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CN115603552A - 一种反激式开关电源交直流转换电路 - Google Patents

一种反激式开关电源交直流转换电路 Download PDF

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CN115603552A
CN115603552A CN202211102646.1A CN202211102646A CN115603552A CN 115603552 A CN115603552 A CN 115603552A CN 202211102646 A CN202211102646 A CN 202211102646A CN 115603552 A CN115603552 A CN 115603552A
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史舟
王丹
魏路明
邵笑校
朱靖
万洪剑
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Abstract

本发明公开了一种反激式开关电源交直流转换电路，包括功率回路和控制回路，功率回路包括EMC滤波器、整流电路、滤波电路、DC‑DC电路和输出整流电路；控制回路包括输出反馈电路，控制电路和Vcc电源电路；输入信号依次经EMC滤波器、整流电路和滤波电路后分为两路输出信号，一路输出信号输入至DC‑DC电路，另一路输出信号输入至Vcc电源电路，DC‑DC电路的输出信号经整流滤波输出所需的直流电压，同时输出反馈电路与输出整流电路的输出端口连接，并将采集到的直流电压输出反馈至控制电路。本发明实现了高压直流‑低压直流变换，同时具有结构简单、控制容易和成本低廉的优点，适合高宽输入电压。

Description

一种反激式开关电源交直流转换电路
技术领域
本发明属于开关电源领域，具体涉及一种反激式开关电源交直流转换电路。
背景技术
电源是实现电能变换和功率传递的主要设备，现代电子设备离不开可靠的直流电源，并且对其各项指标要求也越来越高。在直流稳压技术中，电源分为线性稳压电源和开关电源。开关电源是通过开关管关断和导通实现电压和电流变换的装置，利用体积很小的高频变压器来实现电压变化及电网隔离。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化，然而在150W以下的电源系统往往采用的反激式的开关电源拓扑。
现有专利202111300980.3公开了一种反激式开关电源及其采样控制电路、采样控制方法以及所用芯片，该技术采用主功率开关管控制原边绕组导通；电源控制模块控制主功率开关管的导通；采样反馈模块采样副边绕组上的取样信号接着根据信号输入端接收到的控制信号对采样输入端输入的取样信号进行处理并从采样输出端输出采样信号。但是该技术无法做到两级变化器输入电压之间均压，对参数的一致性要求过高，只要一致性较差整个设备就无法工作。
因此，现有的反激式开关电源技术仍然存在着电路采样精度低，随输入电压而变压变频性能有限等问题。尤其高频变压器磁设计极为关键，输入电压过高或过低，都会导致开关变压器的设计难度加重，影响变压器的磁路设计，同时由于电压等级越高管压降越大，效率越低。此外，电压过高，占空比过小，磁芯损耗越大。电压过低，占空比过大，导通损耗越大。因此如何设计一种结构简单、功能全面、适合高宽输入电压的开关电源，已成为本领域技术人员亟需解决的问题。
发明内容
为解决现有技术中的不足，本发明提供一种反激式开关电源交直流转换电路，实现高压直流-低压直流变换，同时具有结构简单、控制容易和成本低廉的优点，适合高宽输入电压。
本发明中主要采用的技术方案为：
一种反激式开关电源交直流转换电路，包括功率回路和控制回路，所述功率回路包括EMC滤波器、整流电路、滤波电路、DC-DC电路和输出整流电路；所述控制回路包括输出反馈电路，控制电路和Vcc电源电路；其中，输入信号依次经EMC滤波器、整流电路和滤波电路后分为两路输出信号，一路输出信号输入至DC-DC电路，另一路输出信号输入至Vcc电源电路，所述Vcc电源电路为控制电路提供电源，所述DC-DC电路的输出信号经输出整流电路整流滤波输出所需的直流电压，同时输出反馈电路与输出整流电路的输出端口连接，并将采集到的直流电压输出反馈至所述控制电路，所述控制电路根据输出反馈信号生成开启或关断信号，用于控制DC-DC电路中MOS管的状态。
优选地，所述控制电路包括控制芯片、芯片启动电路、振荡电路、斜波补偿电路和电流采样电路，所述芯片启动电路一端与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，另一端与控制芯片引脚8连接，当Vcc电源电路没有电能时，所述芯片启动电路为控制芯片提供启动电压，控制芯片的引脚8通过定时电阻R31为振荡电路充电，斜波补偿电路分别与控制芯片的引脚3和引脚4连接以抑制次谐振荡，所述控制芯片的引脚3通过电流采样电路与MOS管栅极连接以监测MOS管电流。
优选地，所述控制芯片内集成有电源控制模块和采样反馈模块，用于采样检测辅助绕组回路上的取样电压，并通过检测取样电压来检测副边绕组输出电压Vout，从而调整采样控制芯片的工作频率与原边绕组的峰值电流。
优选地，所述芯片启动电路包括五个依次串联的启动电阻R9、R14、R16、R22和R29，所述芯片启动电路的输入端与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，所述芯片启动电路的输出端与Vcc电源电路的芯片Vcc输入电路相连后与控制芯片的Vcc端口连接输出一路工作电源，为控制芯片提供稳定线性电源。
优选地，所述斜波补偿电路包括三极管Q3、上拉电阻R36、限流电阻R43、传感电阻R25和斜波补偿电容C13，所述三极管Q3的基极连接控制芯片的引脚4，所述三极管Q3的发射极经上拉电阻R36连接控制芯片的引脚3，所述限流电阻R43与传感电阻R25一端并联后接地，另一端并联后接入控制芯片的引脚3，所述三极管Q3的集电极接入控制芯片的引脚8，所述斜波补偿电容C13的一端接入控制芯片的引脚3，另一端接入控制芯片的引脚4。
优选地，所述振荡电路包括定时电阻R31和定时电容C18，所述定时电阻R31与定时电容C18相互串联构成RC充电电路，所述RC充电电路的输出端与控制芯片的基准电压输出脚Vref端口相连接，为控制芯片提供稳定的时钟频率。
优选地，所述电流采样电路包括电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20，所述电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20相互并联连接，电流采样电路的输入端口与DC-DC电路中的MOS管Q1源极直接相连以监测MOS管电流。
有益效果：本发明提供一种反激式开关电源交直流转换电路，具有如下优点：
（1）本发明通过设置斜波补偿电路，使得控制芯片处于CCM模式且PWM波占空比大于0.5时，便可避免出现次谐振荡，从而提高控制芯片的电流采样精度；
（2）本发明通过电阻与电容设置振荡电路而不外接时钟电路，减少电源整体功耗且提高PWM波输出精度；
（3）本发明的采样控制电流整体电路结构简单，成本低。
附图说明
图1为本发明的电路逻辑框图。
图2为本发明的电路结构框图。
图3为实施例1的电路原理图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。
实施例1
一种反激式开关电源交直流转换电路，如图3所示，所述功率回路包括EMC滤波器、整流电路、滤波电路、DC-DC电路和输出整流电路；所述控制回路包括输出反馈电路，控制电路和Vcc电源电路；其中，输入信号依次经EMC滤波器、整流电路和滤波电路后分为两路输出信号，一路输出信号输入至DC-DC电路，另一路输出信号输入至Vcc电源电路，所述Vcc电源电路为控制电路提供电源，所述DC-DC电路的输出信号经输出整流电路整流滤波输出所需的直流电压，同时输出反馈电路与输出整流电路的输出端口连接，并将采集到的直流电压输出反馈至所述控制电路，所述控制电路根据输出反馈信号生成开启或关断信号，用于控制DC-DC电路中MOS管的状态。
其中，EMC滤波器串联连接的EMI电路、EMS电路和放电电路，其中，EMI电路主要用于减少本实施例1的电源对电网的干扰，EMS电路主要用于提高本实施例1的电源的抗干扰度，放电电路由两个放电电阻R2和R10串联组成；
EMI电路包括两个X电容、两个Y电容、一个共模电感线圈组成，其中，X电容CX1跨接在火线和零线之间，以过滤传导干扰、电压浪涌和电压瞬变引起的负面影响，X电容CX2跨接在共模电感线圈两端，用来减少由交流电源的差模噪声引起的EMI，Y电容CY1、CY2跨接在火线与地线之间，用于处理由共模噪声引起的EMI；
所述EMS电路包括热敏电阻VAR1、压敏电阻VAR1和保险丝F1，其中，压敏电阻VAR1串联在保险丝F1的后面，否则一旦短路电源会烧坏；热敏电阻NTC1用于电源上电时防止冲击电流破坏设备，压敏电阻VAR1用于在输入有异常过高的电压的时候起到钳位吸收的作用，保险丝F1用于自杀式保护电源和电网。
所述整流电路包括整流桥BD1，其中，输入信号的频率为50Hz，整流二极管根据输入信号的频率来选取，输入信号经过EMC滤波器后流入整流电路，整流电路将交流信号转换成脉动直流信号。
所述滤波电路包括输入滤波电解电容C6、CBB高频电容C7、输入电解电容放电电阻R3、R13，其中，整流桥BD1输出的脉动直流信号进入输入滤波电解电容C6，经过输入滤波电解电容C6和CBB高频电容C7滤波后纹波电压变得更加平滑。
所述DC-DC电路包括MOS管Q1、RCD钳位电路、变压器T1、输出整流二极管D1、RC吸收电路组成，其中，MOS管Q1与变压器T1原边绕组相连接用以控制原边绕组开启或关断、RCD钳位电路与变压器T1原边相连接用于保护MOS管与变压器不受尖峰电压损害，RC吸收电路和变压器T1副边连接对副边绕组起到保护作用；
所述输出整流二极管D1的工作频率与变压器相同，本实施例1的变压器工作频率在65kHz左右，工作频率大约是输入信号的一千倍，因此输出整流二极管D1选取超快恢复型二极管；
所述RCD钳位电路包括放电电阻R4、R5、R11、R12，二极管D2，储能电容C5组成，其中，储能电容C5与MOS管Q1漏极相连接，利用电容两端电压不可突变的特性保护MOS管不受尖峰电压损害，但是当MOS管开启的时候储能电容C5充电瞬间会产生瞬态电流很可能直接损坏MOS管并且控制芯片在监测电流的时候可能会产生误判，本实施例1利用二极管D2正极与MOS管漏极连接，负极与电容C5连接便可以避免上述问题，放电电阻与储能电容C5并联使得储能电容C5充放电达到平衡；
所述RC吸收电路包括相互串联的滤波电容C1与放电电阻R1，其中，RC吸收电路抑制浪涌电路，串联放电电阻R1的目的是在能量转化过程中消耗一部分能量，并抑制LC回路的振荡；
所述变压器T1原边绕组与MOS管Q1连接，副边绕组分别与输出整流电路D1、RC吸收电路相连接，所述MOS管Q1用于控制变压器T1原边绕组是否导通，当MOS管Q1导通之后，原边绕组的电感电流线性上升，此时副边绕组因为输出整流二极管D1截止处于关断状态，当原边绕组电感电流达到最大之后MOS管截止，原边绕组能量被转移至副边绕组，副边绕组导通给负载供电。此时变压器T1处于放电状态，原边绕组储存的能量：E1=1/2*LP*IP^2，其中，E1为原边绕组储存的能量、LP为原边绕组电感量、IP为原边绕组峰值电流，副边绕组储存的能量：E2=1/2*LS*ISP^2，其中E2为副边绕组储存的能量、LS为副边绕组电感量、ISP副边绕组峰值电流，根据能量守恒定律可知：E1=E2，得到ISP=IP*N。
由上述公式可知副边绕组峰值电流的值，控制芯片输出的PWM的占空比越大，变压器T1存储输送的能量也就越大，当变压器T1每个周期存储和输送的能量等于每个周期负载消耗的能量时，开关电源的输出电压趋于稳定，如果变压器器输送的能量每个周期都大于消耗的能量，而变压器释放的能量是电流，那么多出来的一部分电流就会被强制充到输出电容上，导致输出电压越来越高，如果每个周期，变压器T1输送的能量都少一点，那将导致输出电压越来越低，因此开关电源输出电压稳定的关键是PWM的占空比与输出负载刚好匹配，变压器最基本的目标是不可饱和。
所述Vcc电源电路包括Vcc供电绕组，Vcc线性稳压电路与芯片Vcc输入电路，通过隔离二极管D4串联组成，其中，Vcc电源电路为控制电路提供电源，芯片Vcc输入电路包括瓷片电容C16和启动电解电容C14，瓷片电容C16和启动电解电容C14并联连接且同时与芯片启动电路相连接，并输出一路工作电源，为芯片UC3842提供稳定线性电源，启动电解电容C14存在寄生电感，每次C14充放电都会产生高频纹波电压并且C14与芯片UC3842之间存在线感，但是使用瓷片电容C16连接在控制芯片与启动电解电容C14之间，使启动电解电容C14与瓷片电容C16并联便可以利用启动电解电容C14吸收高频纹波电压并消除线感；
所述Vcc线性稳压电路包括Vcc前级储能电容C15、隔离二极管D4、稳压二极管ZD1、Vcc限流电阻R30、稳压电阻R34、三极管Q2、高频电容C9、Vcc供电绕组T1B和整流二极管D5，三极管Q2工作在放大区，三极管Q2的e级电压跟随b级电压，b级电压被稳压管ZD1钳位在15V，所以e点电压是14.3V，因为e级与b级之间电压不能超过5V，故添加隔离二极管D4将e级与b级之间的电压钳位在5V以内。
所述控制电路包括控制芯片、芯片启动电路、振荡电路、斜波补偿电路和电流采样电路，其中，芯片启动电路与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，在电源没有完全启动的时候Vcc供电绕组是没有电能的，此时需要芯片启动电路为UC3842提供电能；
本实施例1中采用芯片UC3842为主控制芯片；芯片内集成有电源控制模块和采样反馈模块，能够采样检测辅助绕组回路上的取样电压，并通过检测取样电压来检测副边绕组输出电压Vout，从而调整采样控制芯片的工作频率与原边绕组的峰值电流。
所述芯片启动电路包括五个依次串联的启动电阻R9、R14、R16、R22和R29，所述芯片启动电路的输入端与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，所述芯片启动电路的输出端与Vcc电源电路的芯片Vcc输入电路相连接并输出一路工作电源，为控制芯片提供稳定线性电源。
所述斜波补偿电路包括三极管Q3、上拉电阻R36、限流电阻R43、传感电阻R25和斜波补偿电容C13，所述三极管Q3的基极连接控制芯片的引脚4，所述三极管Q3的发射极经上拉电阻R36连接控制芯片的引脚3，所述限流电阻R43与传感电阻R25一端并联后接地，另一端并联后接入控制芯片的引脚3，所述三极管Q3的集电极接入控制芯片的引脚8，所述斜波补偿电容C13的一端接入控制芯片的引脚3，另一端接入控制芯片的引脚4。
当控制芯片处于CCM模式且PWM波占空比大于0.5时会出现次谐振荡，但是通过三极管Q3叠加斜波补偿可以避免出现次谐振荡从而提高芯片电流采样精度；
所述振荡电路包括定时电阻R31和定时电容C18，定时电阻R31和定时电容C18串联连接构成RC充电电路，RC充电电路输出端与芯片UC3842基准电压输出脚Vref端口相连接，为控制芯片提供稳定的时钟频率；本发明中，定时电阻R31的两端分别与三极管Q3的集电极和基极连接，充当限流电阻。
所述电流采样电路包括并联连接的电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20，所述电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20相互并联连接，电流采样电路的输入端口（即为电路检测分压电阻的一端）与DC-DC电路中的MOS管Q1源极直接相连以监测MOS管电流。
如图3所示，输出反馈电路包括反馈采样电阻R16、反馈光耦供电电阻R17、电流补偿电阻R18、反馈采样电阻R19、过压保护光耦供电电阻R20、反馈光耦供电电阻R17、两个TL431（或者AZ431）、反馈管反馈光耦U1、反馈二极管D6，具体连接方式如图3所示。反馈光耦供电电阻R17与电流补偿电阻R18并联，二者共同接入输出高频电容C21的正极。
所述输出整流电路包括RC吸收电路、输出整流二极管D1、输出滤波电解电容C2、C3、输出高频电容C21，其中，输出信号通过RC吸收电路与输出整流二极管D1后，进入C2、C3、C21进行滤波处理。
本发明的工作原理如下：
如图2所示，输入信号（交流信号）进入EMI电路，防止电源在使用过程中污染电网，随后输入信号（交流信号）进入整流桥被整流为脉动直流信号，经电容滤波变为直流信号，随后输入信号（直流信号）分为两路：
一路输入信号（直流信号）为控制芯片供电；另一路输入信号（直流信号）输入至变压器，变压器根据PWM波对输入信号进行变压后输出电压，反馈采样电路采集输出电压反馈给控制芯片，控制芯片调节PWM波以达到最佳输出状态。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种反激式开关电源交直流转换电路，包括功率回路和控制回路，其特征在于，所述功率回路包括EMC滤波器、整流电路、滤波电路、DC-DC电路和输出整流电路；所述控制回路包括输出反馈电路，控制电路和Vcc电源电路；其中，输入信号依次经EMC滤波器、整流电路和滤波电路后分为两路输出信号，一路输出信号输入至DC-DC电路，另一路输出信号输入至Vcc电源电路，所述Vcc电源电路为控制电路提供电源，所述DC-DC电路的输出信号经输出整流电路整流滤波输出所需的直流电压，同时输出反馈电路与输出整流电路的输出端口连接，并将采集到的直流电压输出反馈至所述控制电路，所述控制电路根据输出反馈信号生成开启或关断信号，用于控制DC-DC电路中MOS管的状态。
2.根据权利要求1所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述控制电路包括控制芯片、芯片启动电路、振荡电路、斜波补偿电路和电流采样电路，所述芯片启动电路一端与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，另一端与控制芯片引脚8连接，当Vcc电源电路没有电能时，所述芯片启动电路为控制芯片提供启动电压，控制芯片的引脚8通过定时电阻R31为振荡电路充电，斜波补偿电路分别与控制芯片的引脚3和引脚4连接以抑制次谐振荡，所述控制芯片的引脚3通过电流采样电路与MOS管栅极连接以监测MOS管电流。
3.根据权利要求2所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述控制芯片内集成有电源控制模块和采样反馈模块，用于采样检测辅助绕组回路上的取样电压，并通过检测取样电压来检测副边绕组输出电压Vout，从而调整采样控制芯片的工作频率与原边绕组的峰值电流。
4.根据权利要求2所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述芯片启动电路包括五个依次串联的启动电阻R9、R14、R16、R22和R29，所述芯片启动电路的输入端与滤波电路的输入滤波电解电容C6的正极相连接，所述芯片启动电路的输出端与Vcc电源电路的芯片Vcc输入电路相连后与控制芯片的Vcc端口连接输出一路工作电源，为控制芯片提供稳定线性电源。
5.根据权利要求2所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述斜波补偿电路包括三极管Q3、上拉电阻R36、限流电阻R43、传感电阻R25和斜波补偿电容C13，所述三极管Q3的基极连接控制芯片的引脚4，所述三极管Q3的发射极经上拉电阻R36连接控制芯片的引脚3，所述限流电阻R43与传感电阻R25一端并联后接地，另一端并联后接入控制芯片的引脚3，所述三极管Q3的集电极接入控制芯片的引脚8，所述斜波补偿电容C13的一端接入控制芯片的引脚3，另一端接入控制芯片的引脚4。
6.根据权利要求2所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述振荡电路包括定时电阻R31和定时电容C18，所述定时电阻R31与定时电容C18相互串联构成RC充电电路，所述RC充电电路的输出端与控制芯片的基准电压输出脚Vref端口相连接，为控制芯片提供稳定的时钟频率。
7.根据权利要求2所述的反激式开关电源交直流转换电路，其特征在于，所述电流采样电路包括电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20，所述电路检测分压电阻R41和电流检测消噪电容C20相互并联连接，电流采样电路的输入端口与DC-DC电路中的MOS管Q1源极直接相连以监测MOS管电流。
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