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CN113169659B - 电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体模块 - Google Patents

电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体模块 Download PDF

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CN113169659B CN201880100001.XA CN201880100001A CN113169659B CN 113169659 B CN113169659 B CN 113169659B CN 201880100001 A CN201880100001 A CN 201880100001A CN 113169659 B CN113169659 B CN 113169659B
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Abstract

驱动电路驱动包括控制端子、第1主电极以及第2主电极的电力用半导体元件(1)。驱动电路具备用于使电力用半导体元件截止的第1开关截止电路(3)以及第2开关截止电路(10)。第2开关截止电路(10)的阻抗低于第1开关截止电路(3)的阻抗。在电力用半导体元件(1)断开时，在电力用半导体元件(1)是异常状态时，仅第1开关截止电路(3)动作，在电力用半导体元件(1)是正常状态时，第1开关截止电路(3)和第2开关截止电路(10)互补地动作。

Description

电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体 模块
技术领域
本公开涉及电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体模块。
背景技术
为了实现电力变换器的小型化以及高效化，已知降低在电力用半导体元件中产生的损耗的手法。在电力用半导体元件中产生的损耗中，有在开关动作的过渡时产生的开关损耗和在导通状态产生的导通损耗。导通损耗由电力用半导体元件的特性决定，相对于此，开关损耗能够通过电力用半导体元件的驱动方法降低。
开关损耗能够分类成在接通动作时产生的接通损耗和在断开动作时产生的断开损耗。例如，专利文献1记载的电力用半导体元件的驱动电路在断开动作时，使第1开关SW成为负的栅极电压Voff侧，同时使第2开关SW2导通。通过使第2开关SW2导通，不经由栅极电阻Rg将负的栅极电压施加到控制端子而使电力用半导体元件断开。在集电极/发射极间电压成为任意的设定值以上时，利用比较单元(COM)的输出使第2开关SW2截止，从而经由栅极电阻将负的电压施加到控制端子。根据该驱动电路，能够缩短直至集电极/发射极间电压达到预定的值为止的时间，降低断开损耗。
专利文献1记载的电力用半导体元件的驱动电路通过与电力用半导体元件的断开动作的起始一起使第2开关SW2导通，高速地进行断开动作。由此，缩短开关时间，作为结果，能够降低断开损耗。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2002-95239号公报(段落0031～0033、图1)
发明内容
然而，在专利文献1记载的电力用半导体元件的驱动电路中，伴随电力用半导体元件的断开动作，电力用半导体元件的集电极/发射极间电压Vce上升。集电极/发射极间电压Vce的上升变得急剧，所以电压变化率(dVce/dt)变高，所以噪声变大。
在专利文献1记载的电力用半导体元件的驱动电路中，在电力用半导体元件中流过过电流或者发生短路动作等异常状态时为了保护电力用半导体元件而使电力用半导体元件断开的情况下，也与正常状态时同样地，电力用半导体元件高速地进行断开动作。其结果，噪声变大，并且浪涌电压变高。
因此，本发明的目的在于提供在电力用半导体元件是正常状态时能够降低断开损耗并且在电力用半导体元件是异常状态时能够降低噪声且抑制浪涌电压的电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体模块。
本发明是驱动包括控制端子、第1主电极以及第2主电极的电力用半导体元件的驱动电路。驱动电路具备用于使电力用半导体元件截止的第1开关截止电路以及第2开关截止电路。第2开关截止电路的阻抗低于第1开关截止电路的阻抗。在电力用半导体元件断开时，在电力用半导体元件是异常状态时，仅第1开关截止电路动作，在电力用半导体元件是正常状态时，第1开关截止电路和第2开关截止电路互补地动作。
根据本发明，能够在电力用半导体元件是正常状态时降低断开损耗、并且在电力用半导体元件是异常状态时降低噪声并且抑制浪涌电压。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的电力用半导体元件的驱动电路100的结构例的图。
图2是实施方式1中的电力用半导体元件1是正常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
图3是实施方式1中的电力用半导体元件1是异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
图4是示出实施方式2所涉及的电力用半导体元件的驱动电路200的结构例的图。
图5是示出实施方式3所涉及的电力用半导体元件的驱动电路300的结构例的图。
图6是示出实施方式3的变形例所涉及的电力用半导体元件的驱动电路301的结构例的图。
图7是示出实施方式4所涉及的电力用半导体元件的驱动电路400的结构例的图。
图8是示出实施方式5所涉及的电力用半导体元件的驱动电路500的结构例的图。
图9是实施方式5中的电力用半导体元件1是正常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
图10是实施方式5中的电力用半导体元件1是异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
图11是示出实施方式5的变形例所涉及的电力用半导体元件的驱动电路501的结构例的图。
图12是示出实施方式6所涉及的电力用半导体元件的驱动电路600的结构例的图。
图13是示出实施方式7所涉及的电力用半导体元件的驱动电路700的结构例的图。
图14是示出实施方式8所涉及的电力用半导体元件的驱动电路800的结构例的图。
图15是示出实施方式9所涉及的电力用半导体元件的驱动电路900的结构例的图。
图16是示出应用实施方式10所涉及的电力变换装置的电力变换系统的结构的框图。
(符号说明)
1：电力用半导体元件；2：开关导通电路；3：第1开关截止电路；5：接通用开关；6：接通用栅极电阻；7：第1断开用开关；8：断开用栅极电阻：9：栅极指令用运算电路；10：第2开关截止电路；11：第2断开用栅极电阻；12：第2断开用开关；4、13、64、65：电压源；14、15、35、36、85、86、514、515：比较器；16：动作期间设定信号；17、19、29、30、319、419、517、519：基准电压；18：异常动作检测信号；20：单触发脉冲电路；21：锁存电路；22：逻辑运算电路；23：反转电路；26：积分器；27：主电极间电压检测器；25、28：栅极电流检测器；31：栅极指令；32：逻辑与电路；33：电流检测器；34：温度检测器；71：动作期间设定部；72：异常状态检测部；1000：电源；2000：电力变换装置；2010：主变换电路；2020：半导体模块；2030：控制电路；3000：负载。
具体实施方式
以下，参照附图，说明实施方式。
实施方式1.
图1是示出实施方式1所涉及的电力用半导体元件的驱动电路100的结构例的图。
驱动电路100驱动电力用半导体元件1。
电力用半导体元件1配置于电源VCC与基准电位(GND)之间。电力用半导体元件1的控制端子与节点ND1连接。在以下的说明中，还有时将控制端子记载为栅极。另外，还有时将集电极端子记载为第1主电极、将发射极端子记载为第2主电极。
驱动电路100具备用于使电力用半导体元件1导通的开关导通电路2、用于使电力用半导体元件1截止的第1开关截止电路3以及第2开关截止电路10、栅极指令用运算电路9、反转电路23和主电极间电压检测器27。
主电极间电压检测器27检测电力用半导体元件1的第1主电极(集电极端子)与第2主电极(发射极端子)之间的电压(以下主电极间电压)Vce，输出具有表示主电极间电压Vce的大小的值的检测信号DT1。在以下的说明中，还有时将主电极间电压Vce记载为集电极/发射极间电压。还有时将电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge记载为栅极电压。还有时将主电极间电流Ic记载为集电极电流。
开关导通电路2使电力用半导体元件1导通。开关导通电路2具备接通用开关5、接通用栅极电阻6以及电压源4。接通用开关5的第1端与电压源4连接。接通用开关5的第2端与接通用栅极电阻6的第1端连接。接通用栅极电阻6的第2端与节点ND1连接。
第1开关截止电路3使电力用半导体元件1截止。第1开关截止电路3具备第1断开用开关7和第1断开用栅极电阻8。
第1断开用栅极电阻8的第1端与节点ND1连接。第1断开用栅极电阻8的第2端与第1断开用开关7的第1端连接。第1断开用开关7的第2端与基准电位(GND)连接。
第2开关截止电路10使电力用半导体元件1截止。第2开关截止电路10具备动作期间设定部71、异常状态检测部72、逻辑运算电路22、第2断开用开关12、第2断开用栅极电阻11以及电压源13。
第2断开用栅极电阻11的第1端与节点ND1连接。第2断开用栅极电阻11的第2端与第2断开用开关12的第1端连接。第2断开用开关12的第2端与电压源13的第1端连接。电压源13的第2端与基准电位(GND)连接。电压源13的第1端的电位低于电压源13的第2端的电位(GND)。例如，第2断开用开关12能够由PNP晶体管构成。
动作期间设定部71设定第2开关截止电路10动作的期间。动作期间设定部71具备比较器14和单触发脉冲电路20。比较器14比较动作期间设定信号16和基准电压17。比较器14在动作期间设定信号16大于基准电压17的情况下，输出低电平的信号。比较器14在动作期间设定信号16小于基准电压17的情况下，输出高电平的信号。单触发脉冲电路20接受比较器14的输出信号C1，输出一定时间宽度的脉冲信号。
在本实施方式中，将动作期间设定信号16设为从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1。基准电压17大于预先决定的第1电压V1并且低于预先决定的第2电压V2。第1电压V1是电力用半导体元件1处于导通状态时的主电极间电压、即导通电压。第2电压V2是电力用半导体元件1处于切断状态时的电力用半导体元件1的主电极间电压Vce(＝VCC)。
异常状态检测部72检测电力用半导体元件1的异常状态。异常状态检测部72具备比较器15和锁存电路21。比较器15接受异常状态检测信号18和基准电压19。比较器15在异常状态检测信号18大于基准电压19的情况下，输出高电平的信号。比较器15在异常状态检测信号18小于基准电压19的情况下，输出低电平的信号。锁存电路21保持比较器15的输出信号C2。
在本实施方式中，作为异常状态，设想短路状态，将异常状态检测信号18设为从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1。异常状态检测部72检测电力用半导体元件1是否处于短路状态。基准电压19具有预先决定的大小。在电力用半导体元件1是短路状态时，异常状态检测信号18大于基准电压19。
逻辑运算电路22执行动作期间设定部71的输出和异常状态检测部72的输出的逻辑运算。逻辑运算电路22的输出与第2断开用开关12的控制端子连接。通过逻辑运算电路22的输出信号OR，控制第2断开用开关12的动作。具体而言，逻辑运算电路22执行单触发脉冲电路20的输出信号OP和锁存电路21的输出信号RT的逻辑或运算。
反转电路23使锁存电路21的输出信号RT反转。
栅极指令用运算电路9进行反转电路23的输出信号和栅极指令31的逻辑运算。栅极指令用运算电路9由与电路构成。栅极指令用运算电路9的输出信号GS被输入到接通用开关5的控制端子和第1断开用开关7的控制端子。接通用开关5和第1断开用开关7互补地动作。例如，如图1所示，接通用开关5由NPN晶体管构成，第1断开用开关7由PNP晶体管构成。
在栅极指令31是指示接通的高电平时并且在异常状态检测信号18小于基准电压19时(正常状态)，栅极指令用运算电路的输出信号GS成为高电平。在栅极指令用运算电路9的输出信号GS是高电平时，接通用开关5导通，并且第1断开用开关7截止。
在栅极指令31是指示断开的低电平时或者在异常状态检测信号18大于基准电压19(异常状态)时，栅极指令用运算电路的输出信号GS成为低电平。在栅极指令用运算电路9的输出信号GS是低电平时，接通用开关5成为截止，并且第1断开用开关7成为导通。
第2开关截止电路10的阻抗被设定成低于第1开关截止电路3的阻抗。
在电力用半导体元件1的断开动作中，将电力用半导体元件1的控制端子的电位设为Vg。忽略第1断开用开关7的导通电阻，将第1断开用栅极电阻8的电阻值设为Rg8。忽略第2断开用开关12的导通电阻，将第2断开用栅极电阻11的电阻值设为Rg11，将电压源13的电源电压设为V13(<0)。
第1开关截止电路3最大以Vg/Rg8抽出电力用半导体元件1的栅极电荷，从而使电力用半导体元件1断开。另一方面，第2开关截止电路10最大以(Vg-V13)/Rg11抽出电力用半导体元件1的电荷，从而使电力用半导体元件1断开。
因此，通过以成为Vg/Rg8<(Vg-V13)/Rg11的方式，设定电压源13的电源电压V13、第1断开用栅极电阻8的电阻值Rg8、第2断开用栅极电阻的电阻值Rg11，能够使第2开关截止电路10的阻抗低于第1开关截止电路3的阻抗。特别是，在设为Rg11<Rg8时最有效。
进而，为了降低断开损耗，缩短在断开动作中电力用半导体元件1的主电极间电压Vce上升的期间是有效的。
接下来，说明驱动电路100的断开时的动作。
在使电力用半导体元件1进行截止动作时，在电力用半导体元件1是异常状态时，第1开关截止电路3动作，在电力用半导体元件1是正常状态时，第1开关截止电路3和第2开关截止电路10互补地动作。更详细而言，在电力用半导体元件1进行截止动作时，在电力用半导体元件1是正常状态时，按照第1开关截止电路3、第2开关截止电路10、第1开关截止电路3的顺序动作。以下，更具体地说明。
在栅极指令31成为指示断开的低电平时，栅极指令用运算电路9的输出信号GS成为低电平。其结果，接通用开关5成为截止，并且第1断开用开关7成为导通。
在动作期间设定信号(＝电力用半导体元件1的主电极间电压)大于基准电压17时，比较器14的输出信号C1成为低电平。由此，单触发脉冲电路20将一定时间成为低电平的脉冲信号OP输出给逻辑运算电路22的一方的输入端子。
在电力用半导体元件1的动作状态是异常的情况下，异常状态检测信号18(＝电力用半导体元件1的主电极间电压)大于基准电压19。在该情况下，比较器15的输出信号C2成为高电平。在电力用半导体元件1的正常状态的情况下，异常状态检测信号18(＝电力用半导体元件1的主电极间电压)小于基准电压19。在该情况下，比较器15的输出信号C2成为低电平。比较器15的输出信号C2经由锁存电路21被送到逻辑运算电路22的另一方的输入端子，并且被送到反转电路23。
在逻辑运算电路22的输出信号OR是低电平时，第2断开用开关12成为导通。其结果，通过第2断开用开关12，电力用半导体元件1的控制端子、第2断开用栅极电阻11、第2断开用开关12以及电压源13成为导通状态。在此，第2开关截止电路10由于被设定成比第1开关截止电路3成为低阻抗，所以在第2断开用开关12成为导通状态时，通过第2开关截止电路10，电力用半导体元件1进行断开动作。
在逻辑运算电路22的输出信号OR是高电平时，第2断开用开关12成为截止。其结果，电力用半导体元件1的控制端子、第2断开用栅极电阻11、第2断开用开关12以及电压源13成为非导通状态。
在电力用半导体元件1是正常状态时，比较器15的输出信号C2成为低电平，所以在动作期间设定信号16大于基准电压17后，仅在由单触发脉冲电路20设定的期间，逻辑运算电路22的输出信号OR成为低电平。在该期间以外，逻辑运算电路22的输出信号OR成为高电平。在逻辑运算电路22的输出信号OR是低电平的期间，第2断开用开关12成为导通状态。在第2断开用开关12成为导通的期间中，通过第2开关截止电路10，电力用半导体元件1进行断开动作。在逻辑运算电路22的输出信号OR是高电平的期间，第2断开用开关12成为截止状态。在第2断开用开关12成为截止的期间，通过第1开关截止电路3，电力用半导体元件1进行断开动作。
另一方面，在电力用半导体元件1是异常状态时，比较器15的输出信号C2成为高电平，所以逻辑运算电路22的输出信号OR在电力用半导体元件1的断开动作中成为高电平。其结果，第2断开用开关12成为截止状态。第2断开用开关12成为截止状态，所以通过第1开关截止电路3，电力用半导体元件1进行断开动作。
图2是实施方式1中的电力用半导体元件1是正常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
在时刻t0之前的时刻中，电力用半导体元件1处于导通状态，电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge恒定，栅极电流Ig是0，主电极间电流Ic恒定，主电极间电压Vce是导通电压(电力用半导体元件1是导通时的电压)。
在时刻t0，通过栅极指令31成为指示断开的低电平，栅极指令用运算电路9的输出信号GS成为低电平。由此，接通用开关5成为截止，并且第1断开用开关7成为导通。
在时刻t0～t2中，电力用半导体元件1的主电极间电压Vce小于基准电压17，所以比较器14的输出信号C1维持高电平。因此，单触发脉冲电路20的输出信号OP维持高电平。在电力用半导体元件1是正常状态时，比较器15的输出信号C2成为低电平，所以锁存电路21的输出信号RT在断开动作中始终成为低电平。逻辑运算电路22的输出信号OR是单触发脉冲电路20的输出信号OP和锁存电路21的输出信号RT的逻辑或，所以维持高电平。逻辑运算电路22的输出信号OR是高电平，所以第2断开用开关12成为截止状态。
另一方面，在时刻t0，接通用开关5成为截止、并且第1断开用开关7成为导通，所以第1开关截止电路3动作。通过第1开关截止电路3，电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge从时刻t0的定时开始降低。积蓄于电力用半导体元件1的栅极电容的电荷被抽出，所以在时刻t0，栅极电流Ig向负的方向变大，在时刻t0以后，栅极/发射极间电压Vge降低，并且栅极电流Ig降低。在时刻t0至时刻t1，主电极间电流Ic和主电极间电压Vce不变化。
在时刻t1，在栅极/发射极间电压Vge达到米勒电压VM(恒定电压)时，栅极电流Ig也成为恒定。在时刻t1～t2的米勒期间中的时刻tx，主电极间电压Vce开始上升。
在时刻t2，电力用半导体元件1的主电极之间的电压Vce大于基准电压17，从而比较器14的输出信号C1变化为低电平。在比较器14的输出信号C1变化为低电平后，单触发脉冲电路20的输出信号OP直至时刻t3为止成为低电平的脉冲。比较器15的输出信号C2在电力用半导体元件1是正常状态时成为低电平，所以锁存电路21的输出信号RT在断开动作中始终成为低电平。逻辑运算电路22的输出信号OR是单触发脉冲电路20的输出信号OP和锁存电路21的输出信号RT的逻辑或，所以以与单触发脉冲电路20的输出信号OP相同的方式一定期间成为低电平。在逻辑运算电路22的输出信号OR是低电平时，第2断开用开关12成为导通状态。
这样，通过在从电力用半导体元件1的主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1大于基准电压17后仅在由单触发脉冲电路20设定的期间第2断开用开关12成为导通状态，第2开关截止电路10动作。即，在时刻t2～t3，第2开关截止电路10使电力用半导体元件1截止。第1开关截止电路3的阻抗大于第2开关截止电路10的阻抗，所以第1开关截止电路3在时刻t2～t3不动作。
电力用半导体元件的反馈电容存在电压依赖性。因此，存在电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge成为恒定的期间(米勒期间)。在该期间，电力用半导体元件1的栅极电流Ig被用于电力用半导体元件1的反馈电容的放电。之后，直至电力用半导体元件1的主电极间电压Vce达到电源VCC的电压VCC为止，主电极间电流Ic减少。
第2开关截止电路10被设定成比第1开关截止电路3成为低阻抗，所以在第2开关截止电路10动作时，栅极/发射极间电压Vge临时地减少，并且栅极电流Ig向负方向变大。其结果，电力用半导体元件1的主电极间电压Vce的电压变化率变高。即，相比于用第1开关截止电路3进行断开的情况，能够高速抽出电力用半导体元件1的栅极电荷，所以能够降低断开损耗。
在时刻t3以后，第2断开用开关12成为截止状态，从而第1开关截止电路3动作。通过第1开关截止电路3，进行断开动作，电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge降低，栅极电流Ig减少，主电极间电压Vce增加。
在时刻t4，主电极间电压Vce达到电源电压VCC(＝直流链电压)时，主电极间电流Ic开始降低。由于主电极间电流Ic的时间变化，在将主电路布线的寄生电感设为Ls时用Ls×dIc/dt表示的感应电压作为浪涌电压重叠到电力用半导体元件1的主电极间电压Vce。
如以上所述，在电力用半导体元件1是正常状态时，在时刻t2以前的期间(1)，第1开关截止电路3动作，在时刻t2～时刻t3的期间(2)，第2开关截止电路10动作，在时刻t3以后的期间(3)，第1开关截止电路3动作。
说明这样控制的理由。在断开动作中，电力用半导体元件1的主电极间电压Vce从导通电压上升而上升至电源电压VCC(＝直流链电压)。为了降低正常动作时的断开损耗，需要加快断开动作的开关速度，但在将主电路布线的寄生电感设为Ls、将主电极间电流Ic的时间变化率设为dIc/dt时，在主电路布线的寄生电感中产生用Ls×dIc/dt表示的感应电压，所以在电力用半导体元件1中在电源电压上重叠浪涌电压(Ls×dI/dt)。为了抑制浪涌电压，需要减小dIc/dt、即减慢开关速度。
在主电极间电压Vce从与导通电压相同的程度的电压电平以快的开关速度进行断开动作时，主电极间电压Vce的上升变化率(dVce/dt)变得急剧，所以存在噪声变高的可能性。另一方面，在主电极间电压Vce大于直流链电压(VCC)的定时切换开关速度时，已经达到产生浪涌电压的定时，所以最晚也需要在电力用半导体元件1的主电极间电压Vce达到直流链电压(VCC)的定时之前切换开关速度。
根据以上，在本实施方式中，将基准电压17设定为高于电力用半导体元件1的导通电压并且低于直流链电压的电平，在主电极间电压Vce大于基准电压17后，通过第2开关截止电路10使电力用半导体元件1截止。由此，在正常动作时，断开动作速度按照低速、高速、低速的顺序变化。
图3是实施方式1中的电力用半导体元件1是异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
在图3中，虚线所示的波形是正常状态时的波形，实线所示的波形是异常状态时的波形。在此，正常状态时和异常状态时的波形的断开动作的开始时刻不同。
作为逻辑运算电路22的一方的输入信号的单触发脉冲电路20的输出信号OP与电力用半导体元件1是正常状态时相同，所以不重复说明。
在电力用半导体元件1处于短路状态的情况下，成为电力用半导体元件1的主电极间电压Vce大于基准电压19的状态。其结果，比较器15的输出信号C2成为高电平。锁存电路21的输出信号RT维持高电平，逻辑运算电路22的输出信号OR始终成为高电平的信号。其结果，第2断开用开关12成为截止状态，所以第2开关截止电路10不动作。
因此，通过第1开关截止电路3的动作，电力用半导体元件1低速地断开。
在电力用半导体元件1短路的情况下，在电力用半导体元件1中，相比于正常状态时，流过5～10倍的大的主电极间电流Ic，并且主电极间电压Vce仍为大致接近电源电压VCC(＝直流链电压)的高电压。
在断开动作时，栅极/发射极间电压Vge成为恒定的米勒期间比正常状态短。直至栅极/发射极间电压Vge降低到米勒电压VM为止，栅极电流Ig在负方向上大量地流过，在栅极/发射极间电压Vge达到米勒电压VM时，栅极电流Ig也恒定。
相比于为了减少断开损耗而单纯地使开关速度连续地成为高速的情况，能够减小电流变化率(dIc/dt)，所以能够减少浪涌电压。其结果，能够抑制电力用半导体元件1是短路状态时的断开动作时的浪涌电压。
如以上所述，根据本实施方式的驱动电路，在电力用半导体元件1的断开动作中，设置在电力用半导体元件1是正常状态时使第2开关截止电路动作的期间，所以能够降低断开损耗。另一方面，在电力用半导体元件1处于短路状态的情况下第2开关截止电路不动作，所以能够抑制浪涌电压。由此，能够使包括该驱动电路的电力变换装置小型化以及高效化。
根据本实施方式，进而，将从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1用作动作期间设定信号16以及异常状态检测信号18。由此，能够减少电力用半导体元件1的驱动电路的结构零件的数量。
此外，在实施方式1中，示出开关导通电路2按照电压源4、接通用开关5、接通用栅极电阻6、节点ND1的顺序连接的例子，但接通用开关5、接通用栅极电阻6的顺序不限于此。同样地，关于第1开关截止电路3，示出与节点ND1、第1断开用栅极电阻8、第1断开用开关7、基准电位(GND)连接的例子，但第1断开用栅极电阻8和第1断开用开关7的顺序也不限于此。另外，关于第2开关截止电路10，示出与节点ND1、第2断开用栅极电阻11、第2断开用开关12、电压源13连接的例子，但第2断开用栅极电阻11和第2断开用开关12的顺序也不限于此。
实施方式2.
图4是示出实施方式2所涉及的电力用半导体元件的驱动电路200的结构例的图。
实施方式2的驱动电路200与实施方式1的驱动电路100的相异点在于，逻辑运算电路22由或非门构成的方面和第2断开用开关12由NPN晶体管构成的方面。
在NPN晶体管中在对基极/发射极之间输出高电平的信号时成为导通状态。因此，作为接受单触发脉冲电路20的输出信号OP和锁存电路21的输出信号RT的逻辑运算电路22，使用或非门。
关于第1开关截止电路3和第2开关截止电路10的动作，与实施方式1的动作相同，所以不重复说明。
实施方式3.
图5是示出实施方式3所涉及的电力用半导体元件的驱动电路300的结构例的图。
在实施方式3的驱动电路300中，开关导通电路2、第1开关截止电路3、第2开关截止电路10的电源电压、基准电位(GND)的生成方法与实施方式1以及实施方式2相异。
在实施方式1、2中，第1开关截止电路3的最小电位是基准电位(GND)，第2开关截止电路10的电压源13的高电位侧与基准电位(GND)连接。
另一方面，在实施方式3中，开关导通电路2的最大电位和第1开关截止电路3的最小电位是将电压源64和电压源65串联连接而构成的，两者连接的节点NDX与基准电位(GND)连接。更具体而言，电压源64的高电位侧与接通用开关5的第1端和电压源4之间的节点ND2连接。电压源65的低电位侧(第1端)与第1断开用开关7的第2端连接。电压源64的低电位侧和电压源65的高电位侧(第2端)与节点NDX连接。节点NDX与基准电位(GND)连接。
第2开关截止电路10的电压源13的高电位侧与实施方式1、2同样地，与基准电位(GND)连接。
在电力用半导体元件1的断开动作中，将电力用半导体元件1的控制端子的电位设为Vg。忽略第1断开用开关7的导通电阻，将第1断开用栅极电阻8的电阻值设为Rg8。忽略第2断开用开关12的导通电阻，将第2断开用栅极电阻11的电阻值设为Rg11，将电压源13的电源电压设为V13(<0)，将电压源65的电源电压设为Vn。
第1开关截止电路3通过最大以(Vg+Vn)/Rg8抽出电力用半导体元件1的栅极电荷，使电力用半导体元件1断开。另一方面，第2开关截止电路10通过最大以(Vg-V13)/Rg11抽出电力用半导体元件1的电荷，使电力用半导体元件1断开。
因此，通过以成为(Vg+Vn)/Rg8<(Vg-V13)/Rg11的方式，设定电压源65的电源电压Vn、电压源13的电源电压V13、第1断开用栅极电阻8的电阻值Rg8、第2断开用栅极电阻的电阻值Rg11，能够使第2开关截止电路10的阻抗低于第1开关截止电路3的阻抗。特别是，在设为Rg11<Rg8并且V13<-Vn时最有效。V13<-Vn表示电压源13的电压V13的绝对值大于电压源65的电压Vn的绝对值。
如以上所述，根据本实施方式，与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式3的变形例.
图6是示出实施方式3的变形例所涉及的电力用半导体元件的驱动电路301的结构例的图。
实施方式3的变形例与实施方式3的相异点在于，第2开关截止电路10的电压源13的第2端子(高电位侧)与电压源65的第1端子(低电位侧)连接的方面。即，电压源13的高电位侧与比基准电位(GND)低Vn的电位连接。
在本变形例中，在忽略第2断开用开关12的导通电阻，将第2断开用栅极电阻11的电阻值设为Rg11，将电压源13的电源电压设为V13(<0)时，第2开关截止电路10最大以(Vg+Vn-V13)/Rg11抽出电力用半导体元件1的电荷。
因此，通过以成为(Vg+Vn)/Rg8<(Vg+Vn-V13)/Rg11的方式，设定电压源65的电源电压Vn、电压源13的电源电压V13、第1断开用栅极电阻8的电阻值Rg8、第2断开用栅极电阻的电阻值Rg11，能够使第2开关截止电路10的阻抗低于第1开关截止电路3的阻抗。特别是，在设为Rg11<Rg8并且V13<0时最有效。
如以上所述，根据本实施方式，与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式4.
图7是示出实施方式4所涉及的电力用半导体元件的驱动电路400的结构例的图。
实施方式4的驱动电路400与实施方式1的驱动电路100的相异点在于，动作期间设定部71代替具备比较器14以及单触发脉冲电路20而具备比较器85、比较器86、逻辑与电路32的方面。
比较器86接受动作期间设定信号16和基准电压30。比较器86在动作期间设定信号16大于基准电压30的情况下，输出低电平的信号。比较器86在动作期间设定信号16小于基准电压30的情况下，输出高电平的信号。基准电压30是电力用半导体元件1完全截止时的电力用半导体元件1的主电极间电压Vce(＝VCC)。
比较器85接受动作期间设定信号16和基准电压29。比较器85在动作期间设定信号16大于基准电压29的情况下，输出高电平的信号。比较器85在动作期间设定信号16小于基准电压29的情况下，输出低电平的信号。基准电压29是电力用半导体元件1的导通电压。
逻辑与电路32执行比较器85的输出信号C3和比较器86的输出信号C4的逻辑与，将表示运算结果的信号AN送到逻辑运算电路22。
通过如以上的结构，能够在动作期间设定信号16的值高于基准电压29并且低于基准电压30的期间，使第2断开用开关12导通。
如以上所述，根据本实施方式，与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式5.
图8是示出实施方式5所涉及的电力用半导体元件的驱动电路500的结构例的图。
实施方式5的驱动电路500与实施方式1的驱动电路100的相异点在于，驱动电路500具备栅极电流检测器28和积分器26的方面。进而，实施方式5的动作期间设定信号16以及异常状态检测信号18与实施方式1相异。
栅极电流检测器28配置于第2断开用开关12的第2端与基准电位(GND)之间。栅极电流检测器28检测在断开动作时从电力用半导体元件1的控制端子流出的栅极电流。
积分器26对由栅极电流检测器28检测的栅极电流进行积分。积分器26的输出值在电力用半导体元件1的断开的开始时以及接通的结束时中的至少一方被复位。
电力用半导体元件1的栅极电流的积分值与在电力用半导体元件1的断开时从电力用半导体元件1的栅极端子流出的栅极电荷量相当。在本实施方式中，积分器26将具有表示在电力用半导体元件1的断开动作时流出的栅极电荷量的大小的值的信号作为动作期间设定信号16以及异常状态检测信号18输出。
动作期间设定部71具备比较器514和单触发脉冲电路20。比较器514接受动作期间设定信号16和基准电压517。比较器514在动作期间设定信号16大于基准电压517的情况下，输出低电平的信号。比较器514在动作期间设定信号16小于基准电压517的情况下，输出高电平的信号。单触发脉冲电路20接受比较器514的输出信号C1而输出一定时间宽度的脉冲信号。
基准电压517大于预先决定的第3电压V3并且低于预先决定的第4电压V4。第3电压V3是与在电力用半导体元件1的断开动作中直至电力用半导体元件1的栅极电压达到恒定值为止流出的栅极电荷量对应的电压的绝对值。第4电压V4是与直至电力用半导体元件1完全断开时为止流出的栅极电荷量对应的电压的值。
在电力用半导体元件1的断开动作中，驱动电路500抽出积蓄于电力用半导体元件1的栅极电容的栅极电荷，所以通过将具有表示栅极电荷量的值的信号设为动作期间设定信号16，能够降低断开损耗。
异常状态检测部72具备比较器515和锁存电路21。比较器515接受异常状态检测信号18和基准电压519。比较器515在异常状态检测信号18大于基准电压519的情况下，输出高电平的信号。比较器515在异常状态检测信号18小于基准电压519的情况下，输出低电平的信号。锁存电路21保持比较器515的输出信号C2。
基准电压519具有预先决定的大小。在电力用半导体元件1是短路状态时，异常状态检测信号18大于基准电压519。
图9是实施方式5中的电力用半导体元件1是正常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
在图9中，相对图2，追加电荷量Qg的推移。由于是断开动作，所以随着栅极电流Ig的绝对值减少，电荷量Qg的绝对值也同样地减少。电力用半导体元件的反馈电容有电压依赖性。因此，存在电力用半导体元件1的栅极/发射极间电压Vge成为恒定的期间(米勒期间)，在该期间，电力用半导体元件1的栅极电流Ig被用于电力用半导体元件1的反馈电容的放电。之后，直至电力用半导体元件1的主电极间电压Vce达到电源VCC的电压VCC为止，主电极间电流Ic减少。
第2开关截止电路10被设定成比第1开关截止电路3成为低阻抗，所以在第2开关截止电路10动作时，栅极/发射极间电压Vge临时地减少，并且栅极电流Ig向负方向变大。
在时刻t2，电荷量Qg的绝对值高于基准电压517。之后，直至时刻t3为止，第2断开用开关12成为导通状态。由此，通过第2开关截止电路10，电力用半导体元件1成为截止。
通过第2断开用开关12临时地成为导通，电荷量Qg的绝对值急剧增加。其结果，电力用半导体元件1的主电极间电压Vce的变化率变高。这样，相比于通过第1开关截止电路3成为断开的情况，能够高速抽出电力用半导体元件1的栅极电荷，所以能够降低断开损耗。
如以上所述，在电力用半导体元件1是正常状态时，在时刻t2以前的期间(1)，第1开关截止电路3动作，在时刻t2～时刻t3的期间(2)，第2开关截止电路10动作，在时刻t3以后的期间(3)，第1开关截止电路3动作。
图10是实施方式5中的电力用半导体元件1是异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作的时序图。
在图10中，断开动作的开始时刻与图9相异。虚线所示的波形是正常状态时的波形，实线所示的波形是异常状态时的波形。在图10中，相对图3，追加电荷量Qg的推移。
作为逻辑运算电路22的一方的输入信号的单触发脉冲电路20的输出信号OP与电力用半导体元件1是正常状态时相同，所以不重复说明。
在电力用半导体元件1处于短路状态的情况下，成为电力用半导体元件1的主电极间电压Vce大于基准电压519的状态。其结果，比较器515的输出信号C2成为高电平。锁存电路21的输出信号RT维持高电平，逻辑运算电路22的输出信号OR始终成为高电平的信号。其结果，第2断开用开关12成为截止状态，所以第2开关截止电路10不动作。因此，通过第1开关截止电路3的动作，电力用半导体元件1与实施方式1同样地低速地断开。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，相比于为了减少断开损耗而单纯地使开关速度连续地高速的情况，能够减小电流变化率(dIc/dt)，所以能够减少浪涌电压。其结果，能够抑制电力用半导体元件1是短路状态时的断开动作时的浪涌电压。
如以上所述，根据本实施方式，在电力用半导体元件1的断开动作中，设置在电力用半导体元件1正常状态时使第2开关截止电路动作的期间。另一方面，在电力用半导体元件1处于短路状态的情况下第2开关截止电路不动作。由此，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式5的变形例.
在实施方式5中，通过对由栅极电流检测器28检测的信号进行积分，取得电力用半导体元件1的栅极电荷量。在本变形例中，通过检测第1断开用栅极电阻8的两端电压，检测与截止栅极电流相当的电压信号，对该信号进行积分，从而得到从电力用半导体元件1的栅极端子流出的栅极电荷量。
图11是示出实施方式5的变形例所涉及的电力用半导体元件的驱动电路501的结构例的图。
实施方式5的变形例的驱动电路501与实施方式5的驱动电路500的相异点在于，驱动电路501具备栅极电流检测器25的方面。
栅极电流检测器25通过检测第1断开用栅极电阻8的两端电压，检测在电力用半导体元件1的断开动作时从电力用半导体元件1的控制端子流出的栅极电流的大小。
积分器26对由栅极电流检测器25检测的栅极电流进行积分。
从电力用半导体元件1的栅极端子流出的栅极电流的积分值与电力用半导体元件1的栅极电荷量相当，所以将由积分器26得到的具有表示在电力用半导体元件1的断开动作时流出的栅极电荷量的大小的值的信号，设为动作期间设定信号16以及异常状态检测信号18。
本变形例中的电力用半导体元件1是正常状态以及异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作与实施方式相同，所以不重复说明。
在本变形例中，也与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式6.
在实施方式1～5中，将异常状态设为短路状态。在实施方式6中，将异常状态设为过电流状态。
图12是示出实施方式6所涉及的电力用半导体元件的驱动电路600的结构例的图。
实施方式6的驱动电路600与实施方式1的驱动电路100的相异点在于，驱动电路600具备用于检测电力用半导体元件1的过电流状态的电流检测器33的方面。
电流检测器33配置于电力用半导体元件1的第2主电极与基准电位(GND)之间。电流检测器33检测在电力用半导体元件1的主电极之间流过的电流Ic，输出具有表示检测到的电流Ic的大小的值的检测信号DT2。
在本实施方式中，将异常状态检测信号18设为从电流检测器33输出的检测信号DT2，异常状态检测部72检测电力用半导体元件1是否处于过电流状态。
异常状态检测部72具备比较器35和锁存电路21。比较器35接受异常状态检测信号18和基准电压319。比较器35在异常状态检测信号18大于基准电压319的情况下，将高电平的信号输出给锁存电路21。比较器35在异常状态检测信号18小于基准电压319的情况下，将低电平的信号输出给锁存电路21。锁存电路21保持比较器35的输出信号C2。基准电压319具有预先决定的大小。在电力用半导体元件1是过电流状态时，异常状态检测信号18大于基准电压319。
在本实施方式中，与实施方式1同样地，将从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1设为动作期间设定信号16。
本实施方式中的电力用半导体元件1是正常状态以及异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作与实施方式1相同，所以不重复说明。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
此外，作为检测过电流的单元，除了电流检测器以外，还能够使用电力用半导体元件1的主电极间电压或者温度检测器等。
实施方式7.
在实施方式6中，将从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1设为动作期间设定信号16，但在本实施方式中，与实施方式5的变形例同样地，将具有表示电力用半导体元件1的栅极电荷量的值的信号设为动作期间设定信号16。
图13是示出实施方式7所涉及的电力用半导体元件的驱动电路700的结构例的图。
实施方式7的驱动电路700与实施方式6的驱动电路600的相异点在于，驱动电路700的第2开关截止电路10具备栅极电流检测器25以及积分器26的方面。
栅极电流检测器25通过检测第1断开用栅极电阻8的两端电压，检测在电力用半导体元件1的断开动作时从电力用半导体元件1的控制端子流出的栅极电流的大小。
积分器26对由栅极电流检测器25检测的栅极电流进行积分。
电力用半导体元件1的栅极电流的积分值与电力用半导体元件1的栅极电荷量相当，所以将由积分器26得到的具有表示在电力用半导体元件1的断开动作时流出的栅极电荷量的大小的值的信号设为动作期间设定信号16。
本实施方式中的电力用半导体元件1是正常状态以及异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作与实施方式1相同，所以不重复说明。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式8.
在实施方式8中，将异常状态设为过热状态。
图14是示出实施方式8所涉及的电力用半导体元件的驱动电路800的结构例的图。
实施方式8的驱动电路800与实施方式1的驱动电路100的相异点在于，驱动电路800具备用于检测电力用半导体元件1的过热状态的温度检测器34。
温度检测器34配置于电力用半导体元件1的附近。温度检测器34检测电力用半导体元件1的温度Tj，输出具有表示检测到的温度Tj的值的检测信号DT3。温度检测器34由热敏电阻或者片上温度传感器构成。
在本实施方式中，将异常状态检测信号18设为从温度检测器34输出的检测信号DT3，异常状态检测部72检测电力用半导体元件1是否处于过热状态。
异常状态检测部72具备比较器36和锁存电路21。比较器36接受异常状态检测信号18和基准电压419。比较器36在异常状态检测信号18大于基准电压419的情况下，将高电平的信号输出给锁存电路21。比较器36在异常状态检测信号18小于基准电压419的情况下，将低电平的信号输出给锁存电路21。锁存电路21保持比较器36的输出信号C2。基准电压419具有预先决定的大小。在电力用半导体元件1是过热状态时，异常状态检测信号18大于基准电压419。
在本实施方式中，与实施方式1同样地，将从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1设为动作期间设定信号16。
本实施方式中的电力用半导体元件1是正常状态以及异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作与实施方式1相同，所以不重复说明。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式9.
在实施方式8中将从主电极间电压检测器27输出的检测信号DT1设为动作期间设定信号16，但在本实施方式中，与实施方式5的变形例以及实施方式7同样地，将具有表示电力用半导体元件1的栅极电荷量的值的信号设为动作期间设定信号16。
图15是示出实施方式9所涉及的电力用半导体元件的驱动电路900的结构例的图。
实施方式9的驱动电路900与实施方式8的驱动电路800的相异点在于，驱动电路900的第2开关截止电路10具备栅极电流检测器25以及积分器26的方面。
栅极电流检测器25通过检测第1断开用栅极电阻8的两端电压，检测在电力用半导体元件1的断开动作时从电力用半导体元件1的栅极端子流出的栅极电流的大小。
积分器26对由栅极电流检测器25检测的栅极电流进行积分。
电力用半导体元件1的栅极电流的积分值与电力用半导体元件1的栅极电荷量相当，所以将由积分器26得到的具有表示在电力用半导体元件1的断开动作时流出的栅极电荷量的大小的值的信号设为动作期间设定信号16。
本实施方式中的电力用半导体元件1是正常状态以及异常状态时的电力用半导体元件1的断开动作与实施方式1相同，所以不重复说明。
在本实施方式中，也与实施方式1同样地，能够降低电力用半导体元件1是正常状态下的断开损耗，并且抑制电力用半导体元件1是异常状态下的浪涌电压。
实施方式10.
在本实施方式中，将上述实施方式1～9所涉及的电力用半导体元件的驱动电路应用于电力变换装置。本发明不限定于特定的电力变换装置，但以下，作为实施方式10，说明在三相的逆变器中应用本发明的情况。
图16是示出应用实施方式10所涉及的电力变换装置的电力变换系统的结构的框图。
图16所示的电力变换系统包括电源1000、电力变换装置2000、负载3000。电源1000是直流电源，对电力变换装置2000供给直流电力。电源1000能够由各种电源构成，例如，既能够由直流系统、太阳能电池、蓄电池构成，也能够由与交流系统连接的整流电路或者AC/DC转换器构成。另外，也可以由将从直流系统输出的直流电力变换为预定的电力的DC/DC转换器构成电源1000。
电力变换装置2000是连接于电源1000与负载3000之间的三相的逆变器，将从电源1000供给的直流电力变换为交流电力，对负载3000供给交流电力。电力变换装置2000具备：主变换电路2010，将直流电力变换为交流电力而输出；以及控制电路2030，将控制主变换电路2010的控制信号输出给主变换电路2010。
负载3000是通过从电力变换装置2000供给的交流电力驱动的三相的电动机。此外，负载3000不限于特定的用途，是搭载于各种电气设备的电动机、例如被用作面向混合动力汽车、电动汽车、铁路车辆、电梯或者空调设备的电动机。
以下，详细说明电力变换装置2000。主变换电路2010具备作为在实施方式1～9中说明的开关元件的电力用半导体元件1和续流二极管(未图示)。通过开关元件开关，将从电源1000供给的直流电力变换为交流电力，供给到负载3000。主变换电路2010的具体的电路结构有各种例子，但本实施方式的主变换电路2010是2电平的三相全桥电路，能够由6个开关元件和与各个开关元件反并联的6个续流二极管构成。
关于6个开关元件，针对每2个开关元件串联连接而构成上下支路，各上下支路构成全桥电路的各相(U相、V相、W相)。而且，各上下支路的输出端子、即主变换电路2010的3个输出端子与负载3000连接。
虽然为了驱动各开关元件，也可以与电力用半导体模块2020独立地设置在实施方式1～9中说明的驱动电路，但在实施方式10中，内置于电力用半导体模块2020。电力用半导体模块2020具备在实施方式1～9中说明的驱动电路。驱动电路生成驱动主变换电路2010的开关元件的驱动信号，供给到主变换电路2010的开关元件的控制电极。具体而言，驱动电路依照来自控制电路2030的控制信号，将使开关元件成为导通状态的驱动信号和使开关元件成为截止状态的驱动信号输出给各开关元件的控制电极。在将开关元件维持为导通状态的情况下，驱动信号是开关元件的阈值电压以上的电压信号(导通信号)，在将开关元件维持为截止状态的情况下，驱动信号成为开关元件的阈值电压以下的电压信号(截止信号)。
控制电路2030以对负载3000供给期望的电力的方式，控制主变换电路2010的开关元件。具体而言，根据应供给到负载3000的电力，计算主变换电路2010的各开关元件应成为导通状态的时间(导通时间)。例如，控制电路2030能够通过根据应输出的电压调制开关元件的导通时间的PWM控制，控制主变换电路2010。而且，控制电路2030以在各时间点向应成为导通状态的开关元件输出导通信号，向应成为截止状态的开关元件输出截止信号的方式，向主变换电路2010具备的驱动电路输出控制指令(控制信号)。驱动电路依照该控制信号，向各开关元件的控制电极输出导通信号或者截止信号作为驱动信号。
在本实施方式所涉及的电力变换装置中，主变换电路2010具备在实施方式1～9中说明的驱动电路，所以能够在开关元件的断开时，降低断开损耗，并且降低噪声。
在本实施方式中，说明在2电平的三相逆变器中应用本发明的例子，但本发明不限于此，能够应用于各种电力变换装置。在本实施方式中，设为2电平的电力变换装置，但既可以是3电平或者多电平的电力变换装置，在对单相负载供给电力的情况下也可以在单相的逆变器中应用本发明。另外，在对直流负载等供给电力的情况下还能够在DC/DC转换器、AC/DC转换器中应用本发明。
另外，应用本发明的电力变换装置不限定于上述负载为电动机的情况，例如，既能够用作放电加工机、激光加工机、感应加热烹调器或者非接触器供电系统的电源装置，进而也能够用作太阳能发电系统或者蓄电系统等的功率调节器。
应认为本次公开的实施方式在所有方面为例示而并非限制性的。本发明的范围并非由上述说明示出而由权利要求书示出，意图包括与权利要求书均等的意义以及范围内的所有变更。

Claims (13)

1.一种电力用半导体元件的驱动电路，驱动包括控制端子、第1主电极以及第2主电极的电力用半导体元件，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备用于使所述电力用半导体元件截止的第1开关截止电路以及第2开关截止电路，
所述第2开关截止电路的阻抗低于所述第1开关截止电路的阻抗，
在所述电力用半导体元件断开时，在所述电力用半导体元件是异常状态时，仅所述第1开关截止电路动作，在所述电力用半导体元件是正常状态时，所述第1开关截止电路和所述第2开关截止电路互补地按照所述第1开关截止电路、所述第2开关截止电路、所述第1开关截止电路的顺序动作。
2.根据权利要求1所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述第1开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与基准电位之间包括第1断开用栅极电阻和第1断开用开关，
所述第2开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与基准电位之间包括第2断开用栅极电阻、第2断开用开关以及电压源，
所述电压源的高电位侧的端子与所述基准电位连接，
所述第1断开用栅极电阻的电阻值大于所述第2断开用栅极电阻的电阻值。
3.根据权利要求1所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述第1开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与基准电位之间包括第1断开用栅极电阻、第1断开用开关以及第1电压源，
所述第1电压源的高电位侧的端子与所述基准电位连接，
所述第2开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与所述基准电位之间包括第2断开用栅极电阻、第2断开用开关以及第2电压源，
所述第2电压源的高电位侧的端子与所述基准电位连接，
所述第1断开用栅极电阻的电阻值大于所述第2断开用栅极电阻的电阻值、并且所述第1电压源的电压的大小小于所述第2电压源的电压的大小。
4.根据权利要求1所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述第1开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与基准电位之间包括第1断开用栅极电阻、第1断开用开关以及第1电压源，
所述第1电压源的高电位侧的端子与所述基准电位连接，
所述第2开关截止电路在所述电力用半导体元件的所述控制端子与所述基准电位之间包括第2断开用栅极电阻、第2断开用开关以及第2电压源，
所述第2电压源的高电位侧的端子与所述第1电压源的低电位侧连接，
所述第1断开用栅极电阻的电阻值大于所述第2断开用栅极电阻的电阻值。
5.根据权利要求2～4中的任意一项所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述第2开关截止电路包括：
动作期间设定部，设定所述第2开关截止电路动作的期间；
异常状态检测部，检测所述电力用半导体元件的异常状态；以及
逻辑运算电路，执行所述动作期间设定部的输出和所述异常状态检测部的输出的逻辑运算，
所述逻辑运算电路的输出与所述第2断开用开关的控制端子连接。
6.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备主电极间电压检测器，该主电极间电压检测器检测所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压，输出具有表示所述主电极间电压的值的动作期间设定信号，
所述动作期间设定部包括：
第1比较器，比较所述动作期间设定信号和第1基准电压；以及
单触发脉冲电路，接受所述第1比较器的输出，
所述单触发脉冲电路的输出被送到所述逻辑运算电路，
所述第1基准电压大于预先决定的第1电压并且低于预先决定的第2电压，
所述第1电压是所述电力用半导体元件的导通状态下的所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压，
所述第2电压是所述电力用半导体元件处于切断状态时的所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压。
7.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备主电极间电压检测器，该主电极间电压检测器检测所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压，输出具有表示所述主电极间电压的值的动作期间设定信号，
所述动作期间设定部包括：
第2比较器，比较所述动作期间设定信号和第2基准电压；
第3比较器，比较所述动作期间设定信号和第3基准电压；
逻辑与电路，输出所述第2比较器的输出和所述第3比较器的输出的逻辑与，
所述逻辑与电路的输出被送到所述逻辑运算电路，
所述第2基准电压是所述电力用半导体元件的导通状态下的所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压，
所述第3基准电压是所述电力用半导体元件处于切断状态时的所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压。
8.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，所述电力用半导体元件的驱动电路具备：
栅极电流检测部，检测从所述电力用半导体元件的控制端子流出的栅极电流；以及
积分器，对所述栅极电流检测部的输出信号进行积分，输出具有表示从所述电力用半导体元件的控制端子流出的栅极电荷量的值的动作期间设定信号，
所述动作期间设定部包括：
第4比较器，比较所述动作期间设定信号和第4基准电压；以及
单触发脉冲电路，接受所述第4比较器的输出，
所述单触发脉冲电路的输出被送到所述逻辑运算电路，
所述第4基准电压大于预先决定的第3电压并且低于预先决定的第4电压，
所述第3电压是与在所述电力用半导体元件断开时直至所述电力用半导体元件的栅极电压达到恒定值为止流出的栅极电荷量对应的电压的绝对值，
所述第4电压是与直至所述电力用半导体元件处于切断状态时为止流出的栅极电荷量对应的电压的绝对值。
9.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备主电极间电压检测器，该主电极间电压检测器检测所述电力用半导体元件的所述第1主电极与所述第2主电极之间的主电极间电压，输出具有表示所述主电极间电压的值的异常状态检测信号，
所述异常状态检测部包括比较所述异常状态检测信号和第5基准电压的第5比较器，
根据所述第5比较器的比较结果，检测所述电力用半导体元件是否处于短路状态。
10.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，所述电力用半导体元件的驱动电路具备：
栅极电流检测部，检测从所述电力用半导体元件的控制端子流出的栅极电流；以及
积分器，对所述栅极电流检测部的输出信号进行积分，输出具有表示从所述电力用半导体元件的控制端子流出的栅极电荷量的值的异常状态检测信号，
所述异常状态检测部包括比较所述异常状态检测信号和第6基准电压的第6比较器，
根据所述第6比较器的比较结果，检测所述电力用半导体元件是否处于短路状态。
11.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备电流检测部，该电流检测部检测在所述电力用半导体元件的主电极之间流过的电流的大小，输出具有表示所述电流的大小的值的异常状态检测信号，
所述异常状态检测部包括比较所述异常状态检测信号和第7基准电压的第7比较器，
根据所述第7比较器的比较结果，检测所述电力用半导体元件是否处于过电流状态。
12.根据权利要求5所述的电力用半导体元件的驱动电路，其中，
所述电力用半导体元件的驱动电路具备温度检测部，该温度检测部检测所述电力用半导体元件的温度，输出具有表示所述温度的值的异常状态检测信号，
所述异常状态检测部包括比较所述异常状态检测信号和第8基准电压的第8比较器，
根据所述第8比较器的比较结果，检测所述电力用半导体元件是否处于过热状态。
13.一种电力用半导体模块，具备：
电力用半导体元件；以及
用于驱动所述电力用半导体元件的权利要求1～12中的任意一项所述的电力用半导体元件的驱动电路。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3739755A1 (en) * 2019-05-16 2020-11-18 Solaredge Technologies Ltd. Gate driver for reliable switching
WO2024100706A1 (ja) * 2022-11-07 2024-05-16 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動回路および電力変換装置

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1032976A (ja) * 1996-07-16 1998-02-03 Fuji Electric Co Ltd 自己消弧形半導体素子の駆動回路
JP2001197724A (ja) * 2000-01-14 2001-07-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体素子のゲート駆動回路
JP2001345688A (ja) * 2000-03-31 2001-12-14 Denso Corp 半導体スイッチング素子駆動回路
CN1476136A (zh) * 2002-07-30 2004-02-18 ������������ʽ���� 电力半导体元件的驱动电路
JP2007028711A (ja) * 2005-07-12 2007-02-01 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 半導体素子のゲート駆動回路
JP2010178447A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体回路装置
JP2014112925A (ja) * 2014-02-07 2014-06-19 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型デバイスの駆動回路
JP2014117112A (ja) * 2012-12-12 2014-06-26 Hitachi Power Semiconductor Device Ltd 半導体制御装置及び電力変換装置
WO2014136252A1 (ja) * 2013-03-08 2014-09-12 三菱電機株式会社 半導体装置
WO2015008461A1 (ja) * 2013-07-18 2015-01-22 株式会社デンソー 半導体素子の電流検出装置
JP2015053749A (ja) * 2013-09-05 2015-03-19 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動回路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002095239A (ja) 2000-09-11 2002-03-29 Toshiba Corp 自己消弧型素子のゲート制御回路
JP2009071956A (ja) * 2007-09-12 2009-04-02 Mitsubishi Electric Corp ゲート駆動回路
JP2012034079A (ja) * 2010-07-29 2012-02-16 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型デバイスの駆動回路
JP6617571B2 (ja) * 2016-01-14 2019-12-11 富士電機株式会社 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1032976A (ja) * 1996-07-16 1998-02-03 Fuji Electric Co Ltd 自己消弧形半導体素子の駆動回路
JP2001197724A (ja) * 2000-01-14 2001-07-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体素子のゲート駆動回路
JP2001345688A (ja) * 2000-03-31 2001-12-14 Denso Corp 半導体スイッチング素子駆動回路
CN1476136A (zh) * 2002-07-30 2004-02-18 ������������ʽ���� 电力半导体元件的驱动电路
JP2007028711A (ja) * 2005-07-12 2007-02-01 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 半導体素子のゲート駆動回路
JP2010178447A (ja) * 2009-01-28 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体回路装置
JP2014117112A (ja) * 2012-12-12 2014-06-26 Hitachi Power Semiconductor Device Ltd 半導体制御装置及び電力変換装置
WO2014136252A1 (ja) * 2013-03-08 2014-09-12 三菱電機株式会社 半導体装置
WO2015008461A1 (ja) * 2013-07-18 2015-01-22 株式会社デンソー 半導体素子の電流検出装置
JP2015053749A (ja) * 2013-09-05 2015-03-19 三菱電機株式会社 電力用半導体素子の駆動回路
JP2014112925A (ja) * 2014-02-07 2014-06-19 Fuji Electric Co Ltd 絶縁ゲート型デバイスの駆動回路

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