CN115603563A - 功率因数校正电路和电源装置 - Google Patents
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Abstract
本申请提出一种功率因数校正电路和电源装置，其中，功率因数校正电路包括第一交流母线、第二交流母线、正直流母线、负直流母线、交流滤波单元、直流滤波单元、同步整流单元和至少一个开关网络，功率因数校正电路通过采用反相耦合变压器进行功率因数校正时，开关桥臂可实现形成电流环路，使得开关桥臂的对应功率开关管在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关管的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关，降低功率开关管的开关功耗，同时，反相耦合变压器的中点可实现多电平输出，从而进一步降低功率开关管的开关功耗。
Description
技术领域
本申请属于电力电子技术领域，尤其涉及一种功率因数校正电路和电源装置。
背景技术
功率因数校正电路用于实现交流输入电流和交流输入电压同频同相位，达到功率因数校正功能，具有高效率、低谐波、电路简单等突出优点，广泛应用于各类AC/DC开关电源装置中。
功率因数校正电路通常采用传统图腾柱无桥功率因数校正电路，可减少同步整流单元的导通功耗，传统图腾柱无桥功率因数校正电路的功率开关管均工作于高频硬开关状态，开关功耗较大，尤其其体二极管反向恢复功耗较大，导致转换效率较低。
发明内容
本申请的目的在于提供一种功率因数校正电路，旨在解决传统的功率因数校正电路存在的开关功耗较大的问题。
本申请实施例的第一方面提出了一种功率因数校正电路，包括第一交流母线、第二交流母线、正直流母线、负直流母线、交流滤波单元、直流滤波单元、同步整流单元和至少一个开关网络；
所述开关网络包括反相耦合变压器、滤波电感和多个开关桥臂；
所述开关桥臂的直流正端和直流负端分别与所述正直流母线和所述负直流母线一一对应连接，每个所述开关桥臂的桥臂中点分别与所述反相耦合变压器的一个绕组连接，所述反相耦合变压器的中点与所述滤波电感的第一端连接，所述滤波电感的第二端与所述第一交流母线连接；
所述同步整流单元并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，所述同步整流单元还与所述第二交流母线连接；
所述交流滤波单元并接于所述第一交流母线和所述第二交流母线之间；
所述直流滤波单元并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间。
可选地，所述功率因数校正电路还包括：
控制器，所述控制器分别与所述正直流母线、所述负直流母线、所述第一交流母线和至少一个所述开关网络对应连接，所述控制器，用于根据所述正直流母线、所述负直流母线、所述第一交流母线的电采样信号输出对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱动所述开关网络进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
可选地，所述控制器包括：
第一电压采样单元，所述第一电压采样单元与所述正直流母线连接并对所述直流正母线进行电压采样，生成第一电压采样信号；
第二电压采样单元，所述第二电压采样单元与所述第一交流母线连接并对所述第一交流母线进行电压采样，生成第二电压采样信号；
电流采样单元，所述电流采样单元与所述第一交流母线连接并对所述第一交流母线进行电流采样，生成电流采样信号；
比较单元，所述比较单元分别与所述第一电压采样单元和所述电流采样单元连接，所述比较单元，用于对所述第一电压采样信号和参考电压信号进行比较，并根据比较结果和所述电流采样信号生成反馈信号；
乘法单元，所述乘法单元分别与所述比较单元和所述第二电压采样单元连接，所述乘法单元，用于对所述反馈信号和所述第二电压采样信号进行乘法运算以进行功率因数校正，并输出控制信号；
控制与发波单元，所述控制与发波单元与所述乘法单元连接，用于根据所述控制信号生成PWM驱动信号；
驱动单元，所述驱动单元分别与所述控制与发波单元和所述开关网络的开关桥臂对应连接，所述驱动单元，用于根据所述PWM驱动信号输出对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱动所述开关网络进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
可选地，所述开关桥臂包括两个串联连接的功率开关管以及两个分别与一所述功率开关管反向并联的体二极管；
两个所述功率开关管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述功率开关管的连接节点与所述第一绕组的同名端或者所述第二绕组的异名端连接。
可选地，所述滤波电感为所述反相耦合变压器的等效漏感。
可选地，所述同步整流单元包括第一二极管和第二二极管；
所述第一二极管的阴极与所述正直流母线连接，所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极和所述第二交流母线连接，所述第二二极管的阳极与所述负直流母线连接。
可选地，所述同步整流单元包括两个串联连接的功率开关管和与所述功率开关管反向并联的体二极管；
两个所述功率开关管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述功率开关管的连接节点与所述第二交流母线连接。
可选地，所述功率因数校正电路还包括：
整流桥，所述整流桥的第一输入端和第二输入端分别与所述第一交流母线和所述第二交流母线一一对应连接，所述整流桥的第一输出端和第二输出端分别与所述正直流母线和所述负直流母线一一对应连接。
可选地，所述开关桥臂的上下桥臂接收到的驱动电压呈相反电平且设置有预设大小的死区时间，以及所述开关桥臂的导通条件为：
D>0.5且ф<（1-D），或者，D<0.5且ф<D；
其中，D表示各所述开关桥臂的上桥臂或者下桥臂的工作占空比，ф表示各所述开关桥臂之间的工作相位差，且工作相位差大于各所述开关桥臂的死区时间。
本申请实施例的第二方面提出了一种电源装置，包括如上所述的功率因数校正电路。
本申请实施例与现有技术相比存在的有益效果是：上述的功率因数校正电路通过采用反相耦合变压器进行功率因数校正时，开关桥臂可实现形成电流环路，使得开关桥臂的对应功率开关管在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关管的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关，降低功率开关管的开关功耗，同时，反相耦合变压器的中点可实现多电平输出，从而进一步降低功率开关管的开关功耗。
附图说明
图1为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第一种结构示意图；
图2为图1所示的功率因数校正电路中开关网络的第一种结构示意图；
图3为图1所示的功率因数校正电路中开关网络的第二种结构示意图；
图4为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第二种结构示意图；
图5为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第三种结构示意图；
图6为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第四种结构示意图；
图7为本申请实施例提供的功率因数校正电路的波形示意图；
图8为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第五种结构示意图；
图9为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第六种结构示意图；
图10为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第七种结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
本申请实施例的第一方面提出了一种功率因数校正电路，用于实现交流输入电流和交流输入电压同频同相位，达到功率因数校正功能，同时，实现低开关功耗和降低体积的目的。
如图1所示，图1为本申请实施例提供的功率因数校正电路的第一种结构示意图，本实施例中，功率因数校正电路包括第一交流母线C、第二交流母线、正直流母线A、负直流母线B、交流滤波单元、直流滤波单元、同步整流单元20和至少一个开关网络10，交流滤波单元并接于第一交流母线C和第二交流母线之间，直流滤波单元并接于正直流母线A和负直流母线B之间。
第一交流母线C和第二交流母线用于输入交流电源，交流电源经交流滤波单元滤波后进入开关网络10，由开关网络10产生两个高频方波输出，并经同步整流单元20和直流滤波单元整流滤波后提供直流电源至负载RL。
其中，交流滤波单元包括第一滤波电容Cf，第一滤波电容Cf并联于第一交流母线C和第二交流母线之间，并对输入的交流电源进行滤波，直流滤波单元包括第二滤波电容Cdc，第二滤波电容Cdc并接于正直流母线A和负直流母线B，并对输出的直流电源进行滤波。
其中，如图2所示，开关网络10包括反相耦合变压器T、滤波电感L和多个开关桥臂1，开关桥臂1的直流正端和直流负端分别与正直流母线A和负直流母线B一一对应连接，每个开关桥臂1的桥臂中点分别与反相耦合变压器T的一个绕组连接，反相耦合变压器T的中点与滤波电感L的第一端连接，滤波电感L的第二端与第一交流母线C连接。
多个开关桥臂1并联连接反相耦合变压器T的绕组，从而构成非交错并联功率因数校正电路。
同步整流单元20并接于正直流母线A和负直流母线B之间，同步整流单元20还与第二交流母线连接，用于对输出的高频方波进行整流，并经直流滤波单元滤波后输出直流电源至负载RL。
可选地，开关网络10中的滤波电感L也可以是反相耦合变压器T的等效漏感，如图3所示，对应地，开关网络10中可以包括：N个开关桥臂1和反相耦合变压器T，这样可以减小功率因数校正电路的体积。
其中，开关桥臂1可以由功率开关管构成，该功率开关管可以是高频开关管，或者是工频开关管。功率开关管具体可以采用全控型功率半导体器件，如金属氧化物场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）、绝缘栅双极型晶体管（IGBT），也可使用第三代半导体宽禁带（WBG）功率器件，如碳化硅（SiC）、氮化镓（GaN）MOSFET等。
可选地，如图1所示，功率因数校正电路还包括：
控制器30，控制器30分别与正直流母线A、负直流母线B、第一交流母线C和至少一个开关网络10对应连接，控制器30，用于根据正直流母线A、负直流母线B、第一交流母线C的电采样信号输出对应大小的驱动电压至各开关桥臂1，以驱动开关网络10进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
其中，开关网络10的各开关桥臂1接收控制器30输出的驱动电压进行功率因数校正工作，其基本工作原理为：交流电源Vac经过第一滤波电容Cf滤波，进入开关网络内部的滤波电感L后分别进入反相耦合变压器T的两个绕组，由两个开关桥臂1进行电能变换产生两个高频方波输出，再经过同步整流单元20和第二滤波电容Cdc滤波后提供直流电源给负载RL。控制器30经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动电压给开关桥臂1内部功率开关管以SPWM高频开关工作，最终提供稳定的电压或电流给负载RL。
控制器30判定输入条件和负载状况，通过采样直流输出电压或电流来控制功率开关管的高频开关工作，从而实现闭环工作过程。控制器30既可使用分立电子元器件搭建，也可设计和使用专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机（MCU）、数字信号处理器（DSP）或可编程逻辑器件（FPGA/CPLD）等。功率因数校正电路既可采用分立器件方式或集成方式，也可统一集成进控制器30中而构成大规模混合集成电路，这种高集成度控制器30设计能够进一步减小电源装置体积。
可选地，如图4所示，控制器30包括：
第一电压采样单元31，第一电压采样单元31与正直流母线A连接并对直流正母线A进行电压采样，生成第一电压采样信号；
第二电压采样单元32，第二电压采样单元32与第一交流母线C连接并对第一交流母线C进行电压采样，生成第二电压采样信号；
电流采样单元33，电流采样单元33与第一交流母线C连接并对第一交流母线C进行电流采样，生成电流采样信号；
比较单元34，比较单元34分别与第一电压采样单元31和电流采样单元33连接，比较单元34，用于对第一电压采样信号和参考电压信号进行比较，并根据比较结果和电流采样信号生成反馈信号；
乘法单元35，乘法单元35分别与比较单元34和第二电压采样单元32连接，乘法单元35，用于对反馈信号和第二电压采样信号进行乘法运算以进行功率因数校正，并输出控制信号；
控制与发波单元U4，控制与发波单元U4与乘法单元35连接，用于根据控制信号生成PWM驱动信号；
驱动单元U5，驱动单元U5分别与控制与发波单元U4和开关网络10的开关桥臂1对应连接，驱动单元U5，用于根据PWM驱动信号输出对应大小的驱动电压至各开关桥臂1，以驱动开关网络10进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
本实施例中，第一电压采样单元31由第一电阻R1和第二电阻R2构成，通过电阻分压对正直流母线A的电压进行采样，比较单元34由直流参考电压源Vr、电压误差放大器U1、电流误差放大器U2构成，第一电压采样信号输入至电压误差放大器U1的反相输入端，直流参考电压源Vr与电压误差放大器U1的正相输入端连接，电压误差放大器U1的输出端与电流误差放大器U2的正相输入端连接，电流采样单元可选地使用电流传感器、电流互感器或电阻。电流采样信号输入至电流误差放大器U2的反相输入端。
第二电压采样单元32由第三电阻R3和第四电阻R4构成，通过电阻分压对第一交流母线C的电压进行采样，并生成第二电压采样信号，乘法单元35包括乘法器U3，第二电压采样信号与电流误差放大器U2输出的电流误差信号在乘法器U3中进行乘法运算，实现交流输入电流与交流输入电压同频同相位，从而达到功率因数校正效果，乘法器U3的输出端连接控制与发波单元U4，控制与发波单元U4根据乘法器U3输出的控制信号生成对应大小的PWM驱动信号，PWM驱动信号经驱动单元U5转换为对应大小的驱动电压至功率开关管。
单相交流输入电压Vac经过开关网络中滤波电感L、反相耦合变压器T提供给开关桥臂1，控制器30输出驱动电压提供给功率开关管，产生高频方波并经同步整流单元20整流和直流滤波单元滤波后提供直流输出电压给负载RL。
U1采样直流输出电压，通过相应电压外环比例积分（PI）补偿设计，调整输出电压并实现稳压。U3采样滤波电感L的电流I，通过相应电流内环比例积分（PI）补偿设计，可以采用平均电流模式或峰值电流模式控制，从而提高其动态响应性能。交流输入频率和相位信号与电流误差信号在乘法器U3里相乘，实现交流输入电流与交流输入电压同频同相位，从而达到功率因数校正效果。
需要说明的是，控制器30中电压误差放大器和电流误差放大器可以采用二阶或多阶PI补偿或其他智能控制方式。可选地，控制器30也可采用其他类型控制方式，如准谐振控制，单周期控制，电流连续导通模式（CCM），电流断续模式（DCM），电流临界导通模式（CRM）等，并不影响其电气性能和功率因数校正效果。
为了进一步降低开关功耗，每个开关网络10中的开关桥臂1可以采用非交错并联技术实现软开关，可选地，开关桥臂1的上下桥臂接收到的驱动电压呈相反电平且设置有预设大小的死区时间，以及开关桥臂的导通条件为：
D>0.5且ф<（1-D），或者，D<0.5且ф<D；
其中，D表示各开关桥臂1的上桥臂或者下桥臂的工作占空比，ф表示各开关桥臂1之间的工作相位差，且工作相位差大于各开关桥臂的死区时间。
控制器30可以采用上述调制方式确保功率开关管实现零电压软开关，从而减小甚至消除开关功耗，达到更高的转换效率，对应地，功率因数校正电路可以工作于更高开关频率下，从而减小电感、电容等无源器件体积，同时降低其成本。
同时，采用上述调制方式可实现变压器中点的多电平输出，减小滤波电感L的电感量，减小输出谐波、提高电能质量，并进一步降低功率开关管开关功耗。
反相耦合变压器T的绕组个数和桥臂个数，可设置至少两个，例如如图4所示，每一反相耦合变压器T包括两个绕组，每一绕组与一开关桥臂1的桥臂中点连接，或者如图5所示，每一反相耦合变压器T包括三个绕组，每一绕组与一开关桥臂1的桥臂中点连接。
开关网络1可扩展至多个，例如如图6所示，包括两个开关网络1，第一开关网络1包括第一滤波电感L1、第一反相耦合变压器T1、第一功率开关管Q1至第四功率开关管Q4以及与功率开关管反向并联的体二极管D1至D4，第二开关网络1包括第二滤波电感L2、第二反相耦合变压器T2、第五功率开关管Q5至第八功率开关管Q8以及与功率开关管反向并联的体二极管D11至D14，两个开关网络1并联连接至第一交流母线C、正直流母线A和负直流母线B之间，增加第二个开关网络1后，可以增强整体非交错并联效果，能够进一步降低滤波电感L的电感量，减小体积并降低成本，同时进一步达到功率因数校正电路电流和热量的均分目的，从而提高电源装置运行可靠性。
下面结合具体的电路说明功率因数校正电路的工作原理。
可选地，如图4所示，开关桥臂1包括两个串联连接的功率开关管以及两个分别与一功率开关管反向并联的体二极管；
两个功率开关管串联连接后并接于正直流母线和负直流母线之间，两个功率开关管的连接节点与反相耦合变压器T的绕组连接。
例如，第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2以及与第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2连接的体二极管D1至D2构成的第一开关桥臂，第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4以及与第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4连接的体二极管D3至D4构成的第二开关桥臂，第一开关桥臂、第二开关桥臂、第一反相耦合变压器T1和第一滤波电感L1构成第一个开关网络10，第一开关桥臂和第二开关桥臂构成两相非交错并联。
功率因数校正模式下，第二功率开关管Q2、第四功率开关管Q4工作于高频正弦波脉宽调制（SPWM）方式，第一功率开关管Q1、第三功率开关管Q3的驱动电压分别与第二功率开关管Q2、第四功率开关管Q4相反，且第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2、第三功率开关管Q3和第四功率开关管Q4的驱动电压之间留有一定死区时间。
下面以功率因数校正模式下开关网络10为例说明功率因数校正电路软开关的工作原理：
假设第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4的工作占空比D<0.5，图7示出了几个主要的工作波形图，其中，a表示开关网络10中第一开关桥臂的桥臂中点，b表示第二开关桥臂的桥臂中点，M表示第一反相耦合变压器T1的中点，O表示直流电源负极或地，VMO表示M到O点的电压，VaM表示图4中开关网络10的开关桥臂1的桥臂中点a到第一反相耦合变压器T1的中点M之间的电压，VbM表示图4中开关网络10的开关桥臂1的桥臂中点b到第一反相耦合变压器T1的中点M之间的电压。
如图7所示，从上至下分别为：第一功率开关管Q1~第四功率开关管Q4的驱动电压Vgs，VMO、VaM、VbM以及流过第一反相耦合变压器T1原边、副边绕组的电流i1、i2的工作波形，电流正方向参考图4所示。
第一功率开关管Q1和第四功率开关管Q4共同导通时，VMO=1/2*Vdc，VaM=1/2*Vdc，VbM=-1/2*Vdc，i1线性上升，i2线性下降。
第一功率开关管Q1和第三功率开关管Q3共同导通时，VMO=Vdc，VaM=0，VbM=0，由于漏感影响，i1继续略为上升，i2反向略为上升。
第三功率开关管Q3和第二功率开关管Q2共同导通时，VMO=1/2*Vdc，VaM=-1/2*Vdc，VbM=1/2*Vdc，i1线性下降，i2线性上升。
第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4共同导通时，VMO=0，VaM=0，VbM=0，由于漏感影响，i1反向略为下降，i2继续略为下降。
第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4开通之前i1、i2均为正值，因此二者可实现零电压（ZVS）开通，第一功率开关管Q1和第三功率开关管Q3开通之前i1、i2均为负值，因此二者也可以实现零电压（ZVS）开通。同时第一功率开关管Q1至第四功率开关管Q4关断之后i1、i2的绝对值为线性下降，可以减小甚至消除其体二极管的反向恢复功耗。另外，利用第一功率开关管Q1至第四功率开关管Q4的漏源极之间的寄生电容，或者各自外并小电容，第一功率开关管Q1至第四功率开关管Q4可以近似实现零电压关断。
第二功率开关管Q2和第四功率开关管Q4的工作占空比D>0.5时，工作原理与其基本相似，这里不再赘述。
本实施例中，通过产生幅值适当的环流，实现功率开关管零电压软开关，并降低其体二极管反向恢复功耗，并不限定其控制方式。由于环流幅值较小，因此不会造成过大的环流功耗。
综上，功率因数校正电路采用移相交错相位ф≠360°/N的调制方法时，高频功率开关管Q1~Q4均可实现零电压软开关，并降低其体二极管反向恢复功耗，从而减小甚至消除开关功耗，可以达到更高的转换效率。
由于开关功耗较低，功率因数校正电路可工作于更高开关频率下，从而减小电感、电容等无源器件体积，同时降低其成本。通过观察VMO波形可以发现，第一反相耦合变压器T1的中点为三电平输出。多电平工作可以减小滤波电感L的电感量，并减小输出谐波，提高电能质量，可以进一步降低功率开关管开关功耗，减小电感体积并降低成本。功率开关管和反相耦合变压器T的绕组并联工作，各自分担电流，热量分布比较均衡。工作占空比为0.5时，两相电流和热量能够达到均分，从而提高功率因数校正电路和电源装置的运行可靠性。
可选地，滤波电感L为反相耦合变压器T的等效漏感，当滤波电感L为等效漏感时，滤波电感可简化，如图8所示，利用变压器或耦合电感的漏感等效作用为滤波电感L，这是一种磁集成方式，耦合电感方便标准化生产，能够减少磁性器件数量，进一步减小电源装置体积和成本。软开关工作原理及其调制方法与图4和图7完全相同，这里不再赘述。
同步整流单元20可选择对应的半桥或者全桥，如图1所示，可选地，同步整流单元包括第一二极管D7和第二二极管D8，第一二极管D7的阴极与正直流母线A连接，第一二极管D7的阳极、第二二极管D8的阴极和第二交流母线连接，第二二极管D8的阳极与负直流母线B连接，功率开关管产生的高频方波经第一二极管D7和第二二极管D8整流和直流滤波单元滤波后提供直流输出电压给负载RL。
在另一可选实施例中，如图8所示，同步整流单元包括两个串联连接的功率开关管和与功率开关管反向并联的体二极管；
两个功率开关管串联连接后并接于正直流母线A和负直流母线B之间，两个功率开关管的连接节点与第二交流母线连接。
本实施例中，将同步整流单元20中的二极管改为功率开关管，由两个绝缘栅双极型晶体管（IGBT）Q9、Q10及其体二极管D17、D18构成。可选地，也可采用金属氧化物场效应晶体管（MOSFET）。与二极管类似，Q9、Q10仍然使用交流正弦波工频调制方式，实现同步整流功能，从而减小二极管导通功耗，进一步提高转换效率。软开关工作原理及其调制方法与图4和图5基本相似，此处不再赘述。可选地，IGBT桥臂的连接节点还可增加一个滤波电感L，滤波电感L连接至第二交流母线和IGBT桥臂的连接节点。可选地，Q9、Q10还可适用于图8所示变压器或耦合电感方式和/或图6中双开关网络方式或多开关网络方式。
可选地，功率因数校正电路还包括：
整流桥40，整流桥40的第一输入端和第二输入端分别与第一交流母线C和第二交流母线一一对应连接，整流桥40的第一输出端和第二输出端分别与正直流母线A和负直流母线B一一对应连接。
本实施例中，如图10所示，整流桥40包括二极管D9~D12，构成防雷保护电路，当交流输入出现浪涌或雷击时，交流电源Vac通过二极管D9~D12给直流滤波电容Cdc提供旁路功能，其瞬间能量可以被第二滤波电容Cdc直接吸收，实现防雷保护功能，从而提高电源装置运行可靠性。软开关工作原理及其调制方法与图4和图7完全相同，这里不再赘述。
需要说明的是，以上各实施例均针对单一的两相非交错并联软开关功率因数校正电路，实际上这些功率因数校正电路的开关网络、开关桥臂也可扩展至多相非交错并联软开关功率因数校正电路或串联形式电路结构，从而达到更高功率等级。
本申请实施例与现有技术相比存在的有益效果是：上述的功率因数校正电路通过采用反相耦合变压器T进行功率因数校正时，开关桥臂1可实现形成电流环路，使得开关桥臂1的对应功率开关管在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关管的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关，降低功率开关管的开关功耗，同时，反相耦合变压器T的中点可实现多电平输出，从而进一步降低功率开关管的开关功耗。
本申请还提出一种电源装置，该电源装置包括功率因数校正电路，该功率因数校正电路的具体结构参照上述实施例，由于本电源装置采用了上述所有实施例的全部技术方案，因此至少具有上述实施例的技术方案所带来的所有有益效果，在此不再一一赘述。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括第一交流母线、第二交流母线、正直流母线、负直流母线、交流滤波单元、直流滤波单元、同步整流单元和至少一个开关网络；
所述开关网络包括反相耦合变压器、滤波电感和多个开关桥臂；
所述开关桥臂的直流正端和直流负端分别与所述正直流母线和所述负直流母线一一对应连接，每个所述开关桥臂的桥臂中点分别与所述反相耦合变压器的一个绕组连接，所述反相耦合变压器的中点与所述滤波电感的第一端连接，所述滤波电感的第二端与所述第一交流母线连接；
所述同步整流单元并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，所述同步整流单元还与所述第二交流母线连接；
所述交流滤波单元并接于所述第一交流母线和所述第二交流母线之间；
所述直流滤波单元并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间。
2.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括：
控制器，所述控制器分别与所述正直流母线、所述负直流母线、所述第一交流母线和至少一个所述开关网络对应连接，所述控制器，用于根据所述正直流母线、所述负直流母线、所述第一交流母线的电采样信号输出对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱动所述开关网络进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
3.如权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述控制器包括：
第一电压采样单元，所述第一电压采样单元与所述正直流母线连接并对所述直流正母线进行电压采样，生成第一电压采样信号；
第二电压采样单元，所述第二电压采样单元与所述第一交流母线连接并对所述第一交流母线进行电压采样，生成第二电压采样信号；
电流采样单元，所述电流采样单元与所述第一交流母线连接并对所述第一交流母线进行电流采样，生成电流采样信号；
比较单元，所述比较单元分别与所述第一电压采样单元和所述电流采样单元连接，所述比较单元，用于对所述第一电压采样信号和参考电压信号进行比较，并根据比较结果和所述电流采样信号生成反馈信号；
乘法单元，所述乘法单元分别与所述比较单元和所述第二电压采样单元连接，所述乘法单元，用于对所述反馈信号和所述第二电压采样信号进行乘法运算以进行功率因数校正，并输出控制信号；
控制与发波单元，所述控制与发波单元与所述乘法单元连接，用于根据所述控制信号生成PWM驱动信号；
驱动单元，所述驱动单元分别与所述控制与发波单元和所述开关网络的开关桥臂对应连接，所述驱动单元，用于根据所述PWM驱动信号输出对应大小的驱动电压至各所述开关桥臂，以驱动所述开关网络进行功率因数校正，以及对应输出预设大小的直流信号。
4.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述开关桥臂包括两个串联连接的功率开关管以及两个分别与一所述功率开关管反向并联的体二极管；
两个所述功率开关管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述功率开关管的连接节点与所述反相耦合变压器的绕组连接。
5.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述滤波电感为所述反相耦合变压器的等效漏感。
6.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述同步整流单元包括第一二极管和第二二极管；
所述第一二极管的阴极与所述正直流母线连接，所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极和所述第二交流母线连接，所述第二二极管的阳极与所述负直流母线连接。
7.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述同步整流单元包括两个串联连接的功率开关管和与所述功率开关管反向并联的体二极管；
两个所述功率开关管串联连接后并接于所述正直流母线和所述负直流母线之间，两个所述功率开关管的连接节点与所述第二交流母线连接。
8.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括：
整流桥，所述整流桥的第一输入端和第二输入端分别与所述第一交流母线和所述第二交流母线一一对应连接，所述整流桥的第一输出端和第二输出端分别与所述正直流母线和所述负直流母线一一对应连接。
9.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述开关桥臂的上下桥臂接收到的驱动电压呈相反电平且设置有预设大小的死区时间，以及所述开关桥臂的导通条件为：
D>0.5且ф<（1-D），或者，D<0.5且ф<D；
其中，D表示各所述开关桥臂的上桥臂或者下桥臂的工作占空比，ф表示各所述开关桥臂之间的工作相位差，且工作相位差大于各所述开关桥臂的死区时间。
10.一种电源装置，其特征在于，包括如权利要求1~9任一项所述的功率因数校正电路。
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