枝节7、7’的 外端过第一金属化通孔6、6’接地，终端吸收负载电阻11、11’的外端通过第 二金属化通孔12、12’接地。

上层金属带条1的吸收式带阻滤波器的四分之一波长开路枝节10、10’与 下层金属带条3的吸收式带阻滤波器的四分之一波长开路枝节10、10’之间形 成距离为d的偏移。

本发明实施例对滤波器各部分的尺寸进行优化，具体的滤波器的参数见下 表：

表中，l和w分别为输入输出端口50Ω平行带线的长度和宽度，l₀和w₀分 别为二分之一波长开路枝节的长度和宽度，l₁和w₁分别为二分之一波长平行带 线长度的一半和宽度，l₂和w₂分别为四分之一波长平行带线的长度和宽度，l₃和w₃分别为四分之一波长短路枝节的长度和宽度，l₄和w₄分别为四分之一波长 开路枝节的长度和宽度，d为四分之一波长开路枝节平行带线上下两层金属带条 的偏移距离，h为基板的厚度。设计中采用的基板是Rogers RO4003，其介电常 数为ε_r＝3.55，损耗角正切为tanδ＝2.7×10^-3，上下两层金属带条厚度为 t＝0.035mm。

下面结合附图详细说明本发明的设计、分析过程以及效果

图4-1展示了本发明无反射双面平行带线带通滤波器结构示意图，其可分 为两个部分，一个是T型带通滤波器部分，另一个是对称布局的两个吸收带阻 滤波器部分。图4-1中的吸收带阻滤波器由四分之一波长传输线(Z₂)、四分之 一波长短路枝节(Z₃)、四分之一波长开路枝节(Z₄)和终端吸收负载电阻 (R＝Z₀＝50Ω)组成。对于吸收带阻滤波器部分，其输入阻抗Z_in1可以表示为：

式中，Z₀为50Ω端口阻抗，Z₂为吸收带阻滤波器中的四分之一波长传输线 阻抗，Z₃为吸收带阻滤波器中的四分之一波长短路枝节阻抗，Z₄为吸收带阻滤 波器中的四分之一波长开路枝节阻抗，θ为吸收带阻滤波器各个四分之一波长枝 节电角度(相位角)，j表示虚数单位。

根据公式(1)可以具体分析吸收带阻滤波器各个枝节阻抗对其输入阻抗Z_in1的影响。在此基础上，可以看出以下几点。

1)从图5-1可以看出，随着Z₄的增加，Z_in1的斜率(K₁)在中心频率(f＝f₀)附近迅 速增加。同时，具有高阻抗值Z_in1的带宽变窄，这意味着吸收带阻滤波器的带宽 也变窄。同时，随着Z₄的增大，Z_in1在阻带内相对于50Ω的偏差变小。

2)从图5-2可以看出，f₀附近的Z_in1的斜率K₁随着Z₂的增加而减小。此外，整 个频带的Z_in1相对于50Ω的偏移量受Z₂不同的阻抗值的影响。

3)图5-3描述了Z_in1在不同Z₃下的曲线，改变Z₃的值对在f₀附近的Z_in1变化曲 线的的斜率K₁影响不大。然而，在0.5f₀和1.5f₀处，它都会影响Z_in1相对于50Ω 的偏差。

如图4-2所示，整个电路可视为π形网络。同时，T型带通滤波器由一个二 分之一波长的传输线(Z₁)和一个中心加载的二分之一波长开路枝节(Z_s)组成，其 能产生两个传输零点以实现更好的带外抑制。吸收带阻滤波器和带通滤波器的 ABCD矩阵分别是M_ABSF和M_BPF，并且可以表示为下面的公式(2)和(3)：

其中，M_ABSF表示吸收带阻滤波器的ABCD矩阵，M_BPF表示带通滤波器的 ABCD矩阵，ABSF表示Absorptive BandStop Filter(吸收带阻滤波器)，BPF表 示BandPass Filter(带通滤波器)。Z₁表示带通滤波器二分之一波长的传输线阻 抗，Z_s表示带通滤波器中心加载的二分之一波长开路枝节阻抗，θ表示带通滤波 器四分之一波长各枝节的电角度(相位角)，θ_s表示带通滤波器二分之一波长各 枝节的电角度(相位角)，Z_in1表示吸收带阻滤波器的输入阻抗。

基于此，整个电路的ABCD矩阵可以表示为：

其中，M表示整个Π形网络电路的ABCD矩阵。

因此，所提出的基于平行带线的无反射带通滤波器的S矩阵能够由整个电 路的ABCD矩阵得到。S₁₁和S₂₁能分别表示为：

S₁₁表示反射系数，S₂₁表示传输系数。

根据公式(1)-(6)，可以得到以下结论。

1)当θ_s＝2θ＝180°(注：θ表示电角度)时，可以得到|S₁₁|＝0(幅值为0)和|S₂₁|＝1(幅值为1)。因此，将在f₀(中心频率)处产生传输极点。同时，根据公式(5)， 在图6中画出了S₁₁的幅度变化曲线。可以看到，由于这里采用了两个吸收带阻 滤波器，所以还有四个|S₁₁|接近于零的点产生。

2)当θ_s＝2θ＝90°或θ_s＝2θ＝270°时，可以得到|S₂₁|＝0。这意味着两个带外传输零点将出现在f₀/2和3f₀/2处。

分析滤波器在不同的吸收带阻滤波器(ABSF)和带通滤波器(BPF)参数下的 频率响应。对于吸收带阻滤波器(ABSF)部分，随着Z₄的增加，所提出的滤波器 的选择性增强，带宽变窄。同时，对准无反射性能影响不大。因此，带外滚降 速率可以通过Z₄灵活地调整。然而，在减少Z₂或增加Z₃的情况下，图5-2和图 5-3所示的Z_in1的波动，导致了匹配性能的恶化，尽管可以获得增强的选择性。 因此，考虑到选择性和无反射性能的平衡，选用高阻抗值的四分之一波长开路 枝节(Z₄)是一种合理的提高滤波器性能的方法。对于带通滤波器(BPF)部分，增 加二分之一波长传输线的特性阻抗值Z₁能够改善带外的滚降速率，但是阻抗匹配变差。为了平衡滤波器的选择性和阻抗匹配性能，需要选择合理的二分之一 波长开路枝节的特性阻抗值Z_s，分析约为80Ω。图7为本发明基于双面平行带 线的无反射带通滤波器的频率响应，容易看出频率响应和分析的一致，在f₀、f₀/2 和3f₀/2处分别产生了一个传输极点和两个传输零点，同时在通带频率范围内有 五个|S₁₁|的零值点。我们采用了平行带线的设计方法，为了显著地提高Z₄，进行 了如下两个设计步骤：即减小平行带线的线宽w₄以及在固定线宽w₄的情况下偏 移顶部和底部的金属带条，从图8可以看出增加偏移距离d和减小w₄对于增加 Z₄都是有效的。

基于以上分析，我们设计了一款结构如图1所示的无反射双面平行带线带 通滤波器。图9为本实例无反射平行带线带通滤波器的仿真结果与测试结果的 对比图，展现了良好的一致性。测得其中心频率为5.025GHz，20-dB吸收相对 带宽为32％，1-dB相对带宽为7.16％，插入损耗为0.83dB，带外滚降速率为 22.1dB/GHz，在2.42GHz和7.26GHz处产生一对传输零点，提高了带外性能。

除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效 变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。

Claims (5)

1.一种基于双面平行带线的无反射带通滤波器，包含基板（2）、分设于基板（2）上底面、下底面的平行且互为金属地的上层金属带条（1）和下层金属带条（3），其特征在于：所述上层金属带条（1）和下层金属带条（3）均包含输入传输线（4）、输出传输线（4’）、设置于输入输出传输线之间的一个T型带通滤波器、和连接于输入输出传输线的两个对称布置的吸收式带阻滤波器；所述T型带通滤波器由一个二分之一波长的传输线（5）和一个中心加载的二分之一波长开路枝节（9）组成；上层金属带条（1）的吸收式带阻滤波器由四分之一波长传输线（8、8’）、分别连接于该四分之一波长传输线（8、8’）末端的四分之一波长短路枝节（7、7’）、四分之一波长开路枝节（10、10’）和终端吸收负载电阻（11、11’）组成；下层金属带条（3）的吸收式带阻滤波器由四分之一波长传输线（8、8’）、分别连接于该四分之一波长传输线（8、8’）末端的四分之一波长短路枝节（7、7’）和四分之一波长开路枝节（10、10’）组成；上下两层金属带条的吸收式带阻滤波器的四分之一波长短路枝节（7、7’）的外端接地，终端吸收负载电阻（11、11’）的外端接地；上层金属带条（1）的吸收式带阻滤波器的四分之一波长开路枝节（10、10’）与下层金属带条（3）的吸收式带阻滤波器的四分之一波长开路枝节（10、10’）之间形成距离为d的偏移。

2.根据权利要求1所述的基于双面平行带线的无反射带通滤波器，其特征在于：所述上下两层金属带条的吸收式带阻滤波器的四分之一波长短路枝节（7、7’）的外端通过第一金属化通孔（6、6’）连接。

3.根据权利要求1所述的基于双面平行带线的无反射带通滤波器，其特征在于：所述终端吸收负载电阻（11、11’）的外端通过第二金属化通孔（12、12’）与下层金属带条（3）的四分之一波长传输线（8、8’）的末端电连接。

4.根据权利要求1所述的基于双面平行带线的无反射带通滤波器，其特征在于：所述输入传输线（4）和输出传输线（4’）均为50Ω传输线。

5.根据权利要求1所述的基于双面平行带线的无反射带通滤波器，其特征在于：终端吸收负载电阻的阻值为50Ω。

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