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CN111697828A - Buck变换器及其控制方法 - Google Patents

Buck变换器及其控制方法 Download PDF

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CN111697828A
CN111697828A CN202010559749.5A CN202010559749A CN111697828A CN 111697828 A CN111697828 A CN 111697828A CN 202010559749 A CN202010559749 A CN 202010559749A CN 111697828 A CN111697828 A CN 111697828A
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李海波
罗强
方烈义
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On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
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Abstract

公开了一种BUCK变换器及其控制方法。BUCK变换器包括：第一开关管和第二开关管，连接在输入电压与地之间；输出滤波电感和输出滤波电容，连接在第一开关管和第二开关管的连接点与地之间；以及控制装置，被配置为对输出电压进行采样，以生成输出电压采样信号，在输出电压采样信号低于参考电压、且流过输出滤波电感的电感电流减小至下限阈值或者低于下限阈值时，控制第二开关管从导通状态变为关断状态并控制第一开关管从关断状态变为导通状态，并在电感电流增大至上限阈值时，控制第一开关管从导通状态变为关断状态并控制第二开关管从关断状态变为导通状态。上述BUCK变换器相比传统的采用迟滞模式的BUCK变换器，具有更好的稳定性、抗干扰能力、过载保护性能。

Description

BUCK变换器及其控制方法
本申请是于2016年10月9日提交的、申请号为201610882500.1并且发明名称为“BUCK变换器及其控制方法”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种BUCK变换器及其控制方法。
背景技术
近年来，随着集成电路和信息技术的发展，由电池供电的便携式电子产品，例如，手机、照相机、笔记本电脑等日益普及，这促进了对高性能电源管理芯片的需求的增加。
直流-直流(DC-DC)变换器是便携式电子产品中应用最广泛的电源管理芯片之一。BUCK变换器是一种将高输入电压转换为低输出电压的 DC-DC变换器，其通常采用电压模式和电流模式两种控制方式中的任意一种来实现对输出电压的控制。为了确保系统稳定，BUCK变换器在这两种控制方式下都需要进行频率补偿，这不仅增加了设计难度，也增加了产品成本。另外，BUCK变换器在这两种控制方式下对负载电流瞬态变化的响应也相对较慢。
迟滞模式是适用于BUCK变换器的系统结构最简单、对负载电流瞬态变化的响应最快速的控制方式，其不需要进行频率补偿，并且能够对同一开关周期内的负载电流变化做出响应。但是，由于这种控制方式基于通过将输出电压的采样信号与基准电压进行比较生成的脉冲信号来控制BUCK 变换器中的开关管的导通与关断，使得BUCK变换器在这种控制方式下的抗干扰能力非常差。例如，输出电压的采样信号或者基准电压受到某种噪声的微小干扰便会引起BUCK变换器中的开关管的导通与关断状态的剧烈波动，使得BUCK变换器的输出电压剧烈抖动。
另外，在采用迟滞模式的BUCK变换器中，对于高输入电压应用往往需要使用比较大的输出滤波电感和输出滤波电容，这使得BUCK变换器的输出电压的相位产生严重的滞后，这种相位的滞后将进一步使系统产生不稳定；当发生过载或者短路时，因输入电压相对较高而输出电压相对较低，流过输出滤波电感的电感电流上升的速度远远大于其下降速度，这将使得限流保护电路失效，电感电流失控，从而引起输出滤波电感和整个芯片的损毁。
发明内容
鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种新颖的BUCK变换器及其控制方法。
根据本发明实施例的BUCK变换器包括：第一开关管和第二开关管，连接在输入电压与地之间；输出滤波电感和输出滤波电容，连接在第一开关管和第二开关管的连接点与地之间；以及控制装置，被配置为对输出电压进行采样，以生成输出电压采样信号，在输出电压采样信号低于参考电压、且流过输出滤波电感的电感电流减小至下限阈值或者低于下限阈值时，控制第二开关管从导通状态变为关断状态并控制第一开关管从关断状态变为导通状态，并且在电感电流增大至上限阈值时，控制第一开关管从导通状态变为关断状态并控制第二开关管从关断状态变为导通状态。
根据本发明实施例的用于BUCK变换器的控制方法，其中，该BUCK 变换器包括连接在输入电压与地之间的第一开关管和第二开关管、以及连接在第一开关管和第二开关管的连接点与地之间的输出滤波电感和输出滤波电容，输出滤波电容的两个极板之间的电压为BUCK变换器的输出电压，该控制方法包括：对输出电压进行采样，以生成输出电压采样信号；在输出电压采样信号低于参考电压、且流过输出滤波电感的电感电流减小至下限阈值或者低于下限阈值时，控制第二开关管从导通状态变为关断状态并控制第一开关管从关断状态变为导通状态；以及在电感电流增大至上限阈值时，控制第一开关管从导通状态变为关断状态并控制第二开关管从关断状态变为导通状态。
根据本发明实施例的BUCK变换器及其控制方法在保持了传统的采用迟滞模式的BUCK变换器的结构简单与快速响应等优点的同时，具有更好的稳定性、更强的抗干扰能力、以及更可靠的过载保护性能。
附图说明
通过阅读以下参照附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显，其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的特征。
图1示出了传统的采用迟滞模式的BUCK变换器的电路拓扑；
图2示出了根据本发明实施例的BUCK变换器的电路拓扑；
图3示出了图2所示的BUCK变换器在重载情况下的工作波形图；
图4示出了图2所示的BUCK变换器在轻载情况下的工作波形图；
图5示出了图2所示的BUCK变换器在过载情况下的工作波形图；
图6示出了图1所示的BUCK变换器中的电感电流的波形图；
图7示出了图2所示的BUCK变换器中的电感电流的波形图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
图1示出了传统的采用迟滞模式的BUCK变换器的电路拓扑。在图1 所示的电路拓扑中，开关管SH和SL均由功率管实现；电感L和电容C分别是BUCK变换器的输出滤波电感和输出滤波电容；R0是BUCK变换器的负载电阻；R1和R2组成BUCK变换器的输出分压网络，用于设定 BUCK变换器的输出电压Vo。
在图1所示的BUCK变换器中，通过将输出电压Vo的分压电压VFB保持在由参考电压VREF和迟滞比较器设定的迟滞窗口内，来实现对输出电压Vo的控制。这里，因为基于分压电压VFB与参考电压VREF的比较结果直接控制开关管SH和SL二者的导通与关断，所以分压电压VFB和/或参考电压VREF受外界噪声的影响产生微小的扰动便会引起开关管SH和SL二者的紊乱，从而导致BUCK变换器的输出电压Vo产生抖动。此外，输出滤波电感L和输出滤波电容C产生的相移也很容易使BUCK变换器工作不稳定。
鉴于结合图1描述的传统的采用迟滞模式的BUCK变换器存在的一个或多个问题，提出了一种新颖的BUCK变换器。下面结合附图，详细描述根据本发明实施例的BUCK变换器。
图2示出了根据本发明实施例的BUCK变换器的电路拓扑。在图2所示的电路拓扑中，开关管P1的一端连接至输入电压VIN，另一端连接至开关管N1的一端；开关管N1的另一端接地；开关管P1和N1的连接点连接至输出滤波电感L的一端；输出滤波电感L的另一端连接至输出滤波电容C的一端；输出滤波电容C的另一端接地；输出电压采样网络用于对 BUCK变换器的输出电压VOUT进行采样，由输出电压采样网络输出的输出电压采样信号VFB可以表征BUCK变换器的输出电压VOUT的大小；输出电压采样信号VFB被送入比较器的负输入端，BUCK变换器内部的参考电压VREF被送入比较器的正输入端，比较器生成输出电压采样信号VFB与参考电压VREF的比较结果表征信号(例如，脉宽调制(PWM)信号)；上管采样电路用于对流过开关管P1的电流进行采样，由上管采样电路输出的上采样信号可以表征在开关管P1导通时流过输出滤波电感L的电感电流IL的大小；下管采样电路用于对流过开关管N1的电流进行采样，由下管采样电路输出的下采样信号可以表征在开关管N1导通时流过输出滤波电感L的电感电流IL的大小；退磁电流控制电路用于基于来自下管采样电路的下采样信号来控制输出滤波电感L的退磁过程的结束；由退磁电流控制电路输出的退磁控制信号与由比较器输出的比较结果表征信号进行逻辑与运算，生成第一逻辑控制信号；第一逻辑控制信号被送入RS触发器的S端；峰值电流控制电路用于基于来自上管采样电路的上采样信号来控制输出滤波电感L的退磁过程的开始，由峰值电流控制电路输出的峰值控制信号被送入RS触发器的R端；RS触发器基于第一逻辑控制信号和峰值控制信号生成第二逻辑控制信号；逻辑电路用于基于第二逻辑控制信号生成用于控制开关管P1和N1的导通与关断的上开关管控制信号和下开关管控制信号；上管驱动电路和下关驱动电路分别基于上开关管控制信号和下开关管控制信号驱动开关管P1和N1的导通与关断。这里，在BUCK变换器刚刚上电时，开关管P1处于导通状态，开关管N1处于关断状态。
图3示出了图2所示的BUCK变换器在重载情况下的工作波形图。如图3所示，当输出电压采样信号VFB低于参考电压VREF、且退磁电流控制电路检测到流过输出滤波电感L的电感电流IL低于设定的退磁电流IVALLEY时，逻辑电路生成使开关管P1导通的上开关管控制信号P1-ON、和使开关管N1关断的下开关管控制信号N1-OFF；上管驱动电路基于上开关管控制信号P1-ON驱动开关管P1从关断状态变为导通状态；下管驱动电路基于下开关管控制信号N1-OFF驱动开关管N1从导通状态变为关断状态。这里，在开关管N1从导通状态变为关断状态并且经过死区延迟后，开关管P1才从关断状态变为导通状态。此时，输入电压VIN经输出滤波电感L 对输出滤波电容C充电，输出电压VOUT逐渐增大，流过输出滤波电感L 的电感电流IL逐渐增大，并且电感电流IL的上升量为：
Figure RE-GDA0002578765680000051
其中，t1表示输出滤波电容C的充电时间，即开关管P1的导通时间，L表示输出滤波电感L的电感量。
当峰值电流控制电路检测到流过输出滤波电感L的电感电流IL增大至设定的峰值电流IPEAK时，逻辑电路生成使开关管P1关断的上开关管控制信号P1-OFF、和使开关管N1导通的下开关管控制信号N1-ON；上管驱动电路基于上开关管控制信号P1-OFF驱动开关管P1从导通状态变为关断状态；下管驱动电路基于下开关管控制信号N1-ON驱动开关管N1从关断状态变为导通状态。这里，在开关管P1从导通状态变为关断状态并且经过死区延迟后，开关管N1才从关断状态变为导通状态。此时，输出滤波电容C经由输出滤波电感L进行放电，输出电压VOUT逐渐减小，流过滤波电感L的电感电流IL逐渐减小，直到输出电压采样信号VFB再次低于参考电压VREF为止，其中电感电流IL的下降量为：
Figure RE-GDA0002578765680000061
其中，t2表示输出滤波电容C的放电时间，即开关管N1的导通时间，L表示输出滤波电感L的电感量。
在平衡状态下，ΔIL1＝ΔIL2，且流过滤波电感L的电感电流IL的平均电流等于输出电流IOUT，即
Figure RE-GDA0002578765680000062
由以上关系式可推出BUCK变换器的开关频率为：
Figure RE-GDA0002578765680000063
图4示出了图2所示的BUCK变换器在轻载情况下的工作波形图。如图4所示，因负载很轻，BUCK变换器工作于不连续模式；当输出电压采样信号VFB低于参考电压VREF时，流过输出滤波电感L的电感电流IL已经下降到零，低于设定的退磁电流IVALLEY，逻辑电路生成使开关管P1导通的上开关管控制信号P1-ON、和使开关管N1关断的下开关管控制信号 N1-OFF；上管驱动电路基于上开关管控制信号P1-ON驱动开关管P1从关断状态变为导通状态；下管驱动电路基于下开关管控制信号N1-OFF驱动开关管N1从导通状态变为关断状态。这里，在开关管N1从导通状态变为关断状态并且经过死区延迟后，开关管P1才从关断状态变为导通状态。此时，输入电压VIN经由输出滤波电感L对输出滤波电容C进行充电，输出电压VOUT逐渐增大，流过输出滤波电感L的电感电流IL逐渐增大。
当峰值电流控制电路检测到流过输出滤波电感L的电感电流IL增大至设定的峰值电流IPEAK时，逻辑电路生成使开关管P1关断的上开关管控制信号P1-OFF、和使开关管N1导通的下开关管控制信号N1-ON；上管驱动电路基于上开关管控制信号P1-OFF驱动开关管P1从导通状态变为关断状态；下管驱动电路基于下开关管控制信号N1-ON驱动开关管N1从关断状态变为导通状态。这里，在开关管P1从导通状态变为关断状态并且经过死区延迟后，开关管N1才从关断状态变为导通状态。此时，输出滤波电容C经由输出滤波电感L进行放电，输出电压VOUT逐渐减小，流过滤波电感L的电感电流IL逐渐减小，直到减小至零为止。当输出电压采样信号 VFB再次低于参考电压VREF时，重复上述过程。
由(1)式可得开关管P1的导通时间为：
Figure RE-GDA0002578765680000071
由(2)式可得开关管N1的导通时间为：
Figure RE-GDA0002578765680000072
在平衡状态下，流过滤波电感L的电感电流IL的平均电流等于输出电流IOUT，即
Figure RE-GDA0002578765680000073
其中，T表示BUCK变换器的工作周期。
由以上关系式可推出，BUCK变换器在断续模式下的开关频率为：
Figure RE-GDA0002578765680000074
图5示出了图2所示的BUCK变换器在过载情况下的工作波形图。如图5所示，当BUCK变换器过载时，输出电压采样信号VFB将始终低于参考电压VREF，BUCK变换器仅受峰值电流控制电路和退磁电流控制电路的控制。此时，每当流过输出滤波电感L的电感电流IL增大至峰值电流IPEAK时，逻辑电路控制开关管P1从导通状态变为关断状态，并且经过死区延迟后控制开关管N1从关断状态变为导通状态；每当流过输出滤波电感L的电感电流IL减小至退磁电流IVALLEY时，逻辑电路控制开关管N1从导通状态变为关断状态，并且经过死区延迟后控制开关管P1从关断状态变为导通状态，并重复上述过程。在这种情况下，流过输出滤波电感L的电感电流IL将始终介于峰值电流IPEAK和退磁电流IVALLEY之间，开关管P1 的导通时间t1和开关管N1的导通时间t2分别为：
Figure RE-GDA0002578765680000081
Figure RE-GDA0002578765680000082
BUCK变换器在过载情况下的开关频率为：
Figure RE-GDA0002578765680000083
通过对以上分析可以看出，根据本发明实施例的BUCK变化器通过控制流过输出滤波电感L的电感电流IL的最大值和最小值来实现迟滞功能，即：在每个开关周期内，流过输出滤波电感L的电感电流IL必须增大至设定的上限阈值IPEAK时才允许关断开关管P1并导通开关管N1，并且流过输出滤波电感L的电感电流IL必须减小至或者小于设定的下限阈值IVALLEY、同时输出电压采样信号VFB必须降低至低于参考电压VREF后才允许导通开关管P1，并重复上述过程。这样，输出电压与参考电压实时的动态干扰信号不能影响到开关管P1和N1的导通与关断。因此，根据本发明实施例的 BUCK变换器具有非常强的抗干扰能力。
通常情况下，流过输出滤波电感L的电感电流IL的上升斜率正比于输入电压VIN与输出电压VOUT的差值，并且流过输出滤波电感L的电感电流 IL的下降斜率正比于输出电压VOUT。
图6示出了图1所示的BUCK变换器中的电感电流的波形图。如图6 所示，在图1所示的BUCK变换器中，当发生过载或者输出短路时，每个工作周期内流过输出滤波电感L的电感电流IL的上升量都会大于下降量，电感电流会发生累积。即使在图1所示的BUCK变换器内部做了限流保护功能，限流保护功能已经不能起到保护作用，流过输出滤波电感L的电感电流IL处于失控的状态，随后将很快会使输出滤波电感L和芯片等损毁。
图7示出了图2所示的BUCK变换器中的电感电流的波形图。根据本发明实施例的BUCK变化器可以很好地解决过载或者输出短路时电感电流累积的问题。如图7所示，即使在最小导通时间内，因电感电流的上升斜率太快，使得电感电流已经增大至上限阈值IPEAK以上；但是，不管电感电流的下降斜率多小，退磁电流控制电路都会强制电感电流减小至下限阈值 IVALLEY后才会允许开始下一个周期，所以在每个工作周期中电感电流的下降量一定会等于增加量，不会出现累积现象，使得整个BUCK变换器具有更可靠的过载保护能力。
综上所述，根据本发明实施例的BUCK变换器在传统的采用迟滞模式的BUCK比较器的基础上引入了峰值电流控制电路和退磁电流控制电路，与迟滞比较器一起控制开关管的导通与闭合，在保持了传统的采用迟滞模式的BUCK变换器的结构简单与快速响应等优点的同时，具有更好的稳定性、更强的抗干扰能力、以及更可靠的过载保护性能。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (10)

1.一种BUCK变换器，包括：
第一开关管和第二开关管，连接在输入电压与地之间；
输出滤波电感和输出滤波电容，连接在所述第一开关管和所述第二开关管的连接点与地之间，其中，所述输出滤波电容的两个极板之间的电压为所述BUCK变换器的输出电压；
峰值电流控制电路，被配置为判断流过所述第一开关管的电流是否增大至上限阈值来控制所述输出滤波电感的退磁过程的开始；
退磁电流控制电路，被配置为判断流过所述第二开关管的电流是否减小至或者低于下限阈值来控制所述输出滤波电感的退磁过程的结束，其中流过所述第一开关管、或流过所述第二开关管的电流的大小表征流过所述输出滤波电感的电感电流的大小；
比较器，被配置为对所述输出电压的采样信号与参考电压进行比较；以及
逻辑电路，被配置为对所述峰值电流控制电路、所述退磁电流控制电路和所述比较器的输出进行逻辑运算，产生控制所述第一开关管和所述第二开关管的控制信号；
其中，所述逻辑电路被配置为：
在所述输出电压采样信号低于参考电压、且所述电感电流减小至或者低于所述下限阈值时，控制所述第一开关管从关断状态变为导通状态，并且在所述电感电流增大至上限阈值时，控制所述第一开关管从导通状态变为关断状态，以及
在所述电感电流减小至或者低于所述下限阈值时，控制所述第二开关管从导通状态变为关断状态，并在在所述电感电流增大至上限阈值时，控制所述第二开关管从关断状态变为导通状态；
其中，所述BUCK变换器能够用于轻载、重载和过载情况，并且
其中，在重载和过载的任一情况中，在所述第二开关管关断后，经过死区时间后所述第一开关管变为导通；在轻载情况中，在所述第二开关管关断后，经过一延迟时间直到所述输出电压采样信号变得低于所述参考电压时所述第一开关管变为导通。
2.如权利要求1所述的BUCK变换器，其中，所述BUCK变换器包括：
第一采样电路，被配置为对流过所述第一开关管的电流进行采样，以生成第一采样信号；
所述峰值电流控制电路被配置为基于所述第一采样信号判断所述电感电流是否增大至所述上限阈值。
3.如权利要求2所述的BUCK变换器，其中，所述BUCK变换器包括：
第二采样电路，被配置为对流过所述第二开关管的电流进行采样，以生成第二采样信号；
所述退磁电流控制电路被配置为基于所述第二采样信号判断所述电感电流是否减小至或者低于所述下限阈值并输出退磁电流控制信号。
4.如权利要求3所述的BUCK变换器，其中，所述BUCK变换器还包括：
输出电压采样网络，被配置为对所述输出电压进行采样，以生成所述输出电压的采样信号。
5.如权利要求1所述的BUCK变换器，其中，
在轻载的情况中，在所述第二开关管变为关断时，所述电感电流减小至零；
在过载的情况中，在所述第二开关管变为关断时，所述电感电流减小至所述下限阈值；
在重载的情况中，在所述第二开关管变为关断时，在所述电感电流减小得低于所述下限阈值。
6.如权利要求1所述的BUCK变换器，其中，所述BUCK变换器还包括触发器，被配置为基于所述峰值电流控制电路的输出和所述比较器的输出与所述退磁电流控制电路的输出的逻辑运算结果来生成所述控制信号。
7.一种用于BUCK变换器的控制方法，其中，所述BUCK变换器包括连接在输入电压与地之间的第一开关管和第二开关管、连接在所述第一开关管和所述第二开关管的连接点与地之间的输出滤波电感和输出滤波电容、被配置为判断流过所述第一开关管的电流是否增大至上限阈值来控制所述输出滤波电感的退磁过程的开始的峰值电流控制电路、以及被配置为判断流过所述第二开关管的电流是否减小至或者低于下限阈值来控制所述输出滤波电感的退磁过程的结束的退磁电流控制电路，其中所述输出滤波电容的两个极板之间的电压为所述BUCK变换器的输出电压，并且流过所述第一开关管、或流过所述第二开关管的电流的大小表征流过所述输出滤波电感的电感电流的大小，
该控制方法包括：
通过比较器对所述输出电压的采样信号与参考电压进行比较；
通过逻辑电路对所述峰值电流控制电路、所述退磁电流控制电路和所述比较器的输出进行逻辑运算，产生控制所述第一开关管和所述第二开关管的控制信号；
其中，在所述输出电压采样信号低于参考电压、且流过所述输出滤波电感的电感电流减小至下限阈值或者低于所述下限阈值时，控制所述第一开关管从关断状态变为导通状态，并在所述电感电流增大至上限阈值时，控制所述第一开关管从导通状态变为关断状态，以及
在所述电感电流减小至或者低于所述下限阈值时，控制所述第二开关管从导通状态变为关断状态，并在在所述电感电流增大至上限阈值时，控制所述第二开关管从关断状态变为导通状态；
其中，所述控制方式能够用于所述BUCK变换器的轻载、重载和过载情况，并且
其中，在重载和过载的任一情况中，在所述第二开关管关断后，经过死区时间后所述第一开关管即变为导通；在轻载情况中，在所述第二开关管关断后，经过一延迟时间直到所述输出电压采样信号变得低于参考电压时所述第一开关管才变为导通。
8.如权利要求7所述的控制方法，还包括：
对流过所述第一开关管或所述第二开关管的电流进行采样。
9.如权利要求8所述的控制方法，还包括：
对流过所述第一开关管的电流进行采样，以生成第一采样信号；
基于所述第一采样信号判断所述电感电流是否增大至所述上限阈值。
10.如权利要求6所述的控制方法，还包括：
对流过所述第二开关管的电流进行采样，以生成第二采样信号；
基于所述第二采样信号判断所述电感电流是否减小至或者低于所述下限阈值。
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