CN102916604A - 一种单相逆变器的调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的一种单相逆变器的调制方法，该调制方法通过将调制波全波整流后与锯齿载波比较，再经上升沿延时与上升沿检测产生桥臂直通信号与辅助开关信号，在主开关换流期间将直通信号作用在主开关上，为谐振电感充磁提供续流回路，以提供足够的谐振能量。本发明结构简单，能实现工频周期内全范围软开关，所有开关器件实现零电压开通，开关损耗小，电路效率高，并能抑制二极管反向恢复，减少电磁干扰。

Description

一种单相逆变器的调制方法

技术领域

本发明涉及软开关逆变器及其调制技术，尤其涉及一种单相逆变器的调制方法。

背景技术

逆变器是将直流电转换为交流电的装置，常见的拓扑如单相全桥逆变器，电路工作在硬开关状态，存在二极管反向恢复现象，期间开关损耗大，限制了工作频率的提高，降低了电路效率并存在电磁干扰。复合有源箝位技术应用于单相逆变器，能实现器件的零电压开关，减少开关损耗。在逆变电路中，负载电流幅值随相位变化较大，普通的正弦脉冲宽度调制方法难以实现全范围软开关。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种单相逆变器的调制方法。

单相逆变器的调制方法是，除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动信号和直通信号，调制波连接第一比较器的正输入端，三角载波连接第一比较器的负输入端，第一比较器的输出同时连接第一上升沿延时模块和第一反向器的输入端，第一反向器的输出端连接第二上升沿延时模块的输入端，第一上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第一或门的输入端，第二上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第二或门的输入端，第一或门的输出即主开关S₁的驱动信号DRIVE1，第二或门的输出即主开关S₄的驱动信号DRIVE1；调制波同时连接第三反向器的输入端，第三反向器的输出端连接第二比较器的负输入端，三角载波连接第二比较器的正输入端，第二比较器的输出同时连接第四上升沿延时模块和第二反向器的输入端，第二反向器的输出端连接第三上升沿延时模块的输入端，第三上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第三或门的输入端，第四上升沿延时模块的输出和直通信号分别连接第四或门的输入端，第三或门的输出即主开关S₂的驱动信号DRIVE2，第四或门的输出即主开关S₃的驱动信号DRIVE3；调制波同时连接全波整流模块的输入端，全波整流模块的输出端连接第三比较器的正输入端，锯齿载波连接第三比较器的负输入端，第三比较器的输出同时连接第五上升沿延时模块和第六上升沿延时模块的输入端，第五上升沿延时模块的输出连接第一上升沿检测模块的输入端，第一上升沿检测模块的输出即直通信号，第六上升沿延时模块的输出连接第二上升沿检测模块的输入端，第二上升沿检测模块的输出连接第四反向器的输入端，第四反向器的输出即辅助管S5的驱动信号DRIVE5。

所述的三角载波表达式u_tri(t)为：

$u_{\mathrm{tri}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{tri}}-\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{tri}}}(t-\frac{T_{\mathrm{rti}}}{2}\&CenterDot;2N),& \frac{T_{\mathrm{rti}}}{2}\&CenterDot;2N\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)\\ -U_{\mathrm{tri}}+\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{rti}}}(t-\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)),& \frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+2)\end{array}\right.$ ，

调制波表达式u_b1(t)为：

$u_{b1}\left(t\right)=U_m\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)$ ，

锯齿载波的表达式u_saw(t)为：

$u_{\mathrm{saw}}\left(t\right)=U_{\mathrm{tri}}-\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{tri}}}(t-\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;M),\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;M\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(M+1)$ ，

表达式中参数为：调制波幅值U_m、角频率ω、载波幅值U_tri，三角载波周期T_tri，M、N为整数；

所述的第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块、第五上升沿延时模块、第六上升沿延时模块输入信号为上升沿时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块的上升沿延时均为t_d1，第五上升沿延时模块的上升沿延时为t_d2、第六上升沿延时模块的上升沿延时为t_d3，第一上升沿检测模块、第二上升沿检测模块的输入信号为上升沿信号时输出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平脉冲，第一上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间为t_h2，第二上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间为t_h3，其中，第一上升沿延时模块、第二上升沿延时模块、第三上升沿延时模块、第四上升沿延时模块的上升沿延时t_d1，第五上升沿延时模块上升沿延时t_d2、第六上升沿延时模块上升沿延时t_d3，第一上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间t_h2，第二上升沿检测模块的输出高电平脉冲时间t_h3需满足：0≤t_d3＜t_d2≤t_d1＜t_d2+t_h2＜t_d3+t_h3。

本发明提出的调制方法在桥臂主开关换流阶段，通过桥臂直通为谐振电感充磁提供续流回路，解决了谐振电感能量不够的问题，能实现工频周期内全范围软开关，所有开关器件实现零电压开通，开关损耗小，电路效率高，并能抑制二极管反向恢复，减少电磁干扰。

附图说明

图1为单相逆变器的调制方法的产生方式；

图2为复合有源箝位逆变器电路结构图；

图3为上升沿延时模块的一种实现电路；

图4为上升沿检测模块的一种实现电路；

图5为一个工频周期内各驱动信号波形；

图6为桥臂1调制波大于桥臂2调制波时各驱动信号波形；

图7为桥臂1调制波小于桥臂2调制波时各驱动信号波形；

图8为一个开关周期内复合有源箝位单相逆变器各器件电压电流波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细说明。

如图1所示，单相逆变器的调制方法是，除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动信号和直通信号，

调制波2连接第一比较器6的正输入端，三角载波1连接第一比较器6的负输入端，第一比较器6的输出同时连接第一上升沿延时模块11和第一反向器9的输入端，第一反向器9的输出端连接第二上升沿延时模块12的输入端，第一上升沿延时模块11的输出和直通信号28分别连接第一或门19的输入端，第二上升沿延时模块12的输出和直通信号28分别连接第二或门20的输入端，第一或门19的输出即主开关S₁的驱动信号DRIVE1，第二或门20的输出即主开关S₄的驱动信号DRIVE4；

调制波2同时连接第三反向器3的输入端，第三反向器3的输出端连接第二比较器7的负输入端，三角载波1连接第二比较器7的正输入端，第二比较器7的输出同时连接第四上升沿延时模块14和第二反向器10的输入端，第二反向器10的输出端连接第三上升沿延时模块13的输入端，第三上升沿延时模块13的输出和直通信号28分别连接第三或门21的输入端，第四上升沿延时模块14的输出和直通信号28分别连接第四或门22的输入端，第三或门21）的输出即主开关S₂的驱动信号DRIVE2，第四或门22的输出即主开关S₃的驱动信号DRIVE3；

调制波2同时连接全波整流模块4的输入端，全波整流模块4的输出端连接第三比较器8的正输入端，锯齿载波5连接第三比较器8的负输入端，第三比较器8的输出同时连接第五上升沿延时模块15和第六上升沿延时模块16的输入端，第五上升沿延时模块15的输出连接第一上升沿检测模块17的输入端，第一上升沿检测模块17的输出即直通信号28，第六上升沿延时模块16的输出连接第二上升沿检测模块18的输入端，第二上升沿检测模块18的输出连接第四反向器23的输入端，第四反向器23的输出即辅助管S5的驱动信号DRIVE5。

所述的三角载波1表达式u_tri(t)为：

$u_{\mathrm{tri}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{U}_{\mathrm{tri}}-\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{tri}}}(t-\frac{T_{\mathrm{rti}}}{2}\&CenterDot;2N),& \frac{T_{\mathrm{rti}}}{2}\&CenterDot;2N\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)\\ -U_{\mathrm{tri}}+\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{rti}}}(t-\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)),& \frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+1)\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(2N+2)\end{array}\right.$ ，

调制波2表达式u_b1(t)为：

$u_{b1}\left(t\right)=U_m\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)$ ，

锯齿载波5的表达式u_saw(t)为：

$u_{\mathrm{saw}}\left(t\right)=U_{\mathrm{tri}}-\frac{4U_{\mathrm{tri}}}{T_{\mathrm{tri}}}(t-\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;M),\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;M\&le;t<\frac{T_{\mathrm{tri}}}{2}\&CenterDot;(M+1)$ ，

表达式中参数为：调制波幅值U_m、角频率ω、载波幅值U_tri，三角载波周期T_tri，M、N为整数；

所述的第一上升沿延时模块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块13、第四上升沿延时模块14、第五上升沿延时模块15、第六上升沿延时模块16输入信号为上升沿时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块13、第四上升沿延时模块14的上升沿延时均为t_d1，第五上升沿延时模块15的上升沿延时为t_d2、第六上升沿延时模块16的上升沿延时为t_d3，第一上升沿检测模块17、第二上升沿检测模块18的输入信号为上升沿信号时输出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平脉冲，第一上升沿检测模块17的输出高电平脉冲时间为t_h2，第二上升沿检测模块18的输出高电平脉冲时间为t_h3，其中，第一上升沿延时模块11、第二上升沿延时模块12、第三上升沿延时模块13、第四上升沿延时模块14的上升沿延时t_d1，第五上升沿延时模块15上升沿延时t_d2、第六上升沿延时模块16上升沿延时t_d3，第一上升沿检测模块17的输出高电平脉冲时间t_h2，第二上升沿检测模块18的输出高电平脉冲时间t_h3需满足：0≤t_d3＜t_d2≤t_d1＜t_d2+t_h2＜t_d3+t_h3。

调制波2经过第三反向器3后的输出信号表达式u_b2(t)为：u_b2(t)=-U_msin(ωt)，

调制波2经过全波整流模块4后的输出信号表达式u_b3(t)为：u_b3(t)=|U_msin(ωt) |。

如图2所示，用于介绍本发明的复合有源箝位单相逆变器包括包括逆变直流侧供电电源V_dc，由四个有反并联二极管的全控开关 S₁、S₂、S₃、S₄构成的全桥桥臂，S₁、S₂、S₃、S₄分别并联电容C₁、C₂、C₃、C₄，两桥臂中点之间串接输出滤波电感L与负载，在逆变器直流侧供电电源V_dc和全桥桥臂的直流母线之间接入具有反并联二极管的辅助开关S₅与箝位电容C_c的串联支路，辅助开关S₅并联电容C₅，并在串联支路两端跨接谐振电感L_r。桥臂1由主开关S₁、S₄构成，桥臂2由主开关S₂、S₃构成。

如图3所示，上升沿延时模块的一种实现电路由一个与门、一个电阻及一个电容组成，电容的管脚2接地，管脚1同时连接与门的输入端2和电阻的管脚2，电阻的管脚1连接模块的输入信号，模块的输入信号同时连接与门的输入端1，与门的输出端3即上升沿延时模块的输出，当输入信号为上升沿时，与门的输入端1电平由低变高，与门的输入端2电平即电容管脚1电平，与门的输入端2电平由零充电至高电平，当与门的输入端2电平小于输入高电平阈值时，与门输出端3输出低电平，当与门的输入端2电平充电至输入高电平阈值时，与门输出端3输出翻转至高电平，将输入上升沿信号延时输出，上升沿延时由电阻电容大小决定。

如图4所示，上升沿检测模块的一种实现电路，由一个异或门、一个与门、一个电阻及一个电容组成，电容的管脚2接地，管脚1同时连接异或门的输入端2和电阻的管脚2，电阻的管脚1连接模块的输入信号，模块的输入信号同时连接异或门的输入端1和与门的输入端1，异或门的输出端3连接与门的输入端2，与门的输出端3即上升沿延时模块的输出，当输入信号为上升沿时，异或门的输入端1电平由低变高，异或门的输入端2电平仍为低电平，需通过电容充电延时一段时间变高，此时异或门两个输入端电平不等，异或门输出端3为高电平，与门输出端3也为高电平，当异或门的输入端2电平充电至输入高电平阈值时，异或门输出端3输出翻转至低电平，与门输出端也翻转至低电平，高电平脉冲时间由电阻电容大小决定，当输入信号为下降沿时，与门输入端1为低电平，与门输出端3也为低电平。

参照图5、图6、图7：

当u_b1(t)≥u_b2(t)且T_tri·2N/2≤t＜T_tri·(2N+1)/2时，u_b3(t)=u_b1(t)，u_saw(t)=u_tri(t)，方程u_b3(t)-u_saw(t)=0和u_b1(t)-u_tri(t)=0的解相同，因此第一比较器6和第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平；

当u_b1(t)≥u_b2(t)且T_tri·2(N+1)/2≤t＜T_tri·(2N+2)/2时，u_b3(t)=-u_b2(t)，u_saw(t)=-u_tri(t)，方程u_b3(t)-u_saw(t)=0和u_b2(t)-u_tri(t)=0的解相同，因此第二比较器7和第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平；

当u_b1(t)＜u_b2(t)且T_tri·2N/2≤t＜T_tri·(2N+1)/2时，u_b3(t)=u_b2(t)，u_saw(t)=u_tri(t)，方程u_b3(t)-u_saw(t)=0和u_b2(t)-u_tri(t)=0的解相同，因此第二比较器7和第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平；

当u_b1(t)＜u_b2(t)且T_tri·2(N+1)/2≤t＜T_tri·(2N+2)/2时，u_b3(t)=-u_b1(t)，u_saw(t)=-u_tri(t)，方程u_b3(t)-u_saw(t)=0和u_b1(t)-u_tri(t)=0的解相同，因此第一比较器6和第三比较器8会在同一时刻输出由低电平变高电平；

即在第一比较器6或第二比较器7输出由低电平变高电平时，第三比较器8的输出也同时由低电平变高电平，使直通信号与主开关驱动信号上升沿同步。

图6为u_b1(t)≥u_b2(t)时各驱动信号波形：

在t₁时刻，u_b3(t₁)=u_saw(t₁)，u_b1(t₁)=u_tri(t₁)，第一比较器6输出由低电平变高电平，经过第一反向器9后其输出由高电平变低电平，即PWM4，经过第一上升沿延时模块11后输出波形即PWM1。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六上升沿延时模块16延时至t₂时刻，再经过第二上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₅-t₁，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S₅的驱动信号DRIVE5。第三比较器8的输出上升沿经过第五上升沿延时模块15延时至t₃时刻，再经过第一上升沿检测模块17输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₄-t₃，得到直通信号；

在t₆时刻，u_b2(t₆)=u_tri(t₆)，u_b3(t₆)≠u_saw(t₆)，第二比较器7输出由高电平变低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第二比较器7的输出经过第二反向器10再经过第三上升沿延时模块13到t₇时刻，第四上升沿延时14不起作用，此时PWM2=DRIVE2，PWM3=DRIVE3；

在t₈时刻，u_b3(t₈)=u_saw(t₈)，u_b2(t₈)=u_tri(t₈)，第二比较器7输出由低电平变高电平，经过第二反向器10后其输出由高电平变低电平，即PWM2， 经过第四上升沿延时模块14后输出波形即PWM3。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六上升沿延时模块16延时至t₉时刻，再经过第六上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₁₂-t₉，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S₅的驱动信号DRIVE5。第三比较器（8）的输出上升沿经过第五上升沿延时模块延时至t₁₀时刻，再经过第一上升沿检测模块17输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₁₁-t₁₀，得到直通信号；

在t₁₃时刻，u_b1(t₁₃)=u_tri(t₁₃)，u_b3(t₁₃)≠u_saw(t₁₃)，第一比较器6输出由高电平变低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第一比较器6的输出经过第一反向器9再经过第二上升沿延时模块12到t₁₄时刻，第一上升沿延时模块11不起作用，此时PWM1=DRIVE1，PWM4=DRIVE4。

图7为u_b1(t)＜u_b2(t)时各驱动信号波形：

在t₁时刻，u_b3(t₁)=u_saw(t₁)，u_b2(t₁)=u_tri(t₁)，第二比较器7输出由高电平变低电平，经过第二反向器10后其输出由低电平变高电平，即PWM2， 经过第四上升沿延时模块14后输出波形即PWM3。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经第六上升沿延时模块16延时至t₂时刻，再经过第二上升沿检测模块18输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₅-t₂，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S₅的驱动信号DRIVE5。第三比较器8的输出上升沿经过第五上升沿延时模块15延时至t₃时刻，再经过第一上升沿检测模块17输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₄-t₃，得到直通信号；

在t₆时刻，u_b1(t₆)=u_tri(t₆)，u_b3(t₆)≠u_saw(t₆)，第一比较器6输出由高电平变低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第一比较器6的输出经过第一反向器9再经过上升沿延时12到t₇时刻，上升沿延时11不起作用，此时PWM1=DRIVE1，PWM4=DRIVE4；

在t₈时刻，u_b3(t₈)=u_saw(t₈)，u_b1(t₈)=u_tri(t₈)，第一比较器6输出由低电平变高电平，经过第一反向器9后其输出由高电平变低电平，即PWM4，经过上升沿延时11后输出波形即PWM1。第三比较器8输出也由低电平变高电平，经上升沿延时16延时至t₉时刻，再经过上升沿检测——脉冲发生器18输出一段高电平脉冲，，脉冲的高电平时间即t₁₂-t₉，此脉冲再经过第四反向器23便得到辅助管S₅的驱动信号DRIVE5。第三比较器8的输出上升沿经过上升沿延时10延时至t₁₀时刻，再经过上升沿检测——脉冲发生器17输出一段高电平脉冲，脉冲的高电平时间即t₁₁-t₁₀，得到直通信号；

在t₁₃时刻，u_b2(t₁₃)=u_tri(t₁₃)，u_b3(t₁₃)≠u_saw(t₁₃)，第二比较器7输出由高电平变低电平，第三比较器8输出不变，这一时刻不产生直通信号。第二比较器7的输出经过第二反向器10再经过上升沿延时13到t₁₄时刻，上升沿延时14不起作用，此时PWM2=DRIVE2，PWM3=DRIVE3。

根据图6、图7，

$\begin{array}{c}{t}_{d3}=t_2-t_1=t_9-t_8\\ t_{h3}=t_5-t_2=t_{12}-t_9\\ t_{d2}=t_3-t_{10}-t_8\\ t_{h2}=t_4-t_3=t_{11}-t_{10}\\ t_3-t_1\&le;t_{d1}\&le;t_4-t_1\\ t_{10}-t_8\&le;t_{d1}\&le;t_{11}-t_8\end{array}$ ，

参照图8，对采用本发明提出的调制方法的复合有源箝位单相逆变器主电路各电压电流波形进行说明，驱动信号DRIVE1～DRIVE5进过驱动电路之后生成开关管门极电压，控制开关管开通与关断。

阶段一（t₀～t₁）：

主开关S₄、S₃和辅助开关S₅导通，主开关S₁、S₂关断，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S₅组成的谐振回路中，谐振电感L_r两端电压为-V_Cc，谐振电感电流线性下降；

阶段二（t₁～t₂）：

在t₁时刻，主开关S₄关断，S₄中电流由其反并联二极管续流；

阶段三（t₂～t₃）：

在t₂时刻，谐振电感L_r电流下降至i_min，辅助开关S₅关断，谐振电感L_r给主开关S₁、S₂的并联电容C₁、C₂放电，给辅助开关S₅的并联电容C₅充电，S₅零电压关断，谐振电感L_r的电流谐振上升；

到t₂’时刻，主开关S₁、S₂的并联电容C₁、C₂电压谐振至零，S₁、S₂的反并联二极管开始导通，谐振电感L_r两端电压箝位在V_dc，通过由直流侧供电电源V_dc、S₁反并联二极管、S₄反并联二极管和由直流侧供电电源V_dc、S₂反并联二极管、S₃组成的续流回路充磁，谐振电感L_r电流线性上升；

阶段四（t₃～t₄）：

在t₃时刻，主开关S₁、S₂、S₄零电压开通，谐振电感L_r通过由直流侧供电电源V_dc、S₁、S₄和由直流侧供电电源V_dc、S₂、S₃组成的续流回路充磁，谐振电感L_r电流上升过零之后继续线性上升；

阶段五（t₄～t₅）：

在t₄时刻，主开关S₂、S₄关断，谐振电感L_r给主开关S₂、S₄的并联电容C₂、C₄充电，给辅助开关S₅的并联电容C₅放电，S₂、S₄零电压关断，谐振电感L_r的电流谐振上升；

到t₄’时刻，谐振电感L_r电流谐振上升至i_max，辅助开关S₅的并联电容C₅电压谐振至零，S₅的反并联二极管开始导通，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_Cc，通过由箝位电容Cc、S₅反并联二极管组成的回路放磁，谐振电感L_r电流线性下降；

阶段六（t₅～t₆）：

在t₅时刻，辅助开关S₅零电压开通，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_Cc，通过由箝位电容Cc、S₅组成的回路放磁，谐振电感L_r电流继续线性下降；

阶段七（t₆～t₇）：

在t₆时刻，主开关S₃关断，负载电流给主开关S₂的并联电容C₂放电，给主开关S₃的并联电容C₃充电，S3零电压关断；

到t₆’时刻，主开关S₂的并联电容C₂放电至零，主开关S₂反并联二极管开始导通，主开关S₂管压被箝位至零，主开关S₃管压被箝位至V_dc+V_Cc，负载电流由主开关S₂反并联二极管续流；

阶段八（t₇～t₈）：

在t₇时刻，主开关S₂零电压开通；

主开关S₁、S₂和辅助开关S₅导通，主开关S₃、S₄关断，由谐振电感L_r、箝位电容C_c、辅助开关S₅组成的谐振回路中，谐振电感L_r两端电压为-V_Cc，谐振电感电流线性下降；

阶段九（t₈～t₉）：

在t₈时刻，主开关S₂关断，S₂中电流由其反并联二极管续流；

阶段十（t₉～t₁₀）：

在t₉时刻，谐振电感L_r电流下降至i_min，辅助开关S₅关断，谐振电感L_r给主开关S₃、S₄的并联电容C₃、C₄放电，给辅助开关S₅的并联电容C₅充电，S₅零电压关断，谐振电感L_r的电流谐振上升；

到t₉’时刻，主开关S₃、S₄的并联电容C₃、C₄电压谐振至零，S₃、S₄的反并联二极管开始导通，谐振电感L_r两端电压箝位在V_dc，通过由直流侧供电电源V_dc、S₁、S₄反并联二极管和由直流侧供电电源V_dc、S₂反并联二极管、S₃反并联二极管组成的续流回路充磁，谐振电感L_r电流线性上升；

阶段十一（t₁₀～t₁₁）：

在t₁₀时刻，主开关S₂、S₃、S₄零电压开通，谐振电感L_r通过由直流侧供电电源V_dc、S₁、S₄和由直流侧供电电源V_dc、S₂、S₃组成的续流回路充磁，谐振电感L_r电流上升过零之后继续线性上升；

阶段十二（t₁₁～t₁₂）：

在t₁₁时刻，主开关S₂、S₄关断，谐振电感L_r给主开关S₂、S₄的并联电容C₂、C₄充电，给辅助开关S₅的并联电容C₅放电，S₂、S₄零电压关断，谐振电感L_r的电流谐振上升；

到t₁₁’时刻，谐振电感L_r电流谐振上升至i_max，辅助开关S₅的并联电容C₅电压谐振至零，S₅的反并联二极管开始导通，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_Cc，通过由箝位电容Cc、S₅反并联二极管组成的回路放磁，谐振电感L_r电流线性下降；

阶段十三（t₁₂～t₁₃）：

在t₁₂时刻，辅助开关S₅零电压开通，谐振电感L_r两端电压箝位在-V_Cc，通过由箝位电容Cc、S₅组成的回路放磁，谐振电感L_r电流继续线性下降；

阶段十四（t₁₃～t₁₄）：

在t₁₃时刻，主开关S₁关断，负载电流给主开关S₁的并联电容C₁充电，给主开关S₄的并联电容C₄放电，S₁零电压关断；

到t₁₃’时刻，主开关S₄的并联电容C₄放电至零，主开关S₄反并联二极管开始导通，主开关S₄管压被箝位至零，主开关S₁管压被箝位至V_dc+V_Cc，负载电流由主开关S₄反并联二极管续流；

阶段十五（t₁₄～t₀）：

在t₁₄时刻，主开关S₂零电压开通，此阶段同阶段一。

本发明提出的调制方法，在阶段四和阶段十一同时开通了同一桥臂的两个主开关，谐振电感充磁时间增加，使谐振电感对主开关和辅助开关并联电容进行充放电时有足够的能量，能够在整个工频周期内实现主开关、辅助开关的零电压开关。

Claims (3)

1.一种单相逆变器的调制方法，其特征在于除主开关驱动信号外增加了辅助管驱动信号和直通信号，调制波（2）连接第一比较器（6）的正输入端，三角载波（1）连接第一比较器（6）的负输入端，第一比较器（6）的输出同时连接第一上升沿延时模块（11）和第一反向器（9）的输入端，第一反向器（9）的输出端连接第二上升沿延时模块（12）的输入端，第一上升沿延时模块（11）的输出和直通信号（28）分别连接第一或门（19）的输入端，第二上升沿延时模块（12）的输出和直通信号（28）分别连接第二或门（20）的输入端，第一或门（19）的输出即主开关S₁的驱动信号DRIVE1（24），第二或门（20）的输出即主开关S₄的驱动信号DRIVE1（25）；调制波（2）同时连接第三反向器（3）的输入端，第三反向器（3）的输出端连接第二比较器（7）的负输入端，三角载波（1）连接第二比较器（7）的正输入端，第二比较器（7）的输出同时连接第四上升沿延时模块（14）和第二反向器（10）的输入端，第二反向器（10）的输出端连接第三上升沿延时模块（13）的输入端，第三上升沿延时模块（13）的输出和直通信号（28）分别连接第三或门（21）的输入端，第四上升沿延时模块（14）的输出和直通信号（28）分别连接第四或门（22）的输入端，第三或门（21）的输出即主开关S₂的驱动信号DRIVE2（26），第四或门（22）的输出即主开关S₃的驱动信号DRIVE3（27）；调制波（2）同时连接全波整流模块（4）的输入端，全波整流模块（4）的输出端连接第三比较器（8）的正输入端，锯齿载波（5）连接第三比较器（8）的负输入端，第三比较器（8）的输出同时连接第五上升沿延时模块（15）和第六上升沿延时模块（16）的输入端，第五上升沿延时模块（15）的输出连接第一上升沿检测模块（17）的输入端，第一上升沿检测模块（17）的输出即直通信号（28），第六上升沿延时模块（16）的输出连接第二上升沿检测模块（18）的输入端，第二上升沿检测模块（18）的输出连接第四反向器（23）的输入端，第四反向器（23）的输出即辅助管S5的驱动信号DRIVE5（29）。

2.根据权利要求1所述的一种单相逆变器的调制方法，其特征在于所述的三角载波（1）表达式u_tri(t)为：

，

调制波（2）表达式u_b1(t)为：

，

锯齿载波（5）的表达式u_saw(t)为：

， 

表达式中参数为：调制波幅值U_m、角频率ω、载波幅值U_tri，三角载波周期T_tri，M、N为整数。

3.根据权利要求1所述的一种单相逆变器的调制方法，其特征在于所述的第一上升沿延时模块（11）、第二上升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时模块（14）、第五上升沿延时模块（15）、第六上升沿延时模块（16）输入信号为上升沿时，上升沿信号延时并输出，其余时刻输出信号与输入信号相等，第一上升沿延时模块（11）、第二上升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时模块（14）的上升沿延时均为t_d1，第五上升沿延时模块（15）的上升沿延时为t_d2、第六上升沿延时模块（16）的上升沿延时为t_d3，第一上升沿检测模块（17）、第二上升沿检测模块（18）的输入信号为上升沿信号时输出一个高电平脉冲，其余时间输出低电平脉冲，第一上升沿检测模块（17）的输出高电平脉冲时间为t_h2，第二上升沿检测模块（18）的输出高电平脉冲时间为t_h3，其中，第一上升沿延时模块（11）、第二上升沿延时模块（12）、第三上升沿延时模块（13）、第四上升沿延时模块（14）的上升沿延时t_d1，第五上升沿延时模块（15）上升沿延时t_d2、第六上升沿延时模块（16）上升沿延时t_d3，第一上升沿检测模块（17）的输出高电平脉冲时间t_h2，第二上升沿检测模块（18）的输出高电平脉冲时间t_h3需满足：0≤t_d3＜t_d2≤t_d1＜t_d2+t_h2＜t_d3+t_h3。 

Images