CN115694181B - 基于acot控制模式的功率变换器及其控制电路 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，通过在分压节点获取的反馈电压叠加在开关节点采样信号的交流分量生成纹波补偿信号，使得其纹波很小，也就使得该功率变换器系统可以采用小ESR的陶瓷电容作为输出电容，降低了成本和体积，并基于该纹波补偿信号生成第一脉冲信号，以及利用定时器获取在开关节点的采样信号和输入电压生成第二脉冲信号，而后通过该第一脉冲信号和第二脉冲信号生成开关控制信号，并据此调节该开关控制信号的占空比，以此改善该功率变换器系统的瞬态特性，同时保证了该降压变换器系统的稳定与输出精度。

Description

基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路

技术领域

本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路。

背景技术

随着电路电子技术的进步，开关电源不断向高功率密度、高效率、高可靠性方向发展。在各种电子产品的开关电源中，广泛地使用开关变换器。开关变换器可以采用多种拓扑，例如升压(BOOST)、降压(BUCK)、升降压(BOOST-BUCK)、反激式拓扑。在工作期间，开关变换器例如采用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)方式控制开关管的导通状态，从而控制从输入端到输出端的电能传输，以提供稳定的输出电压和/或电流。

在采用PWM控制方式时，开关变换器可以基于恒定开关周期或恒定导通时间(Constant on time，COT)的控制方式实现开关控制信号的占空比调节，从而获得期望的输出电压和/或电流。由于无需额外的环路补偿网络和具有更快速的瞬态响应特性，采用恒定导通时间控制方式的开关变换器广泛地应用于各种电子产品中。在采用恒定导通时间控制方式的情形下，还可以引入输出电压前馈的自适应导通时间(Adaptive constant ontime，ACOT)控制，以消除输入、输出电压对系统工作频率的影响，因此，采用恒定导通时间控制方式的开关变换器可以有更好的EMI特性。

在开关变换器的输出端连接有输出电容，用于对输出电压进行滤波以获得平滑的波形。由于输出电容的容性特性，当使用低等效串联电阻(ESR)电容如陶瓷电容作为输出滤波电容时，其ESR纹波被电容上的纹波覆盖，由于电容纹波相比于电感纹波有相位延迟，因此会使系统发生次谐波振荡，故需要足够的ESR电容才能保证系统稳定工作，但ESR较大的电容，如电解电容不仅体积很大，而且会导致输出电压纹波增大。另一方面开关变换器在瞬态响应时，由于Ton时间固定，不能提供足够的能量满足负载变化需求，易造成负载上阶跃时下冲(under shoot)较大，且由于Ton恒定的限制，在输入电压和输出电压接近的时候，无法100％开启功率管。

在将开关变换器用于提供CPU、服务器等高端功能芯片所需的供电电压时，要求供电电压的纹波足够小。为了减小供电电压的纹波，就需要在开关变换器的芯片内和芯片外采用附加的纹波补偿模块以满足系统稳定性的要求。

然而，位于芯片外的纹波补偿模块需要增加额外的元器件，位于芯片内的纹波补偿模块可能引入直流失调导致输出电压有偏差。而且，为了在不同输入、输出电压下都能满足系统稳定性的要求，开关变换器的纹波补偿模块的补偿量设计都较大，导致动态特性变差。

因此，期望进一步改进开关变换器的纹波补偿模块以兼顾系统稳定性和动态特性的要求。

发明内容

为了解决上述技术问题，本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，不仅保证了该功率变换器系统的稳定性和输出精度，同时改善了系统瞬态特性和消除失调效果。

一方面本公开提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器的控制电路，该功率变换器包括连接在该功率变换器的输入端与输出端之间的第一开关管、第二开关管和电感，控制电路通过开关控制信号分别控制第一开关管和第二开关管的导通状态，以通过电感提供输出电压，其中，该控制电路包括：

纹波补偿单元，具有采样前述第一开关管和第二开关管连接形成的开关节点的第一输入端，以及具有通过分压节点采样前述输出电压的第二输入端，该纹波补偿单元的输出端用于提供纹波补偿信号；

误差放大器，该误差放大器的负输入端连接前述的分压节点，正输入端接入预设的参考电压，输出端提供误差放大信号；

第一比较器，用于根据前述的纹波补偿信号和误差放大信号生成第一脉冲信号；

定时器，该定时器的输入端分别连接前述的开关节点与前述功率变换器的输入端，输出端提供第二脉冲信号；

逻辑单元，用于根据前述的第一脉冲信号和第二脉冲信号生成前述的开关控制信号，并据此调节该开关控制信号的占空比。

优选地，前述的控制电路还包括：

驱动单元，该驱动单元接收前述的开关控制信号，并根据对该开关控制信号的逻辑处理分别生成第一控制信号和第二控制信号，该第一控制信号提供至第一开关管的控制端，用于驱动控制该第一开关管的导通状态，该第二控制信号提供至第二开关管的控制端，用于驱动控制该第二开关管的导通状态。

优选地，前述的纹波补偿单元包括：

积分器，该积分器的输入端连接前述的开关节点，用于将在前述开关节点采样得到的信号处理生成第一补偿信号；

高通滤波器，连接前述积分器的输出端，用于获取前述第一补偿信号的交流分量；

缓冲器，该缓冲器的输入端连接前述的分压节点，用于获取采样前述的输出电压生成的反馈电压；

合成器，用于将前述第一补偿信号的交流分量与前述的反馈电压进行合成处理生成前述的纹波补偿信号。

优选地，前述的控制电路还包括：

第一电阻和第一电容，串联连接在前述误差放大器的输出端与地之间，用于对前述误差放大信号的滤波处理。

优选地，前述的逻辑单元包括：

RS触发器，该RS触发器的置位端分别接入前述的第一脉冲信号和第二脉冲信号，输出端用于提供前述的开关控制信号；

最小关断时间发生器，输入端连接前述RS触发器的输出端，用于根据预设的最小关断时间阈值对前述开关控制信号的低电平脉冲进行计时检测，并将检测信号提供至前述RS触发器的复位端。

优选地，前述的RS触发器包括：或门、第一与非门、第二与非门和第三与非门，

该或门的输入端作为前述RS触发器的置位端，分别连接前述第一比较器的输出端和前述定时器的输出端，接入前述的第一脉冲信号和第二脉冲信号；

该第一与非门的输入端分别连接或门的输出端和第二与非门的输出端；

该第二与非门的输入端分别连接第一与非门的输出端和第三与非门的输出端，且该第二与非门的输出端作为前述RS触发器的输出端，用于提供前述的开关控制信号；

该第三与非门的输入端作为前述RS触发器的复位端，分别连接前述第一比较器的输出端和前述最小关断时间发生器的输出端。

优选地，前述的第一开关管和第二开关管的其中任一为金属氧化物半导体场效应晶体管。

优选地，前述的第一开关管和第二开关管的沟道类型相同，则前述的第一控制信号和第二控制信号为一对互补反相的信号；

或者前述的第一开关管和第二开关管的沟道类型相反，则前述的第一控制信号和第二控制信号为一对相同的信号。

另一方面本公开还提供了一种基于ACOT控制模式的功率变换器，包括：

主电路，该主电路包括第一开关管、第二开关管和电感，该第一开关管和第二开关管串联连接在该功率变换器的输入端与地之间，该电感连接在前述第一开关管与第二开关管连接形成的开关节点和该功率变换器的输出端之间；

如前所述的控制电路，该控制电路采样前述开关节点的信号，输入电压以及通过分压节点采样输出电压以生成第一脉冲信号和第二脉冲信号，进而利用该第一脉冲信号和第二脉冲信号调节该控制电路生成的开关控制信号的占空比，并以该开关控制信号分别控制前述第一开关管和第二开关管的导通状态，以通过前述的电感提供输出电压。

优选地，前述的功率变换器还包括：

反馈网络，包括串联连接在功率变换器的输出端与地之间的第一分压电阻和第二分压电阻，以及并联连接在该第一分压电阻两端的前馈电容，该第一分压电阻和第二分压电阻的连接节点作为前述的分压节点，用于提供采样前述输出电压的反馈电压。

本公开的有益效果是：本公开提供的基于ACOT控制模式的功率变换器及其控制电路，通过在分压节点获取的反馈电压叠加采样开关节点信号的交流分量生成纹波补偿信号，使得其纹波很小，并基于该纹波补偿信号生成第一脉冲信号，以及利用定时器采样前述开关节点的信号和输入电压生成第二脉冲信号，而后通过该第一脉冲信号和第二脉冲信号生成开关控制信号，并据此调节该开关控制信号的占空比，因此具有的比传统COT控制架构更好的瞬态响应。而采用缓冲器件将开关节点SW的交流信号与反馈节点FB进行了隔离，所以其叠加后生成的纹波补偿信号不会对反馈节点FB产生干扰，由此保证了该降压变换器系统的稳定性与输出精度。

附图说明

通过以下参照附图对本公开实施例的描述，本公开的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

图1示出现有技术中的一种恒定导通时间控制模式的降压变换器的结构示意图；

图2示出图1所示部分节点信号和控制信号的工作时序图；

图3示出本公开实施例提供的基于ACOT控制模式的降压变换器的结构示意图；

图4示出图3所示降压变换器中纹波补偿单元的电路结构图；

图5示出图3所示降压变换器中逻辑单元的电路结构图。

具体实施方式

为了便于理解本公开，下面将参照相关附图对本公开进行更全面的描述。附图中给出了本公开的较佳实施例。但是，本公开可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本公开内容的理解更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本公开的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本公开的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本公开。

如图1所示，在传统恒定导通时间的降压变换器100的电路结构中，包括主电路和控制电路110，主电路包括串联连接在降压变换器100输入端与地之间的第一开关管Q1和第二开关管Q2，连接在二者的连接节点SW与该降压变换器100输出端之间的电感L，以及并联连接在该降压变换器100输出端与地之间的输出电容Co(输出电容Co的等效串联电阻(ESR)未示出)和反馈网络，反馈网络包括串联连接的电阻Ra和Rb，用于产生反馈电压Vfb。

控制电路110包括误差放大器101、比较器102、定时器103、组合逻辑电路104、最小关断时间发生器105以及驱动单元106，其中，定时器103的输入为Vin和Vo，输出导通控制信号Ton。Vo经过电阻Ra和Rb的分压，得到反馈电压Vfb送到误差放大器101的负输入端，误差放大器101的正输入端接入参考电压Vref，其输出端连接比较器102的同相输入端，该比较器102的反相输入端接入前述的反馈电压Vfb，比较器102的输出端连接到组合逻辑电路104的一个输入端，该组合逻辑电路104包括一个逻辑与门U1和两个逻辑或非门U2和U3组合的触发器电路，与门U1的一个输入端连接比较器102的输出端，另外一个输入端为关断时间控制单元105的输出端，或非门U3的输入端接入导通控制信号Ton，输出端提供前述的开关控制信号PWM。。该组合逻辑电路104的输出端Q一方面将开关控制信号PWM送给驱动单元106，另一方面又反馈回最小关断时间发生器105，驱动单元106用于根据控制电路110提供的开关控制信号PWM分别产生驱动第一开关管Q1的控制信号Drv1和驱动第二开关管Q2的控制信号Drv2。

该降压变换器100的工作过程如下：电路运行时，误差放大器101的输出Vc作为比较器102的参考电压，当采样输出电压Vo获得的反馈电压Vfb低于电压Vc时，比较器102的输出为正，若最小关断时间发生器105的输出也为正，则与门U1的输出为正，根据触发器电路的特性，该组合逻辑电路104的输出Q也为正，此时，正的信号Q通过驱动单元106将第一开关管Q1打开，第二开关管Q2关闭，使得输出电压Vo升高，反馈电压Vfb也升高。同时，定时器103开始计时。

随着输出电压Vo的升高，当反馈电压Vfb大于电压Vc时，则比较器102输出为负，进而知组合逻辑电路104中与门U1的输出为零，其输出Q保持原来的状态。当定时器103达到预设时间后，其输出端Ton变为高，进而组合逻辑电路104中或非门U3的输出为高，使得组合逻辑电路104的输出变为0。驱动器关断第一开关管Q1，导通开启第二开关管Q2，输出电压Vo开始下降，同时触发最小关断时间发生器105开始计时。最小关断时间发生器105被触发后，在预设的最小关断时间内，输出一直为0。该最小关断时间发生器105的目的是避免由于噪声干扰等其它原因输出为正，错误地开始一个新的周期，从而保证第一开关管Q1有一个最小关断时间，最小关断时间发生器105被触发后，经过最小关断时间后，其输出又变为正。当输出电压Vo下降，使得反馈电压Vfb低于电压Vc时，重新开始一个新的周期。

通过Buck变换器的基本关系式，可以得出COT控制的Buck的基本公式：

其中，D为开关控制信号PWM的占空比，Ton表示为导通控制信号的高电平导通时间。该导通时间Ton为固定时间，由定时器103控制，导通控制信号的关断时间Toff由谷值检测决定，如图2所示。当反馈电压Vfb的纹波值下降到补偿信号Vc，则开启新的周期。

一般情况下，该Buck变换器每个周期中恒定的导通时间Ton为：其中K是一个由电路参数决定的常数，Ron是一个外接电阻。而由上面两式可以推导出Buck变换器的工作频率：

可以看出在COT控制模式的Buck变换器的工作频率由Vout、K和Ron决定，而在一个应用电路中这三个参数都是确定的，则从理论上来说Buck的工作频率是保持不变的，在现实应用中由于开关管的非理想开关、信号的传输延时等等因素会使工作频率有效范围的波动，一般波动在设定值的5％左右就算是符合应用要求的。

传统COT控制方案是将输出滤波电容的等效串联电阻(ESR)上的纹波作为负载变化的信息载体，直接反馈到控制系统中，以此来达到快速的负载瞬态响应。但buck变换器100在瞬态响应时，由于导通时间Ton固定，不能提供足够的能量来满足负载变化的需求，造成负载上阶跃时下冲较大，同时由于Ton恒定的限制，在Vin和Vo接近的时候，无法100％导通开启第一开关管Q1，在将buck变换器用于提供CPU、服务器等高端功能芯片所需的供电电压时，要求供电电压的纹波足够小，鉴于上述情况，无法满足其供电需求。

基于此，本公开提供了一种基于ACOT控制模式且拥有快速瞬态响应的降压变换器。该降压变换器系统基于自适应导通时间控制，使得该系统不需要大量的环路补偿元件，不仅降低了设计难度，保证了系统的稳定与输出精度，同时具有比传统COT控制方案更为优秀的瞬态响应。

下面，参照附图对本公开进行详细说明。

图3示出本公开实施例提供的基于ACOT控制模式的降压变换器的结构示意图，图4示出图3所示降压变换器中纹波补偿单元的电路结构图，图5示出图3所示降压变换器中逻辑单元的电路结构图。

参考图3，以降压(Buck)型拓扑结构的功率变换器为例，本公开实施例提供了一种基于自适应恒定导通时间(Adaptive Constant On Time，ACOT)控制模式的降压变换器200，其包括：主电路和控制电路210，该主电路包括串联连接在降压变换器200输入端与地之间的第一开关管Q1和第二开关管Q2，连接在二者之间的开关节点SW与该降压变换器200输出端之间的电感L，以及并联连接在该降压变换器200输出端与地之间的输出电容Cout(Resr为该输出电容Cout的等效串联电阻)和反馈网络，该反馈网络包括串联连接的电阻Ra和Rb，以及并联连接在该电阻Ra两端的前馈电容Cc，该电阻Ra和Rb的连接节点作为分压节点FB，用于提供采样输出电压Vo的反馈电压Vfb，Ro代表负载。该控制电路210通过采样前述开关节点SW的信号，输入电压Vin以及通过分压节点FB采样输出电压Vout以生成第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2，进而利用该第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2调节该控制电路210生成的开关控制信号PWM的占空比，并以该开关控制信号PWM分别控制前述第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通状态，以通过前述的电感L提供输出电压Vo。

在本实施例中，该控制电路210包括误差放大器21、第一比较器22、纹波补偿单元23、定时器24、逻辑单元25以及驱动单元26，其中，定时器24的输入端分别连接该降压变换器200的输入端和开关节点SW，用于产生开通主电路中第一开关管Q1的第二脉冲信号Ton2，该第二脉冲信号Ton2决定了该第一开关管Q1开关频率；输出电压Vo经过电阻Ra和Rb的分压，得到反馈电压Vfb，分别送到误差放大器21的负输入端和纹波补偿单元23，误差放大器21的正输入端接入预设的参考电压Vref，其输出端连接第一比较器22的同相输入端，以提供误差放大信号Vc；纹波补偿单元23具有采样前述开关节点SW的第一输入端，以及通过分压节点FB采样前述输出电压Vo的第二输入端，该纹波补偿单元23的输出端用于提供纹波补偿信号Vcomp；该第一比较器22的反相输入端接入前述的纹波补偿信号Vcomp，该第一比较器22用于根据前述的纹波补偿信号Vcomp和误差放大信号Vc生成第一脉冲信号Ton1；逻辑单元25用于根据前述的第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2生成前述的开关控制信号PWM，并据此(第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2)调节该开关控制信号PWM的占空比。

进一步地，在本实施例中，该第一比较器22为迟滞比较器电路结构，以此利用迟滞比较器电路结构中加有的正反馈可以加快比较器的响应速度。除此之外，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。

进一步地，在本实施例中，前述的控制电路210还包括驱动单元26，该驱动单元26接收前述的开关控制信号PWM，并根据对该开关控制信号PWM的逻辑处理分别生成第一控制信号Drv1和第二控制信号Drv2，该第一控制信号Drv1提供至第一开关管Q1的控制端，用于驱动控制该第一开关管Q1的导通状态，该第二控制信号Drv2提供至第二开关管Q2的控制端，用于驱动控制该第二开关管Q2的导通状态。

进一步地，参考图4，在本实施例中，前述的纹波补偿单元23包括：积分器231、高通滤波器232、缓冲器233和合成器234，其中，该积分器231的输入端连接开关节点SW，用于将在开关节点SW采样得到的信号处理生成第一补偿信号V1；该高通滤波器232连接积分器231的输出端，用于获取第一补偿信号V1的交流分量；该缓冲器233的输入端连接分压节点FB，用于获取采样前述的输出电压Vo生成的反馈电压Vfb；该合成器234用于将前述第一补偿信号V1的交流分量与前述的反馈电压Vfb进行合成处理生成前述的纹波补偿信号Vcomp。

进一步地，在本实施例中，前述的控制电路210还包括第一电阻Rea和第一电容Cea，该第一电阻Rea和第一电容Cea串联连接在前述误差放大器21的输出端与地之间，用于对前述误差放大信号Vc的滤波处理。

进一步地，参考图5，在本实施例中，前述的逻辑单元25包括：最小关断时间发生器251和RS触发器252，其中，该RS触发器252的置位端分别接入前述的第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2，输出端用于提供前述的开关控制信号PWM；该最小关断时间发生器251的输入端连接该RS触发器252的输出端，用于根据预设的最小关断时间阈值对开关控制信号PWM的低电平脉冲进行计时和检测，并将检测信号Toff提供至RS触发器252的复位端。

进一步地，参考图5，在本实施例中，前述的RS触发器252包括：或门U4、第一与非门U7、第二与非门U6和第三与非门U5，其中，该或门U4的输入端作为该RS触发器252的置位端，分别连接前述第一比较器22的输出端和前述定时器24的输出端，接入前述的第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2；该第一与非门U7的输入端分别连接或门U4的输出端和第二与非门U6的输出端；该第二与非门U6的输入端分别连接第一与非门U7的输出端和第三与非门U5的输出端，且该第二与非门U6的输出端作为该RS触发器252的输出端，用于提供前述的开关控制信号PWM；该第三与非门U5的输入端作为RS触发器252的复位端，分别连接前述第一比较器22的输出端和最小关断时间发生器251的输出端。

进一步地，在本实施例中，前述的第一开关管Q1和第二开关管Q2的其中任一为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET，下文中简称为MOS管)。

进一步地，在本实施例中，前述的第一开关管Q1和第二开关管Q2的沟道类型相同，则前述的第一控制信号Drv1和第二控制信号Drv2为一对互补反相的信号；或者在可替代的实施例中，前述的第一开关管Q1和第二开关管Q2的沟道类型相反，则前述的第一控制信号Drv1和第二控制信号Drv2为一对相同的信号。

在本实施例中，定时器24可视为一个计时模块，其输入端接入降压变换器200的输入电压Vin与采样开关节点SW获得的信号，其输出的计时值，即第二脉冲信号Ton2＝D*Tsw(D为开关控制信号PWM的占空比，由采样开关节点SW获得的信号与输入电压Vin可得，Tsw为目标频率值，为固定值)，在第一开关管Q1导通时，该定时器24开始计时，计时时间到达Ton2(该Ton2为预设的目标导通时间，具体的例如为电路中正常计时时检测电压到达参考电压使比较器翻转的预设时间)时，输出高电平信号，送入RS触发器252中，发出关闭第一开关管Q1的关断信号。而最小关断时间发生器251也是一个计时模块，用来通过预设的最小关断时间阈值限制第一开关管Q1关断的最小时间。

在本实施例中，该控制电路210可以通过在分压节点FB获取的反馈电压Vfb叠加采样开关节点SW的信号的交流分量生成纹波补偿信号Vcomp，使得其纹波很小，也就使得该功率变换器200的系统可以采用小ESR的陶瓷电容作为输出电容，以此降低成本和体积。

而且，在本实施例中，该控制电路210基于该纹波补偿信号Vcomp生成第一脉冲信号Ton1，以及利用定时器24采样前述开关节点SW的信号和输入电压Vin生成第二脉冲信号Ton2，而后通过该第一脉冲信号Ton1和第二脉冲信号Ton2生成开关控制信号PWM，并据此调节该开关控制信号PWM的占空比，因此具有的比传统COT控制架构更好的瞬态响应特性。

此外，在本实施例的控制电路210中，采用缓冲器件(缓冲器233)将采样获得交流信号的开关节点SW与反馈节点FB(高阻节点)进行了隔离，所以其叠加后的纹波补偿信号Vcomp不会对反馈节点FB产生干扰，保证了该降压变换器200系统的稳定与输出精度，同时，该控制电路210中使用的高直流增益的误差放大器21，为高输出精度进一步提供了保障。

在本实施例中，定时器24限制第一开关管Q1导通开启的最小时间，当开关控制信号PWM的导通(高电平)时间小于第二脉冲信号Ton2的脉冲宽度时，该第一开关管Q1的导通开启时间被限制为Ton2，因为定时器24是自适应频率的，所以此设置可以保证系统工作在伪定频状态，该控制电路210的控制信号包括第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动控制信号(Drv1和Drv2)及相关的反馈信号(Vfb和SW)。由于驱动第一开关管Q1的第一控制信号Drv1和驱动第二开关管Q2的第二控制信号Drv2与降压变换器200的电流模式和过零时刻相关，因此，本实施例中降压变换器200工作于电感电流连续模式和断续模式均可以实现改善瞬态特性和消除失调的有益效果。

在本实施例中，基于该RS触发器252的设置，只要开关控制信号PWM处于恒开或恒关状态时，可以使得该降压变换器200系统也处于恒开或恒关的状态，尤其是系统可以恒开，便可以满足一些输入/输出接近的应用，此外，此种设置使其导通开启时间上限不受定时器24限制，所以其瞬态响应要比传统COT架构系统更好。

在本实施例的降压变换器200中，在负载瞬态变化时，由于输出电压Vo的变化可以通过前馈电容Cc直接传到反馈节点FB，进而送入第一比较器22去控制第一开关管Q1的导通与关断，而无需等待误差放大器21的响应，所以，其具有更为优秀的瞬态响应。

应当说明的是，在本公开的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本公开和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本公开的限制。

此外，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本公开所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本公开的保护范围之中。

Claims (9)

1.一种基于ACOT控制模式的功率变换器的控制电路，所述功率变换器包括连接在所述功率变换器的输入端与输出端之间的第一开关管、第二开关管和电感，所述控制电路通过开关控制信号分别控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，以通过所述电感提供输出电压，其中，所述控制电路包括：

纹波补偿单元，具有采样所述第一开关管和所述第二开关管连接形成的开关节点的第一输入端，以及具有通过分压节点采样所述输出电压的第二输入端，所述纹波补偿单元的输出端用于提供纹波补偿信号；

误差放大器，所述误差放大器的负输入端连接所述分压节点，正输入端接入预设的参考电压，输出端提供误差放大信号；

第一比较器，用于根据所述纹波补偿信号和所述误差放大信号生成第一脉冲信号；

定时器，所述定时器的输入端分别连接所述开关节点与所述功率变换器的输入端，输出端提供第二脉冲信号；

逻辑单元，用于根据所述第一脉冲信号和所述第二脉冲信号生成所述开关控制信号，并据此调节所述开关控制信号的占空比，

其中，所述纹波补偿单元包括：

积分器，所述积分器的输入端连接所述开关节点，用于将在所述开关节点采样得到的信号处理生成第一补偿信号；

高通滤波器，连接所述积分器的输出端，用于获取所述第一补偿信号的交流分量；

缓冲器，所述缓冲器的输入端连接所述分压节点，用于获取采样所述输出电压生成的反馈电压；

合成器，用于将所述第一补偿信号的交流分量与所述反馈电压进行合成处理生成所述纹波补偿信号。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，还包括：

驱动单元，所述驱动单元接收所述开关控制信号，并根据对所述开关控制信号的逻辑处理分别生成第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号提供至所述第一开关管的控制端，用于驱动控制所述第一开关管的导通状态，所述第二控制信号提供至所述第二开关管的控制端，用于驱动控制所述第二开关管的导通状态。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述控制电路还包括：

第一电阻和第一电容，串联连接在所述误差放大器的输出端与地之间，用于对所述误差放大信号的滤波处理。

4.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述逻辑单元包括：

RS触发器，所述RS触发器的置位端分别接入所述第一脉冲信号和所述第二脉冲信号，输出端用于提供所述开关控制信号；

最小关断时间发生器，输入端连接所述RS触发器的输出端，用于根据预设的最小关断时间阈值对所述开关控制信号的低电平脉冲进行计时检测，并将检测信号提供至所述RS触发器的复位端。

5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述RS触发器包括：或门、第一与非门、第二与非门和第三与非门，

所述或门的输入端作为所述RS触发器的置位端，分别连接所述第一比较器的输出端和所述定时器的输出端，接入所述第一脉冲信号和所述第二脉冲信号；

所述第一与非门的输入端分别连接所述或门的输出端和所述第二与非门的输出端；

所述第二与非门的输入端分别连接所述第一与非门的输出端和所述第三与非门的输出端，且所述第二与非门的输出端作为所述RS触发器的输出端，用于提供所述开关控制信号；

所述第三与非门的输入端作为所述RS触发器的复位端，分别连接所述第一比较器的输出端和所述最小关断时间发生器的输出端。

6.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述第一开关管和所述第二开关管的其中任一为金属氧化物半导体场效应晶体管。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述第一开关管和所述第二开关管的沟道类型相同，则所述第一控制信号和所述第二控制信号为一对互补反相的信号，

或者所述第一开关管和所述第二开关管的沟道类型相反，则所述第一控制信号和所述第二控制信号为一对相同的信号。

8.一种基于ACOT控制模式的功率变换器，包括：

主电路，所述主电路包括第一开关管、第二开关管和电感，所述第一开关管和所述第二开关管串联连接在所述功率变换器的输入端与地之间，所述电感连接在所述第一开关管与所述第二开关管连接形成的开关节点和所述功率变换器的输出端之间；

如权利要求1～7中任一项所述的控制电路，所述控制电路采样所述开关节点的信号，输入电压以及通过分压节点采样输出电压以生成第一脉冲信号和第二脉冲信号，进而根据该第一脉冲信号和第二脉冲信号调节所述控制电路生成的开关控制信号的占空比，并以所述开关控制信号分别控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通状态，以通过所述电感提供输出电压。

9.根据权利要求8所述的功率变换器，其中，还包括：

反馈网络，包括串联连接在所述功率变换器的输出端与地之间的第一分压电阻和第二分压电阻，以及并联连接在所述第一分压电阻两端的前馈电容，所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接节点作为所述分压节点，用于提供采样所述输出电压的反馈电压。