CN103248221B - 降压转换器 - Google Patents

Abstract

一种降压转换器，包括变换电路、过零比较器、电流比较器、电压比较器及PFM控制电路，所述变换电路包括输入端与电源连接的开关管Q1、输出端与所述开关管Q1输出端连接且输入端接地的开关管Q2、一端与所述开关管Q1输出端连接的电感L、一端与所述电感L连接另一端接地的电容C及并联在所述电容C两端的电阻R1；所述电压比较器、过零比较器、电流比较器将比较结果输入所述PFM控制电路控制；PFM控制电路根据所述电压比较器、电流比较器以及过零比较器的比较结果输出控制开关管Q1和开关管Q2通断的控制信号。上述降压转换器通过采用内部产生的数字信号作为控制信号，PFM控制电路中采用动态部分关断策略，有效的减少系统损耗。

Description

降压转换器

【技术领域】

本发明涉及电子电路领域，特别是涉及一种降压转换器。

【背景技术】

随着集成电路工艺的日益发展，集成电路元件越来越小型化，使得集成电路的集成度越来越高，在集成电路中过高的电压会将金属氧化物半导体型场效应管(MOS管)击穿，轻则电路不工作，重则损坏整个电路，因此需要将外界提供的较高的直流电压降低到较低的直流电压供集成电路工作。合适的供电电压不仅能保护集成电路，同时能够有效的降低整个系统的功耗。

应用于生物医学工程的系统，一般都是电池或者锂电池供电，而且要求具有便携性、能够长时间工作等特点。这就要求，应用于生物医学工程系统的DC-DC电压转换器需要具有低功耗、高效率的特点。

可用于便携式医疗设备的电源管理DC-DC包括：1、低压差线性稳压电源(Low Drop Output，LDO)；2、开关电容变换电路(Switched Capacitor Converter)；3、开关电源型DC-DC。

LDO具有超低的输出电压噪声，这是它的最大优势，但是LDO线性稳压电源的缺点是当输入电压与输出电压之间的电压差较大时，调整管上的损耗大、导致效率很低。

开关电容式的DC-DC转换器负载能力差，在比较大负载的情况也不适用。此外，由于现代微电子工艺中，集成在芯片内的电阻一般不超过500KΩ，电容不超过50pF，这是因为如果集成电阻或者集成电容超过这些值，它们的非线性将极大地损坏电路的性能，得不偿失。鉴于开关电容所特有的特点：电容大，这一特点使得开关电容的应用有了一定的局限性。

传统的开关电源型DC-DC转换器包括脉冲宽度调制(Pulse-WidthModulation，PWM)控制方式，或者脉冲宽度调制与脉冲频率调制(Pulse-Frequency Modulation，PFM)混合调制(PWM/PFM)方式。

在PWM控制方式中，由于开关功率管和整流管一直处于开关转换状态，并且频率一般都较高，达到几MHz，从而产生很大的开关损耗，造成极大的系统功耗损失，在轻载情况下，效率迅速下降。不利于生物医学工程领域的电源管理要求。而PFM控制方法所需要的结构比较复杂，需要额外的负延时、单稳态触发信号(one-shot)发生模块等，更多的模块容易导致系统不稳定，容易发生震荡，并产生额外的功耗损耗。

【发明内容】

基于此，针对传统的降压转换方式效率低，并产生额外的功耗损耗的问题，有必要提供一种低功耗高效率的降压转换器。

一种降压转换器，包括变换电路、过零比较器、电流比较器、电压比较器及PFM控制电路

所述变换电路包括输入端与电源连接的开关管Q1、输出端与所述开关管Q1输出端连接输入端接地的开关管Q2、一端与所述开关管Q1输出端连接的电感L、一端与所述电感L连接另一端接地的电容C及并联在所述电容C两端的电阻R1；

所述电压比较器的反相输入端连接在所述电感L与所述电容C间的节点、正相输入端输入基准电压，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述电流比较器的正相输入端与所述开关管Q1的输入端连接、反相输入端输入所述电感L的电流峰值，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述过零比较器的正相输入端与所述开关管Q1输出端连接、反相输入端接地，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述PFM控制电路根据所述电压比较器、电流比较器以及过零比较器的比较结果输出控制开关管Q1和开关管Q2通断的控制信号。

优选地，所述电流比较器包括正相电流镜模块、反相电流镜模块，其中，

所述电流比较器正相输入端输入的电流I_in+经所述正相电流镜模块镜像与所述电流比较器反相输入端输入的电流I_in-经所述反相电流镜模块镜像到同一节点a；

若I_in+大于I_in-，则所述节点a的电压被拉高在所述电流比较器输出端输出高电平；

若I_in+小于I_in-，则所述节点a的电压被拉低在所述电流比较器输出端输出低电平。

优选地，所述正相电流镜像模块包括第一电流镜、第二电流镜，其中，

第一电流镜包括N沟道MOS管NMOS1、MOS管NMOS2、MOS管NMOS3、MOS管NMOS4及电阻R2，其中，

所述MOS管NMOS1漏极经所述电阻R2接入电流I_in+、栅极与所述MOS管NMOS2栅极连接后接入电流I_in+、源极与所述MOS管NMOS3漏极连接，所述MOS管NMOS3的栅极与所述MOS管NMOS4栅极连接后与所述MOS管NMOS1漏极连接、源极与所述MOS管NMOS4源极接地，所述MOS管NMOS4漏极与所述MOS管NMOS2源极连接，所述MOS管NMOS2漏极与所述第二电流镜连接；

第二电流镜包括P沟道MOS管PMOS1、MOS管PMOS2、MOS管PMOS3、MOS管PMOS4及电阻R3，其中，

所述MOS管PMOS1源极经所述电阻R3接所述MOS管NMOS2漏极、栅极与所述MOS管PMOS2栅极连接后接入所述MOS管NMOS2漏极、漏极与所述MOS管PMOS3源极连接，所述MOS管PMOS3的栅极与所述MOS管PMOS4栅极连接后与所述MOS管PMOS1源极连接、漏极与所述MOS管PMOS4漏极连接，所述MOS管PMOS4源极与所述MOS管PMOS2漏极连接，所述MOS管PMOS2源极输出正相镜像电流。

优选地，所述反相电流镜模块包括N沟道MOS管NMOS5、MOS管NMOS6、MOS管NMOS7、MOS管NMOS8及电阻R4，其中，

所述MOS管NMOS5漏极经所述电阻R4接入电流I_in-、栅极与所述MOS管NMOS6栅极连接后接入电流I_in-、源极与所述MOS管NMOS7漏极连接，所述MOS管NMOS7栅极与所述MOS管NMOS8栅极连接后与所述MOS管NMOS5漏极连接、源极与所述MOS管NMOS8源极接地，所述MOS管NMOS8漏极与所述MOS管NMOS6源极连接，所述MOS管NMOS6漏极输出反相镜像电流与所述MOS管PMOS2源极连接输出正相镜像电流相遇。

优选地，所述电流比较器还包括第一反相器、第二反相器，其中，

所述第一反相器包括P沟道MOS管PMOS5、N沟道MOS管NMOS9，所述MOS管PMOS5漏极与所述MOS管PMOS4漏极连接、源极与所述MOS管NMOS9漏极连接、栅极与所述MOS管NMOS9栅极连接后接入所述节点a；

所述第二反相器包括P沟道MOS管PMOS6、N沟道MOS管NMOS10，所述MOS管PMOS6漏极与所述MOS管PMOS5漏极连接、栅极与所述MOS管NMOS10栅极连接后与所述MOS管PMOS5源极连接、源极与所述MOS管NMOS10漏极连接的节点b为所述电流比较器输出端。

优选地，所述PFM控制模块包括与门、第一非门、第二非门、或门、或非门及RS触发器，其中，

所述与门两输入端分别与所述电压比较器的输出端及过零比较器的输出端连接、输出端与所述RS触发器的R端连接，所述或门一输入端经所述第一非门与所述电压比较器的输出端连接，另一输入端与所述电流比较器输出端连接、输出端与所述RS触发器的S端连接，所述第一非门的输入端与电压比较器的输出端连接、输出端与或门一输入端连接；

所述RS触发器的Q端输出通断控制信号经驱动单元驱动以控制所述开关管Q1通断；

所述RS触发器的Q端经所述第二非门与所述或非门一输入端连接，所述或非门另一输入端与所述过零比较器的输出端连接、输出端输出通断控制信号经驱动单元驱动以控制所述开关管Q2通断。

优选地，还包括电流检测电路，所述电流比较器正相输入端经所述电流检测电路与所述开关管Q1的输入端连接。

优选地，所述电流检测电路包括P沟道MOS管PMOS7、MOS管PMOS8及放大器，其中，

所述开关管Q1为P沟道功率MOS管，所述开关管Q2为N沟道整流MOS管，所述MOS管PMOS7与所述功率MOS管共漏共栅连接，所述MOS管PMOS7源极与所述放大器一输入端连接，所述放大器另一输入端与所述MOS管PMOS8漏极及所述功率MOS管源极连接、输出端与所述MOS管PMOS8栅极连接，所述MOS管PMOS8源极输出检测电流。

优选地，还包括带隙基准，所述电压比较器为迟滞比较器，所述带隙基准与所述迟滞比较器正相输入端连接。

优选地，还包括分压电阻R5和分压电阻R6，所述迟滞比较器正相输入端经所述分压电阻R5连接在所述电感L与所述电容C间的节点、经所述分压电阻R6接地。

上述降压转换器通过电流比较器检测电感L电流是否到达峰值，从而发送信号至PFM控制电路控制开关管Q1的关闭，过零比较器检测开关管Q1的漏极电压是否为负，从而检测到电感L电流是否反向，发送信号至PFM控制电路控制开关管Q2的关闭，从而阻止了能量从电容C流向地，造成无谓的功耗损失。采用内部产生的数字信号作为控制信号，从而省去了额外的负延时、单稳态触发信号等控制模块，提高了电路的稳定性，降低了电路结构复杂度和功耗。同时，PFM控制电路中采用动态部分关断策略，有效的减少系统损耗，提高了效率。

【附图说明】

图1为降压转换器的结构框图；

图2为优选实施例中的降压转换器的原理图；

图3为优选实施例中的电流比较器的原理图；

图4为优选实施例中的电流检测电路的原理图；

图5为优选实施例中的电压比较器的原理图；

图6为降压转换器连续模式下的电感电流I_L和开关管Q1和开关管Q2的控制信号；

图7为当输入为V_in＝5V时，输出电压V_out和电感电流I_L的仿真波形；

图8为当输入为V_in＝3.5V时，输出电压V_out和电感电流I_L的仿真波形；

图9是输入为阶跃电压V_in＝6V到V_in＝3.5V时的仿真波形；

图10是负载电流为阶跃电流I_load＝0mA到I_load＝24mA时的输出波形；

图11是负载电流从0变化到10mA时的效率曲线。

【具体实施方式】

为了使本发明的目的、技术方案及优点更清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，一种降压转换器，包括变换电路100、电流比较器200、过零比较器300、电压比较器400及PFM控制电路500。

变换电路100包括输入端与电源连接的开关管Q1、输出端与开关管Q1输出端连接且输入端接地的开关管Q2、一端与开关管Q1输出端连接的电感L、一端与电感L连接另一端接地的电容C及并联在电容C两端的电阻R1。在本实施例中，开关管Q1为P沟道MOS管，开关管Q2为N沟道MOS管。在其他实施例中，开关管Q1、开关管Q2可以被IGBT(Insulated Gate Bipolar Translator，绝缘栅门极晶体管)等可控型开关器件替换。变换电路100为降压斩波电路(BuckChopper)，是一种对输入输出电压进行降压变换的直流斩波器，即输出电压低于输入电压，由于其具有优越的变压功能，因此可以直接用于需要直接降压的地方。

如图2所示，电流比较器200的正相输入端与开关管Q1的输入端连接、反相输入端输入电感L的电流峰值I_peak，并将比较结果V_ie输入PFM控制电路500。电流比较器200检测电感电流I_L是否到达峰值I_peak，从而利用PFM控制电路500控制开关管Q1的关闭。

过零比较器300的正相输入端与开关管Q1输出端连接、反相输入端接地，并将比较结果V_inv输入PFM控制电路500。过零比较器300检测开关管Q1的输出电压V_sw是否为负，从而检判断电感L的电流是否反向，并关闭开关管Q2，从而阻止了能量从电容C流向地，造成无谓的功耗损失。

电压比较器400的反相输入端连接在电感L与电容C间的节点、正相输入端输入基准电压V_ref，并将比较结果输入PFM控制电路500。在本实施例中，电压比较器400优选为迟滞比较器，带隙基准700与迟滞比较器正相输入端连接为电压比较器400提供基准电压V_ref。

PFM控制电路500根据电流比较器200、过零比较器300以及电压比较器400的比较结果输出控制开关管Q1和开关管Q2通断的控制信号。

PFM控制模块500包括与门、第一非门、第二非门、或门、或非门及RS触发器M。

与门两输入端分别与电压比较器400的输出端及过零比较器300的输出端连接、输出端与RS触发器M的R端连接，或门一输入端经第一非门与电压比较器400的输出端连接另一输入端与电流比较器200输出端连接、输出端与RS触发器M的S端连接，第一非门的输入端与电压比较器400的输出端连接、输出端与或门一输入端连接。

RS触发器M的Q端输出通断控制信号PFM_P经驱动单元502驱动以控制开关管Q1通断。RS触发器M的Q端经第二非门与或非门一输入端连接，或非门另一输入端与过零比较器300的输出端连接、输出端输出通断控制信号PFM_N经驱动单元502驱动以控制开关管Q2通断。

如图3所示，本实施例中，电流比较器200包括正相电流镜模块210、反相电流镜模块220、第一反相器230及第二反相器240。

电流比较器200正相输入端输入的电流I_in+经正相电流镜模块210镜像与电流比较器200反相输入端输入的电流I_in-(电感峰值电流I_peak)经反相电流镜模块220镜像到同一节点a；

正相电流镜像模块210包括第一电流镜202和第二电流镜204。

第一电流镜202包括N沟道MOS管NMOS1、MOS管NMOS2、MOS管NMOS3、MOS管NMOS4及电阻R2。

MOS管NMOS1漏极经电阻R2接入电流I_in+、栅极与MOS管NMOS2栅极连接后接入电流I_in+、源极与MOS管NMOS3漏极连接，MOS管NMOS3的栅极与MOS管NMOS4栅极连接后与MOS管NMOS1漏极连接、源极与MOS管NMOS4源极接地，MOS管NMOS4漏极与MOS管NMOS2源极连接，MOS管NMOS2漏极与第二电流镜连接；

第二电流镜包括P沟道MOS管PMOS1、MOS管PMOS2、MOS管PMOS3、MOS管PMOS4及电阻R3。

MOS管PMOS1源极经电阻R3接MOS管NMOS2漏极、MOS管PMOS1栅极与MOS管PMOS2栅极连接后接入MOS管NMOS2漏极、MOS管PMOS1漏极与MOS管PMOS3源极连接，MOS管PMOS3的栅极与MOS管PMOS4栅极连接后与MOS管PMOS1源极连接、MOS管PMOS3漏极与MOS管PMOS4漏极连接，MOS管PMOS4源极与MOS管PMOS2漏极连接，MOS管PMOS2源极输出正相镜像电流。

反相电流镜模块220包括N沟道MOS管NMOS5、MOS管NMOS6、MOS管NMOS7、MOS管NMOS8及电阻R4。

MOS管NMOS5漏极经电阻R4接入电流I_in-、MOS管NMOS5栅极与MOS管NMOS6栅极连接后接入电流I_in-、MOS管NMOS5源极与MOS管NMOS7漏极连接，MOS管NMOS7栅极与MOS管NMOS8栅极连接后与MOS管NMOS5漏极连接、MOS管NMOS7源极与MOS管NMOS8源极接地，MOS管NMOS8漏极与MOS管NMOS6源极连接，MOS管NMOS6漏极输出反相镜像电流与MOS管PMOS2源极连接输出正相镜像电流相遇在节点a。

若I_in+大于I_in-，则节点a的电压被拉高在电流比较器200输出端输出高电平，即此时V₀为高电平；若I_in+小于I_in-，则节点a的电压被拉低在电流比较器200输出端输出低电平，即此时V₀为低电平。

电流比较器200还包括第一反相器230和第二反相器240。

第一反相器230包括P沟道MOS管PMOS5、N沟道MOS管NMOS9，MOS管PMOS5漏极与MOS管PMOS4漏极连接、MOS管PMOS5源极与MOS管NMOS9漏极连接、MOS管PMOS5栅极与MOS管NMOS9栅极连接后接入节点a；

第二反相器240包括P沟道MOS管PMOS6、N沟道MOS管NMOS10，MOS管PMOS6漏极与MOS管PMOS5漏极连接、MOS管PMOS6栅极与MOS管NMOS10栅极连接后与MOS管PMOS5源极连接、MOS管PMOS6源极与MOS管NMOS10漏极连接的节点b为电流比较器200的输出端。

第一反相器230和第二反相器240。用于驱动节点a的节点电压V₀使其符合PFM控制模块500的输入请求。本实施例中的电流比较器200，仅仅用了两个镜像电流电路，将输入电流镜像后进行比较。结构十分简单，而且由于驱动电流很低，功耗也很低，只有几十毫微瓦。

如图5所示，是电压比较器400的原理图，该电压比较器400采用最经典的电压比较器，结构简单，功耗低，很适用于便携式医疗设备的低功耗要求。

参考图2，电流比较器200正相输入端经电流检测路600与开关管Q1的输入端连接。

如图4所示，电流检测电路600包括P沟道MOS管PMOS7、MOS管PMOS8及放大器，其中，

如上所述，开关管Q1为P沟道功率MOS管，开关管Q2为N沟道整流MOS管，MOS管PMOS7与开关管Q1，即功率MOS管共漏共栅连接，MOS管PMOS7源极接入放大器一输入端连接，放大器另一输入端与MOS管PMOS8漏极及功率MOS管(开关管Q1)源极连接、输出端与MOS管PMOS8栅极连接，MOS管PMOS8源极输出检测电流I_in+。

电流检测电路600，通过MOS管PMOS7将开关管Q1上得电流镜像后，通过载流电路将其检测并输出。

根据：

$I_d=\frac{1}{2}\mathrm{\μCox}\frac{W}{L}{(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{th}})}^2---\left(1\right)$

其中，I_d是MOS管PMOS7流过的漏极电流，也就是导通电流。

μ是N沟道或者P沟道器件的表面迁移率(cm²/V*s)。

Cox为单位面积栅氧化物电容(F/cm²)。

W和L分别为MOS管PMOS7的有效沟道宽度和长度。

V_GS是MOS管PMOS7的栅极和源极之间的电压。

V_th是MOS管PMOS7的阈值电压。

当V_GS(PMOS7)＝V_GS(Q1)时，我们可知

$I_D\left(\mathrm{PMOS}7\right):I_D\left(Q1\right)={\left(\frac{W}{L}\right)}_{\left(\mathrm{PMOS}7\right)}:{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\left(Q1\right)}---\left(2\right)$

$I_{\mathrm{in}}+=I_{D\left(Q1\right)}*\left(\frac{W_{\left(\mathrm{PMOS}7\right)}*L_{\left(Q1\right)}}{W_{\left(Q1\right)}*L_{\left(\mathrm{PMOS}7\right)}}\right)---\left(3\right)$

其中，I_D(PMOS7)和I_D(Q1)分别是MOS管PMOS7和开关管Q1的导通电流，W和L分别为MOS管PMOS7的宽度和长度。

从式(3)可以看出I_in+和电感电流I_L之间的关系式由MOS管PMOS7和开关管Q1的宽长比决定的，因此，可以通过控制它们的宽长比从而检测到精确的电感电流I_L。

如图2所示，包括分压电阻R5和分压电阻R6，迟滞比较器即电压比较器400的正相输入端经分压电阻R5连接在电感L与电容C间的节点、经分压电阻R6接地。

变换电路100的基本拓扑结构如图2所示。V_in是输入电压，通常为外部电源供电。开关管Q1和开关管Q2是功率MOS管和整流MOS管。实际应用中开关管Q1和开关管Q2通常采用具有很大宽长比的MOS管实现。在正常工作过程中，开关管Q1和开关管Q2以一定的时序一次开通，其中开关管Q1的导通时间为ton,其所占整个开关周期的比例称之为导通占空比，用D表示，开关管Q2的导通时间toff占整个开关周期的比例称为关断占空比，用Doff表示。

首先假定开关管Q1和开关管Q2都是理想开关，它们的导通电阻均为0，假设导通的时间加上不导通的时间是开关周期。由于导通时间加上关断时间等于开关周期，电感中得电流不会出现下降到零的情况，所以又称之为电流连续工作模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。

在一个开关周期T内，0—t_on时间内开关管Q1导通，电流就通过电感L，开关管Q1以及电容C对负载供电，这时电感L作为储能原件。这时节点SW电压V_sw等于输入电压V_in，电感电流按照固定的斜率上升，其斜率可表示为：

S_on＝(V_in-V_out)/L                (4)

其中，S_on为电感电流I_L上升的斜率，V_in和V_out分别为输入电压和输出电压，L为电感的值。

那么在t_on-T时间内，开关管Q1关断，开关管Q2打开，电感L中储存的能量释放给负载和电容C，这时的节点SW电压V_sw等于0。电感L中得电流I_L就会按照固定的斜率下降，其斜率为：

S_off＝V_out/L                  (5)

在一个周期内，SW电压均值为：

A_sw＝D*V_in

其中，S_off为电感电流I_L下降的斜率，A_sw为节点SW的电压V_sw的均值。

由于节点SW的电压V_sw包括所有斩波电路的作用。电感电流的改变值和输出电压可分别表示为：

${\mathrm{\ΔI}}_L=\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}(T-t_{\mathrm{on}})---\left(6\right)$

V_out＝D*V_in                  (7)

其中，△I_L为电感电流的改变值，T为开关周期，t_on为开关管Q1导通的时间，D为开关管Q1导通的占空比。

上面的分析是基于：导通的时间加上关断的时间为整个开关周期，假设电路中的电感L比较小，输出电感电流I_L比较小或者开关周期T比较长的情况时，当电感电流下降到零时，新的周期仍然没有开始，这种情况被称为电感电流不连续模式(Discontinuous Conduction Mod，DCM)。此时，开关管Q1和开关管Q2的控制信号CLK_PMOS和CLK_NMOS，电感L上的电感电流I_L如图6所示。电感电流I_L的改变值和输出电压可以分别表示为如下：

${\mathrm{\ΔI}}_L=\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}*t_{\mathrm{off}}---\left(8\right)$

$V_{\mathrm{out}}=\frac{D}{D+D_{\mathrm{off}}}*V_{\mathrm{in}}---\left(9\right)$

其中，T_off为开关的关断时间。

这种结构的DC-DC转换器输出电压V_out都低于或者等于输入电压V_in，所以我们称之为buck转换器。

如图7和图8所示，分别为：当V_in＝5V和V_in＝3.5V时输出电压V_out和电感电流I_L的仿真结果。由此可见，在很大的输入范围内，输出电压都可以保持一个恒定不变的输出电压V_out不变。

如图9所示，进一步以一个阶跃的输入电压，V_in＝3.5V到V_in＝6V，得到的输出电压仍然为V_out＝2.5V，并且纹波很小，只有十几毫伏。

如图10所示，以一个阶跃的负载电流，I_load＝0mA到I_load＝24mA，得到的输出电压仍然为VOUT＝2.5V，说明该芯片的负载能力足够医疗芯片的应用。

如图11所示，为降压转换器仿真后得到的不同负载电流下的转换效率曲线。

请参考图1，降压转换器的连接结构为：串联分压电阻R5和分压电阻R6与变换电路100的输出直流电压V_out相接，并将一部分输出电压V_fb反馈到电压比较器100的反相输入端，与带隙基准BGR产生的参考电压V_ref进行比较，输出电平V_oe1与过零比较器300的输出V_inv信号通过一个与门(AND gate)控制电路中的RS触发器M的R端(清零端)将控制信号PFM_P置为“0”，经过驱动电路502后产生信号CLK_PMOS控制开关管Q1使其导通。电流检测电路600输入端与开关管Q1的源极相接，输出电流I_in+接入电流比较器200的正向输入端，与反向输入端的参考电流I_peak进行比较后，产生信号V_ie。迟滞比较器(电压比较器400)的输出电平V_oe1经第一非门反向后和信号V_ie经过或门(OR gate)，控制电路中的RS触发器M的S端(置位端)将控制信号PFM_P置为“1”。过零比较器300的正向输入端接入电感L正端的电压V_sw，反向输入端接地GND，输出V_inv，开关管Q1的控制信号PFM_P经第二非门反向后与该信号V_inv接入或非门(NOR gate)产生信号PFM_N，经过驱动电路502产生开关管Q2的控制信号CLK_NMOS。控制信号CLK_PMOS和CLK_NMOS分别接入开关管Q1和开关管Q2的栅极。同时，当开关管Q1关断时，就不需要电流比较器200进行电流比较，同时也不需要电流检测电路600检测电流I_in+，因此，本发明采用动态关断策略，将电流比较器200和电流检测电路600关断，从而降低了无谓的功率损耗，提高了转换效率。以解决现有的DC-DC变换器存在的主开关器件开关损耗大、附加时钟电路体积大、成本高、效率低的问题。使其很好的适用于医疗芯片的应用中。

此外，降压转换器在工作过程中，静态电流仅有几十毫微瓦。另外，采用内部产生的数字信号作为控制信号，从而省去了额外的负延时、one-shot等控制模块，提高了电路的稳定性，降低了电路结构复杂度和功耗。同时，PFM控制电路500中采用动态部分关断策略，有效的减少系统损耗，提高了效率。从而适用于有低功耗要求的生物医学设备。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (8)

1.一种降压转换器，其特征在于，包括变换电路、过零比较器、电流比较器、电压比较器及PFM控制电路；

所述变换电路包括输入端与电源连接的开关管Q1、输出端与所述开关管Q1输出端连接且输入端接地的开关管Q2、一端与所述开关管Q1输出端连接的电感L、一端与所述电感L连接另一端接地的电容C及并联在所述电容C两端的电阻R1；

所述电压比较器的反相输入端连接在所述电感L与所述电容C间的节点、正相输入端输入基准电压，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述电流比较器的正相输入端与所述开关管Q1的输入端连接、反相输入端输入所述电感L的电流峰值，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述过零比较器的正相输入端与所述开关管Q1输出端连接、反相输入端接地，并将比较结果输入所述PFM控制电路；

所述PFM控制电路根据所述电压比较器、电流比较器以及过零比较器的比较结果输出控制开关管Q1和开关管Q2通断的控制信号；

所述电流比较器包括正相电流镜模块、反相电流镜模块，其中，

所述电流比较器正相输入端输入的电流I_in+经所述正相电流镜模块镜像与所述电流比较器反相输入端输入的电流I_in-经所述反相电流镜模块镜像到同一节点a；

若I_in+大于I_in-，则所述节点a的电压被拉高在所述电流比较器输出端输出高电平；

若I_in+小于I_in-，则所述节点a的电压被拉低在所述电流比较器输出端输出低电平；

所述正相电流镜像模块包括第一电流镜、第二电流镜，其中，

第一电流镜包括N沟道MOS管NMOS1、MOS管NMOS2、MOS管NMOS3、MOS管NMOS4及电阻R2，其中，

所述MOS管NMOS1漏极经所述电阻R2接入电流I_in+、栅极与所述MOS管NMOS2栅极连接后接入电流I_in+、源极与所述MOS管NMOS3漏极连接，所述MOS管NMOS3的栅极与所述MOS管NMOS4栅极连接后与所述MOS管NMOS1漏极连接、源极与所述MOS管NMOS4源极接地，所述MOS管NMOS4漏极与所述MOS管NMOS2源极连接，所述MOS管NMOS2漏极与所述第二电流镜连接；

第二电流镜包括P沟道MOS管PMOS1、MOS管PMOS2、MOS管PMOS3、MOS管PMOS4及电阻R3，其中，

所述MOS管PMOS1源极经所述电阻R3接所述MOS管NMOS2漏极、栅极与所述MOS管PMOS2栅极连接后接入所述MOS管NMOS2漏极、漏极与所述MOS管PMOS3源极连接，所述MOS管PMOS3的栅极与所述MOS管PMOS4栅极连接后与所述MOS管PMOS1源极连接、漏极与所述MOS管PMOS4漏极连接，所述MOS管PMOS4源极与所述MOS管PMOS2漏极连接，所述MOS管PMOS2源极输出正相镜像电流。

2.根据权利要求1所述的降压转换器，其特征在于，所述反相电流镜模块包括N沟道MOS管NMOS5、MOS管NMOS6、MOS管NMOS7、MOS管NMOS8及电阻R4，其中，

所述MOS管NMOS5漏极经所述电阻R4接入电流I_in-、栅极与所述MOS管NMOS6栅极连接后接入电流I_in-、源极与所述MOS管NMOS7漏极连接，所述MOS管NMOS7栅极与所述MOS管NMOS8栅极连接后与所述MOS管NMOS5漏极连接、源极与所述MOS管NMOS8源极接地，所述MOS管NMOS8漏极与所述MOS管NMOS6源极连接，所述MOS管NMOS6漏极输出反相镜像电流与所述MOS管PMOS2源极连接输出正相镜像电流相遇。

3.根据权利要求2所述的降压转换器，其特征在于，所述电流比较器还包括第一反相器、第二反相器，其中，

所述第一反相器包括P沟道MOS管PMOS5、N沟道MOS管NMOS9，所述MOS管PMOS5漏极与所述MOS管PMOS4漏极连接、源极与所述MOS管NMOS9漏极连接、栅极与所述MOS管NMOS9栅极连接后接入所述节点a；

所述第二反相器包括P沟道MOS管PMOS6、N沟道MOS管NMOS10，所述MOS管PMOS6漏极与所述MOS管PMOS5漏极连接、栅极与所述MOS管NMOS10栅极连接后与所述MOS管PMOS5源极连接、源极与所述MOS管NMOS10漏极连接的节点b为所述电流比较器输出端。

4.根据权利要求1所述的降压转换器，其特征在于，所述PFM控制模块包括与门、第一非门、第二非门、或门、或非门及RS触发器，其中，

所述与门两输入端分别与所述电压比较器的输出端及过零比较器的输出端连接、输出端与所述RS触发器的R端连接，所述或门一输入端经所述第一非门与所述电压比较器的输出端连接，另一输入端与所述电流比较器输出端连接、输出端与所述RS触发器的S端连接，所述第一非门的输入端与电压比较器的输出端连接、输出端与或门一输入端连接；

所述RS触发器的Q端输出通断控制信号经驱动单元驱动以控制所述开关管Q1通断；

所述RS触发器的Q端经所述第二非门与所述或非门一输入端连接，所述或非门另一输入端与所述过零比较器的输出端连接、输出端输出通断控制信号经驱动单元驱动以控制所述开关管Q2通断。

5.根据权利要求1所述的降压转换器，其特征在于，还包括电流检测电路，所述电流比较器正相输入端经所述电流检测电路与所述开关管Q1的输入端连接。

6.根据权利要求5所述的降压转换器，其特征在于，所述电流检测电路包括P沟道MOS管PMOS7、MOS管PMOS8及放大器，其中，

所述开关管Q1为P沟道功率MOS管，所述开关管Q2为N沟道整流MOS管，所述MOS管PMOS7与所述功率MOS管共漏共栅连接，所述MOS管PMOS7源极与所述放大器一输入端连接，所述放大器另一输入端与所述MOS管PMOS8漏极及所述功率MOS管源极连接、输出端与所述MOS管PMOS8栅极连接，所述MOS管PMOS8源极输出检测电流。

7.根据权利要求1所述的降压转换器，其特征在于，还包括带隙基准，所述电压比较器为迟滞比较器，所述带隙基准与所述迟滞比较器正相输入端连接。

8.根据权利要求7所述的降压转换器，其特征在于，还包括分压电阻R5和分压电阻R6，所述迟滞比较器正相输入端经所述分压电阻R5连接在所述电感L与所述电容C间的节点、经所述分压电阻R6接地。