CN103441690B - 高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电能转换器技术，旨在提供一种高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器的控制方法。该方法是通过调节前级隔离型逆变器的驱动信号实现辅助变压器输出的调节,从而将辅变压器后的Dc-Dc变流器的输入电压与输出电压的电压差控制在调整目标范围内本发明变压器的利用率最大化；输出侧的闭环控制通过不隔离Dc-Dc变流器实现，提高了反馈控制的可靠性；易实现软开关，实现高频高效率；宽电压范围输出时不影响辅助变压器的电压和电流应力；副边的整流电路更容易采用同步整流技术。
Description
技术领域
本发明涉及一种隔离型Dc/Dc电能转换器，具体的说是一种通过辅助Dc-Dc变流器调整组合变流器输出电压的Dc/Dc变流器。
背景技术
很多电能转换的应用场合需要实现输入、输出之间的电气隔离，还需要输出电压的紧调整，以便保证负载扰动或者输入电压变动时，输出电压仍然恒定。为了实现输出的紧调整，一般采用带有高频变压器隔离Dc/Dc变流器，如图1所示，通过原边开关管的占空比或者开关频率的调节，实现输出电压的恒定。这样的方案虽然简单，但是效率较低，尤其是变压器的工作占空比也会随着电路的占空比调节而变化，导致变压器的利用率降低。
为了提高变压器的利用率，可以采用两级Dc/Dc的结构，如图2所示。其中第一级DC/Dc中的变压器在工作在固定占空比的状态，依靠后级不隔离的Dc-Dc变流器实现输出电压的紧调整。采用这样的结构，虽然前级作为DCX，可以看作一个等效的直流变压器，实现效率的最优化。但是，所有的输入功率要经过两级变换，效率降低。文献(CN102185493A)中提出了一种交流侧串联，直流输出侧并联紧调整的高效变流电路拓扑，如图3所示。为了简化说明，将图中的逆变器等效为交流源Vin。由于该拓扑的输出电压调整能力的实现依靠并联的Dc-Dc变流器，因此当输出电压变化范围较宽时，并联Dc-Dc变流器的输入侧承受电压变化很大，并且其处理的功率变化范围也很大，因此其电压应力过高，不利于变流器的效率优化。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种既可以获得很高的效率，又可以实现输出紧调整的Dc-Dc变流器组合变流器的高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器的控制方法。通过调节前级隔离型逆变器的驱动信号，调节辅助变压器的输出,从而使辅变压器一侧的Dc-Dc变流器的输入电压与输出电压的电压差可以控制在最佳范围之内。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器的控制方法，是通过调节前级隔离型逆变器的驱动信号实现辅助变压器输出的调节,从而将辅变压器后的Dc-Dc变流器的输入电压与输出电压的电压差控制在调整目标范围内；该方法具体包括：通过利用高频变压器原边绕组的串联结构，将部分功率经过主变压器的直接处理流入负载，另一部分功率经过辅变压器和Dc-Dc变流器的处理再流入负载；在该过程中，利用输出侧的反馈电路采样Dc-Dc变流器前后的电压，并通过反馈电路来控制Dc-Dc变流器的输出实现输出电压的紧调整；同时，通过比较辅助变压器的输出和主变压器的输出后，由反馈电路对原边的交流输入电源进行控制，使辅助变压器输出跟随主变压器输出的变化而变化。
本发明进一步提供了用于实现前述方法的高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器，包括主变压器和辅变压器，主变压器的原边绕组与辅变压器的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到高频输入源的两端；主变压器副边绕组的一个输出端设有一个整流器Rec1，整流器Rec1的一个输出端接输出地，另一个输出端接至输出电容Co的正端；输出电容Co另一端接输出地，负载RL并联接于输出电容Co两端；所述辅变压器副边绕组的输出端设有一个整流器Rec2，整流器Rec2的输出端接至电容C1的两端，同时Dc-Dc变流器的输入端均接于电容C1的两端，该Dc-Dc变流器的一个输出端接至输出地，另一个输出端则接于输出电容Co的正端；
在辅变压器副边绕组的输出侧还设有反馈电路，该反馈电路一端接于辅变压器输出端和电容C1之间用于采样，另一端接于Dc-Dc变流器与输出电容Co正端之间用于采样；反馈电路中设第一控制电路和第二控制电路，Dc-Dc变流器输出的正端同时接至第一控制电路和第二控制电路的输入端，整流器Rec2输出的正端也接至第二控制电路的输入端；第一控制电路的输出端接至Dc-Dc变流器的控制端，第一控制电路的输出端接到高频输入源Vin的控制端。
本发明中，所述反馈电路还包括两个分压电路，分别是电阻R1-R2串联组和电阻R3-R4串联组；
所述的整流器Rec2是设在辅变压器副边绕组同名端与电容C1正端之间的二极管D12，二极管D12的阴极同时接至电容C1的正端和电阻R3-R4串联组的一端，电阻R3-R4串联组的另一端接输出地，其中点同时接至误差放大器的负输入端和误差放大器的反馈网络Z的一端；
所述第一控制电路的输入端和电阻R1-R2串联组的一端均接至输出电容Co正端，第一控制电路的输出端接至Dc-Dc变流器的控制端，电阻R1-R2串联组的中点接至误差放大器的正输入端，电阻R1-R2串联组的另一端接输出地；误差放大器的输出端同时接至反馈网络Z的另一端和第二控制电路的输入端；第二控制电路的输出端则接至设于变压器原边绕组侧的开关管Q1的控制端；
开关管Q1的一端接两个变压器串联原边绕组的一端，开关管Q1的另一端接输入的地；两个变压器串联原边绕组的另一端接高频输入源Vin的正端，输入源Vin的负端接输入的地；
与整流器Rec2对应，所述整流器Rec1是设在主变压器副边绕组的输出端与输出电容Co之间的二极管D1；二极管D1的负极连接至输出电容Co的正端。
本发明中，所述主变压器和辅变压器的副边绕组均为中心抽头结构，且各自与两个二极管构成整流器Rec1和整流器Rec2；
所述整流器Rec1具有如下结构：主变压器副边第一绕组的一端接道二极管D1的阳极，二极管D1的阴极接到输出电容Co的正端；主变压器副边第一绕组的另一端同时接至输出地和副边第二绕组的一端，主变压器副边第二绕组的另一端则接到二极管D2的阳极，二极管D2的阴极接到二极管D1的阴极；
所述整流器Rec2具有如下结构：辅变压器副边第一绕组的一端接至二极管D3的阳极，另一端则同时接到电容C1的负端和第二绕组的一端；二极管D3的阴极同时接至电容C1的正端和二极管D4的阴极，二极管D4的阳极则接到辅变压器副本第二绕组的另一端；
所述反馈电路还包括两个分压电路，分别是电阻R1-R2串联组和电阻R3-R4串联组；电阻R3-R4串联组的一端接至电容C1的正端，另一端则接输出地，其中点同时接至误差放大器的负输入端和误差放大器的反馈网络Z的一端；
第一控制电路的输入端和电阻R1-R2串联组的一端均接至输出电容Co正端，第一控制电路的输出端接至Dc-Dc变流器的控制端，电阻R1-R2串联组的中点接至误差放大器的正输入端，电阻R1-R2串联组的另一端接输出地；误差放大器的输出端同时接至反馈网络Z的另一端和第二控制电路的输入端；第二控制电路的输出端接至设于变压器原边绕组侧的半桥驱动器；
高频输入源Vin侧包括开关管Q1-Q2串联组，其一端接高频输入源Vin的正端，另一端同时接输入地和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接两个变压器串联原边绕组的一端；两个变压器串联原边绕组的另一端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接开关管Q1-Q2串联组的中点；开关管Q1和Q2的控制端均接至半桥驱动器，高频输入源Vin的负端接输入地。
本发明中，所述第一控制电路和第二控制电路是PWM控制电路、谐振半桥控制电路、恒频PWM控制电路或变频控制电路中的任意一种。
相对于现有技术，本发明的有益效果：
1、主变压器和辅助变压器的利用率最大化；
2、输出侧的闭环控制通过不隔离Dc-Dc变流器实现，提高了反馈控制的可靠性；
3、易实现软开关，实现高频高效率；
4、宽电压范围输出时不影响辅助变压器的电压和电流应力；
5、副边的整流电路更容易采用同步整流技术。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1：传统PWM变流器；
图2：两级级联型变流器；
图3：变压器原边交流侧串联的紧调整组合变流器；
图4：本发明提出的针对变压器原边交流侧串联的组合变流器的控制策略；
图5：采用本发明中控制策略的反激型组合变流器；
图6：采用本发明中的控制策略的谐振半桥型组合变流器。
具体实施方式
如图4所示，本实施例中包括两个变压器T1和T2，主变压器T1的原边绕组与辅变压器T2的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到高频输入源Vin的两端。T1的副边绕组的输出接到整流电路Rec1的输入端。T2的副边绕组的输出接到整流电路Rec2的输入端。Rec1的输出一端接到Co的正端，另一端接到输出Vo负端。负载RL一端接到输出电容Co的正端，另一端接到Vo的负端。整流器Rec2的输出一端接到电容C1的正端，另一端接到C1的负端。C1的正端接到Dc-Dc变流器的正输入端，C1的负端接到Dc-Dc变流器的负输入端。Dc-Dc变流器的输出端一端接输出Vo的正端，另一端接输出的地。Dc-Dc变流器的输出同时接到其控制电路1的输入端和控制电路2的输入端，控制电路1的输出端接到Dc-Dc变流器的控制端；控制电路2的另一个输入端接到电容C1的正端，控制电路2的输出端接到Vin的控制端。除图5、6中的实施例之外，本发明中的控制电路1和2可采用传统的恒频PWM控制电路或变频控制电路。
本实施例利用高频变压器原边绕组的串联结构，部分功率经过T1的直接处理流入负载，另一部分功率经过T2后，再经过Dc-Dc变流器的处理，流入负载。因此，通过这样的结构，既实现了输出电压的紧调整，又使部分功率只经过一级的处理，提高了整体功率转换的效率。同时依靠Dc-Dc变流器实现输出电压的紧调整。反馈控制信号的传递在输出侧进行，通过反馈电路来控制副边Dc-Dc变流器的输出，可以避免光耦隔离等可靠性低的电路。另外，原边的交流输入电源可以通过比较辅变压器的输出和主变压器的输出后，通过控制电路2对输入进行控制，从而调节辅变压器的输出跟随主变压器的输出变化而变化，实现即使输出电压能够在较宽的范围内变动也不会对辅变压器和Dc-Dc变流器承受的功率产生大的影响。
根据图5中的实施例，对本发明的控制策略进行进一步说明。输入直流电压源Vin的正端接到主变压器T11原边绕组的同名端，T11原边绕组的另一端接到变压器T12的原边绕组的同名端，T12原边绕组的另一端接到开关管Q1的一端，Q1的另一端接到输入的地；开关管Q1的控制端连接到PWM控制电路2的输出端；主变压器T11的副边绕组的同名端接到输出侧的地，另一端接到二极管D1的阳极，D1的阴极接到输出电容Co的正端；负载RL与输出电容Co并联；辅变压器T12的副边绕组的同名端接到输出电容C1的负端，另一端接到二极管D12的阳极，D12的阴极接到C1的正端；电容C1的正、负两端作为Dc-Dc变流器的正、负输入端。Dc-Dc变流器1的输出端与输出电容Co并联。
由电阻R3和R4串联组成的分压电路，其中R3的一端接到电容C1的正端，另一端接到电阻R4和误差放大器1的负输入端，同时接到误差放大器1的反馈网络Z的一端；电阻R4的另一端接到输出地。
电阻网络R1和R2串联作为输出电压的分压采样；其中电阻R1的一端接到输出电容的正端，另一端接到电阻R4的一段，同时接到误差放大器1的正向输入端；电阻R2的另一端接到输出地。误差放大器1的输出端接到反馈网络Z的另一段，同时接到PWM控制电路的输入端；PWM控制电路2的输出端接到Q1的控制端。
根据图6所示的实施例中，原边半桥中的开关管Q1的一端接到输入Vin的正端，Q1的另一端接到Q2的一端，同时接到谐振电容Cr的一端。Q2的另一端接输入的低。Q1和Q2的控制端接驱动电路。Cr1的另一端接到谐振电感Lr1的一端，Lr1的另一端接到T11原边绕组的一端，T11原边绕组的另一端接到T12原边绕组的一端。T12原边绕组的另一端接到输入的地。主变压器T11的副边绕组为中心抽头结构，T11副边第一绕组的一端接道二极管D1的阳极，D1的阴极接到输出电容Co的正端。第一绕组的另一段接到输出地同时接到副边第二绕组的一端；副边第二绕组的另一段接到二极管D2的阳极。D2的阴极接到D1的阴极。
辅变压器T12的副边同样为中心抽头结构，T12的副边第一绕组的一端接道D3的阳极，T12第一绕组的另一端接到电容C1的负端，同时接到第二绕组的一端，D3的阴极接到电容C1的正端，同时接到二极管D4的阴极。T12的第二绕组的另一端接到二极管D4的阳极。电容C1接到Dc-Dc变流器1的输入正端和负端，Dc-Dc变流器的输出正端接到Co的正端。
由电阻R3和R4串联组成的分压电路，其中R3的一端接到电容C1的正端，另一端接到电阻R4和误差放大器1的负输入端，同时接到误差放大器1的反馈网络Z的一端；电阻R4的另一端接到输出地。
电阻网络R1和R2串联作为输出电压的分压采样；其中电阻R1的一端接到输出电容的正端，另一端接到电阻R4的一段，同时接到误差放大器1的正向输入端；电阻R2的另一端接到输出地。误差放大器1的输出端接到反馈网络Z的另一段，同时接到谐振半桥控制电路2的输入端。谐振半桥控制电路2的输出端接到半桥驱动电路的输入端，半桥驱动电路的第一输出端接到Q1的控制端，第二输出端接到Q2的控制端。
应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
Claims (5)
1.高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器的控制方法，其特征在于，是通过调节前级隔离型逆变器的驱动信号实现辅助变压器输出的调节,从而将辅变压器后的DC-DC变流器的输入电压与输出电压的电压差控制在调整目标范围内；该方法具体包括：通过利用高频变压器原边绕组的串联结构，将部分功率经过主变压器的直接处理流入负载，另一部分功率经过辅变压器和DC-DC变流器的处理再流入负载；在功率传递的过程中，利用输出侧的反馈电路采样DC-DC变流器前后的电压，并通过反馈电路来控制DC-DC变流器的输出实现输出电压的紧调整；同时，通过比较辅助变压器的输出和主变压器的输出后，由反馈电路对原边的交流输入电源进行控制，使辅助变压器输出跟随主变压器输出的变化而变化。
2.用于实现权利要求1所述方法的高频交流侧串联实现紧调整输出的组合变流器，包括主变压器和辅变压器，主变压器的原边绕组与辅变压器的原边绕组串联后，各自的另一端分别接到高频输入源的两端；其特征在于，主变压器副边绕组的一个输出端设有一个整流器Rec1，整流器Rec1的一个输出端接输出地，另一个输出端接至输出电容Co的正端；输出电容Co另一端接输出地，负载RL并联接于输出电容Co两端；所述辅变压器副边绕组的输出端设有一个整流器Rec2，整流器Rec2的输出端接至电容C1的两端，同时DC-DC变流器的输入端均接于电容C1的两端，该DC-DC变流器的一个输出端接至输出地，另一个输出端则接于输出电容Co的正端；
在辅变压器副边绕组的输出侧还设有反馈电路，该反馈电路一端接于辅变压器输出端和电容C1之间用于采样，另一端接于DC-DC变流器与输出电容Co正端之间用于采样；反馈电路中设第一控制电路和第二控制电路，DC-DC变流器输出的正端同时接至第一控制电路和第二控制电路的输入端，整流器Rec2输出的正端也接至第二控制电路的输入端；第一控制电路的输出端接至DC-DC变流器的控制端，第一控制电路的输出端接到高频输入源Vin的控制端。
3.根据权利要求2所述的组合变流器，其特征在于，所述反馈电路还包括两个分压电路，分别是电阻R1-R2串联组和电阻R3-R4串联组；
所述的整流器Rec2是设在辅变压器副边绕组同名端与电容C1正端之间的二极管D12，二极管D12的阴极同时接至电容C1的正端和电阻R3-R4串联组的一端，电阻R3-R4串联组的另一端接输出地，其中点同时接至误差放大器的负输入端和误差放大器的反馈网络Z的一端；
所述第一控制电路的输入端和电阻R1-R2串联组的一端均接至输出电容Co正端，第一控制电路的输出端接至DC-DC变流器的控制端，电阻R1-R2串联组的中点接至误差放大器的正输入端，电阻R1-R2串联组的另一端接输出地；误差放大器的输出端同时接至反馈网络Z的另一端和第二控制电路的输入端；第二控制电路的输出端则接至设于变压器原边绕组侧的开关管Q1的控制端；
开关管Q1的一端接两个变压器串联原边绕组的一端，开关管Q1的另一端接输入的地；两个变压器串联原边绕组的另一端接高频输入源Vin的正端，输入源Vin的负端接输入的地；
与整流器Rec2对应，所述整流器Rec1是设在主变压器副边绕组的输出端与输出电容Co之间的二极管D1；二极管D1的负极连接至输出电容Co的正端。
4.根据权利要求2所述的组合变流器，其特征在于，所述主变压器和辅变压器的副边绕组均为中心抽头结构，且各自与两个二极管构成整流器Rec1和整流器Rec2；
所述整流器Rec1具有如下结构：主变压器副边第一绕组的一端接到二极管D1的阳极，二极管D1的阴极接到输出电容Co的正端；主变压器副边第一绕组的另一端同时接至输出地和副边第二绕组的一端，主变压器副边第二绕组的另一端则接到二极管D2的阳极，二极管D2的阴极接到二极管D1的阴极；
所述整流器Rec2具有如下结构：辅变压器副边第一绕组的一端接至二极管D3的阳极，另一端则同时接到电容C1的负端和第二绕组的一端；二极管D3的阴极同时接至电容C1的正端和二极管D4的阴极，二极管D4的阳极则接到辅变压器副边第二绕组的另一端；
所述反馈电路还包括两个分压电路，分别是电阻R1-R2串联组和电阻R3-R4串联组；电阻R3-R4串联组的一端接至电容C1的正端，另一端则接输出地，其中点同时接至误差放大器的负输入端和误差放大器的反馈网络Z的一端；
第一控制电路的输入端和电阻R1-R2串联组的一端均接至输出电容Co正端，第一控制电路的输出端接至DC-DC变流器的控制端，电阻R1-R2串联组的中点接至误差放大器的正输入端，电阻R1-R2串联组的另一端接输出地；误差放大器的输出端同时接至反馈网络Z的另一端和第二控制电路的输入端；第二控制电路的输出端接至设于变压器原边绕组侧的半桥驱动器；
高频输入源Vin侧包括开关管Q1-Q2串联组，其一端接高频输入源Vin的正端，另一端同时接输入地和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接两个变压器串联原边绕组的一端；两个变压器串联原边绕组的另一端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接开关管Q1-Q2串联组的中点；开关管Q1和Q2的控制端均接至半桥驱动器，高频输入源Vin的负端接输入地。
5.根据权利要求2-4任意一项中所述的组合变流器，其特征在于，所述第一控制电路和第二控制电路是PWM控制电路、谐振半桥控制电路、恒频PWM控制电路或变频控制电路中的任意一种。
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