CN110149118A - 一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对复杂电子环境下接收带宽中存在多个子带信号，且子带信号的数目、位置和带宽均为时变的这一事实，提出了一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法：首先，滤波器子通道的数目由信号间的最小保护带宽决定，并计算出满足近似完全重构结构的原型滤波器；其次，通过计算每个子通道的能量确定接收信号的位置，并合并相应的子信道，将非均匀滤波器组合起来提取子带信号。当信号发生动态变化时，通过检测信号的能量获取信号位置信息，并生成相应的非均匀滤波器组，实现动态信道化处理。通过MATLAB仿真，验证了该方法的有效性。

Description

一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法

技术领域

本发明涉及一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，属于软件无线电技术领域。

背景技术

在现代电子战环境中，信号一般都具有密集化、复杂化的特点，而且占用的频谱越来越宽，从而对宽带数字接收机准确接收信号提出了更高的要求。

随着软件无线电在通信领域和无线电工程的其他相关领域的快速发展，在通信领域信道化已经成为软件无线电系统和宽带数字接收机的关键技术之一。根据子带信号带宽和频带位置分布的不同，通常可以采用不同的信道化技术对中频信号进行接收处理。若每一个子带信号的带宽都相等且信号在接收带宽内等间隔排列，则可采用基于多相分解的DFT滤波器组的方法进行信道化处理。当提取的子带信号数目较大时，该结构具有较低的运算量和较少的硬件耗费。但它也存在不足，所有的子信道带宽必须相等以及相对固定的子信道排列位置，这里就需要设计非均匀滤波器组来进行处理。

在设计非均匀滤波器组的方法中，能设计得到具有线性相位的非均匀滤波器组的方法率并不多，一种比较常用的设计线性相位的方法是基于直接结构设计,即每一个线性相位的分析和综合滤波器都是单独设计的,但是这种方法对采样率有严格的限制，而且这种设计方法中的级联结构使设计得到的系统延时较大。普通的基于近似完全重构非均匀滤波器组设计方法中满足完全重构和高阻带衰减的要求时，原型滤波器的系数长度会非常大，使运算量和硬件资源的耗费更是大大增加。

发明内容

本发明是针对复杂电子环境下接收带宽中存在多个子带信号且子带信号的数目、位置和带宽均为时变的这一事实，提出了一种实时的基于非均匀滤波器组的动态信道化方法。

本发明的具体技术方案：

一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，包括以下步骤：

步骤1、建立满足近似完全重构条件滤波器组的原型滤波器，其中，原型滤波器的设计需要满足约束条件公式

设计一个余弦调制滤波器组必须先确定子信道数目2M，其中2M可由下式获得：

其中，Gmin为子带信号间的最小保护间隔；

步骤2、设置能量检测环节来确定子带信号的状态；

步骤3、生成非均匀矩阵，具体流程为：

1)计算2M个子信道的能量均值，同时设定一个判决门限β，若子信道中存在子带信号或部分子带信号，其能量将大于门限，若能量小于门限，则判定该信道无信号；

2)计算出各子信道输出y₀(m),y₁(m),…,y_2M-1(m)的能量Eny_2k-1，(k＝0,1,…,M-1)；

3)生成一个信道位置矩阵C，通过子信道能量与门限值做比较：当β＞Eny_2k-1时,C(2k-1)＝0；否则C(2k-1)＝1；得到一个1×2M的矩阵(k＝1,2,…,2M-1)；

4)生成2M×2M维单位矩阵I,判断C(k)与C(k+1)的值；当C(k)＝C(k+1)＝1时，将单位矩阵I的第k行的第k+1行的值相加并赋给第k行，同时第k+1行的元素置0，C(k)≠C(k+1)时，不做改变，循环2M次后，得到的矩阵S；

5)将矩阵S中全为0的行去掉即可获得非均匀矩阵此矩阵的行数即为非均匀滤波器组的个数；

步骤4、生成非均匀滤波器组：通过非均匀矩阵与前面已经生成余弦调制滤波器组进行相乘即可得出所需的非均匀滤波器组，从而提取出子带信号；

步骤5、利用生成的非均匀滤波器组完成动态滤波，当子带信号发生动态变化时，自动更新能量检测以判定出子带信号所占据的子信道位置，从而构成重构滤波器组的输入用于提取信号，最终实现动态信道化处理。

所述步骤1中，原型滤波器具体设计流程：

1)设定原型滤波器的长度N，阻带边缘频率ωs；

2)初始化通带边缘频率ωd，搜索方向dir，步长step，并设定初始误差φ0；

3)设计等波纹的线性相位低通滤波器h0；

4)计算本次误差值；

比较本次误差φ0与前次误差φ0，然后与事先给定的门限ψ进行判断，若本次误差φ0满足条件：

则停止优化过程；

5)对于不满足条件的情况，若前后误差满足φi<φi-1关系，则用下式更新ωd

ω_d＝ω_d+dir·step

若前后误差满足φi>φi-1，则重新设定搜索方向dir＝-dir,步长step＝step/2，并且用ω_d＝ω_d+dir·step更新通带频率ωd。

所述步骤2中，设置的能量检测环节是根据空的子信道来确定子带信号的带宽和位置，子带信号的能量通过下式获得：

本发明的有益效果：本发明直接设计几乎完全重构滤波器组,其原型滤波器的系数相对较短时,就能满足高阻带衰减的要求,且参数优化过程相对简单、不受滤波器系数初值的影响；采用本发明的方法可以自动提取出所需的子带信号，最终实现了宽带信号多通道全概率实时并行接收，在短时突发通信信号，跳频通信信号和自适应通信信号接收机中具有重要的参考价值和广泛的应用前景。

附图说明

图1是基于非均匀滤波器组的动态信道化过程图。

图2是原型滤波器设计流程图.

图3是原型滤波器幅频响应。

图4是余弦调制滤波器组幅频响应。

图5是非均匀矩阵生成流程图。

图6是动态滤波实现结构图。

图7是均匀信道化仿真图。

图8是非均匀信道化仿真图。

图9非均匀滤波后提取出的子带信号图。

具体实施方式

现结合附图1对本发明作进一步详细说明：

一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，包括如下步骤：

步骤1，建立满足近似完全重构条件滤波器组的原型滤波器设计。

步骤2，子带信道能量检测与非均匀矩阵的生成。

步骤3，生成非均匀滤波器组。

步骤4，利用生成的非均匀滤波器组完成动态滤波。

下面分别按照步骤介绍本发明内容。

步骤1、建立满足近似完全重构条件的滤波器组的原型滤波器设计：

通过公式推导将余弦调制滤波器组转化为DFT调制滤波器组。对于一个余弦调制滤波器组，其分析滤波器组的表达式如下：

综合滤波器组的表示式为：

其中，h(n)是原型滤波器，其长度为2mM，M为抽取因子，m为整数，由证明可知：

(1)式和(2)式与上式等价，所以余弦调制滤波器组可以转化为DFT调制滤波器组的形式。

对于一个给定的均匀滤波器组，现通过合并其相邻的子信道来获取非均匀滤波器组。若要使所得的非均匀滤波器组有意义，必须保证其具有正常的频带选择特性，即通带平坦特性和阻带衰减特性。首先，考虑通带平坦特性，对于一个表达式(1)所示的余弦调制滤波器组,

其原型滤波器h0具有有限带宽和线性相位，长度为N,M为子信道数，0≤k≤M-1,若原型滤波器h0满足条件:

1-δ≤|H(e^jw)|²+|H(e^j(w-π/K))|²≤1+δ (4)

式中，0＜ω＜π/k，δ是事先给定的波动界限。则合并该均匀滤波器组的任意相邻子信道都能保证所得的非均匀滤波器组的各个子信道都具有通带平坦特性。其次，应保证其阻带衰减特性。由前文的分析可知:对于多通道接收而言，其接收到的中频信号通常具有大的动态范围。因此，非均匀滤波器组的各个子信道必须具有高的阻带衰减。由于本发明是通过直接合并余弦调制滤波器组的相邻子信道而获取非均匀滤波器组，所以其阻带衰减应取决于余弦调制滤波器组的子信道间的阻带衰减。由公式(4)不难看出，设计一个余弦调制滤波器组必须先确定子信道数目2M，其中2M可由下式获得：

其中，Gmin为子带信号间的最小保护间隔。即整个非均匀滤波器组的原型滤波器的设计必须满足约束条件公式(2)，同时应具有高的阻带衰减，而其子信道的数目则由式(5)来确定。

图2给出了原型滤波器具体设计流程：

1)设定原型滤波器的长度N，阻带边缘频率ωs；

2)初始化通带边缘频率ωd，搜索方向dir，步长step，并设定初始误差φ0；

3)设计等波纹的线性相位低通滤波器h0；

4)计算本次误差值；

比较本次误差φ0与前次误差φ0，然后与事先给定的门限ψ进行判断，若本次误差φ0满足条件：

则停止优化过程。

5)对于不满足条件(7)的情况，若前后误差满足φi<φi-1关系，则用下式更新ωd

ω_d＝ω_d+dir·step (8)

若前后误差满足φi>φi-1，则重新设定搜索方向dir＝-dir,步长step＝step/2，并且用公式(8)更新通带频率ωd。

图3和图4中给出了所得到原型滤波器和余弦调制滤波器组的幅频响应图，这里滤波器的系数较小且能获得较高的阻带衰减。

步骤2、子带信道能量检测与非均匀矩阵的生成：

均匀划分的余弦调制滤波器组将归一化频率[0～2π]等分成2M个子信道，所有的子带信号都包含在这些子信道中。由于子带信号的状态位置，从而无法确定信号的带宽和位置分布，也就无法对均匀滤波器组进行合并重构出非均匀滤波器组。因此需要一个能量检测环节来确定信号的状态。观察式(3)可知：

则任意状态下，子带信号间至少相隔两个子信道带宽π/M,即子带信号间至少存在一个空的子信道。正式这些空的子信道的存在使得我们能够检测出信号的带宽和位置。

由帕斯瓦尔关系可知，信号的能量可通过下式获得：

如图5所示，非均匀矩阵的生成流程为：

1)计算2M个子信道的能量均值，同时设定一个判决门限β，若子信道中存在子带信号或部分子带信号，其能量将大于门限，若能量小于门限则判定该信道无信号。这里判决门限β的取值为经验值，文中的取值为信道能量均值的1.3倍。

2)计算出各子信道输出y₀(m),y₁(m),…,y_2M-1(m)的能量Eny_2k-1，(k＝0,1,…,M-1)。

3)生成一个信道位置矩阵C，通过子信道能量与门限值做比较：当β＞Eny_2k-1时,C(2k-1)＝0；否则C(2k-1)＝1。得到一个1×2M的矩阵(k＝1,2,…,2M-1)。

4)生成2M×2M维单位矩阵I,判断C(k)与C(k+1)的值，；当C(k)＝C(k+1)＝1时，将单位矩阵I的第k行的第k+1行的值相加并赋给第k行，同时第k+1行的元素置0，C(k)≠C(k+1)时，不做改变。循环2M次后，得到的矩阵S。

5)将矩阵S中全为0的行去掉即可获得非均匀矩阵此矩阵的行数即为非均匀滤波器组的个数。

步骤3、生成非均匀滤波器组：

通过非均匀矩阵与前面已经生成余弦调制滤波器组进行相乘即可得出所需的非均匀滤波器组，从而提取出子带信号。假定任意第k个子带信号xk,已经通过能量检测判定其占据Mk个子信道，定义：

则子带信号xk的重构滤波器可表示为：

这里是重构后非均匀滤波器的多相成分，由(12)不难看出也是原型滤波器h0的多相成分，因此只要获取子带信号xk占据的子信道数目就能从原型滤波器中求的相应的重构滤波器，从而提取出该信号。

步骤4、利用生成的非均匀滤波器组完成动态滤波：

由于唯一确定的是子带信号间的最小保护间隔Gmin，从(5)可知：若给定Gmin，则调制滤波器组的子信道数目2M在动态接收过程中恒定不变。尽管复中频信号的动态范围较大，但在接收过程中相对稳定，这意味着原型滤波器的阻带衰减要求相对稳定。由此可知：满足几乎完全重构和高阻带衰减要求的原型滤波器只需要设计一次。

由图6可知，从信号输入到分析滤波器组的输出，即2M点IFFT的输出，在整个动态变化过程中是固定不变的。当子带信号发生动态变化时，仅需要自动更新能量检测以判定出子带信号所占据的子信道位置，从而构成重构滤波器组的输入用于提取信号。当通过能量检测确定了每个子带信号所占据的信道数后，即可求的对应的重构滤波器。图5给出了动态滤波的实现结构框图。在实际应用中，可以将原型滤波器的多相分量进行预存，当用能量检测确定子带信号位置及长度后，就可以调用相应的原型滤波器的多相分量以构成综合滤波器组完成信号的重构处理。

在Matlab软件环境下，通过对输入几路QPSK调制的宽带信号进行仿真验证(只考虑加高斯白噪声)，通过图7、图8和图9可以看出，当信号的状态事先未知时，在加性白噪声存在的情况下，通过能量检测可以比较准确地确定子带信号的位置信息；当子带信号在接收过程中发生动态变化时，采用本发明的方法可以自动提取出所需的子带信号，最终实现了宽带信号多通道全概率实时并行接收，在短时突发通信信号，跳频通信信号和自适应通信信号接收机中具有重要的参考价值和广泛的应用前景。

Claims (3)

1.一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1、建立满足近似完全重构条件滤波器组的原型滤波器，其中，原型滤波器的设计需要满足约束条件公式

设计一个余弦调制滤波器组必须先确定子信道数目2M，其中2M可由下式获得：

其中，Gmin为子带信号间的最小保护间隔；

步骤2、设置能量检测环节来确定子带信号的状态；

步骤3、生成非均匀矩阵，具体流程为：

1)计算2M个子信道的能量均值，同时设定一个判决门限β，若子信道中存在子带信号或部分子带信号，其能量将大于门限，若能量小于门限，则判定该信道无信号；

2)计算出各子信道输出y₀(m),y₁(m),…,y_2M-1(m)的能量Eny_2k-1，(k＝0,1,…,M-1)；

3)生成一个信道位置矩阵C，通过子信道能量与门限值做比较：当β＞Eny_2k-1时,C(2k-1)＝0；否则C(2k-1)＝1；得到一个1×2M的矩阵(k＝1,2,…,2M-1)；

4)生成2M×2M维单位矩阵I,判断C(k)与C(k+1)的值；当C(k)＝C(k+1)＝1时，将单位矩阵I的第k行的第k+1行的值相加并赋给第k行，同时第k+1行的元素置0，C(k)≠C(k+1)时，不做改变，循环2M次后，得到的矩阵S；

5)将矩阵S中全为0的行去掉即可获得非均匀矩阵此矩阵的行数即为非均匀滤波器组的个数；

步骤4、生成非均匀滤波器组：通过非均匀矩阵与前面已经生成余弦调制滤波器组进行相乘即可得出所需的非均匀滤波器组，从而提取出子带信号；

步骤5、利用生成的非均匀滤波器组完成动态滤波，当子带信号发生动态变化时，自动更新能量检测以判定出子带信号所占据的子信道位置，从而构成重构滤波器组的输入用于提取信号，最终实现动态信道化处理。

2.如权利要求1所述的一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，其特征在于：步骤1中，原型滤波器具体设计流程：

1)设定原型滤波器的长度N，阻带边缘频率ωs；

2)初始化通带边缘频率ωd，搜索方向dir，步长step，并设定初始误差φ0；

3)设计等波纹的线性相位低通滤波器h0；

4)计算本次误差值；

比较本次误差φ0与前次误差φ0，然后与事先给定的门限ψ进行判断，若本次误差φ0满足条件：

则停止优化过程；

5)对于不满足条件的情况，若前后误差满足φi<φi-1关系，则用下式更新ωd

ω_d＝ω_d+dir·step

若前后误差满足φi>φi-1，则重新设定搜索方向dir＝-dir,步长step＝step/2，并且用ω_d＝ω_d+dir·step更新通带频率ωd。

3.如权利要求1所述的一种基于非均匀滤波器组的动态信道化方法，其特征在于：步骤2中，设置的能量检测环节是根据空的子信道来确定子带信号的带宽和位置，子带信号的能量通过下式获得：