CN110324014B - 一种基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，属于无线通信技术领域。本发明采用TL1和TL2组成新型谐波控制电路，通过双线结构TL3和TL4来控制三个频点的阻抗在V₁处的阻抗情况，进而控制在晶体管输出端Z₀处的阻抗形式，引入TL5、TL6、TL7三个枝节组成的T型节，TL8、TL9、TL10和TL11为基频匹配部分，完成对频带内三个频点二次谐波阻抗的控制，达到了在0.22G‑1.54GHz的频带内技术效果，具有大于60％漏极率和高于10dB增益的优势，对于后续设计适用于新一代通信系统的频段的多倍频宽带高效率功率放大器具有意义。

Description

一种基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及射频功率放大器，具体涉及一种基于新型谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器。

背景技术

随着5G通信技术的快速发展，射频器件领域迎来的重大的技术革新挑战，新型射频器件应该满足5G通信系统高效率、快速率、低时延的技术指标和较宽的频谱覆盖要求。功率放大器作为射频收发系统不可缺少的一部分，同时也是引入系统能耗的重要器件，它的性能指标好坏会对整个收发机产生重大影响。

众所众知，我国三大运营商在4G时代主要使用的频段在1.8GHz到2.7GHz之间，近期公布的5G商用牌照分别引入了3.6GHz和4.8GHz附近进200MHz的频带使用。因此设计满足通信频带(主要是4G和5G)的高效率超宽带功率放大器，来迎接5G时代的挑战具有重大的科研和商用意义。

当前提出的超宽带功率放大器有一些采用连续型F类或者逆F类的理论进行设计，或者采用优化迭代算法的方式进行匹配电路具体参数的计算。整体设计思路相对复杂，实现难度较高；对于二次谐波阻抗的控制仅限于一个频点，这样会导致频带内其他频点的效率较低。

发明内容

本发明提供一种基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，采用了新型谐波控制电路，通过双线结构的引进，完成对频带内三个频点二次谐波阻抗的控制，达到了在0.22G-1.54GHz的频带内技术效果，具有大于60％漏极率和高于10dB增益的优势，对于后续设计适用于新一代通信系统的频段的多倍频宽带高效率功率放大器具有意义。

本发明的一种基于新型谐波控制网络的超宽带功率放大器，所述功率放大器中，TL1和 TL2组成三次谐波控制微带网络，目的是对中心频带(设为1GHz)的三次谐波阻抗进行控制 (三次谐波阻抗初始设置为开路，但实际后续调谐会有变化)。

TL5、TL6、TL7三个枝节组成的T型节的引入导致了在F2面上三个频点2GHz、2.4GHz和2.8GHz(1GHz，1.2GHz，1.4GHz的二倍频)的频点阻抗为短路状态，通过双线结构(TL3 和TL4)来控制三个频点的阻抗在V₁处的阻抗情况，进而控制在晶体管输出端Z₀处的阻抗形式，进而完成了多频点二次谐波的控制(Z₀二次谐波最优阻抗可以通过负载牵引方法确定)。

TL8、TL9、TL10和TL11为基频匹配部分，参数确定方法如下：

1.通过负载牵引方法确定在Z₀处基频在各频点的最优阻抗范围；

2.根据TL1～TL7的具体参数，推得各频点在V₂处的最优阻抗情况；

3.通过TL8～TL10的微带线来进行V2处各频点的大致匹配。

本发明一种基于新型谐波控制网络的超宽带功率放大器的优点在于：

(1)设计流程简单，不涉及较为复杂的算法方面知识，将谐波控制和基频阻抗匹配部分分离，方便设计。

(2)进行了多频点二次谐波阻抗的匹配，提升在频段上的整体效率。

附图说明

图1为本发明基于新型谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器的输出匹配原理图。

图2为本发明设计的功率放大器整体结构的原理图。

图3为本发明的功率放大器的漏级效率、增益和输出功率随频率的变化。

图4为参数S(1,1)随频率变化曲线。

图5为参数S(2,1)随频率变化曲线。

图中：

编号1，……，17分别表示第一微带线TL,……,第十七微带线TL，说明书中都简写为 TL1,……,TL17，各微带线TL1,……,TL17对应的特性阻抗依次为Z₁,……,Z₁₇，对应的电长度依次为θ₁,……,θ₁₇。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

本发明提供的一种基于新型谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，采用了新型谐波控制网络技术手段，通过双线结构的引进，使功率放大器整体性能提升，达到了在0.22GHz-1.54GHz频带内具有较高的效率以及输出功率的技术效果，具有大于60％漏极率和高于10dB增益的带宽优势，对于后续设计适用于新一代通信系统的频段的多倍频宽带高效率功率放大器具有参考意义。

本发明提供的基于新型谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，基于安捷伦公司的 Advanced Design System(ADS)软件，晶体管采用CREE CGH40010F，通过Datasheet(芯片厂家提供的数据表)确定静态工作点在漏极偏压Vds＝28V，栅极偏压Vgs＝-2.8v处，此时漏极电流＝0.2A。

如图1所示为所述功率放大器的输出匹配原理图，其中，第一微带线TL1，一端与晶体管漏极端相连，另一端与第二微带线TL2、第三微带线TL3和第四微带线TL4组成的双线结构相连接；第二微带线TL2，一端与第一微带线TL1、第三微带线TL3和第四微带线TL4组成的双线结构相连接，另一端保持开路状态；第三微带线TL3，一端分别与第一微带线TL1 和第二微带线TL2相连，另一端与第五微带线TL5、第六微带TL6和第七微带线TL7组成的 T型节相连；第四微带线TL4，两端分别与第三微带线TL3的两端相连；第五微带线TL5，一端与所述的T型节相连，另一端接入漏极偏压Vds；所述的第五微带线TL5与漏极偏压 Vds之间接入一个旁路电容；第六微带线TL6，一端与所述的T型节相连，另一端开路；第七微带线TL7，一端与所述的T型节相连，另一端开路；第八微带线TL8，一端与所述的T 型节相连，另一端与第九微带线TL9相连；第九微带线TL9，一端与TL8相连，另一端与第十微带线TL10相连；第十微带线TL10，一端与TL9相连，另一端与第十一微带线TL11相连；第十一微带线TL11，一端与TL10相连，另一端连接隔直电容C3。所述的TL8～TL11组成基频匹配部分，隔直电容C3与输出端50欧姆负载相连，此端口定义为二端口。

如图2所示为所述功率放大器整体结构的原理图，所述的输入匹配部分包括TL12～TL17。第十二微带线TL12，一端与晶体管栅极端相连，另外一端连接稳定电阻R2和稳定电容C1 (2.1pF)组成的并联电路；第十三微带线TL13、稳定电阻R1、TL14和TL15构成十字节，第十三微带线TL13的一端与所述十字节相连，另外一端与所述稳定电阻R2(20Ω)和稳定电容 C1组成的并联电路相连；第十四微带线TL14，一端与所述十字节相连，另一端开路；第十五微带线TL15，一端与所述十字节相连，另一端与输入端连接C2电容；在所述的C2的电容与TL15之间连接TL16，隔直电容C2与输入端相连，此端口定义为一端口。

第十六微带线TL16，一端与TL15相连，另一端开路；第十七微带线TL17，一端通过稳定电阻R1(75Ω)连接所述十字节，另一端接入栅极偏压Vgs。在TL17和栅极偏压Vgs 之间接入一个旁路电容。

本发明提供的一种基于新型谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，如图1和图2，微带线TL1～TL17的参数通过如下步骤设计得出：

步骤1：通过ADS软件中的负载牵引方法，分别确定1GHz三次谐波阻抗的最优值，确定1GHz、1.2GHz和1.4GHz二次谐波阻抗的最优值，以及0.22-1.54GHz基频匹配的最优值。

步骤2：将TL2的电长度θ₂预设值为30°@1GHz，通过微波网络理论得知在F1面处对于3GHz而言是处于短路状态，将三次谐波阻抗预设置为开路状态，故TL1电长度θ₁预设值为30°@1GHz。所述的F1面位于第二微带线TL2和第一微带线TL1之间。

步骤3：根据微波网络理论中的ABCD矩阵得知，对于TL1和TL2构成的微波网络的矩阵而言，θ1和θ2为1GHz对应的TL1和TL2的电长度，当f＝i*f₀时有如下关系矩阵：

其中，f为实际分析的频率，i为实际分析频率与中心频率(1GHz)的比值，f₀为中心频率1GHz，Y1取Z₁的倒数值，Z₁和Z₂分别为TL1和TL2的特性阻抗，i根据分析频点取值，j为复数单位，A_i、B_i、C_i、D_i分别表示两个矩阵M_Line1和M_stub2相乘获得新的矩阵对应各元素的值。M_line1和M_stub2分别为第一微带线TL1和第二微带线TL2对应的ABCD矩阵。

故可以通过对二次谐波做负载牵引确定阻抗Z₀，进一步确定V₁处对应阻抗，通过计算得知V₁处在三个频点1G、1.2G和1.4G处的二次谐波最优阻抗。

如图1所示，V₁为从第三微带线TL3和第四微带线TL4之前看向输出端的阻抗；Z₀为从晶体管漏极端看向输出端的阻抗。

对于微带线TL3、TL4组成的微波网络而言其ABCD矩阵有以下表达式：(TL3和TL4的ABCD矩阵和矩阵M_line1相似)：

θ₃和θ₄为1GHz对应的TL3和TL4的电长度，Z₃和Z₄分别为TL3和TL4的特性阻抗。

A₃＝cosiθ₃ B₃＝j*Z₃*siniθ₃

C₃＝j*Y₃*siniθ₃ D₃＝cosiθ₃

A₄＝cosiθ₄ B₄＝j*Z₄*siniθ₄

C₄＝j*Y₄*siniθ₄ D₄＝cosiθ₄

假设F2端口处看向输出负载的阻抗为Z_L，容易推得：

通过3个频点(1G、1.2G和1.4G)的V1处阻抗和上述公式可以确定TL3、TL4的具体特性阻抗Z₃、Z₄与电长度θ₃、θ₄。

步骤4：通过公式(1)-公式(3)计算发现计算得到的阻抗V₁的实部较小几乎可以忽略，为了方便起见TL5电长度θ₅值设为90°@1GHz，TL6电长度θ₆值设为45°@1.2GHz，TL7 电长度θ₇值设为45°@1.4GHz，这样可以引入在F2面处的3个频点的二次谐波短路点方便参数的确定。如图1所示，所述的F2面位于第五微带线TL5和第六位微带线TL6之前。

步骤5：确定TL1～TL7的参数(特性阻抗和电长度)之后，可通过七根微带线组成的微波网络的ABCD矩阵计算出V₂处的基频最优阻抗与Z_o之间的关系(同公式8)，Z_o的基频最优阻抗可通过负载牵引确定，进而V₂处的基频最优阻抗可确定。如图1，V₂为从第八微带线 TL8之前看向输出端的阻抗。

步骤6：TL8～TL11的参数值(特性阻抗和电长度)可通过ADS软件(是ADS软件的调谐功能)优化调谐得出，至此可以确定所有未知参数的取值，如表1。

表1最终确定输出匹配的具体参数值

Z<sub>1</sub>(Ω)	Z<sub>2</sub>(Ω)	Z<sub>3</sub>(Ω)	Z<sub>4</sub>(Ω)	Z<sub>5</sub>(Ω)	Z<sub>6</sub>(Ω)
						64	34	80	72	55	76
θ<sub>1</sub>(°)	θ<sub>2</sub>(°)	θ<sub>3</sub>(°)	θ<sub>4</sub>(°)	θ<sub>5</sub>(°)	θ<sub>6</sub>(°)
						36	30	67	56	90	45@1.2GHz
Z<sub>7</sub>(Ω)	Z<sub>8</sub>(Ω)	Z<sub>9</sub>(Ω)	Z<sub>10</sub>(Ω)	Z<sub>11</sub>(Ω)
						80	32.6	26	41	34
θ<sub>7</sub>(°)	θ<sub>8</sub>(°)	θ<sub>9</sub>(°)	θ<sub>10</sub>(°)	θ<sub>11</sub>(°)
						45@1.4GHz	34	54	31	26

如图2所示：TL12-TL17组成了功率放大器的输入匹配部分，稳定电阻R2＝20Ω,稳定电容C1＝2.1pF和稳定电阻R1＝75Ω构成稳定电路部分，TL13-TL16的参数可以通过参考文献 1的方法确定，TL17为栅极偏置电长度等于90°，具体参数如下表2所示。

表2 TL12-TL17参数值

Z<sub>12</sub>(Ω)	Z<sub>13</sub>(Ω)	Z<sub>14</sub>(Ω)	Z<sub>15</sub>(Ω)	Z<sub>16</sub>(Ω)	Z<sub>17</sub>(Ω)
						35	27	80	30	65	95
θ<sub>12</sub>(°)	θ<sub>13</sub>(°)	θ<sub>14</sub>(°)	θ<sub>15</sub>(°)	θ<sub>16</sub>(°)	θ<sub>17</sub>(°)
						39	76	25	60	40	90

如图3所示，功率放大器的增益、漏极效率、输出功率随频率变化曲线可知，所设计功率放大器可以在0.22GHz-1.54GHz频段内维持大于10dB的增益，大于60％的效率。

如图4，回波损耗随频率变化可知，在450MHz-1.35GHz频段内S(1,1)在-5db以下，说明实现了较好的宽带匹配。

根据图5，插入损耗随频率变化可知，在0.22GHz-1.54GHz频段内插入损耗S(2,1)维持在 15dB以上，可以满足目标功率放大器获得较高的增益。

上述三组曲线可知，本发明所设计功率放大器在0.22GHz-1.54GHz的超宽频带内有较为优秀的性能指标。

参考文献1：C.Ma,Y.Liu,W.Pan,and Y.Tang“0.4–3.0GHz highly efficientharmonic-tuned power amplifier”Electron.Lett.,vol.51,no.23,pp.1911-1913,Nov.2015。

Claims (1)

1.一种基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，其有输入匹配部分和输出匹配部分；

其特征在于：

所述的输出匹配部分包括十一个微带线，其中：

第一微带线TL1的一端与晶体管漏极端相连，第一微带线TL1的另一端分别与第二微带线TL2的一端连接、第三微带线TL3和第四微带线TL4组成的双线结构相连接；TL1的阻抗为64 Ω，电长度为36°；

第二微带线TL2的一端分别与第一微带线TL1的另一端连接、第三微带线TL3和第四微带线TL4组成的双线结构相连接，第二微带线TL2的另一端保持开路状态；TL2的阻抗为34Ω，电长度为30°；

第三微带线TL3的一端分别与第一微带线TL1的另一端、第二微带线TL2的一端和第四微带线TL4的一端相连，第三微带线TL3的另一端分别与第四微带线TL4的另一端、第五微带线TL5的一端、第六微带TL6的一端、第七微带线TL7的一端和第八微带线TL8的一端相连，第五微带线TL5、第六微带TL6和第七微带线TL7组成T型节；TL3的阻抗为80 Ω，电长度为67°；

第四微带线TL4的两端分别与第三微带线TL3的两端相连；第四微带线TL4的另一端还分别与第五微带线TL5的一端、第六微带TL6的一端、第七微带线TL7的一端和第八微带线TL8的一端相连；TL4的阻抗为72 Ω，电长度为56°；

第五微带线TL5的一端分别与第三微带线TL3的另一端、第四微带线TL4的另一端、第六微带TL6的一端、第七微带线TL7的一端和第八微带线TL8的一端相连，第五微带线TL5的另一端接入漏极偏压Vds；所述的第五微带线TL5与漏极偏压Vds之间接入一个旁路电容；TL5的阻抗为55 Ω，电长度为90°，谐振频点在1 GHz处；

第六微带线TL6的一端分别与第三微带线TL3的另一端、第四微带线TL4的另一端、第五微带线TL5的一端、第七微带线TL7的一端和第八微带线TL8的一端相连，第六微带线TL6的另一端开路；TL6的阻抗为76 Ω，电长度为45°，谐振频点在1.2 GHz处；

第七微带线TL7的一端分别与第三微带线TL3的另一端、第四微带线TL4的另一端、第五微带线TL5的一端、第六微带线TL6的一端和第八微带线TL8的一端相连，第七微带线TL7的另一端开路；TL7的阻抗为80 Ω，电长度为45°，谐振频点在1.4 GHz处；

第八微带线TL8的一端分别与第三微带线TL3的另一端、第四微带线TL4的另一端、第五微带线TL5的一端、第六微带线TL6的一端和第七微带线TL7的一端相连，第八微带线TL8的另一端与第九微带线TL9的一端相连；TL8的阻抗为32.6 Ω，电长度为34°；

第九微带线TL9的一端与TL8的另一端相连，第九微带线TL9的另一端与第十微带线TL10的一端相连；TL9的阻抗为26 Ω，电长度为54°；

第十微带线TL10的一端与TL9的另一端相连，第十微带线TL10的另一端与第十一微带线TL11的一端相连；TL10的阻抗为41 Ω，电长度为31°；

第十一微带线TL11的一端与TL10的另一端相连，第十一微带线TL11的另一端连接隔直电容C3的一端；TL11的阻抗为34 Ω，电长度为26°；

所述的TL8~TL11组成基频匹配部分，隔直电容C3的另一端与输出端50 Ω负载相连；

所述的输入匹配部分包括六个微带线，其中：

第十二微带线TL12的另一端与晶体管栅极端相连，第十二微带线TL12的一端分别与稳定电阻R2的另一端和稳定电容C1的另一端连接，稳定电阻R2和稳定电容C1组成并联电路；TL12的阻抗为35 Ω，电长度为39°；

第十三微带线TL13的另一端分别与稳定电阻R2的一端和稳定电容C1的一端连接，第十三微带线TL13的一端分别与第十四微带线TL14的一端、第十五微带线TL15的另一端和稳定电阻R1的一端连接；稳定电阻R1、第十三微带线TL13、第十四微带线TL14和第十五微带线TL15构成十字节；TL13的阻抗为27 Ω，电长度为76°；

第十四微带线TL14的一端分别与第十三微带线TL13的一端、第十五微带线TL15的另一端和稳定电阻R1的一端相连，第十四微带线TL14的另一端开路；TL14的阻抗为80 Ω，电长度为25°；

第十五微带线TL15的另一端分别与第十三微带线TL13的一端、第十四微带线TL14的一端和稳定电阻R1的一端相连，第十五微带线TL15的一端分别与隔直电容C2的另一端、第十六微带线TL16的一端连接；在所述的隔直电容C2的另一端与第十五微带线TL15之间连接第十六微带线TL16，隔直电容C2的一端与输入端相连；TL15的阻抗为30 Ω，电长度为60°；

第十六微带线TL16的一端与第十五微带线TL15的一端、隔直电容C2的另一端相连，第十六微带线TL16的另一端开路；TL16的阻抗为65 Ω，电长度为40°；

第十七微带线TL17的一端与稳定电阻R1的另一端连接，第十七微带线TL17的另一端接入栅极偏压Vgs；在第十七微带线TL17和栅极偏压Vgs之间接入一个旁路电容；第十七微带线TL17的阻抗为95 Ω，电长度为90°；

第一微带线TL1和第二微带线TL2组成三次谐波控制微带网络；

基于谐波控制网络的超宽带高效率功率放大器，静态工作点在漏极偏压Vds=28V，栅极偏压Vgs=－2.8v处，漏极电流=0.2A。

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