CN102741659B - 检测信号处理用2值化电路 - Google Patents

Abstract

差动放大器（21）根据来自旋转检测电路（30）的旋转检测信号（Vde）和偏置信号（Voff），生成偏置校正信号（Vadj）。比较器（28）通过将偏置校正信号（Vadj）与阈值电压（Vth1）进行比较，输出表示比较结果的2值化信号（Vbi）。平均值信号生成电路（2）生成表示偏置校正信号（Vadj）的平均值的平均值信号（Vav）。偏置信号生成电路（3）以使平均值信号（Vav）的信号电压具有阈值电压（Vc1）与阈值电压（Vc2）之间的电压值的方式，生成偏置信号（Voff）。

Description

检测信号处理用2值化电路

技术领域

本发明涉及检测物体的旋转或者移动并根据随着该物体的旋转或者移动而变化的检测信号生成2值化信号的检测信号处理用2值化电路、以及具备该检测信号处理用2值化电路的旋转检测装置以及移动检测装置。

背景技术

已知为了检测旋转体的转速（旋转速度）以及旋转量，沿着旋转体的旋转方向配置传感器，使用从该传感器输出的旋转检测信号来检测旋转体的转速以及旋转量的旋转检测装置以及方法。具体而言，已知如下的以往技术的旋转检测装置，该旋转检测装置具备：沿着齿轮等旋转体的旋转方向配置并且桥连接的多个磁阻效应元件；和将该磁阻效应元件的连接点的电压值作为旋转检测信号而输入并对该旋转检测信号进行2值化而输出的旋转检测信号处理用2值化电路。另外，已知如下的以往技术的移动检测装置，该移动检测装置具备：为了检测交替反复形成了凸部和凹部的导轨等移动体的移动速度以及移动量而沿着移动体的移动方向配置并且桥连接的多个磁阻效应元件；和将该磁阻效应元件的连接点的电压值作为移动检测信号而输入并对该移动检测信号进行2值化而输出的移动检测信号处理用2值化电路。一般，在以往技术的旋转检测装置以及移动检测装置中，对2值化电路，输入与齿轮的齿的部分和谷的部分或者导轨的凸部和凹部对应的模拟的正弦波状的检测信号，所以能够将该检测信号，使用规定的阈值电压，2值化为具有矩形波形状的2值化信号，根据2值化信号的脉冲的周期以及数量，检测旋转体的转速以及旋转量、或者移动体的移动速度以及移动量。

但是，一般，磁阻效应元件具有温度特性，所以检测信号的直流电平伴随环境温度的变化而变化。因此，例如，存在如下课题：在检测信号的最大值小于阈值电压时以及检测信号的最小值大于阈值电压时，无法对该检测信号进行2值化。进而，即使在能够对检测信号进行2值化的情况下，也存在如下课题：如果上述直流电平变化，则2值化信号的上升沿边缘以及下降沿边缘的各位置变化而边缘精度降低。为了解决这样的课题，在专利文献1至3记载的以往技术的装置中，根据检测信号调整用于2值化的阈值电压。

专利文献1记载的数据再生处理装置具有：对从信息记录介质读出的再生信号进行2值化而再生为数字数据的单元；和对该数字数据进行解调处理的单元，其中，根据由上述解调处理单元检测出的符号差错率而使上述数字数据再生单元的规定的常数可变，以使上述符号差错率成为最小的方式进行调整。此处，规定的常数是电平比较器的切片电平，该电平比较器为了与表示对再生信号进行微分而得到的信号的零交叉位置的信号取逻辑与，用规定电平对再生信号进行2值化，并生成窗口脉冲。

另外，专利文献2记载的切片电平调整电路着眼于如下情况，在用正确的切片电平制作的EFM（Eight to Fourteen Modulation，8－14调制）信号中“1”电平和“0”电平以均等的比例存在、即占空比的平均是50%，用积分电路对EFM信号进行积分，比较其积分输出和基准电压，制作设定根据高频信号制作EFM信号的波形整形电路的切片电平的控制电压，从而以使EFM信号的占空比的平均始终成为50%的方式，自动地调整。

进而，专利文献3记载的传感器信号处理装置的特征在于，具备：信号放大单元，对探测磁并变换为电信号而输出的磁检测传感器的输出信号加上偏置信号，对上述电信号进行放大；信号判定单元，仅在上述信号放大单元的输出信号超过期望的上限值或者下限值时，输出偏置调整开始信号；周期信号发生单元，通过该偏置调整开始信号，输出周期信号；计数单元，通过该周期信号，使计数值变化；输出校正单元，具有输出与上述计数值相当的偏置信号的偏置信号输出单元；峰值/谷值保持单元，保持来自该输出校正单元的输出信号的峰值以及谷值；阈值设定单元，根据由上述峰值/谷值保持单元保持的峰值以及谷值设定阈值；以及比较单元，比较来自上述输出校正单元的输出信号、和由上述阈值设定单元设定的阈值，通过其大小关系输出2值化信号。

根据专利文献3记载的传感器信号处理装置，仅在信号放大单元的输出信号超过期望的上限值或者下限值时，输出使周期信号发生单元动作的偏置调整开始信号，所以在磁检测传感器的输出变化而需要校正的情况下，通过输出校正单元校正磁检测传感器的输出，校正为不超过期望的上限值或者下限值，之后校正动作停止。即，输出用于输出校正的周期信号的周期信号发生单元停止。然后，在比较来自输出校正单元的输出信号、和根据由峰值/谷值保持单元保持的峰值以及谷值设定的阈值来输出2值化信号的定时，输出用于输出校正的周期信号的周期信号发生单元停止，所以能够防止振荡尖峰噪声所致的角度精度降低。

专利文献1：日本特开平4－315876号公报。

专利文献2：日本特开昭59－008112号公报。

专利文献3：日本专利第3326933号公报。

发明内容

但是，专利文献1记载的数据再生处理装置根据从信息记录介质读出的再生信号的解调信号的符号差错率，调整用于对该再生信号进行2值化的切片电平。另外，专利文献2记载的切片电平调整电路根据再生后的EFM信号的占空比调整切片电平。因此，专利文献1记载的数据再生处理装置以及专利文献2记载的切片电平调整电路存在无法应用于例如如从检测汽车的引擎的旋转的旋转检测装置输出的检测信号那样不包含数字数据的检测信号这样的课题。

进而，根据专利文献3记载的传感器信号处理装置，针对来自旋转检测传感器的旋转检测信号，以大于规定的下限值、并且小于规定的上限值的方式进行校正，所以存在伴随校正前的旋转检测信号的振幅的变化而2值化信号的边缘位置变化，边缘精度降低这样的课题。另外，由于根据校正后的旋转检测信号的峰值以及谷值设定用于2值化的阈值电压，所以存在在旋转检测信号上重叠了尖峰噪声的情况下，阈值电压大于上述输出信号的最大值，而无法2值化这样的课题。

本发明的目的在于为了解决以上的问题，提供一种检测信号处理用2值化电路、以及具备该检测信号处理用2值化电路的旋转检测装置以及移动检测装置，检测物体的旋转或者移动，即使随着该物体的旋转或者移动变化的检测信号的信号电平变动、或者在检测信号上重叠了尖峰噪声，也能够根据该检测信号比以往技术可靠地生成2值化信号。

本发明提供一种检测信号处理用2值化电路、旋转检测装置、以及移动检测装置，其特征在于，具备：偏置校正信号生成单元，检测物体的旋转或者移动，根据随着该物体的旋转或者移动而变化的第1检测信号、和所输入的偏置信号，生成表示所述第1检测信号与所述偏置信号之差的偏置校正信号；第1比较单元，将所述偏置校正信号与规定的第1阈值电压进行比较，输出表示比较结果的2值化信号；平均值信号生成单元，生成表示所述偏置校正信号的平均值的平均值信号；以及偏置信号生成单元，将所述平均值信号的信号电压与规定的第2阈值电压以及比所述第2阈值电压大的规定的第3阈值电压进行比较，以使所述平均值信号的信号电压具有所述第2阈值电压与所述第3阈值电压之间的电压值的方式，生成所述偏置信号。

根据本发明的检测信号处理用2值化电路、旋转检测装置、以及移动检测装置，具备将平均值信号的信号电压与规定的第2阈值电压以及比上述第2阈值电压大的规定的第3阈值电压进行比较，以使上述平均值信号的信号电压具有上述第2阈值电压与上述第3阈值电压之间的电压值的方式，生成偏置信号的偏置信号生成单元，所以能够比以往技术可靠地根据第1检测信号生成2值化信号。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的旋转检测装置10的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及齿轮50的立体图。

图2是示出本发明的实施方式1的旋转检测装置10的结构的框图。

图3是示出图2的比较电路25的结构的电路图。

图4是示出图2的旋转检测装置10的动作的时序图。

图5是示出本发明的实施方式2的旋转检测装置10A的结构的框图。

图6是示出图5的比较电路25A的结构的电路图。

图7是示出图5的磁滞比较器29的动作的曲线。

图8是示出图5的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。

图9是示出图5的磁滞比较器29的磁滞宽Wh小于D/A变换器27的分辨率Wr时的、阈值电压Vth2以及Vth3、与平均值信号Vav的关系的一个例子的曲线。

图10是示出图5的磁滞比较器29的磁滞宽Wh小于D/A变换器27的分辨率Wr时的、阈值电压Vth2以及Vth3、与平均值信号Vav的关系的另一例子的曲线。

图11是示出图5的磁滞比较器29的磁滞宽Wh大于D/A变换器27的分辨率Wr时的、阈值电压Vth2以及Vth3、与平均值信号Vav的关系的一个例子的曲线。

图12是示出图5的旋转检测装置10A的动作的时序图。

图13是示出本发明的实施方式3的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。

图14是示出本发明的实施方式3的变形例的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。

图15是示出本发明的实施方式4的旋转检测装置10B的结构的框图。

图16是示出图15的旋转检测装置10B的通常动作时的动作的时序图。

图17是示出图15的旋转检测装置10B的起动时的动作的时序图。

图18是示出本发明的实施方式4的变形例的旋转检测装置10B的通常动作时的动作的时序图。

图19是示出本发明的实施方式5的旋转检测装置10C的结构的框图。

图20是示出图19的旋转检测装置10C的动作的时序图。

图21是示出本发明的实施方式6的移动检测装置的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及固定的导轨60的立体图。

图22是示出本发明的实施方式7的移动检测装置的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及移动的导轨62的立体图。

（符号说明）

2：平均值信号生成电路；3、3A：偏置信号生成电路；10、10A、10B、10C：旋转检测装置；20、20A、20B、20C：2值化电路；21：差动放大器；22：峰值保持电路；23：谷值保持电路；24：平均值运算电路；25、25A：比较电路；26：计数器电路；27：D/A变换器；28：比较器；29：磁滞比较器；30：旋转检测电路；31、32、33、34：磁阻效应元件；35、36：连接点；37：桥电路；38：差动放大器；39：磁阻效应元件设备；40：磁铁；41、42：比较电平生成电路；50：齿轮；60：导轨；61：移动体；62：导轨；90、90A、90B、90C：定时生成电路；251、252：比较器；253、254：触发器电路；255：比较器；256：反相器；257、258：触发器电路；281：阈值生成电路。

具体实施方式

以下，参照附图，说明本发明的实施方式。另外，在以下的各实施方式中，对同样的结构要素附加同一符号。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的旋转检测装置10的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及齿轮50的立体图，图2是示出本发明的实施方式1的旋转检测装置10的结构的框图。另外，图3是示出图2的比较电路25的结构的电路图，图4是示出图2的旋转检测装置10的动作的时序图。

如后详述，本实施方式的旋转检测装置10构成为具备：旋转检测电路30，检测齿轮50的旋转而生成表示齿轮50的旋转速度以及旋转量的旋转检测信号Vde；以及旋转检测信号处理用的2值化电路20。此处，2值化电路20的特征在于，具备：（a）作为偏置校正信号生成单元的差动放大器21，根据旋转检测信号Vde、和所输入的偏置信号Voff，生成表示旋转检测信号Vde与偏置信号Voff之差的偏置校正信号Vadj；第1比较单元，将上述偏置校正信号与规定的第1阈值电压进行比较，输出表示比较结果的2值化信号；（b）平均值信号生成电路2，生成表示偏置校正信号Vadj的平均值的平均值信号Vav；以及（c）偏置信号生成电路3，将平均值信号Vav的信号电压与规定的阈值电压Vc1以及比阈值电压Vc1大的阈值电压Vc2进行比较，以使平均值信号Vav的信号电压具有阈值电压Vc1与阈值电压Vc2之间的电压值的方式，生成偏置信号Voff。

在图1中，由磁性材料构成的齿轮50设置于汽车的引擎的曲轴等旋转体上，相对旋转轴50A沿旋转方向50R旋转。在齿轮50的旋转轴50A的方向上被着磁的磁铁40被配置成与齿轮50对向并且在与齿轮50之间具有规定的间隔，发生偏置磁场并施加到磁阻效应元件设备39。磁阻效应元件设备39被配置成与齿轮50对向并且在与磁铁40以及齿轮50之间分别具有规定的间隔。在磁阻效应元件设备39的表面，沿着齿轮50的旋转方向50R以具有规定的间隔的方式配置磁阻效应元件31、32、33以及34。

如果齿轮50旋转，则齿轮50的齿的部分和谷的部分交替与磁阻效应元件设备39对向，所以从磁铁40对该磁阻效应元件设备39施加的偏置磁场变化，与其对应地，磁阻效应元件31、32、33以及34的各电阻值变化。

在图2中，旋转检测装置10构成为具备检测图1的齿轮50的旋转而生成并输出旋转检测信号Vde的旋转检测电路30、和对旋转检测信号Vde进行2值化而作为2值化信号Vbi输出的2值化电路20。此处，旋转检测电路30构成为具备图1的磁阻效应元件设备39、和差动放大器38，磁阻效应元件设备39具备具有磁阻效应元件31、32、33以及34的桥电路37。磁阻效应元件31、32在正的电源电压VDD与接地电位之间经由连接点35相互串联连接，磁阻效应元件33、34在正的电源电压VDD与接地电位之间经由连接点36相互串联连接，连接点35、36与差动放大器38的各输入端子连接。进而，将来自差动放大器38的输出信号作为旋转检测信号Vde，输出到2值化电路20。在旋转检测电路30中，如果齿轮50旋转，则响应于磁阻效应元件31、32、33以及34的各电阻值的变化，生成包含具有将齿轮50的转速乘以齿轮50的峰或者谷的数量而得到的值的频率的正弦波信号分量的旋转检测信号Vde，并输出到2值化电路20。此处，旋转检测信号Vde中包含的正弦波信号分量的频率对应于齿轮50的转速，从规定的定时起的正弦波信号分量的峰值（或者谷值）的数量对应于从该定时起的齿轮50的旋转量。

在图2中，2值化电路20构成为具备差动放大器21、平均值信号生成电路2、偏置信号生成电路3、比较器28、阈值生成电路281、2个比较电平生成电路41、42、以及定时生成电路90。此处，平均值信号生成电路2构成为具备峰值保持电路22、谷值保持电路23、以及平均值运算电路24，偏置信号生成电路3构成为具备比较电路25、计数器电路26、以及数字/模拟变换器27（以下，将数字/模拟变换称为D/A变换）。另外，如图3所示，比较电路25构成为具备比较器251以及252、和触发器电路253以及254。

在图2中，阈值生成电路281具备在电源电压VDD与接地电位之间相互串联连接的电阻R1以及R2，通过以用电阻R1以及R2的各电阻值的比表示的分压比对电源电压VDD进行分压而生成规定的阈值电压Vth1，并输出到比较器28的非反转输入端子。另外，比较电平生成电路41生成规定的比较电压Vc1，输出到比较电路25的比较器252的非反转输入端子，另一方面，比较电平生成电路42生成规定的比较电压Vc2，并输入到比较电路25的比较器251的反转输入端子。此处，比较电压Vc1被设定为小于阈值电压Vth1的值，比较电压Vc2被设定为大于阈值电压Vth1的值。

另外，在图2以及图4中，定时生成电路90是控制峰值保持电路22、谷值保持电路23、比较电路25、以及计数器电路26的各动作的控制电路。定时生成电路90生成具有规定的周期Δt的时钟信号CK，并输出到比较电路25的触发器电路253以及254（参照图3）的各时钟输入端子、以及计数器电路26。另外，定时生成电路90检测从比较器28输出的2值化信号Vbi的各上升沿边缘，针对使各上升沿边缘之间的间隔成为2值化信号Vbi的周期时的该周期的3倍的周期的每一个（例如，在图4的定时t0、t1、t2、…中），生成在紧接着2值化信号Vbi的上升沿之后的时钟信号CK的上升沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的比较定时信号S90a，并输出到比较电路25的触发器电路253以及254的各使能输入端子。进而，定时生成电路90生成在比较定时信号S90A的下降沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的保持电路复位信号S90h，并输出到峰值保持电路22以及谷值保持电路23。然后，定时生成电路90与保持电路复位信号S90h同样地生成计数定时信号S90c，并输出到计数器电路26。另外进而，生成在计数定时信号S90C的下降沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的指示清零信号S90b，并输出到比较电路25的触发器电路253以及254的各复位输入端子。另外，如图4所示，时钟信号CK的周期Δt被设定为比齿轮50旋转时的2值化信号Vbi的周期充分小的值。通过如以上说明构成定时生成电路90，定时生成电路90例如以在图4的定时t0、t1、t2、…生成偏置信号Voff的方式，控制平均值信号生成电路2以及偏置信号生成电路3。

另外，在图2中，差动放大器21是偏置校正信号生成单元，通过从来自旋转检测电路30的旋转检测信号Vde减去来自D/A变换器27的偏置信号Voff并进行放大，生成相减以及放大结果的偏置校正信号Vadj，输出到比较器28的反转输入端子。比较器28比较偏置校正信号Vadj的信号电压和阈值电压Vth1，在偏置校正信号Vadj的信号电压大于阈值电压Vth1时生成并输出低电平的2值化信号Vbi，另一方面，在偏置校正信号Vadj的信号电压小于阈值电压Vth1时生成并输出高电平的2值化信号Vbi。

进而，在图2中，峰值保持电路22在保持电路复位信号S90h的各上升沿边缘的定时被复位，检测并保持偏置校正信号Vadj的峰值，将检测并保持结果的峰值信号Vp输出到平均值运算电路24。另一方面，谷值保持电路23在保持电路复位信号S90h的各上升沿边缘的定时被复位，检测保持偏置校正信号Vadj的谷值，将检测保持结果的谷值信号Vb输出到平均值运算电路24。平均值运算电路24通过相加峰值信号Vp和谷值信号Vb之后除以2，生成表示偏置校正信号Vadj的峰值和谷值的平均值的平均值信号Vav，输出到比较电路25的比较器251的非反转输入端子、和比较器252的反转输入端子。

另外，在图3的比较电路25中，将来自比较器251的输出信号输出到触发器电路253的数据输入端子，另一方面，将来自比较器252的输出信号输出到触发器电路254的数据输入端子。然后，从触发器电路253的Q输出端子，将向下计数指示信号S25d输出到计数器电路26，从触发器电路254的Q输出端子，将向上计数指示信号S25u输出到计数器电路26。

另外，在图2中，计数器电路26响应于高电平的计数定时信号S90c，检测向上计数指示信号S25u以及向下计数指示信号S25d的各电压电平（是信号电压）。然后，计数器电路26在时钟信号CK的上升沿边缘的定时，响应于高电平的向上计数指示信号S25u而使计数器值C26递增1，另一方面，响应于高电平的向下计数指示信号S25d而使计数器值C26递减1，将该计数器值C26输出到D/A变换器27。D/A变换器27将所输入的计数器值C26D/A变换为模拟信号，作为偏置信号Voff输出到差动放大器21的反转输入端子。另外，将所输入的计数器值C26变化了1比特时的来自D/A变换器27的输出信号Voff的电压电平的变化量称为D/A变换器27的分辨率Wr。

接下来，参照图4，说明旋转检测装置10的动作。在图4中，定时生成电路90根据2值化信号Vbi的上升沿边缘的各定时t0、t1、t2，生成保持电路复位信号S90h、比较定时信号S90a、指示清零信号S90b、以及计数定时信号S90c。此处，定时t1是从2值化信号Vbi的上升沿边缘的定时t0起3周期后的上升沿边缘的定时，定时t2是从2值化信号Vbi的上升沿边缘的定时t1起3周期后的上升沿边缘的定时。在图4中，在定时t1，平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vc2，所以生成高电平的向下计数指示信号S25d。与其对应地，计数器电路26使计数器值C26从n（n是整数）向n－1递减1并输出到D/A变换器27。其结果，偏置信号Voff的电压电平下降，偏置校正信号Vadj的电压电平也下降。另外，在定时t2，平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vc1、并且小于比较电压Vc2，所以向上计数指示信号S25u以及向下计数指示信号S25d的各电压电平是低电平。因此，在定时t2，计数器值C26既不递增也不递减，偏置信号Voff的电压电平维持。

如以上说明，根据本实施方式，以使根据偏置校正信号Vadj生成的平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vc1并且小于比较电压Vc2的方式，使偏置信号Voff的电压电平变化。因此，能够对不包含数字数据的旋转检测信号Vde比以往技术更正确地进行2值化而生成2值化信号Vbi。另外，即使由于环境温度的变化等而旋转检测信号Vde的电压电平发生了变动，也能够始终比以往技术更可靠地生成占空比是50%的2值化信号Vbi。另外，不论平均值信号Vav与比较电压Vc1以及Vc2之间的差的大小是多少，偏置信号Voff的信号电压都在使偏置信号Voff变化的各定时（例如，是图4的定时t0、t1、t2），每次仅变化与D/A变换器27的分辨率对应的规定的电压Wr。

因此，即使在旋转检测信号Vde上重叠了尖峰噪声那样的比较短的周期且大振幅的噪声，偏置信号Voff的信号电压也仅变动比该尖峰噪声的振幅小的规定的变化量Wr，而能够比以往技术更可靠地生成2值化信号Vbi。进而，在平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vc1并且小于比较电压Vc2之后，计数器电路26不进行计数动作，所以偏置信号Voff的电压电平不变化，2值化信号Vbi的边缘的各位置也稳定。

另外，在本实施方式中，比较电压Vc1被设定为小于阈值电压Vth1的值，比较电压Vc2被设定为大于阈值电压Vth1的值，但本发明不限于此。另外，定时生成电路90以2值化信号Vbi的周期的3倍的周期，生成了各信号S90h、S90a、S90b以及S90c，但本发明不限于此，也可以以与2值化信号Vbi的周期相等的周期或者2倍以上的周期，生成各信号S90h、S90a、S90b以及S90c。

另外，在本实施方式中，阈值生成电路281、和比较电平生成电路41以及42设置于2值化电路20内，但本发明不限于此，而也可以设置于2值化电路20的外部。

进而，在本实施方式中，保持电路复位信号S90h以及计数定时信号S90c是在比较定时信号S90a的下降沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的信号，但本发明不限于此，保持电路复位信号S90h以及计数定时信号S90c在比较定时信号S90a之后生成即可，而无需在紧接着比较定时信号S90a之后发生。

实施方式2.

图5是示出本发明的实施方式2的旋转检测装置10A的结构的框图，图6是示出图5的比较电路25A的结构的电路图。本实施方式的旋转检测装置10A相比于实施方式1的旋转检测装置10，代替2值化电路20而具备2值化电路20A。此处，2值化电路20A的特征在于，相比于2值化电路20，代替比较器28而具备具有磁滞特性的磁滞比较器29，代替定时生成电路90而具备定时生成电路90A，代替偏置信号生成电路3而具备偏置信号生成电路3A。偏置信号生成电路3A相比于偏置信号生成电路3，代替比较电路25而具备比较电路25A。此处，在图6中，比较电路25A构成为具备比较器255、反相器256、和触发器电路257以及258。定时生成电路90A是控制峰值保持电路22、谷值保持电路23、比较电路25A、以及计数器电路26的各动作的控制电路。

在图5中，磁滞比较器29构成为具备：比较器28；电阻R4，连接在比较器28的非反转输入端子与电阻R1以及R2的连接点之间；作为反馈电阻的电阻R5，连接在比较器28的非反转输入端子与比较器28的输出端子之间；以及电阻R3，连接在正的电源电压VDD与比较器28的输出端子之间。此处，对比较器28的非反转输入端子输出的阈值电压Vtha如图12所示，被设定为比从阈值生成电路281输出的阈值电压Vth1小的阈值电压Vth2或者比阈值电压Vth1大的阈值电压Vth3。具体而言，在2值化信号Vbi是高电平的期间，阈值电压Vtha被设定为阈值电压Vth3，在2值化信号Vbi是低电平的期间，阈值电压Vtha被设定为阈值电压Vth2。通过如以上说明构成磁滞比较器29，比较器28根据阈值电压Vth1、和2值化信号Vbi，依据2值化信号Vbi的电压电平，将阈值电压Vtha选择性地设定为阈值电压Vth2和阈值电压Vth3中的某一个，从而将偏置校正信号Vadj与阈值电压Vth2或者阈值电压Vth3进行比较，输出表示比较结果的2值化信号Vbi。另外，磁滞比较器29将如上所述选择性地设定的阈值电压Vth2和作为阈值电压Vth3的阈值电压Vtha输出到比较电路25A的比较器255的非反转输入端子。另外，将阈值电压Vth2以及Vth3的差的大小（Vth3－Vth2）称为磁滞宽Wh，根据电阻R4以及R5的各电阻值的比决定磁滞宽Wh。

图7是示出图5的磁滞比较器29的动作的曲线。如图7所示，在偏置校正信号Vadj上重叠了噪声的情况下，针对从实施方式1的旋转检测装置10的比较器28输出的2值化信号Vbi，在偏置校正信号Vadj的电压电平从小于阈值电压Vth1的电压变化为大于阈值电压Vth1的电压时、以及偏置校正信号Vadj的电压电平从大于阈值电压Vth1的电压变化为小于阈值电压Vth1的电压时，重叠短周期的噪声。另一方面，根据本实施方式，在偏置校正信号Vadj的电压电平超过了阈值电压Vth3时，2值化信号Vbi的电压电平从高电平变化为低电平，在偏置校正信号Vadj的电压电平低于阈值电压Vth2时，2值化信号Vbi的电压电平从低电平变化为高电平，所以即使具有比磁滞宽Wh小的振幅的噪声重叠在偏置校正信号Vadj上，也不会在2值化信号Vbi上重叠短周期的噪声。

在图5中，定时生成电路90A生成具有规定的周期Δt的时钟信号CK，并输出到比较电路25A的触发器电路257以及258的各时钟输入端子（参照图6）、以及计数器电路26。另外，定时生成电路90A检测从比较器28输出的2值化信号Vbi的各上升沿边缘，针对以各上升沿边缘之间的间隔为2值化信号Vbi的周期时的该周期的3倍的周期的每一个，生成在紧接着2值化信号Vbi的上升沿之后的时钟信号CK的上升沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的保持电路复位信号S90h以及计数定时信号S90c，将保持电路复位信号S90h输出到峰值保持电路22以及谷值保持电路23，另一方面，将计数定时信号S90c输出到计数器电路26。进而，定时生成电路90A生成在计数定时信号S90C的下降沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的指示清零信号S90b，并输出到比较电路25的触发器电路257以及258的各复位输入端子。

进而，在图5中，定时生成电路90A在从生成保持电路复位信号S90h起2值化信号Vbi的周期的2倍的周期之后的上升沿边缘的定时的紧接着后面的定时、并且2值化信号Vbi的电压电平是高电平的期间内（参照图12），生成具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的比较定时信号S90a－1，并输出到比较电路25A的触发器电路257的使能输入端子。另外，定时生成电路90A在从生成保持电路复位信号S90h起2值化信号Vbi的周期的2倍的周期之后的上升沿边缘的定时的紧接着后面的定时、并且2值化信号Vbi的电压电平是低电平的期间内（参照图12），生成具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的比较定时信号S90a－2，并输出到比较电路25A的触发器电路258的使能输入端子。

在图6中，平均值信号Vav被输出到比较器255的非反转输入端子，另一方面，阈值电压Vtha被输出到比较器255的反转输入端子。进而，来自比较器255的输出信号被输出到触发器电路257的数据输入端子，并且经由反相器256输出到触发器电路258的数据输入端子。然后，触发器电路257生成向下计数指示信号S25da，从Q输出端子输出到计数器电路26，另一方面，触发器电路258生成向上计数指示信号S25ua，从Q输出端子输出到计数器电路26。通过如以上说明构成比较电路25A，比较电路25A在阈值电压Vtha是阈值电压Vth3的期间，比较平均值信号Vav和阈值电压Vth3，在平均值信号Vav大于阈值电压Vth3时，生成高电平的向下计数指示信号S25da。另外，比较电路25A在阈值电压Vtha是阈值电压Vth2的期间，比较平均值信号Vav和阈值电压Vth2，在平均值信号Vav小于阈值电压Vth2时，生成高电平的向上计数指示信号S25ua。

在图5中，计数器电路26响应于高电平的计数定时信号S90c，检测向上计数指示信号S25ua以及向下计数指示信号S25da的各电压电平。然后，计数器电路26在时钟信号CK的上升沿边缘的定时，响应于高电平的向上计数指示信号S25ua，使计数器值C26递增1，另一方面，响应于高电平的向下计数指示信号S25da，使计数器值C26递减1，并将该计数器值C26输出到D/A变换器27。另外，计数器电路26响应于低电平的向上计数指示信号S25ua以及低电平的向下计数指示信号S25da，使计数器值C26既不递增也不递减。

图8是示出图5的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。如图8所示，偏置信号生成电路3A在平均值信号Vav的电压电平小于阈值电压Vth2时，转移到进行使计数器值C26递增的向上计数动作的第1动作模式，在平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth3时，转移到进行使计数器值C26递减的向下计数动作的第2动作模式。进而，偏置信号生成电路3A在平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth2、并且小于阈值电压Vth3时，转移到使计数器值C26既不递增也不递减而使计数动作停止的第3动作模式。

接下来，参照图9至图11，说明磁滞比较器29的磁滞宽Wh的设定方法。图9以及图10是分别示出图5的磁滞比较器29的磁滞宽Wh小于D/A变换器27的分辨率Wr时的、阈值电压Vth2以及Vth3、与平均值信号Vav的关系的一个例子以及另一例子的曲线。另外，图11是示出图5的磁滞比较器29的磁滞宽Wh大于D/A变换器27的分辨率Wr时的、阈值电压Vth2以及Vth3、与平均值信号Vav的关系的一个例子的曲线。在图9至图11中，示出计数器电路26的计数器值C26是n－3、n－2、…、n+3时的平均值信号Vav的电压电平。在图9所示的例子中，在计数器值C26是n时，平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3之间的值，所以偏置信号生成电路3A转移到第3动作模式而使计数动作停止。

但是，在磁滞比较器29的磁滞宽Wh被设定为小于D/A变换器27的分辨率Wr的值的情况下，如图10所示，平均值信号Vav的电压电平有时不成为阈值电压Vth2以及Vth3之间的电压电平。此时，在计数器值C26是n时，平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth3，所以偏置信号生成电路3A转移到第2动作模式而使计数器值C26递减为n－1。其结果，在接下来的计数定时，平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2，偏置信号生成电路3A转移到第1动作模式而使计数器值C26递增为n。以下，计数器电路26反复计数器值C26的递增和递减。

另一方面，如图11所示，在磁滞比较器29的磁滞宽Wh被设定为大于D/A变换器27的分辨率Wr的值时，在平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth3的情况下，计数器电路26使计数器值C26递减。然后，在计数器值C26成为n+2时，平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3的值，所以计数器电路26使计数动作停止。另一方面，在平均值信号Vav的电压电平小于阈值电压Vth2的情况下，计数器电路26使计数器值C26递增。然后，在计数器值C26成为n－2时，平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3的值，所以计数器电路26使计数动作停止。因此，通过将磁滞宽Wh设定为比D/A变换器27的分辨率Wr大的值，将计数器值C26的变动抑制为最小限，在平均值信号Vav的电压电平具有阈值电压Vth2以及Vth3之间的值的通常动作中，能够使计数器电路26中的计数动作停止。

接下来，参照图12，说明旋转检测装置10A的动作。图12是示出图5的旋转检测装置10A的动作的时序图。在图12中，定时生成电路90A根据2值化信号Vbi的上升沿边缘的各定时t0、t1、t2，生成保持电路复位信号S90h、计数定时信号S90c、以及指示清零信号S90b。另外，定时生成电路90A如图12所示，在阈值电压Vtha是阈值电压Vth3的定时t11以及t13，生成高电平的比较定时信号S90a－1，另一方面，在阈值电压Vtha是阈值电压Vth2的定时t12以及t14，生成高电平的比较定时信号S90a－2。在定时t11，平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vth3，所以生成高电平的向下计数指示信号S25da。与其对应地，在定时t1，计数器电路26使计数器值C26从n向n－1递减1并输出到D/A变换器27。其结果，偏置信号Voff的电压电平下降，偏置校正信号Vadj的电压电平也下降。另外，在定时t13，平均值信号Vav的电压电平小于比较电压Vth3，在定时t14，平均值信号Vav的电压电平大于比较电压Vth2，所以向上计数指示信号S25ua以及向下计数指示信号S25da的各电压电平是低电平。因此，在定时t2，计数器值C26既不递增也不递减，偏置信号Voff的电压电平被维持。

如以上说明，根据本实施方式，以使根据偏置校正信号Vadj生成的平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth2并且小于阈值电压Vth3的方式，使偏置信号Voff的电压电平变化。因此，能够针对不包含数字数据的旋转检测信号Vde，比以往技术更正确地进行2值化而生成2值化信号Vbi。另外，即使由于环境温度的变化等而旋转检测信号Vde的电压电平发生了变动，也能够始终比以往技术更可靠地生成占空比是50%的2值化信号Vbi。另外，偏置信号Voff的信号电压不论平均值信号Vav与阈值电压Vth2以及Vth3之间的差的大小如何，都在使偏置信号Voff变化的各定时（例如，图12的定时t0、t1、t2），每次仅变化与D/A变换器27的分辨率对应的规定的电压Wr。因此，即使在旋转检测信号Vde上重叠了尖峰噪声那样的比较短的周期且大振幅的噪声，偏置信号Voff的信号电压仅变化比该尖峰噪声的振幅小的规定的变化量Wr，能够比以往技术更可靠地生成2值化信号Vbi。

进而，根据本实施方式，相比于实施方式1，将磁滞比较器29的阈值电压Vtha输出到比较电路25A，所以无需设置比较电平生成电路41以及42，能够降低电路规模。另外，相比于实施方式1的比较电路25，能够削减1个比较器。

另外，定时生成电路90A以2值化信号Vbi的周期的3倍的周期生成了各信号S90h、S90b以及S90c，但本发明不限于此，也可以以2值化信号Vbi的周期的2倍以上的周期，生成各信号S90h、S90b以及S90c。

另外，在本实施方式中，定时生成电路90A检测从比较器28输出的2值化信号Vbi的各上升沿边缘，针对以各上升沿边缘之间的间隔为2值化信号Vbi的周期时的该周期的3倍的周期的每一个，生成在紧接着2值化信号Vbi的上升沿之后的时钟信号CK的上升沿边缘的定时上升、并且具有脉冲宽度Δt的脉冲形状的保持电路复位信号S90h以及计数定时信号S90c。但是，本发明不限于此，定时生成电路90A也可以在比2值化信号Vbi的上升沿之后的、例如2值化信号Vbi1周期以内的规定的定时，生成保持电路复位信号S90h以及计数定时信号S90c。

实施方式3.

在实施方式2的旋转检测装置10A中，如图11所示，在磁滞宽Wh被设定为大于D/A变换器27的分辨率Wr的值的情况下，根据起动时的平均值信号Vav的电压电平与阈值电压Vth2以及Vth3的关系，平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3之间的值而计数器电路26使计数动作停止了时的计数器值C26的值变化。具体而言，在图11中，在起动时的平均值信号Vav的电压电平小于阈值电压Vth2的情况下，计数器电路26在使计数器值C26递增至成为n－2之后，使计数动作停止。另一方面，在起动时的平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth3的情况下，计数器电路26在使计数器值C26递减至成为n+2之后，使计数动作停止。

在本实施方式中，在平均值信号Vav的电压电平具有阈值电压Vth2以及Vth3之间的值的通常动作中，以使平均值信号Vav的电压电平成为规定的1个值的方式，控制计数器电路26的动作。图13是示出本发明的实施方式3的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。在本实施方式中，定时生成电路90A以及比较电路25A构成为偏置信号生成电路3A依照图13的状态迁移图动作。

在图13中，偏置信号生成电路3A在旋转检测装置10A的起动时平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth3的情况下，转移到进行向下计数动作的第2动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3，使计数器值C26递减。然后，偏置信号生成电路3A在第2动作模式下，在平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3时，转移到使计数动作停止的第3动作模式。另一方面，在旋转检测装置10A的起动时平均值信号Vav的电压电平小于阈值电压Vth3的情况下，转移到进行向上计数动作的第1动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth3，使计数器值C26向上计数。然后，偏置信号生成电路3A在平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth3时，转移到第2动作模式。接下来，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3，使计数器值C26递减。然后，偏置信号生成电路3A在第2动作模式下，平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3时，转移到使计数动作停止的第3动作模式。

另外，在图13中，在第3动作模式下，通过温度变化等所致的旋转检测信号Vde的电压电平的变动，平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth3时，偏置信号生成电路3A迁移到第2动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3，使计数器值C26递减。另一方面，在第3动作模式下，平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2的情况下，转移到第1动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth3，使计数器值C26递增，接下来，转移到第2动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth3，使计数器值C26递减。

通过如以上说明控制计数器电路26的动作，如图11所示，在磁滞宽Wh被设定为大于D/A变换器的分辨率Wr的值时，不依赖于在起动时平均值信号Vav的电压电平是否大于阈值电压Vth3，而能够以比阈值电压Vth3最多低D/A变换器27的分辨率Wr的规定的电压电平，使计数器电路26的计数动作停止。例如，在图11的例子中，在计数器值C26成为n+2时，计数器电路26使计数动作停止。

实施方式3的变形例.

图14是示出本发明的实施方式3的变形例的偏置信号生成电路3A的动作的状态迁移图。本变形例相比于实施方式3，平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3之间的值而计数器电路26停止计数动作时的计数器值C26不同。在本变形例中，定时生成电路90A以及比较电路25A构成为偏置信号生成电路3A依照图14的状态迁移图而动作。

在图14中，偏置信号生成电路3A在旋转检测装置10A的起动时平均值信号Vav的电压电平大于阈值电压Vth2的情况下，转移到进行向下计数动作的第2动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2，使计数器值C26递减。然后，偏置信号生成电路3A在第2动作模式下，平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2时，转移到第1动作模式。接下来，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2，使计数器值C26向上计数。然后，偏置信号生成电路3A在平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2时，转移到第3动作模式。另一方面，在旋转检测装置10A的起动时平均值信号Vav的电压电平小于阈值电压Vth2的情况下，转移到进行向上计数动作的第1动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2，使计数器值C26向上计数。然后，偏置信号生成电路3A在平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2时，转移到第3动作模式。

另外，在图14中，在第3动作模式下，通过温度变化等所致的旋转检测信号Vde的电压电平的变动，平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth3时，偏置信号生成电路3A迁移到第2动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2，使计数器值C26递减，接下来，转移到第1动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2，使计数器值C26递增。另一方面，在第3动作模式下，平均值信号Vav的电压电平变得小于阈值电压Vth2的情况下，转移到第1动作模式，直至平均值信号Vav的电压电平变得大于阈值电压Vth2，使计数器值C26递增，返回第3动作模式。

通过如以上说明控制计数器电路26的动作，如图11所示，在磁滞宽Wh被设定为大于D/A变换器的分辨率Wr的值时，不依赖于在起动时平均值信号Vav的电压电平是否大于阈值电压Vth2，而能够以比阈值电压Vth2最多高D/A变换器27的分辨率Wr的规定的电压电平，使计数器电路26的计数动作停止。例如，在图11的例子中，在计数器值C26成为n－2时，计数器电路26使计数动作停止。

实施方式4.

图15是示出本发明的实施方式4的旋转检测装置10B的结构的框图。另外，图16是示出图15的旋转检测装置10B的通常动作时的动作的时序图，图17是示出图15的旋转检测装置10B的起动时的动作的时序图。本实施方式的旋转检测装置10B相比于实施方式2的旋转检测装置10A，代替2值化电路20A而具备2值化电路20B。此处，2值化电路20B的特征在于，相比于2值化电路20A，代替定时生成电路90A而具备定时生成电路90B。

在图15中，定时生成电路90B是控制峰值保持电路22、谷值保持电路23、比较电路25、以及计数器电路26的各动作的控制电路，与定时生成电路90A同样地，生成保持电路复位信号S90h并输出到峰值保持电路22以及谷值保持电路23。进而，定时生成电路90B与定时生成电路90A同样地，生成比较定时信号S90a－1、S90a－2、指示清零信号S90b、以及时钟信号CK，并输出到比较电路25A。另外，定时生成电路90B与定时生成电路90A同样地，将时钟信号CK输出到计数器电路26。进而，定时生成电路90B在通常动作时以及起动时，如以下那样，生成计数定时信号S90cB以及计数器变化量指示信号S90m，并输出到计数器电路26。

（1）通常动作时.

在图15以及图16中，定时生成电路90B根据从比较电路25A输出的向上计数指示信号S25ua以及向下计数指示信号S25da，判断平均值信号Vav的电压电平是否具有阈值电压Vth2以及Vth3之间的值，在平均值信号Vav的电压电平具有阈值电压Vth2以及Vth3之间的值的通常动作时，如图16所示，以使具有规定的休止期间长的休止期间和具有规定的工作期间长的工作期间交替反复的方式动作。定时生成电路90B在休止期间生成了高电平的保持电路复位信号S90h的情况下，在该保持电路复位信号S90h的接下来的保持电路复位信号S90h的生成定时，不生成高电平的计数定时信号S90cB。另外，定时生成电路90B在工作期间生成了高电平的保持电路复位信号S90h的情况下，在该保持电路复位信号S90h的接下来的保持电路复位信号S90h的生成定时，生成高电平的计数定时信号S90cB，并输出到计数器电路26。进而，定时生成电路90B生成低电平的计数器变化量指示信号S90m并输出到计数器电路26。计数器电路26响应于高电平的计数定时信号S90cB以及低电平的计数器变化量指示信号S90m，而检测向上计数指示信号S25ua以及向下计数指示信号S25da的各电压电平。然后，在时钟信号CK的上升沿边缘的定时，响应于高电平的向上计数指示信号S25ua，使计数器值C26递增1，另一方面，响应于高电平的向下计数指示信号S25da，使计数器值C26递减1，将该计数器值C26输出到D/A变换器27。例如，在图16中，在休止期间中的定时t22以及t24生成的高电平的保持电路复位信号S90h的接下来的各定时t23以及t25，不生成高电平的计数定时信号S90cB。另一方面，在工作期间中的定时t23生成的高电平的保持电路复位信号S90h的接下来的各定时t24，生成高电平的计数定时信号S90cB，计数器值C26递减1。

一般，如果平均值信号Vav的电压电平成为阈值电压Vth2以及Vth3之间的值，则在通常动作中，针对平均值信号Vav的电压电平，重叠与具有比2值化信号Vbi的周期长的变动周期的温度变化相伴的电压电平的变动。根据本实施方式，在通常动作时，设置停止期间，所以能够将计数器电路26的计数动作的次数抑制为最低限，将偏置生成电路3A中的偏置信号Voff的电压电平的变化抑制为最低限。

（2）起动时.

在图15以及图17中，定时生成电路90B在旋转检测装置10B刚刚起动之后偏置信号生成电路3A以第1动作模式或者第2动作模式（参照图8）进行着计数动作时，以2值化信号Vbi的周期的2倍的周期，与实施方式2的定时生成电路90A同样地生成高电平的保持电路复位信号S90h、高电平的比较定时信号S90a－1、S90a－2、高电平的计数定时信号S90cB、以及高电平的指示清零信号S90b。进而，定时生成电路90B在旋转检测装置10B刚刚起动之后偏置信号生成电路3A以第1动作模式或者第2动作模式进行着计数动作时，生成指示将使计数器值C26递增或者递减了1次时的该计数器值C26的变化量设定为2的高电平的计数器变化量指示信号S90m，并输出到计数器电路26。计数器电路26响应于高电平的计数定时信号S90cB以及高电平的计数器变化量指示信号S90m，检测向上计数指示信号S25ua以及向下计数指示信号S25da的各电压电平。然后，在时钟信号CK的上升沿边缘的定时，响应于高电平的向上计数指示信号S25ua，使计数器值C26递增2，另一方面，响应于高电平的向下计数指示信号S25da，使计数器值C26递减2，并将该计数器值C26输出到D/A变换器27。

一般，在旋转检测装置10B以及2值化电路20B的起动时，平均值信号Vav的电压电平有时比阈值电压Vth2非常小、或者比阈值电压Vth3非常大，所以需要在比上述通常动作时更短的期间内使偏置信号Voff的电压电平变化。根据本实施方式，在起动时，将各信号S90h、S90a－1、S90a－2、S90b以及S90cB的生成间隔设定为比通常动作时短，并且将计数器电路26中的计数器值C26的递增或者递减的量设定为2。由此，定时生成电路90B在2值化电路20B的起动时，以按照比平均值信号Vav的信号电压大于阈值电压Vth2并且小于阈值电压Vth3时的偏置信号Voff的生成定时的间隔短的定时的间隔，生成偏置信号Voff的方式，控制平均值信号生成电路2以及偏置信号生成电路3A。因此，相比于实施方式2，在起动时，能够使平均值信号Vav的电压电平更迅速地收敛于阈值电压Vth2与Vth3之间的值。

另外，在本实施方式中，将起动时的各信号S90h、S90a－1、S90a－2、S90b以及S90cB的生成间隔设定为比通常动作时短、并且将计数器电路26中的计数器值C26的递增或者递减的量设定为2。但是，本发明不限于此，执行将起动时的各信号S90h、S90a－1、S90a－2、S90b以及S90cB的生成间隔设定为比通常动作时短、和将比计数器电路26中的计数器值C26的递增或者递减的量设定为比通常动作时大的值中的至少一方即可。另外，也可以以在刚刚起动之后，将来自定时生成电路90B的计数定时信号S90c的脉冲宽度设定为通常动作时的计数定时信号S90cB的脉冲宽度的2倍的宽度（2Δt），连续2次，在时钟信号CK的上升沿边缘的定时，使计数器值C26递增或者递减的方式，构成定时生成电路90B。

实施方式4的变形例.

图18是示出本发明的实施方式4的变形例的旋转检测装置10B的通常动作时的动作的时序图。本变形例相比于实施方式4，只有通常动作时的定时生成电路90B的动作不同。在本变形例中，如图18所示，定时生成电路90B与实施方式4同样地设定休止期间和工作期间，仅在工作期间内，生成高电平的保持电路复位信号S90h。然后，接着高电平的保持电路复位信号S90h，生成高电平的比较定时信号S90a－1、S90a－2、高电平的计数定时信号S25da、以及高电平的指示清零信号S90b。

根据本变形例，与实施方式4同样地，在通常动作时，设置停止期间，所以能够将计数器电路26的计数动作的次数抑制为最低限，将偏置生成电路3A中的偏置信号Voff的电压电平的变化抑制为最低限。

实施方式5.

图19是示出本发明的实施方式5的旋转检测装置10C的结构的框图，图20是示出图19的旋转检测装置10C的动作的时序图。

本实施方式的旋转检测装置10C相比于实施方式2的旋转检测装置10A，代替2值化电路20A而具备2值化电路20C。此处，2值化电路20C的特征在于，相比于2值化电路20A，代替定时生成电路90A，而具备具有用于测量规定的计时器期间长T的计时器电路90T的定时生成电路90C。

在图19中，定时生成电路90C是控制峰值保持电路22、谷值保持电路23、比较电路25、以及计数器电路26的各动作的控制电路，与定时生成电路90A同样地，生成各信号S90h、S90a－1、S90a－2、S90b、S90c、CK。进而，定时生成电路90C从旋转检测装置10C的外部的装置，接收表示旋转体50是否旋转的旋转检测信号SR。然后，在接收到表示旋转体50旋转的旋转检测信号SR时，如果检测到在上述计时器期间长T的期间内2值化信号Vbi的电压电平未变化，则根据2值化信号Vbi的电压电平，生成指示使计数器值C26递增或者递减的计数指示信号S90ud并输出到计数器电路26，而使偏置信号生成电路3A动作。与其对应地，计数器电路26使计数器值C26递增或者递减。例如，在图20的定时t31、t32、t33、t34，定时生成电路90C检测到表示旋转体50旋转的旋转检测信号SR以及在计时器期间长T的期间内2值化信号Vbi的电压电平保持低电平，生成指示使计数器值C26递减的计数指示信号S90ud，并输出到计数器电路26。

例如，在实施方式2中，在旋转检测装置10A的起动时等偏置校正信号Vadj的最小值大于阈值电压Vth3时、或者偏置校正信号Vadj的最大值小于阈值电压Vth2时，定时生成电路90A无法根据2值化信号Vbi，生成各信号S90h、S90a－1、S90a－2、S90b、S90c。因此，存在无法对偏置校正信号Vadj进行2值化这样的问题。在本实施方式中，以在偏置校正信号Vadj的最小值大于阈值电压Vth3时、或者偏置校正信号Vadj的最大值小于阈值电压Vth2时，也使计数器电路26动作，而能够对偏置校正信号Vadj进行2值化的方式，调整偏置信号Voff的电压电平，所以能够比实施方式2更正确地生成2值化信号Vbi。

另外，在实施方式2至5及其变形例中，阈值生成电路281设置于2值化电路20A、20B、20C内，但本发明不限于此，也可以设置于2值化电路20A、20B、20C的外部。

另外，在实施方式1中，定时生成电路90也可以在2值化电路20的起动时，以按照比平均值信号Vav的信号电压大于阈值电压Vc1并且小于阈值电压Vc2时的偏置信号Voff的生成间隔短的生成间隔，生成偏置信号Voff的方式，控制平均值信号生成电路2以及偏置信号生成电路3。另外，定时生成电路90也可以接收表示齿轮50是否旋转的旋转检测信号SR，根据旋转检测信号SR以及2值化信号Vbi，在检测到齿轮50旋转、并且在规定的时间期间内2值化信号Vbi的电压电平未变化时，使偏置信号生成电路3动作。

实施方式6.

图21是示出本发明的实施方式6的移动检测装置的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及固定的导轨60的立体图。本实施方式的移动检测装置相比于上述实施方式1~5的旋转检测装置10、10A、10B、以及10C，仅磁阻效应元件设备39以及磁铁40的设置方法不同。在上述实施方式1~5的旋转检测装置10、10A、10B、以及10C中，如图1所示，使磁阻元件设备39和磁铁40与齿轮50对向。另外，通过图2的旋转检测电路30，生成并输出表示齿轮50的旋转的旋转检测信号Vde。相对于此，在本实施方式中，如图21所示，将磁阻元件设备39和磁铁40安装于移动体61，并与固定的导轨60对向。此处，在由磁性材料构成的导轨60中，直线状地交替反复形成了凸部和凹部，移动体61在与导轨60的长度方向平行的移动方向D61上移动。磁铁40被配置成与导轨60对向并且在与导轨60之间具有规定的间隔，发生偏置磁场而施加到磁阻效应元件设备39。磁阻效应元件设备39被配置成与导轨60对向并且在与磁铁40以及导轨60之间分别具有规定的间隔。在磁阻效应元件设备39的表面，沿着移动体61的移动方向D61以具有规定的间隔的方式配置磁阻效应元件31、32、33以及34。

如果移动体61向移动方向D61移动，则导轨60的凸部和凹部交替与磁阻效应元件设备39对向，所以从磁铁40对该磁阻效应元件设备39施加的偏置磁场变化，与其对应地，磁阻效应元件31、32、33以及34的各电阻值变化。然后，图2的旋转检测电路30作为检测移动体61的移动量以及移动速度的移动检测单元动作，生成与表示齿轮50的旋转的旋转检测信号Vde同样的、表示移动体61的移动量以及移动速度的移动检测信号。即，移动检测信号中包含的正弦波信号分量的频率对应于移动体61的移动速度，从规定的定时起的正弦波信号分量的峰值（或者谷）的数量对应于从该定时起的移动体61的移动量。

因此，根据本实施方式的移动检测装置，与实施方式1~5的旋转检测装置10、10A、10B以及10C同样地，能够根据来自图2的旋转检测电路30的、表示移动体61的移动速度以及移动量的移动检测信号，生成2值化信号Vbi。然后，对该2值化信号Vbi进行计数，从而能够检测移动体61的位置以及移动速度。本实施方式起到与实施方式1~5同样的作用效果。

实施方式7.

图22是示出本发明的实施方式7的移动检测装置的磁阻效应元件设备39、磁铁40、以及移动的导轨62的立体图。本实施方式相比于实施方式6，仅磁阻效应元件设备39以及磁铁40的设置方法不同。在图22中，与图21的导轨60同样地构成的导轨62在与长度方向平行的移动方向D62上移动。另外，磁阻元件设备39和磁铁40被固定。如图22所示，如果导轨62相对磁阻元件设备39和磁铁40在移动方向D62上移动，则导轨62的凸部和凹部交替与磁阻效应元件设备39对向，所以从磁铁40对该磁阻效应元件设备39施加的偏置磁场变化，与其对应地，磁阻效应元件31、32、33以及34的各电阻值变化。另外，图2的旋转检测电路30作为检测导轨62的移动速度以及移动量的移动检测单元动作，生成与表示齿轮50的旋转的旋转检测信号Vde同样的、表示导轨62的移动的移动检测信号。

因此，根据本实施方式的移动检测装置，与实施方式1~5的旋转检测装置10、10A、10B以及10C同样地，能够根据来自图2的旋转检测电路30的、表示导轨62的移动速度以及移动量的移动检测信号，生成2值化信号Vbi。然后，对该2值化信号Vbi进行计数，从而能够检测导轨62的位置以及移动速度。本实施方式起到与实施方式1~5同样的作用效果。

另外，在实施方式6以及7中使用图19的2值化电路20C的情况下，定时生成电路90T代替表示齿轮50是否旋转的旋转检测信号SR，而输入表示移动体61或者导轨62是否移动的移动检测信号。

产业上的可利用性

如以上说明，根据本发明的检测信号处理用2值化电路、旋转检测装置、以及移动检测装置，具备将平均值信号的信号电压与规定的第2阈值电压以及比上述第2阈值电压大的规定的第3阈值电压进行比较，以使上述平均值信号的信号电压具有上述第2阈值电压与上述第3阈值电压之间的电压值的方式，生成偏置信号的偏置信号生成单元，所以能够比以往技术更可靠地根据第1检测信号生成2值化信号。

Claims (12)

1.一种检测信号处理用2值化电路，其特征在于，具备：

偏置校正信号生成单元，检测物体的旋转或者移动，根据随着该物体的旋转或者移动而变化的第1检测信号、和所输入的偏置信号，生成表示所述第1检测信号与所述偏置信号之差的偏置校正信号；

第1比较单元，将所述偏置校正信号与规定的第1阈值电压进行比较，输出表示比较结果的2值化信号；

平均值信号生成单元，生成表示所述偏置校正信号的平均值的平均值信号；以及

偏置信号生成单元，将所述平均值信号的信号电压与规定的第2阈值电压以及比所述第2阈值电压大的规定的第3阈值电压进行比较，以使所述平均值信号的信号电压具有所述第2阈值电压与所述第3阈值电压之间的电压值的方式，生成所述偏置信号。

2.根据权利要求1所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述第2阈值电压被设定为小于所述第1阈值电压的电压，

所述第3阈值电压被设定为大于所述第1阈值电压的电压。

3.根据权利要求2所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述第1比较单元根据所述第1阈值电压和所述2值化信号，依据所述2值化信号的信号电压，将所述第1阈值电压选择性地设定为所述第2阈值电压和所述第3阈值电压中的某一个，从而将所述偏置校正信号与所述第2阈值电压或者所述第3阈值电压进行比较，输出表示比较结果的2值化信号。

4.根据权利要求3所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述第1比较单元将所述选择性地设定的所述第2阈值电压或者所述第3阈值电压输出到所述偏置信号生成单元。

5.根据权利要求1所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述平均值信号生成单元具备：

峰值保持单元，检测并保持所述偏置校正信号的峰值，并输出该峰值；

谷值保持单元，检测并保持所述偏置校正信号的谷值，并输出该谷值；以及

平均值运算单元，根据所述峰值以及所述谷值，生成表示所述峰值与所述谷值的平均值的所述平均值信号。

6.根据权利要求1所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述偏置信号生成单元具备：

第2比较单元，将所述平均值信号的信号电压与所述第2阈值电压以及所述第3阈值电压进行比较，生成表示所述平均值信号的信号电压小于所述第2阈值电压的向上计数指示信号、和表示所述平均值信号的信号电压大于所述第3阈值电压的向下计数指示信号；

计数器单元，响应于所述向上计数指示信号，使计数器值递增，另一方面，响应于所述向下计数指示信号，使所述计数器值递减，并输出所述计数器值；以及

数字/模拟变换单元，对所述计数器值进行数字/模拟变换，作为所述偏置信号输出到所述偏置校正信号生成单元。

7.根据权利要求6所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

还具备控制单元，该控制单元控制所述平均值信号生成单元以及所述偏置信号生成单元，以使在规定的第1定时生成所述偏置信号。

8.根据权利要求7所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述控制单元在所述检测信号处理用2值化电路的起动时，控制所述平均值信号生成单元以及所述偏置信号生成单元，以使按照比所述平均值信号的信号电压大于所述第2阈值电压并且小于所述第3阈值电压时的第1定时的间隔短的第2定时的间隔，生成所述偏置信号。

9.根据权利要求7所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述物体是旋转体，

所述控制单元接收表示所述旋转体是否旋转的第2检测信号，在根据所述第2检测信号以及所述2值化信号，检测到所述旋转体旋转、并且在规定的时间期间内所述2值化信号的电压电平未变化时，使所述偏置信号生成单元动作。

10.根据权利要求7所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述物体是移动体，

所述控制单元接收表示所述移动体是否移动的第3检测信号，在根据所述第3检测信号以及所述2值化信号，检测到所述移动体移动、并且在规定的时间期间内所述2值化信号的电压电平未变化时，使所述偏置信号生成单元动作。

11.一种旋转检测装置，具备权利要求1至9中的任意一项所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述物体是旋转体，

具备旋转检测单元，该旋转检测单元检测所述旋转体的旋转而生成并输出随着该旋转体的旋转而变化的所述第1检测信号。

12.一种移动检测装置，具备权利要求1至8以及10中的任意一项所述的检测信号处理用2值化电路，其特征在于，

所述物体是移动体，

具备移动检测单元，该移动检测单元检测所述移动体的移动而生成并输出随着该移动体的移动而变化的所述第1检测信号。