CN110932550B - 电压输出电路、开关电源直流变换器及集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电压输出电路、开关电源直流变换器及集成电路。电压输出电路包括：过冲检测电路，用于比较误差放大信号与第二参考电压，若误差放大信号小于第二参考电压则输出电压过冲；输出管控制电路，用于在输出电压过冲时关闭输出管，输出电压停止跟随输入电压上升；下管控制电路，用于在输出电压过冲时开启所述下管，电源电压给自举电源域充电，输出电压降低。本发明通过将误差放大信号与第二参考电压进行比较来检测出输出电压过冲，进而同时控制输出管的关闭和下管的开启以停止输出电压上升、给自举电源域充电，从而降低输出电压，适用于电源缓慢上电，负载空载或者接近控制情况下的大占空输出电压实现。

Description

电压输出电路、开关电源直流变换器及集成电路

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，尤其涉及一种电压输出电路、开关电源直流变换器及集成电路。

背景技术

DC-DC Converter(开关电源直流变换器)，利用电感与电容的储能特性，周期性的把输入电源能量传输到输出，通过比较小的开关损耗和导通损耗以维持高效率。其基本结构如图1所示，包括振荡器010，误差放大器(EA)011，核心控制逻辑012，斜坡补偿产生电路013，电流取样电路014，脉宽调制比较器015A，电流限制电路015B，短路电流保护电路015C，电感器016，负载电阻017A，分压电阻017B和017C，输出管018A，肖特基二级管018B，负载电容器019，下管020以及其它控制电路。DC-DC Converter使用分压电阻017B和017C作为反馈部件，通过设置不同的反馈系数和误差放大器011维持不同输出电压Vo，通过电流取样电路014、斜坡补偿产生电路013和脉宽调制比较器015A检测输出电流来达到控制电流的目的。

图2显示的是电源电压给自举电源充电的电路。当开关电源直流变换器处于续流模式时，电感器016的SW端电压降至-0.7V，电源电压VIN得以给自举电源充电。

在DC-DC Converter中，电源缓慢上电的情况下实现空载或接近空载下的大占空比的输出电压始终是个难题。主要障碍在于当电源缓慢上电且负载为空载或接近空载的情况下，在由电感器016、分压电阻017B和017C、误差放大器011、脉宽调制比较器015A、核心控制逻辑012和输出管018A所组成的电压反馈环路尚未闭合的情况下输出电压Vo很快接近于电源电压VIN，此时脉宽调制比较器015A无法产生比较结果(电流采样分量太小)，以至于输出管(即HS_SWITCH)018A一直开启，输出电压Vo跟随电源电压VIN缓慢上升，直到电压反馈环路闭合并伴有输出电压Vo的过冲。在输出电压Vo跟随电源电压VIN缓慢上升的过程中，电感器016的SW端始终接近电源电压VIN，这样控制输出管(即HS_SWITCH)018A的自举电路无法自电源电压获取充电，当自举电路电源VBOOST(图2中示出)低于一个设定阈值电压时，输出管018A停止开启直到自举电路电源VBOOST高于开启的阈值电压。当输出电压Vo产生如上所述的过冲时，因为负载是空载或者接近空载，电感器016的SW端自接近电源电压VIN下降的比较慢，此时控制输出管-18A的自举电路同样无法自电源电压VIN获取充电，自举电路电源VBOOST也会产生低于一个设定阈值电压的情况，这样一来在输出电压Vo与电源电压VIN低压差(也就是大占空比)，负载空载或接近空载的情况下，输出电压Vo容易出现锯齿波的情况。目前通用的规避方法有两种，一类是限定最大占空比以在电源缓慢上电时仍然可以给自举电路充电，其缺点是最大可实现占空比受到限制，另一类是使用自举电源域到时钟产生电源域的电平转换电路将自举电源域电压低于阈值电压的信号传递下来，在输出管018A关闭的同时自己主动开下管(即LS_SWITCH)020(图1中示出)将电感器016的SW端拉低给自举电源域充电，缺点是因为在实现大电流负载的大占空比输出电压时，常会出现自举电源域电压不足的情况，因此下管的尺寸必须足以承载大电流，加上电平转换电路需用到高压器件，第二种方案设计复杂，面积消耗大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是为了克服现有技术中使用自举电源域到时钟产生电源域的电平转换电路将自举电源域电压低于阈值电压的信号传递下来，在输出管关闭的同时自己主动开下管将电感器的SW端拉低给自举电源域充电，从而导致在实现大电流负载的大占空比输出电压时常会出现自举电源域电压不足且方案设计复杂、面积消耗大的缺陷，提供一种电压输出电路、开关电源直流变换器及集成电路。

本发明是通过下述技术方案来解决上述技术问题：

一种电压输出电路，应用于开关电源直流变换器中对所述开关电源直流变换器的输出电压进行控制，所述开关电源直流变换器包括由电源电压变换为所述输出电压的串联支路，所述串联支路包括串联的输出管和电感器，所述开关电源直流变换器还包括下管和误差放大器，所述下管连接于所述电感器的与所述输出管连接的一端与地之间，所述误差放大器的输入端输入第一参考电压与所述输出电压的分压之间的误差，所述误差放大器的输出端输出误差放大信号，所述电压输出电路包括：

过冲检测电路，用于比较所述误差放大信号与第二参考电压的电压大小，若所述误差放大信号小于所述第二参考电压，则所述输出电压过冲；

输出管控制电路，用于在所述输出电压过冲时关闭所述输出管，在所述输出管关闭时所述输出电压停止跟随所述电源电压上升；

下管控制电路，用于在所述输出电压过冲时开启所述下管，在所述下管开启时所述电源电压给自举电源域充电，在所述电源电压给所述自举电源域充电时所述输出电压降低。

较佳地，所述过冲检测电路包括：

比较器，所述比较器的正输入端输入所述误差放大信号，所述比较器的负输入端输入所述第二参考电压，所述比较器的输出端输出第一比较结果，所述第一比较结果为低电平时指示所述输出电压过冲。

较佳地，所述开关电源直流变换器还包括脉宽调制比较器和采样电阻，所述脉宽调制比较器的正输入端输入所述采样电阻的电压，所述采样电阻的电压等于所述串联支路的采样电流和斜坡电流之和乘以所述采样电阻的阻值，所述脉宽调制比较器的负输入端输入所述误差放大信号，所述脉宽调制比较器的输出端输出第二比较结果；

所述输出管控制电路包括：

第一反相器，所述第一反相器的输入端输入所述第二比较结果，所述第一反相器的输出端输出所述第二比较结果的反相结果；

DFF触发器，所述DFF触发器的set端输入所述第二比较结果的反相结果，D端和Q端连接脉宽调制信号，所述DFF触发器的输出状态输入至所述输出管的控制端。

较佳地，所述下管控制电路包括：

第二反相器，所述第二反相器的输入端输入所述第一比较结果，所述第二反相器的输出端输出所述第一比较结果的反相结果；

与门，所述与门的两个输入端分别输入所述第一比较结果的反相结果和时钟信号，所述与门的输出端输出与后结果，所述与后结果输入至所述下管的控制端。

一种开关电源直流变换器，包括：

由电源电压变换为所述输出电压的串联支路，所述串联支路包括串联的输出管和电感器；

下管，所述下管连接于所述电感器的与所述输出管连接的一端与地之间；

误差放大器，所述误差放大器的输入端输入第一参考电压与所述输出电压的分压之间的误差，所述误差放大器的输出端输出误差放大信号；以及，

如上所述的电压输出电路。

一种集成电路，集成有如上所述的开关电源直流变换器。

在符合本领域常识的基础上，上述各优选条件，可任意组合，即得本发明各较佳实例。

本发明的积极进步效果在于：本发明提出了一种新型，经济高效的适用于电源缓慢上电，负载空载或者接近空载情况下的大占空输出电压实现方案。其中电压输出电路通过将所述误差放大信号与所述第二参考电压进行比较来检测出所述输出电压过冲，进而同时控制所述输出管的关闭和所述下管的开启以停止所述输出电压上升，给所述自举电源域充电，从而降低所述输出电压。因为输出大量过冲只会发生在空载或者接近空载的情况下，故所述下管的尺寸可以很小，极大的简化了设计和面积的损耗的同时，可实现的空载及接近空载情况下的占空比依然很大。

附图说明

图1为现有技术中一种开关电源直流变换器的示意框图；

图2为现有技术中电源电压给自举电源充电的电路的电路图；

图3为本发明实施例1的一种电压输出电路的示意框图；

图4为本发明实施例1的一种电压输出电路的过冲检测电路的电路图；

图5为本发明实施例1的一种电压输出电路的输出管控制电路的电路图；

图6为本发明实施例1的一种电压输出电路的下管控制电路的电路图。

具体实施方式

下面通过实施例的方式进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实施例范围之中。

实施例1

本实施例提供一种开关电源直流变换器。所述开关电源直流变换器在图1的开关电源直流变换器的基础上进行改进，与其包括部分相同的结构，本实施例将着重说明与图1不同的部分。

如图3所示，本实施例的开关电源直流变换器包括由电源电压VIN变换为所述输出电压Vo的串联支路，所述串联支路包括串联的输出管018A和电感器016，所述电感器016再通过负载电容器019接地。所述开关电源直流变换器还包括下管020，所述下管020连接于所述电感器016的与所述输出管018A连接的一端SW与地之间。所述输出管018A和所述下管020实质上是两个开关管，所述输出管018A用于控制所述串联支路是否导通，即是否将所述电源电压VIN变换为所述输出电压Vo；所述下管020用于控制所述电源电压VIN是否给自举电源域充电。

所述开关电源直流变换器还包括误差放大器011，所述误差放大器011的输入端输入第一参考电压V Reference与所述输出电压Vo的分压V_FB之间的误差，所述第一参考电压V Reference通常选用带隙基准电压，通常在1.2V左右，所述电感器016通过分压电阻017B和017C接地，所述分压为所述分压电阻017C的电压，所述误差放大器011的输出端输出误差放大信号EA_out。

所述开关电源直流变换器还包括电压输出电路10，其应用于开关电源直流变换器中对所述开关电源直流变换器的输出电压Vo进行控制。所述电压输出电路10包括过冲检测电路11、输出管控制电路12和下管控制电路13。所述过冲检测电路11用于比较所述误差放大信号EA_out与第二参考电压VREF的电压大小，所述第二参考电压VREF通常选用带隙基准电压的缓冲器输出电阻分压，通常在400mV左右，若所述误差放大信号EA_out小于所述第二参考电压VREF，则所述输出电压Vo过冲。所述输出管控制电路12用于在所述输出电压Vo过冲时关闭所述输出管018A，在所述输出管018A关闭时所述输出电压Vo停止跟随所述电源电压VIN上升。所述下管控制电路13用于在所述输出电压Vo过冲时开启所述下管020，在所述下管020开启时所述电源电压VIN给自举电源域充电，在所述电源电压VIN给所述自举电源域充电时所述输出电压Vo降低。

本实施例的电压输出电路10通过将所述误差放大信号EA_out与所述第二参考电压VREF进行比较来检测出所述输出电压Vo过冲，进而同时控制所述输出管018A的关闭和所述下管020的开启以停止所述输出电压Vo上升、给所述自举电源域充电，从而降低所述输出电压Vo。因为输出大量过冲只会发生在空载或者接近空载的情况下，故所述下管020的尺寸可以很小，极大的简化了设计和面积的损耗的同时，可实现的空载及接近空载情况下的占空比依然很大。

下面具体说明所述电压输出电路中各部分电路的结构及工作原理：

如图4所示，所述过冲检测电路11包括比较器111。所述比较器111的正输入端输入所述误差放大信号EA_OUT，所述比较器111的负输入端输入所述第二参考电压VREF，所述比较器111的输出端输出第一比较结果EA_detn。所述比较器111可以是一个带回差的比较器。当所述误差放大信号EA_OUT大于所述第二参考电压VREF时，所述第一比较结果EA_detn为高电平。当所述误差放大信号EA_OUT小于所述第二参考电压VREF时，所述第一比较结果EA_detn为低电平，所述第一比较结果EA_detn为低电平时指示所述输出电压Vo过冲。

所述开关电源直流变换器还包括脉宽调制比较器015A和采样电阻Rs(图1中示出)。所述脉宽调制比较器015A的正输入端输入所述采样电阻Rs的电压，所述采样电阻Rs的电压等于所述串联支路的采样电流Is和斜坡电流Iramp之和乘以所述采样电阻Rs的阻值，所述采样电阻Rs的选取跟所述开关电源直流变换器的最大输出电流有关，一般在10kOhm左右，所述斜坡电流Iramp由振荡器010产生的时钟CLK经斜坡补偿产生电路013后输出；所述脉宽调制比较器015A的负输入端输入所述误差放大信号EA_OUT；所述脉宽调制比较器015A的输出端输出第二比较结果PWM_comp。如图5所示，所述输出管控制电路12包括第一反相器121和DFF触发器122。所述第一反相器121的输入端输入所述第二比较结果PWM_comp，所述第一反相器121的输出端输出所述第二比较结果PWM_comp的反相结果。所述DFF触发器122的set端输入所述第二比较结果PWM_comp的反相结果，D端和Q端连接脉宽调制信号PWM，所述DFF触发器122的输出状态输入至所述输出管018A的控制端。在所述输出电压Vo过冲时，所述输出管控制电路12拉高所述第二比较结果PWM_comp，进而重置所述DFF触发器122，关断脉宽调制信号PWM，这样一来在所述第一比较结果EA_detn为低电平时，所述第二比较结果PWM_comp凌驾于时钟信号CLK之上，使得所述输出管018A无法开启。

如图6所示(图中对图3开关电源直流变换器的部分电路进行了简化)，所述下管控制电路13包括第二反相器131和与门132。所述第二反相器131的输入端输入所述第一比较结果EA_detn，所述第二反相器131的输出端输出所述第一比较结果EA_detn的反相结果。所述与门132的两个输入端分别输入所述第一比较结果EA_detn的反相结果和时钟信号CLK，所述与门132的输出端输出与后结果，所述与后结果输入至所述下管020的控制端。在所述输出电压Vo过冲时，所述下管控制电路13通过所述第一比较结果EA_detn及时钟信号CLK一起控制下管020在时钟脉冲宽度里开启电源电压VIN给自举电源域充电的电路。在电源电压VIN给自举电源域充电的同时，所述输出电压Vo降低进而使电压反馈环路得以闭合，所述开关电源直流变换器得以进入正常的开关，从而实现在电源缓慢上电，负载空载或者接近空载情况下的大占空输出电压。

需要说明的是，图3仅示出本实施例中开关电源直流变换器的一些重要组成部分，在不影响该些重要组成部分的基础上，本实施例的开关电源直流变换器还可以进一步包括其他电路结果，如图1中的振荡器010，核心控制逻辑012，斜坡补偿产生电路013，电流取样电路014，脉宽调制比较器015A，电流限制电路015B，短路电流保护电路015C，负载电阻017A，分压电阻017B和017C，肖特基二级管018B，负载电容器019以及其它控制电路。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这仅是举例说明，本发明的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种电压输出电路，应用于开关电源直流变换器中对所述开关电源直流变换器的输出电压进行控制，所述开关电源直流变换器包括由电源电压变换为所述输出电压的串联支路，所述串联支路包括串联的输出管和电感器，所述开关电源直流变换器还包括下管和误差放大器，所述下管连接于所述电感器的与所述输出管连接的一端与地之间，所述误差放大器的输入端输入第一参考电压与所述输出电压的分压之间的误差，所述误差放大器的输出端输出误差放大信号，其特征在于，所述电压输出电路包括：

过冲检测电路，用于比较所述误差放大信号与第二参考电压的电压大小，若所述误差放大信号小于所述第二参考电压，则所述输出电压过冲；

输出管控制电路，用于在所述输出电压过冲时关闭所述输出管，在所述输出管关闭时所述输出电压停止跟随所述电源电压上升；

下管控制电路，用于在所述输出电压过冲时开启所述下管，在所述下管开启时所述电源电压给自举电源域充电，在所述电源电压给所述自举电源域充电时所述输出电压降低；

所述开关电源直流变换器还包括脉宽调制比较器和采样电阻，所述脉宽调制比较器的正输入端输入所述采样电阻的电压，所述采样电阻的电压等于所述串联支路的采样电流和斜坡电流之和乘以所述采样电阻的阻值，所述脉宽调制比较器的负输入端输入所述误差放大信号，所述脉宽调制比较器的输出端输出第二比较结果；

所述输出管控制电路包括：

第一反相器，所述第一反相器的输入端输入所述第二比较结果，所述第一反相器的输出端输出所述第二比较结果的反相结果；

DFF触发器，所述DFF触发器的set端输入所述第二比较结果的反相结果，D端和Q端连接脉宽调制信号，所述DFF触发器的输出状态输入至所述输出管的控制端。

2.如权利要求1所述的电压输出电路，其特征在于，所述过冲检测电路包括：

比较器，所述比较器的正输入端输入所述误差放大信号，所述比较器的负输入端输入所述第二参考电压，所述比较器的输出端输出第一比较结果，所述第一比较结果为低电平时指示所述输出电压过冲。

3.如权利要求2所述的电压输出电路，其特征在于，所述下管控制电路包括：

第二反相器，所述第二反相器的输入端输入所述第一比较结果，所述第二反相器的输出端输出所述第一比较结果的反相结果；

与门，所述与门的两个输入端分别输入所述第一比较结果的反相结果和时钟信号，所述与门的输出端输出与后结果，所述与后结果输入至所述下管的控制端。

4.一种开关电源直流变换器，其特征在于，包括：

由电源电压变换为所述输出电压的串联支路，所述串联支路包括串联的输出管和电感器；

下管，所述下管连接于所述电感器的与所述输出管连接的一端与地之间；

误差放大器，所述误差放大器的输入端输入第一参考电压与所述输出电压的分压之间的误差，所述误差放大器的输出端输出误差放大信号；以及，

权利要求1-3中任意一项所述的电压输出电路。

5.一种集成电路，其特征在于，集成有权利要求4的开关电源直流变换器。

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