CN110771078B

CN110771078B - 测量基于ptrs端口选择的无线通信系统

Info

Publication number: CN110771078B
Application number: CN201880023935.8A
Authority: CN
Inventors: 尼基尔·U·昆达基; 阿希姆·纳勒
Original assignee: National Instruments Corp
Current assignee: National Instruments Corp
Priority date: 2017-04-03
Filing date: 2018-03-29
Publication date: 2022-04-15
Anticipated expiration: 2038-03-29
Also published as: US11296846B2; CN110771078A; US20200252184A1; US20180287759A1; EP3556041B1; EP3556041A1; US10686572B2; US20200344023A1; WO2018187155A1

Abstract

本公开提供了具有多个天线且用于发送多个空间流的基站(BS)。多个用户设备(UE)中的每个用户设备(UE)均估计多个空间流中的两个或更多个中的每一个的公共相位误差(CPE)，测量多个空间流中的两个或更多个中的估计的CPE的相关性，以及提供关于的CPE相关性的反馈至BS。BS使用CPE相关反馈来分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口。

Description

测量基于PTRS端口选择的无线通信系统

本申请要求基于2017年4月3日提交的名称为测量基于相位跟踪参考信号(PT-RS)端口选择的无线通信系统的美国临时申请序列号为62480806的优先权，其全部内容通过引用结合于此。

技术领域

本公开涉及移动电信，尤其涉及一种测量基于相位跟踪参考信号(PTRS)端口选择的无线通信系统。

背景技术

用于移动系统的3GPP(第三代合作伙伴计划)中的新无线电(NR)定义将涵盖为5G(第五代)移动通信系统设想的各种部署方案。MIMO(多输入，多输出)通信系统可用于5GTDD(时分双工)空中接口。灵活(可缩放)帧结构被考虑用于新的5G蜂窝通信标准内的块符号传输，包括各种帧结构参数，例如FFT(快速傅立叶变换)大小，采样率和子帧长度。

图1A(现有技术)是包括具有M个天线104和基站102的无线MIMO通信系统100示例实施例的图。MIMO基站102通过M个天线104与具有一个或多个天线108的K个不同用户设备(UE)设备106(例如移动手机)通信。频谱效率通过使用具有相对大量天线的基站的大规模MIMO通信系统得到改善。大规模MIMO通信系统的示例实施例在题为“大规模MIMO架构”的美国公开专利申请2015/0326286，题为“大型天线计算系统的同步”的美国公开专利申请2015/0326383和题为“用于大规模MIMO蜂窝电信系统的信令和帧结构”的美国公布的专利申请2015/0326291中进行了描述。上述中的每一个都通过引用整体并入本文。

图1B(现有技术)提供了用于LTE(长期演进)无线蜂窝通信标准的示例时域子帧结构的图，该标准包括公共子帧102和OFDM(正交频分复用)符号108。例如，对于具有正常循环前缀114和30.72MSps(每秒兆样本)的采样率的20MHz(兆赫兹)带宽LTE模式，可以如下参数化一个示例子帧结构：

·OFDM符号108长度：2048个样本；

·公共循环前缀(CP)114长度：144个样本；

·特殊循环前缀(CP)112长度：160个样本

·多个OFDM符号108(带CP)；和

·子帧102长度：1ms(毫秒)，包括14个OFDM符号(具有CP)。

5G空中接口的一个目标是在单个技术框架中通过多种部署方案在低于1GHz至100GHz的载波频率下操作，例如，使用OFDM(正交频分复用)调制。为此目的，相位噪声(PN)成为6GHz以上载波频率的主要损害。

相位噪声在基于OFDM的系统上引入两种损害：(1)公共相位误差(CPE)和(2)载波间干扰(ICI)。CPE是用于OFDM传输的所有子载波上的公共相位旋转，并且CPE表示为解调群的共同旋转。每个子载波频率处的相位噪声也将ICI引入相邻子载波，并且该频谱泄漏降低了OFDM波形的正交性。这种退化在每个解调群中表现为“模糊”，并且ICI的水平可以通过EVM的退化来测量(误差矢量)幅度)通讯链接。相位噪声通常随载波频率而增加，例如，一个一般假设是与相位噪声相关的PSD(功率谱密度)每十倍频率增加约20dB。

根据下面所示的等式，可以使用最小二乘估计器以简单的方式估计CPE。

对于该等式，R_k是接收的子载波值；X_k，其中k∈S_p是在接收器处已知的发送导频符号；H_k是频道估计；和S_p是导向器占用的子载波的子集。OFDM传输内的每个OFDM符号的CPE是该符号持续时间内的基带PN(相位噪声)样本的DFT(离散傅里叶变换)的DC分量。

由于CPE对于OFDM符号内的所有子载波是恒定的并且可以被估计，因此可以通过引入相位噪声参考信号(PNRS)(也称为相位跟踪参考信号(PTRS))或OFDM传输内的其他导频来执行CPE补偿。因此，PNRS/PTRS的添加允许CPE补偿，但仅以OFDM符号内的附加导频信号开销为代价。因此，基于静态导频模式的这种CPE估计具有由于纯粹的导频辅助PN补偿所需的导频信令而导致的高开销的缺点。此外，不同的设备和部署方案对PN(相位噪声)缓解具有不同的要求水平。例如，UE(用户设备)和基站具有显着不同的相位噪声PSD要求，并且UE可以基于其操作频带和无线系统应用(例如eMBB(增强型移动)，URLLC(超可靠低延迟通信)，mMTC(大规模机器类型通信)和/或其他用例而针对PN性能分类为不同的组。

注意，术语相位噪声参考信号(PNRS)在本文中与相位跟踪参考信号(PTRS)可互换地使用以指代相同的信号。除OFDM波形外，还可以以简单的方式将PNRS/PTRS插入SC(单载波)波形，以估计和补偿该SC波形上的完整PN(相位噪声)。这种单载波波形的示例包括单载波频分多址(SC-FDMA)，DFT扩展OFDM(DFT-s-OFDM)，空循环前缀单载波(NCP-SC)等。

由于相位噪声处理被假设在所分配的UE带宽的给定符号的所有子载波上是恒定的，基站可以使用PTRS(相位跟踪-参考信号)端口和相关信号，以允许UE导出由于相位噪声过程引起的公共相位误差(CPE)的标量估计。随着在给定UE的调度带宽内增加分配给PTRS的RE(资源元素)的数量，该估计变得更准确。另外，当使用多个天线端口从基站发送到UE时，可以存在从DMRS(解调参考信号)端口到PTRS端口的一对一映射或多对一映射。基站使用DMRS端口来提供便于UE内的解调操作的信号。虽然PTRS端口和相关通信的使用可以帮助改善CPE补偿，但是它们也可能导致关于可用带宽的使用的低效率，并且在基站选择和分配PTRS端口时出现困难。

发明内容

在一个方面，本发明提供了一种无线基站(BS)，其包括映射到多个天线的多个射频(RF)链和被配置为生成LO信号以提供给RF链的一个或多个本地振荡器(LO)。BS从多个天线发送多个空间流，并从多个用户设备(UE)接收关于多个空间流之间的公共相位误差(CPE)估计的相关性的反馈。BS使用CPE相关反馈来分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口。

在另一方面，本发明提供了一种用户设备(UE)，其包括映射到一个或多个天线的一个或多个射频(RF)链以及被配置为生成LO信号以提供给所述一个或多个RF链的一个或多个本地振荡器(LO)。UE接收从基站(BS)发送的多个空间流，并估计多个空间流中的每个空间流的共同相位误差(CPE)。UE测量多个空间流中的估计CPE的相关性，并向BS提供关于CPE相关性的反馈，以供BS使用以分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流对应的解调参考信号(DMRS)端口。

在又一方面，本发明提供了一种方法，该方法包括基站(BS)，该基站具有发送多个空间流的多个天线。该方法还包括多个UE的每个用户设备(UE)估计多个空间流中的两个或更多个中的每一个的共同相位误差(CPE)，测量多个空间流中的两个或更多个中的估计CPE的相关性，并向BS提供关于CPE相关性的反馈。该方法还包括BS使用CPE相关反馈来分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口。

附图说明

注意，附图仅示出了示例性实施例，因此，不应认为是对本发明范围的限制，因为本发明可允许其他同等有效的实施例。

图1A(现有技术)是包括具有M个天线104和基站102的无线MIMO通信系统100示例实施例的图。

图1B(现有技术)提供了一个包括公共子帧和OFDM(正交频分复用)符号的LTE(长期演进)无线蜂窝通信标准的时域子帧结构示例图。

图2-4提供了不同的示例实施例，其中，时钟信号和相关电路用作用于基站或UE的下行链路(DL)和/或上行链路(UL)电路内的RF信道的LO。

图5提供了从MIMO基站发送的两个帧的示例图，其包括具有PDSCH的两个正交PTRS端口。

图6A-C提供了用于在UE处执行PN相关以及用于从UE到基站的这些相关的反馈的示例流程图。

图7是可以使用本发明公开的技术的毫米(mm)波通信系统的示例实施例的框图。

图8是可用于提供关于图7的实施例的基带接收器、基带发射器、多FPGA处理电路和实时处理器的电路的示例实施例的框图。

图9是可用于实现本发明实施例的基站和/或用户设备(UE)的电子组件的示例实施例的图。

图10是用于OFDM传输的符号处理的示例实施例的框图，该OFDM传输包括用于CPE补偿的盲CPE估计。

图11是示例实施例的框图，其中CPE估计器包括多个估计算法，包括仅导频CPE估计算法，仅盲CPE估计算法和导频辅助盲CPE估计算法。

图12是用于CPE估计器的仅盲CPE估计算法的示例实施例的过程流程图。

图13是用于CPE估计器的导频辅助盲CPE估计算法的示例实施例的过程流程图。

图14是关于图12描述的用于不同16-QAM阈值区域的判决阈值的示例实施例的图。

图15是采用图14的不同16-QAM阈值区域的8个判定阈值的示例实施例的图和采用图12的实施例的方法的示例实施例的图，该方法用于提取落在8个区域内的OFDM符号的数据子载波的子集，即，四个实部区域和四个虚部区域。

具体实施方式

术语

以下是本申请中使用的术语表：

空间流是从天线端口发送的符号序列。术语空间流在空间复用的上下文中用于本公开中。空间复用是在MIMO(多输入多输出)无线通信系统中使用的传输技术，其中MIMO系统的多个发送天线端口发送多个空间流。

定义天线端口，使得可以从物理信道推断在其上传送天线端口上的符号的物理信道，在该物理信道上传送相同天线端口上的另一个符号。例如，天线端口可以在信道上传送DMRS，并且天线端口可以在信道上传送相应的空间流，其符号使用从接收的DMRS获得的信道估计来解调。又例如，天线端口可以在信道上传送PTRS，并且天线端口可以在信道上传送相应的空间流，其符号具有使用PTRS跟踪和补偿的相位噪声。

符号是在空时频率资源上传输的复值信号。OFDM符号的示例是DMRS，SRS(探测参考信号)，数据信道符号和控制信道符号。

物理信道是上行链路或下行链路物理信道。物理信道对应于承载源自通信协议栈的较高层的信息的一组资源元素。信道的示例是PDSCH(物理下行链路共享信道)，PUSCH(物理上行链路共享信道)，PDCCH(物理下行链路控制信道)，PUCCH(物理上行链路控制信道)和PBCH(物理广播信道)。

资源元素是用于天线端口和子载波间隔配置的OFDM资源网格中的元素。

CPE(公共相位误差)是用于OFDM传输的所有子载波上的公共相位旋转。

相位噪声是信号中随时间的部分随机相位变化。通常，相位噪声由振荡器产生的非理想正弦信号引入。

DMRS是解调参考信号，其用于信道估计目的，以便允许解调一个或多个物理信道，例如PDSCH，PUSCH PDCCH，PUCCH，PBCH。

DMRS端口是发送DMRS的天线端口，可用于接收在同一天线端口上发送的数据符号。

PTRS是相位跟踪参考信号，用于跟踪和补偿相位噪声的影响。PTRS在本文中也称为PRS(相位噪声参考信号)。当检测到一个或多个空间流之间的CPE相关时，所描述的实施例有利地促进减少需要发送PTRS的DMRS端口(及其对应的空间流)的数量。这是特别有利的，因为PTRS通常需要及时密集地传输。一般而言，例如，相对于DMRS，PTRS需要在时间上相对密集地发送，因为相位噪声随着时间的推移趋于比从DMRS获得的信道估计更频繁地变化。因此，例如，每个时隙/TTI发送一个DMRS就足够了；而通常是多个需要每个时隙/TTI发送PTRS，通常在其每个符号内。

PTRS端口是发送PTRS的天线端口。

CSI-RS是信道状态信息参考信号，用于计算信道状态信息。

CSI-RS端口是发送CSI-RS的天线端口。

本公开的实施例提供使UE(用户设备)测量不同接收(或发送)空间流之间的CPE(公共相位误差)相关性的技术，然后针对这些相互关提供反馈到基站(例如，gNB)。对于一个示例实施例，反馈包括互相关的结果，诸如相关矩阵或其的浓缩/变换版本。对于一个其他示例实施例，反馈包括UE选择与其DMRS端口相关联的推荐PTRS端口，并且该推荐端口列表被发送回基站。然后，基站(例如，gNB)使用该互相关反馈来选择和配置用于一个或多个UE的PTRS端口。在仍然利用本文描述的技术的同时，也可以实现其他变型。所描述的用于选择PTRS端口的技术可以通过使无线电信系统能够改善CPE补偿并更有效地使用可用带宽来改善无线电信系统的操作。

用于所公开实施例的示例通信环境

关于本文提供的描述，使用以下缩写：

PTRS：相位跟踪参考信号

DMRS：解调参考信号

TRP：传输接收点

gNB：g NodeB(基站)

PSD：功率谱密度

PN：相位噪声

TTI：传输时间间隔，UE的最小调度间隔

基站(BS)和用户设备(UE)的示例架构

以下是可用于无线通信系统内的基站(BS)和用户设备(UE)实现的示例架构。由于这些是示例实施例，应理解可以使用附加和/或不同的架构。

在TRP中，以下是示例体系结构：

·仅限一个天线面板

ο面板所有天线之间共享的一个LO(本地振荡器)

ο面板天线之间共享的多个LO

§使用公共时钟

·多个天线面板

ο所有天线面板之间共享一个LO

ο每个天线面板一个LO

§所有LO之间共享公共时钟

§每个/部分LO有单独时钟

ο每个面板有多个LO

§每个面板有公共时钟

§该天线面板中所有LO是一个时钟

通过某些类别的多个TRP联合传输(非相干联合传输(NCJT)，动态点选择(DPS)，协调多点(CoMP)等)，有多个TRP和/或多个gNB可以与一个通信UE以协调的方式通信，示例架构可以具有：

·每个TRP有单独的LO，每个TRP有不同的时钟

·每个TRP的每个子选项，如前面的列表中所示。

在UE处，以下是示例架构：

·仅限一个天线面板

ο面板的所有天线之间共享一个LO(本地振荡器)

·多个天线面板

ο所有天线面板之间共享一个LO

ο每个天线面板一个LO

§所有LO之间共享公共时钟

§每个/部分LO有单独时钟

除天线和面板外，还有数字收发器链，使用天线映射矩阵映射到天线/面板。还可以包括附加的和/或不同的电路和组件，同时仍然利用本文公开的技术。

图2-4提供了用于不同实现的示例实施例，其中，时钟信号和相关电路用作用于基站或UE的下行链路(DL)和/或上行链路(UL)电路内的RF信道的LO。注意，LO信号可以用于例如将RF信号混合到更高频率和/或将RF信号混频到用于基站或UE的DL和/或UL电路内的较低频率。

图2是示例实施例的框图，其中可以由振荡器(OSC)206生成相同的时钟，并且相同的PLL(锁相环)204可以是基于N的PLL(xN)，用作单个LO来生成提供给多个不同RF信道的LO信号(RFi...RFX)202。

图3是示例实施例的框图，其中，可以由振荡器(OSC)206生成的相同时钟用作多个不同PLL的输入(PLLi...PLLz)204，每个都可以是基于N分频的PLL(xN)。这些不同的PLL204与时钟结合被用作不同的LO以产生多个LO信号，这些LO信号被提供给多组不同的RF信道(RFi...RFX，RFi......RFY)202。

图4是多个时钟的示例实施例的框图，其可以由多个振荡器产生(OSCi...OSCz)206用作多个不同PLL的输入(PLLi...PLLz)204，每个都可以是基于N分频的PLL(xN)。这些不同的PLL 204与不同的时钟相结合被用作不同的LO以产生多个LO信号，这些LO信号被提供给多组不同的RF信道(RFi...RFx，RFi..RFY)202。

如下面进一步详细解释的，取决于为基站和/或UE实现的架构，相位噪声(PN)特性是不同的。此外，实现的下行链路(DL)部分和上行链路(UL)部分也可以具有不同的PN特性，因此应该单独考虑。

不同变化的MIMO传输示例

用于MIMO通信系统的基站(BS)将建立多个空间流。以下是具有这种多个空间流的通信系统的示例：

·SU-MIMO(单用户-MIMO)

ο单一TRP

ο多TRP

·MU-MIMO(多用户MIMO)

ο单一TRP

ο多TRP

对于这些空间流示例中的每一个，与基站通信的UE可以实现为SISO(单输入，单输出)设备或实现为MIMO设备。

同样对于MIMO系统，在空间流和收发器架构之间存在映射。为了简化下面的讨论，应用以下假设，但应理解，本文描述的技术可以以直接的方式应用于其他组合。

·SS代表空间流；TRX代表收发器链

·SS到天线的映射

ο一个SS映射在一个天线面板内(例如，SS不在两个或多个面板上的天线之间共享)

ο或者一个SS映射到多个天线面板

ο可以将多个SS映射到一个天线面板

·一个SS传输仅涉及一个LO

ο在TRP内，SS被映射到TRX，使得每个SS只有一个LO

·多个SS可以共享LO

虽然目前的R定义支持多达12个SS，但仍有讨论将其扩展到16SS(例如，通过支持16个正交DMRS端口)。这里描述的技术可以放大到16个SS，但不限于16个SS。所公开的技术也可用于具有超过16个SS的系统。

相位噪声特性

要描述系统中的相位噪声：

·总相位噪声PSD是TX处的PSD和RX处的PSD的组合。

·由于UE和TRP的RF链质量的相对差异，通常UE将比TRP具有更差的PSD。

··取决于该RF的质量和该UE的其他传输能力，网络中的UE将被分类为UE类别。期望UE类别和/或UE能力和/或UE特征将PSD质量反映到某个水平。

在OFDM系统中，通过以下符号级别测量相位噪声影响：

·CPE(常见错误)

·ICI(载波间干扰)

相位噪声的PSD是以下组合：

·时钟PN的PSD

·PLL环路滤波器的PN

·Loop Filter BW之外的PSD

现在，为了在低于40GHz的频率下补偿OFDM的PN，估计和补偿CPE就足够了。CPE对于每个符号是不同的，并且随着时间的推移是随机变量，遵循一种随机游走过程。40GHz上限是当前RF技术的一个例子，然而，应该理解，随着RF技术的发展，上限可能在未来发生变化。

空间流之间相位噪声的测量

相位噪声相关的描述

根据所涉及的时钟和LO以及它们与天线元件的映射，不同SS的相位噪声过程可以在不同程度上相关。因此，以下特征如下：

·SS之间完整相位噪声的依赖性

·SS之间CPE的依赖性

关于SS之间的相位噪声的依赖性，期望估计每个SS随时间/SC(子载波)的精确PN样本，然后找到该完整PN过程的SS之间的互相关。这些将包括CPE和ICI的影响。

关于CP之间的CPE的依赖性，有许多选项来表征它，如下所述。首先，找到每个SS的符号的CPE。然后，可以执行以下选项：

·比较该符号中每个SS的瞬时CPE：

ο如果所有SS完全相关，则此CPE应相同。

ο如果某些SS之间存在部分相关性，而其他SS之间则存在部分相关性那些SS的CPE应该是相似的，而未校正的SS的CPE应该是不同的。

·比较TTI中多个符号的每个SS的瞬时CPE的时间序列：

ο有多种方法可以在每个SS的符号中找到CPE。

ο如果在TTI中估计超过M个N个符号的CPE，则每个SS获得CPE的时间序列。

ο然后可以计算CPE相对于全部或部分SS的互相关。

·比较多个TTI：

ο来自已调度UE的过去TTI的知识可用于获得用于估计CPE的更多样本点。

估算CPE的方法

建议使用方法工具包根据符号数和结构来估计CPE。它们在这里介绍，下面提供了更多细节。

·基于DMRS(解调-参考信号)

ο使用前部装载或也可位于插槽中间的DMRS

·基于PTRS

ο在PDSCH中使用PTRS(物理下行链路共享信道)

·基于CSI-RS(信道状态信息-参考信号)

ο可以使用CSI-RS，再次出现在PDSCH中

·基于盲数据

ο先前提出的和获得专利的基于盲数据的方法可用于符号中。

根据数字学和框架结构，TTI中的每个符号都可以支持上述全部或部分方法。使用上面列出的全部或部分方法，可以估算TTI中的CPE时间序列。然后，使用上面列出的CPE互相关方法之一，可以估计SS之间的相位噪声与相关程度。

图5提供了从MIMO基站发送的两个子帧500的示例图，其包括具有PDSCH 508的两个正交PTRS端口502。PDCCH(物理下行链路控制信道)504符号包括在每个帧的开始处，接着是用于12个空间流的DMRS(解调参考信号)符号506。

SS之间PN相关性的反馈

提出以下方法来反馈从UE到基站的相关性。然后，基站可以使用该反馈来将PTRS端口分配给UE。

反馈方法类型1：

发送回互相关矩阵的原始或量化版本。矩阵看起来像下面的矩阵：

SS xcorr＝[C_l_1，C_l_2，C_1_N；C_2_l，C_2_2，C_2_3，C_2_N；…；…；C_N_1，C_N_2，C_N_N]

注意，并非所有值通常都可以由特定UE估计。它取决于UE可以接收的DMRS的数量。UE可以被配置为通过UCI(上行链路调度控制信息)消息，MAC CE(媒体访问控制-控制元素)，RRC(无线电资源控制)消息和/来将用于互相关的反馈发送回gNB和/或其他一些所需的消息频道。

示例：如果TRP在一个DMRS组(通常是准共址(QCLed))中发送SS 1,2,3,4,5,6，在另一个DMRS组中发送6个其他SS；如果UE1被配置为接收由该TRP发送的12个SS中的空间流1,2,3,4中寻址到它的数据；如果UE1也可以接收该组中的其他DMRS，即对应于SS5和6；然后UE1可以使用DMRS来均衡12个空间流中的6个(即，SS 1,2,3,4,5,6)，即使只有4个包含寻址到它的数据。这样UE1可以填充6×6互相关矩阵。

在准备该矩阵之后，UE可以以多种方式对其进行信号发送。

·反馈矩阵的所有元素：[C_l_l，C_l_2，...，C_1_N，C_2_l，C_2_2，C_2_3，...，C_2_N，...，C_N_1，C_N_2，...，C_N_N]；

·仅反馈矩阵的非对角线项：[C_l_2，C_l_3，...，C_1_N，C_2_1，C_2_3，C_2_N，...，C_N_1，C_N_2，C_N_N-1]；

·反馈每对空间流的平均互相关：

ο将C_l_2和C_2_l组合成Ceff_l_2＝(C_l_2+C_2_l)/2

ο发回[Ceff_l_2，Ceff_l_3，Ceff_l_4，...，Ceff_l_N，Ceff_2_3，Ceff_2_4，...，Ceff_2_N，Ceff_3_4，...，Ceff_3_N，......Ceff N-1_N]；

·仅反馈高于/低于特定阈值的那些互相关值；

·仅反馈高于/低于特定SS特定阈值的那些互相关值；

·反馈量化(例如，线性或对数)互相关值，用于例如，互相关值必须映射到两位二进制数；和/或

·考虑上面提到的所有选项，但仅反馈那些与之前报告不同的值。还应注意，UE还可以使用附加和/或不同的反馈技术来将互相关反馈信息发送回TRP，例如基站。

反馈方法类型2：

在该方法中，概念是将用于分配PTRS端口的建议发送回TRP。UE使用它已经计算的互相关矩阵选择它需要的最佳PTRS端口数以及它们与哪个DMRS端口相关联。原始互相关数据不会被发回。相反，UE发送回所需的PTRS端口建议。由基站调度器考虑来自所有相关调度的UE的这种反馈并分配实际数量的PTRS端口并将它们映射到DMRS端口和空间流。反馈可以被配置为通过UCI消息，MAC CE，RRC命令和/或一些其他期望的消息信道发送回gNB。

示例：继续上面的反馈类型1的示例，UE测量6×6互相关矩阵，并且在这种情况下发现空间流1和2上的相位噪声过程高度相关，并且空间流3,4上的相位噪声过程，5,6是高度不正确的。在这种情况下，它可以请求TRP分配五个空间流并将PTRS端口1映射到DMRS端口1，将PTRS端口映射到DMRS端口2，并将PTRS端口2到5映射到DMRS端口3到6，分别。注意，对于该示例，DMRS端口5和6用于另一UE。

示例流程图

图6A-C提供了用于在UE处执行PN相关以及用于从UE到基站的这些相关的反馈的示例流程图。注意，尽管这里的讨论集中于DL，但是这些方法可以以类似的方式扩展到UL。

首先看图。参考图6A，在框602，当基站支持PTRS通信时，该过程开始于发送具有1个PTRS的每个DMRS端口的Slot/TTI，具有一些已知的时间频率密度。否则，根据一些隐式/明确指示的关联规则，每个DMRS端口存在较少的PTRS。进一步：

·每个空间流有一个DMRS端口；

·空间流可以从指示的任何设置发送：多TRP，一个TRP，到单个UE，到多个UE；和

··可以向UE隐式/明确地指示时间频率密度/位置。

接下来，在框604处，在该TTI中调度的每个UE处，在前面加载的DMRS符号中完成以下操作：

·使用该UE的调度资源块中的所有DMRS估计每个空间流的CPE；和

·如果可能，也使用来自不适用于给定UE组或DMRS组的空间流的DMRS(这是可选的)。如果不是，则将CPE估计限制为仅针对该UE组或DMRS组的SS。

接下来，在框606处，在该TTI中调度的每个UE处，在具有PTRS的符号中完成以下操作(特殊情况是如果每个PDSCH符号具有PTRS)：

·使用该UE的调度资源块中的所有PTRS估计每个空间流的CPE；和

·如果可能，也使用来自不适合给定UE的空间流的PTRS(这是可选的)。如果不是，则限制CPE估计以仅在SS中使用PTRS。

接下来，在框608，在该TTI中调度的每个UE处，如果存在另外的(非前置加载的)DMRS符号，则完成以下操作：

·使用该UE的调度资源块中的所有DMRS估计每个空间流的CPE；

接下来，在框609，如果TTI中的一些符号包含CSI-RS传输，则如果足够数量的CSI-RS可用于实现可靠的CPE估计，则UE可以使用CSI-RS来导出CPE。

接下来，在框611，在该TTI中调度的每个UE处，如果所选择的PDSCH符号不具有DMRS或PTRS或CSI-RS，则使用盲方法估计CPE。这仅在针对该UE的SS中完成。

接下来，在框612，跨空间流计算CPE的互相关。这是为尽可能多的SS完成的。

如果正在使用类型1反馈方法，则在框614，UE然后将完整的NxN互相关矩阵或其精简和变换版本之一发送回基站。

如果正在使用类型2反馈方法，则在框616，UE然后选择其所需的最佳数量的PTRS端口以及与它们相关联的哪些DMRS端口。该推荐的PTRS端口列表由UE发送回基站。

最后，在框618，基站(例如，gNB)基于从UE接收的报告来更新PTRS分配和映射到DMRS端口。

多TTI操作的扩展/修改

以下提供了图1和2中提供的示例流程的扩展。图6A-C用于OFDM到多个TTI。所提出的方法使用来自最后M个TTI的CPE估计，其中特定UE被调度具有类似的传输模式设置。

每个TTI-i的建议方法如下：

§如果使用传输方案设置Y调度UE：

·估计TTI的每个可能符号中的CPE，如图4和图5的示例中所提供的。图6A-C；和

·获得每个空间流的每个符号的CPE时间序列。

§如果存在使用相同传输方案Y的先前TTI：

·将当前TTI-i的CPE估计值与过去的TTI相连，并更新互相关矩阵(SS xcorr)；

或者

·找到每个TTI的SS xcorr并将它们与任何一个结合起来平均或各种指数加权平均，以获得SS xcorr的新更新。

§根据所使用的反馈方法类型1或2，将更新的SS xcorr或推荐的PTRS端口配置设置发送回g B。

§在安排UE时等待下一个TTI。

单载波调制的扩展/修改

对于单载波波形[SC＝单载波传输方案]的情况，例如空CP单载波波形，或SC-FDMA或单载波家族中的任何其他候选，相位噪声估计和补偿的问题仍然存在。然而，OFDM类型的公共相位误差(CPE)是不相关的，因为相位噪声不需要在频率(每个子载波)中进行补偿，而是需要及时补偿。

这种PN时间补偿的一些技术是：

·时域试点辅助补偿；

·时域循环前缀辅助补偿；和

·时域盲目补偿。

另外，这里描述的提出的技术可以扩展到这种单载波场景。

例如，考虑MU-MIMO类型SC系统，其中在相同的时间频率资源上调度多个UE。

每个UE获得UE特定导频，其以与数据相同的方式预编码到UE。这称为SC DMRS试点。可以在系统中使用其他SC PTRS导频。每个SC PTRS与一个或多个SC DMRS端口相关联，并且与一个SC DMRS端口共享相同的预编码。然后，该算法可以与图1和2中相同地实现。对于OFDM情况，上面的图6A-C中，但是PTRS被SC PTRS替换，并且DMRS被SC DMRS替换。

如上所述，尽管这里的讨论集中于DL，但是这些方法可以以类似的方式扩展到UL。

注意，所公开的实施例可以用于RF通信系统的各种基于OFDM的传输方案。还应注意，如本文所使用的，“射频”或RF通信是指传输有用信息并且具有从大约3千赫兹(kHz)到数千千兆赫兹(GHz)的频率的电和/或电磁信号，而不管传递这种信号的媒介。基于OFDM的传输可以通过各种介质(例如，空气，自由空间，同轴电缆，光纤，铜线，金属层和/或其他RF传输介质)传输。作为一个示例，如果基于OFDM的调制用于具有基于OFDM的调制，则所公开的实施例可以用于波长为1-10mm(例如，71-76GHz的传输范围)的30-300GHz之间的毫米(mm)波传输。另外，所公开的实施例可能对高达40GHz的5G解决方案有用，其中更可能实现基于OFDM的调制。例如，5G频率范围和28GHz，39GHz附近的频带和/或其中基于OFDM的调制用于RF传输的其他频率范围或频带将受益于所公开的技术。还应注意，在其中可应用所公开的技术的示例性无线通信系统还在美国公布的专利申请No.2015-0303936(序列号14/257,944)和美国公布的专利申请No.2015-0305029(序列号)中描述。在此参考文献14/691,339)中，每个都通过引用整体并入本文。

图7是可以发送和接收如本文所述的OFDM符号的通信系统700的示例实施例的框图。图1的示例实施例包括：图7包括发送路径和接收路径。发送路径包括多FPGA处理电路702，基带发送器704，IF上变频器706和RF发送器708。接收路径包括RF接收器712，IF下变频器714，基带接收器716和多FGPA处理电路718。彼此通信的发送路径和接收路径可以位于不同的设备(例如，用于蜂窝通信的基站和用户设备)中。如果需要双向通信，则每个不同的设备可以包括发送路径和接收路径。还可以实现其他变型。

查看发送路径，发送数据722被发送到多个FPGA 702，其提供发送数据722的多FPGA处理。发送数据722可以由其他处理电路产生，例如控制处理器或其他电路。这些FPGA702可以以选定的时钟速率(例如，192MS/s(每秒兆样本)或其他速率)操作，并且可以使用有效的并行宽数据路径实现，例如，具有多个(例如16个)数据元素(例如，每个宽数据路径样本，基带样本。FPGA 702将数字基带信号724输出到基带发射器704。基带发射器704包括数字-模拟转换器(DAC)，其将数字基带采样转换为模拟基带信号726。包括DAC的基带发送器704可以以选定的采样率(例如，3.072GS/s(每秒千兆采样)或其他速率)操作，并且可以从多FPGA处理电路内的一个或多个FPGA 702接收数字基带样本。模拟基带信号726由IF(中频)上变频器706接收，其将模拟基带信号726混合到较高频率IF信号728。这些IF信号728由RF发射器708接收，RF发射器708进一步将这些信号上变频到所需传输的频率范围。

观察接收路径，接收器712接收来自RF发射器的RF传输，其可以在期望的频率范围内。RF接收器712将这些RF传输下变频到较低频率的IF信号732。然后，IF信号732由IF下变频器714接收，IF下变频器714将IF信号732向下混合到模拟基带信号734。然后，模拟基带信号723由基带接收器716接收。基带接收器716包括模拟-数字转换器(ADC)，其将模拟基带信号734转换为数字基带信号736。包括ADC的基带接收器716可以以采样速率(例如，3.072GS/s(每秒千兆采样)或其他速率)操作，并且可以将数字基带样本736发送到多FPGA处理电路718内的一个或多个FPGA。FPGA 718接收数字基带信号736并产生可由诸如控制处理器或其他电路的附加处理电路处理的数字数据。这些FPGA 718可以使用有效的并行宽数据路径实现以选定的速率(例如，192MS/s(每秒兆样本)或其他速率操作，例如，具有多个(例如，16个)数据元素(例如，基带样本))每个宽数据路径样本。

图8是可用于提供关于图7的实施例的基带接收器，基带发射器，多FPGA处理电路和实时处理器的电路的示例实施例的框图7。图8提供了两个接收/发送流和相关的处理电路。

展望图1的实施例。如图8所示，两个模数转换器(ADCl 802-1，ADC2 802-2)接收模拟基带信号并将采样的数字基带信号804(即，采样的时域基带接收信号)输出到两个解调器/均衡器806。解调器/均衡器(DEMODULATOR/EQUALIZER 1 806-1，DEMODULATOR/EQUALIZER 2 806-2)解调和均衡各自的接收信号。由于MIMO(多输入多输出)均衡任务的复杂性，相关功能的一些部分由单独的MIMO处理电路(MIMO处理808)实现。具体地，该MIMO处理电路808执行MIMO信道估计和均衡器权重812的计算。为此，它使用从两个接收的基带信号中提取的(预处理的)导频信号/符号814作为输入。这些(预处理的)导频信号814由解调器/均衡器806提供。由MIMO处理电路808计算的均衡器权重812(W1，W2)被反馈到解调器/均衡器806，解调器/均衡器806可以使用这些均衡器权重812执行最终的MIMO均衡。为了支持该最终MIMO均衡任务，解调器/均衡器806可以交换中间均衡结果。解调器/均衡器806的最终输出是两个接收流的均衡QAM(正交幅度调制)符号816。这些均衡的QAM符号816被提供给MIMO处理电路808，其可以将均衡的QAM符号824分配给多个解码器(解码器822)。注意，上部解码器组822可以用于解码第一接收流，而下部解码器组822可以用于解码第二流。解码器822将每个传输块的解码数字接收数据828加CRC(循环冗余校验)结果输出到MAC支持FPGA826。MAC支持FPGA 826可以收集所有解码器822的输出数据828，可以进一步处理它们，并且可以以同步和一致的方式将它们提供给实时处理器(实时处理器832)。实时处理器832可以对MAC支持FPGA 826提供的接收数据828(和CRC结果)执行进一步操作。此外，它可以向MAC支持FPGA 826和/或其他接收器FPGA(未示出)提供接收器(RX)控制信息836，以控制和配置各个接收器。例如，实时控制器832可以将每子帧的所有解码器822的控制数据836提供给MAC支持FPGA 826，并且MAC支持FPGA 826可以将这些控制数据838分配给每个解码器822，以提供用于解码相关传输块的配置。实时处理器832可以为发送路径提供类似的功能。未编码的数字发送数据842和相关的发送器(TX)控制数据844从实时处理器832发送到MAC支持FPGA 826，MAC支持FPGA 826将数字发送数据846以及相应的编码器/调制器控制数据848分配给两个调制器/编码器(MODULATOR/ENCODER 1 852-1，MODULATOR/ENCODER 2 852-2)。调制器/编码器852对发射数据846进行编码并执行发射调制，例如，生成数字时域基带发射信号854。这些数字时域基带发送信号854由调制器/编码器852发送到数模转换器(DAC1 856-1，DAC2 856-2)。DAC 856接收数字基带信号854并输出模拟基带信号。注意，可以使用多个并行FPGA来实现解调器/均衡器，调制器/编码器，MIMO处理电路和解码器。

本公开的实施例还可以用于大规模MIMO蜂窝电信系统的基于OFDM的传输方案，如题为“SIGNALING AND FRAME STRUCTURE FORMASSIVE MIMO CELLULAR TELECOMMUNICATIONSYSTEMS”的美国公开专利申请2015/0326291中所描述的，该专利申请通过引用整个结合于此。这种大规模MIMO(多输入多输出)通信系统可用于5G动态TDD(时分双工)空中接口。5G(第5代)移动电信能够以灵活和可扩展的方式跨越各种各样的部署场景(例如，农村，城市宏观，城市密集，室内等)。特别是，基于MIMO互易的大规模TDD空中接口允许符号级切换和潜在的可配置性，这反过来允许功能支持5G空中接口的三个主要方面，即增强型移动宽带(eMBB)，大规模机器类型通信(mMTC))和超可靠和低延迟通信(URLLC)。

所公开的实施例还可以与图10至15以及2017年12月27日提交的美国专利申请15/855,148中描述的CPE补偿技术和相关实施例一起使用，其要求美国临时专利申请序列号62的优先权。标题为“无线通信系统中OFDM符号的盲共同相位误差(CPE)补偿”的第443,226页，“其中的每一个都通过引用整体结合于此。

图9是可用于实现包括针对所公开实施例描述的功能和操作特征的基站和/或用户设备(UE)的电子组件的示例实施例900的图。对于图1中所示的示例实施例900，如图9所示，一个或多个处理器908通过系统总线互连902与其他组件通信。例如，一个或多个处理器908通过系统总线互连902与输入/输出(I/O)电路904和发送/接收(TX/RX)电路906通信。还可以包括附加电路，例如电源电路和/或其他所需电路。TX/RX电路906提供一个或多个蜂窝无线电，并且优选地耦合到多个天线，TX/RX电路通过所述多个天线发送和接收RF(射频)信号(例如，从几kHz到10GHz以上)。I/O电路904为用户提供一个或多个接口，例如图形用户界面，和/或到外围设备(例如，显示器，键盘，鼠标，点设备和/或其他I/O外围设备)的连接。存储器910还耦合到系统总线互连902，并且可由一个或多个处理器908使用以在操作期间加载和/或存储指令，数据和/或其他信息。一个或多个数据存储设备912还连接到系统总线互连902，并且可以存储用于处理系统的操作的软件或程序指令和/或其他期望的数据或信息。例如，存储在数据存储设备912中的计算机可读指令可以加载到存储器910内，然后由处理器908执行以执行这里描述的功能。

应注意，与图1中描绘的那些不同和/或另外的组件可以包括在内。也可以用于实现本文所述实施例的一个或多个无线电系统，同时仍然利用这里描述的技术。还应注意，系统总线互连902可以实现为多个互连总线，而无需额外的中间电路，例如路由或交换电路。此外，处理器908可以使用一个或多个可编程集成电路来实现，包括控制器，微控制器，微处理器，硬件加速器，可配置逻辑器件(例如，现场可编程门阵列)和/或其他可编程集成电路。执行这里描述的功能。此外，一个或多个处理器908可以执行存储在非暂时性有形计算机可读介质中的指令以执行本文描述的功能。另外，数据存储设备912可以实现为存储数据的任何期望的非暂时性有形介质，诸如数据存储设备，FLASH存储器，随机存取存储器，只读存储器，可编程存储器设备，可重编程存储设备，硬盘驱动器，软盘，DVD，CD-ROM和/或任何其他非暂时性数据存储介质。存储器910可以是被配置为在供电时维持数据存储的任何数据存储介质。还可以实现其他变化。

还应注意，可根据需要使用硬件，软件或硬件和软件的组合来实现本文描述的功能块。另外，根据需要，还可以使用运行软件和/或固件的一个或多个处理器或处理电路来实现所公开的实施例。还应理解，本文描述的操作，任务，功能或方法中的一个或多个可以被实现为例如包含在一个或多个非暂时性有形计算机可读的软件或固件和/或其他程序指令中。介质(例如，存储器)由一个或多个控制器，微控制器，微处理器，硬件加速器和/或其他处理器或处理电路执行，以执行本文所述的操作和功能。

还应注意，本文描述的功能块，设备和/或电路可以使用硬件，软件或硬件和软件的组合来实现。此外，一个或多个处理器(例如，中央处理单元(CPU)，控制器，微控制器，微处理器，硬件加速器，可编程集成电路，FPGA(现场可编程门阵列)，ASIC(专用集成电路)和/或其他可编程处理电路)可被编程为执行本文所述的用于所公开实施例的操作，任务，功能或动作。例如，一个或多个电子电路可以被配置为执行或以其他方式编程有存储在一个或多个非暂时性有形计算机可读介质(例如，数据存储设备)中的软件，固件，逻辑和/或其他程序指令。闪存，随机存取存储器，只读存储器，可编程存储器设备，可重新编程存储设备，硬盘驱动器，软盘，DVD，CD-ROM和/或任何其他有形数据存储介质)以执行操作，任务，功能或者，在此描述的用于所公开实施例的动作。

还应注意，本文描述的功能块，组件，系统，设备和/或电路可以使用硬件，软件或硬件和软件的组合来实现。例如，所公开的实施例可以使用一个或多个可编程集成电路来实现，所述可编程集成电路被编程为执行本文针对所公开的实施例描述的功能，任务，方法，动作和/或其他操作特征。一个或多个可编程集成电路可以包括例如一个或多个处理器和/或PLD(可编程逻辑器件)。一个或多个处理器可以是例如一个或多个中央处理单元(CPU)，控制器，微控制器，微处理器，硬件加速器，ASIC(专用集成电路)和/或其他集成处理设备。一个或多个PLD可以是例如一个或多个CPLD(复杂可编程逻辑器件)，FPGA(现场可编程门阵列)，PLA(可编程逻辑阵列)，可重新配置逻辑电路和/或其他集成逻辑器件。此外，包括一个或多个处理器的可编程集成电路可以被配置为执行包含在一个或多个非暂时性有形计算机可读介质中的软件，固件，代码和/或其他程序指令以执行功能。本文描述的用于所公开实施例的任务，方法，动作和/或其他操作特征。包括一个或多个PLD的可编程集成电路也可以使用逻辑代码，逻辑定义，硬件描述语言，配置文件和/或体现在一个或多个非暂时性有形计算机可读中的其他逻辑指令来编程。用于执行本文针对所公开的实施例描述的功能，任务，方法，动作和/或其他操作特征的介质。另外，一个或多个非暂时性有形计算机可读介质可包括例如一个或多个数据存储设备，存储器设备，闪存，随机存取存储器，只读存储器，可编程存储器设备，可重编程存储设备，硬盘驱动器，软盘，DVD，CD-ROM和/或任何其他非暂时性有形计算机可读介质。在仍然利用本文描述的技术的同时，也可以实现其他变型。

现在看图。参考图10，提供了示例实施例的框图200用于OFDM传输的符号处理。时频同步处理器202从OFDM传输接收输入符号201，并对准每个OFDM符号201的开始以进行FFT(快速傅里叶变换)操作。FFT OFDM解调器204接收时频同步处理器202的输出，并解调OFDM符号以使用FFT运算提取子载波。信道估计器208接收子载波并使用子载波内的导频信息来生成信道响应的估计。均衡处理器206从信道估计器208接收信道估计，并将其应用于从OFDM解调器204提取的子载波，以生成均衡的OFDM子载波。CPE估计器212接收均衡的OFDM子载波并应用一个或多个盲算法214(例如，导频辅助盲方法，仅盲方法)以生成CPE估计，但是也可以应用仅导频估计。然后，CPE补偿处理器210从CPE估计器212接收CPE估计，并将其应用于均衡的OFDM子载波以补偿CPE。然后，解调器216对经补偿的OFDM子载波进行解调，以生成解调数据209。例如，该解调可以产生关于在应用于所发送的符号以进行处理的调制方案(例如，16QAM)内发送哪个群点的决定。

图11是示例实施例300的框图，其中CPE估计器212包括多个估计算法，包括仅导频CPE估计算法304，仅盲CPE估计算法214A和导频辅助盲CPE估计算法214B。CPE估计器212接收控制信号302，该控制信号302确定将哪个CPE估计算法应用于任何特定OFDM符号。例如，该控制信号302可以由一个或多个控制处理器生成。对于该实施例，CPE补偿器210包括数字混合器306，其将来自CPE估计器212的CPE估计308与均衡的OFDM子载波312的经补偿或去旋转的版本315混合以生成CPE补偿的OFDM子载波314。CPE估计308被提供给累加器317，累加器317利用选择器307的输出313累加CPE估计308以产生累积的CPE估计303，其被提供给延迟块319，延迟块319将累积的CPE估计303延迟一个OFDM。符号。因此，延迟块319产生与先前OFDM符号相关联的累积CPE估计309，而累加器317产生与当前OFDM符号相关联的累积CPE估计303。延迟的累积CPE估计309被提供给选择器307的输入，并且零值被提供给选择器307的另一输入。当当前OFDM符号不存在用于估计CPE的导频符号时，控制信号302控制选择器307选择延迟的CPE估计309，并且当当前OFDM符号中存在或嵌入用于估计CPE的导频符号时，选择零输入。以及当系统处于静止时以及响应于接收器从仅导引方法304或导频辅助方法214B转换到仅盲方法214A时。延迟的累积CPE估计309还被提供给第二混频器311，其混合当前OFDM符号的均衡的子载波312以生成均衡的OFDM子载波312的补偿版本315。

均衡的OFDM子载波312的补偿版本315也被提供给CPE估计器212，CPE估计器212使用它们来计算CPE估计308。优选地，数字混合器306形成具有相位或偏移角的单一幅度复数值，该相位或偏移角是CPE估计308的否定版本，并且将均衡的OFDM子载波315的补偿版本乘以形成的复数值以生成CPE。补偿的OFDM子载波314。类似地，第二混频器311形成具有相位或偏移角的单一幅度复数值，其是延迟累积CPE估计309的否定版本，并且将均衡OFDM子载波312乘以形成的复数值以生成补偿版本315个均衡的OFDM子载波312。如上所述，CPE估计器212使用解旋/补偿的均衡子载波315来生成CPE估计308。例如，在N子载波FFT的情况下，CPE估计器212使用N个子载波来生成CPE估计308，并且混合器306将CPE估计308应用于N个子载波。注意，在嵌入了用于计算CPE估计308的导频符号的OFDM符号的情况下，混合器311将不修改均衡的OFDM子载波312(即，将通过以下操作将它们与单一值混合；选择器307输出零值相位或角度，该值作为所形成的复数值的指数将使其成为单一的。

注意，提供了方法和相关系统，其基于纯导频辅助CPE补偿方法304的性能以动态和/或半静态方式调整OFDM传输内的PN参考信号或导频的密度，盲CPE补偿方法214A，和/或导频辅助盲CPE补偿方法214B。可以在时间和/或频率上调整PN参考信号或导频的密度。另外，接收设备(例如，一个或多个UE)可以将控制消息发送回发送设备(例如，一个或多个基站)，指示与正在采用的CPE补偿方法相关联的性能等级。例如，只要导频辅助CPE补偿方法继续提供足够的性能，发送设备就可以减少包括PN参考信号或导频的持续时间内的符号数量。一旦移除了所有PN参考信号，就可以使用盲CPE补偿方法214A，只要它继续提供足够的性能即可。还可以实现其他变化，同时仍然利用这里描述的盲CPE估计技术。

图12是用于CPE估计器212的仅盲CPE估计算法的示例实施例的过程流程图。作为完全盲的方法，实施例400不需要导频，并且不需要导频开销。对于每个符号，使用盲算法估计相位噪声。注意，各种PN估计器中的一个或多个可以用于盲CPE估计。对于示例实施例400，使用阈值和平均估计方法，其中接收的IQ点被阈值化并且在每个阈值区域内，I和Q分量的相位被平均以导出CPE估计。还可以使用幂律PN估计方法，其中将接收的IQ点提高到它们的M次幂，并将结果平均，然后进行后处理以得出CPE估计。也可以使用其他盲PN估计方法，而不需要PN参考信号或其他导频来提供CPE估计。可以在具有象限对称性的QAM群中使用的第四功率定律估计方法的示例(即，相对于π对称)相位-例如，正方形或交叉QAM群图)在下面的等式(1)中示出。

在等式(1)中，θ是CPE估计，E是期望算子，X(n)是已知发送的QAM群信号集的值，*运算符表示值的复共轭(在这种情况下，在子载波中，Y(n)是OFDM符号的接收子载波，N是OFDM符号大小，即子载波的数量。

查看更详细的图。在图12中，在框402中初始CPE估计初始设置为零。在框404(步骤2)中，定义一组决策区域。例如，可以定义16-QAM调制群的一组八个区域。如图14中的602,604,606,608,612,614,616和618所示，如下面更详细地描述的。在框406(步骤3)中，为在框404中定义的区域之一内的所有数据子载波提取数据(步骤2)。例如，可以提取在区域602内具有实际(I)幅度的所有数据子载波，例如，I<-2/sqrt(10)，其中“sqrt”是平方根函数。在框408(步骤4)中，对在框406中先前提取的数据集(步骤3)估计CPE，以获得部分CPE估计。例如，线性拟合算法可以应用于提取的数据，如图15所示。线性拟合方案的示例包括最小二乘估计，最大似然，贝叶斯线性回归和其他线性拟合方案在框410(步骤5)中，重复框406和408(步骤3和4)中的处理以覆盖框404中定义的所有剩余区域(步骤2)，以获得每个区域的部分CPE估计。在框412(步骤6)中，根据框406,408和410(步骤3,4和5)获得的来自阈值区域的所有部分CPE估计被组合，例如通过平均，以生成最终的盲CPE估计。如下所述，也可以使用不同的阈值和区域，并且还可以调整阈值区域的数量。

图13是用于CPE估计器212的导频辅助盲CPE估计算法的示例实施例500的过程流程图。该实施例提供了上述完全盲方法与传统导频辅助CPE估计方法的组合。减少用于导频辅助CPE估计的PN导频开销的一种传统方法是仅在间歇符号上具有导频，例如在每第二OFDM符号上。在实施例400中，引导辅助CPE估计作为基线开始。然后盲目估计器在没有嵌入导频的符号上运行。

查看更详细的图。在图13中，假设已经运行了传统的仅导频CPE估计。在框502(步骤1)中，初始CPE估计被设置为具有嵌入的PN参考信号或导频的最新符号的基于导频的CPE估计的结果。在框504(步骤2)中，对于没有PN导频的所有后续符号，执行用于完全盲CPE估计的实施例400的框404,406,408和410(步骤2-5)。在框506(步骤3)中，来自框502的初始导频CPE估计(步骤1)与来自框504的盲CPE估计(步骤2)组合以产生最终导频辅助盲CPE估计。初始导频CPE估计可以通过累积两个估计并且继续累积后续估计来与盲CPE估计组合，例如如图11的实施例中所示。

图14是用于以上关于图12描述的不同16-QAM阈值区域的判决阈值的示例实施例600的图。x轴表示调制方案的实数(I)幅度，y轴表示调制方案的虚(Q)幅度。对于实(I)阈值区域，区域602包括I的值，使得I<-2/sqrt(10)；区域604包括I的值，使得-2/sqrt(10)<I<0；区域606包括I的值，使得0<I<2/sqrt(10)；区域608包括I的值，使得I>2/sqrt(10)。对于虚(Q)阈值区域，区域612包括Q的值，使得Q<-2/sqrt(10)；区域614包括Q的值，使得-2/sqrt(10)<Q<0；区域616包括Q的值，使得0<Q<2/sqrt(10)；区域618包括Q的值，使得Q>2/sqrt(10)。注意，也可以使用不同的阈值和区域，并且还可以调整阈值区域的数量。例如，对于64-QAM调制，可以使用16个不同的阈值区域，并且对于QPSK调制，可以分别使用四个不同的阈值区域。还可以实现其他变化，同时仍然利用这里描述的盲CPE估计技术。

注意，所公开的实施例可以用于RF通信系统的各种基于OFDM的传输方案。还应注意，如本文所使用的，“射频”或RF通信是指传输有用信息并且具有从大约3千赫兹(kHz)到数千千兆赫兹(GHz)的频率的电和/或电磁信号，而不管传递这种信号的媒介。基于OFDM的传输可以通过各种介质(例如，空气，自由空间，同轴电缆，光纤，铜线，金属层和/或其他RF传输介质)传输。作为一个示例，如果使用基于OFDM的调制用于基于OFDM的调制，则所公开的实施例可以用于波长为1-10mm(例如，71-76GHz的传输范围)的30-300GHz之间的毫米(mm)波传输。毫米波传输。另外，所公开的实施例可能对高达40GHz的5G解决方案有用，其中更可能实现基于OFDM的调制。例如，5G频率范围和28GHz，39GHz附近的频带和/或其中基于OFDM的调制用于RF传输的其他频率范围或频带将受益于本文针对所公开的实施例描述的盲CPE补偿技术。还应注意，在其中可应用所公开的盲CPE补偿技术的示例性无线通信系统也在美国公布的专利申请No.2015-0303936(序列号14/257,944)和美国公布的专利申请No.2015-0305029中描述。(序列号14/691,339)，其每一个通过引用整体并入本文。

图15是采用图14的不同16-QAM阈值区域的8个判定阈值的示例实施例1000的图。图12提供了落入8个区域内的OFDM符号的数据子载波的子集的方法，即，四个实部区域602,604,606和608，以及四个虚部分区域612,614,616和618。图15进一步示出了将线拟合到落入区域602(四个垂直实部区域之一)内的提取的子载波并计算拟合线与相位噪声缺失线(例如，垂直线)之间的角度以获得该区域602特定的CPE估计。图15还示出了将线拟合到落入区域614(四个水平虚部区域之一)内的提取的子载波并计算拟合线与相位噪声缺失线(例如，水平线)之间的角度以获得该区域。可以根据需要对附加区域执行类似的子载波提取，线路拟合和CPE估计计算，然后可以对区域特定的CPE估计进行平均以获得OFDM符号的最终或整体CPE估计，例如，根据图12。如上所述，估计的角度可以形成单位幅度复数的相位，以乘以OFDM符号的每个子载波，以实现OFDM符号子载波中的CPE的补偿。注意，在线上拟合的提取的子载波是补偿/去旋转的子载波(例如，图11的混合器311的输出315)，这可以通过降低可能性有利地导致更准确的CPE估计308的可能性。这样各个子载波将被提取到错误的区域。如上所述，有利地，可以计算和平均区域特定CPE估计的区域的数量可以基于可用计算能力和所需CPE补偿效率而变化。

鉴于本说明书，本发明的进一步修改和替代实施例对于本领域技术人员而言将是显而易见的。因此，应该认识到，本发明不受这些示例性布置的限制。因此，该描述仅被解释为说明性的，并且是为了教导本领域技术人员实施本发明的方式。应理解，本文所示和所述的本发明的形式将被视为目前优选的实施方案。可以在实现和体系结构中进行各种改变。例如，等效元件可以代替本文所示和所述的那些元件，并且本发明的某些特征可以独立于其他特征的使用而被利用，所有这些对于本领域技术人员在受益于本说明书的描述之后是显而易见的。

Claims

1.一种无线基站(BS)，包括：

映射到多个天线的多个射频(RF)链；以及

一个或多个本地振荡器(LO)，用于产生LO信号以提供给所述多个RF链；

其中，BS被配置为：从多个天线发送多个空间流；接收来自多个用户设备(UE)的多个空间流之间的公共相位误差(CPE)估计的相关性的反馈，其中，所述相关性的反馈包括互相关的反馈；并且使用CPE相关反馈来分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口。

2.如权利要求1所述的无线BS，其中，为了使用CPE相关反馈来分配PTRS端口并将所分配的PTRS端口映射到DMRS端口，BS确定N个空间流是高度相关的，并且将少于N个PTRS端口映射到对应于N个空间流的N个DMRS端口。

3.根据权利要求1所述的无线BS，其中，所述CPE相关反馈包括推荐的所述UE需要的多个PTRS端口以及所需PTRS端口到DMRS端口的映射。

4.根据权利要求1所述的无线BS，其中，所述CPE相关反馈包括所述多个空间流上的估计CPE的互相关矩阵的至少一部分。

5.一种用户设备(UE)，包括：

映射到一个或多个天线的一个或多个射频(RF)链；

一个或多个本地振荡器(LO)，被配置为生成LO信号以提供给一个或多个RF链；

其中，UE被配置为：接收从基站(BS)发送的多个空间流；估计多个空间流中的每个空间流的共同相位误差(CPE)；测量多个空间流中估计的CPE的相关性；并且向BS提供关于CPE相关性的反馈，以供BS使用以分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口，其中，所述CPE相关性的反馈包括CPE互相关的反馈。

6.根据权利要求5所述的UE，其中，为了提供CPE相关反馈，所述UE提供推荐的所述UE需要的多个PTRS端口以及所需PTRS端口到DMRS端口的映射。

7.如权利要求5所述的UE，其中，为了测量所述多个空间流之间的估计的CPE的相关性，所述UE跨所述多个空间流计算估计的CPE的互相关矩阵；以及

其中，为了提供CPE相关反馈，所述UE提供互相关矩阵的至少一部分。

8.根据权利要求5所述的UE，其中，所述多个空间流包括：至少一个包含寻址到所述UE的数据的空间流，以及至少一个包含寻址到多个UE中的另一个UE的数据的空间流。

9.如权利要求5所述的UE，其中，为了使用CPE相关反馈来分配PTRS端口并将所分配的PTRS端口映射到DMRS端口，BS确定N个空间流是高度相关的，并且将少于N个PTRS端口映射到对应于N个空间流的N个DMRS端口。

10.如权利要求5所述的UE，其中，为了估计所述多个空间流中的每个空间流的CPE，所述UE估计与所述UE从以下参考信号列表中接收的空间流相对应的一个或多个参考信号的CPE：

DMRS；

一个PTRS；和

信道状态信息参考信号(CSI-RS)。

11.如权利要求5所述的UE，其中，为了估计所述多个空间流中的每个空间流的CPE，所述UE盲估计由UE接收的OFDM符号的CPE。

12.一种方法，包括：

由具有多个天线的基站(BS)发送多个空间流；

多个UE的每个用户设备(UE)：

估计多个空间流中的两个或更多个中的每一个的公共相位误差(CPE)；

测量多个空间流中的两个或更多个中的估计CPE的相关性；

并向BS提供有关CPE相关性的反馈，其中，所述CPE相关性的反馈包括CPE互相关的反馈；

BS使用CPE相关反馈来分配相位跟踪参考信号(PTRS)端口，并将分配的PTRS端口映射到与多个空间流相对应的解调参考信号(DMRS)端口。

13.如权利要求12所述的方法，其中，对于所述多个UE中的每个UE，所述提供CPE相关反馈包括提供的推荐的所述UE所需的多个PTRS端口以及所需PTRS端口到DMRS端口的映射。

14.如权利要求12所述的方法，

其中，所述测量所述多个空间流中的两个或更多个空间流中的估计CPE的相关性包括：计算所述多个空间流中的两个或更多个空间流的估计CPE的互相关矩阵；并且

其中，所述提供CPE相关反馈包括提供互相关矩阵的至少一部分。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，估计其CPE的所述多个空间流中的所述两个或更多个空间流包括至少一个包含寻址到所述UE的数据的空间流，以及包含寻址到所述多个UE中的另一个UE的数据的至少一个空间流。

16.如权利要求12所述的方法，其中所述使用CPE相关反馈来分配PTRS端口并将所分配的PTRS端口映射到DMRS端口包括确定N个空间流是高度相关的，并且将少于N个PTRS端口映射到对应于N个空间流的N个DMRS端口。

17.如权利要求12所述的方法，其中，所述估计所述多个空间流中的两个或更多个空间流的每个空间流的CPE包括：估计与所述UE从以下参考信号列表接收的空间流相对应的一个或多个参考信号的CPE：

DMRS；

一个PTRS；和

信道状态信息参考信号(CSI-RS)。

18.如权利要求12所述的方法，其中，所述估计所述多个空间流中的两个或更多个空间流的每个空间流的CPE包括盲估计由UE接收的OFDM符号的CPE。

19.如权利要求12所述的方法，其中，所述测量所述多个空间流中的所述两个或更多个空间流中的估计的CPE的相关性包括：比较在一个或多个传输时间间隔(TTI)的多个符号上估计的CPE的时间序列。

20.如权利要求19所述的方法，

其中，所述一个或多个传输时间间隔(TTI)包括多个TTI；并且

其中所述测量所述多个空间流中的两个或更多个空间流中的估计CPE的相关性包括使用从所述多个TTI中的当前一个的一个或多个符号估计的CPE来更新互相关矩阵，其中所述互相关矩阵包括：跨越在多个TTI的多个符号上估计的CPE的时间序列上维持的多个空间流中的两个或更多个的估计CPE的矩阵。