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CN113169693A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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CN113169693A
CN113169693A CN201980075628.9A CN201980075628A CN113169693A CN 113169693 A CN113169693 A CN 113169693A CN 201980075628 A CN201980075628 A CN 201980075628A CN 113169693 A CN113169693 A CN 113169693A
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voltage
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崔乘喆
李学俊
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LS Electric Co Ltd
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Abstract

本发明提供一种逆变器控制装置，其通过推定转子磁通，并且基于对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流来计算和补偿滑差频率，来控制电动机的速度。为此，本发明可以包括：指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及滑差频率确定部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及逆变器控制装置。
背景技术
通常，逆变器是将输入的商用交流电源转换为直流电源之后，再将所述直流电源转换成适合于电动机的交流电源并供应到电动机的电力转换装置。此时，逆变器广泛应用于变速(variable speed)运转时所需的可以控制供应到电动机的交流电源的大小和频率的系统中。
这种逆变器以电力用半导体为基础，可以根据应用领域进行各种拓扑(topology)，并且根据拓扑方式，输出电压的大小、电平数以及电压合成方式等发生变化。作为工业用逆变器，主要使用三相半桥逆变器。三相半桥逆变器是由三个单相半桥逆变器并联连接而构成的结构，各个半桥是称为极(pole)、桥臂(arm)或支线(leg)的构成逆变器的基本电路。
工业上广泛使用的感应电动机可以通过电压/频率(V/f)运转进行频率控制，因此主要使用于在额定速度以下的运转区域不需要快速动态特性的风扇、泵以及鼓风机等领域。
然而，由于因负载可变的应用而发生滑差频率，因此无法恒速运转。尤其，在像传送带一样需要恒速运转的领域，应当适当地补偿滑差频率，以使实际运转速度与指令速度一致。即，需要一种逆变器控制来改善在电压/频率运转中因发生滑差频率而引起的速度误差，以能够与负载无关地恒速运转。
图1是示出现有技术的逆变器控制装置的控制框图。
参照图1，逆变器控制装置可以包括电动机10、逆变器20以及逆变器控制部30。
逆变器控制部30可以包括指令电压产生部40和滑差频率确定部50。
指令电压产生部40可以向逆变器20输出三相PWM电压Vabc_PWM。此时，逆变器20可以通过三相PWM电压Vabc_PWM动作，以向电动机10提供三相输出电压Vabcn。
其中，指令电压产生部40可以接收指令频率wref，并且基于电压/频率(V/f)运转来生成与指令频率wref相对应的逆变器20的指令电压。此时，指令电压产生部40可以生成作为指令电压的三相PWM电压Vabc_PWM，以使输出电压VV/f与运转频率wV/f的比值恒定。
滑差频率确定部50可以生成与速度误差相对应的滑差频率wslip_comp。此时，逆变器控制部30可以通过将滑差频率wslip_comp相加到指令频率wref来减少速度误差。
图2是详细示出图1所示的指令电压产生部的框图。
参照图2，指令电压产生部40可以包括电压确定部41、积分器42、三角函数应用部43、乘法部44以及PWM输出部45。
电压确定部41可以根据运转频率wV/f确定出输出电压VV/f的大小。
另外，积分器42可以通过积分运转频率wV/f来输出相位θV/f，三角函数应用部43可以输出将相位θV/f应用于已设定的三角函数而获得的相位值。
之后，乘法部44可以基于所述相位值输出作为三相交流正弦波的指令电压Vas_ref、Vbs_ref、Vcs_ref。
PWM输出部45可以将指令电压Vas_ref、Vbs_ref、Vcs_ref合成为三相PWM电压Vabc_PWM。
图3是用于说明频率与电压之间的关系的示例图。
图3示出了输出电压VV/f相对于运转频率wV/f成比例地增加。
根据图3所示的运转频率wV/f与输出电压VV/f之间的关系，电压确定部41可以从运转频率wV/f确定出输出电压VV/f的大小。
在逆变器20的初始启动时，逆变器20的运转频率wV/f从零开始，因此可以输出较小的电压，随着频率增加，可以输出大小与所述频率成比例的电压。之后，若逆变器20的运转频率wV/f达到目标频率wref，则运转频率wV/f不再增加，以定速运转。
图4是示出图1所示的逆变器的电路图。
参照图4，逆变器20可以包括直流电压提供部22和逆变器部24。
直流电压提供部22可以向逆变器部24提供已充电的直流电压。
逆变器部24可以将从直流电压提供部22供应的直流电压转换成三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn。之后，逆变器部24可以将三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn供应到电动机10。
三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn可以根据逆变器部24的三相开关的接通/断开状态来确定。
在各个相的支线(leg)上串联连接有两个开关，各个相彼此独立地动作，产生输出电压Van、Vbn、Vcn。各个相的输出电压Van、Vbn、Vcn被控制为彼此具有120度的相位差。
直流电压提供部22可以由电容或电池构成，并且可以保持恒定电压。逆变器部24的开关可以将直流电压转换成交流电压。
逆变器控制部30可以向逆变器部24输出用于确定逆变器部24的开关状态的三相PWM电压Vabc_PWM，以使电动机10以与指令频率相同的速度旋转。
图5是详细示出图1所示的滑差频率确定部的框图。
参照图5，滑差频率确定部50可以包括第一坐标转换部51、第二坐标转换部52、乘法部53、输出功率确定部54、计算部55、滑差频率确定部56以及滤波部57。
首先，第一坐标转换部51可以将三相abc轴电流Ias、Ibs、Ics转换成静止坐标系的dq轴电流Idss、Iqss。另外，第二坐标转换部52可以将静止坐标系的dq轴电流Idss、Iqss转换成旋转坐标系的电流Idse、Iqse。
上述静止坐标系dq轴电流Idss、Iqss和旋转坐标系电流Idse、Iqse可以通过以下[数学式1]来转换。
【数学式1】
Figure BDA0003068518010000031
Idse＝Idsscos(θv/f)+Idsssin(θv/f)，
Iqse＝-Idsssin(θv/f)+Iqsscos(θv/f)
乘法部53可以将输出电压VV/f的大小和有效电流Iqse相乘，输出功率确定部54可以的乘法部53的结果中考虑极数来确定输出功率Pload。
计算部55可以通过将输出功率Pload除以运转频率wV/f来确定输出扭矩Tload，滑差频率确定部56可以将额定滑差频率wslip_rated和额定扭矩Trated之比应用于输出扭矩Tload，滤波部327可以通过低频带滤波来确定滑差频率wslip_comp。
此时，为了确定有效电流Iqse而使用的相位角可以是相对于运转频率wV/f的指令相位角θV/f。
如上所述的电压/频率控制是工业上广泛使用的电动机驱动方法，具有能够进行速度控制且易于实现的优点。但是，在负载较大的运转条件下，由于滑差频率增加，因此电动机以与用户输入的速度不同的速度旋转，从而存在速度精度降低的问题。
为了弥补速度精度降低的问题，逆变器控制部30可以通过适当补偿滑差频率来增加逆变器20的运转频率。如上所述，现有技术的滑差频率补偿是，计算逆变器的输出功率和扭矩并通过滑差频率与扭矩之比来推定滑差频率的方式。
但是，在输出扭矩的计算中，通过将逆变器20的运转频率和电动机10的实际旋转频率看做近似来计算扭矩，然而在低速运转区域，由于逆变器20的运转频率与电动机10的旋转频率之间的误差相对较大，并且电动机10的损失影响较大，因此具有难以准确计算出输出功率、扭矩以及滑差频率的问题。
发明内容
发明要解决的问题
本发明的目的在于，提供一种逆变器控制装置，所述逆变器控制装置通过推定转子磁通，并且基于对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流来计算和补偿滑差频率，来控制电动机的速度。
本发明的目的不限于以上提及的目的，未提及的本发明的其他目的和优点可以通过以下说明来理解，并且可以通过本发明的实施例进一步明确地理解。另外，能够容易知晓本发明的目的和优点可以通过权利要求书中指出的手段及其组合来实现。
用于解决问题的手段
本发明的逆变器控制装置，可以包括：指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及滑差频率确定部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率，所述滑差频率确定部可以包括：坐标转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成静止坐标系的dq轴相电流和相电压，并且通过将指令相位角应用于所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成旋转坐标系的dq轴电流和电压；转子磁通推定部，通过将逆变器运转频率应用于所述dq轴电流和电压来推定同步坐标系的dq轴转子推定磁通，通过将指令相位角应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成静止坐标系的dq轴转子磁通；推定部，根据所述dq轴转子磁通推定所述转子磁通的相位角，并且通过将所述转子磁通的相位角应用于所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换成旋转坐标系的对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流；以及滑差频率输出部，基于所述对应于扭矩的电流、所述对应于磁通的电流和转子时间常数，输出推定滑差频率。
所述坐标转换部可以包括：第一转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成所述dq轴相电流和相电压；以及第二转换部，通过将对所述指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成所述dq轴电流和电压。
所述转子磁通推定部可以包括：磁通推定部，通过将所述逆变器运转频率应用于所述dq轴电流和电压，来推定所述ds轴转子推定磁通；以及磁通转换部，通过将指令相位角应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成所述dq轴转子磁通。
所述磁通推定部通过以下[数学式]λdqre＝λdqse-σLsidqse推定所述转子推定磁通，其中，λdqre是转子推定磁通，λdqse是定子磁通，σLs是定子泄漏电感。
所述磁通转换部可以通过将对指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成所述dq轴转子磁通。
所述推定部可以包括：相位角推定部，根据所述dq轴转子磁通推定所述转子磁通的相位角；以及电流推定部，通过将对所述转子磁通的相位角进行三角函数运算而获得的值应用于所述dq轴相电流，将所述dq轴相电流转换成所述对应于扭矩的电流和所述对应于磁通的电流。
所述相位角推定部可以包括：磁通转换部，将所述dq轴转子磁通转换成旋转坐标系的转子磁通；比例积分控制器，通过将所述旋转坐标系的转子磁通的q轴分量控制为零，来输出转子磁通的频率；以及积分器，通过对所述转子磁通的频率进行积分，来输出所述转子磁通的相位角。
所述相位角推定部还可以包括低通滤波器，使所述推定滑差频率低通通过，输出补偿滑差频率。
所述滑差频率输出部通过以下数学式来输出所述推定滑差频率，
Figure BDA0003068518010000061
其中，ωslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
发明的效果
本发明的逆变器控制装置推定转子磁通和相位角，基于推定的转子磁通的相位角补偿滑差频率，从而具有逆变器能够与负载无关地恒速运转的优点。
另外，本发明的逆变器控制装置能够应用在低速运转区域和高速运转区域两者，从而具有易于进行逆变器控制的优点。
除了上述效果之外，本发明的具体效果将与以下用于实施发明的具体细节一起描述。
附图说明
图1是示出现有技术的逆变器控制装置的控制框图。
图2是详细示出图1所示的指令电压产生部的框图。
图3是用于说明频率与电压之间的关系的示例图。
图4是示出图1所示的逆变器的电路图。
图5是详细示出图1所示的滑差频率确定部的框图。
图6是概略地示出本发明的逆变器控制装置的框图。
图7是示出图6所示的滑差频率确定部的框图。
图8是示出图7所示的坐标转换部的控制构成图。
图9是示出图7所示的转子磁通推定部的控制构成图。
图10是示出图7所示的推定部和频率推定部的控制构成图。
具体实施方式
在下文中，参照附图详细说明上述目的、特征以及优点，由此，本发明所属技术领域的技术人员能够容易实施本发明的技术思想。在说明本发明的过程中，若判断为对于与本发明相关的公知技术的具体说明致使本发明的主旨不清楚，则省略对其的详细说明。
以下，参照附图详细说明本发明的优选实施例。附图中的相同附图标记用于表示相同或类似的构成要素。
在下文中，对本发明一实施例的逆变器控制装置进行说明。
图6是概略地示出本发明的逆变器控制装置的框图。
参照图6，逆变器控制装置100可以包括电动机110、逆变器120以及逆变器控制部130。
其中，电动机110、逆变器120与包括在图1所示的逆变器控制装置中的电动机10、逆变器20相同，因此省略说明。
逆变器控制部130可以包括指令电压产生部140和滑差频率确定部150。与包括在图1所示的逆变器控制装置中的逆变器控制部30不同，逆变器控制部130可以使用电动机120的定子电压和电流直接推定转子磁通并计算相位角。
指令电压产生部140可以接收与指令频率wref和补偿滑差频率wslip_comp之和相对应的频率作为运转频率。此时，指令电压产生部140可以基于电压/频率(V/f)运转，生成与所述运转频率相对应且输出电压与频率之比恒定的作为逆变器120的指令电压的三相PWM电压Vabc_PWM。
指令电压产生部140可以向逆变器120输出三相PWM电压Vabc_PWM。此时，逆变器120可以通过三相PWM电压Vabc_PWM动作，向电动机110提供三相输出电压Vabcn。
滑差频率确定部150可以使用电动机110的相电压和相电流确定滑差频率。另外，滑差频率确定部150可以根据电动机110的相电流Iabcs和相电压Vabcs推定转子磁通λdqrs_est和相位角θest。另外，滑差频率确定部150可以基于转子磁通λdqrs_est和相位角θest，根据电流与滑差频率之间的关系补偿滑差频率。
图7是示出图6所示的滑差频率确定部的框图，图8是示出图7所示的坐标转换部的控制构成图，图9是示出图7所示的转子磁通推定部的控制构成图，图10是示出图7所示的推定部和频率推定部的控制构成图。
参照图7至图10，滑差频率确定部150可以包括坐标转换部160、转子磁通推定部170、推定部180以及滑差频率输出部190。
首先，图8的(a)示出了dq轴相电流转换部162的控制构成图，图8的(b)示出了dq轴相电压转换部164的控制构成图，图8的(c)示出了dq轴电流转换部166的控制构成图，图8的(d)示出了dq轴电压转换部168的控制构成图。
坐标转换部160可以包括第一坐标转换部161和第二坐标转换部165。
第一坐标转换部161可以包括dq轴相电流转换部162和dq轴相电压转换部164。
首先，dq轴相电流转换部162可以将三相abc轴定子电流、即三相abc轴电流Ias、Ibs、Ics转换成静止坐标系的dq轴相电流Idss、Iqss。dq轴相电压转换部165可以将三相abc轴定子电压、即三相abc轴相电压Vas、Vbs、Vcs转换成静止坐标系的dq轴相电压Vdss、Vqss。
第二坐标转换部165可以包括dq轴电流转换部166和dq轴电压转换部168。
dq轴电流转换部166可以通过将对指令相位角θV/f进行三角函数运算而获得的值应用在静止坐标系的dq轴相电流Idss、Iqss，来将所述静止坐标系的dq轴相电流Idss、Iqss转换成旋转坐标系的dq轴电流Idse、Iqse。
dq轴电压转换部168可以通过将对指令相位角θV/f进行三角函数运算而获得的值应用在静止坐标系的dq轴相电压Vdss、Vqss，来将所述静止坐标系的dq轴相电压Vdss、Vqss转换成旋转坐标系的dq轴电压Vdse、Vqse。
转子磁通推定部170可以包括磁通推定部172和磁通转换部174。
其中，图9的(a)示出了磁通推定部172的控制构成图，图9的(b)示出了磁通转换部174的控制构成图。
磁通推定部172可以通过将逆变器运转频率wV/f应用在dq轴电流Idse、Iqse和dq轴电压Vdse、Vqse，来推定同步坐标系的dq轴转子推定磁通λdre_est、λqre_est。
其中，dq轴转子推定磁通λdre_est、λqre_est可以通过以下[数学式2]来推定。
【数学式2】
Figure BDA0003068518010000081
其中，可以使
Figure BDA0003068518010000091
因此，可以变成Vdqse＝Rsidqse+jweλdqse。
首先，[数学式2]示出了基于转子磁通的同步坐标系中所示的感应电动机电压方程。
vdqse可以是dq轴电压，Rs可以是定子电阻，idqse可以是dq轴电流，we可以是运转频率(在图9中表示为“wV/f”)，λdqse可以是dq轴定子磁通。其中，
Figure BDA0003068518010000092
表示考虑到电压/频率运转时的电动机110的正常状态的运转。
【数学式3】
Figure BDA0003068518010000093
Figure BDA0003068518010000094
其中，可以近似为
Figure BDA0003068518010000095
其中，σLs可以是定子泄漏电感，Lr可以是转子电感，Lm可以是互感，λdqre可以是dq轴转子推定磁通(在图8中表示为"λdre_est"和"λqre_est")。
【数学式4】
λdqre＝λdqse-σLsidqse
其中，λdqre是转子推定磁通，λdqse是定子磁通，σLs是定子泄漏电感。
在上述[数学式3]中，通过近似为
Figure BDA0003068518010000096
可以推定dq轴转子推定磁通。
磁通转换部174可以应用d轴转子推定磁通λdre_est、λqre_est和指令相位角θV/f，转换成所述dq轴转子磁通λdrs_est、λqrs_est。
推定部180可以包括电流推定部182和相位角推定部184。
其中，图10的(a)示出了电流推定部182的控制构成图，图10的(b)示出了相位角推定部184的控制构成图，图10的(c)示出了滑差频率输出部190。
电流推定部182可以通过将对转子磁通的相位角θest进行三角函数运算而获得的值应用在dq轴相电流Idss、Iqss，来将所述dq轴相电流Idss、Iqss转换成对应于扭矩的电流Itorque和对应于磁通的电流Iflux，而不是转换为有效电流。
此时，相位角推定部184可以包括磁通转换部、比例积分控制器以及积分器。所述磁通转换部可以将dq轴转子磁通λdrs_est、λqrs_est转换成旋转坐标系的转子磁通λqrs_est。所述比例积分控制器可以通过将所述旋转坐标系的转子磁通的q轴分量λqrs_est控制为零来输出转子磁通的频率。所述积分器可以通过对所述转子磁通的频率进行积分来输出所述转子磁通的相位角θest。
滑差频率输出部190可以基于对应于扭矩的电流Itorque、对应于磁通的电流Iflux以及转子时间常数Tr，输出推定滑差频率wslip_est。
【数学式5】
Figure BDA0003068518010000101
其中，ωslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
根据[数学式5]算出的推定滑差频率wslip_est可以通过包括于相位角推定部184的低通滤波器(LPE：Low-pass filter)，输出为已补偿的滑差频率ωslip_comp。
滑差频率ωslip_comp可以对应于速度误差，逆变器控制部130可以通过将滑差频率ωslip_comp相加到指令频率来确定运转频率，由此可以与负载无关地进行恒速控制。
本发明的逆变器控制装置推定转子磁通和相位角，基于推定的转子磁通的相位角补偿滑差频率，从而具有逆变器能够与负载无关地恒速运转的优点。
另外，本发明的逆变器控制装置能够应用在低速运转区域和高速运转区域两者，从而具有易于进行逆变器控制的优点。
对于本发明所属技术领域的技术人员而言，可以在不超出本发明的技术思想的范围内进行各种替换、变形以及变更，因此，上述本发明不限于上述实施例和附图。

Claims (9)

1.一种逆变器控制装置，其中，包括：
指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及
滑差频率确定部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率，
所述滑差频率确定部包括：
坐标转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成静止坐标系的dq轴相电流和相电压，并且通过将指令相位角应用于所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成旋转坐标系的dq轴电流和电压；
转子磁通推定部，通过将逆变器运转频率应用于所述dq轴电流和电压来推定同步坐标系的dq轴转子推定磁通，通过将指令相位角应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成静止坐标系的dq轴转子磁通；
推定部，根据所述dq轴转子磁通推定所述转子磁通的相位角，并且通过将所述转子磁通的相位角应用于所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换成旋转坐标系的对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流；以及
滑差频率输出部，基于所述对应于扭矩的电流、所述对应于磁通的电流和转子时间常数，输出推定滑差频率。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述坐标转换部包括：
第一转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成所述dq轴相电流和相电压；以及
第二转换部，通过将对所述指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成所述dq轴电流和电压。
3.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述转子磁通推定部包括：
磁通推定部，通过将所述逆变器运转频率应用于所述dq轴电流和电压，来推定所述ds轴转子推定磁通；以及
磁通转换部，通过将指令相位角应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成所述dq轴转子磁通。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述磁通推定部通过以下数学式推定所述转子推定磁通，
[数学式]
λdqre＝λdqse-σLsidqse
其中，λdqre是转子推定磁通，λdqse是定子磁通，σLs是定子泄漏电感。
5.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述磁通转换部通过将对指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用于所述dq轴转子推定磁通，来将所述dq轴转子推定磁通转换成所述dq轴转子磁通。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述推定部包括：
相位角推定部，根据所述dq轴转子磁通推定所述转子磁通的相位角；以及
电流推定部，通过将对所述转子磁通的相位角进行三角函数运算而获得的值应用于所述dq轴相电流，将所述dq轴相电流转换成所述对应于扭矩的电流和所述对应于磁通的电流。
7.根据权利要求6所述的逆变器控制装置，其中，
所述相位角推定部包括：
磁通转换部，将所述dq轴转子磁通转换成旋转坐标系的转子磁通；
比例积分控制器，通过将所述旋转坐标系的转子磁通的q轴分量控制为零，来输出转子磁通的频率；以及
积分器，通过对所述转子磁通的频率进行积分，来输出所述转子磁通的相位角。
8.根据权利要求7所述的逆变器控制装置，其中，
所述相位角推定部还包括：
低通滤波器，使所述推定滑差频率低通通过，输出补偿滑差频率。
9.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述滑差频率输出部通过以下数学式来输出所述推定滑差频率，
[数学式]
Figure FDA0003068518000000031
其中，ωslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
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