CN111670609B - 发光元件驱动控制装置、发光元件驱动电路装置 - Google Patents

Abstract

该发光元件驱动控制装置(100)包括：驱动逻辑单元(113)，其对开关输出级(N1、D1、L1)执行驱动控制，以将输入电压(VIN)降低到输出电压(VOUT)并将其提供给发光元件；生成高于输入电压(VIN)的升压电压(CP)的电荷泵电源单元(α)；以及电流检测比较器(114)，其将升压电压(CP)和输出电压(VOUT)的提供接收作为电源电压，并通过直接将与开关输出级的电感器电流(IL)相对应的电流检测信号(Vsns)与峰值检测值(Vsns_pk)和谷值检测值(Vsns_bt)进行比较，来生成用于驱动逻辑单元(113)的控制信号(SET，RST)。

Description

发光元件驱动控制装置、发光元件驱动电路装置

技术领域

本说明书中公开的发明涉及发光元件驱动控制装置，并且还涉及由开关调节器驱动的发光元件驱动电路装置。

背景技术

传统上，具有通过流过开关输出级的电感器电流的滞后控制来将提供给发光元件的输出电流保持在预定目标值的功能的发光元件驱动控制装置(例如，LED(发光二极管)驱动器控制器IC)已经进行了实际使用。

与上述内容相关的传统技术的一个例子，可见于以下标识的专利文献1中。

开关调节器在各种应用中被用作驱动电压源，并且被用作用于驱动发光元件(以下称为LED)的电路装置的驱动电压源。许多发光元件驱动电路装置甚至具有感测连接状态的电路功能。在此，连接状态是指存在或者不存在LED自身断线或短路、LED与外部之间的电连接路径中的断线或短路、与LED模块在印刷电路板上的安装相关联的开路状态等。

下面标识的专利文献2公开了一种用于发光二极管电路的故障检测装置。下面标识的专利文献2的图7示出了电流感测电阻器与负载电路串联连接并且通过断线检测电路感测电阻器两端的端到端电压的变化的状态。如果任何一个LED出现断线故障，则直流恒流电源的输出端子将保持未加载状态，使得流过负载电路的电流为零；因此，电流感测电阻器两端的端到端电压为0伏。这被用来检测断线故障。

下面标识的专利文献3公开了一种用于背光的故障检测装置和故障检测系统。专利文献3的故障检测装置包括故障检测器，当在背光驱动电路中检测到故障时，该故障检测器产生故障通知脉冲以通知控制器，该故障通知脉冲构成PWM信号，该PWM信号具有反映所检测到的故障的种类的占空比。当故障状态持续预定时间或更长时间时，故障检测器确认所检测到的故障。

下面标识的专利文献4公开了一种开关转换器、该开关转换器的开关电路和控制方法以及采用该开关转换器的照明装置和电子设备。专利文献4的开关转换器包括串联连接在输出线和接地线之间的电感器、开关晶体管和感测电阻器。该控制电路包括：第一比较器，在与感测电阻器两端的电压降相对应的电流感测信号超过第一阈值时，该第一比较器断言复位脉冲；第二比较器，在当前感测信号超过第二阈值时，该第二比较器断言比较信号；以及故障检测电路，该故障检测电路将开关晶体管导通之后直到经过第一时间为止的时段作为故障检测时段，并在该故障检测时段期间断言比较信号时，确认故障。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：WO2017/022633

专利文献2：JP-A-2008-251276

专利文献3：JP-A-2015-76363

专利文献4：JP-A-2016-92955

发明内容

发明要解决的问题

不便的是，传统的发光元件驱动控制装置就其输出电流精度而言留有改进的空间。

鉴于本发明人所遇到的上述不便，本说明书中公开的本发明的目的是提供具有高输出电流精度的发光元件驱动控制装置。

根据本说明书中公开的发光元件驱动电路装置属于与专利文献2至4所属技术领域大致相同的技术领域。具体地，本说明书中公开的发明提供了具有感测诸如在LED的电连接中存在或不存在开路和短路的连接状态的功能的发光元件驱动电路装置。本发明人尝试了用于感测这样的连接状态的两种方法。第一种方法是与专利文献3所提出的那样涉及感测用于驱动LED的开关调节器的开关电压的连接状态以测量时间的方法。第二种方法是与专利文献2和4所提出的那样涉及利用电流感测电阻器感测流过LED的电流以检测例如开路状态的方法。然而，本发明人开始认识到那些方法不一定适合于感测LED的连接状态。具体地，第一种方法不感测流过LED的电流，这导致感测精度低。当开关调节器用作发光元件驱动电路装置的驱动电压源时，第二种方法具有由于在电路配置中必不可少的电感器、电容器等中的谐振而引起的振铃的缺点，振铃会降低流过LED的电流的感测精度。

被设计为克服上述问题，本说明书中公开的发明提供了一种发光元件驱动电路装置，其采用基于由基于时间的确定方法和涉及感测流过开关端子的电流的确定方法产生的两个感测结果的组合来确定LED的连接状态的方法，基于时间的确定方法涉及对开关调节器的输出侧的切换信号的高电平和低电平状态的持续时间进行测量。

解决问题的手段

根据本说明书中所公开的内容的一个方面，发光元件驱动控制装置包括：驱动逻辑电路，其被配置为驱动和控制开关输出级，该开关输出级被配置为将输入电压降压至输出电压，以将输出电压提供给发光元件；电荷泵电源，其被配置为生成高于输入电压的升压电压；以及电流感测比较器，其被配置为被提供作为电源电压的升压电压和输出电压，并且将与开关输出级中的电感器电流相对应的电流感测信号直接与峰值检测值和谷值检测值进行比较，以生成用于驱动逻辑电路的控制信号。

根据本说明书中所公开的内容的另一个方面，一种发光元件驱动控制装置包括：驱动逻辑电路，其被配置为驱动和控制开关输出级，该开关输出级被配置为从输入电压生成输出电压，以将输出电压提供给发光元件；电流感测比较器，其被配置为将与开关输出级中的电感器电流相对应的电流感测信号与峰值检测值和谷值检测值进行比较，以生成用于驱动逻辑电路的控制信号；以及电流调节器，其被配置为根据在电流感测信号达到峰值检测值和谷值检测值中的一个之后直到电感器电流实际取一个极值为止的第一时间来调节电感器电流的另一个极值。

根据本说明书中所公开的内容的又一个方面，一种发光元件驱动电路装置包括：高侧晶体管和低侧晶体管，该高侧晶体管和该低侧晶体管的主导电路径(漏-源通道)依次串联连接在电源端子和接地电位之间；时钟信号生成器，其被配置为生成时钟信号，该时钟信号驱动高侧晶体管和低侧晶体管以使它们互补地导通和截止；电感器、电流感测电阻器和电容器，它们串联连接在高侧晶体管和低侧晶体管的公共连接节点与接地电位之间，并且通过在公共连接节点处出现的切换信号而被提供电流；发光元件，其连接至在电容器的一个端子处出现的电压源；第一比较器，其被配置为感测在电流感测电阻器的端子之间出现的电压；发光元件电流感测电路，其被配置为感测流过电流感测电阻器的发光元件电流；以及持续时间确定电路，其被配置为测量切换信号中的高电平或低电平的持续时间。发光元件驱动电路装置基于来自第一比较器的比较器输出信号和来自持续时间确定电路的输出而发出关于发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

根据下面结合附图对优选实施方式的描述，本发明的这些和其他特征、元件、步骤、益处和特点将变得清楚。

发明的效果

根据本说明书中公开的本发明的一个方面，可以提供具有高输出电流精度的发光元件驱动控制装置。

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，发光元件驱动电路装置提供更高的连接状态确定精度，因为它通过感测两个目标来确定连接的存在还是不存在：开关调节器的切换信号随时间的变化以及输出电流(负载电流)随时间的变化。

附图说明

图1是示出LED发光装置的整体结构的图；

图2是示出LED驱动控制装置的整体结构的图；

图3是示出根据第一实施方式的LED驱动控制装置(在电流感测比较器周围)的图；

图4是示出滞后控制的一个示例的图；

图5是示出滞后控制的快速响应的图；

图6是示出根据第二实施方式的LED驱动控制装置(在电荷泵电源周围)的图；

图7是示出电荷泵操作的一个示例的图；

图8是示出发生LED开路时的电荷泵操作的一个示例的图；

图9是示出根据第三实施方式的LED驱动控制装置(在频率反馈控制装置周围)的图；

图10是示出滞后控制的第一示例(无频率反馈控制)的图；

图11是示出滞后控制的第二示例(具有频率反馈控制)的图；

图12是示出输出电压与开关频率之间的关系的图；

图13是示出频率反馈控制与DC调光控制之间的关系的图；

图14是示出根据第四实施方式的LED驱动控制装置(在峰值电流调节器周围)的图；

图15是示出空载时间如何降低输出电流精度的图；

图16是示出峰值电流调节如何提高输出电流精度的图；

图17是示出输出电压与输出电流精度之间关系的图；

图18是示出可变配光型的LED发光装置的图；

图19是示出输出电压与输出电流之间关系的图；

图20是包括LED发光装置的车辆的外部图(前面)；

图21是包括LED发光装置的车辆的外部图(后面)；

图22是LED前照灯模块的外部图；

图23是LED转向灯模块的外部图；

图24是LED尾灯模块的外部图；

图25是示出根据本发明的发光元件驱动电路装置的概要的电路图；

图26是示出图25的发光元件驱动电路装置的细节的电路图；

图27是示出图26的发光元件驱动电路装置在正常状态下的操作的时序图；

图28是示出图26的发光元件驱动电路装置在开路状态下的操作的时序图；

图29是示出图28的控制逻辑电路中的相关节点处的信号的时序图；

图30是示出图26的发光元件驱动电路装置的相关节点处的信号的时序图；

图31是示出LED驱动控制装置的第一封装例的图；

图32是示出半导体芯片的电路布局的例子的图；

图33是示出缓冲区的竖直结构的图；

图34是示出LED驱动控制装置的第二封装例的图；

图35是示出LED驱动控制装置的应用例的图；以及

图36是示出在其上安装了LED驱动控制装置的电路板上的布线图案的示例的图。

具体实施方式

<LED发光装置>

图1是示出LED发光装置的整体结构的图。该配置示例的LED发光装置1包括LED驱动装置10和由LED驱动装置10驱动的至少一个LED(在该图中，为由串联连接的多个LED组成的LED串20)。

<LED驱动装置>

仍然参照图1，将描述LED驱动装置10。该配置示例中的LED驱动装置10包括LED驱动控制装置100和在外部与其连接的各种分立组件(N沟道MOS(金属氧化物半导体)场效应晶体管N1和N2、电阻器R1至R4、电容器C1至C5以及电感器L1和L2)。LED驱动装置10为LED串20提供恒定的输出电流IOUT。

LED驱动控制装置100是用作LED驱动装置10中的主控制体的硅单片集成电路(通常被称为LED驱动器-控制器IC)。LED驱动控制装置100具有用于建立与外部的电气连接的16个外部端子(CP引脚、VIN引脚、RT引脚、COMP引脚、GND引脚、DCDIM引脚、EN/PWM引脚、SG引脚、SNSN引脚、SNSP引脚、PGND引脚、GL引脚、VDRV5引脚、BOOT引脚、SW引脚和GH引脚)。

CP引脚(引脚-1)是用于与用于电荷泵送的外部连接的电容器连接的端子。VIN引脚(引脚-2)是电源输入端子。RT引脚(引脚-3)是用于与用于设置开关频率的外部连接的电阻器连接的端子。COMP引脚(引脚-4)是用于与用于频率稳定的相位补偿电容器连接的端子。GND引脚(引脚-5)是接地端子。DCDIM引脚(引脚-6)是DC调光输入端子。EN/PWM引脚(引脚-7)是启用输入/PWM(脉冲宽度调制)调光输入端子。SG引脚(引脚-8)是用于输出正常状态标志的开漏(open-drain)端子。SNSN引脚(引脚-9)是用于电感器电流感测的输入端子(-)。SNSP引脚(引脚-10)是用于电感器电流感测的输入端子(+)。PGND引脚(引脚-11)是用于电源系统的接地端子。GL引脚(引脚-12)是用于驱动低侧NMOSFET的栅极的输出端子。VDRV5引脚(引脚-13)是用于内部参考电压的输出端子。BOOT引脚(引脚-14)是用于与高侧驱动器电源的外部连接的自举电容器连接的端子。SW引脚(引脚-15)是高侧驱动器参考电压的输入端子。GH引脚(引脚-16)是用于驱动高侧NMOSFET栅极的输出端子。

作为LED驱动控制装置100的封装，例如可以使用在底面上设置有散热垫的HTSSOP(散热薄型收缩小外形封装)。

接下来，将描述LED驱动控制装置100的外部连接。CP引脚连接至电容器C1的第一端子。VIN引脚连接至电源端子+B(例如，电池的正极端子)、电容器C1的第二端子和晶体管N1的漏极中的每一个。RT引脚连接至电阻器R1的第一端子。电阻器R1的第二端子连接至接地端子。COMP引脚连接至电阻器R2的第一端子。电阻器R2的第二端子连接至电容器C2的第一端子。电容器C2的第二端子连接至接地端子。GND引脚连接至接地端子。向DCDIM引脚馈送用于DC调光的模拟电压。向EN/PWM引脚馈送启用信号EN。对启用信号EN进行脉冲驱动以进行PWM调光。通过电阻器R3将SG引脚上拉至通电端子，并且还与用于监测正常状态标志的装置(例如，未被示出的微型计算机)连接。

GH引脚连接至晶体管N1的栅极。SW引脚连接至晶体管N1的源极和背栅极、晶体管N2的漏极、电感器L1的第一端子和电容器C3的第一端子中的每一个。BOOT引脚连接至电容器C3的第二端子。VDRV5引脚连接至电容器C4的第一端子。电容器C4的第二端子连接至接地端子。GL引脚连接至晶体管N2的栅极。PGND引脚连接至晶体管N2的源极和背栅极以及接地端子中的每一个。SNSP引脚连接至电感器L1的第二端子和电阻器R4的第一端子。SNSN引脚连接至电阻器R4的第二端子、电感器L2的第一端子和电容器C5的第一端子中的每一个。作为输出电压VOUT的输出端子，电感器L2的第二端子连接至LED串20的阳极端LED+。电容器C5的第二端子连接至接地端子。

在如上所述连接的分立组件中，晶体管N1和N2、电感器L1和L2以及电容器C5用作降压(降低电压)开关输出级，该降压开关输出级从输入电压VIN产生输出电压VOUT以将该输出电压VOUT提供给LED串20。另一方面，电阻器R4用作分流电阻器(即，感测电阻器)，该分流电阻器生成与流过电感器L1的电感器电流IL相对应的电流感测信号Vsns(＝IL×R4)。

特别地，在采用同步整流型的开关输出级的该配置示例中的LED驱动装置10中，对应于输出开关的晶体管N1和对应于同步整流开关的晶体管N2互补地导通和截止。在本说明书中，术语“互补地”应以其广义解释为不仅覆盖晶体管N1和N2的导通/截止状态完全相反的配置，而且还覆盖为了防止直通电流而设置有晶体管N1和N2同时截止的时段(通常被称为空载时间)的配置。

开关输出级中的整流类型不限于同步整流，而可以是二极管整流(即，异步整流)。在该情况下，可以用二极管D1(例如，肖特基势垒二极管)代替晶体管N2。

<LED驱动控制装置(总体配置)>

图2是示出LED驱动控制装置100的总体配置的图。该配置示例的LED驱动控制装置100具有集成在一起的以下组件：参考电压生成器101、恒定电压生成器102、振荡器103、TSD(热关断)电路104、VINUVLO(欠压锁定)电路105、VDRV5UVLO电路106、OCP(过电流保护)电路107、LED短路检测器108、LED开路检测器109、BOOTVULO电路110、EN/PWM控制器111、控制逻辑电路112、驱动逻辑电路(兼作电平转变器)113、电流感测比较器114、高侧驱动器115、低侧驱动器116、SG(状态良好)输出电路117、直流调光器118、F/V(频率-电压)转换器119、SSM(扩频调制)电路120、误差放大器121、检测值设置器122、N沟道MOS场效应晶体管N11和N12以及二极管D11和D12。

参考电压生成器101从馈送到VIN引脚的输入电压VIN产生预定参考电压VREF，以将其馈送到LED驱动控制装置100的不同部分(恒定电压生成器102、振荡器103、TSD电路104、VINUVLO电路105、VDRV5UVLO电路106、OCP电路107和LED短路检测器108)。

恒定电压生成器102从输入电压VIN产生预定的恒定电压VDRV5(例如5V)，以将其馈送到VDRV5引脚。恒定电压VDRV5用作LED驱动控制装置100的内部电源电压。为了防止恒定电压VDRV5的振荡，优选将相位补偿电容器C4在外部连接至VDRV5引脚。

振荡器103生成驱动时钟信号以将其馈送到控制逻辑电路112。

TSD电路104是温度保护电路，其监测LED驱动控制装置100中的结区温度(junction temperature)Tj以防止由于异常发热而导致的IC损坏。TSD电路104将检测结果馈送到控制逻辑电路112，使得当Tj＝175℃时，它使开关输出级的驱动停止，而当Tj＝150℃时，它使开关输出级的驱动重新开始。

VINUVLO电路105是欠压故障防止电路，其监测输入电压VIN以防止在通电或瞬时电源中断时的IC故障。VINUVLO电路105将检测结果馈送到控制逻辑电路112，使得其在检测到输入电压VIN中的欠压故障时停止开关输出级的驱动。

VDRV5UVLO电路106是欠压故障防止电路，其监测恒定电压VDRV5以防止在通电和瞬时电源中断时的IC故障。VDRV5UVLO电路106将检测结果馈送到控制逻辑电路112，使得其在检测到恒定电压VDRV5中的欠压故障时停止开关输出级的驱动。

OCP电路107监测VIN-SW电压(＝IL×RonH，其中RonH是晶体管N1的导通状态电阻)以将检测结果馈送到控制逻辑电路112，使得即使当电感器电流IL不受峰值电流检测的限制时(例如，即使当SNSP引脚和SNSN引脚短路时)，流过晶体管N1的电感器电流IL也被限制为预定的上限值以下。作为过电流保护操作，例如，首先，可以执行逐脉冲型的过电流保护操作，然后，如果过电流状态持续，则可以执行定时器锁存型的过电流保护操作。

LED短路检测器108通过将LED阳极电压(＝SNSN＝VOUT)与内部参考电压进行比较来检测LED短路(LED中的短路)，并将检测结果馈送到控制逻辑电路112。在SNSN端子电压具有波动的情况下，可以将SNSN端子电压的平均值作为检测对象。

当LED串20具有开路故障或与LED电路板的连接器断开时，LED开路检测器109检测LED开路(LED中的开路)，并将检测结果馈送到控制逻辑电路112。在发生LED开路时，没有电流流过电阻R4；因此，不产生电流感测信号Vsns(＝SNSP－SNSN)，使得晶体管N1保持导通。因此，当电流感测信号Vsns下降到低于预定的LED开路检测值时，LED开路检测器109检测到LED开路。

BOOTVULO电路110是欠压故障防止电路，其监测BOOT-SW电压(即，电容器C3两端的端到端电压)，以防止在通电和瞬时电源中断时发生故障。BOOTVULO电路110将故障检测信号馈送到控制逻辑电路112，以便在检测到BOOT-SW电压中的欠压故障时停止对开关输出级的驱动。

EN/PWM控制器111控制LED驱动控制装置100的待机功能和PWM调光功能。待机功能是将EN/PWM引脚在预定时段内保持低电平以转变为低功耗模式的功能。另一方面，PWM调光功能是向EN/PWM引脚馈送用于调光的矩形波信号以限制向LED串20提供输出电流IOUT的时间，从而调节亮度的功能。利用这种PWM调光功能，可以通过在启用状态和禁用状态之间切换开关输出级来对LED串20进行调光，而无需用于PWM调光的外部连接的FET。在将矩形波信号馈送到EN/PWM引脚的情况下，可以在不发生转变为低功耗模式的范围内适当地设置矩形波信号的低电平时段。

控制逻辑电路112通过被馈送来自振荡器103的驱动时钟信号而进行操作，并且以全面的方式控制LED驱动控制装置100的总体操作(例如，通过在启用状态和禁用状态之间控制控制逻辑电路112并使用SG输出电路117控制正常状态标志的输出)。

驱动逻辑电路113根据从电流感测比较器114馈送的设置信号SET和复位信号RST驱动和控制开关输出级(特别是晶体管N11和N12)。驱动逻辑电路113产生频率反馈信号FFOUT以将其馈送到F/V转换器119。频率反馈信号FFOUT是包含有关开关输出级的开关频率Fsw的信息的矩形波信号，并且可以由例如馈送到高侧驱动器115的高侧控制信号替代。

电流感测比较器114监测SNSP引脚和SNSN引脚之间的端到端电压(即，与电感器电流IL相对应的电流感测信号Vsns)，并将其直接与预定的峰值检测值Vsns_pk和预定的谷值检测值Vsns_bt进行比较以产生用于驱动逻辑电路114的设置信号SET和复位信号RST。电流感测比较器114被提供升压电压并且采用浮动配置以便能够在整个动态范围内(从0V至VIN)进行轨到轨操作。稍后将对此进行详细描述。

高侧驱动器115根据来自驱动逻辑电路113的高侧控制信号生成高侧栅极信号GH，并将该高侧栅极信号GH馈送到GH引脚。在外部连接至GH引脚的晶体管N1在高侧栅极信号GH为高电平时导通，而在高侧栅极信号GH为低电平时截止。向高侧驱动器115馈送BOOT端子电压作为高侧电源电压，并馈送SW端子电压作为低侧电源电压。因此，高侧栅极信号GH的高电平等于BOOT(≈VIN+VDRV5)，而高侧栅极信号GH的低电平等于SW(≈PGND)。

低侧驱动器116根据来自驱动逻辑电路113的低侧控制信号生成低侧栅极信号GL，并将低侧栅极信号GL馈送到GL引脚。连接至GL引脚的晶体管N2在低侧栅极信号GL为高电平时导通，而在低侧栅极信号GL为低电平时截止。向低侧驱动器116馈送VDRV5端子电压作为高侧电源电压，并馈送PGND端子电压作为低侧电源电压。因此，低侧栅极信号GL的高电平等于VDRV5，并且低侧栅极信号GL的低电平等于PGND。

SG输出电路117根据来自控制逻辑电路112的指令来驱动和控制晶体管N12以输出正常状态标志(即，状态良好信号SG)。具体地，当在TSD电路104、VINUVLO电路105、VDRV5UVLO电路106、OCP电路107、LED短路检测器108和LED开路检测器109中的任何一个中检测到故障时，SG输出电路117导通晶体管N12以使状态良好信号SG变为低电平，从而发出故障通知。当在上述任何块中未检测到故障时，SG输出电路117使晶体管N12截止，并将状态良好信号SG保持在高电平，从而发出未检测到故障(或故障已消除)的通知。

DC调光器118根据馈送到DCDIM引脚的模拟电压改变在检测值设置器122中设置的峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt的DC偏置值，从而增大或减小电感器电流IL的平均电流值IL_ave(≈输出电流IOUT)来调节LED串20的亮度。在通过使用热敏电阻器等根据LED串20的温度降低输出电流IOUT的情况下，像这样的DC调光功能是有用的。因此，LED驱动控制装置100包括用于调节输出电流IOUT的两种方式：PWM调光功能和DC调光功能。当不使用DC调光功能时，DCDIM引脚可以保持断开，也可以上拉至VDRV5引脚。

F/V转换器119将从驱动逻辑电路113馈送的频率反馈信号FFOUT转换为模拟电压VA，以将其输出到误差放大器121。F/V转换增益(因此开关频率Fsw的目标设置值)可以通过使用在外部连接至RT引脚的电阻器R1来根据需要调节。

SSM电路120使预定参考电压VREF经历扩频调制以生成经调制的参考电压VB。

误差放大器121生成误差信号ERR以将该误差信号ERR馈送到COMP引脚，误差信号ERR与被馈送到误差放大器121的反相输入端子(－)的模拟电压VA和被馈送到误差放大器121的非反相输入端子(+)的经调制的参考电压VB之间的差值(＝VB–VA)相对应。为了防止误差信号ERR的振荡，优选将用于相位补偿的电阻器R2和电容器C2在外部连接至COMP引脚。

检测值设置器122设置各自要与电流感测信号Vsns进行比较的峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt，以将它们馈送到电流感测比较器114。检测值设置器122还具有根据来自DC调光器118的指令来改变峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt的DC偏置值的功能(即，DC调光功能)以及根据从误差放大器121馈送的误差信号ERR可变地控制峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt的功能(即，频率稳定功能)。这些特征将在后面详细描述。

F/V转换器119、误差放大器121和检测值设置器122用作用于使开关频率Fsw稳定的频率反馈控制器(稍后将给出细节)。

晶体管N11用作用于应对二极管整流的下拉开关。晶体管N11的漏极连接至SW引脚。晶体管N11的源极和背栅极连接至PGND引脚。晶体管N11的栅极连接至驱动逻辑电路113。在开关输出级采用二极管整流的情况下(即，在使用二极管D1代替晶体管N2的情况下)，在正常操作期间，当晶体管N1截止时，SW引脚处出现负电压。此时，如果电流流过晶体管N11中的寄生二极管，则寄生晶体管导通；因此，连接在晶体管N11的漏极和SW引脚之间的开关(未被示出)被断开并且电流路径被切断。因此，可以保证SW引脚处的负侧额定电压(－2V)(由于二极管的正向压降电压Vf低，因此组件选择受到限制)。在UVLO_VDRV5和UVLO_BOOT-SW的检测期间导通的晶体管N11将SW引脚下拉，从而用电荷对电容器C3充电。当检测到LED开路时，为了继续切换，晶体管N1与GL引脚处的导通定时同步地导通，并用电荷对电容器C3充电。

晶体管N12用作输出状态良好信号SG的开漏输出级。晶体管N12的漏极连接至SG引脚。晶体管N12的源极和背栅连接至接地端子。晶体管N12的栅极连接至SG输出电路117。晶体管N12在其自身的栅极信号为高电平时导通，并且在栅极信号为低电平时截止。

二极管D11是构成自举电源(细节将在后面给出)的电路元件之一。二极管D11的阳极连接至VDRV5引脚。二极管D11的阴极连接至BOOT引脚。

二极管D12是构成电荷泵电源(细节将在后面给出)的电路元件之一。二极管D12的阳极连接至BOOT引脚。二极管D12的阴极连接至CP引脚。

<LED驱动控制装置(第一实施方式)>

图3是示出根据第一实施方式的LED驱动控制装置100(特别是在电流感测比较器114周围)的图。在本实施方式的LED驱动控制装置100中，电流感测比较器114包括比较器114a和114b。检测值设置器122包括电流源122a和122b(分别具有输出电流值Ia和Ib)以及电阻器122c和122d(分别具有电阻值Rc和Rd)。

尽管图3示出了开关输出级采用二极管整流的示例，但是其可以如先前所参照的图1中一样替代地采用同步整流。

在下面的描述中，将电流感测信号Vsns、峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt全部作为相对于在SNSN引脚处出现的输出电压VOUT的电压信号来处理。

比较器114a和114b各自的高侧电源端子以及电流源122a和122b各自的第一端子均与电荷泵电源α(细节将在后面给出)的输出端子连接，并被馈送高于输入电压VIN的升压电压CP(≈VIN+VDRV5)。比较器114a的非反相输入端子(+)和比较器114b的反相输入端子(－)均与SNSP引脚连接，并被馈送电流感测信号Vsns。比较器114a的反相输入端子(－)与电流源122a的第二端子和电阻器122c的第一端子连接，并且被馈送峰值检测值Vsns_pk(＝Ia×Rc)。比较器114b的非反相输入端子(+)与电流源122b的第二端子和电阻器122d的第一端子连接，并且被馈送谷值检测值Vsns_bt(＝Ib×Rd)。比较器114a和114b各自的低侧电源端子以及电阻器122c和122d各自的第二端子均与SNSN引脚连接，并被馈送输出电压VOUT。

比较器114a通过将馈送到比较器114a的非反相输入端子(+)的电流感测信号Vsns与馈送到比较器114a的反相输入端子(－)的峰值检测值Vsns_pk进行比较来生成复位信号RST。复位信号RST在Vsns＞Vsns_pk时为高电平，而在Vsns＜Vsns_pk时为低电平。

比较器114b通过将馈送到比较器114b的反相输入端子(－)的电流感测信号Vsns与馈送到比较器114b的非反相输入端子(+)的谷值检测值Vsns_bt进行比较来生成设置信号SET。设置信号SET在Vsns＜Vsns_bt时为高电平，而在Vsns＞Vsns_bt时为低电平。

驱动逻辑电路113控制高侧驱动器115，使得当设置信号SET上升到高电平时，它使晶体管N1导通，而当复位信号RST上升到高电平时，它使晶体管N1截止。

利用如上所述形成的输出反馈环路，可以对电感器电流IL进行滞后控制(细节将在后面给出)。因此，可以将提供给LED串20的输出电流IOUT保持在预定的目标值。

在用于电感器电流的滞后控制的常见输出反馈环路中，首先将电流感测信号馈送到能够以轨到轨的方式放大电流感测信号的、以GND为基准运行的电流感测放大器，并且在以GND为基准运行的电流感测比较器中，将放大的输出信号与峰值检测值和谷值检测值中的每一个进行比较(例如，参见专利文献1)。

然而，电流感测放大器通常具有在1MHz左右的频带中稳定的频率响应。因此，对于采用电流感测放大器的输出反馈环路，即使在电流感测比较器的响应速度增加时，也难以减小整个输出反馈环路的控制延迟，这导致输出电流精度的降低。

另一方面，本实施方式的LED驱动控制装置100不包括将在输出反馈环路中产生控制延迟的电流感测放大器，而是将电流感测信号Vsns直接馈送到电流感测比较器114。

这里，电流感测比较器114需要监测与电感器L1串联连接的电阻器R4(分流电阻器)两端的端到端电压(即，电流感测信号Vsns)以感测电感器电流IL(其是连续电流)，并且另外即使在SNSN引脚处出现的输出电压VOUT等于0V时(即，在启动时)，也需要准确地感测电流。

此外，在电感器电流IL发生过冲时，必须一直输出复位信号RST，因此不可能采用其中单个阈值电压(即，峰值或谷值检测值)变化的滞后控制。

因此，电流感测比较器114和检测值设置器122均采用浮动配置，其中它们以相对于作为参考电位端子的SNSN引脚潜在浮动的状态操作。

为了操作具有上述浮置配置的电流感测比较器114，其需要的电源电压高于在SNSN引脚处出现的输出电压VOUT。输出电压VOUT可以等于输入电压VIN。因此，在该配置示例中的LED驱动控制装置100设置有产生高于输入电压VIN的升压电压CP的电荷泵电源α(将在后面给出细节)，并且将刚才提到的升压电压CP作为其电源电压提供给电流感测比较器114。

如上所述，由于提供升压电压CP和采用浮动配置，电流感测比较器114被配置为能够在无需首先将电流感测信号Vsns馈送到会在输出反馈环路中产生控制延迟的电流感放大器的情况下，通过将电流感测信号Vsns直接与峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt进行比较而在整个动态范围(从0V到VIN)内进行轨到轨操作。因此，可以提高整个输出反馈环路的响应速度，并提高输出电流精度。

<滞后控制>

图4是示出LED驱动控制装置100中的滞后控制的示例的图，其从上至下描绘了电感器电流IL、电流感测信号Vsns(＝SNSP－SNSN)、设置信号SET、复位信号RST和高侧栅极信号GH。

当电感器电流IL增加到电流感测信号Vsns变得高于峰值检测值Vsns_pk时，复位信号RST上升到高电平。因此，高侧栅极信号GH被复位为低电平，并且晶体管N1截止。因此，电感器电流IL以峰值电流值IL_pk作为最大值从增大切换为减小。

另一方面，当电感器电流IL减小到电流感测信号Vsns变得低于谷值检测值Vsns_bt时，设置信号SET上升到高电平。因此，高侧栅极信号GH被设置为高电平，并且晶体管N1导通。因此，电感器电流IL以谷值电流值IL_bt作为最小值从减小切换为增大。

通过重复上述的峰值和谷值检测，电感器电流IL成为具有具有预定峰值-峰值ΔIL_pp(＝IL_pk-IL_bt)的波动波形，并且进行滞后控制以使得其平均电流值IL_ave保持恒定。

电感器电流IL的平均电流值IL_ave是通过对峰值电流值IL_pk和谷值电流值IL_bt求平均值而得到的电流值。因此，优选的是，比较器114a和114b被设计成使得它们各自的偏移和感测延迟时间尽可能地小和短并且几乎不变。

电感器电流IL的过冲和下冲根据电感器电流IL的增大速度ΔIL(＝(VIN-VOUT)/L)和减小速度－ΔIL(＝－VOUT/L)而变化(其中L是电感器L1的电感值)。因此，电感器电流IL的平均电流值IL_ave基本上具有电压变化依赖性(将在后面讨论如何应对它)。

图5是示出滞后控制的快速响应的图，其从上至下描绘了输出电压VOUT和输出电流IOUT的行为。实线表示滞后控制期间的行为，而虚线表示电压模型反馈控制期间(使用误差放大器的线性反馈控制期间)的行为以进行比较。

从图5可以理解，通过电感电流IL的滞后控制，即使当输出电压VOUT变化时，也可以始终将输出电流IOUT保持为恒定值，而不会引起输出电流IOUT的过冲或下冲。

特别地，使用具有浮动配置的电流感测比较器114有助于提高整个输出反馈环路的响应速度并提高输出电流精度。因此，可以提高LED发光装置1的可靠性。

<LED驱动控制装置(第二实施方式)>

图6是示出根据第二实施方式的LED驱动控制装置100(在电荷泵电源α周围)的图，并且示出了分别从先前参照的图1和图2中提取的部分的组合。

在本实施方式的LED驱动控制装置100中，二极管D11和电容器C3构成自举电源β。自举电源β将具有在晶体管N1的源极处出现的矩形波形的开关电压(即，SW端子电压)升高预定值(≈VDRV5)，从而产生用于高侧驱动器115的高侧电源电压(即，BOOT端子电压)。因此，当SW端子电压为高电平(≈VIN)时，BOOT端子电压也为高电平(≈VIN+VDRV5)，而当SW端子电压为低电平(≈PGND)时，BOOT端子电压也为低电平(≈VDRV5)。

另一方面，二极管D12和电容器C1用作电荷泵电源α的组件。如前所述，电荷泵电源α产生高于输入电压VIN的升压电压CP(≈VIN+VDRV5)。特别地，电荷泵电源α不是具有采用快速电容器(flying capacitor)的常见配置，而是具有被馈送来自自举电源β的电荷以产生升压电压CP的配置。

图7是示出电荷泵电源α中的电荷泵操作的一个示例的图。在上层描绘的是CP端子电压(短程虚线)、BOOT端子电压(长程虚线)和SW端子电压(实线)，在下层显示的是电感电流IL。

在BOOT端子电压的高电平期间(即，在晶体管N1的导通期间)，电荷从在外部连接至BOOT引脚的电容器C3提供给在外部连接至CP引脚的电容器C1(即，对后者充电)。因此，CP端子电压(即，升压电压CP)上升到与BOOT端子电压大约相同的电压(≈VIN+VDRV5)。

另一方面，在BOOT端子电压的低电平期间(即，在晶体管N1的截止期间)，BOOT端子电压与SW端子电压一起下降，二极管D12变为反向偏置。因此，电容器C1的放电路径被切断，因此CP端子电压(即，升压电压CP)被保持在此前所处的电压值(≈VIN+VDRV5)。

以这种方式，电荷泵电源α在晶体管N1的每个导通时段内通过使用自举电源β中的电容器C3从BOOT引脚向CP引脚提供电荷(以执行充电)，从而产生高于输入电压VIN的升压电压CP(≈VIN+VDRV5)。在晶体管N1的导通时间Ton期间，BOOT端子电压上升到高于输入电压VIN的电压(≈VIN+VDRV5)。这使BOOT端子电压适合作为电荷泵电源α的电荷供应源。

此外，在电荷泵电源α中，与开关输出级同步地执行升压电压CP的充电动作；因此，与采用快速电容器的常见电荷泵不同，不会产生因与晶体管N1的开关操作不同步的噪声(即，异步脉冲)。这可以抑制易受噪声影响的电流感测比较器114的故障，因此可以提高峰值/谷值检测精度，进而提高输出电流精度。

一种限制是，如前所述，从BOOT引脚向CP引脚提供电荷仅在晶体管N1的导通时间Ton期间进行。因此，在LED驱动控制装置100启动时，需要强制导通晶体管N1以将升压电压CP升高到大于或等于电流感测比较器114的可操作电压的电压。特别地，为了在初始导通时段Ton期间将升压电压CP升高到大于或等于电流感测比较器114的可操作电压的电压，优选将比率C3：C1例如设置为约4：1。

由于电荷泵电源α与开关输出级同步，因此，开关频率Fsw的下降可能会导致提供给电荷泵电源α的电荷不足，从而不利于影响升压电压CP的产生。为了避免这种情况，在发生开关频率Fsw的下降时，优选减少电流感测比较器114的电流消耗，以使升压电压CP不降到低于电流感测比较器114的可操作电压。下面是以发生LED开路时的电荷泵操作为例的具体描述。

图8是示出发生LED开路时的电荷泵操作的一个示例的图，其从上至下描述了CP端子电压(即，升压电压CP)、SW端子电压、电感器电流IL以及从电荷泵电源α提供给负载(主要是电流感测比较器114)的负载电流Iload。在该图中，假设在时刻t1发生LED开路，并且LED开路在时刻t2消失。

在发生LED开路时(或当VIN≈VOUT时)，电感器电流IL未达到峰值检测值(即，复位检测值)，因此开关输出级基本上以最大导通时段Ton_max操作。更具体地，当发生LED开路并且晶体管N1的导通时段Ton达到最大导通时段Ton_max时，高侧栅极信号GH被强制复位；因此，晶体管N1在最小截止时段Toff_min保持截止，然后重新导通。之后，重复上述开关操作直到LED开路消失。

如上所述，在发生LED开路时，仅出于对在外部连接至BOOT端子的电容器C3进行刷新(再充电)的目的而驱动开关输出级，因此开关频率Fsw降低。结果，晶体管N1的导通时段Ton增加(变得等于Ton_max)；因此，需要防止CP端子电压(即，升压电压CP)降低。

为此，在发生LED开路时，优选将作为电荷泵电源α的负载的电流感测比较器114的电流消耗降低至零，以保持CP端子电压(即，升压电压CP)。在发生LED开路时，不对电感器电流IL执行峰值/谷值检测，因此停止向电流感测比较器114的电力供应不会引起任何问题。

<LED驱动控制装置(第三实施方式)>

图9是示出根据第三实施方式的LED驱动控制装置100(在频率反馈控制器周围)的图，并且示出了分别从前面参照的图1和图2中提取的部分的组合。

如前所述，F/V转换器119将从驱动逻辑电路113馈送的频率反馈信号FFOUT(即，频率信息)转换为模拟电压VA，以将其馈送到误差放大器121。模拟电压VA随着开关频率Fsw的增大(随着导通时间Ton的缩短)而减小，并且随着开关频率Fsw的减小(随着导通时段Ton的延长)而增大。F/V转换公式为VA＝(1/C)×Ibias×(1/FFOUT)(其中C表示内部电容，Ibias表示内部恒定电流，FFOUT表示频率信息)。随着频率的增大，模拟电压VA减小，内部电容器通过内部恒定电流Ibias采用模拟电压VA进行充电。模拟电压VA具有电压转换后的频率反馈信号FFOUT的峰值保持值。

误差放大器121生成误差信号ERR以将该误差信号ERR馈送到COMP引脚，误差信号ERR与被馈送到误差放大器121的反相输入端子(－)的模拟电压VA和被馈送到误差放大器121的非反相输入端子(+)的经调制的参考电压VB之间的差值(＝VB–VA)相对应。当VA＞VB时，误差信号ERR根据上述的差值而上升；当VA＜VB时，误差信号ERR根据上述差值而下降。

检测值设置器122根据从误差放大器121馈送的误差信号ERR来可变地控制峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt。具体地，误差信号ERR越高，检测值设置器122降低峰值检测值Vsns_pk并升高谷值检测值Vsns_bt；另一方面，误差信号ERR越低，检测值设置器122升高峰值检测值Vsns_pk并降低谷值检测值Vsns_bt。例如，可以通过调节电流源122a和122b(图3)的输出电流值来实现上述用于设置检测值的方式。

如上所述，本实施方式的LED驱动控制装置100独立于用于滞后控制的输出反馈环路而设有频率反馈控制器，该频率反馈控制器调节峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt，使得即使当输出电压VOUT变化时，开关输出级的开关频率Fsw也保持恒定值。

现在，在讨论引入上述频率反馈控制器的效果之前，将回顾在不引入它的情况下遇到的问题。

图10是示出滞后控制的第一示例(无频率反馈控制)的图，其从上至下描绘了输出电压VOUT和电感器电流IL。如前所述，电感器电流IL的梯度具有输入/输出依赖性(参见图4)。因此，当在滞后控制期间输出电压VOUT变化并且电感器电流IL的斜率变化时，开关频率Fsw变化。这加宽了应对噪声的频带，从而使抗噪声设计变得困难。因此，在输出电压VOUT频繁改变的应用中(例如，可变配光型的LED发光装置)，对电感器电流IL执行滞后控制需要稳定开关频率Fsw。

接下来，将具体描述引入上述频率反馈控制器的效果。

图11是示出滞后控制的第二示例(具有频率反馈控制)的图，其描绘了具有不同斜率的三个电感器电流IL(实线、长程虚线和短程虚线)。

例如，当输出电压VOUT上升并且电感器电流IL的斜率变陡时，开关频率Fsw趋向于增加并偏离目标值。然而，随着开关频率Fsw的上升，模拟电压VA下降，误差信号ERR上升；因此，峰值检测值Vsns_pk(因此峰值电流值IL_pk)增大，并且谷值检测值Vsns_bt(因此谷值电流值IL_bt)减小。结果，对电感器电流IL的峰值/谷值检测的定时延迟，因此开关频率Fsw被保持在恒定值而不偏离目标值。

在相反的情况下，即，当输出电压VOUT下降并且电感器电流IL的斜率变得平缓时，开关频率Fsw趋于降低并偏离目标值。然而，随着开关频率Fsw的下降，模拟电压VA上升，误差信号ERR下降；因此，峰值检测值Vsns_pk(因此峰值电流值IL_pk)减小，并且谷值检测值Vsns_bt(因此谷值电流值IL_bt)增大。结果，对电感器电流IL的峰值/谷值检测的定时提前，因此开关频率Fsw保持在恒定值而不偏离目标值。

这样，即使当电感器电流IL的斜率变化时，通过分别调节峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt，也可以将开关频率Fsw保持在恒定值。

在上述的频率反馈控制中，通过根据需要将峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt的调节量设置为相等，可以在不改变电感器电流IL的平均电流值IL_ave(≈IOUT)的情况下稳定开关频率Fsw。

如上所述，利用本实施方式的LED驱动控制装置100，既可以通过滞后控制实现快速响应，又可以通过频率反馈控制实现容易的抗噪声设计。

图12是示出输出电压VOUT与开关频率Fsw之间的关系的图。实线表示引入频率反馈控制器的情况下观察到的行为，虚线表示未引入频率反馈控制器的情况下的行为。从该图可以理解，在引入上述频率反馈控制器的情况下，即使当输出电压VOUT变化时，开关输出级的开关频率Fsw也始终保持恒定值。

图13是示出频率反馈控制与DC调光控制之间的关系的图。横轴表示DCDIM端子电压，纵轴表示电流感测信号Vsns(＝SNSP－SNSN)。

如图13所示，当将从V0(对应于调光占空比0％)到V100(对应于调光占空比100％)的模拟电压施加作为DCDIM端子电压导致平均电流感测信号Vsns_ave(＝峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt的平均值)线性增加。即，DCDIM端子电压对应于提供给LED串20的输出电流IOUT的目标设置值。

只要将从V20(对应于20％的调光占空比)到V100的模拟电压施加作为DCDIM端子电压，就可以启用LED开路检测。

根据DCDIM端子电压可变地控制电流感测信号Vsns的控制范围ΔVsns_hys(即，峰值检测值Vsns_pk与谷值检测值Vsns_bt之差)。

特别地，在V0＜DCDIM＜V20的低输入范围(即，频率控制环路被禁用的范围)中，上述控制范围ΔVsns_hys与DCDIM端子电压成比例地受到限制，因此开关频率Fsw变得高于目标值。另一方面，在DCDIM≤Voff(＜V0)的电压范围中，开关频率Fsw达到其上限值，因此，通过强制关断操作，停止电感器电流IL(因此输出电流IOUT)的输出。

利用如上所述对控制范围ΔVsns_hys的可变控制，可以始终以连续模式驱动电感器电流IL。这可以在DCDIM端子电压的整个可变范围(V0≤DCDIM≤V100)上执行输出电流控制。

在DCDIM端子电压的低输入范围(V0＜DCDIM＜V20)中，给予最高优先级以维持输出电流精度，因此，即使开关频率Fsw偏离目标值，这也不会造成任何严重的问题。

<LED驱动控制装置(第四实施方式)>

图14是示出根据第四实施方式的LED驱动控制装置100(在峰值电流调节器周围)的图。本实施方式的LED驱动控制装置100还包括在电流感测比较器114和驱动逻辑电路113之间的峰值电流调节器123。峰值电流调节器123将复位信号RST延迟预定的调节时间Tadj，以将结果馈送到驱动逻辑电路113。

现在，在讨论引入上述峰值电流调节器123的效果之前，将回顾不引入它的情况下遇到的问题。

图15是示出晶体管N11和N12的同时截止时间如何降低输出电流精度的图，其从上至下描绘了电感器电流IL、高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL。

在开关输出级中采用同步整流以应对电感器电流IL的大电流驱动的情况下，需要确保晶体管N11和N12的同时截止时间Tdt以防止过大的直通电流流过它们。

在此，在确保同时截止时间Tdt的情况下，即使当电流感测信号Vsns下降到低于谷值检测值Vsns_bt，结果低侧栅极信号GL被复位为低电平并且晶体管N2被截止时，直到同时截止时间Tdt到期，高侧栅极信号GH不被设置为高电平，因此晶体管N1保持截止。因此，电感器电流IL呈现出从原本的谷值电流值IL_bt的下冲。结果，电感器电流IL的平均电流值IL_ave(≈IOUT)变得小于其目标值IL_ave_target，导致输出电流精度降低。

接下来，将具体描述引入上述峰值电流调节器123的效果。

图16是示出峰值电流调节器123的引入如何提高输出电流精度的图，与先前参照的图15一样，其从上至下描绘了电感器电流IL、高侧栅极信号GH和低侧栅极信号GL。

如前所述，在晶体管N1和N2的同时截止时间Tdt期间，电感器电流IL呈现出从原本的谷值电流值IL_bt的下冲。然而，在本实施方式的LED驱动控制装置100中，由于引入了峰值电流调节器123，因此晶体管N1的导通时间Ton被延长以便以有意地引起电感器电流IL的峰值电流值IL_pk的过冲的方式来抵消上述下冲。

更具体地，峰值电流调节器123将从电流感测比较器114馈送的复位信号RST延迟与同时截止时间Tdt相对应的调节时间Tadj，以将结果馈送到驱动逻辑电路113。

上述的同时截止时间Tdt对应于在电流感测信号Vsns达到谷值检测值Vsns_bt并使晶体管N2截止之后直到其使晶体管N1导通为止(即，在电感器电流IL切换为增大之后直到其实际取最小值为止)的第一时间T11。另一方面，上述调节时间Tadj对应于在电流感测信号Vsns达到峰值检测值Vsns_pk之后直到其使晶体管N1截止为止(在电感器电流IL切换为减小之后直到其实际取最大值为止)的第二时间T12。

谷值电流值IL_bt的偏差(下冲量)可以表示为(VOUT/L)×T11。另一方面，峰值电流值IL_pk的调节量(即，有意过冲的量)可以表示为[(VIN-VOUT)/L]×T12。

因此，将调节时间Tadj(＝T12)设置成使得T12＝[VOUT/(VIN-VOUT)]×T11可以消除谷值电流值IL_bt的下冲以及峰值电流值IL_pk的过冲。这样，可以将平均电流值IL_ave(≈IOUT)保持为其目标值IL_ave_target，并且因此可以通过同步整流实现高电流驱动并且可以提高输出电流精度。

图17是示出输出电压VOUT与输出电流精度之间的关系的图。实线表示在引入峰值电流调节器123的情况下观察到的行为，虚线表示在未引入峰值电流调节器123的情况下观察到的行为。从该图可以理解，在引入峰值电流调节器123的情况下，即使当输出电压VOUT在较大宽度上变化时，也可以保持较高的输出电流精度。

然后，例如在后述的可变配光型的LED发光装置1(图18)中，在满足输出电流IOUT所要求的精度时，可以增加构成LED串20的LED并广泛地切换点亮的LED的数量，因此有助于提高ADB(自适应驱动光束)前灯的分辨率。

尽管该实施方式涉及通过调节峰值电流值IL_pk来消除谷值电流值IL_bt的偏差(即，下冲)的峰值电流调节器123的示例，但是这可以应用于通过引入谷值电流调节器来获得相反的配置，该谷值电流调节器通过调节谷值电流值IL_bt来消除峰值电流值IL_pk的偏差(即，过冲)。

因此，作为包含那些不同配置的更广泛的概念，可以提出引入电流调节器，该电流调节器根据在电流感测信号Vsns达到峰值检测值Vsns_pk和谷值检测值Vsns_bt中的一个之后直到电感器电流IL实际取一个最大值为止的第一时间T11来调节电感器电流IL的另一个最大值。

<可变配光类型>

图18是示出可变配光型的LED发光装置1的图。除了在图1中作为示例示出的组件之外，该配置示例的LED发光装置1还包括开关矩阵30和开关控制器40。

开关矩阵30是用于单独地点亮和熄灭串联连接为LED串20的LED 21至25的装置，并且包括开关31至35。开关31至35分别与LED 21至25并联连接。

开关控制器40是用于控制开关矩阵30的主控制体。例如，如图18所示，可以通过使开关31、33和35断开并使开关32和34接通来实现使LED 21、23和25点亮同时使LED 22和24熄灭。

如上所述的可变配光类型的LED发光装置1近来越来越普遍地用作为车辆上的下一代前照灯(通常被称为ADB前照灯)。使用可变配光类型的前照灯可以在远光行驶期间控制配光图案，从而部分地关闭前照灯的发光。因此，可以在不使迎面而来的车辆和在前车辆的驾驶员目眩的情况下确保远处的视野。

图19是示出可变配光型的LED发光装置1的输出电压VOUT与输出电流IOUT之间的关系的图。在该图中，在每一个时刻t11和t12，LED串20中被点亮的LED的数量改变，并且输出电压VOUT相应地变化。在像这样的输出电压VOUT频繁改变的应用中，将输出电流IOUT保持为恒定值需要输出电流IOUT对输出电压VOUT的变化的快速响应。

鉴于此，可以理解的是，对于可变配光型的LED发光装置1中的驱动控制装置，上述LED驱动控制装置100非常合适。

<到车辆的应用>

如图20和图21所示，LED发光装置1可以适合用作车辆X10上的各种灯，例如前照灯(必要时包括远光灯、近光灯、小灯、雾灯等)X11、日间行驶灯(DRL)X12、尾灯(必要时包括小灯、后灯等)X13、刹车灯X14、转向灯X15等。

LED驱动控制装置100可以作为与作为驱动目标的LED串20一起构成的模块(如图22中的LED前照灯模块Y10、图23所示的LED转向灯模块Y20以及图24所示的LED尾灯模块Y30)来提供，或者可以作为独立于LED串20的单独的IC来提供。

<发光元件驱动电路装置>

图25是示出根据本发明的发光元件驱动电路装置的概要的电路图。发光元件驱动电路装置200包括被配置为例如半导体集成电路的集成电路210。

集成电路210包括外部端子GH、SW、BOOT、VDRV、GL、GND 2、SNSP、SNSN、SG、EN/PWM、DC/DIM、GND1、VIN和CP。

上述外部端子与诸如高侧晶体管M1、低侧晶体管M2、电阻器R5、电流感测电阻器RA、电容器C6至C9、电感器L3和LED的外部部件直接或经由其他电路元件以有机方式联接，以构成开关调节器和发光元件驱动电路装置200。在LED中，多个发光元件串联连接。电流感测电阻器RA用于感测流过LED的LED电流ILED，并且还用于设置LED电流ILED。

外部端子GH是用于驱动高侧晶体管M1的高侧驱动端子，并且高侧晶体管M1的栅极与其连接。例如，高侧晶体管M1被配置为NMOS晶体管或双极NPN晶体管。在本发明的一个实施方式中，使用NMOS晶体管。高侧晶体管M1用作与电源端子VIN侧连接的高侧开关晶体管。在采用自举电路的配置中，外部端子SW用来将高侧驱动器DRVH电平转变至高电位侧。利用在外部端子SW处出现的切换信号VSW，高侧驱动器DRVH的电路工作点被电平转变到高电位侧。然而，将不给出该方面的电路的描述。高侧晶体管M1可以用PMOS晶体管或双极PNP晶体管替代。

在外部端子SW和接地电位GND之间，串联连接有电感器L3、电流感测电阻器RA和电容器C9。电容器C9的第一端子连接至一个LED的阳极。该LED的阴极连接至另一个LED的阳极，并且重复这样的电路连接，使得多个LED串联连接。最后一级的LED的阴极连接至接地电位GND。电容器C9的第二端子连接至接地电位GND。

外部端子BOOT是自举端子。在外部端子BOOT与外部端子SW之间，连接有电容器C7以构成公知的自举电路。电容器C7可以设置在集成电路210内部，而不是集成电路210外部。在这种情况下，不需要外部端子BOOT。

外部端子VDRV用于与电容器C8连接，以稳定内部电路电源电压VREG，该内部电路电源电压VREG由提供给输入电压VIN的电源电压+B产生，并用于驱动集成电路210。

外部端子GL是用于驱动低侧晶体管M2的低侧驱动端子，并且低侧晶体管M2的栅极与其连接。低侧晶体管M2被配置为例如NMOS晶体管或双极NPN晶体管。在本发明的一个实施方式中，像高侧晶体管M1一样，使用NMOS晶体管。低侧晶体管M2用作与接地端子GND2连接的同步整流晶体管，并且还用作用于自举电容器C7的充电的电流路径。接地端子GND2与后述的接地端子GND1一起连接至接地电位GND。

现在，将描述在低侧晶体管M2和高侧晶体管M1之间并与它们相关的电路连接。高侧晶体管M1的漏极连接至电源端子VIN。高侧晶体管M1的源极连接至低侧晶体管M2的漏极。低侧晶体管M2的源极连接至接地电位GND2(GND)。因此，高侧晶体管M1的主导电路径和低侧晶体管M2的主导电路径串联连接在电源端子VIN和接地端子GND2(接地电位GND)之间。在高侧晶体管M1和低侧晶体管M2的公共连接节点(即，外部端子SW)与接地电位GND之间，串联连接有电感器L3、电流感测电阻器RA和电容器C9。

在电容器C9的第一端子处，出现用于驱动LED的LED驱动电压VLED。由于LED驱动电压VLED被提供给LED，LED电流ILED被提供给LED。

图25示出了众所周知的自举类型的同步整流降压(降低压力)开关调节器。然而，根据本发明的发光元件驱动电路装置也可以应用于升压/降压开关调节器以及升压开关调节器。实际上，它们的应用总体上包括开关调节器，并且不限于自举类型的开关调节器。

接地端子GND2旨在用作电路块的接地端子，该电路块处理在高侧晶体管M1和低侧晶体管M2、电感器L3、电容器C9、LED等中流过的相对较大的电流。

外部端子SNSP和SNSN用于感测流过电感器L3和电流感测电阻器RA的电流。这里的电流的感测是通过感测在电流感测电阻器RA的端子之间出现的电压降来实现的。

外部端子SG旨在通过声音、灯等发出由确定集成电路210的电路运行是否正常而产生的信号。在连接有外部端子SG的集成电路210的内部，连接有未被示出的开漏晶体管。在外部端子SG和电源电压+B之间，连接有上拉电阻器R5。

外部端子EN/PWM是启用输入/WPM调光输入端子。经由外部端子EN/PWM馈送启用信号VEN允许集成电路210和整个发光元件驱动电路装置200进入启用状态。另一方面，经由外部端子EN/PWM馈送用于调光的未被示出的矩形波信号允许对电流流过LED的时间进行调节，从而实现调光。然而，将不会给出这方面的电路配置的描述。

外部端子DC/DIM是DC调光输入端子。根据馈送到外部端子DC/DIM的电压值，调节流过LED的平均电流。

外部端子GND1旨在用作集成电路210中包含的各种电路块中的、处理相对较小电流的那些电路块(即，低信号电路块)的接地端子。外部端子GND1和GND2最终一起连接至接地电位GND。

外部端子VIN是向其馈送用于驱动集成电路210的电源电压+B的端子。外部端子CP是用于与电荷泵电容器C6连接的端子。电容器C6连接在外部端子CP与外部端子VIN之间。在集成电路210中，外部端子CP旨在用作与外部端子VIN分开的电压源。经由外部端子CP馈送的电荷泵电压VCP用作电路电流相对较小的电路(例如，LED电流感测电路CSC)的电压源，这将在后面描述。电荷泵电压VCP出现在外部端子CP处，并且外部端子CP和外部端子BOOT通过设置在集成电路210内的未被示出的二极管连接在一起。

接下来，将描述集成电路210的内部电路配置及其周围的外部端子。

为参考电压源REF提供连接至外部端子VIN的电源电压+B以产生参考电压Vref。参考电压源REF被配置为例如带隙恒定电压电路，并生成例如约1.2V的参考电压Vref。

电源调节器REG例如被配置为线性调节器，并且通过使用参考电压Vref作为参考电压源来产生预定的内部电路电源电压VREG。由电源调节器REG产生的内部电路电源电压VREG例如作为自举电压源被馈送到二极管D2的阳极。二极管D2的阴极连接至外部端子BOOT。

时钟信号振荡器OSC可以例如被配置为诸如CR振荡器或环形振荡器之类的公知类型的振荡器。时钟信号振荡器OSC包括恒定电流源电路、比较器、电容器等，它们均未被示出。基于由参考电压源REF产生的参考电压Vref来驱动未被示出的恒定电流源电路等。时钟信号振荡器OSC生成频率例如为200kHz至10MHz(5μs至0.1μs的周期)的时钟信号SOSC。

控制逻辑电路CL包括：分频电路，其被馈送由时钟信号振荡器OSC生成的时钟信号Sosc以生成预定的分频信号；组合电路，其将由分频电路生成的多个分频信号组合在一起以生成预定信号；计数器，其基于来自组合电路的输出信号对预定时间进行计数；等等。稍后将描述控制逻辑电路CL的具体电路配置。当启用信号VEN例如被设置为高电平时，控制逻辑电路CL进入启用状态。

LED开路检测电路LOD监测LED处于正常状态还是处于异常状态。如稍后将阐明的那样，LED开路检测电路LOD包括至少一个比较器。向LED开路检测电路LOD的第一端子(高电位侧端子)馈送在外部端子SNSP处出现的电压VSNSP，即，在电流感测电阻器RA的第一端子处出现的电压。向LED开路检测电路LOD的第二端子(低电位侧端子)馈送在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN(＝VLED)。因此，LED开路检测电路LOD接收在电流感测电阻器RA的端子之间出现的电压。当LED正常工作时，电流感测电阻器RA的第一端子处(外部端子SNSP处)的电压高于电流感测电阻器RA的第二端子处(外部端子SNSN处)的电压(VSNSP＞VSNSN)。当LED的电连接正常时，LED开路检测电路LOD的比较器输出信号VCOMP1例如被设置为低电平。当LED进入开路状态时，电压的电平关系反转。具体地，电流感测电阻器RA的第二端子处(外部端子SNSN处)的电压变得高于电流感测电阻器RA的第一端子处(外部端子SNSP处)的电压(VSNSN＞VSNSP)，并且LED开路检测电路LOD的比较器输出信号VCOMP1变为高电平。

如稍后将阐明的那样，LED电流感测电路CSC包括至少两个比较器，用于检测流过电流感测电阻器RA的电流的峰值和谷值。例如，它们在检测到谷值时输出高电平比较器输出信号VCOMP2，而在检测到峰值时输出高电平比较器输出信号VCOMP3。比较器输出信号VCOMP2被馈送到或电路OR的一个输入端子。或电路OR的另一个输入端子被馈送有LED开路检测电路LOD的比较器输出信号VCOMP1。因此，从或电路OR的输出，当比较器输出信号VCOMP1和VCOMP2中的至少一个处于高电平时，OR输出信号VOR以高电平输出，而当比较器输出信号VCOMP1和VCOMP2都为低电平时，OR输出信号VOR为低电平。OR输出信号VOR作为驱动逻辑电路DL的设置信号SET被直接馈送到驱动逻辑电路DL。通过比较器输出信号VCOMP1和VCOMP2之间的或运算生成驱动逻辑电路DL的设置信号SET的原因是，即使当dLED处于开路状态时或者即使当LED电流ILED达到谷值时，也通过将切换信号VSW保持在高电平来检测LED开路状态。

从LED电流感测电路CSC输出的比较器输出信号VCOMP3用作复位信号RST，用于检测LED电流ILED的峰值以减小LED电流ILED并将其保持在预定的平均值。当LED正常工作时，复位信号RST(＝VCOMP3)用于检测LED电流ILED的峰值并将其减小至谷值。因此，作为复位信号RST，从LED电流感测电路CSC输出的比较器输出信号VCOMP3被直接馈送到驱动逻辑电路DL，而不经过任何运算处理。

图26是示出图25中的发光元件驱动电路装置200的细节的电路图。在图26所示的发光元件驱动电路装置200A中，更具体地示出了LED开路检测电路LOD、控制逻辑电路CL、LED电流感测电路CSC和驱动逻辑电路DL的电路配置。

LED开路检测电路LOD由第一比较器COMP1和第一阈值Vopen构成。第一阈值Vopen连接至第一比较器COMP1的反相输入端子(－)。第一阈值Vopen至少在两个电平之间变化。第一阈值Vopen的一个电平是当发光装置处于正常状态时使用的具有相对较低的电平的电压(电流)，该电平例如为约10mV并且在需要时根据电流感测电阻器RA的电阻和LED电流ILED的电平设置。第一阈值Vopen的另一个电平是在LED处于开路状态时使用的电压(电流)，该电平被设置为比10mV高一位或更多位，例如，约为150mV。第一阈值Vopen例如从10mV切换到150mV的原因是，使第一比较器COMP1能够输出极性在LED正常时和LED开路时之间反转的信号。

向第一比较器COMP1的非反相输入端子(+)馈送在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN。向第一比较器COMP1的反相输入端子(－)馈送电压(VSNSP–Vopen)，该电压比在外部端子SNSP处出现的电压VSNSP低第一阈值Vopen。在LED的正常工作期间，保持关系VSNSP＞VSNSN。这里，例如，设置VSNSP-VSNSN≈170mV和Vopen≈10mV使第一比较器COMP1的反相输入端子(－)处的电位比电压VSNSP低10mV。尽管那样，反相输入端子(－)处的电位仍比非反相输入端子(+)处的电位高约160mV，因此第一比较器COMP1的比较器输出信号VCOMP1为低电平。这里，出于讨论的目的，如果将第一阈值Vopen的电平设置为高于10mV，例如设置为约50mV，则这不利地导致LED开路检测精度较低。为了避免这种情况，在本发明的一个实施方式中，将第一阈值Vopen设置为5mV至15mV。作为用于第一比较器COMP1的电压源，使用在外部端子SNSP处出现的电压VSNSP。作为第一比较器COMP1的电源，也可以使用作为LED电流感测电路CSC的电源的电荷泵电压VCP。然而，使用电荷泵电压VCP作为第一比较器COMP1的电源导致电荷泵电压VCP较低，因此导致电容器C1中电荷的蓄积不足，从而不利地影响电路工作。为了避免这种情况，在本发明的一个实施方式中，使用了开关调节器的输出侧的电压。

控制逻辑电路CL包括分频电路FD、组合电路CONC、第一计数器COUNT1、第二计数器COUNT2、第三计数器COUNT3和锁存电路LATCH。

分频电路FD接收由时钟信号振荡器OSC生成的时钟信号SOSC，以生成例如四个分频信号，这四个分频信号例如包括第一分频信号SD1、第二分频信号SD2、第三分频信号SD3和第四分频信号SD4。第一分频信号SD1例如被设置为与时钟信号SOSC相同的频率(周期)。第二分频信号SD2是由对时钟信号SOSC进行例如四分之一分频(四倍周期乘法)而得到的信号。第三分频信号SD3是由对时钟信号SOSC进行例如十六分之一分频(十六倍周期乘法)而得到的信号。第四分频信号SD4是由对时钟信号SOSC进行例如六十四分之一分频(六十四倍周期乘法)而得到的信号。根据组合电路CONC的操作和后续级中各个计数器中的计数时间来适当地设置这些分频比N。

组合电路CONC将从分频电路FD输出的第一分频信号SD1、第二分频信号SD2、第三分频信号SD3和第四分频信号SD4组合在一起，以生成在后续级中分别被馈送到第一计数器COUNT1、第二计数器COUNT2和第三计数器COUNT3的第一组合信号SC1、第二组合信号SC2和第三组合信号SC3。组合电路CONC被配置为诸如NAND电路的各种逻辑电路和反相器的组合。

第一计数器COUNT1、第二计数器COUNT2和第三计数器COUNT3用作测量装置，该测量装置用于在LED进入开路状态时通过使用在前一级由组合电路CONC生成的组合信号SC1、SC2和SC3来测量该状态的持续时间。当LED进入正常或开路状态时，它们还用于经由外部端子SG向集成电路210外部输出一些警报信号(发声、点亮等)。

第一计数器COUNT1接收从组合电路CONC输出的组合信号SC1以测量例如1.28ms的时间。在此，1.28ms的时间仅仅是为了测量LED开路状态的持续时间所进行的一种设计选择。当在检测到LED开路状态之后经过1.28ms的时间时，经由通知装置SGC和外部端子SG通过发声或通过灯的点亮、熄灭或闪烁来向集成电路210的外部发出关于连接的存在或不存在的通知。

第二计数器COUNT2接收从组合电路CONC输出的第二组合信号SC2以测量例如10μs的时间。在这里，像1.28ms的时间一样，10μs的时间仅仅是设计选择。这里的10μs的时间是以其为基准来确定LED的电路连接处于正常状态还是开路状态的时间。将10μs的时间设置为用于确定在开关端子SW处出现的切换信号VSW的高电平持续时间是否在10μs以内(换言之，用于确定LED开路状态)的标准。

第三计数器COUNT3从组合电路CONC接收第三组合信号SC3以测量例如约80μs的时间。在这里，像1.28ms的时间和10μs的时间一样，80μs的时间仅仅是一种设计选择。第三计数器COUNT3将在外部端子SW处出现的切换信号VSW的高电平持续时间例如设置为80μs。将切换信号VSW的低电平持续时间例如设置为250ns，整个周期为80.25μs。在1.28ms的时段中反复出现80.25μs的周期。在此，使高电平持续时间为DH，使低电平持续时间为DL。那么，高电平持续时间在整个周期中所占的比例(即，占空比αDH)由下式表示：αDH＝80/(80+0.25)≈0.997。在本发明中，优选将αDH设置在0.950至0.999的范围内。这可以在低侧晶体管M2中允许电流的范围内向电容器C7提供足够的电荷。

作为本发明的一个实施方式，已经涉及了使用计数器(定时器)作为用于测量高电平或低电平持续时间的持续时间确定装置来进行测量的配置。然而，这并不意味着任何限制。例如，持续时间确定装置可以包括：积分器，其对切换信号VSW进行积分；以及比较器，其将从积分器输出的积分电压与预定参考电压进行比较，并被配置为基于来自比较器的输出而发出关于LED的连接状态是良好还是不良的通知。在本发明的一个实施方式中，当LED进入开路状态时，切换信号VSW的峰值变得几乎等于电源电压+B，并且占空比被设置为95％以上；因此，可以生成高的积分电压。因此，可以容易地将该状态与正常工作期间的状态区分开。

替代地，持续时间确定装置可以包括用于将切换信号VSW转换为电流的电压-电流(V-I)转换装置，并且可以被配置为利用电流镜电路放大由V-I转换装置的转换而得到的电流，然后将放大的电流转换为电压，以便基于输出电压的电平来发出关于发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

向锁存电路LATCH馈送第一比较器COMP1的输出信号VCOMP1和开路检测启用/禁止信号Sopen。锁存电路LATCH接收比较器输出信号VCOMP1以通过使用开路检测启用/禁用信号Sopen作为触发器来生成锁存信号SLATCH。

LED电流感测电路CSC包括通过使用电荷泵电压VCP作为电压源进行操作的第二比较器COMP2和第三比较器COMP3。当第二比较器COMP2检测到流过LED的LED电流ILED的谷值，而第三比较器COMP3检测到流过LED的LED电流ILED的峰值时，将LED电流ILED控制为保持在预定的平均值。LED电流ILED利用电流感测电阻器RA感测。LED电流ILED的平均值例如为约1.4A，并且电流感测电阻器RA例如被设置为0.1Ω至0.15Ω。因此，在电流感测电阻器RA的两端之间出现约140mV至210mV的电压差。

第二比较器COMP2的非反相输入端子(+)连接至设置第二阈值Vset的电压源的高电位端子。设置第二阈值Vset的电压源的低电位端子连接至外部端子SNSN，以被馈送电压VSNSN。外部端子SNSN是在其上施加电流感测电阻器RA的低电位端子处的电位的端子。第二比较器COMP2的反相输入端子(－)连接至外部端子SNSP，以被馈送电压VSNSP。外部端子SNSP是在其上施加电流感测电阻器RA的高电位端子处的电位的端子。向第二比较器COMP2的非反相输入端子(+)馈送作为在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN与第二阈值Vset之和的电压(VSNSN+Vset)。

第三比较器COMP3的非反相输入端子(+)连接至外部端子SNSP，以被馈送电压VSNSP。外部端子SNSP是在其上施加电流感测电阻器RA的高电位端子处的电位的端子。第三比较器COMP3的反相输入端子(－)连接至设置第三阈值Vrst的电压源的高电位端子。设置第三阈值Vrst的电压源的低电位端子连接至外部端子SNSN，以被馈送电压VSNSN。外部端子SNSN是在其上施加电流感测电阻器RA的低电位端子处的电位的端子。向第三比较器COMP3的反相输入端子(－)馈送作为在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN与第三阈值Vrst之和的电压(VSNSN+Vset)。

驱动逻辑电路DL包括屏蔽电路MASK、触发器FF和逻辑电路LOGIC。屏蔽电路MASK将检测LED的连接状态的操作暂停预定时间，以防止当LED进入开路状态或其从开路状态返回到正常状态时错误地检测LED的连接状态。具体地，为了防止由于在切换信号VSW从高电平变为低电平的时刻以及在切换信号VSW从低电平变为高电平的时刻发生的振铃和切换噪声而引起的误动作，屏蔽电路MASK将检测LED的连接状态的操作暂停从切换信号VSW从高电平变为低电平的时刻开始的预定时间T4以及从切换信号VSW从低电平变为高电平的时刻开始的预定时间T4。换言之，当经过预定时间T4时，屏蔽电路MASK开始检测LED的连接状态的操作。屏蔽电路MASK与触发器信号VFF的上升和下降同步地生成未被示出的屏蔽信号。掩蔽信号使馈送到屏蔽电路MASK的设置信号SET的动作无效。

触发器FF与从屏蔽电路MASK输出的开路检测启用/禁用信号Sopen同步地生成在后一级驱动高侧驱动器DRVH和低侧驱动器DRVL的未被示出的驱动输入信号。来自触发器FF的触发器信号VFF用作第二计数器COUNT2和第三计数器COUNT3的控制和同步信号。

逻辑电路LOGIC包括诸如空载时间生成电路和电平移位电路之类的电路块，空载时间生成电路用于确保在后一级中驱动高侧驱动器DRVH和低侧驱动器DRVL的高侧栅极信号VGH和低侧栅极信号VGL之间的空载时间。

高侧驱动器DRVH从逻辑电路LOGIC接收信号，并生成驱动高侧晶体管Ml的高侧栅极信号VGH。高侧驱动器DRVH包括电平移位电路，该电平移位电路基于在开关端子SW处出现的切换信号VSW将电路工作点移位到高电位侧。

低侧驱动器DRVL从逻辑电路LOGIC接收信号，并生成驱动低侧晶体管M2的低侧栅极信号VGH。

在图26中，在LED开路检测电路LOD、LED电流感测电路CSC、控制逻辑电路CL和驱动逻辑电路DL之间交换信号和电压。现在将描述它们之间的相互作用。首先，将设置在LED开路检测电路LOD中的第一比较器COMP1的比较器输出信号VCOMP1馈送到锁存电路LATCH的目的是，如上所述，当LED进入开路状态时，将比较器输出信号VCOMP1在预定时间T3内保持高电平。这可以测量LED开路状态的持续时间。利用从锁存电路LATCH输出的锁存信号SLATCH来控制LED电流感测电路CSC的目的是，在发生LED开路时停止LED电流感测电路CSC的电路运行。LED电流感测电路CSC旨在测量流过LED的LED电流ILED的峰值和谷值；然而，在发生LED开路时，没有LED电流ILED流过LED，因此LED电流感测电路CSC不需要运行。因此，利用锁存信号SLATCH使LED电流感测电路CSC的电路运行暂停以节省功率，并且限制作为LED电流感测电路CSC的电压源的电荷泵电压VCP的下降以稳定电路运行。

在图26中，第一比较器COMP1的比较器输出信号VCOMP1和第二比较器COMP2的比较器输出信号VCOMP2由或电路OR进行运算处理，使得将或电路OR的或信号VOR馈送到屏蔽电路MASK。本质上，第二比较器COMP2的比较器输出信号VCOMP2(通常称为设置信号SET)用于设置触发器FF，使得在检测到流过LED的LED电流ILED的谷值时，LED电流ILED上升。因此，第二比较器COMP2的比较器输出信号VCOMP2可以本身用作设置信号SET。然而，在本发明的一个实施方式中，在LED开路状态下，第二比较器COMP2和第三比较器COMP3的电路运行被暂停，这不利地导致不生成设置信号SET和复位信号RST。为了应对这种情况，将第一比较器COMP1的比较器输出信号VCOMP1(其在发生LED开路时保持在高电平)用作或电路OR的一个输入信号。利用这种电路配置，当LED处于正常状态时，比较器输出信号VCOMP2将或信号VOR保持在高电平，而当LED处于开路状态时，比较器输出信号VCOMP1总是将或信号VOR保持在高电平；因此，驱动逻辑电路DL的电路运行保持在预定的运行状态。

在图26中，第三比较器COMP3的比较器输出信号VCOMP3被直接馈送到作为驱动逻辑电路DL的一部分的屏蔽电路MASK。

图27是示出图26的发光元件驱动电路装置200A在正常操作期间的操作的时序图。具体地，其示出了在发光元件驱动电路装置200A中的LED的电连接中未识别到故障的情况下LED电压VLED(＝VSNSN)、第二阈值Vset、第三阈值Vrst和输出到外部端子SW的切换信号VSW。

(a)LED电压VLED是三角波电压。三角波电压的峰值Vp等于在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN与第三阈值Vrst之和。三角波电压的谷值等于电压VSNSN与第二阈值Vset之和。峰值Vp和谷值Vb的平均值是平均电压Vave。(b)切换信号VSW在LED电压VLED处于谷值Vb时从低电平L转变为高电平H，而在LED电压VLED处于峰值时从高电平H转变为低电平L。谷值Vb和峰值Vp分别由图26中的比较器COMP2和COMP3检测。

图28是示出图26的发光元件驱动电路装置200A在开路状态下的操作的一个示例的图。具体地，其示意性示出了外部端子GH、GL、SW、SNSP和SNSN以及与它们连接的电路元件、电流、电压和驱动信号的状态。

当LED处于正常状态时，即，当LED处于连接至电流感测电阻器RA的状态时，LED电流ILED在符号If所示的方向上流动。另一方面，在开路状态下，即，当电流感测电阻器RA与LED之间的电连接如交叉符号所示被切断时，没有LED电流ILED流过，并且LED电压VLED下降至零伏特。此时，电容器C9中已经蓄积有一定量的电荷，因此，如果低侧晶体管M2处于导通状态，则电容器C9用作电压源，并且反向电流Ir沿着从电容器C9到电流感测电阻器RA到电感器L3到低侧晶体管M2的路径流过。即，电流可以在符号Ir所示的方向上流过电流感测电阻器RA。

在本发明的一个实施方式中，当LED进入开路状态时，由于采用的电路配置，馈送到高侧晶体管M1的栅极的高侧栅极信号VGH保持在高电平，并且馈送到低侧晶体管M2的栅极的低侧栅极信号VGL保持在低电平。因此，本质上，在高侧晶体管M1导通而低侧晶体管M2截止的情况下，反向电流Ir不应流动。然而，在该实施方式中，确保了时段T10，其中即使当LED进入开路状态时，高侧晶体管M1也处于截止而低侧晶体管M2也处于导通。另一方面，在时段T20中，高侧晶体管M1处于导通而低侧晶体管M2处于截止。低侧晶体管M2处于导通的时段T10与高侧晶体管M1处于导通的时段T20之比(即，T10：T20)例如被设置为1:999至5:995；因此，低侧晶体管M2保持导通的时间远远短于高侧晶体管M1保持导通的时间。

如上所述，当LED进入开路状态时，低侧晶体管M2保持导通预定时段T10，并且反向电流Ir流动。在LED开路状态下，在外部端子SNSP处出现的电压VSNSP和在外部端子SNSN处出现的电压VSNSN的电平关系为VSNSN＞VSNSP。向第一比较器COMP1的反相输入端子(－)馈送比电压VSNSP低第一阈值Vopen的电压。在此，如前所述，第一阈值Vopen不是10mV，而是切换为例如约150mV。因此，第一比较器COMP1的非反相输入端子(+)处的电位远高于反相输入端子(－)处的电位；因此，第一比较器COMP1的输出信号VCOMP1保持在高电平H，并且输出信号VCOMP1以与LED处于正常状态时的其具有的低电平L相比反转的极性被输出。如前所述，通过使用诸如触发器信号VFF和切换信号VSW之类的切换信号，实现了当LED从正常状态转变为开路状态时发生的第一阈值Vopen从约10mV到约150mV的切换。如前所述，通过控制逻辑电路CL和驱动逻辑电路DL生成用于在发生LED开路时导通低侧晶体管M2的低侧栅极信号VGL。

图29是示出图26中的控制逻辑电路CL中的相关节点处的信号的时序图。现在将参照图25至图28来描述图29。

(a)由时钟信号振荡器OSC生成时钟信号SOSC。使时钟信号SOSC的周期为例如周期TOSC。

(b)由分频电路FD生成分频信号SD1。分频信号SD1是通过对时钟信号SOSC进行例如1/1倍的分频而得到的信号。因此，分频信号SD1的周期TD1为TD1＝1·TOSC。

(c)与分频信号SD1一样，由分频电路FD生成分频信号SD2。分频信号SD2是由对分频信号SD1进行例如1/4倍的分频而得到的信号。因此，分频信号SD2的周期TD2为TD2＝4·TD1。

(d)与分频信号SD1和SD2一样，由分频电路FD生成分频信号SD3。分频信号SD3是由对分频信号SD2进行例如1/4倍的分频而得到的信号。因此，分频信号SD3的周期TD3为TD3＝4·TD2＝16·TD1。

(e)与分频信号SD1、SD2和SD3一样，由分频电路FD生成分频信号SD4。分频信号SD4是由对分频信号SD3进行例如1/4倍的分频而得到的信号。因此，分频信号SD4的周期TD4为TD4＝4·TD3＝16·TD2＝64·TD1。

由分频电路FD生成的分频信号的数量及其分频比不限于上面具体提到的那些；可以对它们适当地设置以适合例如后一级中的组合电路和计数器的配置。

(f)由组合电路CONC生成组合信号SC1。组合信号SC1是例如由将分频信号SD1和SD4组合在一起而得到的信号。组合电路CONC在分频信号SD4从低电平上升到高电平的时刻输出分频信号SD1作为组合信号SC1。

(g)由组合电路CONC生成组合信号SC2。组合信号SC2是例如由将分频信号SD1和SD2组合在一起而得到的信号。组合电路CONC在分频信号SD2从低电平上升到高电平的时刻输出分频信号SD1作为组合信号SC2。

(h)由组合电路CONC生成组合信号SC3。组合信号SC1是例如由将分频信号SD1和SD3组合在一起而得到的信号。组合电路CONC在分频信号SD3从低电平上升到高电平的时刻输出分频信号SD1作为组合信号SC3。

由组合电路CONC生成的组合信号的数量及其周期不限于上面具体提到的那些；可以对它们适当地设置以适合例如后一级中计数器的配置。

(i)由第一计数器COUNT1生成计数信号SCOUNT1。第一计数器COUNT1基于组合信号SC1对例如时间T1(例如，1.28ms)进行计数。

(j)由第二计数器COUNT2生成计数信号SCOUNT2。第二计数器COUNT2基于组合信号SC2对例如时间T2(例如，10μs)进行计数。

(k)由第三计数器COUNT3生成计数信号SCOUNT3。第三计数器COUNT3基于组合信号SC3对例如时间T3(例如，80μs)进行计数。

控制逻辑电路CL最终生成上述(i)至(k)所述的计数信号SCOUNTT1、SCOUNTT2和SCOUNTT3。从以上描述中可以理解的是，由控制逻辑电路CL生成的信号用作指示发光元件驱动电路装置200或200A的开路状态的检测信号、控制信号和发出正常状态和异常状态的通知的通知信号。

图30是示出图26的发光元件驱动电路装置200A中的相关节点处的信号的时序图。时段Tnrl(时刻t1至t7之间和时刻t22至t27之间)是LED操作正常的时段(正常时段)。时段Topen(时刻t7至t22之间)是LED进入开路状态并且LED操作异常的时段(LED开路时段)。

现在将参照图25至图29描述图30中由(a)至(o)表示的信号、电压等。

(a)启用信号VEN经由外部端子EN/PWM被馈送到控制逻辑电路CL。在时刻t1，启用信号VEN从低电平转变为高电平。当启用信号VEN变为高电平时，允许整个发光元件驱动电路装置200或200A的操作。

(b)高侧栅极信号VGH由LED电流感测电路CSC、驱动逻辑电路DL和高侧驱动器DRVH生成。在正常时段Tnrl中，高侧栅极信号VGH是脉宽随时间变化的PWM(脉宽调制)信号。在LED开路时段Topen中，高侧栅极信号VGH不是其原本的PWM信号，而是高电平时段HH长于低电平时段HL的信号。在LED开路时段Topen中，高电平时段HH例如为80μs，而低电平时段HL例如为250ns。换言之，高电平时段HH占据一个周期的99.7％，而低电平时段HL占据一个周期的0.3％。即，高电平时段HH远长于低电平时段HL。这些信号由控制逻辑电路CL和驱动逻辑电路DL设置。

(c)低侧栅极信号VGL由LED电流感测电路CSC、驱动逻辑电路DL和低侧驱动器DRVL生成。在正常时段Tnrl中，低侧栅极信号VGL是脉宽随时间变化的PWM(脉宽调制)信号。在LED开路时段Topen中，低侧栅极信号VGL不是其原本的PWM信号，而是低电平时段LL长于高电平时段LH的信号。低侧栅极信号VGL被控制为不管在正常时段Tnrl中还是在LED开路时段Topen中都与高侧栅极信号VGH处于互补关系。即，低侧栅极信号VGL与高侧栅极信号VGH保持极性反转的关系。在LED开路时段Topen中，低电平时段LL例如为80μs，而高电平时段LH例如为250ns。即，低电平时段LL远长于高电平时段LH。将低侧栅极信号VGL的高电平时段LH选择为相对较短的原因是，其只需要长到确保低侧晶体管M2的导通时间足以检测LED开路状态。

(d)切换信号VSW取决于晶体管M1和低侧晶体管M2两者的操作，晶体管M1通过高侧栅极信号VGH进行导通和截止控制，低侧晶体管M2通过低侧栅极信号VGL进行导通和截止控制。本质上，切换信号VSW具有与高侧栅极信号VGH基本上相同的波形。

(e)LED电压VLED是提供给LED的电压，并且是出现在电流感测电阻器RA的低电位侧(即，在外部端子SNSN处)的电压VSNSN。在正常时段Tnrl中，LED电压VLED是具有作为规则电压的峰值Vp(Ip)、谷值Vb(Ib)和平均电压Vave的三角波电压。在LED开路时段Topen中，LED电压VLED为0V。在从LED开路时段Topen返回到正常时段Tnrl时，LED电压VLED返回到其原本的正常状态。

(f)第一阈值Vopen是被馈送到第一比较器COMP1的反相输入端子(－)的电压。第一阈值Vopen具有两个电压，即第一阈值电压Vopen1和第二阈值电压Vopen2，并且被切换为在正常时段Tnrl中具有第一阈值电压Vopen1并且在LED开路时段Topen中具有第二阈值电压Vopen2。具体地，在第一比较器COMP1检测到LED开路的时段中(即，第一比较器COMP1的比较器输出信号VCOMP1为高电平的时段中)，第一阈值Vopen与诸如触发器信号VFF或切换信号VSW的切换信号同步地被切换。第一阈值Vopen 1被设置为例如约10mV，第二阈值Vopen 2被设置为例如约150mV。

(g)从第一比较器COMP1输出比较器输出信号VCOMP1。比较器输出信号VCOMP1取决于馈送到第一比较器COMP1的非反相输入端子(+)的电压VSNSN和馈送到其反相输入端子(－)的电压(VSNSP－Vopen)。因此，根据电压VSNSN分别是高于还是低于电压(VSNSP－Vopen)，比较器输出信号VCOMP1处于高电平或低电平。当LED的操作正常时，比较器输出信号VCOMP1被设置为低电平，而当LED处于开路状态时，比较器输出信号VCOMP1被设置为高电平。

(h)从第二比较器COMP2输出比较器输出信号VCOMP2。当检测到(e)LED电压VLED的谷值Vb时，第二比较器COMP2输出高电平。比较器输出信号VCOMP2取决于馈送到第二比较器COMP2的非反相输入端子(+)的电压(VSNSN+Vset)和馈送到其反相输入端子(－)的电压VSNSP。因此，根据电压(VSNSN+Vset)分别是高于还是低于电压VSNSP，比较器输出信号VCOMP2处于高电平或低电平。在LED开路时段Topen中的时刻t9处，比较器输出信号VCOMP2从高电平转变为低电平。在从LED开路时段Topen返回到正常时段Tnrl之后，当LED电压VLED达到谷值Vb时，比较器输出信号VCOMP2在时刻t25处从低电平转变为高电平。

(i)从或电路OR输出或信号VOR。通过第一比较器COMP1的输出信号VCOMP1和第二比较器COMP2的输出信号VCOMP2之间的或运算来生成或信号VOR。当比较器输出信号VCOMP1和VCOMP2中的至少一个处于高电平时，或信号VOR处于高电平。因此，或信号VOR在LED开路时段Topen中保持高电平。即使在从LED开路时段Topen返回到正常时段Tnrl之后，或信号VOR也仍保持高电平直到检测到(e)LED电压VLED具有正常值(即，LED电压VLED超过第一阈值Vopen)时的时刻t24。在时刻t24之后的正常状态下，或信号VOR相当于比较器输出信号VCOMP2。或信号VOR用作通常所谓的用来设置触发器FF以使LED电压VLED上升的设置信号SET。

(j)从第三比较器COMP3输出比较器输出信号VCOMP3。当检测到(e)LED电压VLED的峰值Vp时，第三比较器COMP3输出高电平。具体地，比较器输出信号VCOMP3取决于馈送到第三比较器COMP3的反相输入端子(－)的电压(VSNSN+Vrst)和馈送到其非反相输入端子(+)的电压VSNSP。因此，根据电压(VSNSN+Vrst)分别是高于还是低于电压VSNSP，比较器输出信号VCOMP2处于低电平或高电平。因此，比较器输出信号VCOMP3在正常时段Tnrl中的时刻t3、t5、t24和t26处于高电平。在任何其他时刻，比较器输出信号VCOMP3处于低电平。比较器输出信号VCOMP3用作通常所谓的用于使触发器FF复位以使LED电压VLED下降的复位信号RST。

(k)触发器信号VFF由触发器FF生成。触发器信号VFF用作生成高侧栅极信号VGH、低侧栅极信号VGL、开关栅极信号VSW和锁存信号SLATCH的参考信号。

(l)强制复位信号FRST从作为控制逻辑电路CL的一部分的第三计数器COUNT3被馈送到屏蔽电路MASK。当触发器信号VFF在预定时间T3内保持高电平时，强制复位信号FRST以高电平输出。因此，在时刻t9、t13和t18，强制复位信号FRST处于高电平。

(m)开路检测启用/禁用信号Sopen指示是否启用对LED开路状态的检测。指示DIS(“0”)指示不执行开路状态的检测。换言之，这意味着从屏蔽电路MASK输出的未被示出的屏蔽信号保持有效。指示EN(“1”)指示执行开路状态的检测。换言之，这意味着从屏蔽电路MASK输出的未被示出的屏蔽信号保持无效。在触发器信号VFF的上升或下降之后，开路检测启用/禁用信号Sopen在预定时间T4内保持在DIS(“0”)状态。在此，屏蔽的目标(即，使其电路运行被禁用的电路块)至少包括LED电流感测电路CSC、特别是检测LED电流ILED的谷值Ib的第二比较器COMP2。

(n)锁存信号SLATCH由控制逻辑电路CL中的锁存电路LATCH生成。锁存信号SLATCH用作第一计数器COUNT1的计数开始信号。

(o)LED连接状态通知标志信号VSG由通知装置SGC生成，并且经由外部端子SG输出。LED连接状态通知标志信号VSG例如通过发声或通过灯的点亮、熄灭或闪烁而从集成电路210发出。

至此，已经逐一描述了图30所示的信号和电压。现在，将逐一描述图30所示的相关时刻。首先，将给出时刻t1至t7之间的正常时段Tnrl的描述。

时刻t1是启用信号VEN从低电平转变为高电平的时刻。当启用信号VEN从低电平转变为高电平时，发光元件驱动电路装置200或200A的电路运行进入开路状态。在时刻t1，高侧栅极信号VGH从低电平转变为高电平，而低侧栅极信号VGL保持低电平。在时刻t1，当切换信号VSW从低电平转变为高电平时，电流开始流过电感器L3，并且LED电压VLED逐渐增加。在时刻t1，比较器输出信号VCOMP1和VCOMP2、或信号VOR和触发器信号VFF从低电平转变为高电平。在时刻t1，比较器输出信号VCOMP3、强制复位信号FRST和锁存信号SLATCH处于低电平。在时刻t1，LED连接状态通知标志信号VSG处于高电平，该高电平指示正常状态。

时刻t2是(e)LED电压VLED达到谷值Vb(Ib)的时刻。谷值Vb(Ib)由第二比较器COMP2检测。因此，在时刻t2，在比较器输出信号VCOMP2和或信号VOR中观察到电平转变，在该时刻它们都从高电平转变为低电平。

时刻t3和t5是LED电压VLED达到峰值Vp(Ip)的时刻。峰值Vp(Ip)由第三比较器COMP3检测。当检测到峰值Vp(Ip)时，比较器输出信号VCOMP3从低电平转变为高电平。当LED电压VLED达到峰值Vp(Ip)时，LED电压VLED被控制为立即朝向谷值Vb(Ib)下降，因此使比较器输出信号VCOMP3瞬时处于高电平。在时刻t3和t5，(b)高侧栅极信号VGH、(d)切换信号VSW以及(k)触发器信号VFF从高电平转变为低电平，并且(c)低侧栅极信号VGL从低电平转变为高电平。

时刻t4和t6是LED电压VLED达到谷值Vb(Ib)的时刻。谷值Vb(Ib)由第二比较器COMP2检测。当检测到谷值Vb(Ib)时，比较器输出信号VCOMP2从低电平转变为高电平。当LED电压VLED达到谷值Vb(Ib)时，LED电压VLED被控制为立即朝向峰值Vp(Ip)上升，因此使比较器输出信号VCOMP2瞬时处于高电平。在时刻t4和t6，(b)高侧栅极信号VGH、(d)切换信号VSW以及(k)触发器信号VFF从低电平转变为高电平，并且(c)低侧栅极信号VGL从高电平转变为低电平。

时刻t7是标记正常时段Tnrl和LED开路时段Topen之间的边界的时刻。即，从时刻t1到时刻t7的状态是正常状态，而从时刻t7到时刻t22的状态是异常状态。

时刻t8是在触发器信号VFF从低电平变为高电平的时刻t6之后经过预定时间T2的时刻。时间T2的长度是设计选择，并且例如被设置为使得T2＝10μs。时间T2的长度用作确定LED是否处于开路状态的参考时间，并且当超过时间T2时，触发器信号VFF的高电平持续时间被设置为预定时间T3。时间T2的长度被设置为比正常时间段Tnrl中的触发器信号VFF的一个周期(例如，0.5μs)的时间长一位或更多位。因此，可以提高区分LED的正常和异常操作的精度。时间T2由第二计数器COUNT2设置。

时刻t9至t21是在LED异常(开路)状态下设置触发器信号VFF、高侧栅极信号VGH、低侧栅极信号VGL和切换信号VSW各自的高电平时间和低电平时间的时刻。高侧栅极信号VGH、低侧栅极信号VGL和切换信号VSW各自的高电平时间和低电平时间由触发器信号VFF唯一地设置。时间T3(在时刻t6和t9之间、在时刻t11和t13之间以及在时刻t15和t18之间)是触发器信号VFF处于高电平的时间，其中高侧栅极信号VGH处于高电平时段HH并且高侧晶体管M1处于导通状态。时间T5(在时刻t9和t11之间、在时刻t13和t15之间以及在时刻t18和t20之间)是触发器信号VFF处于低电平的时间，其中低侧栅极信号VGL处于低电平时段LH并且低侧晶体管M2处于导通状态。

时刻t1和t9之间以及时刻t24和t27之间是不执行LED连接状态的检测的时段(DIS(“0”))。不执行LED连接状态的检测的时段发生在时刻t9与t10之间、在时刻t11与t12之间、在时刻t13与t14之间、在时刻t15与t16之间、在时刻t18与t19之间以及在时刻t20和t21之间。这些时段对应于其中触发器信号VFF从低电平转变为高电平或从高电平转变为低电平的切换时段，并且是其中可能发生切换噪声的时段。为了消除由于切换噪声引起的连接状态的检测精度的降低，避免在那些时段内检测LED开路。

在时刻t22之后是返回正常时段Tnrl之后的时段。然后，电路运行类似于时刻t1与t7之间的运行，因此将不重复重复的描述。

已经参照图30描述了图25至图29中相关节点处的信号、电压等。如上所述，根据本发明的发光元件驱动电路装置被配置为在检测LED的连接状态时通过对从开关调节器的输出侧提取的切换信号的高电平时间的测量和对流过LED的LED电流的感测来确定LED是处于正常状态还是处于异常状态。因此，可以实现更高的检查精度。

<第一封装示例>

图31是示出LED驱动控制装置100(可以理解为发光元件驱动电路装置200或200A)的第一封装示例的图(xy平面视图)。在下面的描述中，将跨越该图平面的左右轴定义为x轴(即，关于LED驱动控制装置100的左右轴)，并将跨越该图平面的上下轴定义为y轴(即，关于LED驱动控制装置100的上下轴)。

在第一封装示例中，用作LED驱动控制装置100的封装的是16引脚HTSSOP。沿着封装的左侧，从上至下设置有CP引脚(引脚-1)、VIN引脚(引脚-2)、RT引脚(引脚-3)、COMP引脚(引脚-4)、GND引脚(引脚-5)、DCDIM引脚(引脚-6)、EN/PWM引脚(引脚-7)和SG引脚(引脚-8)。另一方面，沿着封装的右侧，从上至下设置有SNSN引脚(引脚-9)、SNSP引脚(引脚-10)、PGND引脚(引脚-11)、GL引脚(引脚-12)、VDRV5引脚(引脚-13)、引导引脚(引脚-14)、SW引脚(引脚-15)和GH引脚(引脚-16)。

将密封在封装中的半导体芯片100a安装在岛部100b上。半导体芯片100a设置有焊盘P1至P16作为用于与芯片外部建立电连接的装置。

两个焊盘P1沿着x轴并排布置，并且各自经由电线W1连接至CP引脚(引脚-1)。两个焊盘P2沿着x轴并排布置，并且各自经由电线W2连接至VIN引脚(引脚-2)。焊盘P3经由电线W3连接至RT引脚(引脚-3)。焊盘P4经由电线W4连接至COMP引脚(引脚-4)。两个焊盘P5沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W5连接至GND引脚(引脚-5)。两个焊盘P6沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W6连接至DCDIM引脚(引脚-6)。焊盘P7经由电线W7连接至EN/PWM引脚(引脚-7)。焊盘P8经由电线W8连接至SG引脚(引脚-8)。

焊盘P9经由电线W9连接至SNSN引脚(引脚-9)。焊盘P10经由电线W10连接至SNSP引脚(引脚-10)。两个焊盘P11沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W11连接至PGND引脚(引脚-11)。焊盘P12经由电线W12连接至GL引脚(引脚-12)。两个焊盘P13沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W13连接至VDRV5引脚(引脚-13)。焊盘P14经由电线W14连接至BOOT引脚(引脚-14)。两个焊盘P15沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W15连接至SW引脚(引脚-15)。焊盘P16经由电线W16连接至GH引脚(引脚-16)。

焊盘P1至P16布置在半导体芯片100a的外边缘区域中，使得分别与它们相对应的电线W1至W16尽可能短，只是焊盘P13和P14布置为稍微比其他焊盘更靠近半导体芯片100a的中心。

当注意封装内部的框架区域时，分别与岛部100b左上角和左下角相对的VIN引脚(引脚-2)和EN/PWM引脚(引脚-7)均大于与岛部100b左侧相对的RT引脚(引脚-3)、COMP引脚(引脚-4)、GND引脚(引脚-5)和DCDIM引脚(引脚-6)。更具体地，引脚2和引脚7具有比引脚3至引脚6沿着x轴延伸得更远的突出部分。

同样地，分别与岛部100b的右下角和右上角相对的SNSP引脚(引脚-10)和SW引脚(引脚-15)均大于与岛部100b右侧相对的PGND引脚(引脚-11)、GL引脚(引脚-12)、VDRV5引脚(引脚-13)和BOOT引脚(引脚-14)。更具体地，引脚10和引脚15具有比引脚11至引脚14沿着x轴延伸得更远的突出部分。

接下来，将描述沿着x轴观察的引脚-1至引脚-16相对于岛部100b的位置。沿着x轴观察，引脚2至引脚7以及引脚10至引脚15各自至少部分地与岛部100b重叠。另一方面，沿着x轴观察，引脚-1，引脚-8，引脚-9和引脚-16均不与岛部100b重叠。

接下来，将描述沿着y轴观察的引脚-1至引脚-16相对于岛部100b的位置。沿着y轴观察，引脚-1、引脚-2、引脚-7至引脚-10、引脚-15和引脚-16各自至少部分地与岛部100b重叠。另一方面，沿着y轴观察，引脚3至引脚6和引脚11至引脚14均不与岛部100b重叠。

在封装内部，分别在CP引脚(引脚-1)和GH引脚(引脚-16)之间以及SG引脚(引脚-8)和SNSN引脚(引脚-9)之间分别形成有沿着y轴支撑岛部100b的支撑框架100c和100d。

图32是示出半导体芯片100a的电路布局的示例的图(xy平面视图)。图中的焊盘布置与图31中的焊盘布置相对应。图中虚线框上附带的附图标记与图2中各个电路元件上附带的附图标记相对应。在下面的描述中，将跨越该图平面的左右轴定义为x轴(即，关于半导体芯片100a的左右轴)，并且并将跨越该图平面的上下轴定义为y轴(即，关于半导体芯片100a的上下轴)。

如图32所示，在半导体芯片100a中，可能是噪声源的高耐压噪声系统电路a1(即，振荡器103、OCP电路107、BOOTVULO电路110、控制逻辑电路112、驱动逻辑电路(兼作电平转变器)113、高侧驱动器115和低侧驱动器116以及晶体管N11和二极管D11和D12)集中在半导体芯片100a的一个区域(右上方区域)中。

高侧驱动器115和低侧驱动器116可以分别形成在焊盘P16(GH)和焊盘P12(GL)正下方的区域中，以使从高侧驱动器115和低侧驱动器116输出的导线尽可能短。可以将二极管D12布置成比其他电路元件更靠近焊盘P1(CP)。可以使用晶体管代替二极管D12。控制逻辑电路112可以形成在半导体芯片100a上的中央区域中。可以在控制逻辑电路112旁边形成振荡器103，以使时钟信号线尽可能短。

另一方面，低信号系统电路a2(参考电压生成器101、恒定电压生成器102、TSD电路104、VINUVLO电路105、VDRV5UVLO电路106、LED短路检测器108、LED开路检测器109、EN/PWM控制器111、电流感测比较器114、SG输出电路117、DC调光器118、F/V转换器119、SSM电路120、误差放大器121和检测值设置器122)形成在半导体芯片100a上的左侧区域和下部区域中。

每个电路块可以形成在适当的位置，以使到与其连接的焊盘的布线距离尽可能短。例如，恒定电压生成器102可以比其他电路块更靠近焊盘P2(VIN)形成。可以将TSD电路104稍微朝向半导体芯片100a的中心形成，以便其能够精确地测量半导体芯片100a的结区温度Tj。

高耐压噪声系统电路a1与低信号系统电路a2通过缓冲区a3分开。因此，可以抑制从高耐压噪声系统电路a1到低信号系统电路a2的噪声传播。

图33是示出缓冲区a3的竖直结构的图。如此处所示，缓冲区a3可以形成有各自连接至接地端子GND的n型阱和p型集电极壁。利用设置的该缓冲区a3，即使高耐压噪声系统电路a1中的n型半导体区域在噪声的影响下变为负电位并且以该区域作为发射极的寄生晶体管Q1(npn型双极型晶体管)导通时，其集电极电流也不是从低信号系统电路a2中的n型半导体区域汲取，而是从缓冲区a3中的n型阱汲取。因此，可以抑制从高耐压噪声系统电路a1到低信号系统电路a2的噪声传播。

<第二封装示例>

图34是示出LED驱动控制装置100(可以理解为发光元件驱动电路装置200或200A)的第二封装示例的图(xy平面视图)。在下面的描述中，将跨越该图平面的左右轴定义为x轴(即，关于LED驱动控制装置100的左右轴)，并将跨越该图平面的上下轴定义为y轴(即，关于LED驱动控制装置100的上下轴)。

在第二封装示例中，用作LED驱动控制装置100的封装的是24引脚VQFN(超薄方形扁平无引线封装)。沿着封装的左侧，从上至下设置有未连接的引脚(引脚-1)、RT引脚(引脚-2)、COMP引脚(引脚-3)、GND引脚(引脚-4)、未连接的引脚(引脚-5)和DCDIM引脚(引脚-6)。沿着封装的底部侧，从左至右设置有EN/PWM引脚(引脚-7)、SG引脚(引脚-8)、未连接的引脚(引脚-9)、SNSN引脚(引脚-10)、SNSP引脚(引脚-11)和未连接的引脚(引脚-12)。沿着封装的右侧，从下至上设置有PGND引脚(引脚-13)、PGND引脚(引脚-14)、GL引脚(引脚-15)、VDRV5引脚(引脚-16)、BOOT引脚(引脚-17)和未连接的引脚(引脚-18)。沿着封装的顶部侧，从右至左设置有SW引脚(引脚-19)、GH引脚(引脚-20)、未连接的引脚(引脚-21)、CP引脚(引脚-22)、VIN引脚(引脚-23)和VIN引脚(引脚-24)。

将密封在封装中的半导体芯片100a安装在岛部100e上。半导体芯片100a与参照图31至图33描述的半导体芯片100a相同，并设置有焊盘P1至P16作为用于与芯片外部建立电连接的装置。

两个焊盘P1沿着x轴并排布置，并且各自经由电线W1连接至CP引脚(引脚-22)。两个焊盘P2沿着x轴并排布置，并且分别经由电线2a和2b连接至两个VIN引脚(引脚-23和引脚-24)。焊盘P3经由电线W3连接至RT引脚(引脚-2)。焊盘P4经由电线W4连接至COMP引脚(引脚-3)。两个焊盘P5沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W5连接至GND引脚(引脚-4)。两个焊盘P6沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W6连接至DCDIM引脚(引脚-6)。焊盘P7经由电线W7连接至EN/PWM引脚(引脚-7)。焊盘P8经由电线W8连接至SG引脚(引脚-8)。

焊盘P9经由电线W9连接至SNSN引脚(引脚-10)。焊盘P10经由电线W10连接至SNSP引脚(引脚-11)。两个焊盘P11沿着y轴并排布置，并且分别经由电线W11a和W11b连接至两个PGND引脚(引脚-13和引脚-14)。焊盘P12经由电线W12连接至GL引脚(引脚-15)。两个焊盘P13沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W13连接至VDRV5引脚(引脚-16)。焊盘P14经由电线W14连接至BOOT引脚(引脚-17)。两个焊盘P15沿着y轴并排布置，并且各自经由电线W15连接至SW引脚(引脚-19)。焊盘P16经由电线W16连接至GH引脚(引脚-20)。

焊盘P1至P16布置在半导体芯片100a的外边缘区域中，使得分别与它们相对应的电线W1至W16尽可能短，只是焊盘P13和P14布置为稍微比其他焊盘更靠近半导体芯片100a的中心。

在第二封装示例(图34)中，由于引脚的数量24与第一封装示例(图31)中的16个相比增加了，因此可以增加相同功能的引脚数量以将它们提供多个(例如，VIN引脚和PGND引脚)。不用说，优选的是，将焊盘P1至P16不连接成使得它们与引脚-1至引脚-16一一对应，而是连接至分别与焊盘P1至P16相对的引脚，以便使电线W1至16的铺设长度尽可能小。

接下来，将描述沿着x轴观察的引脚-1至引脚-24相对于岛部100e的位置。沿着x轴观察，引脚1至引脚6以及引脚13至引脚18各自至少部分地与岛部100e重叠。另一方面，沿着x轴观察，引脚7至引脚12和引脚19至引脚24均不与岛部100e重叠。

接下来，将描述沿着y轴观察的引脚-1至引脚-24相对于岛部100e的位置。沿着y轴观察，引脚-7至引脚-12和引脚-19至引脚-24各自至少部分与岛部100e重叠。另一方面，沿着y轴观察，引脚-1至引脚-6和引脚-13至引脚-18均不与岛部100e重叠。

在封装内部，在未连接的引脚(引脚-1)和VIN引脚(引脚-24)之间、在DCDIM引脚(引脚-6)和EN/PWM引脚(引脚-7)之间、在未连接的引脚(引脚-12)和PGND引脚(引脚-13)之间以及在未连接的引脚(引脚-18)和SW引脚(引脚-19)之间分别形成有沿着y轴支撑岛部100e的支撑框架100f、100g、100h和100i。

<应用示例>

图35是示出LED驱动控制装置100的应用示例的图。已经提到的电路元件由与之前参照的图1中相同的附图标记标识，并且将不重复重复的描述。。以下描述着重于新的电路元件(电阻器R11至R18、电容器C11和C12、电容器CIN1至CIN3、电感器LFIL1和pnp型双极型晶体管Q0)。

电感器LFIL1和电容器CIN3各自的第一端子连接至输入电压VIN的施加端子。电感器LFIL1的第二端子、电容器CIN1和CIN2各自的第一端子以及晶体管Q0的发射极连接至晶体管N1的漏极。电容器CIN1至CIN3各自的第二端子和晶体管Q0的基极连接至接地电压GND的施加端子。这些电路元件ILFIL1、CIN1至CIN3和Q0构成用于消除输入电压VIN上携带的噪声成分的输入滤波器。

电阻器R11连接在晶体管Q0的集电极和LED驱动控制装置100的VIN引脚之间。电阻器R12和电容器C1串联连接在LED驱动控制装置100的CP引脚和VIN引脚之间。电阻器R13连接在LED驱动控制装置100的DCDIM引脚和VDRV5引脚之间。电阻器R14连接在LED驱动控制装置100的DCDIM引脚和接地电压GND的施加端子之间。电阻器R15连接在LED驱动控制装置100的EN/PWM引脚和VDRV5引脚之间。电阻器R16连接在LED驱动控制装置100的GH引脚和晶体管N1的栅极之间。电阻器R17连接在LED驱动控制装置100的GL引脚和晶体管N2的栅极之间。电阻器R18与电阻器R4并联连接。电容器C11连接在LED驱动控制装置100的VIN端子和接地电压GND的施加端子之间。电容器C12连接在LED驱动控制装置100的DCDIM端子和接地电压GND的施加端子之间。

<电路板布线图案>

图36是示出在其上安装了LED驱动控制装置100的电路板(印刷电路板或模块板)的第一主表面(正面)上的布线图案的示例的图。灰度显示的区域是铺设在板上的导线(布线)覆盖有绝缘膜(阻焊剂)的区域，阴影线区域是导线(布线)被露出以用作组件安装区域的区域。虚线矩形框表示先前提到的图35所示的电路元件的安装位置。

优选的是，例如，如图36所示，与低信号系统电路连接的电路元件(电阻器R1至R3和R13至R15以及电容器C2和C12)连接至与LED驱动控制装置100的电源系统GND导体分开的低信号系统GND导线。电源系统GND导线是占第一主表面很大一部分的普通导线，因此具有极低的阻抗。然而，将低信号系统电路与其连接可能会在电源系统GND导线上引起小噪声，从而不利地影响低信号系统电路的运行。为了避免这种情况，如上所述，优选将低信号系统GND导线设置为独立导线。

优选的是，将作为输入滤波器的一部分的电容器CIN1布置为比其他电路元件更靠近晶体管N1，以减小在70至80MHz频带中的振铃噪声。

<概述>

接下来是本说明书中公开的各种实施方式的概述。

根据本说明书中所公开的内容的一个方面，发光元件驱动控制装置包括：驱动逻辑电路，其被配置为驱动和控制开关输出级，该开关输出级被配置为将输入电压降压至输出电压，以将输出电压提供给发光元件；电荷泵电源，其被配置为生成高于输入电压的升压电压；以及电流感测比较器，其被配置为：被提供作为电源电压的升压电压和输出电压，并且将与开关输出级中的电感器电流相对应的电流感测信号直接与峰值检测值和谷值检测值进行比较，以生成用于驱动逻辑电路的控制信号。(第一配置)

优选地，上述的第一配置的发光元件驱动控制装置还包括：驱动器，其被配置为接通和断开开关输出级中的输出开关；以及自举电源，其被配置为升高在输出开关的一个端子处出现的具有矩形波形的开关电压以生成用于驱动器的电源电压。优选地，电荷泵电源被配置为被提供来自自举电源的电荷以生成升压电压。(第二配置)

优选地，上述的第一或第二配置的发光元件驱动控制装置还包括：频率反馈控制器，其被配置为调节峰值检测值和谷值检测值，以使即使当输出电压变化时，开关输出级的开关频率仍保持恒定值。(第三配置)

在上述的第三配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，频率反馈控制器被配置为根据用于提供给发光元件的输出电流的目标设置值来可变地控制峰值检测值的上限和谷值检测值的下限。(第四配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种发光元件驱动装置包括：上述的第一至第四配置中任一种配置的发光元件驱动控制装置；以及开关输出级，其被配置通过发光元件驱动控制装置驱动和控制。发光元件驱动装置向发光元件提供恒定的输出电流。(第五配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种发光装置包括：上述的第五配置的发光元件驱动装置；以及由发光元件驱动装置驱动的至少一个发光元件(第六配置)。

优选地，上述的第六配置的发光装置还包括：发光元件串，其由串联连接的多个发光元件组成；开关矩阵，其被配置为独立地点亮和熄灭多个发光元件；以及开关控制器，其被配置为控制开关矩阵。(第七配置)

在上述的第七配置的发光装置中，优选地，发光元件是发光二极管或有机EL元件。(第八配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种车辆包括：上述的第六至第八配置中的任一种配置的发光装置。(第九配置)

在上述的第九配置的车辆中，优选地，发光装置是前照灯、日间行驶灯、尾灯、刹车灯和转向灯中的至少一种。(第十配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种发光元件驱动控制装置包括：驱动逻辑电路，其被配置为驱动和控制开关输出级，该开关输出级被配置为从输入电压生成输出电压，以将输出电压提供给发光元件；电流感测比较器，其被配置为将与开关输出级中的电感器电流相对应的电流感测信号与峰值检测值和谷值检测值进行比较，以生成用于驱动逻辑电路的控制信号；以及电流调节器，其被配置为根据在电流感测信号达到峰值检测值和谷值检测值中的一个之后直到电感器电流实际取一个极值为止的第一时间来调节电感器电流的另一个极值。(第十一配置)

在上述的第十一配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，开关输出级包括输出开关和同步整流开关，第一时间是在电流感测信号达到谷值检测值并且同步整流开关断开之后直到输出开关接通为止的同时截止时间。(第十二配置)

在上述的第十二配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，电流调节器被配置为根据第一时间调节在电流感测信号达到峰值检测值之后直到输出开关断开为止的第二时间。(第十三配置)

在上述的第十三配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，当输入电压用VIN表示，输出电压用VOUT表示，第一时间用T11表示，第二时间用T12表示时，则T12＝[VOUT/(VIN-VOUT)]×T11。(第十四配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种发光元件驱动装置包括：上述的第十一至第十四配置中任一种配置的发光元件驱动控制装置；以及开关输出级，其被配置为由发光元件驱动控制装置驱动和控制。发光元件驱动装置向发光元件提供恒定的输出电流。(第十五配置)

根据本说明书公开的内容的另一个方面，一种发光装置包括：根据上述的第十五配置的发光元件驱动装置；以及至少一个发光元件。(第十六配置)

优选地，上述的第十六配置的发光装置还包括：发光元件串，其由串联连接的多个发光元件组成；开关矩阵，其被配置为独立地点亮和熄灭多个发光元件；以及开关控制器，其被配置为控制开关矩阵。(第十七配置)

在上述的第十七配置的发光装置中，优选地，发光元件是发光二极管或有机EL元件。(第十八配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种车辆包括：根据上述的第十六至第十八配置中的任一种配置的发光装置。(第十九配置)

在上述的第十九配置的车辆中，优选地，发光装置是前照灯、日间行驶灯、尾灯、刹车灯和转向灯中的至少一种。(第二十配置)

根据本说明书中公开的内容的另一个方面，一种发光元件驱动电路装置包括：高侧晶体管和低侧晶体管，该高侧晶体管的主导电路径和该低侧晶体管的主导电路径依次串联连接在电源端子和接地电位之间；时钟信号生成器，其被配置为生成时钟信号，该时钟信号驱动高侧晶体管和低侧晶体管以使它们互补地导通和截止；电感器、电流感测电阻器和电容器，它们串联连接在高侧晶体管和低侧晶体管的公共连接节点与接地电位之间，并且通过在公共连接节点处出现的切换信号而被提供电流；发光元件，其连接至在电容器的一个端子处出现的电压源；第一比较器，其被配置为感测在电流感测电阻器的端子之间出现的电压；发光元件电流感测电路，其被配置为感测流过电流感测电阻器的发光元件电流；以及持续时间确定电路，其被配置为测量切换信号中的高电平或低电平的持续时间。发光元件驱动电路装置基于来自第一比较器的比较器输出信号和来自持续时间确定电路的输出而发出关于发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。(第二十一配置)

在上述的第二十一配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，电流感测电路包括：第二比较器，其被配置为检测发光元件电流的谷值；以及第三比较器，其被配置为检测发光元件电流的峰值。(第二十二配置)

在上述的第二十一或第二十二配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，持续时间确定电路是包括触发器的计数器。(第二十三配置)

在上述的第二十一至第二十三配置中的任一种配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，持续时间确定电路包括：积分器，其被配置为对切换信号进行积分；以及比较器，其被配置为将从积分器输出的积分电压与预定参考电压进行比较。优选地，发光元件驱动电路装置基于来自比较器的输出而发出关于发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。(第二十四配置)

在上述的第二十一至第二十三配置中的任一种配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，持续时间确定电路包括电压-电流转换器，该电压-电流转换器被配置为将切换信号转换为电流，并且发光元件驱动电路装置基于来自电压-电流转换器的输出而发出关于发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

(第二十五配置)

在上述的第二十一至第二十五配置中的任一种配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，第一比较器具有第一输入端子和第二输入端子，向第一比较器的第一输入端子馈送电流感测电阻器的低电位侧的电压，并且向第一比较器的第二输入端子馈送从电流感测电阻器的高电位侧的电压中减去第一阈值而得到的电压。(第二十六配置)

在上述的第二十六配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，设置第一阈值以便与切换信号同步地在第一阈值电压和第二阈值电压之间切换，并且第二阈值电压比第一阈值电压高一位或更多位。(第二十七配置)

在上述的第二十七配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，在第一比较器检测到发光元件的连接状态不良的时段中，在第一阈值电压和第二阈值电压之间切换第一阈值。(第二十八配置)

在上述的第二十二配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，第二比较器具有第一输入端子和第二输入端子，向第二比较器的第一输入端子馈送由将第二阈值加到电流感测电阻器的低电位侧的电压中而得到的电压，并且向第二比较器的第二输入端子馈送电流感测电阻器的高电位侧的电压。(第二十九配置)

在上述的第二十二配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，第三比较器具有第一输入端子和第二输入端子，向第三比较器的第一输入端子馈送电流感测电阻器的高电位侧的电压，并且向第三比较器的第二输入端子馈送由将第三阈值加到电流感测电阻器的低电位侧的电压中而得到的电压。(第三十配置)

在上述的第二十三配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，设置切换信号的高电平时段DH与低电平时段DL的占空比αDH＝DH/(DH+DL)，使得当计数器已经进行了预定时间的计数时，αDH＝0.950至0.999，并且在低电平时段DL中，低侧晶体管被导通并且在电流感测电阻器的端子之间出现的电压被感测。(第三十一配置)

在上述的第三十一配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，计数器包括第一计数器、第二计数器和第三计数器，它们被配置为基于组合信号进行操作，组合信号是通过将由作为时钟信号的时钟信号进行分频而得到的分频信号组合在一起而生成的。优选地，第二计数器被配置为对切换信号的高电平持续时间进行计数；第三计数器被配置为，当第二计数器已经进行了预定时间的计数时，设置切换信号重复高电平和低电平的时段；并且第一计数器被配置为，当由第三计数器设置的时段已经发生超过预定时间时，输出关于连接状态的通知信号(第三十二配置)

在上述的第三十二配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，当由第一计数器、第二计数器和第三计数器计数的时间分别由T1、T2和T3表示时，则T2＜T3＜T1。(第三十三配置)

在上述的第三十三配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，时间T1、T2和T3分别为1.28ms、10μs和80μs，并且时钟信号的周期为0.1μs至5μs。

(第三十四配置)

在上述的第三十二至第三十四配置中的任一种配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，在第一比较器检测到发光元件的连接状态不良的时段中，在高侧晶体管和低侧晶体管从高电平转变为低电平的时段期间以及高侧晶体管和低侧晶体管从低电平转变为高电平的时段期间，暂停对发光元件的开路检测。(第三十五配置。)

在上述的第二十一至第三十五配置中的任一种配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，发光元件电流由开关调节器提供。(第三十六配置)

在上述的第三十六配置的发光元件驱动电路装置中，优选地，开关调节器是降压型、升压型和升压/降压型中的一种类型的同步整流开关调节器。(第三十七配置)

在根据上述的第一至第四和第十一至第十四配置中的任一种配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，发光元件驱动控制装置密封在HTSSOP(散热薄型收缩小外形封装)或VQFN(超薄方形扁平无引线封装)中。(第三十八配置)

优选地，根据上述的第一至第四和第十一至第十四配置中的任一种配置的发光元件驱动控制装置还包括：设置在包括驱动逻辑电路的高耐压噪声系统电路与包括电流感测比较器的低信号系统电路之间的缓冲区，该缓冲区抑制从高耐压噪声系统电路到低信号系统电路的噪声传播。(第三十九配置)

在根据上述的第三十九配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，缓冲区形成有分别连接至接地端子的n型阱和p型集电极壁。(第四十配置)

在上述根据第三十三或第三十四配置的发光元件驱动控制装置中，优选地，与低信号系统电路连接的电路元件连接至与电源系统GND导线分开的低信号系统GND导线。(第四十一配置)

<另外的变型例>

尽管上述实施方式涉及以发光二极管(LED)用作发光元件的配置作为例子，但这并不意味着限制本发明；而是，例如，可以使用有机EL(电致发光)元件作为发光元件。

本说明书中公开的各种技术特征能够以不同于上述实施方式的任何其他方式来实现，并且允许在不背离所涉及的技术创造精神的情况下进行许多修改。即，以上描述的实施方式应该被理解为在各个方面都是说明性的而不是限制性的。本发明的技术范围不是由以上给出的实施方式的描述限定的，而是由所附的权利要求书限定的，并且应当理解为包含在与权利要求等同的意义和范围内进行的任何修改。

工业上的适用性

本说明书中公开的发明在例如车载外部灯(例如，DRL/位置灯、转向灯和尾灯)和矩阵控制的车载外部灯(例如，顺序转向灯、ADB前照灯和AFS(自适应前部照明系统)前照灯)中获得应用。

符号的说明

1 LED发光装置

10 LED驱动装置(对应于发光元件驱动装置)

20 LED串

21至25 LED(对应于发光元件)

30 开关矩阵

31至35 开关

40 开关控制器

100 LED驱动控制装置(对应于发光元件驱动控制装置)

100a 半导体芯片

100b、100e 岛部

100c、100d、100f、100g、100h、100i 支撑框架

101 参考电压生成器

102 恒定电压生成器

103 振荡器

104 TSD电路

105 VINUVLO电路

106 VDRV5UVLO电路

107 OCP电路

108 LED短路检测器

109 LED开路检测器

110 BOOTVULO电路

111 EN/PWM控制器

112 控制逻辑电路

113 驱动逻辑电路(兼作电平转变器)

114 电流感测比较器

114a、114b 比较器

115 高侧驱动器

116 低侧驱动器

117 SG输出电路

118 DC调光器

119 F/V转换器

120 SSM电路

121 误差放大器

122 检测值设置器

122a、122b 电流源

122c、122d 电阻器

123 峰值电流调节器(对应于电流调节器)

130 半导体芯片

210 集成电路

200、200A 发光元件驱动电路装置

a1 高耐压噪声系统电路

a2 低信号系统电路

a3 缓冲区

+B 电源电压

C1至C9、C11、C12、CIN1至CIN3 电容器

CL 控制逻辑电路

COMP1 第一比较器

COMP2 第二比较器(LED电流检测电路)

COMP3 第三比较器(LED电流检测电路)

COUNT1 第一计数器(持续时间确定装置)

COUNT2 第二计数器(持续时间确定装置)

COUNT3 第三计数器(持续时间确定装置)

CSC LED 电流感测电路

D1、D2、D11、D12 二极管

DL 驱动逻辑电路

DRVH 高侧驱动器

DRVL 低侧驱动器

GND1、GND2 外部端子(接地端子)

GND 接地电位

Ib 谷值电流

ILED LED 电流

Ip 峰值电流

L1、L2、L3、LFIL1 电感器

LED 发光元件

LOGIC 逻辑电路

M1 高侧晶体管

M2 低侧晶体管

N1、N2、N11、N12 N沟道MOS场效应晶体管

OSC 时钟信号振荡器

P1至P16焊盘

Q0 pnp型双极型晶体管

Q1 寄生晶体管(npn型双极型晶体管)

R1至R5、R11至R18 电阻器

RA 电流检测电阻器

RST 复位信号

SC1 第一组合信号

SC2 第二组合信号

SC3 第三组合信号

SCOUNT1 第一次计数信号

SCOUNT2 第二计数信号

SCOUNT3 第三计数信号

SD1 第一分频信号

SD2 第二分频信号

SD3 第三分频信号

SD4 第四分频信号

SET 设置信号

SGC 通知装置

Sopen 开路检测启用/禁用信号

SOSC 时钟信号

Vb 谷值

VCP 电荷泵电压

VGH 高侧栅极信号

VGL 低侧栅极信号

VIN 电源端子

VLED LED 电压

Vopen 第一阈值

Vopen1 第一阈值电压

Vopen2 第二阈值电压

Vp 峰值

VSG LED连接状态通知标志信号

VSW 切换信号

W1至W16 电线

X10 车辆

X11 前照灯

X12 日间行驶灯

X13 尾灯

X14 刹车灯

X15 转向灯

Y10 LED前照灯模块

Y20 LED转向灯模块

Y30 LED尾灯模块

α 自举电源

β 电荷泵电源。

Claims (30)

1.一种发光元件驱动控制装置，包括：

驱动逻辑电路，其被配置为驱动和控制开关输出级，该开关输出级被配置为从输入电压生成输出电压，以将所述输出电压提供给发光元件；

电流感测比较器，其被配置为将与所述开关输出级中的电感器电流相对应的电流感测信号与峰值检测值和谷值检测值进行比较，以生成用于所述驱动逻辑电路的控制信号；以及

电流调节器，其被配置为：根据在所述电流感测信号达到所述峰值检测值和所述谷值检测值中的一个之后直到所述电感器电流实际取一个极值为止的第一时间，来调节所述电感器电流的另一个极值，

所述开关输出级包括输出开关和同步整流开关，

所述第一时间是在所述电流感测信号达到所述谷值检测值并且所述同步整流开关断开之后直到所述输出开关接通为止的同时截止时间。

2.根据权利要求1所述的发光元件驱动控制装置，其特征在于，

所述电流调节器被配置为根据所述第一时间调节在所述电流感测信号达到所述峰值检测值之后直到所述输出开关断开为止的第二时间。

3.根据权利要求2所述的发光元件驱动控制装置，其中，

当所述输入电压用VIN表示，所述输出电压用VOUT表示，所述第一时间用T11表示，所述第二时间用T12表示时，则T12＝[VOUT/(VIN-VOUT)]×T11。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的发光元件驱动控制装置，其中，

所述发光元件驱动控制装置密封在HTSSOP(散热薄型收缩小外形封装)或VQFN(超薄方形扁平无引线封装)中。

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的发光元件驱动控制装置，还包括：

设置在包括所述驱动逻辑电路的高耐压噪声系统电路与包括所述电流感测比较器的低信号系统电路之间的缓冲区，该缓冲区抑制从所述高耐压噪声系统电路到所述低信号系统电路的噪声传播。

6.根据权利要求5所述的发光元件驱动控制装置，其中，

所述缓冲区形成有分别连接至接地端子的n型阱和p型集电极壁。

7.根据权利要求5所述的发光元件驱动控制装置，其中，

与所述低信号系统电路连接的电路元件，被连接至与电源系统GND导线分开的低信号系统GND导线。

8.一种发光元件驱动装置，包括：

根据权利要求1至7中的任一项所述的发光元件驱动控制装置；以及

开关输出级，其被配置为由所述发光元件驱动控制装置驱动和控制，

其中：

所述发光元件驱动装置向发光元件提供恒定的输出电流。

9.一种发光装置，包括：

根据权利要求8所述的发光元件驱动装置；以及

由所述发光元件驱动装置驱动的至少一个发光元件。

10.根据权利要求9所述的发光装置，还包括：

发光元件串，其由串联连接的多个发光元件组成；

开关矩阵，其被配置为独立地点亮和熄灭所述多个发光元件；以及

开关控制器，其被配置为控制所述开关矩阵。

11.根据权利要求10所述的发光装置，其中，

所述发光元件是发光二极管或有机EL元件。

12.一种车辆，包括：

根据权利要求9至11中任一项所述的发光装置。

13.根据权利要求12所述的车辆，其中：

所述发光装置是前照灯、日间行驶灯、尾灯、刹车灯和转向灯中的至少一种。

14.一种发光元件驱动电路装置，包括：

高侧晶体管和低侧晶体管，该高侧晶体管的主导电路径和该低侧晶体管的主导电路径依次串联连接在电源端子和接地电位之间；

时钟信号生成器，其被配置为生成时钟信号，该时钟信号驱动所述高侧晶体管和所述低侧晶体管以使它们互补地导通和截止；

电感器、电流感测电阻器和电容器，它们串联连接在所述高侧晶体管和所述低侧晶体管的公共连接节点与所述接地电位之间，并且通过在所述公共连接节点处出现的切换信号而被提供电流；

发光元件，其连接至在所述电容器的一个端子处出现的电压源；

第一比较器，其被配置为感测在所述电流感测电阻器的端子之间出现的电压；

发光元件电流感测电路，其被配置为感测流过所述电流感测电阻器的发光元件电流；以及

持续时间确定电路，其被配置为测量所述切换信号中的高电平或低电平的持续时间，

其中：

所述发光元件驱动电路装置基于来自所述第一比较器的比较器输出信号和来自所述持续时间确定电路的输出，而发出关于所述发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

15.根据权利要求14所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述电流感测电路包括：

第二比较器，其被配置为检测所述发光元件电流的谷值；以及

第三比较器，其被配置为检测所述发光元件电流的峰值。

16.根据权利要求14所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述持续时间确定电路是包括触发器的计数器。

17.根据权利要求14至16中任一项所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述持续时间确定电路包括：

积分器，其被配置为对所述切换信号进行积分；以及

比较器，其被配置为将从所述积分器输出的积分电压与预定参考电压进行比较，

其中：

所述发光元件驱动电路装置基于来自所述比较器的输出，而发出关于所述发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

18.根据权利要求14至16中任一项所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述持续时间确定电路包括电压-电流转换器，该电压-电流转换器被配置为将所述切换信号转换为电流，并且

所述发光元件驱动电路装置基于来自所述电压-电流转换器的输出，而发出关于所述发光元件的连接状态是良好还是不良的通知。

19.根据权利要求14至16中任一项所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述第一比较器具有第一输入端子和第二输入端子，

向所述第一比较器的所述第一输入端子馈送所述电流感测电阻器的低电位侧的电压，并且

向所述第一比较器的所述第二输入端子馈送从所述电流感测电阻器的高电位侧的电压中减去第一阈值而得到的电压。

20.根据权利要求19所述的发光元件驱动电路装置，其中，

设置所述第一阈值，以便与所述切换信号同步地在第一阈值电压和第二阈值电压之间切换，并且

所述第二阈值电压比所述第一阈值电压高一位或更多位。

21.根据权利要求20所述的发光元件驱动电路装置，其中，

在所述第一比较器检测到所述发光元件的连接状态不良的时段中，在所述第一阈值电压和所述第二阈值电压之间切换所述第一阈值。

22.根据权利要求15所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述第二比较器具有第一输入端子和第二输入端子，

向所述第二比较器的所述第一输入端子馈送由将第二阈值加到所述电流感测电阻器的低电位侧的电压中而得到的电压，并且

向所述第二比较器的所述第二输入端子馈送所述电流感测电阻器的高电位侧的电压。

23.根据权利要求15所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述第三比较器具有第一输入端子和第二输入端子，

向所述第三比较器的所述第一输入端子馈送所述电流感测电阻器的高电位侧的电压，并且

向所述第三比较器的所述第二输入端子馈送由将第三阈值加到所述电流感测电阻器的低电位侧的电压中而得到的电压。

24.根据权利要求16所述的发光元件驱动电路装置，其中，

设置所述切换信号的高电平时段DH与低电平时段DL的占空比αDH＝DH/(DH+DL)，使得当所述计数器已经进行了预定时间的计数时，αDH＝0.950至0.999，并且

在所述低电平时段DL中，所述低侧晶体管被导通并且在所述电流感测电阻器的端子之间出现的电压被感测。

25.根据权利要求24所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述计数器包括第一计数器、第二计数器和第三计数器，它们被配置为基于组合信号进行操作，所述组合信号是通过将由作为输入信号的所述时钟信号进行分频而得到的分频信号组合在一起而生成的，

所述第二计数器被配置为对所述切换信号的高电平持续时间进行计数；

所述第三计数器被配置为，当所述第二计数器已经进行了预定时间的计数时，设置所述切换信号重复高电平和低电平的时段；并且

所述第一计数器被配置为，当由所述第三计数器设置的时段已经发生超过预定时间时，输出关于所述连接状态的通知信号。

26.根据权利要求25所述的发光元件驱动电路装置，其中，

当由所述第一计数器、所述第二计数器和所述第三计数器计数的时间分别由T1、T2和T3表示时，则T2＜T3＜T1。

27.根据权利要求26所述的发光元件驱动电路装置，其中，

时间T1、T2和T3分别为1.28ms、10μs和80μs，并且所述时钟信号的周期为0.1μs至5μs。

28.根据权利要求25至27中任一项所述的发光元件驱动电路装置，其中，

在所述第一比较器检测到所述发光元件的连接状态不良的时段中，在所述高侧晶体管和所述低侧晶体管从高电平转变为低电平的时段期间以及所述高侧晶体管和所述低侧晶体管从低电平转变为高电平的时段期间，暂停对所述发光元件的开路检测。

29.根据权利要求14、15、16、22、23、24、25、26、27中任一项所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述发光元件电流由开关调节器提供。

30.根据权利要求29所述的发光元件驱动电路装置，其中，

所述开关调节器是降压型、升压型和升压/降压型中的一种类型的同步整流开关调节器。

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