CN114884792B - 一种高精度的多载波符号快速恢复方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高精度的多载波符号快速恢复方法、装置及系统，属于无线通信技术领域；包括：S1、接收端接收到发送端发射的信号后，对接收到的信号进行OQAM/FBMC解调处理；其中，发送端发射的信号为对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制所得的信号，且导频符号的取值为任意实数；S2、对子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距计算子载波所对应的判决系数，进而得到判决门限和判决变量；然后通过比较判决变量和判决门限的相对大小，直接对解调符号对应的发送符号进行判决恢复；本发明无需借助零值导频隔离导频符号受到的干扰，大大降低了计算复杂度，同时也提高了符号恢复准确度。

Description

一种高精度的多载波符号快速恢复方法、装置及系统

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，更具体地，涉及一种高精度的多载波符号快速恢复方法、装置及系统。

背景技术

无线通信系统需要依靠电磁波在空中传输信号。由于信号收发双方在空间中的位置具有不确定性，无线传输的信道比有线传输的信道要更加复杂。并且，电磁波的传输具有全向性，信号在传输过程中会产生不同程度的损耗。对于宽带信号，多载波调制(Multi-CarrierModulation，MCM)是克服衰落效应的最主要技术。多载波调制系统将宽带信号被分割成多个窄带信号调制在不同的子载波上，能够非常有效地对抗频率选择性衰落。作为无线通信系统中应用较多的MCM方案之一，正交频分复用技术(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)对多径衰落效应具有鲁棒性，但是OFDM采用矩形脉冲进行整形，存在显著的频谱泄露问题。基于交错正交幅度调制的滤波器组多载波(Filter BankMulticarrier with Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM/FBMC)技术利用时频定位特性良好的子载波级滤波器对发送信号进行整形，并结合OQAM调制。使得在确保其频谱效率高效的同时，还为其提供了更多的波形设计自由度以更好的满足不同传输场景的需求，是未来通信中最具潜力的多载波调制技术之一。然而，OQAM/FBMC系统仅在实数域上满足正交性，其接收端解调符号将会受到来自相邻符号造成的固有虚部干扰，这导致OQAM/FBMC系统的信号恢复面临着复杂度高，导频开销大等挑战。因此，一些传统的用于OFDM系统的符号恢复方法不能直接应用到OQAM/FBMC系统，需要根据OQAM/FBMC系统特性提出新的方法。

接收端恢复数据的准确程度是系统性能的优良与否判断的重要指标，能否准确地恢复符号会直接影响系统在实际场景中的应用。传统的符号恢复方法需要先进行信道估计得到信道状态信息，再借助信道状态信息进行信道均衡，之后再通过判决去除计算中的误差，在这个过程中，主要依靠零值符号隔离导频符号受到周围数据符号的干扰，但是并不能完全将干扰屏蔽，降低了频谱利用率的同时也增大了计算复杂度。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种高精度的多载波符号快速恢复方法、装置及系统，用以解决现有技术由于固有干扰的影响而导致的符号恢复准确度较低并且复杂度较高的技术问题。

为了实现上述目的，本发明提供了一种高精度的多载波符号快速恢复方法，包括以下步骤：

S1、接收端接收到发送端发射的信号后，对接收到的信号进行OQAM/FBMC解调处理，得到解调信号；其中，上述发送端发射的信号为对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制所得的信号；N≥2；导频符号的取值为任意实数；发送端所有子载波上的数据符号均为任意阶数的OQAM调制符号；上述解调信号中的每一个子载波均包括对发送端发射的信号中对应子载波上的导频符号进行解调后的导频解调符号；

S2、对解调信号中的各子载波分别进行判决操作，从而恢复发送端发射的信号；

其中，对解调信号中的第k个子载波的判决操作方法包括：对第k个子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距，计算得到第k个子载波所对应的判决系数；并根据第k个子载波所对应的判决系数，计算得到第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量；通过比较第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量与第k个子载波所对应的判决门限的相对大小，判决得到第k个子载波上各解调符号所对应的发送符号的值。

进一步优选地，第k个子载波所对应的判决系数d_k和l_k分别为：

d_k＝e_k

其中，e_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率；b_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的截距；P_k为发送端第k个子载波上的导频符号的值。

进一步优选地，当N＝2时，第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

或者/>

其中，为导频解调符号p_k(1)的虚部；/>为导频解调符号p_k(1)的实部；为导频解调符号p_k(2)的虚部；/>为导频解调符号p_k(2)的实部；p_k(1)和p_k(2)为第k个子载波上的两个导频解调符号。

进一步优选地，当N≥3时，第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

其中，为第k个子载波上的第i个导频解调符号的实部；/>为第k个子载波上的第i个导频解调符号的虚部。

进一步优选地，第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部。

进一步优选地，第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kJ_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部；P_η为信道中的噪声功率；P_x为发送端发射信号的功率。

进一步优选地，上述步骤S2中，将第k个子载波上解调符号所对应的判决变量与第k个子载波所对应的一组判决门限f_k(x₀ ⁽ⁱ⁾)依次进行比较；

当上述判决变量小于f_k(x₀ ⁽¹⁾)时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小小于x₀ ⁽¹⁾的OQAM符号标准取值；

当上述判决变量大小位于[f_k(x₀ ^(j))，f_k(x₀ ^(j+1))]范围内时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小位于取值范围[x₀ ^(j)，x₀ ^(j+1)]内的OQAM符号标准取值；j＝1,2,…,L-1；

当上述判决变量大于f_k(x₀ ^(L))时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小大于x₀ ^(L)的OQAM符号标准取值；

其中，OQAM符号标准取值集为{-(2^r-1),-(2^r-3),...,+(2^r-1)}。

第二方面，本发明提供了一种接收装置，用于执行本发明第一方面所提供的多载波符号快速恢复方法。

第三方面，本发明提供了一种多载波符号快速恢复方法装置，包括：存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时执行本发明第一方面所提供的多载波符号快速恢复方法。

第四方面，本发明提供了一种多载波系统，包括：发送端和接收端；

发送端用于对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制得到发射信号，并发射至接收端；N≥2；

接收端用于执行本发明第一方面所提供的多载波符号快速恢复方法中的步骤S1-S2。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

1、本发明提供了一种多载波符号快速恢复方法，基于当发送端对每一个发送端子载波上的数据符号均插入多个相同的导频符号时，接收端解调后的导频解调符号在复平面上呈现相同符号近似沿一条直线分布的发现，对子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距，计算得到子载波所对应的判决系数，进而得到判决门限和判决变量；本发明在实数域上通过判决门限将实数域分成了不同的区间，根据接收端解调符号计算得到的判决变量和判决门限的相对大小关系，对接收端解调符号进行判决，从而恢复符号；在这个过程中无需借助零值导频隔离导频符号受到的干扰，仅引入与导频相关的判决系数来表示上述判决门限和判决变量，相对于传统的经过信道估计和均衡恢复符号的方法，本发明恢复符号需要的实数乘法和实数加法的次数更少，具有较低的计算复杂度，同时符号恢复的准确度也较高。

2、本发明所提供的多载波符号快速恢复方法，在获取子载波所对应的判决门限时，更进一步考虑到信道中的噪声功率的影响，通过最小化符号波形失真，在判决门限表达式中引入了信道噪声的影响度，进一步提高了符号判决恢复的准确性。

附图说明

图1为本发明实施例1提供的多载波符号快速恢复方法的流程图；

图2为本发明实施例1提供的在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入多列相同的导频符号的示意图；其中，(a)为在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入两列相同的导频符号的示意图；(b)为在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入三列相同的导频符号的示意图；

图3为本发明实施例1提供的16QAM调制下比较判决的示意图；

图4为本发明实施例1提供的16QAM调制下比较判决的图形化表示；

图5为本发明实施例1提供的在16QAM调制下，分别采用本发明所提供的多载波符号快速恢复方法与现有方法所得的误码率性能比较结果示意图；

图6为本发明实施例1提供的在256QAM调制下，分别采用本发明所提供的多载波符号快速恢复方法与现有方法所得的误码率性能比较结果示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

实施例1、

一种多载波符号快速恢复方法，如图1所示，包括以下步骤：

S1、接收端接收到发送端发射的信号后，对接收到的信号进行OQAM/FBMC解调处理，得到解调信号；其中，上述发送端发射的信号为对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制所得的信号；N≥2；导频符号的取值为任意实数；具体地，在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入多列相同的导频符号的示意图如图2所示，其中，图(a)为在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入两列相同的导频符号的示意图；图(b)为在所有发送端子载波上的数据符号之前同时插入三列相同的导频符号的示意图。进一步地，上述解调信号中的每一个子载波均包括对发送端发射的信号中对应子载波上的导频符号进行解调后的导频解调符号。

需要说明的是，发送端所有子载波上的数据符号均为任意阶数的OQAM调制符号，本发明中记OQAM的调制阶数为4^r，r为正整数；优选地，上述导频符号的取值范围可以为+(2^r-1)或-(2^r-1)；

S2、对解调信号中的各子载波分别进行判决操作，从而恢复发送端发射的信号；

其中，对解调信号中的第k个子载波的判决操作方法包括：对第k个子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距，计算得到第k个子载波所对应的判决系数；并根据第k个子载波所对应的判决系数，计算得到第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量；通过比较第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量与第k个子载波所对应的判决门限的相对大小，判决得到第k个子载波上各解调符号所对应的发送符号的值。

具体地，经过OQAM/FBMC调制的第n个时刻的发送信号s(n)表示为：

其中，K为系统子载波数，k为子载波索引，m为符号索引，x_k(m)是相应子载波索引和符号索引对应的实数数据，g(·)表示原型滤波器函数，j为虚数单位；

解调后的复数信号y_k(m)表示为：

其中，r(n)表示发送信号s(n)经过信道传输之后的信号。

在一种可选实施方式一下，在衰落信道下，忽略高斯噪声的影响，并通过对解调符号间存在的固有虚部干扰进行规避后，结合导频推导得到发送信号的估计表达式为：

子载波索引k所对应的信道频域响应H(k)的实部H^R(k)和虚部H^I(k)分别是上述估计表达式中的两个实数未知量。本发明借助导频得到接收端解调符号快速判决对应的标准，并通过在发送端至少插入两个导频来得到这个标准。以插入两列随机导频为例进行说明如下：

当N＝2时，记发送端第k个子载波上的导频符号分别为P_k(1)和P_k(2)，对应的导频解调符号分别为p_k(1)和p_k(2)，其值均为P_k；将导频符号带入到上述发送信号的估计表达式中，得到如下表达式：

其中，为导频解调符号p_k(1)的虚部；/>为导频解调符号p_k(1)的实部；为导频解调符号p_k(2)的虚部；/>为导频解调符号p_k(2)的实部。

联立上述表达式，可以用导频来表示上述实部H^R(k)和虚部H^I(k)；

进一步可以得到发送信号的估计表达式的变形式：

进一步地，将上述和/>的系数分别记为第k个子载波对应的判决系数d_k和l_k，即第k个子载波对应的判决系数d_k和l_k分别为：

由此可以看出，判决系数d_k和l_k均仅与导频符合和导频解调符号相关。进一步地，结合判决系数d_k和l_k的表达式可以看出，当N＝2时，判决系数d_k和l_k的形式正好和两点拟合直线的斜率与截距的形式接近，d_k的表达式等同于直线的斜率表达形式，l_kP_k的表达式等同于对应直线的截距表达形式。具体地，第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

或者/>

其中，为导频解调符号p_k(1)的虚部；/>为导频解调符号p_k(1)的实部；为导频解调符号p_k(2)的虚部；/>为导频解调符号p_k(2)的实部；p_k(1)和p_k(2)为第k个子载波上的两个导频解调符号。

通过观察发现，当发送端对每一个发送端子载波上的数据符号均插入多个相同的导频符号时，接收端解调后的导频解调符号在复平面上呈现相同符号近似沿一条直线分布的特性，因此，可以先对子载波的导频解调符号进行直线拟合，然后基于拟合直线的斜率和截距，计算得到子载波所对应的判决系数。具体地，所得第k个子载波对应的判决系数d_k和l_k分别为：d_k＝e_k，

进一步地，可以在发送端引入更多的导频符号，以使直线拟合更加准确；在一种可选实施方式下，在发送端设置N列相同的导频符号，值均为P_k；N≥3。在接收端，得到对应的导频解调符号也有N列，即p_k(i)，对应第k个子载波的第i个导频解调符号，该符号在复平面对应的坐标为根据N列相同导频符号对应的导频解调符号的坐标，可以借助线性回归的方式得到回归直线方程。具体地，当N≥3时，第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

其中，为第k个子载波上的第i个导频解调符号的实部；/>为第k个子载波上的第i个导频解调符号的虚部。

基于判决系数d_k和l_k，进一步将发送信号的估计表达式的变形式转换为：

具体地，在传统判决方式中通过信道估计和信道均衡得到后，基于判决门限对其进行符号判决；其中，/>进行符号判决的判决门限为x₀，具体地，记调制阶数为4^r，此时对应的x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)。这些点将实数域分成2^r个区间，根据和x₀的相对大小，落在相同区间的将会被判决为同一个值，落入不同的区间就会被判决为不同的符号。

为了方便计算，本发明基于上述变形式，得到第k个子载波所对应的判决门限表达式为：

f_k(x₀)＝l_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部。

需要说明的是，本发明并不直接比较和x₀的相对大小，而是将原始判决门限x₀转换为f_k(x₀)＝l_kx₀，基于上述估计表达式的转换形式，将原始判决变量/>转换为来进行比较，大大降低了符号恢复方法的判决计算的复杂度。

可以看到定义的判决变量满足关系式判决门限满足关系式f_k(x₀)＝l_k*x₀。所以，对于任意阶数的OQAM调制，调制阶数为4^r，f_k(x₀)依据x₀将实数域分成2^r个区间。判决变量b_k(m)落在f_k(x₀)在实数域划分的每个实数区间的概率和/>落在x₀划分的每个实数区间的概率是相等的。所以可以得出结论，对于相同的解调符号，在快速判决和与经过信道估计和信道均衡之后进行符号判决，被判决为相同符号的概率是相同的。因此，该方法可以准确地实现符号恢复。

本发明所提供的快速判决恢复符号的方法在得到解调符号之后，不需要进行信道估计和信道均衡，只需要根据表达式计算出判决变量和判决门限，即可直接对解调符号进行判决恢复得到对应的符号。

在另一种可选实施方式二下，为了进一步提高上述判决方法的准确性，本实施方式进一步考虑信道中噪声的影响，以估计符号均方误差最小为标准，推导得到在已知噪声统计信息的情况下对应的最小符号波形失真的恢复符号的方法；记改进后方法为MIAD(Minimum symbol waveform distortion-IAD)：

假设得到的发送符号估计值表示为：

其中，G(k)为第k个子载波所对应的信道噪声影响因子；

那么，将估计符号和发送符号之间的均方误差表示为下面表达式：

根据要求使得实际发送的符号和估计得到符号的均方误差最小，那么必有所以，对上式求导并令其导数为0。可得：

其中，H^*(k)＝H^R(k)-jH^I(k)，表示H(k)的共轭。为了便于后面表示，令G(k)H(k)＝J_k ^-1，J_k是个实数，可得：

其中，P_η为信道中的噪声功率；P_x为发送端发射信号的功率；H(k)为第k个子载波所对应的信道频域响应；J_k为信道噪声的影响度，基于信噪比来度量；

其中，|H(k)|²可以借助d_k和l_k表示为：

为了对比两种符号判决方法的性能，表示可选实施方式二下考虑噪声所提符号判决方法和前文可选实施方式一所提判决方法(记为IAD(Decision based on InterferenceAvoidance))的均方误差的差值如下：

上式结果表明，考虑噪声的情况下得到均方误差要小于不考虑噪声的情况。并且，噪声的功率越大，上述表达式的绝对值越大，说明本可选实施方式二下的符号快速恢复方法的优势更加明显。

基于判决系数d_k和l_k，通过最小化符号波形失真，进一步将发送信号的估计表达式的变形式转换为：

基于导频进行计算后，|H(k)|²可以表示为：

此时，基于符号失真波形最小化得到第k个子载波所对应的判决门限表达式为：

f_k(x₀)＝l_kJ_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部。

需要说明的是，上述实施方案二的相关方案同实施方案一，这里不做赘述。

本发明在实数域上通过判决门限将实数域分成了不同的区间，根据接收端解调符号计算得到的判决变量和判决门限的相对大小关系，对接收端解调符号进行判决，从而恢复符号。

优选地，上述步骤S2中，将第k个子载波上解调符号所对应的判决变量与第k个子载波所对应的一组判决门限f_k(x₀ ⁽ⁱ⁾)依次进行比较；

当上述判决变量小于f_k(x₀ ⁽¹⁾)时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小小于x₀ ⁽¹⁾的OQAM符号标准取值；

当上述判决变量大小位于[f_k(x₀ ^(j))，f_k(x₀ ^(j+1))]范围内时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小位于取值范围[x₀ ^(j)，x₀ ^(j+1)]内的OQAM符号标准取值；j＝1,2,…,L-1；

当上述判决变量大于f_k(x₀ ^(L))时，将该判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小大于x₀ ^(L)的OQAM符号标准取值；

其中，OQAM符号标准取值集为{-(2^r-1),-(2^r-3),...,+(2^r-1)}。

需要说明的是，在每一个范围内的判决变量所对应的OQAM符号标准取值均为唯一值。

具体地，在一种可选实施方式下，比较判决门限f_k(x₀)和判决变量b_k(m)，进而对相应的发送符号进行判决的具体步骤如下：

Step1：初始化x₀＝-(2^r-2)；

Step2：若f_k(x₀)≥b_k(m)，则判决解调符号y_k(m)对应的发送符号值为x₀-1，判决结束；否则，转至Step3；

Step3：令x₀＝x₀+2；

Step4：若x₀＝2^r，则判决解调符号y_k(m)对应的发送符号值为x₀-1，判决结束；否则，转至Step2。

具体地，在16QAM调制的情况下上述比较判决的示意图如图3所示。

更进一步地，本发明发现判决恢复符号在复平面具有图形学的意义，即本发明所设置的判决门限对应在复平面上不同的分界线，落在不同区域会被判决为不同的符号。具体地，将进替换为符号判决的判决门限为x₀后，可以得到：/>x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)；可以将上式理解为一个直线簇，这些直线相互平行截距却各不相同。所以，从图形上去理解本发明所提供的符号快速恢复方法可以发现，该方法在图形上也可以进行解释。被用作判决标准的f_k(x₀)，在接收端解调符号复平面上对应为不同的直线的截距。本发明所提供的符号快速判决恢复方法是将解调符号代入计算得到判决变量b_k(m)再和判决门限f_k(x₀)进行比较。在接收端解调符号所对应的复平面上，这些直线将复平面分成2^r个互不相交的区间，根据解调符号和直线的相对位置，落在相同区间的将会被判决为同一个值，落入不同的区间就会被判决为不同的符号。具体地，16QAM调制下比较判决的图形化表示如图4所示。

为了进一步说明本发明所提供的多载波符号快速恢复方法的性能，分别给出了在16QAM和256QAM调制下，分别采用本发明所提供的多载波符号快速恢复方法与现有方法所得的误码率(Bit Error Rate，BER)性能，对应的比较结果分别如图5和图6所示；其中，本发明所提供的多载波符号快速恢复方法包括分别采用两列相同导频的符号快速恢复方法(记为LFD)和采用三列相同导频的符号快速恢复方法(记为LFD(N＝3))；现有的对照方法为IAM和POP。结合图5可以看出三列相同导频结构下的多载波符号快速恢复方法的性能是优于其他方法的；结合图6可以看出在256QAM调制下，所提方法的两种导频结构都优于对照方法，说明所提方法对于高阶QAM调制具有更好的适应性。

进一步地，通过统计处理一帧信号(有K个子载波、且每个子载波有M个符号)所需的实数乘法次数C_RM和实数加法次数C_RA来表示本发明所提供的符号快速恢复方法的复杂度，并与传统的符号恢复方法进行对比，更加直观的展示了直接判决方法在计算复杂度方面的优势。

下面对本发明所提供的多载波符号快速恢复方法中每个步骤的复杂度进行具体的分析：

1、计算判决变量b_k(m)：根据b_k(m)的表达式可以得到，在计算b_k(m)之前需要对每个子载波先计算得到d_k，得到d_k之后计算一个解调符号对应的b_k(m)需要1次实数乘法和1次实数加法。对于两列相同导频的判决方法，计算d_k需要1次实数乘法和2次实数加法。所以对于一帧信号计算b_k(m)需要的实数乘法(M+1)K次和实数加法(M+2)K次。对于N列随机导频的方法(N≥3)，计算d_k需要2(N+2)次实数乘法和2(N-1)次实数加法。所以对于一帧信号计算b_k(m)需要的实数乘法(M+2N+4)K次和实数加法(M+4N-2)K次。

2、计算判决门限f_k(x₀)：根据f_k(x₀)的表达式，计算f_k(x₀)需要已知d_k和l_k。由于计算判决门限f_k(x₀)是整数倍的实数乘法多次计算，所以可以简化为加法运算，并且根据符号的对称性可知该计算量可以减半。对于调制阶数为4^r的OQAM调制，x₀共有2^r-1个取值。除去中间的符号0，然后根据对称性，计算l_kx₀需要2^r-1-1次实数加法。在已知d_k的情况下，计算一个子载波对应的l_k需要2次实数乘法和1次实数加法。即对于符号判决恢复方法，计算一帧解调符号对应的l_k需要2K次实数乘法和2^r-1K次实数加法。

3、计算J(k)：对于基于符号波形失真最小的符号判决方法，需要对每个子载波计算J(k)。在已知d_k和l_k的情况下，对于一个子载波需要进行5次实数乘法和2次实数加法。所以对于一帧解调符号，在两列相同导频进行符号判决的情况下，共需要5K次实数乘法和2K次实数加法。

而对于对照方法中IAM信道估计与符号恢复：对于一个子载波IAM方法进行信道估计需要进行8次实数乘法和4次实数加法。那么，对于一帧信号，IAM方法进行信道估计需要进行8K次实数乘法和4K次实数加法。在得到信道状态信息之后，恢复一个符号需要4次实数乘法和2次实数加法。所以，对于一帧解调符号，已知信道状态信息恢复符号需要4MK次实数乘法和2MK次实数加法。对于对照方法中POP信道估计与符号恢复：对于一个子载波POP方法进行信道估计需要进行6次实数乘法和2次实数加法。那么，对于一帧信号，POP方法进行信道估计需要进行6K次实数乘法和2K次实数加法。在得到信道状态信息之后，恢复一个符号需要4次实数乘法和2次实数加法。所以，对于一帧解调符号，已知信道状态信息恢复符号需要4MK次实数乘法和2MK次实数加法。

具体地，表1给出了所提方法的在两种导频结构下(对应LFD和LFD(N≥3))以及对照方法IAM和POP恢复一帧符号所需要的实数乘法次数C_RM和实数加法C_RA的次数。其中K和M分别对应子载波个数和每个子载波对应的符号个数。

表1

从表1可以看出，本发明所提供的多载波符号快速恢复方法的计算复杂度要远低于对照方法。

实施例2、

一种接收装置，用于执行本发明实施例1所提供的多载波符号快速恢复方法。

相关技术方案同实施例1，这里不做赘述。

实施例3、

一种多载波符号快速恢复方法装置，包括：存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时执行本发明实施例1所提供的多载波符号快速恢复方法。

相关技术方案同实施例1，这里不做赘述。

实施例4、

一种多载波系统，包括：发送端和接收端；

发送端用于对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制得到发射信号，并发射至接收端；N≥2；

接收端用于执行本发明实施例1所提供的多载波符号快速恢复方法中的步骤S1-S2。

相关技术方案同实施例1，这里不做赘述。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种高精度的多载波符号快速恢复方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、接收端接收到发送端发射的信号后，对接收到的信号进行OQAM/FBMC解调处理，得到解调信号；所述发送端发射的信号为对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制所得的信号；N≥2；所述导频符号的取值为任意实数；所述发送端所有子载波上的数据符号均为任意阶数的OQAM调制符号；所述解调信号中的每一个子载波均包括对发送端发射的信号中对应子载波上的导频符号进行解调后的导频解调符号；

S2、对所述解调信号中的各子载波分别进行判决操作，从而恢复发送端发射的信号；

其中，对所述解调信号中的第k个子载波的判决操作方法包括：对第k个子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距，计算得到第k个子载波所对应的判决系数；并根据所述第k个子载波所对应的判决系数，计算得到第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量；通过比较所述第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量与所述第k个子载波所对应的判决门限的相对大小，判决得到第k个子载波上各解调符号所对应的发送符号的值；

所述第k个子载波所对应的判决系数d_k和l_k分别为：

d_k＝e_k

其中，e_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率；b_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的截距；P_k为发送端第k个子载波上的导频符号的值；

当N＝2时，所述第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

或者/>

其中，为导频解调符号p_k(1)的虚部；/>为导频解调符号p_k(1)的实部；为导频解调符号p_k(2)的虚部；/>为导频解调符号p_k(2)的实部；p_k(1)和p_k(2)为第k个子载波上的两个导频解调符号；

当N≥3时，所述第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

其中，为第k个子载波上的第i个导频解调符号的实部；/>为第k个子载波上的第i个导频解调符号的虚部；

计算第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量的方式包括：方式一或方式二；

在所述方式一中：

所述第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部；

在所述方式二中：

所述第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kJ_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部；P_η为信道中的噪声功率；P_x为发送端发射信号的功率。

2.根据权利要求1所述的多载波符号快速恢复方法，其特征在于，所述步骤S2中，将第k个子载波上解调符号所对应的判决变量与第k个子载波所对应的一组判决门限f_k(x₀ ⁽ⁱ⁾)依次进行比较；

当所述判决变量小于f_k(x₀ ⁽¹⁾)时，将所述判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小小于x₀ ⁽¹⁾的OQAM符号标准取值；

当所述判决变量大小位于[f_k(x₀ ^(j))，f_k(x₀ ^(j+1))]范围内时，将所述判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小位于取值范围[x₀ ^(j)，x₀ ^(j+1)]内的OQAM符号标准取值；j＝1,2,…,L-1；

当所述判决变量大于f_k(x₀ ^(L))时，将所述判决变量判决为OQAM符号标准取值集中大小大于x₀ ^(L)的OQAM符号标准取值；

其中，所述OQAM符号标准取值集为{-(2^r-1),-(2^r-3),...,+(2^r-1)}。

3.一种接收装置，其特征在于，用于执行：

接收到发送端发射的信号后，对接收到的信号进行OQAM/FBMC解调处理，得到解调信号；所述发送端发射的信号为对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制所得的信号；N≥2；所述导频符号的取值为任意实数；所述发送端所有子载波上的数据符号均为任意阶数的OQAM调制符号；所述解调信号中的每一个子载波均包括对发送端发射的信号中对应子载波上的导频符号进行解调后的导频解调符号；

对所述解调信号中的各子载波分别进行判决操作，从而恢复发送端发射的信号；

其中，对所述解调信号中的第k个子载波的判决操作方法包括：对第k个子载波的导频解调符号进行直线拟合后，基于拟合直线的斜率和截距，计算得到第k个子载波所对应的判决系数；并根据所述第k个子载波所对应的判决系数，计算得到第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量；通过比较所述第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量与所述第k个子载波所对应的判决门限的相对大小，判决得到第k个子载波上各解调符号所对应的发送符号的值；

所述第k个子载波所对应的判决系数d_k和l_k分别为：

d_k＝e_k

其中，e_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率；b_k为第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的截距；P_k为发送端第k个子载波上的导频符号的值；

当N＝2时，所述第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

或者/>

其中，为导频解调符号p_k(1)的虚部；/>为导频解调符号p_k(1)的实部；为导频解调符号p_k(2)的虚部；/>为导频解调符号p_k(2)的实部；p_k(1)和p_k(2)为第k个子载波上的两个导频解调符号；

当N≥3时，所述第k个子载波的导频解调符号所对应的拟合直线的斜率e_k和截距b_k分别为：

其中，为第k个子载波上的第i个导频解调符号的实部；/>为第k个子载波上的第i个导频解调符号的虚部；

计算第k个子载波所对应的判决门限，以及第k个子载波上各解调符号所对应的判决变量的方式包括：方式一或方式二；

在所述方式一中：

所述第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部；

在所述方式二中：

所述第k个子载波所对应的判决门限f_k(x₀)的表达式为：

f_k(x₀)＝l_kJ_kx₀

第k个子载波上的第m个解调符号所对应的判决变量b_k(m)的表达式为：

其中，x₀＝-(2^r-2),-(2^r-4),...,+(2^r-2)，记为x₀ ⁽ⁱ⁾，i＝1,2,…,L；L为x₀中的取值数量；和/>分别为第k个子载波上的第m个解调符号的实部和虚部；P_η为信道中的噪声功率；P_x为发送端发射信号的功率。

4.一种用于多载波系统的符号恢复装置，其特征在于，包括：存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时执行权利要求1-2任意一项所述的多载波符号快速恢复方法。

5.一种多载波系统，其特征在于，包括：发送端和接收端；

所述发送端用于对每一个发送端子载波上的数据符号均插入N个相同的导频符号后，进行OQAM/FBMC调制得到发射信号，并发射至所述接收端；N≥2；

所述接收端用于执行权利要求1-2任意一项所述的多载波符号快速恢复方法中的步骤S1-S2。