CN118400241A - 非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的ufmc实现结构 - Google Patents
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Abstract
非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，在该发明中，首先在发射端对待发射信号进行截断，两端各截断Lc长度，使得实际发射信号长度降为N+L‑2Lc‑1，有效提高时域传输效率，而接收机通过重构补全被截断部分来降低发射机截断造成的性能下降。由于本发明的接收信号与重构的被截断信号存在相位落差，因此接收端先对接收信号进行平均相位估计与补偿，减弱重构的被截断信号与接收信号之间的相位差，再对相位补偿后的接收信号进行缺失部分的重构补全，恢复出完整的UFMC信号，从而提升系统的性能。具体方法为在发射端对UFMC系统发射信号进行截断，然后在接收端对接收信号进行平均相位估计与补偿，再重构被截断的缺失部分用于补全相位补偿后的接收信号，恢复出完整的UFMC信号，从而尽可能降低发射端截断和残留载波频偏引入的干扰。本发明在取得近似于传统非截断UFMC结构误码率的前提下，改善系统时域传输效率。
Description
技术领域
本发明涉及移动通信技术领域，适用于(Universal Filtered Multi-Carrier,UFMC)系统，是一种提高UFMC系统时域效率的实现结构。该结构通过在发射端截断UFMC发射信号来提高时域传输效率，接收端需要对截断部分进行重构。但是当存在载波频率偏移时，重构的截断信号与实际接收信号之间存在相位落差，严重影响系统性能。因此本发明在系统实现结构中增加了相位估计功能，并基于估计的相位值在接收端先对实际接收信号进行相位补偿，减弱重构的截断信号与相位补偿后接收信号之间的相位不连续效应，再对重构截断信号和相位补偿后接收信号进行重组，恢复出相位不连续效应较小的完整UFMC信号，从而提升系统的性能。
背景技术
随着5G投入商用，众多的从业人员已经开启6G移动通信的研发工作。在5G系统中，正交频分复用技术凭借高频谱效率、强兼容性、低复杂度等优势，被广泛应用于超宽带广播、无线城域网和电力线通信等各类无线通信系统领域。但是OFDM技术存在峰值平均比高、受保护间隔影响大、对频偏敏感性强、对业务适配的灵活性差等缺点，不能很好地满足6G中更加多样化、更加海量的连接等需求。6G以其超高的传输速率、广阔的发展覆盖范围、较高的可靠性和较强的时间延迟性能指标等特点，应用于智能交互、超能交通、室内定位等场景。5G研究时期提出的新型多载波技术能克服OFDM技术的缺点，满足6G在峰值速率、时延、可靠性、频谱效率、定位能力等方面的需求。
UFMC是一种新提出的5G候选技术，适用于6G移动通信的新型多载波调制技术，也被称为UF-OFDM，它对信号子带采用滤波器进行滤波操作，适用于短分组和低延迟传输。UFMC技术是针对FBMC的改进方案，FBMC带外泄露低，频谱效率高，且对频偏不明感，无需循环前缀。但是FBMC滤波器长度很长，无法适应短数据帧传输，同时复杂度也较高。
与CP-OFDM相比，UFMC技术去掉了OFDM技术的循环前缀，在较短的保护周期中进行滤波器的上升和下降，使得UFMC比OFDM误码率更低，而且UFMC通过分配不同的子带来使用非连续频谱资源，提高灵活性的同时也增强了抗干扰能力(Gerzaguet R,Bartzoudis N,Baltar L G,et al.The 5G candidate waveform race:a comparison ofcomplexity andperformance[J].EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking,2017,2017(1):1-14.即Gerzaguet R,Bartzoudis N,Baltar L G,et al，5G候选波形竞赛:复杂性和性能的比较[J].EURASIP Journal on Wireless Communications andNetworking,2017,2017(1):1-14.)。在给定的时间范围内，UFMC系统时域传输效率与传输信号中的有效数据长度和UFMC发射端信号总长度相关，在有效数据长度一定的情况下，发射端信号总长度越短，时域效率越高。为了满足6G超高的传输速率等需求，可通过对UFMC发射端信号进行截断的方式提高系统的时域效率。
发明内容
为了提高含载波频率偏移的UFMC系统的时域传输效率，本发明提出了一种时域截断结构，在该结构中，首先通过在发射端截断UFMC发射信号，然后在接收端对截断部分进行相位补偿和重构，恢复出完整的UFMC信号。由于时域截断较大地改变了信号完整性，可能会对信号与干扰加噪声比(Signal to Interference plus Noise Ratio,SINR)以及误码率(Symbol Error Ratio,SER)产生影响，因此本发明需要在接收机对UFMC信号进行重构，恢复SER性能。然而当非理想频率同步(存在载波频率偏移)时，重构的截断信号与实际接收信号之间存在相位落差，因此本发明在截断/重构处理的过程中增加接收信号相位估计与相位补偿功能，减弱重构截断信号与接收信号之间的相位不连续性，最终构造出相位不连续效应较小的UFMC完整信号，恢复SER性能。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
非理想频率同步时UFMC系统的高时域传输效率与接收机重构实现结构，该结构需要对UFMC系统发射信号进行截断，然后在接收端对截断部分进行重构以及对接收信号进行相位估计与补偿，进而恢复出相位不连续效应较小的完整UFMC信号，消除截断引入的干扰，降低相位不连续带来的干扰，包括以下步骤：
1)UFMC系统的输入信号由B个子带，每个子带由P个子载波构成，数据长度为B·P，发射机每个子带的处理包括针对子带滤波器频率响应补偿的预均衡、信号的离散傅里叶逆变换(Inverse Discrete Fourier Transform,IDFT)与并串变换、信号过滤波器。然后将所有子带处理后信号相加并截断得到实际传输信号。一般而言，发射信号长度应该由IDFT长度N与子带滤波器长度L决定，数值为N+L-1。根据时间效率需求，本发明对发射信号进行截断，以线性相位子带滤波器为例，将发射信号两端各截断Lc长度，则实际传输信号长度为N+L-2Lc-1。对于非线性相位子带滤波器，根据其具体群延时数值在发射信号两端截取数据即可。
2)令迭代次数指示变量I＝0，重构的截断信号为空集，相位补偿初始值为零，接收端对长度为N+L-2Lc-1的接收信号进行相位补偿，而向量重组结果即为相位补偿后接收信号本身，而后对相位补偿后接收信号尾部填零扩展为2N长度序列，并做快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)。对得到的频域信号进行固定相位补偿，消除截断产生的固定相位的影响，得到补偿固定相位后的信号。
3)对2)所得的信号进行均衡，再取对应子带范围的偶数频点进行解调，得到解调后的频域信号，长度为B·P。
4)I＝I+1。每个子带解调后的频域信号经过N点IDFT，转换为长度为N的时域信号，再将该时域信号与其对应的子带滤波器进行滤波处理，线性卷积运算后得到长度为N+L-1的子带重构信号序列，所有子带重构信号序列相加得到重构信号。
5)基于每个子带范围内偶数频点上补偿固定相位后的信号以及对应解调信号，采用相关运算估计相应子带上由于频率同步非理想造成的平均相位值，其反相即为本次迭代的相位补偿值。
6)对实际接收信号补偿5)所得的相位补偿值，得到补偿相位后的接收信号。
7)将4)所得重构信号前Lc长度和后Lc长度的重构样本分别补在补偿相位后的接收信号前后，完成接收端向量重组功能，得到长为N+L-1的当前的迭代重构完整信号。
8)对7)中重构后的完整信号尾部填零扩展为2N长度序列，并做2N点FFT变换，再进行固定相位补偿、均衡和标准的UFMC解调操作，得到新的频域解调信号。
9)当I达到预设数值时迭代终止，否则重复第4)～8)的步骤进行迭代。
上述过程中，迭代终止时得到的频域解调信号即为最终输出解调信号。
进一步，在所述步骤1)中，附图1给出了本专利UFMC系统发射端截断与接收端相位补偿和重构下的改进系统模型图，与原系统相比增加了截断、相位估计、相位补偿和重构步骤。在原系统中，输入信号由B个子带，每个子带由P个子载波构成，经过预均衡处理消除滤波器带来的相位影响后，经过IDFT变换为时域信号，与其相应的滤波器进行卷积处理，再经过累加后从发射端发出。接收端接收到信号后进行时域预处理，再2N点FFT后，对该信号进行解调。
系统改进后将根据外部的系统性能指标需求和时间效率需求，对信号进行截断再发射，附图2给出了本专利UFMC系统发射信号截断前后对比。
接收端第s帧时域无发射截断时完整信号表达式为：
其中，符号表示线性卷积，⊙表示向量点乘操作。为预均衡处理后子带i第s帧的时域信号向量，长度为N；fi为滤波器系数向量，长度为L；ci为载波频率偏移系数向量，长度为N+L-1；z为长度为N+L-1的加性高斯白噪声向量。
对信号进行发射截断，等效于公式(1)左边的接收信号通过一个长度为N+L-2Lc-1的矩形窗，此时可以把第s帧时域完整信号rs(n)分为三部分，即：
其中，即为附图2中原始发射信号里截掉的前Lc长度样本，与附图3中重构信号里补上的前Lc长度样本相对应；长度为N+L-2Lc-1的等效于附图3的实际接收信号，与附图2的实际发射信号相对应；即为附图2中原始发射信号里截掉的后Lc长度样本，与附图3中重构信号里补上的后Lc长度样本相对应。不失一般性，令实际接收信号重新表示为rs(t)＝rs(n-Lc),t＝0,1,...,N+L-2Lc-2。
在给定的时间范围内，UFMC系统时域传输效率rT,UFMC可由传输信号中的有效数据长度与理论上的UFMC发射端信号总长度相除得到，其表达式为：
通过对发射信号两端Lc长度进行截断，此时时域传输效率可表示为：
从式中可以看出，时域传输效率随着截断长度2Lc的增加而增加，因此该发射信号截断结构能够有效提高时域传输效率。
在所述步骤2)中，接收机接收到长度为N+L-2Lc-1的实际接收信号rs(t)之后，对信号尾部填零扩展成2N长度序列，并做2N点FFT变换得频域信号其数学表达式如下：
由于发射机的截断操作，接收机频域接收信号子载波k上会引入附加固定相位偏移因此需要在频域补偿发射机截断导致的固定相位，补偿后表示为Ys,c(k)：
在所述步骤3)中，可以简化表示为：
在上述公式(7)中，I(0)(k),Z(k)分别表示子载波k上有用信号(X(k))的乘性干扰系数，干扰以及噪声。由于子带滤波器或者通信信道或者两者共同影响，补偿固定相位后的频域信号中包含乘性干扰系数影响，实际应用中一般采用信道估计与频域均衡器结合予以处理。在存在载波频偏的场景下，该干扰系数的相位还和载波频偏有关。同时需要注意，所有的迭代I中，均具有和相似的数学表达形式，即不失一般性，本发明假设该干扰系数已由通信系统的信道估计方法提供，则公式(7)的经过频域均衡后，可以表示为：
对偶数频点进行解调，得到初始解调信号
在所述步骤4)中，从上一轮(第I-1次)迭代解调得到的信号里提取相应子带信号，I＝1时从初始解调信号中提取，子带解调信号经过预均衡与N点IDFT变换，转换成时域信号再将该时域信号与其对应的子带滤波器系数进行滤波处理，线性卷积运算后得到长度为N+L-1的子带重构信号数学表达式为：
其中，fi(·)为第i个子带对应的滤波器系数，总长度为L。将所有子带重构信号进行累加，得到长度为N+L-1的时域重构信号
在所述步骤5)中，引入误差其数学表达式为：
当解调正确时，即该误差数值较小；解调错误时，即数值较大。因此该误差可用于判断解调结果是否可靠。对设置阈值，当误差大于阈值时，本发明判定该子载波解调错误。我们的仿真表明阈值为0.108是一个较为合适的选择，错判的概率较小。不失一般性，假设误差判断得到的解调正确子载波下标集合为Sk。
进一步地，解调正确时，可以得到：
其中，为的共轭，X*(k)为X(k)的共轭。干扰项可近似为高斯分布，将上式写为：
其中包含干扰项和噪声项，对于不同的子载波，近似为独立的随机过程。可以通过对解调正确的子载波求平均来降低的影响，即：
其中M表示Sk中的子载波个数。省却繁琐的推导过程，本发明必须指出，公式(13)计算结果的相位部分近似等于经过I-1次迭代后，残留载波频偏引起的信号平均相位旋转而该公共相位旋转也是造成重构截断信号与实际接收信号之间存在相位落差的原因之一，本发明将迭代估计并补偿这个平均相位旋转。当前迭代平均相位旋转的估计值可表示为：
式中angle(·)表示取复数的相位。
在所述步骤6)中，对实际接收信号进行平均相位补偿，得到补偿后的信号
式中表示连乘运算符号。
在所述步骤7)中，如附图3所示，把前Lc长度的样本和后Lc长度的样本补在补偿相位的接收信号前后，迭代重构完整信号为其表达式为：
在所述步骤8)中，将迭代重构完整信号尾部填零扩展成2N长度序列，并做2N点FFT变换得到频域信号，同时在子载波上类似步骤2)进行固定相位补偿，得到表达式为：
如前所述，类似于的数学表达形式。同样假设系统存在信道估计模块提供干扰系数，则经过均衡后，当前迭代的解调器输入信号可以表示为：
对偶数频点进行解调，得出第I次迭代的解调信号
在所述步骤9)中，当迭代次数尚未达到预设数值时，重复4)～8)的步骤。预设数值根据外部的系统性能指标需求进行仿真确定，不失一般性，本说明书中设为2。
上述过程中，迭代终止时得到的频域解调信号即为最终输出解调信号。
本发明的技术构思为：为了提高UFMC系统的时域传输速率，该发明通过在发射端截断UFMC发射信号来提高时域传输效率；在接收端对截断部分进行相位估计补偿和重构，恢复标准长度的UFMC信号，降低发射端截断和残留载波频偏引入的干扰，提升系统的性能。
本发明的有益效果主要表现在：发射信号截断后，能够提高UFMC系统的时域传输效率，并且通过在接收端对相位进行估计补偿以及重构被截断的发射信号，能够有效降低发射端截断和残留载波频偏引入的干扰。
附图说明
图1为UFMC系统发射端截断与接收端相位补偿和重构下系统模型。
图2为UFMC系统发射信号截断前后对比。
图3为UFMC系统接收信号重构前后对比。
图4为含载波频率偏移(Carrier frequency offset,CFO)的发射端截断与接收端相位补偿和重构高效UFMC实现结构的流程图
图5为UFMC系统在CFO＝0.03时不同截断长度下的SINR对比图。
图6为UFMC系统在CFO＝0.03时不同截断长度下的SER对比图。
图7为UFMC系统在CFO＝0.03时接收端进行重构的对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
参照图5～图7，不失一般性，仿真所用UFMC系统参数设定如表1所示。其中，系统输入信号采用(16 Quadrature Amplitude Modulation,16QAM)调制。
表1 UFMC系统仿真参数
图4显示了基于发射端截断与接收端重构的高效UFMC实现结构的流程图，每个方框或者条件框分别对应上文所述步骤1)到步骤9)。其中，步骤1)对UFMC发射信号两端进行截断，步骤2)对接收信号尾部进行填零之后做2N点FFT，再补偿固定相位，步骤3)对补偿后的信号进行均衡和UFMC标准解调操作，步骤4)对解调后的各子带信号做N点IDFT，各自分别滤波后再累加得到时域重构信号，步骤5)在残留载波频率偏移情况下，对接收信号和时域重构信号之间的平均相位差进行估计，步骤6)对接收信号进行平均估计相位的补偿，步骤7)对相位补偿后接收信号的缺失部分进行补全得到重构完整信号，步骤8)对重构完整信号尾部填零，做2N点FFT、补偿固定相位、均衡和UFMC标准解调，步骤9)判断迭代次数I是否达到预设数值，当I达到预设数值时迭代终止，否则重复步骤4)～8)进行迭代。
图5中，进行了UFMC系统在CFO＝0.03时不同截断长度的SINR仿真对比，图5(a)为Lc＝0、2、4、6时的SINR曲线，图5(b)为Lc＝8、10、12、14时的SINR曲线。从图中可以看出，Lc小于10时，各子带边缘子载波SINR相差较小，不同截断长度中间的子载波SINR相差在0.5dB以内，同一截断长度的各子载波SINR最大相差1.3dB。与Lc＝0相比，Lc＝12和Lc＝14时SINR下降明显，Lc＝14时子带边缘子载波SINR下降1.2dB，中间的子载波SINR下降2.1dB左右。
图6中，误码率曲线仿真条件为16QAM，长度为33的DC滤波器，信噪比设置为0～20dB，步距为2dB，进行了UFMC系统在CFO＝0.03时不同截断长度的SER仿真对比。从图中可以看出，在SNR小于10dB时，截断长度对SER的影响较小；SNR大于10dB时，截断长度增大使得SER性能恶化更加明显。
图7中，进行了UFMC系统在CFO＝0.03时在接收端重构次数的对比，从图中可以看出本发明能够减小截断重构系统误码率与无发射截断系统误码率之间差异，其中第二次迭代重构的系统误码率已经趋近于无发射截断系统误码率，因此可以设置迭代次数指示变量I为2。
本说明书的实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，仅作说明用途。本发明的保护范围不应当被视为仅限于本实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域的普通技术人员根据本发明构思所能想到的等同技术手段。
Claims (10)
1.非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：所述方法包括以下步骤：
1)UFMC系统的输入信号由B个子带，每个子带由P个子载波构成，数据长度为B·P，发射机每个子带的处理包括针对子带滤波器频率响应补偿的预均衡、信号的离散傅里叶逆变换与并串变换、信号过滤波器。然后将所有子带处理后信号相加并截断得到实际传输信号。一般而言，发射信号长度应该由IDFT长度N与子带滤波器长度L决定，数值为N+L-1。根据时间效率需求，本发明对发射信号进行截断，以线性相位子带滤波器为例，将发射信号两端各截断Lc长度，则实际传输信号长度为N+L-2Lc-1。对于非线性相位子带滤波器，根据其具体群延时数值在发射信号两端截取数据即可；
2)令迭代次数指示变量I＝0，重构的截断信号为空集，相位补偿初始值为零，接收端对长度为N+L-2Lc-1的接收信号进行相位补偿，而向量重组结果即为相位补偿后接收信号本身，而后对相位补偿后接收信号尾部填零扩展为2N长度序列，并做快速傅里叶变换。对得到的频域信号进行固定相位补偿，消除截断产生的固定相位的影响，得到补偿固定相位后的信号；
3)对2)所得的信号进行均衡，再取对应子带范围的偶数频点进行解调，得到解调后的频域信号，长度为B·P；
4)I＝I+1。每个子带解调后的频域信号经过N点IDFT，转换为长度为N的时域信号，再将该时域信号与其对应的子带滤波器进行滤波处理，线性卷积运算后得到长度为N+L-1的子带重构信号序列，所有子带重构信号序列相加得到重构信号；
5)基于每个子带范围内偶数频点上补偿固定相位后的信号以及对应解调信号，采用相关运算估计相应子带上由于频率同步非理想造成的平均相位值，其反相即为本次迭代的相位补偿值；
6)对实际接收信号补偿5)所得的相位补偿值，得到补偿相位后的接收信号；
7)将4)所得重构信号前Lc长度和后Lc长度的重构样本分别补在补偿相位后的接收信号前后，完成接收端向量重组功能，得到长为N+L-1的当前的迭代重构完整信号；
8)对7)中重构后的完整信号尾部填零扩展为2N长度序列，并做2N点FFT变换，再进行固定相位补偿、均衡和标准的UFMC解调操作，得到新的频域解调信号；
9)当I达到预设数值时迭代终止，否则重复第4)～8)的步骤进行迭代。
2.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：所述步骤1)中，附图1给出了本专利UFMC系统发射端截断与接收端相位补偿和重构下的改进系统模型图，与原系统相比增加了截断、相位估计、相位补偿和重构步骤。在原系统中，输入信号由B个子带，每个子带由P个子载波构成，经过预均衡处理消除滤波器带来的相位影响后，经过IDFT变换为时域信号，与其相应的滤波器进行卷积处理，再经过累加后从发射端发出。接收端接收到信号后进行时域预处理，再2N点FFT后，对该信号进行解调。
系统改进后将根据外部的系统性能指标需求和时间效率需求，对信号进行截断再发射，附图2给出了本专利UFMC系统发射信号截断前后对比。
接收端第s帧时域无发射截断时完整信号表达式为：
其中，符号表示线性卷积，⊙表示向量点乘操作。为预均衡处理后子带i第s帧的时域信号向量，长度为N；fi为滤波器系数向量，长度为L；ci为载波频率偏移系数向量，长度为N+L-1；z为长度为N+L-1的加性高斯白噪声向量。
对信号进行发射截断，等效于公式(1)左边的接收信号通过一个长度为N+L-2Lc-1的矩形窗，此时可以把第s帧时域完整信号rs(n)分为三部分，即：
其中，即为附图2中原始发射信号里截掉的前Lc长度样本，与附图3中重构信号里补上的前Lc长度样本相对应；长度为N+L-2Lc-1的等效于附图3的实际接收信号，与附图2的实际发射信号相对应；即为附图2中原始发射信号里截掉的后Lc长度样本，与附图3中重构信号里补上的后Lc长度样本相对应。不失一般性，令实际接收信号重新表示为rs(t)＝rs(n-Lc),t＝0,1,...,N+L-2Lc-2。
在给定的时间范围内，UFMC系统时域传输效率rT,UFMC可由传输信号中的有效数据长度与理论上的UFMC发射端信号总长度相除得到，其表达式为：
通过对发射信号两端Lc长度进行截断，此时时域传输效率可表示为：
从式中可以看出，时域传输效率随着截断长度2Lc的增加而增加，因此该发射信号截断结构能够有效提高时域传输效率。
3.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：所述步骤2)中，接收机接收到长度为N+L-2Lc-1的实际接收信号rs(t)之后，对信号尾部填零扩展成2N长度序列，并做2N点FFT变换得频域信号其数学表达式如下：
由于发射机的截断操作，接收机频域接收信号子载波k上会引入附加固定相位偏移因此需要在频域补偿发射机截断导致的固定相位，补偿后表示为Ys,c(k)：
4.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤3)中，可以简化表示为：
在上述公式(7)中，I(0)(k),Z(k)分别表示子载波k上有用信号(X(k))的乘性干扰系数，干扰以及噪声。由于子带滤波器或者通信信道或者两者共同影响，补偿固定相位后的频域信号中包含乘性干扰系数影响，实际应用中一般采用信道估计与频域均衡器结合予以处理。在存在载波频偏的场景下，该干扰系数的相位还和载波频偏有关。同时需要注意，所有的迭代I中，均具有和相似的数学表达形式，即不失一般性，本发明假设该干扰系数已由通信系统的信道估计方法提供，则公式(7)的经过频域均衡后，可以表示为：
对偶数频点进行解调，得到初始解调信号
5.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤4)中，从上一轮(第I-1次)迭代解调得到的信号里提取相应子带信号，I＝1时从初始解调信号中提取，子带解调信号经过预均衡与N点IDFT变换，转换成时域信号再将该时域信号与其对应的子带滤波器系数进行滤波处理，线性卷积运算后得到长度为N+L-1的子带重构信号数学表达式为：
其中，fi(·)为第i个子带对应的滤波器系数，总长度为L。将所有子带重构信号进行累加，得到长度为N+L-1的时域重构信号
6.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤5)中，引入误差其数学表达式为：
当解调正确时，即该误差数值较小；解调错误时，即数值较大。因此该误差可用于判断解调结果是否可靠。对设置阈值，当误差大于阈值时，本发明判定该子载波解调错误。我们的仿真表明阈值为0.108是一个较为合适的选择，错判的概率较小。不失一般性，假设误差判断得到的解调正确子载波下标集合为Sk。
进一步地，解调正确时，可以得到：
其中，为的共轭，X*(k)为X(k)的共轭。干扰项可近似为高斯分布，将上式写为：
其中包含干扰项和噪声项，对于不同的子载波，近似为独立的随机过程。可以通过对解调正确的子载波求平均来降低的影响，即：
其中M表示Sk中的子载波个数。省却繁琐的推导过程，本发明必须指出，公式(13)计算结果的相位部分近似等于经过I-1次迭代后，残留载波频偏引起的信号平均相位旋转而该公共相位旋转也是造成重构截断信号与实际接收信号之间存在相位落差的原因之一，本发明将迭代估计并补偿这个平均相位旋转。当前迭代平均相位旋转的估计值可表示为：
式中angle(·)表示取复数的相位。
7.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤6)中，对实际接收信号进行平均相位补偿，得到补偿后的信号
式中表示连乘运算符号。
8.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤7)中，如附图3所示，把前Lc长度的样本和后Lc长度的样本补在补偿相位的接收信号前后，迭代重构完整信号为其表达式为：
9.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤8)中，将迭代重构完整信号尾部填零扩展成2N长度序列，并做2N点FFT变换得到频域信号，同时在子载波上类似步骤2)进行固定相位补偿，得到表达式为：
如前所述，类似于的数学表达形式。同样假设系统存在信道估计模块提供干扰系数，则经过均衡后，当前迭代的解调器输入信号可以表示为：
对偶数频点进行解调，得出第I次迭代的解调信号
10.如权利要求1所述的非理想频率同步时融合发射端截断、接收端重构与相位补偿的UFMC实现结构，其特征在于：在所述步骤9)中，当迭代次数尚未达到预设数值时，重复4)～8)的步骤。预设数值根据外部的系统性能指标需求进行仿真确定，不失一般性，本说明书中设为2。
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