CN113064152B

CN113064152B - 雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质

Info

Publication number: CN113064152B
Application number: CN202110292599.0A
Authority: CN
Inventors: 陈宏浩; 刘伟; 郧亚峰; 刘陈峰; 戚宇飞; 朱旻; 席厚金; 侯凡
Original assignee: Jiangsu Manku Technology Co ltd
Current assignee: Jiangsu Manku Technology Co ltd
Priority date: 2021-03-18
Filing date: 2021-03-18
Publication date: 2024-06-04
Anticipated expiration: 2041-03-18
Also published as: CN113064152A

Abstract

本申请提供一种雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质,所述雷达波形设计方法包括：设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙；输出所述第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，所述第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第一波形间隙；输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙。本申请提供的雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质，通过在雷达波束中设置不同多普勒分辨力的多个音部，能够有效提升产品的动态测量范围，提升最大测量值和最小测量分辨力。

Description

雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质

技术领域

本申请涉及雷达探测技术领域，特别是涉及一种雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质。

背景技术

在车载毫米波雷达产品中，FMCW(调频连续波)雷达是使用最广泛的一种。这种雷达通过一个波形生成器和一个压控振荡器(VCO)来生成频率连续变化的频域斜坡型信号(Chirp)(例如锯齿波、三角波以及正弦波)通过天线发射至外部探测空间，并将略有延迟(与距离成正比)的障碍物回波信号与发射信号进行混频解调，得到恒定频率的基带信号。

FMCW雷达普遍使用FFT(fast Fourier transform，快速傅立叶变换)来对时域基带信号进行一次分析，分析得到的每一个FFT峰值代表一个或多个障碍物目标。

FMCW雷达普遍使用FFT将上述第一次的距离傅里叶变换(RFFT)的目标所在谱线，按照每个Chirp所在的时刻，组成一个虚拟采样序列并执行FFT，分析得到的每一个FFT谱线峰值代表距离相同但多普勒速度不同的一个或多个障碍物目标。

在以上普遍使用的雷达信号处理方法中，距离维的动态测量范围(最大测量距离除以距离分辨力)由距离FFT的谱线(bin)数决定，多普勒速度维的动态测量范围(最大测量多普勒速度÷多普勒速度分辨力)由多普勒FFT的谱线数决定。目前由于自动驾驶及辅助驾驶的系统复杂度的显著提升，市场对车载雷达产品的动态测量范围的需求也在日益提高，进而对各个维度的FFT的谱线数规模需求也在日益提高。而在工程实现中，更大点数规模的FFT基本意味着更高的内存(RAM)占用，也意味着更高的硬件成本。同时更大点数规模的FFT也需要在基带信号上花费更多时间进行ADC采样，因此要求更高的占空比和更高的平均发射功率。总体来讲，由于工程实现的限制，车载雷达产品难以通过无限制地扩大各级FFT的点数规模来提升产品的动态测量范围，难以提升最大测量值和最小测量分辨力。

发明内容

本申请的目的在于提供一种雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质，以解决现有雷达波难以提升动态测量范围的问题。

在一方面，本申请首先提供一种雷达波形设计方法，具体地，所述雷达波形设计方法包括：

设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙；

根据所述第一中心波长和所述第一波形时长，输出所述第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，所述第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第一波形间隙；

根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙。

可选地，在执行设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙的步骤中包括：

按照以下公式设定：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]≠A

其中，λ1为第一中心波长，N1为第一波形个数，t11为第一波形时长，t12为第一波形间隙，λ2为第二中心波长，N2为第二波形个数，t21为第二波形时长，t22为第二波形间隙，A为任一正整数。

按照以下公式设定：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]＝(M+1)/M

其中，λ1为第一中心波长，N1为第一波形个数，t11为第一波形时长，t12为第一波形间隙，λ2为第二中心波长，N2为第二波形个数，t21为第二波形时长，t22为第二波形间隙，M为大于1的正整数。

可选地，在执行根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙的步骤之前包括：

在一个波束中，所述第一音部输出完成后立即开始输出所述第二音部。

另一方面，本申请还提供了一种雷达波形设计装置，具体地，所述雷达波形设计装置包括依次连接的存储器、处理模块和频率合成模块，其中：

所述存储器用于存储并发送第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙至处理模块；

所述处理模块用于先根据所述第一中心波长和所述第一波形时长，控制所述频率合成模块输出所述第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，其中所述第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第一波形间隙；再根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，控制所述频率合成模块输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙。

可选地，所述存储器按照以下公式进行设定存储：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]≠A

可选地，所述频率合成模块输出的所述第一波形个数与所述第二波形个数相同。

可选地，所述频率合成模块输出的所述调频连续波的波形选自三角波、锯齿波、阶梯波和正弦波的至少一种。

可选地，所述频率合成模块在每个雷达扫描周期内输出多个扫描帧，每个所述扫描帧内输出多个不同方向的所述雷达波束。

另一方面，本申请还提供一种计算机存储介质，具体地，所述计算机存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序在被处理器执行时，可实现如上述的雷达波形设计方法。

本申请提供的雷达波形设计方法、装置和计算机存储介质，通过在雷达波束中设置不同多普勒分辨力的多个音部，能够有效提升产品的动态测量范围，提升最大测量值和最小测量分辨力。

附图说明

图1为本申请一实施例的雷达波形设计方法的流程图。

图2为本申请一实施例的雷达波形设计装置的方框图。

图3为本申请一实施例的雷达波示意图。

图4为本申请一实施例的雷达波处理方法的流程图。

图5为本申请一实施例的雷达波处理装置的方框图。

图6为本申请一实施例的细分多普勒速度处理方法的流程图。

图7为本申请一实施例的音部观测向量序列采样示意图。

图8为本申请一实施例的雷达波形生成电路的方框图。

图9为本申请一实施例的选通器的电路连接图。

图10为本申请一实施例的第一计数器的电路连接图。

图11为本申请一实施例的频率合成器的电路连接图。

图12为本申请一实施例的雷达的方框图。

图13为本申请一实施例的雷达波形生成方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本申请的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本申请，但不用来限制本申请的范围。

在本申请的一个方面，提供了一种雷达波形设计方法。图1为本申请一实施例的雷达波形设计方法的流程图。

如图1所示，在一实施例中，雷达波形设计方法包括：

S110：设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙。

通过预设波形参数，以实现特定的多种具有不同多普勒分辨力的波形。不同多普勒分辨力的波形可以通过设置不同的中心波长、不同的波形时长、不同的波形个数以及不同的波形间隙来实现，例如通过设置不同的波形斜率或不同的射频带宽获取不同的总观测时长来实现不同的多普勒分辨力。

S120：根据第一中心波长和第一波形时长，输出第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔第一波形间隙。

通过第一种波形的参数，输出雷达波束的第一音部。

S130：根据第二中心波长和第二波形时长，输出第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔第二波形间隙。

通过第二种波形的参数，输出雷达波束的第二音部。其中，在不同的波形参数下，能够使第二音部具有和第一音部不同的多普勒分辨力。

在雷达波束中设置不同多普勒分辨力的多个音部，便于在回波的处理中，不仅能向上扩展多普勒速度的测量范围，还能向下细分多普勒速度的测量分辨力。

在一实施例中，在执行S110：设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙的步骤中包括：

按照以下公式设定：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]≠A

为了实现向上扩展多普勒速度的测量范围，在设定波形参数时，控制第一音部的多普勒分辨力与第二音部的多普勒分辨力的比值不是整数。

按照以下公式设定：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]＝(M+1)/M

设定波形参数时，控制第一音部的多普勒分辨力与第二音部的多普勒分辨力的比值是临近的两个整数之比，有利于减少雷达系统计算量。

在一实施例中，在执行S130：根据第二中心波长和第二波形时长，输出第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔第二波形间隙的步骤之前包括：

在一个波束中，第一音部输出完成后立即开始输出第二音部。

两种音部在时间上尽可能紧密相邻，可以避免在测量范围上出现空白地带，特别是降低二次多普勒傅里叶变换的分析盲区。

另一方面，本申请还提供了一种雷达波形设计装置。图2为本申请一实施例的雷达波形设计装置的方框图。

如图2所示，在一实施例中，雷达波形设计装置包括依次连接的存储器11、处理模块12和频率合成模块13，其中：

存储器11用于存储并发送第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙至处理模块12；

处理模块12用于先根据第一中心波长和第一波形时长，控制频率合成模块13输出第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，其中第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔第一波形间隙；处理模块12再根据第二中心波长和第二波形时长，控制频率合成模块13输出第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔第二波形间隙。

通过预设波形的参数，输出雷达波束的第一音部和第二音部。其中，第二音部具有和第一音部不同的多普勒分辨力。

在一实施例中，存储器11按照以下公式进行设定存储：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]≠A

在一实施例中，频率合成模块13输出的第一波形个数与第二波形个数相同。

两个音部的波形数量相同，有利于减轻雷达系统的计算量。

在一实施例种，频率合成模块13输出的调频连续波的波形选自三角波、锯齿波、阶梯波和正弦波的至少一种。

在雷达应用实践中，可以根据实际应用环境，选择使用多种不同的波形，以满足雷达测距及测速的需要。

在一实施例中，频率合成模块13在每个雷达扫描周期内输出多个扫描帧，每个扫描帧内输出多个不同方向的雷达波束。

通过向多个不同方向进行波束发射，可以获取多种不同方向的回波信号，进而更精准地识别探测目标。

图3为本申请一实施例的雷达波示意图。

请参考图3，在一实施例中，通过雷达发射的一种波形命名为“二重奏”(Duo)，是一种多帧多波束的多层次复杂调频连续波(FMCW)波形，其基本特征如下：

每个雷达探测周期(Cycle)在时间上被等分为多个扫描帧(Frame#1、Frame#2……)。

每个扫描帧内发射多个不同方向，不同距离分辨力，不同多普勒分辨力的波束(Duo Beam#1、Duo Beam#2、Duo Beam#3……)。

每个波束均为一种二重奏(Duo)斜坡(Chirp)组，至少包含高分辨力(H音部)和低分辨力(L音部)两组斜坡(Chirp Group)，这两组斜坡的多普勒分辨力略有不同，总是紧邻出现，且并在适当的时刻被合并至最终的扩展结果，在本申请中被称为二重奏的两个“音部”。

H和L两种音部在时间上(参考附图时频图)尽可能紧密相邻，即H音部结束之后，立刻开始发射L音部，两组音部的斜坡个数相同，各为所在波束的斜坡总个数的一半。

另一方面，本申请还提供一种计算机存储介质。

计算机存储介质上存储有计算机程序，计算机程序在被处理器执行时，可实现如上述的雷达波形设计方法。

在另一方面，本申请还提供了一种雷达波处理方法。图4为本申请一实施例的雷达波处理方法的流程图。

如图4所示，雷达波处理方法包括：

S210：对雷达波束中多个音部的回波分别进行基带信号的傅里叶变换，以获取对应的多个频域数据。

在工程实践中，可以对时域信号的回波进行快速傅里叶变换及离散傅里叶变换，从而获取频域的频谱数据，进而识别探测目标。傅里叶变换可以包括距离傅里叶变换及多普勒傅里叶变换。

S220：分别根据多个频域数据获取对应的多个原始信噪比矩阵。

多个音部的频域数据可以分别获得多个音部的距离-多普勒矩阵数据作为原始信噪比矩阵。

S230：将多个原始信噪比矩阵合并累计至扩展信噪比矩阵。

对不同多普勒分辨力的多个音部回波形成的多个原始信噪比矩阵，需要进一步整合合并进扩展信噪比矩阵，以累积信噪比数据。

S240：根据扩展信噪比矩阵，筛选目标点。

通过累计的信噪比数据形成的扩展信噪比矩阵，可以在更大的多普勒测量范围内筛选目标点。

通过对包括多个音部的回波的处理，在原始信噪比矩阵的基础上，进一步通过映射关系，合并累计至扩展信噪比矩阵，能够向上扩展多普勒测量区间，有效扩大测量范围。

在一实施例中，在执行S210：对雷达波束中多个音部的回波进行基带信号的傅里叶变换，以获取对应的多个频域数据的步骤中包括：

对多个音部的回波的基带信号分别进行多普勒傅里叶变换和/或距离傅里叶变换。

在一实施例中，在执行S220：分别根据多个频域数据获取对应的多个原始信噪比矩阵的步骤中包括：

获取原始信噪比矩阵中所有坐标位置处的对数信号强度，以生成筛选信噪比阈值；

对第一坐标位置的周边坐标位置的对数信号强度进行分布统计，以根据预置噪声算法获取第一坐标位置的对数噪声强度；

以第一坐标位置的对数信号强度与对数噪声强度的差，减去筛选信噪比阈值的数值，作为第一坐标位置的原始信噪比。

对第一音部回波的频域数据进行恒虚警计算，以获取第一原始信噪比矩阵；

对第二音部回波的频域数据进行恒虚警计算，以获取第二原始信噪比矩阵。

在一实施例中，在执行S230：将多个原始信噪比矩阵合并累计至扩展信噪比矩阵的步骤中包括：

将扩展信噪比矩阵的坐标分别映射至多个原始信噪比矩阵；

对多个原始信噪比矩阵中映射坐标位置进行插值以获取插值结果；

选取多个原始信噪比矩阵中映射坐标位置的插值结果中的原始信噪比最小值；

以扩展信噪比矩阵中对应坐标位置的信噪比累计值与原始信噪比最小值之和为合并后的信噪比累计值。

在一实施例中，在执行将扩展信噪比矩阵的坐标分别映射至多个原始信噪比矩阵的步骤中包括：

获取原始信噪比矩阵所在扫描帧在测量周期中的序号，按照以下公式获取映射至多个原始信噪比矩阵的映射坐标位置：

[i,j]＝[(Ei*ERres+k*Tf*(Ej–Edz)*EDres)/Rres,((Ej–Edz)*EDres)/Dres)％NDFFT]

其中，i为映射的原始信噪比矩阵的坐标横轴取值；j为映射的原始信噪比矩阵的坐标纵轴取值，Ei为扩展信噪比矩阵的坐标横轴取值，Ej为扩展信噪比矩阵的坐标纵轴取值，ERres为扩展信噪比矩阵的距离分辨力，EDres为扩展信噪比矩阵的多普勒分辨力，EDz为扩展信噪比矩阵的多普勒零点，k为原始信噪比矩阵所在扫描帧在测量周期中的序号，Tf为扫描帧的周期时长，Rres为原始信噪比矩阵所在音部的距离分辨力，Dres为原始信噪比矩阵所在音部的多普勒分辨力，NDFFT为原始信噪比矩阵所在音部的多普勒层数。

在一实施例中，在执行对多个原始信噪比矩阵中映射坐标位置的进行插值以获取插值结果的步骤中包括；

获取映射坐标[i,j]中横轴坐标减小不超过一个坐标位且纵轴坐标减小不超过一个坐标位的临近整数坐标[il，jb]，按照以下公式对映射坐标[i,j]位置的原始信噪比进行插值：

So[i，j]＝So[il，jb]*(il+1-i)*(jb+1-j)+

So[il，jb+1]*(il+1-i)*(j-jb)+

So[il+1，jb]*(i-il)*(jb+1-j)+

So[il+1，jb+1]*(i-il)*(j–jb)

其中，So为原始信噪比矩阵中对应坐标位置的原始信噪比数值。

另一方面，本申请还提供一种雷达波处理装置。图5为本申请一实施例的雷达波处理装置的方框图。

如图5所示，在一实施例中，雷达波处理装置包括互相连接的雷达接收器21和处理器22。

雷达接收器21用于接收并发送雷达回波至处理器22。

处理器22用于执行如上述的雷达波处理方法。

例如，在一实施例中，处理器22设置的雷达通用基带信号处理单元包括距离快速傅里叶变换(FFT)单元，多普勒快速傅里叶变换单元，恒虚警检测(CFAR)单元等多个子单元。以上子单元组成的基带信号处理单元，应在每个波束内分别对H和L两音部执行一次，并通过恒虚警检测子单元输出一个原始恒虚警检测信噪比矩阵。优选地，以上各个单元可以均使用纯硬件实现，整个处理过程无需软件干预。优选地，虽然基带信号处理装置针对H和L两个音部分别处理，但应充分节省资源，考虑使用同一个装置实例分时复用，而不是两个重复装置并行执行。

处理器22设置了扩展距离-多普勒(RD)信噪比存储单元，该单元为一个二维矩阵，矩阵的每一个单元格内保存着该单元格对应的距离-多普勒坐标(距离值，多普勒值)的信噪比，信噪比体现该距离-多普勒坐标处有真实反射物目标的可能性高低。信噪比存储单元中所存储的多普勒层数是基带信号处理装置中原始恒虚警检测信噪比矩阵多普勒层数(通常与多普勒快速傅里叶变换点数相同)的W倍，其中W为不小于1的正数，从而实现W倍向上扩展(更高测量值)多普勒的测量范围。

处理器22设置了扩展距离-多普勒信噪比计算单元，根据来自二重奏每一个音部的基带信号处理结果(此处主要是指原始恒虚警检测信噪比)来提升或降低扩展距离-多普勒信噪比存储单元中的信噪比累计值，具体计算方法详见下文信号处理方法特征描述。计算操作应发生在本申请的三层次波形中每一个周期的每一个波束的每一个音部的基带信号被处理完成时均被执行一次。

处理器22设置了扩展距离-多普勒信噪比过滤单元，即扩展恒虚警检测单元，在每个雷达探测周期开始时，通过恒虚警检测方法，在扩展距离-多普勒信噪比矩阵上筛选出截至此时累计信噪比高于目标判定信噪比阈值的扩展距离-多普勒单元格对应的距离-多普勒坐标，作为当前探测周期的雷达目标点云。

通过处理器22最终对雷达目标点云的筛选，来识别探测的目标点。

在一实施例中，每个测量周期被等分为多个测量帧，每个测量帧执行一次完整的基带信号处理，每个测量帧均需根据其基带信号处理结果来更新全局的扩展距离-多普勒信噪比矩阵。

在每个周期的首个测量帧的基带信号处理开始之前，将执行一次扩展恒虚警检测，从当前累计的扩展距离-多普勒信噪比矩阵过滤出信噪比高于设定阈值的距离-多普勒坐标，这些距离-多普勒坐标将作为本测量周期的目标点输出，并进一步执行后续运算，例如二次多普勒离散傅里叶变换(DFT)和方位角求解。

在每个周期的最后一个测量帧，仍有一次机会进一步基于本测量周期的所有帧的每个音部生成的一组音部观测向量序列，得到多普勒分辨力更高的细分多普勒测量结果，该测量结果将替代本周期首个测量帧即已得到的来自扩展恒虚警检测的目标扩展距离-多普勒坐标的多普勒值，并会将目标按照细分多普勒的不同值而拆分为多个，进而实现更细的多普勒分辨力。

在一实施例中，上述各级快速傅里叶变换运算可以添加前置的窗函数，例如汉宁窗。

在一实施例中，上述恒虚警检测算法可以添加前置的数字波束成型(DBF)算法，从而虚拟地将波束向某个方向聚焦，进而提高聚焦方向上的信号信噪比。

在一实施例中，为了得到扩展了多个区间的距离-多普勒信噪比矩阵以实现更高的多普勒测量值，需要在每个测量帧的H和L两个音部的恒虚警检测完成后，将两个恒虚警检测输出的原始恒虚警检测信噪比矩阵，“合并累计”至扩展距离-多普勒信噪比矩阵的每个单元格。

基于上述扩展距离-多普勒信噪比矩阵的值，在每个周期的首个测量帧的基带信号处理开始之前，将在当前累计的扩展距离-多普勒信噪比矩阵上执行一次“扩展恒虚警检测”，即筛选出信噪比高于设定扩展恒虚警检测信噪比阈值的距离-多普勒坐标，这些距离-多普勒坐标将作为本测量周期的目标点云输出。

在一实施例中，向扩展距离-多普勒信噪比矩阵的“合并累计”过程通常是取H音部和L音部“对应位置”(下文详述)的原始恒虚警检测信噪比插值结果中的孰低者来累加到扩展距离-多普勒信噪比的上一帧的累加值：

扩展距离-多普勒信噪比[Ei,Ej]的当前帧累计值＝上一帧同位置累计值+

MIN{

原始恒虚警检测信噪比[H映射(Ei,Ej)],

原始恒虚警检测信噪比[L映射(Ei,Ej)]

}

例如，正在处理第i个测量周期的第j帧的恒虚警检测结果时，某扩展距离-多普勒单元格对应的H音部的原始恒虚警检测信噪比插值结果为123，L音部的原始恒虚警检测信噪比插值结果为-456，而此时该单元格已经累计的扩展距离-多普勒信噪比为789，则本次更新后，该单元格的新累计信噪比数值为：789+min(123，-456)＝333

在一实施例中，原始恒虚警检测信噪比矩阵的计算方法如下：假设恒虚警检测算法执行过程中，某个单元格的对数信号强度为S，按照周边单元格的强度分布统计得到的对数噪声强度为No，且恒虚警检测筛选生成目标使用的信噪比阈值为T，则该位置的原始恒虚警检测信噪比记为：

原始恒虚警检测信噪比＝S–No-T

也就是说，对于一个刚好能够被筛选成为原始恒虚警检测目标的单元格而言，其得到的原始信噪比数值刚好为0；更高质量的目标的信噪比高于0；而不足以成为原始目标的单元格的信噪比低于0。

关于恒虚警检测每个单元格的噪声计算方法，属于公知领域，本申请不再赘述。在一实施例中，为了提升工程实现的运行效率，应考虑使用雷达硬件平台(例如SoC芯片)所支持的恒虚警检测噪声计算方法，例如简单的CFAR-CA(包括CFAR-CASO或者CFAR-CAGO)，或者效果更好的CFAR-OS等。总体来讲，大部分恒虚警检测算法的实现中，某个单元格处的噪声均是统计(平均值，累积概率值等)其周边的若干个邻域单元格的信号值得到的，这通常代表此单元格的邻域范围内的背景信号强度，亦即噪声强度。

由于H与L之间多普勒分辨力的区别以及目标移动速度带来的影响，坐标映射方法中扩展距离-多普勒坐标(Ei，Ej)的“对应位置”很多时候是非整数原始距离-多普勒坐标，因此“对应位置的原始恒虚警检测信噪比”通常是在原始恒虚警检测信噪比矩阵中根据非整数原始距离-多普勒坐标映射插值而来。

在一实施例中，信噪比插值方法如下：

假设某扩展距离-多普勒信噪比矩阵的单元格坐标为(Ei，Ej)，将该坐标映射至H音部对应的原始恒虚警检测信噪比矩阵后的H坐标为(ih,jh)，与此非整数坐标紧密相邻的整数距离-多普勒坐标共有4个，记这4个坐标中最左下角(R和D均最小)的为[ihl，jhb]，则基于这4个邻域单元格的原始信噪比进行插值可得(ih，jh)处的H音部原始恒虚警检测信噪比为：

原始恒虚警检测信噪比[ih，jh]＝

原始恒虚警检测信噪比[ihl，jhb]*(ihl+1-ih)*(jhb+1-jh)+

原始恒虚警检测信噪比[ihl，jhb+1]*(ihl+1-ih)*(jh-jhb)+

原始恒虚警检测信噪比[ihl+1，jhb]*(ih-ihl)*(jhb+1-jh)+

原始恒虚警检测信噪比[ihl+1，jhb+1]*(ih-ihl)*(jh-jhb)

类似地，L音部的坐标映射方法与H音部一致，此处不再赘述。

例如，某扩展距离-多普勒信噪比矩阵单元格(23，4)，映射至L音部后坐标为(23.1，3.6)，则其在L音部的原始恒虚警检测信噪比可以通过上述插值方法得到：

L音部原始恒虚警检测信噪比[23.1,3.6]＝

L音部原始恒虚警检测信噪比[23,3]*0.9*0.4+

L音部原始恒虚警检测信噪比[23,4]*0.9*0.6+

L音部原始恒虚警检测信噪比[24,3]*0.1*0.4+

L音部原始恒虚警检测信噪比[24,4]*0.1*0.6

在一实施例中，从“扩展距离-多普勒信噪比矩阵”到“原始恒虚警检测信噪比矩阵”的映射策略如下：

需要将恒虚警检测所能代表的多普勒区间做多重连续不重叠展开，这也是本申请的核心操作之一，意在扩展多普勒的测量范围。例如恒虚警检测代表的原始多普勒区间共有32层(对应的多普勒快速傅里叶变换有32个输出谱线)，做8重展开，则扩展后的距离-多普勒矩阵可以达到256层。考虑到多普勒快速傅里叶变换的混叠特性，展开之后的扩展距离-多普勒信噪比矩阵中的多普勒谱线坐标j需要被周期性循环映射至恒虚警检测的原始有效表达范围。在上例中，扩展多普勒坐标Ej＝2以及扩展多普勒坐标Ej＝34以及扩展多普勒坐标Ej＝66以及扩展多普勒坐标Ej＝98等多个扩展多普勒坐标均被映射至相同的恒虚警检测原始多普勒坐标j＝2。

考虑到目标是运动的，因此在每个测量周期的多个不同帧起始时，映射关系都应该与目标的运动速度保持同步，这样才能合理地将多个不同帧之间的原始恒虚警检测信噪比在同一个距离位置叠加起来，否则错位的叠加不能将真实目标处的信噪比累加至一个比较高的数值。

基于以上策略，可得如下坐标映射方法：

假设在某个测量周期的第0帧，某个真实目标对应的扩展距离-多普勒信噪比矩阵单元格坐标为[Ei,Ej]，整个扩展距离-多普勒信噪比矩阵的距离分辨力为ERres，多普勒分辨力为EDres，多普勒零点(代表零速度的扩展距离-多普勒单元格的多普勒坐标)为EDz。

同时假设某个音部(H或L)的瞬时恒虚警检测的多普勒层数(多普勒快速傅里叶变换的谱线数)为NDFFT，距离分辨力为Rres，多普勒分辨力为Dres，两个相邻测量帧之间的时间间隔(帧时长)为Tf，则：

在每个测量周期的第0帧，扩展坐标[Ei,Ej]对应的物理坐标为：[Ei*ERres,(Ej–Edz)*EDres]

在每个测量周期的第k帧，由于目标运动(帧间的短时间内可假设为匀速径向运动)，物理坐标中的距离值变更为：

Ei*ERres+k*Tf*(Ej–Edz)*EDres

则在的第k帧，根据原始恒虚警检测信噪比矩阵的距离分辨力和多普勒分辨力，原始单元格坐标[i,j]为：

[i,j]＝[

(Ei*ERres+k*Tf*(Ej–Edz)*EDres)/Rres,

((Ej–Edz)*EDres)/Dres)％NDFFT

]

在上式中，若映射后的原始距离坐标超出有效距离测量范围，则说明目标在第k帧已经移动至视界之外，应视为无效映射，对应的瞬时信噪比应该置为极低值，从而保证此类目标不会在最终的扩展距离-多普勒信噪比矩阵中得到足够的值生成错误的目标。

上式中将映射的原始多普勒坐标对谱线数取余的操作，是根据多普勒快速傅里叶变换的混叠特性来设计的。其混叠特性决定了，超出测量范围的第k个原始谱线将被混叠至第k％NDFFT个原始谱线的位置。例如NDFFT＝16时，不可直接测量的第18，34，66，98个原始谱线都将被混叠至第2个原始谱线，而第2个原始谱线是可测量的。

控制每个音部的多普勒分辨力不能成整数倍关系。本申请向上扩展多普勒测量区间的关键就在于，通过H和L两个音部略有不同的多普勒分辨力，实现了两个略有不同的多普勒混叠范围，进而在将同一个扩展多普勒坐标Ej映射至H和L时将得到两个不同的原始恒虚警检测可测量多普勒坐标：如果目标是真实存在的，则这两个原始的恒虚警检测多普勒坐标处均应表现出足够高的测量信噪比，否则将至少有一个恒虚警检测对应的测量信噪比较低。通过取两个原始恒虚警检测信噪比中的孰低者来参与扩展距离-多普勒信噪比矩阵的累加，可以在最终执行扩展恒虚警检测(按扩展距离-多普勒信噪比筛选目标)的阶段排除此类不存在的目标。

在上面的实施例中，通过多层扩展距离-多普勒信噪比矩阵，配合H+L二重奏波形来抗多普勒混叠，实现多普勒测量范围向上扩展。

需要说明的是，一个波束内的多个音部紧邻发射，最高(细)分辨力音部在前面还是在后面不做限定。

在其他实施例中，将H和L两个音部升级为多个音部的设计，能够在增大时间开销和发射功耗的情况下提升扩展信噪比，其本质上与本申请为阐述设计原理而列举的两个音部做多普勒扩展的方法雷同，仍在本申请的保护范围内。

在一实施例中，本申请还提供一种计算机存储介质。

计算机存储介质上存储有计算机程序，计算机程序在被处理器执行时，可实现如上述的雷达波处理方法。

本申请提供的雷达波处理方法、装置和计算机存储介质，通过在雷达波束中设置不同多普勒分辨力的多个音部，能够有效提升产品的动态测量范围，有效提升最大测量值。

另一方面，本申请还提供一种细分多普勒速度处理方法。图6为本申请一实施例的细分多普勒速度处理方法的流程图。

如图6所示，在一实施例中，细分多普勒速度处理方法包括：

S310：对包括第一波束的雷达波束中多个音部的回波分别进行基带信号的傅里叶变换，以筛选目标点，傅里叶变换包括首次多普勒傅里叶变换。

对雷达多个音部的回波进行频域转换，进行首次多普勒傅里叶变换并筛选出可能包含多个速度相近的目标的单元格坐标。

S320：根据首次多普勒傅里叶变换，获取目标点的多个音部观测向量。

计算并存储每一个目标点所在坐标的每一个音部的瞬时观测向量。

S330：抽取第一波束在至少一个测量周期中每一扫描帧内的多个音部观测向量，按照时域顺序组成音部观测向量序列。

一个波束包含多个音部，每一个波束分布在每一扫描帧内。通过抽取每一扫描帧内的同一波束的多个音部观测向量，可以按照顺序组建时域的虚拟采样序列。

S340：对音部观测向量序列进行二次多普勒傅里叶变换，以获取幅值分布数据。

对虚拟采样序列进行二次多普勒傅里叶变换，得到频域的幅值分布情况。

S350：根据幅值分布数据，筛选目标点中的细分目标。

通过适当的筛选算法，可以筛选出同一目标点中速度相近的细分目标。

通过计算二次多普勒傅里叶变换，从而得到细分多普勒谱，能够分辨第一次傅里叶变换所不能分辨的多个速度接近的、位于首次多普勒傅里叶变换的同一个输出谱线内的目标。

在一实施例中，在执行S310：对包括第一波束的雷达波束中多个音部的回波分别进行基带信号的傅里叶变换，以筛选目标点，傅里叶变换包括首次多普勒傅里叶变换的步骤中包括：

根据多个音部的回波获取扩展信噪比矩阵；

在测量周期的第一扫描帧之前，对扩展信噪比矩阵进行恒虚警计算以筛选出目标点。

如上述的实施例，通过扩展信噪比矩阵筛选目标点，可以扩大多普勒速度的测量范围，并为细分的二次多普勒傅里叶变换筛选出目标点。

在一实施例中，在执行S320：根据首次多普勒傅里叶变换，获取目标点的多个音部观测向量的步骤中包括：

将目标点映射至原始信噪比矩阵，以获取当前音部的原始多普勒坐标；获取原始多普勒坐标的首次多普勒傅里叶变换的原始复数向量；获取目标点的估计方位角；根据估计方位角，对原始复数向量进行保留相位的天线向量合并，以获取当前音部的音部观测向量。

在一实施例中，在执行获取原始多普勒坐标处的首次多普勒傅里叶变换的原始复数向量的步骤中包括：

当原始多普勒坐标为非整数坐标时，获取两个最邻近非整数坐标中的较小整数坐标的第一复数向量和较大整数坐标的第二复数向量；

将第一复数向量和第二复数向量进行插值合并，以获取非整数坐标的原始复数向量。

例如，在一实施例中，对于来自扩展距离-多普勒信噪比矩阵(Ei，Ej)单元格的目标，若要执行二次多普勒离散傅里叶变换以细分该目标的多普勒值进而生成多个细分多普勒目标(若存在)，首先需要构“音部观测向量”序列，而序列中来自每个音部的首次多普勒快速傅里叶变换结果的“音部观测向量”可由以下方法来生成：

首先，在每个音部的首次多普勒快速傅里叶变换完成后，按照扩展距离-多普勒目标的速度和当前音部的多普勒分辨力，将(Ei，Ej)扩展距离-多普勒坐标映射至音部的首次多普勒快速傅里叶变换原始复数向量矩阵的原始坐标，如前文：

{H|L映射(Ei)，((Ej–Edz)*EDres)/Dres)％NDFFT}

在工程实现中为了简化计算，很多时候扩展距离-多普勒信噪比矩阵的距离分辨力与每个音部的距离分辨力均相同，因此映射后的原始距离坐标i与映射前的Ei完全一致。如果两个分辨力不同，则一般取浮点数转型(round)操作近似至整数坐标即可。

对于多普勒维坐标而言，如前文，映射至当前音部的原始多普勒坐标为：

Dj＝((Ej–Edz)*EDres)/Dres)％NDFFT

由于上述坐标一般不为整数值，而首次多普勒快速傅里叶变换原始复数向量矩阵仅在整数单元格处可取值，因此可取该非整数坐标的两个最邻近整数坐标(即floor(Dj)和floor(Dj)+1)，进而在此两个最邻近整数坐标处，从原始复数向量矩阵中取出粗略与该非整数坐标对应的两组由接收天线组成的复数向量，将多普勒略高于Dj的一组记为RXt，略低于Dj的一组记为RXb，对于有NRX根接收天线的雷达，有：

RXt＝首次多普勒快速傅里叶变换[i，floor(Dj)+1]＝{RXt(1),RXt(2),…，RXt(NRX)}

RXb＝首次多普勒快速傅里叶变换[i，floor(Dj)]＝{RXb(1),RXb(2),…，RXb(NRX)}

然后，根据j的实际非整数值，将RXt和RXb的对应接收天线的原始复数向量进行插值合并，得到与j精确匹配的首次多普勒快速傅里叶变换原始复数向量RX：

RX＝{插值(RXt(1)，RXb(1))，插值(RXt(2)，RXb(2))，…，插值(RXt(N)，RXb(NRX))}

最后，根据雷达基带信号处理装置的其他单元中得到的目标的估计方位角(DoA)，进行相关(coherent)数字波束合成，即保留相位的天线向量合并操作，将RX向量合并为单一的总向量，此总向量将作为当前音部的“音部观测向量”V：

V＝Σ(RX(g)*Twiddle(g))

其中数字波束合成的旋转向量(Twiddle)是根据雷达装置的接收天线位置计算的，对于绝对位置为p(g)(单位为λ)的接收天线g，向DoA方向做波束形成时，其旋转向量为：

Twiddle(DoA,g)＝exp(sin(DoA)*2*Π*p(g))

在一实施例中，在执行将第一复数向量和第二复数向量进行插值合并，以获取非整数坐标的原始复数向量的步骤中，可以根据RXt和RXb两个最邻近单元格的快速傅里叶变换输出向量进行插值得到j处的精确快速傅里叶变换输出向量。

通过接收天线g的第一复数向量RXb(g)和第二复数向量RXt(g)插值获得非整数谱线位置j处的原始复数向量RX(g)有：

β＝|RXb(g)|/|RXt(g)|

α＝1/(1+β)

A＝|RXb(g)|*Π*α/sin(Π*α)

P＝∠RXb(g)-Π*α

得到A和P后，按照以下三角函数公式计算得到RX(g)：

RX(g)＝A*cos(P)+A*sin(P)*J

其中，g为接收天线的序号，取值为大于0的正整数，RX(g)为原始复数向量，RXb(g)为第一复数向量，RXt(g)为第二复数向量，J为单位复数向量。

采用成熟的工程算法，可以在信号处理的过程中具有充分的可选择性，能够提高雷达设计与维护的效率，大幅降低成本。

在一实施例中，在执行根据估计方位角，对原始复数向量进行保留相位的天线向量合并，以获取当前音部的音部观测向量的步骤中包括：

按照以下公式计算音部观测向量：

V＝Σ(RX(g)*exp(sin(DoA)*2*Π*p(g)))

其中，V为音部观测向量，g为接收天线的正整数序号，取值为大于1的正整数，RX(g)为原始复数向量，DoA为估计方位角，Π为圆周率，p(g)为接收天线的绝对位置。

在一实施例中，在执行S330：抽取第一波束在至少一个测量周期中每一扫描帧内的多个音部观测向量，按照时域顺序组成音部观测向量序列的步骤中包括：

获取至少一个测量周期中每一扫描帧的第一音部的音部观测向量和第二音部的音部观测向量；

根据第一音部的音部观测向量和第二音部的音部观测向量，在时域中按照以下公式顺序组成音部观测向量序列：

V(Z)＝[VH(1),VL(1),VH(2),VL(2),……,VH(Z),VL(Z)]

其中，Z为大于1的正整数，V(Z)为音部观测向量序列，VH(Z)为第一音部的音部观测向量，VL(Z)为第二音部的音部观测向量。

无论是执行首次多普勒快速傅里叶变换还是二次多普勒离散傅里叶变换，都需要有效的采样点来构建虚拟的“时域”采样值序列，进而执行傅里叶变换完成“时域”到“频域”的映射，所得虚拟的“频域”数据即为多普勒分布信息。由公知领域信息可知，对于首次多普勒快速傅里叶变换而言，其采样点序列是距离快速傅里叶变换中每一个斜坡在同一个距离谱线上的复数向量组成的序列，此序列代表每个斜坡开始时刻，此距离谱线上的目标的初始相位。

图7为本申请一实施例的音部观测向量序列采样示意图。

请参考图7，本申请提出一种类似的构建二次多普勒离散傅里叶变换虚拟采样序列的方式，即在二重奏每个音部的首次多普勒快速傅里叶变换完成后，按照目标点所在的估计方位角进行数字波束合成，得到将所有接收天线合并的总音部观测复数向量，此复数向量代表该目标在当前音部起始时刻的初始相位。通过存储目标在测量周期内每一个音部的“音部观测向量”，即可构建一个不等时分布的虚拟采样序列，用于二次多普勒离散傅里叶变换。

在一实施例中，在执行S340：对音部观测向量序列进行二次多普勒傅里叶变换，以获取幅值分布数据的步骤中包括：

根据音部观测向量序列，获取音部观测向量序列中每个值对应的观测时刻；

根据观测时刻，获取二次多普勒傅里叶变换中每个谱线中每个采样对应的离散傅里叶变换的旋转向量；

根据离散傅里叶变换的旋转向量和音部观测向量序列，获取二次多普勒傅里叶变换的幅值分布数据。

例如，请同时参考图7和图3，每个雷达探测周期(Cycle)在时间上被等分为多个扫描帧(Frame#1、Frame#2……)。

每个波束均为一种二重奏(Duo)斜坡(Chirp)组，至少包含高分辨力(H音部)和低分辨力(L音部)两组斜坡(Chirp Group)。

由于上述“音部观测向量”序列是非等时采样的，因此不能采用快速傅里叶变换算法来实现，需要采用离散傅里叶变换。通常认为时间复杂度为2NLog2(N)的快速傅里叶变换要快于时间复杂度为N*N的离散傅里叶变换，但是在工程实现中，通常二次多普勒离散傅里叶变换的层级NDDFT2不会太多，因此执行时间在可接受范围内。相反地，离散傅里叶变换相比于快速傅里叶变换而言有一定的优势。离散傅里叶变换是可流水线运算的，也因此是可以不被固定长度的测量窗所截断的。借助这个特性，本申请的二次多普勒离散傅里叶变换可以跨测量周期地进行目标追踪，在更长的时间维度上无限计算每个细分多普勒层级的能量分布，从而得到分辨力更高且更稳定的结果。以下为了阐述本申请的方法，仍将二次多普勒离散傅里叶变换的计算过程约束在一个测量周期内：

假设一个测量周期时长Tc内包含Z个测量帧，其中第i个(1≤i≤Z)测量帧内某波束的H和L两个音部的音部观测向量为VHi和VLi，其中每个H音部的测量时长为Th，L音部紧随其后，则对如下音部观测向量序列而言：

V(Z)＝[VH(1),VL(1),VH(2),VL(2),……,VH(Z),VL(Z)]

其中的第i个值对应的观测时刻为(从测量周期起始时刻开始计时)：

t(i)＝Tc/Z*(i/2)+Th*(i％2)

也就是说，音部观测向量序列之间的最小时间间隔为Th(因为L音部是紧随同帧内的H音部的)，整个观测向量序列所能覆盖的周期性时间间隔为Tc(即NDDFT*帧时长Tf)，则按照雷达多普勒分辨力的定义，可知情况下的多普勒测量能力：

最细分辨力Vres＝λ/(2*Tc)

最大测量值Vmax＝λ/(2*Th)

以最细分辨力Vres为二次多普勒离散傅里叶变换的输出谱线分度值，则输出谱线总数可以达到：

NDDFT＝Vmax/Vres＝Tc/Th

在所有的谱线数个二次离散傅里叶变换的输出谱线中，第k个谱线的第i个采样对应的离散傅里叶变换旋转向量为：

Twiddle(k,i)＝exp(-1j*k*t(i)*(2*Π/Tc))

则按照离散傅里叶变换的数学含义，可以得到本申请对应的二次多普勒离散傅里叶变换的幅值分布计算方法：

DFT(k)＝|Σ(Twiddle(k,i)*V(i))|

上述二次多普勒离散傅里叶变换输出谱线中，每一个局部最大值均有可能是一个细分多普勒的取值结果。假设当前音部观测向量序列是从首次多普勒快速傅里叶变换的第j个谱线插值得到的，若二次多普勒离散傅里叶变换的第k个输出谱线的幅值是局部最大值，则此局部最大值对应的最终细分多普勒速度为：

Vd＝λ/(2*Tc)*j+λ/(2*Th)*k

其中λ为中心波长。任何情况下，多普勒分辨力就是λ/(2*观测总时长)，首次多普勒快速傅里叶变换之所以分辨力不够，就是因为连续观测时长太短(一帧时长Th或者Tl)，二次多普勒将此观测时长延长到了一个周期Tc。基于本申请提出的方法，经过第二次多普勒离散傅里叶变换之后，可以成功将多普勒分辨力从首次多普勒快速傅里叶变换的分辨力[λ/(2*Th)和λ/(2*Tl)的孰小者]细化至λ/(2*Tc)，而且本申请的一个特别之处在于，由于H和L两个音部之间是无缝连接的，因此二次多普勒离散傅里叶变换的多普勒测量上限也是与首次多普勒快速傅里叶变换的多普勒测量下限(即分辨力)无缝连接的，连接处的多普勒值为λ/(2*Tc)*j，其中j为首次多普勒快速傅里叶变换的输出谱线序号。这样就通过本申请提出的方法完整地，无连续盲区地实现了多普勒测量范围的向下扩展。

在上述的实施例中，对测量周期内的同一个波束多帧的每一个音部进行过第一次多普勒测量得到信号的初始相位后，再将初始相位作为一次虚拟时域采样进行第二次多普勒傅里叶变换。与常规的二次多普勒方法中每个周期仅虚拟采样一次不同的是，这里由于二重奏波形的特殊设计，H和L之间是连续的，因此二次多普勒离散傅里叶变换的最大测量速度刚好等于第一次多普勒测量的分辨力，也就是说一次多普勒的可测量范围与二次多普勒的可测量范围之间，是无缝衔接的，基本是不存在测量盲区的。

也正是因为虚拟采样之间的时间间隔不完全相同，因此本申请中使用了离散傅里叶变换而不是快速傅里叶变换，相比于快速傅里叶变换而言，离散傅里叶变换是可流水化的，也因此是可以不被固定长度的测量窗所截断的，可以跨越测量周期，在更长的时间维度上测量，从而得到更稳定可靠的结果。

在一实施例中，在执行S350：根据幅值分布数据，筛选目标点中的细分目标的步骤之后包括：

根据所有音部中最小的测量时长和至少一个测量周期的总时长，获取二次多普勒的最大输出谱线数；

根据最大输出谱线数和扫描帧的周期时长，从细分目标的输出幅值中，选取由同一真实目标因旁瓣干扰形成的多个局部最大值；

选取多个局部最大值中的最高幅值所在的谱线位置为真实目标。

由于二次多普勒离散傅里叶变换所使用的观测向量序列是非等时采样的，因此在必要时需要对旁瓣干扰加以抑制，可以避免这些旁瓣生成错误的局部最大值，避免雷达生成错误多普勒速度的假目标。

例如，在一实施例中，当H音部时长Th/测量帧时长Tf＝1/m时，则在每个二次多普勒离散傅里叶变换的输出范围中，都有m个混叠的区间，也就是说某个位于二次多普勒离散傅里叶变换的第k个输出谱线的速度为Vd的目标，在二次多普勒离散傅里叶变换的整个输出范围内将造成总计m个局部最大值，这些局部最大值的谱线位置分别为：

[k,k+NDDFT/m,k+2*NDDFT/m,k+3*NDDFT/m,…,k+floor(m)*NDDFT/m]

或者说，某个位于二次多普勒DFT的[k,k+NDDFT/m,k+2*NDDFT/m,k+3*NDDFT/m,…,k+floor(m)*NDDFT/m]中任意一个输出谱线的速度为Vd的目标，在二次多普勒离散傅里叶变换的整个输出范围内将造成总计m个局部最大值，这些局部最大值的谱线位置分别为：

[k,k+NDDFT/m,k+2*NDDFT/m,k+3*NDDFT/m,…,k+floor(m)*NDDFT/m]

本申请在提出非等时采样的二次多普勒离散傅里叶变换方法的同时，也提出一种对应的避免旁瓣干扰的方法从而实现二次多普勒离散傅里叶变换的抗混叠效果。理论分析可以证明，这些由于混叠效应造成的多个局部最大值中，真正目标所在的第k个谱线的幅值最高，其他位置的幅值均比第k个谱线低。因此本申请提出从上述多个互相混叠的局部最大值中仅选出幅值最高的一个作为这些互相混叠的局部最大值的唯一代表来输出的方法，从而避免混叠导致生成假目标。

需要注意的是，这种多选一的混叠抑制方法在工程实现上并不会显著影响可测量的多目标之间的细分多普勒分辨力，只要多个细分目标之间没有恰好互相落在对方的m个混叠谱线之一，就可以完全不受影响地在二次多普勒离散傅里叶变换的幅频分布中被输出为独立的“局部最大值”真目标。例如，当雷达波形占空比约为67％时，若使用二重奏波形，此时Th与Tl各约占单个测量帧时长Tf的33％，即Th/Tf＝1/3，若每个测量周期包含NF＝32个测量帧，则本方法的二次多普勒离散傅里叶变换的输出谱线总计有96个，而对于每一个输出的真目标，与其混叠的位置只有Th/Tf＝3个(含自身)，盲区谱线仅为(3-1)/96仅约为2％，远低于传统的将多个等时采样的测量帧连在一起做快速傅里叶变换的方法(等时采样方法下盲区至少为波形空载时间比，即约为33％)。

另一方面，本申请还提供一种细分多普勒速度处理装置。

请参考图5，在一实施例中，细分多普勒速度处理装置包括互相连接的雷达接收器21和处理器22，其中：

雷达接收器21用于接收并发送雷达回波至处理器22；处理器22用于执行如上述的细分多普勒速度处理方法。

需要说明的是，在本申请一些计算公式的基础上，使用一些常见的优化方法进行变形，例如定点化运算，提升或者降低近似多项式的阶数，基于乘加运算的多项式合并等，均在本申请保护范围内。

本申请提供的细分多普勒速度处理方法和装置，通过在雷达波束中设置不同多普勒分辨力的多个音部，进行首次多普勒傅里叶变换和二次多普勒傅里叶变换，能够细化最小测量分辨力。

为了实现前述的雷达波形，在本申请的一个方面，还提供一种雷达波形生成电路。图8为本申请一实施例的雷达波形生成电路的方框图。

如图8所示，在一实施例中，雷达波形生成电路包括选通器30、第一存储器10、第二存储器20、第一计数器40、第二计数器50和频率合成器60。

选通器30分别与第一存储器10和第二存储器20连接，其中第一存储器10存储有第一时间间隙的数据，第二存储器20存储有第二时间间隙的数据。选通器30还与第一计数器40和第二计数器50连接，在第一计数器40的信号控制下，将选通的存储器数据发送至第二计数器50。

第二计数器60与第一计数器40和第二计数器50连接，第二计数器60根据第二计数器50发送的第一次使能信号生成调频连续波的设定波形，并在设定波形完成时发送波形完成信号至第一计数器40和第二计数器50。

第一计数器40用于对波形完成信号进行数量计数，并在数量计数完成时发送选通转换信号至选通器30。

选通器30用于根据选通转换信号更换选通第一时间间隙至第二时间间隙，以将第二时间间隙作为时间间隙数据发送至第二计数器50。

第二计数器50用于根据波形完成信号读取时间间隙数据，并根据时间间隙数据进行时间计数后，在时间计数完成时发送第二次使能信号至第二计数器60。

设置两段设定波形之间的时间间隙的不同，可以使两组波形之间具有不同的多普勒分辨力，通过对回波的进一步处理，可以有效提高测量区间以及进一步细化最小测量分辨力。

图9为本申请一实施例的选通器的电路连接图。

如图9所示，在一实施例中，选通器30采用芯片74LS157D，第一存储器10和第二存储器20分别存储有四位的时间间隙数据。选通器30包括第一组数据输入引脚AI、第二组数据输入引脚BI、选择引脚A/B和数据输出引脚Y。

请参考图9，第一组数据输入引脚AI与第一存储器10连接，第二组数据输入引脚BI与第二存储器20连接。选择引脚A/B与第一计数器40连接，数据输出引脚YO与第二计数器50连接。

在第一计数器40的选通控制下，选通器30选通四位的时间间隙数据送至第二计数器50进行时间计数，从而控制两个波形之间所需的时间间隙。在其他实施例中，也可以根据需要选择其他位数的时间间隙数据，例如可以是八位或十六位等。相应地，选通器30也可以采用其他规格的芯片。

图10为本申请一实施例的第一计数器的电路连接图。

如图10所示，在一实施例中，第一计数器40包括第一计数芯片41、第二计数芯片42和第一非门M1。其中，计数器芯片采用74LS161D。

第一计数芯片41和第二计数芯片42的时钟输入端CP分别与频率合成器50连接。第一计数芯片41的进位输出引脚RCO连接第二计数芯片42的计数控制引脚EP/ET，第一计数芯片41的计数控制引脚EP/ET和清零引脚CR连接高电平端VCC。第二计数芯片42的最低位数据输出引脚Q0连接选通器30，第一非门M1串联连接在第二计数芯片42的次低位数据输出引脚Q1和清零引脚CR之间。在本实施例中，第一计数芯片41的置数控制引脚LD与清零引脚CR互相连接，第二计数芯片42的置数控制引脚LD与清零引脚CR互相连接，第一计数芯片41的数据输入引脚D0、D1、D2、D3和第二计数芯片42的数据输入引脚D0、D1、D2、D3均接地。

在本实施例中，第一计数芯片41被配置为第一特定数进制(例如16进制)的计数器，每当接收到频率合成器60发来第一特定数个波形完成信号时，产生一次进位信号发送给第二计数芯片42进行使能。第二计数芯片42被配置为第二特定数进制计数器，在被使能时每接收到频率合成器60发来的第二特定数个(例如1次)波形完成信号，发出选通转换信号选通指定的存储器。需要说明的是，为了简明地阐述本申请的波形实现原理，本实施例给出了一个简化的电路图。在本申请所阐述原理的基础上，对电路进行进一步的常规变换，都在本申请的保护范围内。例如在其他实施例中，可以根据不同的波形个数需要，设置其他数位进制的计数器。

图11为本申请一实施例的频率合成器的电路连接图。

如图11所示，在一实施例中，频率合成器60包括第二与门M2、时钟源T1和频率合成芯片61，其中频率合成芯片61采用ADF4169。

请参考图11，第二与门M2的第一输入端连接时钟源T1，第二与门M2的第二输入端连接第二计数器50以接收使能信号，第二与门M2的输出端连接频率合成芯片61的步进信号输入端STEP。

通过使能信号的控制，使时钟源T1发出的时钟信号能够在设定的时间内送入频率合成芯片61，从而达到设置特定时间间隙的目的。

请继续参考图11，在一实施例中，第二计数器50包括非门阵列T2、第一与门M3、第三计数芯片51、第二非门M4和第三非门M5。

其中，非门阵列T2连接在第三计数芯片51的数据输入引脚D0、D1、D2、D3和选通器30之间，第一与门M3连接在第三计数芯片51的数据输出引脚Q0、Q1、Q2、Q3和第二非门M4的输入端之间，第一与门M3的输出端还与频率合成器60连接，以输出使能信号。第二非门M4的输出端连接第三计数芯片51的计数控制引脚EP/ET。

第三非门M5的输出端与第三计数芯片51的置数控制引脚LD连接，第三计数芯片51的清零引脚CR连接高电平端VCC。第三非门M5的输入端连接频率合成芯片61的波形完成信号输出端COMP以接收波形完成信号。

第三计数芯片51通过时钟输入端CP接收时钟信号。在本实施例中，第三计数芯片51的时钟输入端CP连接时钟源T1。当第二计数器50在接收到频率合成器60的波形完成信号时，通过第三计数芯片51的置数控制，从选通器30读取送来的时间间隙数据，经过非门阵列T2反转后进行计数，相当于按照时钟信号进行时间倒数。需要说明的是，在其他实施例中，也可以通过适当的电路设置，使第二计数器50对读取的时间间隙数据进行正向计数。

当时间间隙倒数完成时，第三计数芯片51的数据输出引脚Q0、Q1、Q2、Q3全部输出高电平，通过第一与门M3和第二非门M4的处理，输出低电平至第三计数芯片51的计数控制引脚EP/ET，使第三计数芯片51停止计数。同时，将高电平的计数完成信号送往频率合成器60作为输出下一设定波形的使能信号。

频率合成器60在一个设定波形完成时，发出一个高电平的波形完成信号。经过第三非门M5，将低电平送至第三计数芯片51的置数控制引脚LD，使第三计数芯片51重新读取时间间隙数据，并再次开始时间计数。需要说明的是，在两个设定波形之间的时间间隙内，第二计数器50在时间计数过程中，频率合成器60可以是停止输出的，也可以是按照特定频率进行输出的。

在一些芯片的设置中，在设定波形的最后一个时钟周期内，频率合成芯片61输出高电平的波形完成信号。高电平的波形完成信号会把第一与门M3的输出信号拉低为低电平。请继续参考图11，在一实施例中，第二计数器50还包括第一与非门M6，第一与非门M6的第一输入端连接第二非门M4的输出端，第一与非门M6的第二输入端连接第三非门M5的输出端，第一与非门M6的输出端连接频率合成器60以输出使能信号。

通过两个非门与一个与非门的连接，相当于组成了一个或门电路。也就是说，在第一与门M3的输出信号或频率合成器60的波形完成信号中，只要有任何一个是高电平，就可以达到使能信号的效果，从而使频率合成芯片61在设定波形的最后一个时钟周期内，能够再次接收到最后一次时钟信号，从而最终结束当前的设定波形的输出。

需要说明的是，频率合成器60输出的调频连续波的设定波形，可以选自三角波、锯齿波、阶梯波和正弦波的至少一种。

另一方面，本申请还提供一种雷达。图12为本申请一实施例的雷达的方框图。

请参考图12，雷达包括互相连接的天线1和如上述的雷达波形生成电路2。

在雷达波形生成电路2产生的多普勒分辨力不同的雷达波形时，通过天线1发送至外部空间，以检测探测目标。通过对具有不同的多普勒分辨力的回波的进一步处理，可以有效提高测量区间以及进一步细化最小测量分辨力。

请继续参考图12，在一实施例中，雷达还包括控制调频连续波的主控制器3。主控制器3与雷达波形生成电路1中的频率合成器60连接。

通过主控制器3可以灵活设置频率合成器60的波形参数，为进一步提高测量区间以及进一步细化最小测量分辨力提供了灵活手段。

另一方面，本申请还提供一种雷达波形生成方法。

在一实施例中，雷达波形生成方法包括：

获取第一次使能信号；根据第一次使能信号生成调频连续波的设定波形，并在设定波形完成时生成波形完成信号；根据波形完成信号获取时间间隙数据；根据时间间隙数据进行时间计数，在时间计数完成时生成第二次使能信号。

根据波形完成信号获取时间间隙数据的步骤包括：

对波形完成信号进行数量计数，在数量计数完成时生成选通转换信号，以更换选通第一时间间隙至第二时间间隙作为时间间隙数据。

图13为本申请一实施例的雷达波形生成方法流程图。

锯齿波是一种雷达探测中常用的调频连续波。如图13所示，在一实施例中，雷达波形生成方法的步骤中包括：

S410：获取第一次使能信号；进入步骤S20；

S420：根据第一次使能信号生成锯齿波形，并在一个锯齿波形完成时生成波形完成信号；进入步骤S30；

S430：判断波形完成信号是否达到设定数量的次数，若否，则进入步骤S431；若是，则进入步骤S432；

S431：获取存储的第一时间间隙为时间间隙数据；进入步骤S440；

S432：获取存储的第二时间间隙为时间间隙数据；进入步骤S440；

S440：根据时间间隙数据进行时间计数，在时间计数完成时生成第二次使能信号。

通过设定数量个锯齿波(例如16个)组成一个音部，在至少两种多普勒分辨力不同的音部回波中，可以有效提高测量区间以及进一步细化最小测量分辨力。

另一方面，本申请还提供一种计算机存储介质。

在一实施例中，计算机存储介质上存储有计算机程序，计算机程序在被处理器执行时，可实现如上述的雷达波形生成方法。

处理器在执行计算机程序时，所实现的雷达波形生成方法请参考以上各实施例，在此不再赘述。

需要说明的是，为了实现本申请所需的紧邻的多个音部的波形具有不同的多普勒分辨力，以上各雷达波形生成的实施例中，使用了两个音部的波形运用不同的波形间隙来实现，而为了介绍简便起见，两个音部的波形时长、波形个数以及中心波长都设定为相同。事实上在其他实施例中，可以通过设置紧邻的多个音部的波形具有不同的中心波长、不同的波形时长、不同的波形个数以及不同的波形间隙来实现，例如通过设置不同的波形斜率或不同的射频带宽获取不同的总观测时长，来实现每个音部具有不同的多普勒分辨力。

本申请提供的雷达波形生成电路、方法、雷达及计算机存储介质，通过两段设定波形之间的时间间隙的不同，可以设定两组波形之间具有不同的多普勒分辨力，通过对回波的进一步处理，可以有效提高测量区间以及进一步细化最小测量分辨力。

需要说明的是，本申请提供的雷达波形生成电路和方法，为了说明本申请的核心技术特征，使用了简单的芯片和门电路来实现两种时间间隙的调频连续波，以获取两种多普勒分辨力不同的音部。在其他情况下，可以使用其他的软硬件方法，通过对本申请核心技术特征的简单变换与扩展，例如，改为使用逻辑电路来实现计数，采用至少三种时间间隙数据，以获取三种以上多普勒分辨力不同的音部等，都属于本申请的保护范围。

在本文中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语的具体含义。

在本文中，用于描述元件的序列形容词“第一”、“第二”等仅仅是为了区别属性类似的元件，并不意味着这样描述的元件必须依照给定的顺序，或者时间、空间、等级或其它的限制。

在本文中，除非另有说明，“多个”、“若干”的含义是两个或两个以上。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤。前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，除了包含所列的那些要素，而且还可包含没有明确列出的其他要素。

以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此。任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种雷达波形设计方法，其特征在于，包括：

根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙；

在执行设定第一中心波长、第一波形时长、第一波形个数、第一波形间隙、第二中心波长、第二波形时长、第二波形个数和第二波形间隙的步骤中包括：

按照以下公式设定：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]＝(M+1)/M

其中，λ1为第一中心波长，N1为第一波形个数，t11为第一波形时长，t12为第一波形间隙，λ2为第二中心波长，N2为第二波形个数，t21为第二波形时长，t22为第二波形间隙，M为大于1的正整数；

在执行根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙的步骤之前包括：

2.一种雷达波形设计装置，其特征在于，包括依次连接的存储器、处理模块和频率合成模块，其中：

所述处理模块用于先根据所述第一中心波长和所述第一波形时长，控制所述频率合成模块输出所述第一波形个数的雷达波束中第一音部的调频连续波，其中所述第一音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第一波形间隙；再根据所述第二中心波长和所述第二波形时长，控制所述频率合成模块输出所述第二波形个数的雷达波束中第二音部的调频连续波，所述第二音部的相邻调频连续波波形之间间隔所述第二波形间隙；

所述存储器还按照以下公式进行设定存储：

[λ1*N2*(t21+t22)]/[λ2*N1*(t11+t12)]＝(M+1)/M

所述处理模块还控制所述频率合成模块在一个波束中，所述第一音部输出完成后立即开始输出所述第二音部。

3.如权利要求2所述的雷达波形设计装置，其特征在于，所述频率合成模块输出的所述第一波形个数与所述第二波形个数相同。

4.如权利要求2所述的雷达波形设计装置，其特征在于，所述频率合成模块输出的所述调频连续波的波形选自三角波、锯齿波、阶梯波和正弦波的至少一种。

5.如权利要求2所述的雷达波形设计装置，其特征在于，所述频率合成模块在每个雷达扫描周期内输出多个扫描帧，每个所述扫描帧内输出多个不同方向的所述雷达波束。

6.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序在被处理器执行时，可实现如权利要求1所述的雷达波形设计方法。