Nothing Special   »   [go: up one dir, main page]

CN113016138A - 被斩断三角波pwm量化器和具有可控的模拟增益和可校准影响特性的多个非理想的增益的量化器的pwm调制器 - Google Patents

被斩断三角波pwm量化器和具有可控的模拟增益和可校准影响特性的多个非理想的增益的量化器的pwm调制器 Download PDF

Info

Publication number
CN113016138A
CN113016138A CN201980067772.8A CN201980067772A CN113016138A CN 113016138 A CN113016138 A CN 113016138A CN 201980067772 A CN201980067772 A CN 201980067772A CN 113016138 A CN113016138 A CN 113016138A
Authority
CN
China
Prior art keywords
triangular wave
quantizer
gain
comparator
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201980067772.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113016138B (zh
Inventor
拉明·赞巴吉
约翰·梅兰森
李启亨
阿努拉达·帕西
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Original Assignee
Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cirrus Logic International Semiconductor Ltd filed Critical Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Publication of CN113016138A publication Critical patent/CN113016138A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113016138B publication Critical patent/CN113016138B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/185—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/187—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/38—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers
    • H03F3/387—DC amplifiers with modulator at input and demodulator at output; Modulators or demodulators specially adapted for use in such amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H03K4/066—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape using a Miller-integrator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
    • H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
    • H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
    • H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
    • H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
    • H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
    • H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
    • H03K4/56—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor using a semiconductor device with negative feedback through a capacitor, e.g. Miller integrator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H03M1/1009—Calibration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
    • H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
    • H03M3/44—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with provisions for rendering the modulator inherently stable
    • H03M3/442—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with provisions for rendering the modulator inherently stable by restricting the swing within the loop, e.g. gain scaling
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/478—Means for controlling the correspondence between the range of the input signal and the range of signals the converter can handle; Means for out-of-range indication
    • H03M3/48—Means for controlling the correspondence between the range of the input signal and the range of signals the converter can handle; Means for out-of-range indication characterised by the type of range control, e.g. limiting
    • H03M3/482—Means for controlling the correspondence between the range of the input signal and the range of signals the converter can handle; Means for out-of-range indication characterised by the type of range control, e.g. limiting by adapting the quantisation step size
    • H03M3/484—Means for controlling the correspondence between the range of the input signal and the range of signals the converter can handle; Means for out-of-range indication characterised by the type of range control, e.g. limiting by adapting the quantisation step size by adapting the gain of the feedback signal, e.g. by adapting the reference values of the digital/analogue converter in the feedback path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/03—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being designed for audio applications
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45514—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more switched capacitors, and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/017—Adjustment of width or dutycycle of pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)

Abstract

一种PWM调制器中的设备包括三角波发生器和比较器，三角波发生器产生三角波，比较器响应于信号输入，产生信号输出。PWM调制器的输出响应于比较器信号输出。耦合在三角波发生器和比较器之间的极性反转电路被以以下方式中的一种方式配置：当三角波具有第一斜率极性时，将三角波提供给比较器，当三角波具有与第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将三角波的极性反转版本提供给比较器；并且当三角波具有第一斜率极性时，将信号输入提供给比较器，以及当三角波具有第二斜率极性时，将信号输入的极性反转版本提供给比较器。

Description

被斩断三角波PWM量化器和具有可控的模拟增益和可校准影 响特性的多个非理想的增益的量化器的PWM调制器
背景技术
个人音频装置(包括无线电话，诸如移动/蜂窝电话、无绳电话、mp3播放器和其他消费者音频装置)被广泛使用。这样的个人音频装置可以包括用于驱动一对耳机或一个或多个扬声器的电路系统。这样的电路系统通常包括用于将音频输出信号驱动到耳机或扬声器的功率放大器。一般来说，功率放大器通过从电源获取能量并且控制音频输出信号与输入信号形状匹配、但是具有更大的振幅来放大音频信号。
音频放大器的一个例子是D类放大器。D类放大器(也被称为“切换放大器”)可以包括电子放大器，在该放大器中，放大器件(例如，晶体管，通常金属氧化物半导体场效应晶体管)作为电子开关操作。在D类放大器中，将被放大的信号可以通过脉宽调制、脉冲密度调制或另一调制方法被转换为一系列脉冲，以使得该信号被转换为调制信号，在该调制信号中，该调制信号的脉冲的特性(例如，脉宽、脉冲密度等)是该信号的幅值的函数。在利用D类放大器放大之后，输出脉冲链可以通过经过无源低通滤波器而被转换为无调制的模拟信号，其中这样的低通滤波器在D类放大器或由D类放大器驱动的负载中可以是固有的。D类放大器由于它们可以比线性模拟放大器更具功率效率而常被使用，因为与线性模拟放大器相比，D类放大器可以在有源器件中消散更少的功率作为热量。通常，为了提供具有可取的总谐波失真(THD)和电源抑制比(PSRR)的准确的负载电压，选择脉宽调制(PWM)放大器。
发明内容
在一个实施例中，本公开提供了一种脉宽调制(PWM)调制器中的设备。所述设备包括三角波发生器和比较器，三角波发生器产生三角波，比较器响应于信号输入，产生信号输出。PWM调制器的输出响应于比较器信号输出。所述设备还包括耦合在三角波发生器和比较器之间的极性反转电路，所述极性反转电路被以以下方式中的一种方式配置：当三角波具有第一斜率极性时，将三角波提供给比较器，当三角波具有与第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将三角波的极性反转版本提供给比较器；并且当三角波具有第一斜率极性时，将信号输入提供给比较器，当三角波具有第二斜率极性时，将信号输入的极性反转版本提供给比较器。
在一个实施例中，本公开提供了一种脉宽调制(PWM)调制器中的方法，所述PWM调制器包括三角波发生器、比较器和极性反转电路，三角波发生器产生三角波，比较器响应于信号输入，产生信号输出，其中PWM调制器的输出响应于比较器信号输出，极性反转电路耦合在三角波发生器和比较器之间。所述方法包括极性反转电路执行以下动作中的一个：当三角波具有第一斜率极性时，将三角波提供给比较器，当三角波具有与第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将三角波的极性反转版本提供给比较器；并且当三角波具有第一斜率极性时，将信号输入提供给比较器，当三角波具有第二斜率极性时，将信号输入的极性反转版本提供给比较器。
在一个实施例中，本公开提供了一种非暂时性计算机可读介质，所述非暂时性计算机可读介质具有存储于其上的指令，所述指令能够使脉宽调制(PWM)调制器通过极性反转电路执行操作或者将所述PWM调制器配置为通过极性反转电路执行操作，所述PWM调制器包括三角波发生器、比较器和极性反转电路，三角波发生器产生三角波，比较器响应于信号输入，产生信号输出，其中PWM调制器的输出响应于比较器信号输出，极性反转电路耦合在三角波发生器和比较器之间：当三角波具有第一斜率极性时，将三角波提供给比较器，当三角波具有与第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将三角波的极性反转版本提供给比较器；并且当三角波具有第一斜率极性时，将信号输入提供给比较器，当三角波具有第二斜率极性时，将信号输入的极性反转版本提供给比较器。
在一个实施例中，本公开提供了一种闭环脉宽调制(PWM)调制器，所述PWM调制器包括扬声器驱动器和量化器，扬声器驱动器选择性地接收不同的第一PWM驱动电压摆动范围和第二PWM驱动电压摆动范围，量化器具有模拟增益，并且对扬声器驱动器产生PWM输出信号。量化器和扬声器驱动器具有组合增益。在第一模式下操作时，量化器的模拟增益被控制为第一增益值，在第一模式下，第一PWM驱动电压摆动范围被供应给扬声器驱动器。在第二模式下操作时，量化器的模拟增益被控制为不同于第一增益值的第二增益值，在第二模式下，第二PWM驱动电压摆动范围被供应给扬声器驱动器。量化器的模拟增益的第一增益值和第二增益值使量化器和驱动器的组合增益在第一模式和第二模式下是大致相等的。
在一个实施例中，本公开提供了一种包括在闭环脉宽调制(PWM)调制器中执行的操作的方法，所述PWM调制器包括扬声器驱动器和量化器，扬声器驱动器选择性地接收不同的第一PWM驱动电压摆动范围和第二PWM驱动电压摆动范围，量化器具有模拟增益，并且对扬声器驱动器产生PWM输出信号，其中量化器和扬声器驱动器具有组合增益。所述方法包括：在第一模式下操作时，将量化器的模拟增益控制为第一增益值，在第一模式下，第一PWM驱动电压摆动范围被供应给扬声器驱动器；并且在第二模式下操作时，将量化器的模拟增益控制为第二增益值，在第二模式下，第二PWM驱动电压摆动范围被供应给扬声器驱动器。第二增益值不同于第一增益值。量化器的模拟增益的第一增益值和第二增益值使量化器和驱动器的组合增益在第一模式和第二模式下是大致相等的。
在一个实施例中，本公开提供了一种包括量化器的脉宽调制(PWM)调制器，所述量化器具有斜坡发生器和比较器。量化器具有增益和影响该增益的至少两个可测的非理想的特性。量化器可以使用测得的第一值和第二值调整，以校正所述至少两个非理想的特性中的相应的第一个和第二个。在使用测得的第一测量值和第二测量值调整量化器时，量化器的增益是可校准的。
在一个实施例中，本公开提供了一种在包括量化器的脉宽调制(PWM)调制器中执行的方法，所述量化器具有斜坡发生器和比较器，所述量化器具有增益和影响该增益的至少两个可测的非理想的特性。所述方法包括：测量所述至少两个非理想的特性中的第一个的第一值；测量所述至少两个非理想的特性中的第二个的第二值；使用测得的第一值和第二值来调整量化器，以校正所述至少两个非理想的特性中的第一个和第二个；并且在使用测得的第一测量值和第二测量值来调整量化器时，校准量化器的增益。
附图说明
图1是示例个人音频装置的图示。
图2是个人音频装置的示例音频IC的被选组件的框图。
图3是基于脉宽调制(PWM)信号的示例D类调制器的框图。
图4是更详细地例示说明图3的PWM量化器的框图。
图5A是例示说明量化器和扬声器驱动器的示例组合线性增益的构成的框图。
图5B是例示说明具有可调的模拟增益能力的量化器中的量化器和扬声器驱动器的示例组合线性增益的构成的框图。
图6是描述用于不同的PWM调制器扬声器电压操作模式的示例增益和增益相关参数的表格。
图7是例示说明图3的量化器的示例实施例的框图，该量化器使得模拟增益KANA能够被调制，以便补偿操作模式之间的扬声器电压的变化。
图8是描述图7的开关式电容器网络在不同的扬声器电压操作模式下实现不同的模拟增益值的操作的示例时序图。
图9是示例的常规的斜坡发生器的框图。
图10是例示说明图9的斜坡发生器的操作的示例时序图。
图11是例示说明图4的斜坡发生器的示例部分的框图，该部分采用斩波技术来产生用于图3的PWM调制器的图3的量化器中的三角波。
图12是例示说明图11的斜坡发生器的操作的示例时序图。
图13是描述图11的斜坡发生器的开关实现关于图12描述的波形的操作的示例时序图。
图14是例示说明用于校准图3的量化器的增益的系统的示例框图。
图15A至图15E是例示说明图14的量化器的增益校准的各方面的示例时序图。
图16是例示说明用于校准图3的量化器的增益的示例系统的框图。
图17A至图17C是例示说明图3的量化器的增益的校准的示例时序图。
图18是用于校准图3的量化器的示例方法的流程图。
具体实施方式
现在参照图1，示出了根据本公开的实施例的示例个人音频装置1的图示。图1描绘了耦合到一对耳塞扬声器8A和8B的形式的耳麦3的个人音频装置1。图1中描绘的耳麦3仅仅是个例子，并且理解个人音频装置1可以与各种音频换能器结合使用，音频换能器包括，但不限于，耳机、耳塞、耳内听筒和外部扬声器。插头4可以提供耳麦3与个人音频装置1的电端子的连接。个人音频装置1可以为用户提供显示器，并且使用触摸屏2来接收用户输入，或者可替代地，标准的液晶显示器(LCD)可以与设置在个人音频装置1的正面和/或侧面的各种按钮、滑块和/或转盘组合。如图1中还示出的，个人音频装置1可以包括音频集成电路(IC)9，IC 9用于产生用于发送给耳麦3和/或另一音频换能器(例如，扩音器)的模拟音频信号。
现在参照图2，示出了根据本公开的实施例的个人音频装置的示例音频IC 9的被选组件的框图。在一些实施例中，示例音频IC 9可以被用于实现图1的音频IC 9。如图2所示，麦克风核18(例如，数字信号处理器或“DSP”)可以将数字音频输入信号DIG_IN供应给数模转换器(DAC)14，DAC 14可以将数字音频输入信号转换为模拟输入信号VIN。DAC 14可以将模拟信号VIN供应给放大器16，放大器16可以放大或衰减模拟输入信号VIN以提供音频输出信号VOUT，音频输出信号VOUT可以操作扬声器、耳机换能器、线路电平信号输出和/或其他的合适的输出。
现在参照图3，示出了例示说明基于脉宽调制(PWM)信号的D类调制器100的框图。D类调制器100(例如，包括在图2的放大器16中)接收(例如，图2的)输入信号VIN，该输入信号VIN被提供给求和元件301，求和元件301的输出被提供给环路滤波器302，环路滤波器302的输出被提供给量化器304，量化器304的输出被提供给扬声器驱动器306。扬声器驱动器306的(例如，图2的)输出VOUT被反馈给求和元件301的求反输入以形成闭环。扬声器驱动器306耦合到开关308，开关308将驱动器电源电压VSPK提供给扬声器驱动器306。驱动器电源电压VSPK也可以被称为驱动电压摆动范围。开关308被控制为要么选择高压(HV)供电VBAT(例如，蓄电池供电)，要么选择低压(LV)供电VBST(例如，提升的蓄电池供电)，以作为驱动器电源电压VSPK或驱动电压摆动范围VSPK提供给扬声器驱动器306。在一个实施例中，对于HV模式操作，VBST是12V，对于LV模式操作，VBST是4V，但是设想其中VBST和VBAT的值不同的其他的实施例。在一个实施例中，为了节省功率的目的，调制器100具有HV模式和LV模式。
在一个实施例中，D类调制器100在模拟域中类似于连续时间delta-sigma模数转换器(ADC)那样循环操作。不同于基于脉冲密度调制(PDM)的双采样ADC，D类调制器100是基于PWM。PWM量化器304将模拟信号转换为PWM信号。量化器304和扬声器驱动器306具有相应的增益值。具体地说，扬声器驱动器306的增益与提供给扬声器驱动器306的驱动器电源电压VSPK成比例。
下面描述如下实施例，在这些实施例中，当驱动器电源电压VSPK改变时，量化器304的增益——更具体地说，量化器304的模拟增益——被有利地调整为与扬声器驱动器增益的变化相当，以便保持量化器304和扬声器驱动器306的固定的组合增益。结果，量化器304产生的锯齿形波形(与产生PWM输出信号的信号输入相比)的电压范围和相关联的斜坡斜率可以有利地保持接近，并且在一些实施例中，是固定的。下面还描述如下实施例，在这些实施例中，锯齿形波形发生器在内部产生的三角波上采用斩波技术来产生导致斜坡电容器重置时间缩短、摆动电压降低的锯齿形波。最后，描述校准方法的实施例，在这些实施例中，测量量化器304的多个非理想的特性(例如，比较器时间延迟和偏移、斜坡发生器的RC时间常数等)，并且调整这些特性以改进量化器304的增益校准的准确性。
现在参照图4，示出了更详细地例示说明图3的PWM量化器304的框图。PWM量化器304包括斜坡发生器403，斜坡发生器402产生锯齿形波形状的斜坡电压Vramp。在一个实施例中，斜坡电压Vramp是包括正斜坡电压Vrampp和负斜坡电压Vrampm的差分电压对。PWM量化器304还包括第一开关式电容器网络(“SC Net”)404p和第二开关式电容器网络(“SC Net”)404n，其中每个都接收正斜坡电压Vrampp和负斜坡电压Vrampm。开关式电容器网络404p/404n还接收正信号输入电压VIP和负信号输入电压VIM。开关式电容器网络404p/404n对斜坡电压Vrampp和Vrampm、以及信号输入电压VIP和VIM进行操作，以产生提供给相应的比较器406p和406n的相应的输出，比较器406p和406n产生提供给中央边缘调制(CEM)块408的相应的输出DP和Dn。CEM块408产生差分PWM输出信号DPWM，差分PWM输出信号DPWM具有提供给图3的扬声器驱动器306的、被表示为DPWMp的正分量和被表示为DPWMn的负分量。下面关于图7更详细地描述根据一个实施例的开关式电容器网络404p/404n。
现在参照图5A，示出了例示说明量化器304和驱动器306增益的组合线性增益KTOTAL的构成的框图。如所示，对组合线性增益KTOTAL做出贡献的分量包括如图5A和下面的方程(1)中所示的(例如，开关式电容器网络404的)量化器304的模拟增益KANA、扬声器驱动器306的增益KDRV、以及CEM块408的增益KCEM。也就是说，量化器304和驱动器306的组合增益KTOTAL可以根据调制器100系统的线性分析被定义为与模拟增益KANA、驱动器增益KDRV和CEM增益KCEM的乘积成比例。
KTOTAL＝KANA*KDRV*KCEM (1)
如下面的方程(2)中所示，驱动器增益KDRV是扬声器电压VSPK与斜坡电压摆动范围Vramp(fd)之比。因此，当操作模式从HV模式转变到LV模式(或者反过来)时，驱动器增益KDRV将被改变(假定保持斜坡电压摆动范围Vramp(fd))，并且驱动器增益KDRV的变化改变组合增益KTOTAL。组合增益KTOTAL的变化是不合需要的，因为它改变调制器100环路的动态，例如，使环路动态变为非线性的。
Figure BDA0003019747900000071
一个解决方案是使驱动器增益KDRV在模式改变之间保持固定，以便保持固定的组合增益KTOTAL，如从方程(3)可以观察到的，这需要斜坡电压摆动范围Vramp(fd)的变化与扬声器电压VSPK的变化匹配，以便保持在所述两个模式之间保持组合增益KTOTAL，方程(3)重排方程(2)以将斜坡电压摆动范围Vramp(fd)指定为扬声器电压VSPK与扬声器驱动器增益KDRV之比。
Figure BDA0003019747900000081
按照下面的方程(4)，在例子中，假定模拟增益KANA是0.5，驱动器增益KDRV是10，CEM增益KCEM是2，总增益KTOTAL是10，VBST对于HV模式是12V，VBAT对于LV模式是4V。因此，如方程(5)中所示，斜坡电压摆动范围Vramp(fd)在HV模式下为1.2vpp，在LV模式下为0.4vpp，它们在图6的表格的被表示为HV和LV(conv.)的两个最左列中被求和。
假定：KANA＝0.5，KDRV＝10，KCEM＝2，KTOTAL＝10，VBST＝12V，VBAT＝4V (4)
Figure BDA0003019747900000082
然而，HV模式和LV模式之间的斜坡电压摆动范围Vramp(fd)的这样的大的差异，1.2vpp到0.4vpp，即，3倍，也是非常不合需要的，因为它可能在所述系统中引入灵敏度。更具体地说，因为PWM调制器100中的执行电压与时间转换的电路(例如，比较器和求和网络)，例如，基于锯齿形斜坡特性操作，所以可能难以将这样的组件设计为在所述两个不同的模式下适当地操作。
描述如下实施例，这些实施例有利地在保持固定的组合增益KTOTAL的同时，通过如图5B所示那样调整量化器304的模拟增益KANA以补偿由所述两个模式的扬声器电压VSPK值的变化引起的、扬声器驱动器306的增益的变化来减小斜坡电压摆动范围Vramp(fd)的变化(或者在一些实施例中，消除它)和所述两个模式之间的相关联的斜坡斜率。
现在参照图7，示出了例示说明量化器304的实施例的框图，该实施例使得模拟增益KANA能够被调整，以便补偿操作模式之间的扬声器电压VSPK的变化。在图7的实施例中，锯齿形波形状的斜坡电压Vramp通过开关式电容器网络404(例如，图4的开关式电容器网络404)耦合到比较器406。负斜坡电压Vrampm通过由时钟信号CLKf控制的开关、然后通过电容器C2耦合到比较器406的负输入。正斜坡电压Vrampp通过由时钟信号CLKf控制的开关、然后通过电容器C3耦合到比较器406的正输入。电容器C2的开关侧的节点被表示为节点X，电容器C3的开关侧的节点被表示为节点Y。电容器C2的另一个端子通过由时钟信号CLKr控制的开关耦合到负斜坡电压Vrampm，电容器C3的另一个端子通过由时钟信号CLKr控制的开关耦合到正斜坡电压Vrampp。共模电压Vcm也通过由时钟信号CLKr控制的开关耦合到比较器406的正输入和负输入。
比较器406的负输入也通过由时钟信号CLKf控制的开关耦合到与电容器C1耦合的节点，并且通过由时钟信号CLKr控制的开关耦合到正信号输入VIP。比较器406的正输入也通过由时钟信号CLKf控制的开关耦合到与电容器C4耦合的节点，并且通过由时钟信号CLKr控制的开关耦合到负信号输入VIM。电容器C1的另一个端子耦合到节点X，电容器C4的另一个端子耦合到节点Y。共模电压Vcm也通过由时钟信号CLKr-hv控制的开关耦合到节点X和节点Y。负信号输入VIM通过由时钟信号CLKr-lv控制的开关耦合到节点X，正输入信号VIP通过由时钟信号CLKr-lv控制的开关耦合到节点Y。
图7的开关式电容器网络404的操作用图8的实现开关式电容器网络404的模拟增益KANA的时序图描述，如图6的表格的被表示为LV(emb.1)的从右数第二个的列中所示，模拟增益KANA在HV模式下操作时具有0.5的值，在LV模式下操作时具有1.0的值(假定对于扬声器电压VSPK，相应的值为12V和4V)。有利地，如图6的表格中所示，控制0.5和1.0的相应的模拟增益KANA值对于两个操作模式保持10的组合增益KTOTAL。也就是说，一般来说，模拟增益KANA具有在HV模式(第一模式)下操作时的增益值(第一增益值)和在LV模式(第二模式)下操作时的不同的增益值(第二增益值)，驱动器增益KDRV具有在第一模式下操作时的增益值(第三增益值)和在第二模式下操作时的不同的增益值(第四增益值)，并且第一增益值和第二增益值的乘积与第二增益值和第四增益值的乘积大致相同，有利地导致在所述两个模式之间，组合增益KTOTAL大致固定。更有利地，控制0.5和1.0的相应的模拟增益KANA值对于所述两个模式，分别实现1.2vpp和0.8vpp的斜坡电压摆动范围Vramp(fd)，这表示通过不调整模拟增益KANA的常规的解决方案，大幅度减小了斜坡电压摆动范围Vramp(fd)的变化。更具体地说，如图6的表格中所示，所述变化有利地从3倍减小到1.5倍。
在图7的实施例中，模拟增益KANA可调整2的幂，不过，扬声器电压VSPK的比率可以不是2的幂，在这种情况下，斜坡电压摆动范围Vramp(fd)的斜率在HV模式和LV模式之间可以有些许变化；然而，有利地，相对于没有可变的模拟增益KANA的实施例的益处的常规的放大器，所述变化显著减小，并且所描述的益处仍可以通过可变的模拟增益KANA的实施例来实现。在其他实施例中，如图6的表格的被表示为LV(emb.2)的最右列中所示，可以实现模拟增益KANA来实现非2的幂。
有利地，使量化器304和驱动器306的组合增益在HV模式和LV模式这两个模式下保持接近相同或保持相同避免了使量化器的不理想化加剧和暴露其设计权衡，并且使调制器100环路类似于独立于不同的扬声器电压值VSPK那样表现。
现在参照图9和图10，示出了斜坡发生器902的分别用于产生锯齿形波和例示说明斜坡发生器902的操作的时序图的部分的现有技术的框图。斜坡发生器902包括放大器904，放大器904具有正输入和负输入以及正输出和负输出。在放大器904的正输入和负输出之间平行耦合的是第一斜坡电容器Crampm和由CLKrst控制的第一开关；另外，在放大器904的负输入和正输出之间平行耦合的是第二斜坡电容器Crampp和由CLKrst控制的第二开关。当开关断开(例如，CLKrst被去断言)时，两个推拉参考电流Iref(由电流源产生)通过斜坡电容器Crampm和Crampp，分别在放大器904的负输出和正输出处产生负倾斜斜坡电压Vrampm和正倾斜斜坡电压Vrampp。参考电流Iref是参考电压Vref和参考电阻Rref的商。CLKrst的断言使储存在斜坡电容器Crampm和Crampp中的能量消散，从而在下一个斜坡循环之前使斜坡电压Vrampm和Vrampp被重置为共模电压Vcm，导致如图10所示的一对互补极性的锯齿形波。因此而产生的锯齿形波被产生为正斜坡电压Vrampp和负斜坡电压Vrampm之间的差值。斜坡电压摆动范围Vramp(fd)被示为Vrampp的最大值和Vrampm的最小值之间的差值，该差值也被示为锯齿形波的最大值和共模电压Vcm之间的差值。
图9和图10的将锯齿形波重置为共模电压Vcm的现有技术的斜坡发生器902的缺点是，它在每个循环上需要使斜坡电容器Crampm和Crampp放电所需的相对较宽的重置时间，这可以减小与采用斜坡发生器902的PWM调制器相关联的调制指数(MI)。另一个缺点是，它需要斜坡电压达到相对较高的电压摆动值。有利地，下面描述解决这些缺点的改进的斜坡发生器的实施例。
现在参照图11，示出了例示说明斜坡发生器402(例如，图4的斜坡发生器402)的采用斩波技术来产生用于PWM调制器(例如，图3的PWM调制器100)的量化器(例如，图3的量化器304)中的三角波的部分的框图。斜坡发生器402包括放大器1104，放大器1104具有正输入和负输入以及正输出和负输出。耦合在放大器1104的正输入和负输出之间的是斜坡电容器Crampm，耦合在放大器1104的负输入和正输出之间的是斜坡电容器Crampp。
斜坡发生器402还包括斩波块1106或斩波开关1106，斩波块1106或斩波开关1106的第一输出和第二输出分别耦合到放大器1104的正输入和负输入。斩波开关1106的两个输入被耦合以接收相应的正参考电流Irefp和负参考电流Irefm。正参考电流Irefp是正参考电压Vrefp和参考电阻Rref的商，负参考电流Irefm是负参考电压Vrefm和参考电阻Rref的商。斩波开关1106作为可以被动态地控制以要么在直通配置、要么在交叉配置中操作的纵横开关操作。在直通配置中，斩波开关1106将正参考电流Irefp连接到放大器1104的正输入，并且将负参考电流Irefm连接到放大器1104的负输入。在交叉配置中，斩波开关1106将正参考电流Irefp连接到放大器1104的负输入，并且将负参考电流Irefm连接到放大器1104的正输入。根据斩波开关1106的配置，如下面更详细地描述的，参考电流Irefp和Irefm通过斜坡电容器Crampp和Crampm选择性地推拉以在放大器1104的相应的负输出和正输出处产生相应的负斜坡电压Vrampm和正斜坡电压Vrampp。
共模电压Vcm通过由时钟信号CLKrst控制的开关选择性地耦合到放大器1104的正输入和负输入。保持负斜坡电压Vrampm的节点通过由时钟信号CLKrst_fall控制的开关选择性地耦合到负参考电压Vrefm，并且通过由时钟信号CLKrst_rise控制的开关选择性地耦合到正参考电压Vrefp。保持正斜坡电压Vrampp的节点通过由时钟信号CLKrst_rise控制的开关选择性地耦合到负参考电压Vrefm，并且通过由时钟信号CLKrst_fall控制的开关选择性地耦合到正参考电压Vrefp。
斜坡发生器402还包括去斩波块1108或去斩波开关1108，去斩波块1108或去斩波开关1108的第一输入和第二输入分别耦合到放大器1104的负输出和正输出。去斩波开关1108的两个输出耦合到保持相应的负输出电压Voutm和正输出电压Voutp的节点，负输出电压Voutm和正输出电压Voutp可以被提供给量化器的其他部分(例如，提供给开关式电容器网络404，以用于提供给图3的量化器304的图4的比较器406)用于产生PWM信号，例如，用于提供给用于驱动扬声器产生音频的扬声器驱动器(例如，图3的扬声器驱动器306)。类似于斩波开关1106，去斩波开关1108作为可以被动态地控制以要么在直通配置、要么在交叉配置中操作的纵横开关操作。在直通配置中，去斩波开关1108将负斜坡电压Vrampm连接到负输出电压Voutm节点，并且将正斜坡电压Vrampp连接到正输出电压Voutp节点。在交叉配置中，去斩波开关1108将负斜坡电压Vrampm连接到正输出电压Voutp节点，并且将正斜坡电压Vrampp连接到负输出电压Voutm节点。
现在参照图12，示出了例示说明图11的斜坡发生器402的操作的时序图。在第一个采样周期的开头，CLKrst被断言以闭合开关以将共模电压Vcm施加于放大器1104的输入。另外，CLKrst_fall被断言以将负参考电压Vrefm施加于保持负斜坡电压Vrampm的节点，并且将正参考电压Vrefp施加于保持正斜坡电压Vrampp的节点。更进一步，斩波开关1106被控制为处于交叉配置以将正参考电流Irefp连接到放大器1104的负输入，并且将负参考电流Irefm连接到放大器1104的正输入。如所示，斩波开关1106在整个采样周期保持处于交叉配置以使斜坡电容器Crampm上的电压增大(这使负斜坡电压Vrampm从其负峰值(大致为Vcm减去Vrefm)增大到其正峰值(大致为Vcm加上Vrefp))、并且使斜坡电容器Crampp上的电压减小(这使正斜坡电压Vrampp从其正峰值(大致为Vcm加上Vrefp)减小到其负峰值(大致为Vcm减去Vrefm))。结果是正倾斜的斜坡电压Vramp(在图12中被示为非差分电压Vrampm减去Vrampp)，斜坡电压Vramp具有大致为正参考电压Vrefp减去负参考电压Vrefm之间的差值(被称为Vramp(fd))的摆动，如所示，这是将变为三角波的电压的第一个周期。进一步在第一个采样周期期间，去斩波开关1108被控制为处于直通配置以使负斜坡电压Vrampm被作为负输出电压Voutm提供、并且使正斜坡电压Vrampp被作为正输出电压Voutp提供。去斩波开关1108在直通配置中的操作导致摆动Vramp(fd)的正倾斜的斜坡电压Vramp通过，并且被提供在输出电压VOUT上，如所示，这是将变为锯齿形波的电压的第一个周期。
如从以下描述将理解的，斜坡电压Vramp是负倾斜的斜坡，该斜坡在下一个采样周期期间也具有Vramp(fd)的摆动，该斜坡将被极性反转以形成输出电压VOUT的锯齿形波的另一个正倾斜的斜坡。该图案在随后的采样周期对内重复，从而导致三角波斜坡电压Vramp，如所示，该三角波斜坡电压Vramp在交替周期上(例如，在三角波斜坡电压Vramp为负倾斜的周期上)被去斩波开关1108交换极性以在输出电压VOUT上形成锯齿形波。结果，如下面更详细地描述的，斜坡发生器402有利地享有由于斜坡电容器的更小的摆动和重置时间而感知到的益处。
在下一个(第二个)采样周期中，CLKrst再次被断言以将共模电压Vcm施加于放大器1104的输入。另外，CLKrst_rise被断言以将正参考电压Vrefp施加于保持负斜坡电压Vrampm的节点，并且将负参考电压Vrefm施加于保持正斜坡电压Vrampp的节点。在它们的峰值处的相应的斜坡电压在它们的向上/向下运行期间没有达到相关的参考电压的情况下，这种操作方式具有将相应的斜坡电压重置为相关的参考电压的优点，这可以帮助避免远离相关的参考电压漂移。更进一步，斩波开关1106被控制为处于直通配置以将正参考电流Irefp连接到放大器1104的正输入，并且将负参考电流Irefm连接到放大器1104的负输入。如所示，斩波开关1106在整个第二个采样周期保持处于直通配置以使斜坡电容器Crampm上的电压减小(这使负斜坡电压Vrampm从其正峰值减小到其负峰值)、并且使斜坡电容器Crampp上的电压增大(这使正斜坡电压Vrampp从其负峰值增大到其正峰值)。进一步在第二个采样周期期间，去斩波开关1108被控制为处于交叉配置以使负斜坡电压Vrampm被作为正输出电压Voutp提供、并且使正斜坡电压Vrampp被作为负输出电压Voutm提供。如图12所示，负倾斜的斜坡电压Vramp被作为具有大致为Vramp(fd)的摆动的三角波的第二个周期提供给去斩波开关1108。此外，在交叉配置中操作，去斩波开关1108对接收的负倾斜的斜坡电压Vramp进行极性反转，并且在输出电压VOUT上作为锯齿形波的第二个周期，将其极性反转的版本作为具有大致Vramp(fd)的摆动的正倾斜的斜坡提供。
在下一个(第三个)采样周期中，如在第一个采样周期中那样，CLKrst再次被断言以将共模电压Vcm施加于放大器1104的输入，CLKrst_fall被断言以将负参考电压Vrefm施加于保持负斜坡电压Vrampm的节点，并且将正参考电压Vrefp施加于保持正斜坡电压Vrampp的节点(有利地重置相应的斜坡电压以避免远离参考值漂移)，并且斩波开关1106被控制为处于交叉配置以将负参考电流Irefm连接到放大器1104的正输入，并且将正参考电流Irefp连接到放大器1104的负输入，如所示，这在第三个采样周期期间保持不变以使负斜坡电压Vrampm从其负峰值增大到其正峰值、并且使正斜坡电压Vrampp从其正峰值减小到其负峰值。进一步在第三个采样周期期间，去斩波开关1108被控制为处于直通配置以使正斜坡电压Vrampp被作为正输出电压Voutp提供、并且使负斜坡电压Vrampm被作为负输出电压Voutm提供。如图12所示，三角波的第三个周期的正倾斜的斜坡电压Vramp被提供给去斩波开关1108，并且被去斩波开关1108传递通过，以在输出电压VOUT上作为锯齿形波的第三个周期，提供具有大致Vramp(fd)的摆动的正倾斜的斜坡。
图13的时序图中示出了图11的斜坡发生器402的各种开关实现关于图12描述的波形的操作。
现在可以描述使用斩波技术来转换在斜坡发生器402内部采用的三角波以生成锯齿形波的优点。首先，PWM调制器的目的是将连续的电压域信息转换为其中时域具有周期T的时域信息。图9的常规的斜坡发生器902中的大的重置时间(即，将电容器重置为共模电压所需的时间)使周期T的可用部分缩短，这可以导致例如动态范围损失。在其中占空比可能需要增大以提供足够的脉冲能量的较低电压模式下，大的重置时间可以特别使操作恶化，因为它可以有害地影响例如增大占空比的能力。有利地，已经描述了缩短重置时间的实施例。因为在图11和图12的实施例中，斜坡极性在每个周期的末尾被翻转或反转，所以斜坡电容器的突然放电不会发生，并且不需要大的重置时间。缩短的电容器重置时间重新取得周期的由于常规的方法而损失的部分，因此可以改进PWM调制器100的动态范围。第二，由于斜坡电容器的预充电，从图12可以观察到，斜坡的电压摆动减小到最大电压摆动的大约一半。该电压摆动减小可以导致省电，尤其是对于低压设计。最后，从图12可以观察到，在斜坡发生器402的输出电压VOUT上提供类似于图10的锯齿形波的、摆动Vramp(fd)(Vrefp减去Vrefm)的锯齿形波，这有利地使得能够重复使用各种系统元件(例如，比较器406或开关电容器网络404)，并且由于斜坡发生器402从内部产生的三角波生成锯齿形波的方式，增添了缩短电容器重置时间、减小摆动值的益处。
在替代实施例中，去斩波开关1108在交替的采样周期上将输入信号VIN的极性反转的版本、而不是三角波的极性反转的版本提供给比较器406，这可以有效地实现类似的结果。
现在参照图14，示出了例示说明用于校准量化器(例如，图3的量化器304)的增益的系统的框图。所述系统包括斜坡发生器402、开关式电容器网络404和(例如，图4的)比较器406。所述系统还包括D翻转1407和电压参考发生器1405，电压参考发生器1405将参考电压Vrefp和Vrefm提供给斜坡发生器402。斜坡发生器402将斜坡电压Vrampp和Vrampm提供给开关式电容器网络404，开关式电容器网络404还接收输入信号VIP和VIM。比较器406输出值DP，值DP被作为数据输入提供给D翻转1407。D翻转1407的输出是值Dcal。D翻转1407由校准时钟CLKcal记时。
现在参照图15A至图15E，示出了例示说明图14的量化器304的增益校准的各方面的时序图。工艺变化、电压变化和温度变化可以改变量化器304的操作的特性，诸如斜坡发生器402产生的斜坡的特性。所述改变可以是由于例如参考电阻Rref和斜坡电容Cramp的特性的变化而导致的。如方程(6)中所示，作为时间的函数的斜坡电压Vramp(t)与参考电压Vref与参考电阻Rref和斜坡电容Cramp的乘积之比成比例。执行增益校准，以便捕捉时域中的增益误差并且校正增益误差。
Figure BDA0003019747900000151
在校准期间，将共模电压Vcm连接到信号输入，并且比较器406将斜坡电压Vramp与共模电压Vcm进行比较。如图15A所示，校准参考时钟CLKcal使D翻转1407闩住比较器406示出DP。
对于理想的斜坡电压Vramp，交叉点在斜坡的中点处出现。如果斜坡斜率高于正常水平(即，更高的增益)，则如图15B所示，以逐步的方式改变裁剪位，以减小斜坡电压Vramp的斜率，直到Dcal的极性翻转为止。相反，如果斜坡斜率低于正常水平(即，更低的增益)，则如图15C所示，以逐步的方式改变裁剪位，以增大斜坡电压Vramp的斜率，直到Dcal的极性翻转为止。
各种不理想之处存在于量化器304中。例如，比较器406可以具有在增益校准时造成误差项的偏移。增益校准过程只寻找交叉点，并且即使当斜坡电压Vramp的斜率正确时，也将所述偏移感知为增益误差。进行调整以在斜坡中间生成交叉点造成不合需要的增益误差，该增益误差在图15D中被示为偏移电压VOS。
另举一例，比较器406可以具有图15E所示的时间延迟Td，这在增益校准时造成误差项。即使当斜坡电压Vramp的斜率正确时，增益校准过程也可以将时间延迟Td感知为增益误差。更具体地说，延迟误差Td被像电压域误差一样处理。如所示，进行调整以使时间延迟Td偏移在斜坡电压Vramp的斜率中造成不合需要的误差。
有利地，现在描述改进的校准过程的实施例，这些实施例移除比较器偏移Vos和比较器延迟Td，以使得它们不造成增益误差项，这可以有利地导致量化器304的增益(例如，斜坡增益/斜率)的更准确的校准。
现在参照图16，示出了例示说明用于校准量化器(例如，图3的量化器304)的增益的改进系统的框图。所述系统在许多方面类似于图14的系统。然而，图16的系统包括斩波开关1605，斩波开关1605耦合在斜坡发生器402的输出和开关式电容器网络404的输入之间。另外，在图16的系统中，参考电压Vrefp和Vrefm被传递通过斜坡发生器402到达斩波开关1605，以使得在量化器304的偏移校准过程期间，不产生斜坡电压。也就是说，斜坡发生器402对于参考电压Vrefp和Vrefm是透明的。斩波开关1605可以在直通配置中操作以将正电压参考Vrefp连接到开关式电容器网络404的正斜坡电压Vrampp，并且将负电压参考Vrefm连接到负斜坡电压Vrampm输入。可替代地，斩波开关1605可以在交叉配置中操作以将正电压参考Vrefp连接到开关式电容器网络404的负斜坡电压Vrampm，并且将负电压参考Vrefm连接到正斜坡电压Vrampp输入。斩波开关1605根据如关于图13描述的、斜坡发生器402内的那些信号的正常操作，由时钟信号CLKr_ramp和CLKf_ramp控制。因此，通过斩波开关1605的操作，开关式电容器网络404的斜坡电压输入是参考电压Vrefp和Vrefm的被斩断版本。
在校准期间，共模电压Vcm连接到信号输入。最初，高于参考电压Vrefp和Vrefm的正常的值被传递通过斜坡发生器402到达斩波开关1605，并且随着时间的过去被缩小，直到比较器406输出DP的两个连续的值是相同的，此时比较器406偏移VOS被测量，如图17A的时序图中所示。
现在参照图17B，例示说明比较器406的时间延迟Td的测量的时序图。系统设置类似于偏移VOS测量的系统设置。然而，参考电压Vrefp和Vrefm中的最小的值被提供，并且在整个测量过程中保持固定。比较器406的输出DP与CLKr_ramp偏离比较器406延迟Td。其上升沿是可裁剪的校准时钟CLKcal重新对比较器406输出DP进行定时。校准时钟CLKcal的上升沿从CLKr_ramp的上升沿开始，并且递增。当Dcal的极性翻转时，如图17B所示，测量延迟Td。
现在参照图17C，示出了例示说明量化器304的增益的校准的时序图。首先，将根据关于图17A描述的过程测量的比较器406的偏移电压VOS应用于参考电压Vrefp和Vrefm，以使它们的代码向上或向下移位。另外，将根据关于图17B描述的过程测量的、比较器406的时间延迟Td应用于校准时钟CLKcal，以使校准时钟CLKcal的边缘延迟以抵消比较器406延迟Td的影响。然后，当偏移VOS和延迟Td已经被调整时，校准量化器304的增益误差(例如，斜坡斜率)。
除了比较器的偏移和时间延迟之外，可以被单独地测量和调整的、量化器304的其他的非理想的特性还可以包括斜坡发生器用来产生斜坡电压的RC时间常数；量化器的电流源中使用的带隙；控制量化器的增益的电阻器、电容器和/或晶体管大小比；量化器的时钟速度；以及各种电路寄生。除了比较器406偏移VOS和时间延迟Td之外，代替比较器406偏移VOS和时间延迟Td，和/或与比较器406偏移VOS和时间延迟Td组合，可以测量量化器304的这些其他的非理想的特性，并且在量化器304的增益误差被校准时，调整这些特性。
现在参照图18，示出了例示说明用于校准量化器的方法的流程图。操作从方框1802开始。
在方框1802，测量第一个不理想之处(例如，按照图17A的比较器偏移VOS)。所述操作继续进行到方框1804。
在方框1804，测量第二个不理想之处(例如，按照图17B的比较器延迟Td)。所述操作继续进行到方框1806。
在方框1806，可以测量附加的不理想之处(例如，RC时间常数、电流源带隙、电阻器/电容器/晶体管大小比、时钟速度)。所述操作继续进行到方框1808。
在方框1808，使用在方框1802至1806测量的不理想之处的值来调整量化器304。所述操作继续进行到方框1812。
在方框1812，在使用不理想化测量值调整量化器304时，校准量化器304的增益。
应理解——尤其是受益于本公开的本领域的普通技术人员——本文中描述的、特别是结合附图描述的各种操作可以用其他电路系统或其他硬件组件实现。给定方法的每个操作的执行次序可以被改变，除非另有指示之外，并且本文中例示说明的系统的各种元件可以被添加、重新排序、组合、省略、修改等。意图是本公开包含所有的这样的修改和改变，因此，以上描述应从说明性的、而非限制性的意义来看待。
类似地，尽管本公开论述特定的实施例，但是在不脱离本公开的范围和覆盖的情况下，可以对这些实施例做出某些修改和改变。而且，本文中关于特定实施例描述的任何益处、优点或问题的解决方案并不意图被解释为关键的、必需的或基本的特征或元件。
进一步的实施例同样地，受益于本公开，对于本领域的普通技术人员将是显而易见的，并且这样的实施例应被视为包含在本文中。本文中记载的所有的例子和条件语言意图用于教育的目的以帮助读者理解发明人为推动本领域而贡献的本公开和构思，并且被解释为不限于这样的具体记载的例子和条件。
本公开包含本领域的普通技术人员将领会的对于本文中的示例实施例的所有的改变、替换、变化、更改和修改。类似地，在适当的情况下，所附权利要求包含本领域的普通技术人员将领会的、对于本文中的示例实施例的所有的改变、替换、变化、更改和修改。而且，所附权利要求中对于被改动为、被布置为、能够、被配置为、被使得能够、可操作为、或操作为执行特定功能的设备或系统、或设备或系统的被改动为、被布置为、能够、被配置为、被使得能够、可操作为、或操作为执行特定功能的组件的论述包含该设备、系统或组件，不管它或该特定功能是否被启动、开启或解锁，只要该设备、系统或组件被如此改动、布置、能够、配置、启用、可操作或操作。

Claims (43)

1.一种脉宽调制(PWM)调制器中的设备，包括：
三角波发生器，所述三角波发生器产生三角波；
比较器，所述比较器响应于信号输入，产生信号输出，其中所述PWM调制器的输出响应于所述比较器信号输出；
极性反转电路，所述极性反转电路耦合在所述三角波发生器和所述比较器之间；并且
其中所述极性反转电路被以以下方式中的一种方式配置：
当所述三角波具有第一斜率极性时，将所述三角波提供给所述比较器，当所述三角波具有与所述第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将所述三角波的极性反转版本提供给所述比较器；并且
当所述三角波具有所述第一斜率极性时，将所述信号输入提供给所述比较器，当所述三角波具有所述第二斜率极性时，将所述信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
2.根据权利要求1所述的设备，
其中所述三角波发生器产生具有周期的三角波，并且
其中所述极性反转电路在所述周期的相应的半周期期间将所述三角波/信号输入和所述三角波/信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
3.根据权利要求2所述的设备，
其中所述三角波周期对应于所述PWM调制器产生的PWM信号的周期的两倍。
4.根据权利要求2所述的设备，
其中所述三角波发生器包括斩波开关，所述斩波开关在所述三角波的交替周期上，选择性地将相应的相反极性的参考电流源耦合到运算放大器的相应的相反极性的输入。
5.根据权利要求4所述的设备，
其中所述三角波发生器被配置为在所述三角波的周期的开头和中间，将所述运算放大器的输入重置为共模电压。
6.根据权利要求2所述的设备，
其中所述三角波包括具有正部分和负部分的差分电压；并且
其中所述三角波发生器被配置为在所述三角波的交替周期上，将所述三角波差分电压的正部分和负部分重置为相应的正参考电压和负参考电压。
7.根据权利要求1所述的设备，
其中所述极性反转电路包括去斩波开关。
8.一种方法，包括：
在脉宽调制(PWM)调制器中，所述PWM调制器包括三角波发生器、比较器和极性反转电路，所述三角波发生器产生三角波，所述比较器响应于信号输入，产生信号输出，其中所述PWM调制器的输出响应于所述比较器信号输出，所述极性反转电路耦合在所述三角波发生器和所述比较器之间：
所述极性反转电路执行以下动作中的一个：
当所述三角波具有第一斜率极性时，将所述三角波提供给所述比较器，当所述三角波具有与所述第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将所述三角波的极性反转版本提供给所述比较器；并且
当所述三角波具有所述第一斜率极性时，将所述信号输入提供给所述比较器，当所述三角波具有所述第二斜率极性时，将所述信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
9.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：
所述三角波发生器产生具有周期的三角波；并且
所述极性反转电路在所述周期的相应的半周期期间将所述三角波/信号输入和所述三角波/信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
10.根据权利要求9所述的方法，
其中所述三角波周期对应于所述PWM调制器产生的PWM信号的周期的两倍。
11.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
其中所述三角波发生器包括斩波开关；并且
所述斩波开关在所述三角波的交替周期上，选择性地将相应的相反极性的参考电流源耦合到运算放大器的相应的相反极性的输入。
12.根据权利要求11所述的方法，
所述三角波发生器在所述三角波的周期的开头和中间，将所述运算放大器的输入重置为共模电压。
13.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
其中所述三角波包括具有正部分和负部分的差分电压；并且
所述三角波发生器在所述三角波的交替周期上，将所述三角波差分电压的正部分和负部分重置为相应的正参考电压和负参考电压。
14.根据权利要求8所述的方法，
其中所述极性反转电路包括去斩波开关。
15.一种非暂时性计算机可读介质，所述非暂时性计算机可读介质具有存储于其上的指令，所述指令能够使脉宽调制(PWM)调制器执行操作或者将所述PWM调制器配置为执行操作，所述PWM调制器包括三角波发生器、比较器和极性反转电路，所述三角波发生器产生三角波，所述比较器响应于信号输入，产生信号输出，其中所述PWM调制器的输出响应于所述比较器信号输出，所述极性反转电路耦合在所述三角波发生器和所述比较器之间，所述操作包括：
所述极性反转电路执行以下动作中的一个：
当所述三角波具有第一斜率极性时，将所述三角波提供给所述比较器，当所述三角波具有与所述第一斜率极性相反的第二斜率极性时，将所述三角波的极性反转版本提供给所述比较器；并且
当所述三角波具有所述第一斜率极性时，将所述信号输入提供给所述比较器，当所述三角波具有所述第二斜率极性时，将所述信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
16.根据权利要求15所述的非暂时性计算机可读介质，进一步包括：
所述三角波发生器产生具有周期的三角波；并且
所述极性反转电路在所述周期的相应的半周期期间将所述三角波/信号输入和所述三角波/信号输入的极性反转版本提供给所述比较器。
17.根据权利要求16所述的非暂时性计算机可读介质，
其中所述三角波周期对应于所述PWM调制器产生的PWM信号的周期的两倍。
18.根据权利要求16所述的非暂时性计算机可读介质，进一步包括：
其中所述三角波发生器包括去斩波开关；并且
所述斩波开关在所述三角波的交替周期上，选择性地将相应的相反极性的参考电流源耦合到运算放大器的相应的相反极性的输入。
19.根据权利要求18所述的非暂时性计算机可读介质，
所述三角波发生器在所述三角波的周期的开头和中间，将所述运算放大器的输入重置为共模电压。
20.根据权利要求16所述的非暂时性计算机可读介质，进一步包括：
其中所述三角波包括具有正部分和负部分的差分电压；并且
其中所述三角波发生器在所述三角波的交替周期上，将所述三角波差分电压的正部分和负部分重置为相应的正参考电压和负参考电压。
21.根据权利要求15所述的非暂时性计算机可读介质，
其中所述极性反转电路包括去斩波开关。
22.一种闭环脉宽调制(PWM)调制器，包括：
扬声器驱动器，所述扬声器驱动器选择性地接收不同的第一PWM驱动电压摆动范围和第二PWM驱动电压摆动范围；
量化器，所述量化器具有模拟增益，并且对所述扬声器驱动器产生PWM输出信号；
其中所述量化器和扬声器驱动器具有组合增益；
其中在第一模式下操作时，所述量化器的模拟增益被控制为第一增益值，在所述第一模式下，所述第一PWM驱动电压摆动范围被供应给所述扬声器驱动器；
其中在第二模式下操作时，所述量化器的模拟增益被控制为不同于所述第一增益值的第二增益值，在所述第二模式下，所述第二PWM驱动电压摆动范围被供应给所述扬声器驱动器；并且
其中所述量化器的模拟增益的第一增益值和第二增益值使所述量化器和驱动器的组合增益在所述第一模式和所述第二模式下是大致相等的。
23.根据权利要求22所述的闭环PWM调制器，
其中所述扬声器驱动器在所述第一模式下操作时具有作为第三增益值的增益，在所述第二模式下操作时具有作为第四增益值的增益；并且
其中所述第一增益值和所述第三增益值的乘积大致等于所述第二增益值和所述第四增益值的乘积。
24.根据权利要求22所述的闭环PWM调制器，进一步包括：
开关式电容器网络，所述开关式电容器网络产生所述第一/第二增益值以将所述量化器的模拟增益控制为所述第一/第二增益值。
25.根据权利要求24所述的闭环PWM调制器，
其中所述开关式电容器网络接收输入信号电压和斜坡电压，并且响应地产生用于产生所述PWM输出信号的电压，所述斜坡电压具有摆动范围；并且
其中在所述第一模式下操作时的斜坡电压摆动范围与在所述第二模式下操作时的斜坡电压摆动范围之比小于所述第一PWM驱动电压摆动范围与所述第二PWM驱动电压摆动范围之比。
26.根据权利要求24所述的闭环PWM调制器，
其中所述开关电容器网络是可控的，以使得所述第一模拟增益值与所述第二模拟增益值之比是2的幂。
27.根据权利要求24所述的闭环PWM调制器，
其中所述开关电容器网络进一步接收共模电压，并且响应于所述输入信号电压、所述斜坡电压和所述共模电压，产生用于产生所述PWM输出信号的电压。
28.一种方法，包括：
在闭环脉宽调制(PWM)调制器中，所述PWM调制器包括扬声器驱动器和量化器，所述扬声器驱动器选择性地接收不同的第一PWM驱动电压摆动范围和第二PWM驱动电压摆动范围，所述量化器具有模拟增益，并且对所述扬声器驱动器产生PWM输出信号，其中所述量化器和所述扬声器驱动器具有组合增益：
在第一模式下操作时，将所述量化器的模拟增益控制为第一增益值，在所述第一模式下，所述第一PWM驱动电压摆动范围被供应给所述扬声器驱动器；
其中在第二模式下操作时，将所述量化器的模拟增益控制为第二增益值，在所述第二模式下，所述第二PWM驱动电压摆动范围被供应给所述扬声器驱动器，其中所述第二增益值不同于所述第一增益值；并且
其中所述量化器的模拟增益的第一增益值和第二增益值使所述量化器和驱动器的组合增益在所述第一模式和所述第二模式下是大致相等的。
29.根据权利要求28所述的方法，
其中所述扬声器驱动器在所述第一模式下操作时具有作为第三增益值的增益，在所述第二模式下操作时具有作为第四增益值的增益；并且
其中所述第一增益值和所述第三增益值的乘积大致等于所述第二增益值和所述第四增益值的乘积。
30.根据权利要求28所述的方法，
其中将所述量化器的模拟增益控制为所述第一/第二增益值包括操作开关式电容器网络以产生所述第一/第二增益值。
31.根据权利要求30所述的方法，
其中操作所述开关式电容器网络以产生所述第一/第二增益值包括：
所述开关式电容器网络接收输入信号电压和斜坡电压，并且响应地产生用于产生所述PWM输出信号的电压，所述斜坡电压具有摆动范围；并且
其中在所述第一模式下操作时的斜坡电压摆动范围与在所述第二模式下操作时的斜坡电压摆动范围之比小于所述第一PWM驱动电压摆动范围与所述第二PWM驱动电压摆动范围之比。
32.根据权利要求30所述的方法，
其中所述开关电容器网络是可控的，以使得所述第一模拟增益值与所述第二模拟增益值之比是2的幂。
33.根据权利要求30所述的方法，进一步包括：
其中操作所述开关式电容器网络产生所述第一/第二增益值进一步包括：
所述开关电容器网络进一步接收共模电压，并且响应于所述输入信号电压、所述斜坡电压和所述共模电压，产生用于产生所述PWM输出信号的电压。
34.一种脉宽调制(PWM)调制器，包括：
量化器，所述量化器具有斜坡发生器和比较器；
其中所述量化器具有增益和影响所述增益的至少两个可测的非理想的特性；
其中所述量化器可以使用测得的第一值和第二值调整，以校正所述至少两个非理想的特性中的相应的第一个和第二个；并且
其中在使用测得的第一测量值和第二测量值调整所述量化器时，所述量化器的增益是可校准的。
35.根据权利要求34所述的PWM调制器，
其中所述至少两个非理想的特性来自包括以下各项的集合：
所述比较器的时间延迟；
所述比较器的偏移；
所述斜坡发生器用来产生斜坡电压的电阻器-电容器(RC)电路的取决于工艺变化的时间常数；
所述量化器的电流源的带隙；
电阻器、电容器和/或晶体管大小比；
所述量化器的时钟速度；以及
电路寄生。
36.根据权利要求34所述的PWM调制器，
其中所述至少两个非理想的特性中的第一个包括所述比较器的时间延迟；并且
其中所述至少两个非理想的特性中的第二个包括所述比较器的偏移。
37.根据权利要求34所述的PWM调制器，
其中所述至少两个非理想的特性包括所述非理想的特性中的至少三个；并且
其中所述量化器可以使用测得的第一值、第二值和第三值调整，以校正所述至少两个非理想的特性中的相应的第一个、第二个和第三个；并且
其中在使用测得的第一测量值、第二测量值和第三测量值调整所述量化器时，所述量化器的增益是可校准的。
38.根据权利要求34所述的PWM调制器，
其中所述PWM调制器在与校准系统相同的集成电路上，所述校准系统测量所述第一值和所述第二值，并且使用所述第一值和所述第二值来调整所述量化器。
39.一种方法，包括：
在脉宽调制(PWM)调制器中，所述PWM调制器包括具有斜坡发生器和比较器的量化器，所述量化器具有增益和影响所述增益的至少两个非理想的特性：
测量所述至少两个非理想的特性中的第一个的第一值；
测量所述至少两个非理想的特性中的第二个的第二值；
使用测得的第一值和第二值来调整所述量化器，以校正所述至少两个非理想的特性中的第一个和第二个；并且
在使用测得的第一测量值和第二测量值来调整所述量化器时，校准所述量化器的增益。
40.根据权利要求39所述的方法，
其中所述至少两个非理想的特性来自包括以下各项的集合：
所述比较器的时间延迟；
所述比较器的偏移；
所述斜坡发生器用来产生斜坡电压的电阻器-电容器(RC)电路的取决于工艺变化的时间常数；
所述量化器的电流源的带隙；
电阻器、电容器和/或晶体管大小比；
所述量化器的时钟速度；以及
电路寄生。
41.根据权利要求39所述的方法，
其中所述至少两个非理想的特性中的第一个包括所述比较器的时间延迟；并且
其中所述至少两个非理想的特性中的第二个包括所述比较器的偏移。
42.根据权利要求39所述的方法，
其中所述至少两个非理想的特性包括所述非理想的特性中的至少三个；
所述方法进一步包括：
使用测得的第一值、第二值和第三值来调整所述量化器，以校正所述至少两个非理想的特性中的第一个、第二个和第三个；并且
在使用测得的第一测量值、第二测量值和第三测量值调整所述量化器时，校准所述量化器的增益。
43.根据权利要求39所述的方法，
其中所述PWM调制器与执行所述测量和调整的校准系统在同一集成电路上。
CN201980067772.8A 2018-10-14 2019-09-30 被斩断三角波pwm量化器和具有可控的模拟增益和可校准影响特性的多个非理想的增益的量化器的pwm调制器 Active CN113016138B (zh)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201862745457P 2018-10-14 2018-10-14
US62/745,457 2018-10-14
US16/163,766 US10819328B2 (en) 2018-10-14 2018-10-18 PWM modulator having quantizer with controllable analog gain and calibratable for multi-non-ideal gain-affecting characteristics
US16/163,638 US10659029B2 (en) 2018-10-14 2018-10-18 Chopped triangular wave PWM quantizer
US16/163,766 2018-10-18
US16/163,638 2018-10-18
PCT/US2019/053735 WO2020081220A1 (en) 2018-10-14 2019-09-30 Chopped triangular wave pwm quantizer and pwm modulator having quantizer with controllable analog gain and calibratable for multi-non-ideal gain-affecting characteristics

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113016138A true CN113016138A (zh) 2021-06-22
CN113016138B CN113016138B (zh) 2022-07-15

Family

ID=70159143

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980067772.8A Active CN113016138B (zh) 2018-10-14 2019-09-30 被斩断三角波pwm量化器和具有可控的模拟增益和可校准影响特性的多个非理想的增益的量化器的pwm调制器

Country Status (5)

Country Link
US (3) US10659029B2 (zh)
KR (1) KR102690263B1 (zh)
CN (1) CN113016138B (zh)
GB (3) GB2610917B (zh)
WO (1) WO2020081220A1 (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10659029B2 (en) * 2018-10-14 2020-05-19 Cirrus Logic, Inc. Chopped triangular wave PWM quantizer
TWI674770B (zh) * 2019-01-18 2019-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 交替進行信號轉換與比較器偏移校正並可同時減少空閒音產生的三角積分類比數位轉換器
EP4026404B1 (en) * 2019-09-06 2024-02-14 Signify Holding B.V. A power supply device, a power receiving device and power supply and receipt methods
CN113917837B (zh) * 2021-09-15 2024-04-19 南京晨光集团有限责任公司 一种数字式电液比例伺服阀指令信号调理方法
CN116599500B (zh) * 2023-07-17 2023-11-03 上海海栎创科技股份有限公司 一种电压增益信号检测装置和方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6636124B1 (en) * 2001-11-30 2003-10-21 Analog Technologies, Inc. Method and apparatus for accurate pulse width modulation
CN101192805A (zh) * 2006-11-30 2008-06-04 松下电器产业株式会社 Pwm驱动装置及其输出偏置修正方法
CN206743199U (zh) * 2017-03-06 2017-12-12 恩平市奥达电子科技有限公司 一种高功率音频功率放大器

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1039672A (en) 1912-04-17 1912-09-24 Titanium Alloy Mfg Co Compound or composition of matter and method of producing same.
US5559467A (en) 1995-01-27 1996-09-24 The Regents Of The University Of California Digital, pulse width modulation audio power amplifier with noise and ripple shaping
US5537027A (en) * 1995-04-25 1996-07-16 Analog Devices, Inc. Calibration system for an asymmetrical ramp generator system
EP1146643B1 (en) * 1995-05-26 2005-12-21 Rambus Inc. Phase shifter for use in a quadrature clock generator
US5719528A (en) * 1996-04-23 1998-02-17 Phonak Ag Hearing aid device
US6404251B1 (en) 2000-03-27 2002-06-11 Linear Technology Corporation Systems and methods for linearly varying a pulse-width modulation signal with a control signal
US6784710B2 (en) * 2002-12-11 2004-08-31 Cirrus Logic, Inc. Multistage pulse width modulator
US6998910B2 (en) * 2004-01-22 2006-02-14 Texas Instruments Incorporated Amplifier using delta-sigma modulation
US7146283B2 (en) * 2004-08-16 2006-12-05 National Instruments Corporation Calibrating analog-to-digital systems using a precision reference and a pulse-width modulation circuit to reduce local and large signal nonlinearities
US7262658B2 (en) * 2005-07-29 2007-08-28 Texas Instruments Incorporated Class-D amplifier system
EP1788701A1 (en) 2005-11-17 2007-05-23 STMicroelectronics S.r.l. Class-D audio amplifier
EP1804374A3 (en) * 2005-12-27 2008-05-28 Sharp Kabushiki Kaisha Switching amplifier
US7414471B2 (en) * 2006-06-06 2008-08-19 Texas Instruments Incorporated Common-mode technique for a digital I/P class D loop
US7554473B2 (en) * 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
JP2012015650A (ja) * 2010-06-29 2012-01-19 Renesas Electronics Corp Ｄ級増幅器
EP3229371B1 (en) * 2016-04-06 2020-03-11 Nxp B.V. Audio amplifier system
US10581422B2 (en) 2016-09-09 2020-03-03 Kabushiki Kaisha Toshiba PWM modulator
US10067478B1 (en) * 2017-12-11 2018-09-04 Silicon Laboratories Inc. Use of a recirculating delay line with a time-to-digital converter
US10396724B1 (en) * 2018-05-30 2019-08-27 Semiconductor Components Industries, Llc Amplifier with common mode loop and chop
US11115046B2 (en) * 2018-06-11 2021-09-07 Cirrus Logic, Inc. Closed loop control in a camera module
US10476444B1 (en) * 2018-09-26 2019-11-12 Cirrus Logic, Inc. Cross-fading in dual-path pulse width modulation system
US10659029B2 (en) 2018-10-14 2020-05-19 Cirrus Logic, Inc. Chopped triangular wave PWM quantizer

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6636124B1 (en) * 2001-11-30 2003-10-21 Analog Technologies, Inc. Method and apparatus for accurate pulse width modulation
CN101192805A (zh) * 2006-11-30 2008-06-04 松下电器产业株式会社 Pwm驱动装置及其输出偏置修正方法
CN206743199U (zh) * 2017-03-06 2017-12-12 恩平市奥达电子科技有限公司 一种高功率音频功率放大器

Also Published As

Publication number Publication date
US10659029B2 (en) 2020-05-19
WO2020081220A1 (en) 2020-04-23
CN113016138B (zh) 2022-07-15
GB2610918B (en) 2023-06-07
KR102690263B1 (ko) 2024-07-31
US20200119702A1 (en) 2020-04-16
GB2590585B (en) 2023-03-29
GB2610917B (en) 2023-06-07
GB202104544D0 (en) 2021-05-12
US11296685B2 (en) 2022-04-05
GB2610917A (en) 2023-03-22
GB2590585A (en) 2021-06-30
US20200119725A1 (en) 2020-04-16
US10819328B2 (en) 2020-10-27
US20210044285A1 (en) 2021-02-11
GB202210456D0 (en) 2022-08-31
GB202210457D0 (en) 2022-08-31
GB2610918A (en) 2023-03-22
KR20210090166A (ko) 2021-07-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113016138B (zh) 被斩断三角波pwm量化器和具有可控的模拟增益和可校准影响特性的多个非理想的增益的量化器的pwm调制器
US11050433B1 (en) Using a tracking switched-mode power supply to increase efficiency of a current digital-to-analog converter-based output stage
CN109792235B (zh) 具有可配置的最终输出级的放大器
US10008994B2 (en) Audio amplifier system
US11101778B2 (en) Class D amplifiers
Rojas-González et al. Design of a class D audio amplifier IC using sliding mode control and negative feedback
CN110612665B (zh) 具有可配置的最终输出级的放大器的校准
TW201804735A (zh) 低雜訊電路
US11750157B2 (en) Common-mode leakage error calibration for current sensing in a Class-D stage using a pilot tone
CN111448756B (zh) 双路径脉宽调制系统的校准
GB2612453A (en) Switching in an audio system with multiple playback paths
CN110603731B (zh) 具有可配置最终输出级的放大器中的切换
US11811370B2 (en) Common-mode compensation in a multi-level pulse-width modulation system

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant