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CN1198376C - 开关稳压器、直－直变换器及具有开关稳压器的大规模集成电路系统 - Google Patents

开关稳压器、直－直变换器及具有开关稳压器的大规模集成电路系统 Download PDF

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CN1198376C CNB008001707A CN00800170A CN1198376C CN 1198376 C CN1198376 C CN 1198376C CN B008001707 A CNB008001707 A CN B008001707A CN 00800170 A CN00800170 A CN 00800170A CN 1198376 C CN1198376 C CN 1198376C
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Abstract

一种同步整流式开关稳压器，其具备：在电源(Vdd)和接地(Vss)之间串联连接的第1及第2开关(SW1、SW2)；对开关(SW1、SW2)进行通断控制的开关控制部(1)；将输出节点电位(Vnd)平滑化的平滑电路(4)。在第1开关(SW1)导通期间内，若信号(Sc1)表征输出节点电位(Vnd)低于为突入电流检测基准的第1基准电位(Vr1)，控制电路(10)则将第1开关(SW1)断开。换句话说，本发明中，利用第1开关(SW1)的通态电阻所引起的压降来检测突入电流，因此不用设置用以检测突入电流的电阻元件。

Description

开关稳压器、直-直变换器及 具有开关稳压器的大规模集成电路系统
技术领域
本发明属于一种在开关稳压器中，用来检测并抑制接通电源时即所谓的起始工作时所产生的突入电流、或者诸如在输出电压平滑用电容中发生短路故障等时所产生的过剩电流的技术。
背景技术
一般说来，在用来将一直流电源电压变换为另一直流电压的开关稳压器中，怎样抑制突入电流和过剩电流产生是一个很大的课题。这里，所述突入电流是在如接通电源时那样的起始工作时，在和电源连接的开关导通之际，为给输出电压平滑用电容充电而涌入的电流。还有，所述过剩电流是例如在输出电压平滑用电容中发生短路故障等的情形下，和电源连接的开关在导通状态时，从电源流向负载的过剩电流。要不将该突入电流及过剩电流加以抑制，则在平滑电路内的电感器中流的电流会超过最大额定电流值，以致于开关稳压器性能劣化，有时也导致破损。需提一下，本案说明书中，在不会引起误会的情况下，将突入电流及过剩电流统称为突入电流。
为了抑制突入电流，已提议有以下的电路结构。
图11示出现有的开关稳压器的一个电路结构例。图11中，突入电流检测电路50包括突入电流检测用电阻元件51，突入电流检测器52根据该电阻元件51的两端电压来检测突入电流的有无。在稳定工作时，突入电流检测器52将通态电阻小的开关元件53导通；在检测出突入电流时，它将开关元件53断开，以使电流在突入电流抑制用电阻元件54中流。突入电流抑制用电阻元件54例如由电阻值大的电阻器温度过高时，能将电流切断的温度熔丝电阻器等所构成(参考日本国专利公开公报：特开平9-121546号)。
图12是现有的开关稳压器的另一电路结构例，示出的是在起始工作中，用锯齿波进行开关脉宽可变控制的情形。图12中，选择器56按照切换控制电路57的指示，而在起始工作时选择并输出锯齿波，在正常工作时选择并输出基准电位。因此，如图13所示，在起始工作时，将锯齿波和输出电压Vout进行比较，其结果是：p型MOS晶体管开关SW1的导通信号脉宽一开始比较窄，然后，随着输出电压Vout上升，脉宽也随之而逐渐变宽。因此，能够抑制在起始工作时产生突入电流。
和图12一样，图14也示出用锯齿波来抑制在起始工作时产生突入电流的开关稳压器的一个电路结构例。图14的结构中，在起始工作时，用环路1；在稳定工作时，用环路2；而对开关元件61、62进行通断控制。于是，由锯齿波产生电路63产生锯齿波STW，边将开关通断占空因数(switching on-off duty)加以逐步的改变，边进行起始化工作，就这样，来抑制起始工作时产生突入电流(参考日本国专利公开公报：特开平5-56636号)。
然而，现有的开关稳压器的结构中有以下的问题。
首先，如图11所示，使用突入电流抑制电路的结构中存在有功率变换效率下降的问题。也就是说，在图11的结构中，由于在从电源出发的电流路径上插入了用以检测突入电流的电阻元件51，所以功率损失在该电阻元件51上，那一部分功耗使开关稳压器的功率变换效率下降。
再就是，如图12和图14所示，使用锯齿波来进行起始工作的结构中，虽然可抑制起始工作时产生突入电流，但是不可检测并抑制稳定工作时所产生的过剩电流。此外，还有一个问题是：起始化所需时间变长。并且，还必须在该电路结构下产生用来区别起始工作和稳定工作的信号。
发明内容
本发明的目的在于：提供一种开关稳压器，其中既可将功率变换效率保持在高水平上，又可抑制突入电流和过剩电流，并且花在起始化上的时间比以前短。
具体说来，在本发明的一个方面，提出了一种同步整流式开关稳压器，其中包括：设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部；将在所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位平滑化的平滑电路。所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述输出节点的电位低于可作突入电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
在本发明的另一个方面，提出了一种同步整流式开关稳压器，其中包括：设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部；将在所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位平滑化的平滑电路。所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述输出节点的电位低于可作突入电流和过剩电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
按照本发明，在第1开关导通的情形下，输出节点的电位低于第1基准电位时，就认为突入电流或者过剩电流产生了，从而将第1开关断开。换句话说，利用第1开关的通态电阻所引起的压降来检测突入电流或过剩电流之产生，而在检测到它时，将第1开关断开，就这样来切断突入电流或者过剩电流。因此，不用另设一个检测用的电阻元件，也就是说，在不会使开关稳压器的功率变换效率下降的情况下，能够检测到突入电流或过剩电流。并且，在起始工作时，不用进行和稳定工作时不一样的控制，所以，既可抑制起始工作时的突入电流，又可抑制稳定工作时的过剩电流。
上述本发明所涉及的开关稳压器的开关控制部最好包括：用来产生所述第1基准电位的第1基准电位发生电路；将所述第1基准电位发生电路所产生的第1基准电位和所述输出节点的电位做一下比较的第1电位比较器；设定使所述第1电位比较器的比较结果有效的有效期间的有效期间设定电路，并且，在所述有效期间设定电路所设定的有效期间内，所述第1电位比较器检测出所述输出节点的电位低于所述第1基准电位时，所述开关控制部则将所述第1开关断开。
并且，上述有效期间设定电路最好将有效期间开始时刻设为从所述第1开关导通时起经过某一规定期间后的那一时刻。
还有，上述本发明所涉及的开关稳压器的开关控制部最好在从将所述第1开关断开到再将它导通为止的期间内，让所述第2开关在某一规定期间导通。
就这样，若在第1开关断开期间内，将第2开关在某一规定期间导通，便能将电流从第2电源流向平滑电路。因此，能够缩短在起始工作中，将平滑电路的输出电压提升到规定的设定电压所必需的时间，即起始化所必需的时间。
还有，将所述第2开关导通的期间最好被设在一定期间内。又，将所述第2开关导通的期间最好被设为根据上述平滑电路的输出电压而可变的。并且，所述开关控制部最好具有：在所述第2开关导通的情形下，若上述输出节点的电位超过可作决定所述第2开关的导通期间的结束时刻的决定基准的第2基准电位，则将所述第2开关断开的功能。
本发明又涉及一种大规模集成电路系统，其包括：上述本发明所涉及的开关稳压器；和根据由所述开关稳压器供来的电压工作的大规模集成电路核心部。
另外，本发明也涉及一种构成上述本发明所涉及的开关稳压器的直/直变换器，其包括：设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；和对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部，所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位低于可作突入电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
另外，本发明也涉及一种构成上述本发明所涉及的开关稳压器的直/直变换器，其包括：设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；和对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部，所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位低于可作突入电流和过剩电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
附图说明
下面，对本发明中的附图作简要说明。
图1是本发明的一实施例所涉及的开关稳压器的电路结构图。
图2是表示图1的开关稳压器的工作的图
图3是表示在起始工作中，电感器电流IL随时间的变化关系的图，其中(a)是有关本发明的一实施例的图，(b)是有关现有结构的图。
图4是表示图1的开关稳压器中控制电路的内部结构的图。
图5表示图1的开关稳压器的工作，是用来说明有效期间的设定的图。
图6是表示图4的控制电路中导通期间设定电路的另一电路结构的图。
图7是表示图1的开关稳压器的一个变换实例的电路结构图。
图8是表示图7的开关稳压器的工作的图。
图9是表示图7的开关稳压器中控制电路的内部结构的图。
图10表示应用本发明所涉及的开关稳压器来构成的大规模集成电路系统的一结构例。
图11表示现有的开关稳压器的一个电路结构例。
图12表示现有的开关稳压器的另一电路结构例。
图13是表示图12的开关稳压器的起始工作的图。
图14表示现有的开关稳压器的其他电路结构例。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的一实施例加以说明。
图1是表示本发明的一实施例所涉及的开关稳压器的结构的电路图。图1中，SW1是由p型MOS晶体管构成的第1开关，SW2是由n型MOS晶体管构成的第2开关，第1及第2开关SW1、SW2是在可供出第1电位即电源电位Vdd的第1电源(以下，称此为″电源Vdd″)和可供出第2电位即接地电位Vss的第2电源(以下，称此为″电源Vss″)之间串联连接着。3是二极管，它在第1及第2开关SW1、SW2均在断开状态时，用来使电流从电源Vss流出。4是平滑电路，用来将第1开关SW1和第2开关SW2之间的输出节点的电位Vnd平滑化。平滑电路4是由电感器5和输出电压平滑用电容6构成，它可将因第1及第2开关SW1、SW2的开关动作而呈现矩形波的电位Vnd平滑为某一定电压。经平滑电路4得到平滑的电压作为输出电压Vout而被供到输出负载7。
此外，10是根据第1及第2开关信号Sp、Sn对第1及第2开关SW1、SW2的开关动作进行控制的控制电路，11是用来产生可作突入电流的检测基准的第1基准电位Vr1的第1基准电位发生电路，12是将第1基准电位发生电路11所产生的第1基准电位Vr1和输出节点电位Vnd做一下比较的第1电位比较器。开关控制部1是由控制电路10、第1基准电位发生电路11和第1电位比较器12构成。再就是，本实施例所涉及的开关稳压器是由第1及第2开关SW1、SW2、开关控制部1、二极管3和平滑电路4构成。
本实施例的特征是：利用第1开关SW1的通态电阻所引起的压降，检测出突入电流产生与否。一般情况下，控制电路10根据控制信号Sdt，其表征输出电压Vout和参考电压发生电路9所产生的参考电压Vref的比较结果，来对第1及第2开关SW1、SW2的开关动作进行控制。在有突入电流的时候，根据来自第1电位比较器12的第1判断信号Sc1进行控制。
接下来，对图1所示的开关稳压器的工作加以说明。首先，参照图2对起始工作进行说明。这里，假设在起始工作之前，未给输出电压平滑用电容6充电。
首先，控制电路10控制第1开关信号Sp为″L″，以让第1开关SW1导通(图2A)。这样一来，电流则从电源Vdd流向平滑电路4，电容6的充电开始了。此时，产生突入电流(图2B)。由于突入电流从电源Vdd经由第1开关SW1流过，所以，从电源Vdd到输出节点为止的内含有第1开关SW1的通态电阻的整个电阻成分Rp会使输出节点电位Vnd从电源电位Vdd下降能以下式：
Vdrop＝Rp×I    …(1)
表示的那一电压Vdrop(图2C)。在此，I是突入电流的电流值。
于是，在所设定的有效期间(详细说明在后面)内，控制电路10将第1判断信号Sc1表示出输出节点电位Vnd低于第1基准电位Vr1之时刻，即它变成″H″电平之时，当作突入电流值超过了所设定的上限值来看待，而强制第1开关SW1断开。
因此，输出节点电位Vnd一下子下降到接地电位Vss以下(图2D)，二极管3导通，因而，这次电流从电源Vss流向平滑电路4。这时，为了降低二极管3中的损失，控制电路10将第2开关SW2在某一规定期间导通(图2E)。这样一来，流过电感器5的电流IL渐渐减少。控制电路10在将第2开关SW2断开之后，再将第1开关SW1导通(图2F)。这时，和上述情况一样，在有效期间内，若第1判断信号Sc1表示输出节点电位Vnd低于第1基准电位Vr1(图2G)，即它变成″H″电平时，控制电路10再将第1开关SW1断开，然后，将第2开关SW2在某一规定期间导通。
通过重复以上的工作，能够边抑制突入电流，边进行起始化工作。
再就是，稳定工作时的工作如下：表征输出电压Vout和参考电压Vref的比较结果的控制信号Sdt反馈到控制电路10时，该控制电路10就按照PWM(脉宽调制)控制方式，交替地对第1开关SW1和第2开关SW2进行通断控制。就这样，输出电压Vout可保持一定值。在稳定工作下，若在有效期间内，第1判断信号Sc1表示输出节点电位Vnd低于第1基准电位Vr1，控制电路10又将第1开关SW1断开，这样来抑制过剩电流。
如上所述，如果按照本实施例，不用另设一个电阻元件，也可检测抑制突入电流，因此，能够将功率变换效率保持在高水平上。
还有，若采用本实施例，可大幅度地缩短起始化所必需的时间。图3是表示在起始工作中，电感器电流IL随时间的变化的图，其中(a)是有关本实施例的图，(b)是如图12和图14所示那样，使用锯齿波的现有结构所关系的图。如图3(a)所示，本实施例中，可一边让其量和设定的上限值几乎相等的电流IL流过电感器5，一边进行起始工作。因为起始化所必需的时间即是为供出在给输出电压平滑用电容6充电时所需要的电荷量(这相当于图3中用阴影线画出的面积)所必需的时间，故由图3可见，若按照本实施例，可大幅度地缩短起始化所必需的时间。
图4是表示控制电路10的内部结构的图。图4中，21是用来设定第1判断信号Sc1为有效的有效期间的有效期间设定电路，23是用来设定第2开关SW2的导通期间的导通期间设定电路。
正常工作时，导通期间设定电路23的输出信号总是″L″，″或″门26的输出信号和控制信号Sdt相同。换句话说，在无突入电流产生时，控制电路10根据控制信号Sdt对第1及第2开关SW1、SW2的开关动作进行控制。
仅在″或非″门21a的输入皆为″L″时，有效期间设定电路21所输出的有效期间信号Sv1才为″H″。也就是说，从第1开关信号Sp成为″L″时起，经过信号在反相器21b中传输的那一时间之后，有效期间信号Sv1才成为″H″。与此相反，第1开关信号Sp成为″H″时，有效期间信号Sv1成为″L″。有效期间信号Sv1为″H″的期间就是有效期间。若在信号Sv1为″H″的期间内，控制信号Sc1成为″H″，″与″门22的输出则成为″H″。在″与″门22的输出为″H″时，导通期间设定电路23则在由计数器25设定的某一定期间内，将输出处于″H″。这样以来，不管控制信号Sdt的逻辑电平如何，″或″门26的输出信号在某一定的期间处于″H″，从而，第2开关SW2在某一定期间导通。
(有效期间之设定)
图5是表示图1的开关稳压器的工作的图，是用来说明使第1判断信号Sc1有效的有效期间的设定的图。图5中，(1)、(2)表示产生突入电流时的电压信号波形，(3)表示不产生突入电流时的电压信号波形。
首先，对(1)的情形加以说明。控制电路10使第1开关信号Sp成为″L″，以让第1开关SW1导通(图5H)。于是，输出节点电位Vnd上升到电源电位Vdd，在该过程中，它超过第1基准电位Vr1(图5I)，从而第1判断信号Sc1成为″L″。另外，第1开关信号Sp的延迟信号Sp-delay在延迟了信号在两个反相器21b中传输所必需的时间之后，才成为″L″(图5J)。因此，在从第1开关信号Sp成为″L″时起，再经过相当于信号在两个反相器21b中传输所必需的时间的延迟时间后，有效期间信号Sve才成为″H″。输出节点电位Vnd超过第1基准电位Vr1所要的时间因负载电流值或电容6的充电状态，即输出电压Vout，之不同而异。因此，必须设有效期间信号Sve的延迟时间足够长，使得在有效期间开始之前，输出节点电位Vnd确能超过第1基准电位Vr1。
若在有效期间信号Sve为″H″之间(图5K)，流过突入电流，而输出节点电位Vnd低于第1基准电位Vr1(图5L)，第1判断信号Sc1则成为″H″(图5 M)，控制电路10强制第1开关信号Sp为″H″，以将第1开关SW1断开(图5N)。第1开关SW1一断开，有效期间信号Sve立刻成为″L″，有效期间就这样结束了。
其次，对(2)的情形加以说明。控制电路10使第1开关信号Sp为″L″，以让第1开关SW1导通(图5O)。因此，输出节点电位Vnd上升，但是，在已流过突入电流或者过剩电流的情况下，输出节点电位Vnd不到达第1基准电位Vr1(图5P)。此时，由于有效期间信号Sve成为″H″时(图5Q)，第1判断信号Sc1仍旧为″H″(图5R)，所以控制电路10立刻将第1开关SW1断开。在这样的情况下，第1开关SW1仅在从第1开关信号Sp成为″L″时起，到信号在两个反相器21b中传输的那一期间导通，因此，应该将在这期间流过的突入电流加以考虑而设定一个有容限的第1基准电位Vr1。
其次，对(3)的情形加以说明。和(1)、(2)的情形一样，控制电路10使第1开关信号Sp成为″L″，以让第1开关SW1导通(图5T)。于是，输出节点电位Vnd上升到电源电位Vdd。在这一过程中，输出节点电位Vnd超过第1基准电位Vr1，判断信号Sc1成为″L″。然后，有效期间信号Sve成为″H″(图5U)。然而，由于在无突入电流的正常工作期间内，输出节点电位Vnd不下降到第1基准电位Vr1(图5V)，所以，第1判断信号Sc1仍为″L″。此时，控制电路10根据控制信号Sdt，使第1开关信号Sp成为″H″，以让第1开关SW1断开(图5W)。与此相伴，有效期间信号Sve也立刻变为″L″。其后，即使第1判断信号Sc1立刻成为″H″(图5X)，因为有效期间信号Sve为″L″ ，故开关稳压器能够将正常工作继续进行下去。
总之，通过设定有效期间，既能检测到起始工作时的突入电流，又能检测到正常工作时的过剩电流。
(第2开关SW2导通期间之设定)
在第2开关SW2的导通期间过长的情况下，流过电感器5的电流IL逐渐减少，导致其流向相反。因此，输出电压Vout不容易上升，以致于起始化所必需的时间长。
另一方面，在第2开关SW2的导通期间过短的情况下，在第1开关SW1下一次导通时，流过电感器5的电流IL足够大，所以如图5中(2)所示，必须立刻将第1开关SW1断开，并将在这一导通期间流通的突入电流加以考虑，给第1基准电位Vr1设定一足够的容限值。此外，第1开关SW1的下一个导通期间也变短，其结果是开关周期变短，因而，也不可忽视充放电损失了。总之，对起始化所必需的时间和效率而言，第2开关SW2的导通期间是一个非常重要的因素。
于是，在本实施例中，决定按以下的方法来设定第2开关SW2的导通期间。在第2开关SW2的导通期间内，流过电感器5的电流IL的减少率依电感器5的两端电压即输出节点电位Vnd和输出电压Vout之差(几乎和输出电压Vout相等)而定。因此，将在输出电压Vout低的情况下，流过电感器5的电流IL充分减少的那一定期间设定为第2开关SW2的导通期间。换句话说，让流过电感器5的电流IL充分减少所需的时间设定为第2开关SW2的导通期间即可。这样，在第1开关SW1下一次导通时，输出节点电位Vnd能超过第1基准电位Vr1。
另外，也可以将第2开关SW2的导通期间设为根据输出电压Vout而可变的。
在第2开关SW2导通时，流过电感器5的电流IL的减少率，在输出电压Vout低时小，在输出电压Vout高时大。考虑到这样的情况，在起始工作中，输出电压Vout低的情况下，设第2开关SW2的导通期间长，而随着输出电压Vout上升，渐渐地缩短第2开关SW2的导通期间，这样设定第2开关SW2的导通期间是比较理想的。此时，将刚开始起始工作时的第2开关SW2的导通期间设为上述那一期间即可。如上所述，通过将第2开关SW2的导通期间设为根据输出电压Vout而可变的，便能缩短起始化所必需的时间。
图6是表示能够进行上述控制的导通期间设定电路的电路结构图。图6所示的导通期间设定电路23A包括四个计数器25a～25d，对应于各计数器25a～25d，可以设定如4μs、3μs、2μs、1μs那样的四种导通期间。例如，在表1中所示的那样，根据输出电压Vout来设定信号A、B值即可。
<表1>
  Vout     A     B     导通期间
  0～500mV500～1V1V～2V2V～     LHLH     LLHH     4μs3μs2μs1μs
(本实施例的变换实例)
图7是表示本实施例所涉及的开关稳压器的一个变换实例的电路结构图。图7中，用和图1相同的符号来表示和图1相同的构成元件。图7的开关稳压器包括：用来产生可作一决定第2开关SW2的导通期间的结束时刻的决定基准的第2基准电位Vr2的第2基准电位发生电路13；和将输出节点电位Vnd和第2基准电位Vr2做一下比较的第2电位比较器14。控制电路10A、第1及第2基准电位发生电路11、13和第1及第2电位比较器12、14构成开关控制部2。
本变换实例的特征是：不预先将第2开关SW2的导通期间设为某一定的期间，而将第2开关SW2的导通期间设为直到输出节点电位Vnd到达第2基准电位Vr2为止的那一期间。一般情况下，控制电路10A根据控制信号Sdt，其表征输出电压Vout和参考电压发生电路9所产生的参考电压Vref的比较结果，来对第1及第2开关SW1、SW2的开关动作进行控制。在有突入电流的时候，根据来自第1电位比较器12的第1判断信号Sc1进行控制，并且，根据来自第2电位比较器14的第2判断信号Sc2来设定第2开关SW2的导通期间的结束时刻。
接下来，参照图8对图7所示的开关稳压器的工作加以说明。在流过突入电流或过剩电流，而在有效期间内输出节点电位Vnd低于第1基准电位Vr1时(图8A)，控制电路10A检测出第1判断信号Sc1为″H″，并使第1开关信号Sp变成″H″，以让第1开关SW1断开(图8B)。然后，控制电路10A使第2开关信号Sn变成″H″，以让第2开关SW2导通，但是，没有预先设定好其导通期间。输出节点电位Vnd超过第2基准电位Vr2时(图8C)，第2判断信号Sc2变成″H″，控制电路10A一检测出第2判断信号Sc2为″H″，它就使第2开关信号Sn变成″L″，以让第2开关SW2断开(图8D)。
为了迅速完成开关稳压器的起始工作，在输出节点电位Vnd不超过接地电位Vss的范围内，最好设第2开关SW2的导通期间尽可能长。因此，如本变换实例所述，通过将输出节点电位Vnd和第2基准电位Vr2做一下比较来决定第2开关SW2的导通期间的结束时刻，可一边抑制突入电流，一边缩短起始化所必需的时间。
还有，不言而喻，如果采用本变换实例，便能在起始工作时和稳定工作时，抑制突入电流或者过剩电流。
图9是表示图7的控制电路10A的电路结构的图。图9中，用和表示图1的控制电路10的电路结构的图4相同的符号来表示和图4相同的构成元件。图9的结构中，不设置图4所示的导通期间设定电路23，而设置将第2判断信号Sc2和″与非″门22的输出信号作输入的二输入″与非″门29。
另外，在上述实施例或者变换实例中，也可以想办法让第1基准电位Vr1为一个可变量。这样一来，例如，能够扩大平滑电路4的电感器5的选择幅度，系统设计的自由度得到了提高。再就是，也可以让第2基准电位Vr2为一个可变量。
图10表示用本发明所涉及的开关稳压器而构成的大规模集成电路系统的一例。图10中，大规模集成电路30包括大规模集成电路核心部31和直/直变换器32，它还包括二极管3和平滑电路4作为外围元件。33a～33c是大规模集成电路30的接线区。例如，直/直变换器32包括在上述实施例或变换实例中所示的第1及第2开关SW1、SW2和开关控制部1或2。本发明所涉及的开关稳压器是由直/直变换器32、二极管3和平滑电路4所构成的。直/直变换器32通过进行上述实施例或者变换实例所涉及的工作，将供到接线区33a、33b的电源电位Vdd、Vss变换为电压Vnd，从而将它输给接线区33c。平滑电路4将直/直变换器32的输出电压Vnd平滑化之后，将它作为电压Vout输出。平滑电路4的输出电压Vout作为内部电源电压而被供到大规模集成电路核心部31。
综上所述，若按照本发明，能利用第1开关的通态电阻所引起的压降来检测出突入电流产生与否。因此，不用另设一个检测用的电阻元件，也就是说，在不致开关稳压器的功率变换效率下降的情况下，能够检测到突入电流。并且，在起始工作中，不要进行和稳定工作时不一样的控制。因此，既可抑制起始工作时的突入电流，又可抑制稳定工作时的过剩电流。
还有，通过在第1开关断开的期间内，使第2开关在某一规定期间导通，便可缩短起始化所必需的时间。

Claims (18)

1.一种开关稳压器，是同步整流式开关稳压器，其特征在于包括：
设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；
对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部；和
将在所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位平滑化的平滑电路，
所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述输出节点的电位低于可作突入电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
2.根据权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部包括：
用来产生所述第1基准电位的第1基准电位发生电路；
将所述第1基准电位发生电路所产生的第1基准电位和所述输出节点的电位做一下比较的第1电位比较器；
设定使所述第1电位比较器的比较结果有效的有效期间的有效期间设定电路，并且，
在所述有效期间设定电路所设定的有效期间内，所述第1电位比较器检测出所述输出节点的电位低于所述第1基准电位时，所述开关控制部则将所述第1开关断开。
3.根据权利要求2所述的开关稳压器，其特征在于：
所述有效期间设定电路将有效期间开始时刻设为从所述第1开关导通时起经过某一规定期间后的那一时刻。
4.根据权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部在从将所述第1开关断开到再将它导通为止的期间内，让所述第2开关在某一规定期间导通。
5.根据权利要求4所述的开关稳压器，其特征在于：
将所述第2开关导通的期间是被设在一定期间内的。
6.根据权利要求4所述的开关稳压器，其特征在于：
将所述第2开关导通的期间是被设为根据上述平滑电路的输出电压而可变的。
7.根据权利要求4所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部的功能是：在所述第2开关导通的情形下，若上述输出节点的电位超过可作决定所述第2开关的导通期间的结束时刻的决定基准的第2基准电位，则将所述第2开关断开。
8.一种大规模集成电路系统，其中包括：权利要求1所述的开关稳压器；和根据由所述开关稳压器供来的电压工作的大规模集成电路核心部。
9.一种开关稳压器，是同步整流式开关稳压器，其特征在于包括：
设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；
对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部；和
将在所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位平滑化的平滑电路，
所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述输出节点的电位低于可作突入电流和过剩电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
10.根据权利要求9所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部包括：
用来产生所述第1基准电位的第1基准电位发生电路；
将所述第1基准电位发生电路所产生的第1基准电位和所述输出节点的电位做一下比较的第1电位比较器；
设定使所述第1电位比较器的比较结果有效的有效期间的有效期间设定电路，并且，
在所述有效期间设定电路所设定的有效期间内，所述第1电位比较器检测出所述输出节点的电位低于所述第1基准电位时，所述开关控制部则将所述第1开关断开。
11.根据权利要求10所述的开关稳压器，其特征在于：
所述有效期间设定电路将有效期间开始时刻设为从所述第1开关导通时起经过某一规定期间后的那一时刻。
12.根据权利要求9所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部在从将所述第1开关断开到再将它导通为止的期间内，让所述第2开关在某一规定期间导通。
13.根据权利要求12所述的开关稳压器，其特征在于：
将所述第2开关导通的期间是被设在一定期间内的。
14.根据权利要求12所述的开关稳压器，其特征在于：
将所述第2开关导通的期间是被设为根据上述平滑电路的输出电压而可变的。
15.根据权利要求12所述的开关稳压器，其特征在于：
所述开关控制部的功能是：在所述第2开关导通的情形下，若上述输出节点的电位超过可作决定所述第2开关的导通期间的结束时刻的决定基准的第2基准电位，则将所述第2开关断开。
16.一种大规模集成电路系统，其中包括：权利要求9所述的开关稳压器；和根据由所述开关稳压器供来的电压工作的大规模集成电路核心部。
17.一种直/直变换器，其特征在于包括：
设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；和
对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部，
所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位低于可作突入电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
18.一种直/直变换器，其特征在于包括：
设在供给第1电位的第1电源和供给比所述第1电位低的第2电位的第2电源之间，从所述第1电源一侧开始，依序串联配置着的第1及第2开关；和
对所述第1及第2开关进行通断控制的开关控制部，所述开关控制部的功能是：在所述第1开关导通的情形下，若所述第1开关和所述第2开关之间的输出节点的电位低于可作突入电流和过剩电流产生与否的检测基准的第1基准电位，则将所述第1开关断开。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101997437B (zh) * 2009-08-13 2014-02-19 通嘉科技股份有限公司 集成电路以及交换式电源供应器的控制方法

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5481178A (en) * 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
WO2002063770A2 (en) * 2001-02-06 2002-08-15 Koninklijke Philips Electronics N.V. Switching fet circuit
EP1360755A2 (en) 2001-02-06 2003-11-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Synchronous dc-dc converter
JP2002312043A (ja) * 2001-04-10 2002-10-25 Ricoh Co Ltd ボルテージレギュレータ
US6657419B2 (en) * 2001-11-19 2003-12-02 Solarmate Corporation Micro-solar insolation circuit
US6791306B2 (en) * 2002-01-29 2004-09-14 Intersil Americas Inc. Synthetic ripple regulator
EP1333562A1 (en) * 2002-02-05 2003-08-06 Magnetek S.p.A. Converter with output current reading circuit
ITMI20021539A1 (it) * 2002-07-12 2004-01-12 St Microelectronics Srl Controllore digitale per convertitori dc-dc a commutazione
US7019502B2 (en) * 2002-09-06 2006-03-28 Intersil America's Inc. Synchronization of multiphase synthetic ripple voltage regulator
DE10339025B4 (de) * 2002-09-13 2013-08-14 Fuji Electric Co., Ltd. Stromversorgungssystem
ATE354880T1 (de) * 2003-08-27 2007-03-15 Fraunhofer Ges Forschung Steuerungsvorrichtung zum steuern eines ladeschalters in einem schaltregler und verfahren zum steuern eines ladeschalters
JP4412535B2 (ja) * 2003-11-14 2010-02-10 セイコーインスツル株式会社 同期整流方式スイッチングレギュレータ制御回路及びこれを含む半導体集積回路
US7355830B2 (en) 2003-11-21 2008-04-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Overcurrent protection device
WO2005091482A1 (ja) * 2004-03-24 2005-09-29 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20050116450A (ko) * 2004-06-07 2005-12-13 엘지전자 주식회사 전원변환장치 및 방법
EP1608053A1 (en) 2004-06-14 2005-12-21 Dialog Semiconductor GmbH Analog current sense circuit
JP4578889B2 (ja) * 2004-08-16 2010-11-10 富士通セミコンダクター株式会社 半導体装置
US7145315B2 (en) * 2004-09-21 2006-12-05 Broadcom Corporation Over-current detection circuit in a switch regulator
US20060132105A1 (en) * 2004-12-16 2006-06-22 Prasad Atluri R Controlling inrush current
JP4825632B2 (ja) 2006-09-29 2011-11-30 パナソニック株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
TWI325137B (en) * 2006-12-15 2010-05-21 Realtek Semiconductor Corp Output signal driving circuit and method thereof
US20090033293A1 (en) * 2007-08-01 2009-02-05 Intersil Americas Inc. Voltage converter with combined capacitive voltage divider, buck converter and battery charger
US8427113B2 (en) * 2007-08-01 2013-04-23 Intersil Americas LLC Voltage converter with combined buck converter and capacitive voltage divider
US8018212B1 (en) 2007-08-24 2011-09-13 Intersil Americas Inc. Buck-boost regulator
JP5151332B2 (ja) * 2007-09-11 2013-02-27 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ
US8148967B2 (en) * 2008-08-05 2012-04-03 Intersil Americas Inc. PWM clock generation system and method to improve transient response of a voltage regulator
KR101155620B1 (ko) * 2008-09-22 2012-06-14 후지쯔 가부시끼가이샤 전원 제어 회로, 전원 장치, 및 전원 제어 장치의 제어 방법
JP5639829B2 (ja) * 2010-09-27 2014-12-10 シャープ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバーター
US8786270B2 (en) 2010-11-08 2014-07-22 Intersil Americas Inc. Synthetic ripple regulator with frequency control
TWI410642B (zh) * 2011-03-04 2013-10-01 Realtek Semiconductor Corp 電感偵測裝置與方法
KR101877371B1 (ko) 2011-10-14 2018-07-12 삼성전자주식회사 전원 변조기를 보호하기 위한 장치 및 방법
JP6087632B2 (ja) * 2012-01-30 2017-03-01 キヤノン株式会社 電力供給装置及び記録装置
US8717001B2 (en) * 2012-07-03 2014-05-06 Infineon Technologies Austria Ag Inrush current limiting circuit
RU2505913C1 (ru) * 2012-07-16 2014-01-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уфимский государственный авиационный технический университет" Импульсный регулятор постоянного напряжения
FR2996701B1 (fr) * 2012-10-05 2017-06-09 Technoboost Convertisseur courant continu/courant continu reversible
JP6291432B2 (ja) 2015-02-04 2018-03-14 矢崎総業株式会社 突入電流抑制回路
KR20180065271A (ko) 2016-12-07 2018-06-18 이주호 스위칭 레귤레이터의 dc/dc 컨버터회로
CN117348473B (zh) * 2023-10-27 2024-08-27 江苏长隆特种汽车有限公司 一种多节点精细步长同步顶升系统用后端约束控制子系统

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61254069A (ja) 1985-04-30 1986-11-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源保護装置
JPH07110132B2 (ja) 1991-08-22 1995-11-22 日本モトローラ株式会社 電圧変換装置
US5481178A (en) * 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
JP3349781B2 (ja) 1993-08-30 2002-11-25 富士通株式会社 スイッチングレギュレータ電源装置
US5774319A (en) 1993-10-27 1998-06-30 Square D Company Energy validation arrangement for a self-powered circuit interrupter
US5414341A (en) * 1993-12-07 1995-05-09 Benchmarq Microelectronics, Inc. DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode
US5638264A (en) 1993-12-27 1997-06-10 Hitachi, Ltd. Parallelized power supply system providing uninterrupted operation
US5723974A (en) 1995-11-21 1998-03-03 Elantec Semiconductor, Inc. Monolithic power converter with a power switch as a current sensing element
US5625279A (en) * 1996-03-28 1997-04-29 Hewlett-Packard Company DC-DC converter with dynamically adjustable characteristics
JPH10174286A (ja) 1996-12-10 1998-06-26 Nec Corp 電池電源制御装置
JP3402983B2 (ja) 1997-01-29 2003-05-06 三洋電機株式会社 電源回路
JP3691635B2 (ja) 1997-05-15 2005-09-07 富士通株式会社 電圧制御回路及びｄｃ／ｄｃコンバータ
US5847554A (en) 1997-06-13 1998-12-08 Linear Technology Corporation Synchronous switching regulator which employs switch voltage-drop for current sensing
US6160388A (en) * 1997-12-30 2000-12-12 Texas Instruments Incorporated Sensing of current in a synchronous-buck power stage
JP3467679B2 (ja) * 1998-05-11 2003-11-17 株式会社豊田自動織機 Ｄｃ／ｄｃ変換器
US5929615A (en) 1998-09-22 1999-07-27 Impala Linear Corporation Step-up/step-down voltage regulator using an MOS synchronous rectifier
US6064187A (en) * 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method
US6188206B1 (en) * 1999-12-08 2001-02-13 Intel Corporation Dynamic hysteresis voltage regulation

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101997437B (zh) * 2009-08-13 2014-02-19 通嘉科技股份有限公司 集成电路以及交换式电源供应器的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20010042921A (ko) 2001-05-25
JP3389524B2 (ja) 2003-03-24
WO2000051226A1 (fr) 2000-08-31
KR100588707B1 (ko) 2006-06-13
EP1079507A4 (en) 2008-07-02
JP2000245141A (ja) 2000-09-08
EP2110935A2 (en) 2009-10-21
EP2110935A3 (en) 2010-01-20
EP2110935B1 (en) 2019-04-03
EP1079507A1 (en) 2001-02-28
US6307360B1 (en) 2001-10-23
CN1294773A (zh) 2001-05-09

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