CN111313854B - 一种射频功率放大器电路及增益控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请实施例公开了一种射频功率放大器电路及增益控制方法，电路包括：依次连接的可控衰减电路、输入匹配电路、驱动放大电路、级间匹配电路、功率放大电路和输出匹配电路，与驱动放大电路跨接的反馈电路；可控衰减电路用于根据模式控制信号实现射频功率放大器电路的负增益模式与非负增益模式之间的切换；输入匹配电路用于使可控衰减电路和驱动放大电路阻抗匹配；驱动放大电路用于放大信号；反馈电路用于调节增益；级间匹配电路用于使驱动放大电路和功率放大电路之间阻抗匹配；功率放大电路用于放大信号；输出匹配电路用于使射频功率放大器电路和后级电路阻抗匹配。本申请实施例实现了射频功率放大器电路的负增益模式与非负增益模式之间的切换。

Description

一种射频功率放大器电路及增益控制方法

技术领域

本申请实施例涉及但不限于射频前端电路，尤其涉及一种射频功率放大器电路及增益控制方法。

背景技术

射频前端系统中的功率放大器（Power Amplifier，PA）一般要求发射功率可调，当PA之前射频收发器的输出动态范围有限时，就要求功率放大器增益高低可调节。在广域低功耗通信的应用场景中，对射频功率放大器电路的增益可调要求变得更突出，其动态范围要达到35~40dB，并出现负增益的需求模式。

相关技术中通常通过反馈电路提供的负反馈来对增益进行调节，但是反馈电路只能增加或减少增益，而不能实现负增益，无法满足射频功率放大器电路的负增益需求。

发明内容

有鉴于此，本申请实施例提供一种射频功率放大器电路及增益控制方法。

本申请实施例的技术方案是这样实现的：

本申请实施例提供一种射频功率放大器电路，具有负增益模式与非负增益模式，所述射频功率放大器电路包括：依次连接的可控衰减电路、输入匹配电路、驱动放大电路、级间匹配电路、功率放大电路和输出匹配电路，与所述驱动放大电路跨接的反馈电路，

所述可控衰减电路，具有接地旁路，所述接地旁路具有第一开关，所述可控衰减电路用于根据模式控制信号，切换所述第一开关的状态，以切换所述射频功率放大器电路的增益模式；

所述输入匹配电路，用于使所述可控衰减电路和所述驱动放大电路之间阻抗匹配；

所述驱动放大电路，用于对输入信号进行放大；

所述反馈电路，用于调节所述射频功率放大器电路的增益；

所述级间匹配电路，用于使所述驱动放大电路和所述功率放大电路之间阻抗匹配；

所述功率放大电路，用于对放大后的所述输入信号进行放大；

所述输出匹配电路，用于使所述射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

本申请实施例提供一种增益控制方法，应用于上述的射频功率放大器电路，所述方法包括：

所述可控衰减电路，根据模式控制信号，切换所述第一开关的状态，以切换所述射频功率放大器电路的增益模式；

所述输入匹配电路，使所述可控衰减电路和所述驱动放大电路之间阻抗匹配；

所述驱动放大电路，对输入信号进行放大；

所述反馈电路，调节所述射频功率放大器电路的增益；

所述级间匹配电路，使所述驱动放大电路和所述功率放大电路之间阻抗匹配；

所述功率放大电路，对放大后的所述输入信号进行放大；

所述输出匹配电路，使所述射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

本申请实施例中，通过射频功率放大器电路中的可控衰减电路、驱动放大电路、功率放大电路等电路对输入信号进行处理，实现射频功率放大器电路的负增益模式与非负增益模式之间的切换，电路结构简单，能有效的降低硬件成本。

附图说明

图1A为本发明实施例提供的相关技术中射频功率放大器电路的组成结构示意图；

图1B为本发明实施例提供的相关技术中射频功率放大器电路的电路结构示意图；

图2A为本发明实施例提供的射频功率放大器电路的组成结构示意图；

图2B为本发明实施例提供的射频功率放大器电路的电路结构示意图

图3为本发明实施例提供的可控衰减电路的示意图；

图4为本发明实施例提供的可控衰减电路的示意图；

图5A为本发明实施例提供的可控衰减电路和输入匹配电路的示意图；

图5B为本发明实施例提供的可控衰减电路和输入匹配电路的示意图；

图6为本发明实施例提供的反馈电路的示意图；

图7为本发明实施例提供的第一偏置电路的示意图；

图8（a）为本发明实施例提供的可控衰减电路的等效示意图；

图8（b）为本发明实施例提供的可控衰减电路的等效示意图；

图9为本发明实施例提供的可控衰减电路的的示意图；

图10为本发明实施例提供的可控衰减电路和输入匹配电路的示意图。

具体实施方式

对于窄带物联网（Narrow Band Internet of Things，NB-IoT）的终端（UserEquipment，UE）来说，射频前端系统中的射频功率放大器电路一般要求发射功率可调，当射频功率放大器电路之前射频收发器的输出动态范围有限时，就要求功率放大器增益高低可调节。在广域低功耗通信的应用场景中，对射频功率放大器电路的增益可调要求变得更突出，其动态范围要达到35~40dB，并出现负增益的需求模式。例如，在窄带物联网通信对象之间距离近（NB-IoT的终端距离基站很近）的情况下会出现负增益的需求。

在应用中，一方面在射频功率放大器的电路设计中，可以降低功率增益，在不过度影响原有电路匹配的前提下，通过增强驱动级晶体管的负反馈；另一方面，可以在输入匹配电路中插入可控衰减电路的设计，这样对功率放大器的性能影响较小，降低增益的效果明显。

下面介绍一种射频功率放大器电路，是在高增益模式的电路基础上，一般通过增强驱动级的负反馈来降低增益。图1A为相关技术中射频功率放大器电路的组成结构示意图，图1B为图1A的电路结构示意图，参见图1A和图1B，方案（1）中降低增益的设计方案一般包括输入匹配电路101、驱动放大级电路102、反馈电路103、级间匹配电路104、功率放大级电路105和输出匹配电路106。

其中，输入匹配电路101由L2、C1和R3串联组成；驱动放大级电路102由MOSFET T2和T3叠加构成共源共栅结构，T3的栅极通过C2射频接地；反馈电路103由R4和C4串联，跨接在T2栅极和T3漏极之间组成；级间匹配电路104由L3、C7和C8组成；功率放大级电路105由MOSFET T4和T5叠加构成共源共栅结构，T5的栅极通过C6射频接地。输出匹配电路106由L4、L5、C10和C11组成。注意T2和T4组成电流偏置电路（电流镜形式），以及T3和T5组成电压偏置电路，在图1B中缺省。该方案（1）能较好的保证功率放大器在增益降低后的带宽和线性度等性能，但是，单纯依靠反馈电路提供的负反馈，能降低增益但不能将增益变为负。

下面结合附图和实施例对本申请的技术方案进一步详细阐述。

在窄带物联网的应用场景中，终端，如水电表等，在其内部有射频收发器、通信模组、微控制器、射频功率放大器电路和天线等；其中：

射频收发器用于对信号进行混频；通信模组，用于与基站进行通信，进而实现自动化抄表；微控制器，用于对射频功率放大器电路进行控制，以得到一定的输出功率；射频功率放大器电路，用于根据微控制器的控制，对射频收发器的输出信号进行放大或衰减；天线，用于发射射频功率放大器电路的输出信号。

由于终端（如水电表）分布范围广，每个终端距离基站的距离各不相同，距离基站远的终端，其信道衰减量大，因此需要射频功率放大器电路的输出功率大；而距离基站近的终端，其信道衰减量小，因此需要射频功率放大器电路的输出功率小。微控制器通过控制射频功率放大器电路的输入功率和增益，从而控制其输出功率，使其输出功率满足要求。

例如，基站使用预先确定的通信资源发送同步信号（Synchronization Channel，SCH）和广播信号（Broadcast Channel，BCH）。然后，终端首先捕捉SCH，从而确保与基站之间的同步。然后，终端通过读取BCH而获取基站特定的参数（如频率、带宽等）。终端在获取到基站特定的参数之后，通过对基站进行连接请求，建立与基站的通信。基站根据需要对建立了通信的终端通过物理下行控制信道（Physical Downlink Control Channel，PDCCH）等控制信道发送控制信息。终端中的微控制器通过通信模组接收到控制信息后，控制输出功率，使其满足要求。

基站在与终端的通信过程中，根据路径损耗（Path Loss，PL）确定链路预算（LinkBudget，LB）（单位为分贝），再根据链路预算LB确定终端的发射功率（Transmitting Power，PT）（单位为分贝瓦或者分贝毫瓦）。终端在与基站通信后，确定天线的发射功率PT，根据天线的发射功率PT和天线的增益确定射频功率放大器电路的输出功率，根据射频功率放大器电路的输出功率确定射频功率放大器电路的输入功率和增益，通过微控制器对射频功率放大器电路的输入功率进行调节，并根据增益确定射频功率放大器电路中的模式控制信号，使其最终的输出功率满足要求。

其中，路径损耗PL的计算参见公式（1）：

PL=20log10(f)+20log10(d)–c （1）；

其中，f为信号频率，单位为MHz；d为基站和终端之间的距离；c为经验值，一般取28。

在一些实施例中，如欲计算出户外空旷环境中距离为d=1200米，频率为f=915MHz和f=2.4GHz时的路径损耗PL，则可根据公式（1）推导出f=915MHz时的PL为：20log10(915)+20log10(1200)–28=92.8dB，还可推导出f=2.4GHz时的PL为：20log10(2400)+20log10(1200)–28=101.2dB。

如果发送器与目标接收机之间的路径损耗PL大于链路预算LB，那么就会发生数据丢失，无法实现通信，因此，链路预算LB需要大于等于路径损耗PL，据此可以得到链路预算值。终端的发射功率PT由式（2）计算得到：

LB=PT+GT+GR-RS （2）；

其中，GT为终端的天线增益，单位为分贝；GR为基站的接收机天线增益，单位为分贝；RS为接收机灵敏度，是在可接受的信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR）情况下，系统能探测到的最小的射频信号。RS的计算可以参见公式（3）：

RS=-174dBm/Hz+NF+10logB+SNRMIN （3）；

其中，-174dBm/Hz为热噪声底限；NF为全部接收机噪声，单位为分贝；B为接收机整体带宽，SNRMIN则为最小信噪比。

一般来说，射频功率放大器电路存在高功率模式（非负增益），中功率模式（非负增益）和低功率模式（负增益）这三种模式。由于射频收发器的线性功率输出范围为-35dBm~0dBm，因此，若超出这一范围，信号将产生非线性。

当射频功率放大器电路工作在高功率模式时，需要射频功率放大器电路的饱和功率为27.5dBm，此时信号将产生非线性，其功率需要小于22.5dBm才能实现线性输出，此时射频功率放大器电路的线性增益为30dB，因此，其线性输出功率范围为：-5dBm~22.5dBm。

当射频功率放大器电路工作在中功率模式时，需要射频功率放大器电路的饱和功率为20dBm，此时信号将产生非线性，其功率需要小于10dBm才能实现线性输出，此时射频功率放大器电路的线性增益为15dB，因此，其线性输出功率范围为：-20dBm~10dBm。

当射频功率放大器电路工作在低功率模式（负增益）时，需要射频功率放大器电路的饱和功率为5dBm，此时信号将产生非线性，其功率需要小于-10dBm才能实现线性输出，此时射频功率放大器电路的线性增益为-10dB，因此，其线性输出功率范围为：-45dBm~-10dBm。

上述高、中、低功率模式中有功率等级的交叠，这是窄带物联网技术平台的要求，这样可保证应用端配置的灵活性。比如同样功率等级下，选择耗电小的功率模式等。这样发射信号功率即输出功率覆盖了-45dBm到22.5dBm，总共67.5dB的线性功率输出范围，可满足广域的信号覆盖要求。

参见图1A和图1B，在射频功率放大器电路已经加强负反馈基础上（引入负反馈电路），调节各级晶体管的偏置电路（例如调节T2和T4漏极的偏置电流，或者调节T3和T5漏极的偏置电压），再在输入匹配电路之前引入可控衰减电路，可以进一步降低增益。从理论来讲，可控衰减电路通过设计可以满足负增益的需求。这里，可控衰减电路需要考虑尽量降低其对放大器输入匹配电路的影响，它最好可以与输入匹配电路的设计融合。另外，需要射频功率放大器电路在没有处于负增益工作模式下时，具有适当的射频传导功率容量和静电保护能力（Electro-Static Discharge，ESD）。

本申请实施例提供一种射频功率放大器电路，如图2所示，与图1A相比，在输入端口和输入匹配电路之间插入可控衰减电路。

当射频功率放大器电路处于非负增益模式时，可控衰减电路处于无衰减状态，需要减少对射频功率传导的影响，在应用中需要将输入匹配电路和可控衰减电路隔离。

当射频功率放大器电路处于负增益模式时，可控衰减电路处于衰减状态，一部分射频传导能量进入可控衰减电路变成热能消耗掉，另一部分射频传导能量进入功率放大器进行放大（在加强了负反馈的电路基础上，再放大衰减后的射频信号）。

本申请实施例中的可控衰减电路处于衰减状态时，整个电路的衰减程度可达到-10dB左右。可以理解为，比原来从RFIN端进入电路的输入信号，已经衰减了10dB。从整体电路的增益特性看，若原来的已经加强负反馈的放大器的增益是0dB，那么现在功率放大器的增益就是-10dB了。

整个电路的负增益由三部分完成：（1）FET的偏置电路向降压降流切换；（2）射频功率放大器电路驱动级的反馈电路向反馈增强切换；（3）输入匹配中可控衰减电路的接地开关打开。其中（1）（2）同时满足时，从设计看整体电路增益最低实现0dB左右。再加入措施（3），电路可再多衰减10dB左右。即满足负增益放大。

图2A中的可控衰减电路的结构如图3所示，可控衰减电路包括：串联电感L和并联到地的电阻R和开关SW1。其中：

串联电感L用于匹配并联到地支路中的SW1在关闭状态的寄生电容，减少对后级驱动放大电路的输入匹配电路的影响。在负增益模式下，SW1处在导通状态，电阻R主要承担对射频输入功率分流后的衰减，SW1主要负责射频输入支路端与接地端（GND）的导通。若系统要求的增益很低，R也可以省略，用SW1自身导通时寄生的电阻吸收和衰减射频功率。这里的开关可以用各种半导体工艺实现，如互补金属氧化物半导体（Complementary Metal OxideSemiconductor，CMOS），绝缘体上硅（Silicon on Insulator，SOI）CMOS管，PIN二极管等，其中，PIN表示：在P和N半导体材料之间加入一薄层低掺杂的本征（Intrinsic）半导体层，组成的这种P-I-N结构的二极管就是PIN二极管。

需要说明的是，R所在的可控衰减电路与后级的功率放大电路的关系是并联关系。并联关系在于电压相同时，R越小，可控衰减电路分得电流越大，得到的功率越多。故R越小，进入可控衰减电路的功率越多，相应的进入后级功率放大电路的功率就越少，衰减就越大。所以，为了实现最大幅度的衰减，R有时需要省略，仅依靠SW自身的导通电阻Ron。

其中，串联电感L1的通过以下方法得到：

在未加入可控衰减电路时，若输入匹配电路101对应的阻抗为：Z0=R0+jX0，则该阻抗与RF_IN端的输入阻抗Zin共轭匹配，Zin=R0-jX0；加入可控衰减电路后，在输入匹配电路101之前并联接地的R2和SW1所在的支路中，为保证有效的功率衰减，R2一般控制得较小，故对R0影响可以忽略。SW1关断时，R2和SW1所在的支路可以等效成寄生电抗X_C，此时，可控衰减电路和输入匹配电路的等效阻抗Zeq=（R0+jX0）//jX_C+jX_L，其中，“//”表示并联，Zeq的实部小于R0，为了使等效阻抗与输入阻抗尽可能的匹配，减少影响，需要Zeq的虚部Im（Zeq）=X0，在R0、X0和X_C的数值已知的情况下，根据等效阻抗Zeq的表达式可以计算出X_L，进而得到电感L1的电感值，其中，由于电感L1被集成在硅基芯片上，所以电感L的品质因数Q值一般不大于5。

为了进一步提高电路实用性，并提高射频耐压和静电保护能力，本申请实施例的进一步形式是将并联支路的R换成SW2（如图4所示），通过控制SW1和SW2的栅极的宽长比控制导通的寄生电阻和关断的寄生电容以及ESD能力。换句话说，在做设计时控制SW1和SW2的栅极的宽长比W/L，可以获得期望的Ron，其中：

开关导通的电阻：Ron=1/(μ*Cox*(W/L)*(VGS-VTH))，其中，*表示乘号，μ是指电子迁移率，Cox是指单位面积的栅氧化层电容，W/L是指CMOS器件有效沟道长度的宽长比，VGS是指栅源电压，VTH是指阈值电压。

开关关断的寄生电容：Coff=FOM/Ron。其中FOM为半导体工艺商提供的开关Ron与Coff乘积，单位为fs（飞秒）。另，W/L较大，发生ESD时有利于能提供直接的低阻抗电流泄放通道。用两个SW叠加，相对单SW，能在ESD大电流下保护SW的MOS管不被损坏。

当可控衰减电路的SW使用了叠管设计，两个开关SW1和SW2的控制逻辑是一样的：（1）非负增益模式下，SW1和SW2同时关断；（2）负增益模式下，SW1和SW2同时打开。

本申请实施例中的SW1和SW2在应用中可以采用绝缘体上硅（Silicon onInsulator，SOI）CMOS管，也可以是Bulk CMOS管（平面结构MOS管）。

下面提供一种采用可控衰减电路和输入匹配电路的结构，如图5A所示，图5A中L2、C1和R2构成驱动放大级电路之前的输入匹配电路，可以将输入端口的阻抗匹配到适合射频功率放大器电路的输入阻抗位置，这是由于驱动放大级电路需要某种特定阻抗范围，输出功率才能实现所需的效率，增益等性能。

可控衰减电路的并联到地支路的SW1和R1，在它们之前的电感L1用于对并联到地支路的寄生电容的匹配补偿。在高增益模式下，这种射频功率放大器电路输入的匹配结构简洁，输入端口匹配良好，因此输入端的回波损耗好，因为设计的可控衰减电路中电感的品质因数Q较低，因此频选特性不明显，频率响应带宽较宽，带来的射频信号的插入损耗相对较小。负增益模式下的回波损耗和频率响应带宽也能满足要求。

假设fH为上限频率，fL为下限频率，fo为中心频率；且有：fH=900MHz，fL=600MHz，fo=800MHz，回波损耗大于15dB，频率响应的绝对带宽可达到300MHz以上，相对带宽可达到（fH-fL）/fo=（900-600）/800=37.5%。

下面再提供一种采用可控衰减电路和输入匹配电路的结构，如图5B所示，在该结构中的可控衰减电路的电阻R1可以变为开关SW2，增强了对射频输入端口RF_IN的ESD保护能力。

本申请实施例提供的技术方案的有益效果在于：通过在信号的输入端设计可控衰减电路，在实现功率放大器增益负增益的同时，对高增益模式性能的影响很小，并且加强了对RFIN端口的ESD保护。该电路结构简洁，对芯片面积占用小，能降低硬件成本。

在本申请实施例提供的射频功率放大器电路中，反馈电路中可以用于切换的电阻有多种，例如当射频功率放大器电路需要实现三档增益模式：高增益30dB左右，低增益15dB左右，负增益-10dB左右。此时，反馈电路如图6所示，C51、C52、C53和C54是1pF~2pF范围的电容。电阻R53大于R51大于R52，比如R53=5KΩ、R51=1KΩ、R52=100Ω。具体的反馈电路中，每组的电阻两旁各用一个电容，原因是开关两端在具体电路中需要为零的DC电压偏置，故用电容先做隔直处理。反馈电路的反馈深度越大，驱动放大电路增益越低，所用的切换电阻需要越小。

这里，反馈电路的切换逻辑如下：

高增益模式：开关K51和K52均关断；

低增益模式：开关K51接通，K52关断；

负增益模式：开关K51和K52均接通。

假设射频功率放大器电路在未加入反馈电路时的放大系数为A，反馈电路的反馈系数为F，则加入反馈电路后射频功率放大器电路的放大系数Af=A/(1+AF)，随着反馈电路中等效电阻阻值的降低，反馈系数F变大，反馈深度增加，放大系数Af变小，即能实现负反馈电路部分增益的降低。

参见图7，T2的漏极（Drain）电流偏置电路由内部电流源IB、T6、R6、R7和C12按照图7所示连接而成。T2和T6的宽长比参数W/L成比例关系A（A远大于1），可以使T2的漏极偏置电流近似为A倍的IB。R6、R7和C12组成的T型网络，起到隔离RF_IN端射频信号的作用。在实际模拟电路中设计电流源，可将IB电流分成多个档位，通过数字寄存器控制切换IB档位，达到T2漏极电流切换的效果。

T3的栅极（Gate）电压偏置电路由内部电压源VG、R8、R9和C13按照图7所示连接而成。R8、R9和C13组成的T型网络，起到隔离T3栅极较弱射频电压摆幅的作用。在实际模拟电路中设计电压源，可将VG电压分成多个档位，通过数字寄存器（属于微控制器）控制切换VG档位，达到T3栅极电压切换的效果。

其中，T4和T5组成的叠管结构，与T2和T3组成的叠管结构，是一样的。T2和T3和器件尺寸一样，T4和T5和器件尺寸一样。T2（T3）：T4（T5）的器件尺寸之比是2:5的关系。比如：T2和T3的MOS管的沟道宽度为2mm左右，T4和T5的MOS管的沟道宽度为5mm。则在非负增益模式下：Vcc=2.5V，T2的偏置电流IB=12mA左右，T4的偏置电流IB=45mA左右，T3管和T5管的VG=2.3V。在负增益模式下：Vcc=0.5V，T2的偏置电流IB=2mA左右；T4的偏置电流IB=6mA左右；T3管和T5管的VG=1.5V。

在本申请文件实施例提供的射频功率放大器电路中，为了说明输入匹配的可控衰减电路设计，对级间匹配电路进行了简化处理，实际的级间匹配电路是一个较为复杂的LCCL网络。级间匹配电路中的C7的电容数值较大，C7使R6在射频频率上并联接地。需要注意的是，在本申请实施例中，匹配这个概念针对的是射频信号，C7表示射频的短路，可在射频等效电路中省去。

此外，驱动放大电路和功率放大电路的电路结构一样，但二者对应的各个器件的尺寸差异很大。相比较而言，功率放大电路更加注重输出放大信号的效率，驱动放大电路更加注重放大信号的增益控制。

射频功率放大器电路的高、中、低功率模式下，电路结构和DC偏置都需要进行切换，即，通过改变反馈电路中的开关、电压偏置电路中的栅极电压、电流偏置电路中的漏极电流、供电电压Vcc，以及使能可控衰减电路，协作实现以上功率模式，以及实现非负增益模式和负增益模式。

图2B是本发明实施例提供的射频功率放大器电路的电路结构示意图，如图2B所示，应用于终端，包括：

依次连接的可控衰减电路107、输入匹配电路101、驱动放大电路102、级间匹配电路103、功率放大电路105和输出匹配电路106，与驱动放大电路102跨接的反馈电路103；

可控衰减电路107，用于根据终端中微处理器发送的模式控制信号，实现射频功率放大器电路的负增益模式与非负增益模式之间的切换；

输入匹配电路101，用于使可控衰减电路和驱动放大电路之间阻抗匹配；

驱动放大电路102，用于放大输入匹配电路输出的信号；

反馈电路103，用于调节射频功率放大器电路的增益；

级间匹配电路104，用于使驱动放大电路和功率放大电路之间阻抗匹配；

功率放大电路105，用于放大级间匹配电路输出的信号；

输出匹配电路106，用于使射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

其中，射频功率放大器电路应用于终端中，可以根据终端与基站的距离选取对应的模式。当终端与基站的距离较近时，路径损耗较小，终端与基站的通信需要射频功率放大器电路的输出功率较小，射频功率放大器电路此时处于负增益模式下，输入信号进行一定程度的衰减，可得到输出功率较小的输出信号；当终端与基站的距离较远时，路径损耗较大，终端与基站的通信需要射频功率放大器电路的输出功率较大，射频功率放大器电路此时处于非负增益模式下，对输入信号进行一定程度的放大，可得到输出功率较大的输出信号。

在一个可能的示例中，模式控制信号包括第一控制信号和第二控制信号，其中：

第一控制信号表征将射频功率放大器电路切换为非负增益模式时，可控衰减电路，用于响应第一控制信号，控制自身处于无衰减状态；第二控制信号表征将射频功率放大器电路切换为负增益模式时，可控衰减电路，用于响应第二控制信号，控制自身处于衰减状态。

其中，当可控衰减电路处于无衰减状态时，可控衰减电路不工作；当可控衰减电路处于衰减状态时，可控衰减电路工作，通过可控衰减电路中的电阻吸收和衰减射频功率，使得进入后续电路的射频功率减小，输入信号衰减，从而实现负增益。

在一个可能的示例中，可控衰减电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第一电感L1和第一开关T1，第一开关的栅级与第一电阻的第一端连接，第一电阻的第二端连接第一电压信号，第一开关的漏级与第二电阻的第一端连接，第一开关的源级接地，第一电感的第一端连接输入信号，第一电感的第二端连接第二电阻的第二端；

其中，第一开关，用于响应微处理器发出的第一控制信号使自身处于关断状态，以使可控衰减电路处于无衰减状态，实现射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应微处理器发出的第二控制信号使自身处于导通状态，以使可控衰减电路处于衰减状态，实现射频功率放大器电路处于负增益模式；

其中，第一控制信号为具有第一电压值的第一电压信号，第二控制信号为具有第二电压值的第一电压信号，第一电压值与第二电压值不同。

需要说明的是，第一开关为绝缘体上硅CMOS管，或平面结构MOS管。第一电阻为上拉电阻，其阻值较小，第一电压信号Vgg通过第一电阻连接第一开关。

在一些实施例中，微处理器通过控制Vgg=-2.5V，使得第一开关关断，可控衰减电路处于无衰减状态，将输入匹配电路与可控衰减电路隔离，此时，射频功率放大器电路对输入信号放大，射频功率放大器电路实现非负增益模式；

微处理器通过控制Vgg=2.5V，使得第一开关导通，可控衰减电路处于衰减状态，此时，一部分射频传导功率进入可控衰减电路变成热能消耗掉，另一部分射频传导功率进入可控衰减电路之后的电路，输入信号衰减，射频功率放大器电路实现非负增益模式。

当第一开关关断时，第一电感用于匹配寄生电容，以减少对后级电路的影响，第一开关可等效为寄生电容C_off，不需要考虑第一电阻，可控衰减电路等效为图8（a）；

当第一开关导通时，第一开关等效为寄生电阻Ron，也不需要考虑第一电阻，可控衰减电路等效为图8（b），因为第二电阻和寄生电阻Ron都很小，因此流入可控衰减电路的电流较大，该电路路消耗的功率较多，对输入信号的衰减作用也较强。其中，为了实现最大程度的衰减，在非负增益模式下，应使可控衰减电路的电阻尽可能的小，可在可控衰减电路去掉第二电阻R2，仅通过寄生电阻Ron来衰减输入信号。

若可控衰减电路中没有第二电阻，当射频功率放大器电路的负增益大小确定时，第一开关的寄生电阻的大小也可确定。当第一开关导通时，第一开关工作在线性区，寄生电阻Ron的大小满足公式：Ron=1/（μ×Cox×（W/L）×（V_GS-V_TH）），其中，μ是电子迁移率，Cox是单位面积的栅氧化层电容，W/L是第一开关T1的有效沟道长度的宽长比，V_GS是栅源电压，V_TH是阈值电压，因为栅长L固定，因此可以通过设计栅宽W得到寄生电阻大小为Ron的MOS管。寄生电容C_off=FOM/Ron，FOM为半导体工艺商提供的参数，单位为fs（飞秒），在寄生电阻Ron确定后，可确定寄生电容C_off的大小，如此，即可确定可控衰减电路中第一开关的相关参数。

在一个可能的示例中，可控衰减电路包括第一电阻、备用电阻RN、第一电感、第一开关和备用开关TN，第一开关的栅级与第一电阻的第一端连接，第一电阻的第二端连接第一电压信号，第一开关的漏级与备用开关的源级连接，第一开关的源级接地，备用开关的栅级连接备用电阻的第一端，备用电阻的第二端连接第一电压信号，备用开关的漏级连接第一电感的第一端，第一电感的第二端连接输入信号；

其中，第一开关和备用开关，用于响应微处理器发出的第一控制信号使自身处于关断状态，以使可控衰减电路处于无衰减状态，实现射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应微处理器发出的第二控制信号使自身处于导通状态，以使可控衰减电路处于衰减状态，实现射频功率放大器电路处于负增益模式；

其中，第一控制信号为具有第一电压值的第一电压信号，第二控制信号为具有第二电压值的第一电压信号，第一电压值与第二电压值不同。

其中，为进一步提高耐压能力和静电保护能力，可采用如图9所示的可控衰减电路，将第二电阻替换成备用开关和备用电阻，第一控制信号Vgg通过第一电阻与第一开关连接，同时通过备用电阻与备用开关连接。备用电阻的参数与第一电阻的参数相同，二者都是作为上拉电阻给开关供电。备用开关的参数与第一开关的参数相同，第一开关和备用开关的寄生电阻皆为单开关的寄生电阻值Ron的一半，因此双开关的整体寄生电阻值与单开关的寄生电阻值相同。

第一开关和备用开关的控制逻辑相同：非负增益模式下，第一开关和备用开关同时关断；负增益模式下，第一开关和备用开关同时打开，不需要考虑第一电阻R1和备用电阻RN。

其中，第一开关和备用开关均为N型MOS管，其具体的类型可以是绝缘体上硅MOS管，也可以是平面结构MOS管。

可见，在本申请实施例中，因为使用了叠管设计，将第一开关和备用开关叠加，使得MOS管的耐压能力和静电释放能力提升，相对于单MOS管，能在大电流下更好的保护第一开关和备用开关，使其不被损坏。

在一个可能的示例中，输入匹配电路101包括第三电阻R3、第一电容C1和第二电感L2，第二电感的第一端连接第二电阻的第二端，第二电感的第二端连接第一电容的第一端，第一电容的第二端连接第三电阻的第一端。

在图9中，假设输入端的输入阻抗Z_in=R0-jX0，可控衰减电路的等效阻抗为Z20=R20+jX20，输入匹配电路的等效阻抗为Z30=R30+jX30，为了实现Z20和Z_in的共轭匹配，需要满足：R20+R30=R0，X20+X30=X0，在Z_in和Z30已知的情况下，可以计算得到R20和X20，进一步的，在第二电阻和第一开关的参数已知的情况下，可以计算得到第一电感的参数值。因为加入输入匹配电路后的等效阻抗Z20+Z30与输入阻抗Z_in能实现较好的匹配，因此，输入端的回波损耗可满足要求。

其中，因为第一电感集成于硅基芯片上，所以，第一电感的品质因数一般不大于5。因为第一电感的品质因数小，因此在非负增益模式下，可控衰减电路的频选特性不明显，频率响应带宽较宽。在负增益模式下，回波损耗和频率响应带宽也能满足要求。

在一个可能的示例中，驱动放大电路102包括：第二电容C2、第二MOS管T2和第三MOS管T3，其中：

第二MOS管的栅级与第三电阻的第二端连接，第二MOS管的漏级与第三MOS管的源级连接，第二MOS管的源级接地，第二电容的第一端连接第三MOS管的栅级，第二电容的第二端接地。

其中，第二MOS管T2和第三MOS管T3的器件尺寸一样。

在一个可能的示例中，反馈电路103包括：第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第四电阻R4、第五电阻R5和第一开关K1，其中：

第四电容的第一端和第六电容的第一端连接第三MOS管的漏级，第四电容的第二端连接第四电阻的第一端，第四电阻的第二段连接第三电容的第一端，第六电容的第二端连接第二开关的第一端，第二开关的第二端连接第五电阻的第一端，第五电阻的第二端连接第五电容的第一端，第五电容的第二端和第三电容的第二端连接第二电感的第二端；

其中，第二开关，用于响应微处理器发出的第七控制信号使自身处于关断状态，以降低反馈深度，实现射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应第八控制信号使自身处于导通状态，以增加反馈深度，实现射频功率放大器电路处于负增益模式。

需要说明的是，假设射频功率放大器电路在未加入反馈电路时的放大系数为A，反馈电路的反馈系数为F，则加入反馈电路后射频功率放大器电路100的放大系数Af=A/(1+AF)，随着反馈电路中等效电阻阻值的降低，反馈系数F变大，反馈深度增加，放大系数Af变小，有利于射频功率放大器电路实现负增益模式。

其中，第四电阻的阻值大于第五电阻的阻值。第二开关响应微处理器发出的第七控制信号使自身处于关断状态，以降低反馈深度，从而使射频功率放大器电路实现非负增益模式；第二开关响应微处理器发出的第八控制信号使自身处于导通状态，以增加反馈深度，从而使射频功率放大器电路实现负增益模式。

在一些实施例中，反馈电路还可如图6所示，包括：第五一电容C51、第五二电容C52、第五三电容C53、第五四电容C54、第五一电阻R51、第五二电阻R52、第五三电阻R53、第五一开关K51和第五二开关K52，第五一电容C51、第五一电阻R51、第五一开关K51和第五二电容顺次连接构成第一支路，第五三电容C53、第五二电阻R52、第五三电阻R53、第五二开关K52和第五四电容C54构成第二支路，第一支路与第二支路并联，其中，第五三电容C53的两端分别连接第五一电容C51和第五二电阻R52的一端，第五二开关K52的两端分别连接第五二电阻R52的另一端和第五四电容C54的一端，第五三电阻R53的两端分别连接第五二电阻R52的一端和第五四电容C54的一端，第五四电容C54的另一端连接第五二电容C52。

其中，第五一电容、第五二电容、第五三电容和第五四电容的电容取值范围均为1pF~2pF。因为在电路中，开关两端需要为零的直流电压偏置，所以在第五二电阻和第五三电阻两旁各用一个电容来进行隔直处理。反馈电路中等效电阻越小，反馈深度越大，射频功率放大器电路的增益越低，因此设置第五三电阻的阻值大于第五一电阻的电阻，第五一电阻的电阻大于第五二电阻的电阻。微控制器控制第五一开关和第五二开关均关断，此时反馈电路的等效电阻最大，可实现高增益；微控制器控制第五一开关导通、第五二开关关断，此时可实现低增益；微控制器控制第五一开关和第五二开关均导通，此时反馈电路的等效电阻最小，可实现负增益。在一些实施例中，当射频放大器电路的高增益为30dB左右，低增益为15dB左右，负增益为-10dB左右时，可设置第五三电阻的阻值为5KΩ，第五一电阻的电阻为1KΩ，第五二电阻的电阻为100Ω。需要说明的是，本实施例对反馈电路的具体形式不做限定。

可见，通过控制反馈电路中第二开关的通断，可以改变射频功率放大器电路的增益大小，实现增益的大范围调节。

在一个可能的示例中，级间匹配电路104包括：第三电感L3、第七电容C7和第八电容C8，其中：

第三电感的第一端连接第三MOS管的漏级，第三电感的第二端连接第二电压信号和第七电容的一端，第七电容的第一端连接第二电压信号，第七电容的第二端接地，第八电容的第一端连接第三MOS管的漏级。

其中，第二电压信号为Vcc。在本申请实施例中，考虑到级间匹配电路的复杂性，将级间匹配电路简化为用第三电感、第七电容和第八电容表示。

在一个可能的示例中，功率放大电路105包括：第四MOS管T4、第五MOS管T5和第九电容C9，其中：

第四MOS管的栅级与第八电容的第二端连接，第四MOS管的漏级与第五MOS管的源级连接，第四MOS管的源级接地，第五MOS管的栅级连接第九电容的第一端，第九电容的第二端接地。

其中，第四MOS管T4和第五MOS管T5的器件尺寸一样，第二MOS管T2与第四MOS管T4的器件尺寸之比为2:5。

在一个可能的示例中，输出匹配电路106包括：第四电感L4、第五电感L5、第十电容C10和第十一电容C11，其中：

第四电感的第一端和第五电感的第一端连接第五MOS管的漏级，第四电感的第二端连接第二电压信号，第十电容的第一端连接第二电压信号，第十电容的第二端接地，第五电感的第二端连接第十一电容的第一端，第十一电容的第二端接地，第十一电容两端的电压为输出电压。

在一个可能的示例中，射频功率放大器电路还包括：

第一偏置电路，用于响应于微处理器发出的第三控制信号，增加自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现射频功率放大器电路处于非负增益模式；还用于响应于第四控制信号，降低自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现射频功率放大器电路处于负增益模式；

第二偏置电路，用于响应于微处理器发出的第五控制信号，增加自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现射频功率放大器电路处于非负增益模式；还用于响应于第六控制信号，降低自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现射频功率放大器电路处于负增益模式；

其中，第一偏置电路与驱动放大电路连接，第二偏置电路与功率放大电路连接。

其中，如图7所示，第一偏置电路1020包括：第二MOS管T2、第三MOS管T3、第六MOS管T6、第一电流源IB、第一电压源VG、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第二电容C2、第七电容C7、第十二电容C12、第十三电容C13。

第二MOS管的漏极电流偏置电路由第一电流源、第六MOS管、第六电阻、第七电阻和第十二电容按照图7所示连接而成。第六电阻、第七电阻和第十二电容组成的T型网络，可以起到隔离输入信号的作用。第二MOS管的宽长比W/L是第六MOS管的宽长比的C（C远大于1）倍，因此第二MOS管的漏极偏置电流近似为第一电流源的C倍，实现了电流放大。第一电流源存在多个可调节档位，通过微处理器发出的第三控制信号和第四控制信号，控制第一电流源档位的切换，可切换第二MOS管的漏极电流，从而调节驱动放大电路的放大倍数。

第三MOS管T3的栅极电压偏置电路由第一电压源VG、第八电阻R8、第九电阻R9和第十三电容C13按照图7所示连接而成。第八电阻、第九电阻和第十三电容组成的T型网络，可起到隔离第三MOS管栅极的射频电压摆幅的作用。第一电压源存在多个可调节档位，通过微处理器发出的第五控制信号和第六控制信号，控制第一电压源档位的切换，可切换第三MOS管的栅极电压，从而调节驱动放大电路的放大倍数。

通过调节驱动放大电路的放大倍数使射频功率放大器电路处于不同的增益模式中。

第二电压信号Vcc用于给第二MOS管和第三MOS管的漏级供电，其中，通过微处理器控制Vcc的大小。在一些实施例中，当第二MOS管和第三MOS管的沟道宽度为2mm时，微控制器控制Vcc为2.5V，控制第一电流源为12mA，控制第一电压源为2.3V，使射频功率放大器电路实现非负增益模式；微控制器控制Vcc为0.5V，控制第一电流源为2mA，控制第一电压源为1.5V，使射频功率放大器电路实现负增益模式。显然，可以设置更多的第一电压源的档位和第一电流源的档位，通过切换不同的电压源档位、电流源档位，并对第二MOS管和第三MOS管的漏级的供电电压Vcc进行控制，从而实现增益的线性调节。

需要说明的是，第二偏置电路与第一偏置电路结构相同，其调节方法也与第一偏置电路相同，当第四MOS管和第五MOS管的沟道宽度为5mm时，微控制器控制第四MOS管对应的电流源为45mA，控制第五MOS管对应的电压源为2.3V，使射频功率放大器电路实现非负增益模式；微控制器控制第四MOS管对应的电流为6mA，控制第五MOS管对应的电压源为1.5V，使射频功率放大器电路实现负增益模式。

可见，通过微控制器可控制第二MOS管和第四MOS管的漏级电流、第三MOS管和第五MOS管的门级电压，进而可调节驱动放大电路和功率放大电路的放大倍数，从而实现对射频功率放大器电路的增益的线性调节。

根据上述实施例可知，若需要使射频功率放大器电路为非负增益模式，需要微控制器控制第一开关关断，控制第二开关关断，控制第一偏置电路使第二MOS管的漏级电流和第三MOS管的栅级电压均变大，控制第二偏置电路使第四MOS管的漏级电流和第五MOS管的栅级电压均变大。其中，第二开关关断时，反馈电路的放大系数Af较大，有助于输入信号的放大，第一偏置电路和第二偏置电路中漏极电流、门极电压、漏级供电电压较大，也有助于输入信号的放大，第一开关关断，则可控衰减电路被隔离开，对输入信号的影响较小，通过这样的控制，可以实现输入信号的放大。当射频功率放大器电路的输出功率（较大）确定后，微处理器可以进一步得到其输入功率和增益值，微处理器对输入功率进行调节，控制电压信号Vgg，使第一开关关断，控制第二开关关断，通过控制第一偏置电路和第二偏置电路中的内部电流源和内部电压源，并对漏级供电电压Vcc进行控制，从而使偏置电路中漏级电流、栅级电压变小，使射频功率放大器电路的整体增益满足要求。若需要使射频功率放大器电路为负增益模式，需要微控制器控制第一开关导通，控制第二开关导通，控制第一偏置电路使第二MOS管的漏级电流、第三MOS管的栅级电压以及漏级供电电压Vcc均变小，控制第二偏置电路使第四MOS管的漏级电流、第五MOS管的栅级电压以及漏级供电电压Vcc均变小。其中，第二开关导通时，反馈电路的放大系数Af较小，对输入信号的放大作用不明显，第一偏置电路和第二偏置电路中漏极电流和门极电压较小，对输入信号的放大作用也不明显，可以认为未对输入信号进行放大，即增益为0dB，此时，若再控制第一开关导通，则可控衰减电路工作，对输入信号进行衰减，通过这样的控制，可以实现输入信号的衰减。此外，还可以通过对第一偏置电路和第二偏置电路的调节，来实现不同程度的衰减，使负增益连续可调，在一些实施例中，衰减后射频功率放大器电路的整体增益可以为-5dB、-7dB、-10dB等。当射频功率放大器电路的输出功率（较小）确定后，微处理器可以进一步得到其输入功率和负增益值，微处理器对输入功率进行调节，控制电压信号Vgg，使第一开关导通，控制第二开关导通，通过控制第一偏置电路和第二偏置电路中的内部电流源和内部电压源，并对漏级供电电压Vcc进行控制，从而使偏置电路中漏级电流、栅级电压变大，使射频功率放大器电路的整体增益满足要求。

本发明实施例提供的技术方案具有以下优点：在信号的输入端设计可变衰减电路，在实现射频功率放大器电路负增益的同时，对非负增益模式下该电路性能的影响很小，并且加强了对输入端口的静电保护，电路结构简单，占用芯片面积小，能有效的降低硬件成本。

本发明实施例还提供了一种增益控制方法，应用于上述实施例中的的射频功率放大器电路，包括：

终端中的微控制器通过通信模组接收到控制信息后，确定射频功率放大器电路的工作模式，并通过发送模式控制信号控制射频功率放大器电路进入工作模式；

可控衰减电路，根据终端中微处理器发送的模式控制信号，实现射频功率放大器电路的负增益模式与非负增益模式之间的切换；

输入匹配电路，使可控衰减电路和驱动放大电路之间阻抗匹配；

驱动放大电路，放大输入匹配电路输出的信号；

反馈电路，调节射频功率放大器电路的增益；

级间匹配电路，使驱动放大电路和功率放大电路之间阻抗匹配；

功率放大电路，放大级间匹配电路输出的信号；

输出匹配电路，使射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

其中，对于各个电路和具体的增益控制方法的介绍，可参见前面的实施例的描述，此处不再详述。应理解，说明书通篇中提到的“一个实施例”或“一实施例”意味着与实施例有关的特定特征、结构或特性包括在本申请的至少一个实施例中。因此，在整个说明书各处出现的“在一个实施例中”或“在一实施例中”未必一定指相同的实施例。此外，这些特定的特征、结构或特性可以任意适合的方式结合在一个或多个实施例中。应理解，在本申请的各种实施例中，上述各过程的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。上述本申请实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的电路中还存在另外的相同要素。

以上所述，仅为本申请的实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种射频功率放大器电路，其特征在于，具有负增益模式与非负增益模式，所述射频功率放大器电路包括：依次连接的可控衰减电路、输入匹配电路、驱动放大电路、级间匹配电路、功率放大电路和输出匹配电路，与所述驱动放大电路跨接的反馈电路；

所述可控衰减电路，具有接地旁路，所述接地旁路具有第一开关，所述可控衰减电路用于根据模式控制信号，切换所述第一开关的状态，以切换所述射频功率放大器电路的增益模式；

所述输入匹配电路，用于使所述可控衰减电路和所述驱动放大电路之间阻抗匹配；

所述驱动放大电路，用于对输入信号进行放大；

所述反馈电路，用于调节所述射频功率放大器电路的增益；

所述级间匹配电路，用于使所述驱动放大电路和所述功率放大电路之间阻抗匹配；

所述功率放大电路，用于对放大后的所述输入信号进行放大；

所述输出匹配电路，用于使所述射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

2.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述可控衰减电路的所述接地旁路还包括第二电阻，所述第一开关的栅级用于接收控制信号，所述第一开关的漏级与所述第二电阻的第一端连接，所述第一开关的源级接地；

其中，所述第一开关，用于响应第一控制信号使自身处于关断状态，以使所述可控衰减电路处于无衰减状态，实现所述射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应第二控制信号使自身处于导通状态，以使所述可控衰减电路处于衰减状态，实现所述射频功率放大器电路处于负增益模式。

3.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述可控衰减电路的所述接地旁路还包括备用开关，所述第一开关和所述备用开关的栅级用于接收控制信号，所述第一开关的漏级与所述备用开关的源级连接，所述第一开关的源级接地；

其中，所述第一开关和所述备用开关，用于响应第一控制信号使自身处于关断状态，以使所述可控衰减电路处于无衰减状态，实现所述射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应第二控制信号使自身处于导通状态，以使所述可控衰减电路处于衰减状态，实现所述射频功率放大器电路处于负增益模式。

4.根据权利要求2或3所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述可控衰减电路还包括第一电感，所述第一电感的第一端用于接收输入信号，所述第一电感的第二端连接所述接地旁路的输入端。

5.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述反馈电路的两端分别与所述驱动放大电路的输入端、输出端相连接，用于调节所述驱动放大电路的增益，

其中，在负增益模式时，所述反馈电路用于配合所述可控衰减电路调节所述射频功率放大器电路的增益。

6.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，还包括：

与所述驱动放大电路连接的第一偏置电路，用于响应第三控制信号，增加自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现所述射频功率放大器电路处于非负增益模式；还用于响应第四控制信号，降低自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现所述射频功率放大器电路处于负增益模式；

和/或，与所述功率放大电路连接的第二偏置电路，用于响应第五控制信号，增加所述自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现所述射频功率放大器电路处于非负增益模式；还用于响应第六控制信号，降低所述自身的漏级电流和自身的栅级电压，实现所述射频功率放大器电路处于负增益模式。

7.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述输入匹配电路包括依次连接的第三电阻、第一电容和第二电感。

8.根据权利要求5所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述反馈电路包括：第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第四电阻、第五电阻和第二开关，其中：

所述第四电容的第一端和所述第六电容的第一端连接第三MOS管的漏级，所述第四电容的第二端连接所述第四电阻的第一端，所述第四电阻的第二段连接所述第三电容的第一端，所述第六电容的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端连接所述第五电阻的第一端，所述第五电阻的第二端连接所述第五电容的第一端，所述第五电容的第二端和所述第三电容的第二端连接第二电感的第二端；

其中，所述第二开关，用于响应第七控制信号使自身处于关断状态，以降低反馈深度，实现所述射频功率放大器电路处于非负增益模式；

还用于响应第八控制信号使自身处于导通状态，以增加反馈深度，实现所述射频功率放大器电路处于负增益模式。

9.根据权利要求1所述的射频功率放大器电路，其特征在于，所述第一开关为绝缘体上硅CMOS管，或平面结构MOS管。

10.一种增益控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1至9中任一项所述的射频功率放大器电路，所述方法包括：

所述可控衰减电路，根据模式控制信号，切换所述第一开关的状态，以切换所述射频功率放大器电路的增益模式；

所述输入匹配电路，使所述可控衰减电路和所述驱动放大电路之间阻抗匹配；

所述驱动放大电路，对输入信号进行放大；

所述反馈电路，调节所述射频功率放大器电路的增益；

所述级间匹配电路，使所述驱动放大电路和所述功率放大电路之间阻抗匹配；

所述功率放大电路，对放大后的所述输入信号进行放大；

所述输出匹配电路，使所述射频功率放大器电路和后级电路之间阻抗匹配。

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