CN102571170B - 一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法 - Google Patents

Abstract

一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法，首先进行相位扫描寻找接收端功率最大时所对应的两路输入信号作为输入信号，并获得其基准相位差；第一路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO1进行混频，得到I1、Q1两路信号；第二路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO2进行混频，得到I2、Q2两路信号；I1、Q1、I2、Q2四路信号送去积分单元去掉高频分量，再进行鉴相得到两路输入信号的相位差；将鉴相得到的相位差经过环路滤波器送回给本地NCO1或本地NCO2，消除环路中存在的相位差值；最后将基准相差调制输出。本发明的方法能够实时校准1°/s～10°/s内的链路变化。

Description

一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法

技术领域

本发明涉及一种可实时校准上行天线组阵链路变化的数字化实现方法。

背景技术

天线组阵可利用多个小口径天线等效成一个更大的天线实现发射和接收信号，无论是在建造成本还是设备维护等方面都有着巨大的优势。上行天线组阵是近几年刚刚兴起的一项技术，由于上行天线组阵中各天线缺少参考源，信号载波对齐变得十分困难，如果上行组阵各天线间发射信号的载波相位没有对齐，那么将会引起合成增益的降低，因此上行天线组阵的最大问题在于如何实现载波对齐。在上行天线组阵标校期，可以通过相位扫描法等手段使各天线的载波对齐，在实际使用中需要上行天线组阵能够克服链路干扰而保持载波相位对齐，而且保持的时间越长上行天线组阵系统越稳定，故有必要对上行天线组阵链路变化进行实时校准。名称为“Ground System Phase Estimation Techniques forUplink Array Applications”，作者为L.Paal，出自于“IPN Progress Report42-167”的文献中讲述了美国上行组阵应用中的地面系统相位估计技术，提到了一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法，该方法将参考信号与反馈信号进行处理得到误差信号，并根据误差信号进行校准和补偿，目的是使反馈信号与参考信号相位对齐。虽然该方法成功实现了对上行天线组阵系统链路变化的实时校准，但其不足之处在于：该方法获取误差信号的处理是在模拟域进行的，而非数字域。模拟信号没有数字信号便于处理、传输与存储，灵活性不够；模拟信号抗干扰性能较差，并且模拟器件稳定性没有数字器件好。对于上行天线组阵来说，信号的稳定性以及抗干扰性直接关系着上行天线组阵的发展，信号越稳定，上行天线组阵系统两次标校之间的间隔越长，应用价值越大。实际上文献中提到的上行天线组阵实时校准的方法就是为了增加系统的稳定性而提出的，但在模拟域实现必然会影响校准精度，影响系统稳定性，因而有必要在数字域设计实现上行天线组阵的实时校准。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种校准精度高、全数字的实时校准上行天线组阵链路变化的方法。

本发明包括如下技术方案：

一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法，包括如下步骤：

(1)进行相位扫描寻找接收端功率最大时所对应的两路输入信号作为输入信号，并获得其基准相位差；

(2)第一路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO1进行混频，得到I1、Q1两路信号；第二路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO2进行混频，得到I2、Q2两路信号；I1、Q1、I2、Q2四路信号送去积分单元去掉高频分量，再进行鉴相得到两路输入信号的相位差；

(3)将鉴相得到的相位差经过环路滤波器送回给本地NCO1或本地NCO2，消除环路中存在的相位差值；

(4)将相位θ_w置给NCO3，将相位(θ_w+基准相位差)置给NCO4，其中θ_w为任意值；NCO3产生的信号与I1、Q1混频，混频后的信号相加输出；NCO4产生的信号与I2、Q2混频，混频后的信号相加输出。

本发明与现有技术相比的有益效果是：

(1)本发明的方法采用全新的设计方法实现数字化的上行天线组阵多路信号的实时校准，电路可靠并且具有很大的灵活性和可移植性，提高了校准的精度和校准后信号的稳定性，提高了上行天线组阵系统克服链路变化的能力。

(2)经模拟链路变化试验验证，本发明的方法能够实时校准1°/s～10°/s内的链路变化。

附图说明

图1是本发明的校准电路图。

图2是本发明在实时校准和模拟链路变化两种功能下校准误差的变化情况。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的描述。

为了实现对上行天线组阵链路变化的实时校准，校准电路具备三种功能：直通功能；实时校准功能；和模拟链路变化功能。当基带设备进行相位扫描寻找能够使接收端功率最大的相位关系时，需置于直通，并记住基准相位差。基准相位差就是基带设备扫描完毕保持一定的相位进行输出后，本发明输入信号间的初始相位差。当找到基准相位差之后，进入校准状态。如需引入链路变化用于试验演示本发明方法的校准效果，则将校准电路置于链路变化模拟功能，实时校准引入的链路变化；如不需人为的引入链路变化，则将本校准电路置于实时校准功能，对实际链路上的变化进行校准。

为了具备上述功能，本发明的校准电路如图1所示。

本发明的校准方法具体包括如下步骤：

1、进行相位扫描寻找接收端功率最大值时所对应的本发明的两路输入信号的相位差，作为基准相位差θ₂-θ₁；

为了获得基准相位差，基带设备须在0～2π内进行相位扫描，例如让第1路基带设备的输出信号相位保持不变，第2路基带设备的输出信号相位在0～2π内以10°每秒的速度变化。接收端，两路信号合成为一路，并用频谱仪观察合成后信号功率的变化情况，根据功率的大小寻找使得接收端功率最大的基带设备两路输出信号的相位关系，找到之后基带设备保持该相位关系进行输出，送给本发明作为输入。

本发明的两路输入信号1、2经过AD采样之后，分别与本地NCO1和NCO2进行混频，得到I1、Q1、I2、Q2四路信号送去积分单元去掉高频分量，再进行鉴相即可得到两路输入信号的基准相位差。

2、在获得基准相位差后，进行下面的校准过程，具体包括如下步骤：

1)两路输入信号1、2经过AD采样之后，分别与本地NCO1和NCO2进行混频，得到I1、Q1、I2、Q2四路信号。四路信号送去积分单元去掉高频分量，再进行鉴相并对所得结果的实部和虚部求反正切，得到两路输入信号的相位差。如若引入链路变化，则可得到基准相位差和引入的链路变化的总和。(链路变化的引入是通过在本地NCO1和NCO2处加入一定的相位变化Δθ来实现)。

2)为了消除环路中的相位差值，须将得到的相位值经过环路滤波器送回给本地NCO1或本地NCO2，形成闭合环路。具体可描述为，环路滤波器根据鉴相结果可计算出消除环路差异需要调整的频差，并将该频差加到NCO1的频率控制字中调整NCO1的频率控制字。NCO1可根据频率控制字得到对应的相位，通过对NCO1频率控制字的调整即可实现对环路相位的调整，从而逐步消除链路的相位差值。

3)通过闭环将输入信号1、2的相差以及链路干扰消除掉之后，需要将基准相差调制输出。具体操作是将相位θ_w置给NCO3，产生相位为θ_w频率为70M的本地信号与I1、Q1混频，混频后的I1、Q1路信号相加并经过数模转换器后输出；将相位(θ_w+基准相差)置给NCO4，产生相位为(θ_w+基准相差)频率为70M的本地信号与I2、Q2混频，混频后的I2、Q2路信号相加并经过数模转换器后输出(其中θ_w可以为任意值，通常设置为0)。可以看出经过相位调整之后，本发明的输出信号可保持使接收端功率最大的基准相差输出。

下面列举一个具体的实施例来说明本发明克服链路变化的过程：

假设输入信号为从标准测控(TT&C)综合基带输出的两路70M中频信号，经过56MHz的AD采样后，假定第1路信号的初始相位为θ₁，第2路信号的初始相位为θ₂，在第1路的NCO1引入相位变化Δθ，那么可知：

第1路信号为：I＝cos(w₁₄(t)+θ₁)，

第2路信号为：II＝cos(w₁₄(t)+θ₂)，

I_nco1＝cos(w₁₄(t)+Δθ)，经过pi/2后变成I_nco1′＝sin(w₁₄(t)+Δθ)，

I_nco2＝cos(w₁₄(t))，经过pi/2后变成I_nco2′＝sin(w₁₄(t))。

在确定的信号形式之后，可根据电路的连接关系推导出相差，具体过程如下：

$I{\×I}_{\mathrm{nco}1}=\cos (w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_1)\cos (w_{14}t+\mathrm{\Δ\θ})=\frac{1}{2}[\cos (2w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\Δ\θ})+\cos ({\mathrm{\θ}}_1-\mathrm{\Δ\θ})];$

$I\×{I_{\mathrm{nco}1}}^{\′}=\cos (w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_1)\sin (w_{14}t+\mathrm{\Δ\θ})=\frac{1}{2}[\sin (2w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\Δ\θ})-\sin ({\mathrm{\θ}}_1-\mathrm{\Δ\θ})];$

$\mathrm{II}{\×I}_{\mathrm{nco}2}=\cos (w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_2)\cos \left(w_{14}t\right)=\frac{1}{2}[\cos (2w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_2)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)];$

$\mathrm{II}\×{I_{\mathrm{nco}}}^{\′}=\cos (w_{14}t+{\mathrm{\θ}}_2)\sin \left(w_{14}t\right)=\frac{1}{2}[\sin (2w_{0}t+{\mathrm{\θ}}_2)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)];$

分别经过积分后，可得：

I₁＝cos(θ₁-Δθ)；Q₁＝-sin(θ₁-Δθ)；

I₂＝cos(θ₂)；Q₂＝-sin(θ₂)；

积分消除高频分量之后，送去鉴相，

(I₁+jQ₁)(I₂-jQ₂)＝cos(θ₁-θ₂-Δθ)-jsin(θ₁-θ₂-Δθ)，

即I＝cos(θ₁-θ₂-Δθ)，Q＝-sin(θ₁-θ₂-Δθ)。

为了获得相位差，做反正切操作，得到：

$\arctan \frac{Q}{I}=\arctan \frac{-\sin ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2-\mathrm{\Δ\θ})}{\cos ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2-\mathrm{\Δ\θ})}=\arctan (-\tan ({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2-\mathrm{\Δ\θ}))$

$=\arctan (\tan \left(\mathrm{\Δ}\θ-({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2)\right)=\mathrm{\Δ\θ}-({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_2)$

开环状态下，令Δθ＝0就可找出基准相差θ₂-θ₁(对应直通功能)。闭环状态下将该相差返回给NCO1，使Δθ-(θ₁-θ₂)→0(这里我们称Δθ-(θ₁-θ₂)为校准误差)。校准误差变为0之后，再通过相位调整单元将相位0置给NCO3，相位θ₂-θ₁置给NCO4，这样便完成了相位校准过程。

基带设备相位扫描过后，本发明的两路输入信号的初始相位分别为θ₁和θ₂，基准相位差值为θ₂-θ₁。引入链路变化Δθ后，两路输出信号的相位差仍然为θ₂-θ₁，不受链路变化Δθ的影响，使得基准相差(可使接收端功率最大)得以保持。

图2为本发明在实时校准和模拟链路变化两种情况下校准误差的变化情况。校准误差＝调制输出信号间的相位差值-基准相位差。校准误差为零说明调制输出信号的相位差与基准相位差相等，即可保持使接收端功率最大的信号相位差进行输出，故校准误差越小，本发明的实时校准效果越好。图2-a为模拟的链路变化，图2-b为校准误差的变化，这两幅图在时间上是同步的。当本发明处于实时校准时，如图2-a所示未引入模拟链路变化，图2-b所示的校准误差从直通时的一固定值逐渐变化为0，并可保持稳定；当处于链路变化模拟模式时，引入10°/s的模拟链路变化，如图2-a所示，该变化量在本发明处于链路变化模拟模式时一直存在，图2-b所示的校准误差起初会受到图2-a所示的模拟链路变化的干扰逐渐变大，但随后即可逐步恢复为零，且保持在零值附近，克服了干扰的影响，证实了本发明可实时校准链路误差的功能。

本发明未公开技术属本领域技术人员公知常识。

Claims (1)

1.一种实时校准上行天线组阵链路变化的方法，其特征在于：该方法采用全数字的方式能够实时校准1°/s～10°/s内的链路变化，具体包括如下步骤：

(1)进行相位扫描寻找接收端功率最大时所对应的两路输入信号作为输入信号，并获得其基准相位差；

(2)第一路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO1进行混频，得到I1、Q1两路信号；第二路输入信号经过AD采样之后，与本地NCO2进行混频，得到I2、Q2两路信号；I1、Q1、I2、Q2四路信号送去积分单元去掉高频分量，再进行鉴相和反正切操作后得到两路输入信号的相位差；所述第一路输入信号、第二路输入信号为70M中频信号；

(3)将得到的相位差经过环路滤波器送回给本地NCO1或本地NCO2，消除环路中存在的相位差值；

(4)将相位θ_w置给NCO3，将相位(θ_w+基准相位差)置给NCO4，其中θ_w为任意值；NCO3产生的信号与I1、Q1混频，混频后的信号相加后经过DA转换后进行输出；NCO4产生的信号与I2、Q2混频，混频后的信号相加后经过DA转换后进行输出。