CN102510215A - 一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法，涉及电力电子功率变换技术领域，本发明的高压直流侧的第一滤波电容和第二滤波电容在脉冲宽度控制方法下，能在载波周期内实现自平衡控制，可有效减小电容电压波动；功率器件的电压应力可均为高压直流侧电压的一半，两个“半桥”输出的脉宽电压幅值为高压直流侧电压的一半，即可减小滤波电感值和电容容量，并降低了dv/dt；相对于现有的三电平双向直流变换器来说，本发明在实现高、低压直流侧之间大变换比的能量变换时，无需变压器，并且避免功率开关工作在极端占空比状态。

Description

一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换技术领域，涉及直流电源变换系统中的功率变换装置，特别涉及一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法。

背景技术

随着对可再生能源的不断开发利用，所产生的电能需要通过合理的方式进行传输或存储，比如光伏发电和燃料电池发电技术中，电能产生端发出的直流电可以通过直流变换器，得到较为稳定的直流母线电压，一方面可以通过逆变器将直流电转换成交流电，为交流负载供电；另一方面，也可以直接或再次通过直流变换器为直流负载供电。为了将多余的能量进行存储，以及在光照或燃料不足的情况下，储能单元能为负载提供不足部分的能量，需要将存储的能量释放到直流母线端。要实现这个功能，目前最好的能量转换方式是通过双向直流变换器来完成。

对于存储电能的蓄电池或超级电容来说，为了得到更高的容积效率，一般电压等级比较低；对于传输电能的直流母线来说，为了提高电能传输效率，需要提高电压等级。这样，就会出现储能端的电压等级与直流母线端的电压等级差异很大，即双向变换器需要提供很大的电压变换比，并且较高的直流母线电压对功率开关的耐压等级提出了更高的要求。所带来的问题是，双向直流变换器需要通过变压器来解决电压的大变换比问题，否则，直流变换器将出现极端占空比问题，功率开关难以响应极端窄的脉冲驱动信号。另外，功率开关耐压等级的提高，意味着通态压降和导通电阻的升高、功率开关的上限开关频率下降。

发明人在实现本发明的过程中，发现现有技术中至少存在以下的缺点和不足：

传统的两电平双向直流变换器在高压变换场合存在功率开关电压应力大、开关损耗大、滤波器体积大以及dv/dt高等突出问题，现有的三电平双向直流变换器解决了上述问题，但是在特殊的大变换比场合，功率开关将难以响应极窄的脉冲驱动信号、功率开关极易出现极端占空比的问题。

发明内容

本发明提供了一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法，该方案解决了具有传统三电平双向直流变换器特性的同时使得在大变换比的情况下功率开关响应极窄的脉冲驱动信号，避免了功率开关工作在极端占空比状态，详见下文描述：

一种三电平双向直流变换器，所述三电平双向直流变换器包括：低压直流侧滤波电容、高压直流侧第一滤波电容、高压直流侧第二滤波电容、第一续流二极管、第二续流二极管、第三续流二极管、第四续流二极管、第五续流二极管、第六续流二极管、第七续流二极管、第八续流二极管、第一箝位二极管、第二箝位二极管、第三箝位二极管、第四箝位二极管、第一可控功率开关、第二可控功率开关、第三可控功率开关、第四可控功率开关、第五可控功率开关、第六可控功率开关、第七可控功率开关、第八可控功率开关、高压直流侧母线电压、低压直流侧母线电压和储能电感，

所述三电平双向直流变换器由2个半桥构成，所述低压直流侧母线电压的正极性端分别与所述储能电感的一端和所述低压直流侧滤波电容的一端相连，所述低压直流侧母线电压的负极性端分别与所述低压直流侧滤波电容的另一端和右半桥的中点相连；所述储能电感的另一端连接左半桥的中点，所述左半桥的中点分别与所述第二续流二极管的阳极、所述第二可控功率开关的发射极、所述第三可控功率开关的集电极和所述第三续流二极管的阴极相连；所述第二续流二极管的阴极分别与所述第二可控功率开关的集电极、所述第一可控功率开关的发射极、所述第一续流二极管的阳极和所述第一箝位二极管的阴极相连；所述第一续流二极管的阴极分别与所述第一可控功率开关的集电极、所述第五可控功率开关的集电极、所述第五续流二极管的阴极、所述高压直流侧第一滤波电容的一端和所述高压直流侧母线电压的正极性端相连；所述第三续流二极管的阳极分别与所述第三可控功率开关的发射极、所述第四可控功率开关的集电极、所述第四续流二极管的阴极和所述第二箝位二极管的阳极相连；所述第二箝位二极管的阴极分别与所述第一箝位二极管的阳极、所述第三箝位二极管的阳极、所述第四箝位二极管的阴极、所述高压直流侧第一滤波电容的另一端和所述高压直流侧第二滤波电容的一端相连；所述第四续流二极管的阳极分别与所述第四可控功率开关的发射极、所述第八可控功率开关的发射极、所述第八续流二极管的阳极、所述高压直流侧第二滤波电容的另一端和所述高压直流侧母线电压的负极性端相连；所述第五续流二极管的阳极分别与所述第五可控功率开关的发射极、所述第三箝位二极管的阴极、所述第六可控功率开关的集电极和所述第六续流二极管的阴极相连；所述第四箝位二极管的阳极分别与所述第七可控功率开关的发射极、所述第八可控功率开关的集电极、所述第七续流二极管的阳极和所述第八续流二极管的阴极相连；所述第七续流二极管的阴极、所述第七可控功率开关的集电极、所述第六可控功率开关的发射极和所述第六续流二极管的阳极同时连接所述右半桥的中点。

所述第一可控功率开关、所述第二可控功率开关、所述第三可控功率开关、所述第四可控功率开关、所述第五可控功率开关、所述第六可控功率开关、所述第七可控功率开关和所述第八可控功率开关具体为：低耐压的可控功率开关。

一种三电平双向直流变换器的脉冲宽度控制方法，所述方法包括以下步骤：

(1)所述三电平双向直流变换器工作在Buck模式时，根据第一脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行脉冲宽度调制；

所述第一脉冲宽度调制规则具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_1=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_2=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_7=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_8=0\end{array}\right.,$ 调制度m_a＞m_b＞0.5；

获取所述三电平双向直流变换器工作在所述Buck模式时，高压直流侧电压与低压直流侧电压的关系为

U_low＝(m_a-m_b)×U_high

所述第一可控功率开关、所述第二可控功率开关、所述第七可控功率开关和所述第八可控功率开关的占空比为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d_8=\frac{t_{\mathrm{on}1}}{T}=1-m_b\\ d_7=d_2=\frac{T-t_{\mathrm{off}7}}{T}=m_a\end{array}\right.;$

(2)所述三电平双向直流变换器工作在Boost模式时，根据第二脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行脉冲宽度调制；

所述第二脉冲宽度调制规则具体为：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}2},S_3=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},S_4=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},S_5=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},S_6=0\end{array}\right.,$ 调制度m_a＜m_b＜0.5，

获取所述三电平双向直流变换器工作在所述Boost模式时，低压直流侧电压与高压直流侧电压的关系为

$U_{\mathrm{high}}=\frac{U_{\mathrm{low}}}{(m_b-m_a)};$

所述第三可控功率开关、所述第四可控功率开关、所述第五可控功率开关和所述第六可控功率开关的占空比为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_3=d_6=1-\frac{t_{\mathrm{off}3}}{T}=1-m_b\\ d_4=d_5=\frac{t_{\mathrm{on}5}}{T}=m_a\end{array}\right.;$

其中，T为载波周期，t_on1为所述第一可控功率开关在某一个载波周期内的导通时间；t_off3为所述第三可控功率开关在某一个载波周期内的关闭时间；t_on5为所述第五可控功率开关在某一个载波周期内的导通时间；t_off7为所述第七可控功率开关在某一个载波周期内的关闭时间。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

本发明提供了一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法，本发明的高压直流侧的第一滤波电容和第二滤波电容在脉冲宽度控制方法下，能在载波周期内实现自平衡控制，可有效减小电容电压波动；功率器件的电压应力可均为高压直流侧电压的一半，即为高压直流侧第一滤波电容和第二滤波电容的电压，因此可选用耐压较低、通态压降较低、导通电阻较小以及开关频率较高的可控功率开关；两个“半桥”输出的脉宽电压幅值为高压直流侧电压的一半，即可减小滤波电感值和电容容量，并降低了dv/dt；相对于现有的三电平双向直流变换器来说，本发明实现高、低压直流侧之间大变换比的能量变换时，可以无需变压器，并且避免可控功率开关工作在极端占空比状态。

附图说明

图1是本发明提供的三电平双向直流变换器的拓扑结构图；

图2a和图2b是本发明提供的三电平双向直流变换器工作的Buck模式和Boost模式工作原理图；

图3a、图3b、图3c、图3d、图3e和图3f是本发明提供的三电平双向直流变换器Buck模式工作机理；

图4a、图4b、图4c、图4d、图4e和图4f是本发明提供的三电平双向直流变换器Boost模式工作机理；

图5是本发明提供的三电平双向直流变换器的脉冲宽度控制方法的示意图；

图6是本发明提供的三电平双向直流变换器的脉冲宽度控制方法的流程图。

附图中各标号所代表的部件列表如下：

U_high：高压直流侧母线电压；

U_low：低压直流侧母线电压；

C_f1：低压直流侧滤波电容；        C_f2：高压直流侧第一滤波电容；

C_f3：高压直流侧第二滤波电容；    S₁：第一可控功率开关；

S₂：第二可控功率开关；           S₃：第三可控功率开关；

S₄：第四可控功率开关；           S₅：第五可控功率开关；

S₆：第六可控功率开关；           S₇：第七可控功率开关；

S₈：第八可控功率开关；           L_f：储能电感；

D_c1：第一箝位二极管；    D_c2：第二箝位二极管；    D_c3：

第三箝位二极管；                 D_c4：第四箝位二极管；

D₁：第一续流二极管；             D₂：第二续流二极管；

D₃：第三续流二极管；             D₄：第四续流二极管；

D₅：第五续流二极管；             D₆：第六续流二极管；

D₇：第七续流二极管；             D₈：第八续流二极管；

U_ab：变换器输出的脉宽电压；      T：载波周期；

m_a：双调制波V_a的调制度；         m_b：双调制波V_b的调制度；

f_p：能量管理层的控制信号；

t_on1：第一可控功率开关S₁在某一个载波周期内的导通时间；

t_off3：第三可控功率开关S₃在某一个载波周期内的关闭时间；

t_on5：第五可控功率开关S₅在某一个载波周期内的导通时间；

t_off7：第七可控功率开关S₇在某一个载波周期内的关闭时间。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了解决具有传统三电平双向直流变换器特性的同时使得在大变换比的情况下功率开关响应极窄的脉冲驱动信号，避免可控功率开关工作在极端占空比状态，本发明实施例提供了一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法，参见图1，详见下文描述：

一种三电平双向直流变换器，包括：低压直流侧滤波电容C_f1、高压直流侧第一滤波电容C_f2、高压直流侧第二滤波电容C_f3、第一续流二极管D₁、第二续流二极管D₂、第三续流二极管D₃、第四续流二极管D₄、第五续流二极管D₅、第六续流二极管D₆、第七续流二极管D₇、第八续流二极管D₈、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、第一可控功率开关S₁、第二可控功率开关S₂、第三可控功率开关S₃、第四可控功率开关S₄、第五可控功率开关S₅、第六可控功率开关S₆、第七可控功率开关S₇、第八可控功率开关S₈、高压直流侧母线电压U_high、低压直流侧母线电压U_low和储能电感L_f，

三电平双向直流变换器由2个半桥构成，低压直流侧母线电压U_low的正极性端分别与储能电感L_f的一端和低压直流侧滤波电容C_f1的一端相连，低压直流侧母线电压U_low的负极性端分别与低压直流侧滤波电容C_f1的另一端和右半桥的中点b相连；储能电感L_f的另一端连接左半桥的中点a，左半桥的中点a分别与第二续流二极管D₂的阳极、第二可控功率开关S₂的发射极、第三可控功率开关S₃的集电极和第三续流二极管D₃的阴极相连；第二续流二极管D₂的阴极分别与第二可控功率开关S₂的集电极、第一可控功率开关S₁的发射极、第一续流二极管D₁的阳极和第一箝位二极管D_c1的阴极相连；第一续流二极管D₁的阴极分别与第一可控功率开关S₁的集电极、第五可控功率开关S₅的集电极、第五续流二极管D₅的阴极、高压直流侧第一滤波电容C_f2的一端和高压直流侧母线电压U_high的正极性端相连；第三续流二极管D₃的阳极分别与第三可控功率开关S₃的发射极、第四可控功率开关S₄的集电极、第四续流二极管D₄的阴极和第二箝位二极管D_c2的阳极相连；第二箝位二极管D_c2的阴极分别与第一箝位二极管D_c1的阳极、第三箝位二极管D_c3的阳极、第四箝位二极管D_c4的阴极、高压直流侧第一滤波电容C_f2的另一端和高压直流侧第二滤波电容C_f3的一端相连；第四续流二极管D₄的阳极分别与第四可控功率开关S₄的发射极、八可控功率开关S₈的发射极、第八续流二极管D₈的阳极、高压直流侧第二滤波电容C_f3的另一端和高压直流侧母线电压U_high的负极性端相连；第五续流二极管D₅的阳极分别与第五可控功率开关S₅的发射极、第三箝位二极管D_c3的阴极、第六可控功率开关S₆的集电极和第六续流二极管D₆的阴极相连；第四箝位二极管D_c4的阳极分别与第七可控功率开关S₇的发射极、第八可控功率开关S₈的集电极、第七续流二极管D₇的阳极和第八续流二极管D₈的阴极相连；第七续流二极管D₇的阴极、第七可控功率开关S₇的集电极、第六可控功率开关S₆的发射极和第六续流二极管D₆的阳极同时连接右半桥的中点b。

进一步地，为了降低可控功率开关的损耗，本发明实施例优选低耐压的可控功率开关。本发明实施例中的每个半桥由四个能量可双向流动的可控功率开关(反并联续流二极管)串联构成，每个半桥的中点为输入或输出端，每个功率器件的电压应力为高压直流侧电压的一半。

一种三电平升压直流变换器的脉冲宽度控制方法，参见图2、图3、图4、图5和图6，该方法包括以下步骤：

该拓扑要实现正常的双向能量变换，还需要合适的脉冲宽度控制方法，脉冲宽度控制方法按能量流动的方向分为两部分：能量从低压直流侧流向高压直流侧时，采用第一脉冲宽度控制方法，此时只对左半桥下桥臂的两个可控功率开关(第三可控功率开关S₃和第四可控功率开关S₄)和右半桥上桥臂的两个可控功率开关(第五可控功率开关S₅和第六可控功率开关S₆)进行脉冲宽度控制，其余四个可控功率开关(第一可控功率开关S₁、第二可控功率开关S₂、第七可控功率开关S₇和第八可控功率开关S₈)被强制关断，只有其反并联续流二极管参与能量流动。

当能量从高压直流侧流向低压直流侧时，采用第二脉冲宽度控制方法，此时只对左半桥上桥臂的两个可控功率开关(第一可控功率开关S₁和第二可控功率开关S₂)和右半桥下桥臂的两个可控功率开关(第七可控功率开关S₇和第八可控功率开关S₈)进行脉冲宽度控制，其余四个功率开关(第三可控功率开关S₃、第四可控功率开关S₄、第五可控功率开关S₅和第六可控功率开关S₆)被强制关断，只有其反并联续流二极管参与能量流动。而能量流动的方向由应用场合实际的能量管理层决定，因此，根据能量流动方向的控制信号，来切换第一脉冲宽度控制方法和第二脉冲宽度控制方法，进而完成高、低压直流侧的能量变换工作。

图2为三电平双向直流变换器的两种工作模式，图2(a)为拓扑工作在Buck模式，是将高压直流侧母线电压U_high转换成低压直流侧母线电压U_low。在Buck模式下，电感电流i_L从右向左流过储能电感L_f，定义i_L＜0，能量从高压直流侧流向低压直流侧，第一可控功率开关S₁、第二可控功率开关S₂、第七可控功率开关S₇和第八可控功率开关S₈工作在脉冲宽度控制状态，相应反并联的续流二极管D₁、D₂、D₇和D₈不参与能量变换。第三可控功率开关S₃、第四可控功率开关S₄、第五可控功率开关S₅和第六可控功率开关S₆一直处于关断状态，其相应反并联的续流二极管D₃、D₄、D₅和D₆参与能量变换。

图2(b)为拓扑工作在Boost模式，是将低压直流侧母线电压U_low转换成高压直流侧母线电压U_high。在Boost模式下，电感电流i_L从左向右流过储能电感L_f，定义i_L＞0，能量从低压直流侧流向高压直流侧，第三可控功率开关S₃、第四可控功率开关S₄、第五可控功率开关S₅和第六可控功率开关S₆工作在脉冲宽度控制状态，相应反并联的续流二极管D₃、D₄、D₅和D₆不参与能量变换。第一可控功率开关S₁、第二可控功率开关S₂、第七可控功率开关S₇和第八可控功率开关S₈一直处于关断状态功率开关，其相应反并联的续流二极管D₁、D₂、D₇和D₈参与能量变换。

图3为大降压比三电平双向直流变换器工作在Buck模式时的工作机理，定义Buck模式时功率开关的开关状态为S₁S₂S₇S₈，三电平双向直流变换器输出三种电平电压时共有以下六种情况(电流连续时)：

(1)S₁S₂S₇S₈＝1111时，输出电平电压U_ab为U_high，高压直流侧母线电压U_high既为储能电感L_f储存能量，又为低压直流侧滤波电容C_f1充电，如图3(a)所示。

(2)S₁S₂S₇S₈＝1110时，输出电平电压U_ab为U_high/2，高压直流侧第一滤波电容C_f2既为储能电感L_f储存能量，又为低压直流侧滤波电容C_f1充电，如图3(b)所示。

(3)S₁S₂S₇S₈＝0111时，输出电平电压U_ab为U_high/2，高压直流侧第二滤波电容C_f3既为储能电感L_f储存能量，又为低压直流侧滤波电容C_f1充电，如图3(c)所示。

(4)S₁S₂S₇S₈＝0110时，输出电平电压U_ab为0，储能电感L_f释放能量，为低压直流侧滤波电容C_f1充电，三电平双向直流变换器工作在第一种续流状态，如图3(d)所示。

(5)S₁S₂S₇S₈＝0011时，输出电平电压U_ab为0，储能电感L_f释放能量，为低压直流侧滤波电容C_f1充电，三电平双向直流变换器工作在第二种续流状态，如图3(e)所示。

(6)S₁S₂S₇S₈＝1100时，输出电平电压U_ab为0，储能电感L_f释放能量，为低压直流侧滤波电容C_f1充电，三电平双向直流变换器工作在第三种续流状态，如图3(f)所示。

在情况(1)下，高压直流侧第一滤波电容C_f2、高压直流侧第二滤波电容C_f3同时完成充、放电；在情况(2)和(3)下，高压直流侧第一滤波电容C_f2、高压直流侧第二滤波电容C_f3在相邻半个载波周期内轮换充、放电；在情况(4)-(6)下，高压直流侧第一滤波电容C_f2和高压直流侧第二滤波电容C_f3不参与能量变换。

图4为大降压比三电平双向直流变换器工作在Boost模式时的工作机理，定义Boost模式时可控功率开关的开关状态为S₃S₄S₅S₆，三电平双向直流变换器输出三种电平电压时共有以下六种情况(电流连续时)：

(7)S₃S₄S₅S₆＝0000时，输出电平电压U_ab为U_high，低压直流侧电源和储能电感L_f同时为高压直流侧第一滤波电容C_f2、第二滤波电容C_f3充电，如图4(a)所示。

(8)S₃S₄S₅S₆＝0001时，输出电平电压U_ab为U_high/2，低压直流侧电源和储能电感L_f同时为高压直流侧的滤波电容C_f2充电，如图4(b)所示。

(9)S₃S₄S₅S₆＝1000时，输出电平电压U_ab为U_high/2，低压直流侧电源和储能电感L_f同时为高压直流侧的滤波电容C_f3充电，如图4(c)所示。

(10)S₃S₄S₅S₆＝1100时，输出电平电压U_ab为0，低压直流侧电源为储能电感L_f存储能量，为第一种储能方式，如图4(d)所示。

(11)S₃S₄S₅S₆＝1001时，输出电平电压U_ab为0，低压直流侧电源为储能电感L_f存储能量，为第二种储能方式，如图4(e)所示。

(12)S₃S₄S₅S₆＝0011时，输出电平电压U_ab为0，低压直流侧电源为储能电感L_f存储能量，为第三种储能方式，如图4(f)所示。

在情况(7)下，高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3同时完成充、放电；在情况(8)和(9)下，高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3在相邻半个载波周期内轮换充、放电；

在情况(10)-(12)下，直流侧电源为储能电感L_f存储能量，高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3不参与能量变换。

图5为三电平双向直流变换器的脉冲宽度控制方法，当能量管理层的控制信号f_p(用来切换双向变换器的工作模式)为高电平时，三电平双向直流变换器工作在Buck模式；f_p为低电平时，三电平双向直流变换器工作在Boost模式。

101：三电平双向直流变换器工作在Buck模式时，根据第一脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行脉冲宽度调制；

其中，调制度m_a＞m_b＞0.5，脉冲宽度控制规则为

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_1=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_2=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_7=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_8=0\end{array}\right.---\left(1\right)$

在一个载波周期内，开关状态S₁S₂S₇S₈依次为：

0110→1110→1100→1110→0110→0111→0011→0111→0110。

当S₁S₂S₇S₈＝1110时，三电平双向直流变换器输出PWM脉冲电压幅值为U_high/2，此时高压直流侧第一滤波电容C_f2放电；当S₁S₂S₇S₈＝0111时，三电平双向直流变换器输出PWM脉冲电压幅值也为U_high/2，此时高压直流侧第二滤波电容C_f3放电。相邻半个周期内，高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3充、放电时间相同，因此高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3在一个载波周期内平衡。

在一个载波周期内，储能电感L_f电流的平均值I_L不变，储能电感L_f储存的能量W_st和释放的能量W_tr相等，由图5可得，

$\left\{\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{tr}}=U_{\mathrm{low}}\×I_L\×2(\frac{T}{2}-t_{\mathrm{on}1}+t_{\mathrm{off}7})\\ W_{\mathrm{st}}=(\frac{U_{\mathrm{high}}}{2}-U_{\mathrm{low}})\×I_L\×2(t_{\mathrm{on}1}-t_{\mathrm{on}7})\\ W_{\mathrm{tr}}=W_{\mathrm{st}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

从而可以得出三电平双向直流变换器工作在Buck模式时，高压直流侧电压与低压直流侧电压的关系为

U_low＝(m_a-m_b)×U_high                                (3)

可控功率开关S₁、S₂、S₇和S₈的占空比为

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d_8=\frac{t_{\mathrm{on}1}}{T}=1-m_b\\ d_7=d_2=\frac{T-t_{\mathrm{off}7}}{T}=m_a\end{array}\right.---\left(4\right)$

因此，在降压比很大时，可以根据(m_a-m_b)的值来优化可控功率开关的占空比，使其避免工作在极端占空比状态。

102：三电平双向直流变换器工作在Boost模式时，根据第二脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行PWM调制。

其中，调制度m_a＜m_b＜0.5，PWM控制规则为

$\left\{\begin{array}{c}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}2},S_3=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},S_4=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},S_5=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},S_6=0\end{array}\right.---\left(5\right)$

在一个载波周期内，可控功率开关状态S₃S₄S₅S₆依次为：

1001→0001→0011→0001→1001→1000→1100→1000→1001。

当S₃S₄S₅S₆＝0001时，三电平双向直流变换器输出PWM脉冲电压幅值为U_high/2，此时高压直流侧第一滤波电容C_f2充电；当S₃S₄S₅S₆＝1000时，三电平双向直流变换器输出PWM脉冲电压幅值也为U_high/2，此时高压直流侧第二滤波电容C_f3充电。相邻半个周期内，高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3充、放电时间相同，因此高压直流侧第一滤波电容C_f2和第二滤波电容C_f3在一个载波周期内平衡。

在一个载波周期内，储能电感L_f电流的平均值I_L不变，储能电感L_f储存的能量W_st和释放的能量W_tr相等，由图5可得，

$\left\{\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{st}}=U_{\mathrm{low}}\×I_L\×2(\frac{T}{2}+t_{\mathrm{on}5}-t_{\mathrm{off}3})\\ W_{\mathrm{tr}}=(\frac{U_{\mathrm{high}}}{2}-U_{\mathrm{low}})\×I_L\×2(t_{\mathrm{off}3}-t_{\mathrm{on}5})\\ W_{\mathrm{tr}}=W_{\mathrm{st}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

因此，三电平双向直流变换器工作在Boost模式时，低压直流侧电压与高压直流侧电压的关系为

$U_{\mathrm{high}}=\frac{U_{\mathrm{low}}}{(m_b-m_a)}---\left(7\right)$

可控功率开关S₃～S₆的占空比为

$\left\{\begin{array}{c}{d}_3=d_6=1-\frac{t_{\mathrm{off}3}}{T}=1-m_b\\ d_4=d_5=\frac{t_{\mathrm{on}5}}{T}=m_a\end{array}\right.---\left(8\right)$

因此，在升压比很大时，可以根据(m_b-m_a)的值来优化可控功率开关的占空比，使其避免工作在极端占空比状态。

综上所述，本发明实施例提供了一种三电平双向直流变换器及其脉冲宽度控制方法，本发明实施例的高压直流侧的第一滤波电容和第二滤波电容在脉冲宽度控制方法下，能在载波周期内实现自平衡控制，可有效减小电容电压波动；功率器件的电压应力可均为高压直流侧电压的一半，即为高压直流侧第一滤波电容和第二滤波电容的电压，因此可选用耐压较低、通态压降较低、导通电阻较小以及开关频率较高的可控功率开关；两个“半桥”输出的脉宽电压幅值为高压直流侧电压的一半，即可减小储能电感值和电容容量，并降低了dv/dt；相对于现有的三电平双向直流变换器来说，本发明实施例实现了高、低压直流侧之间大变换比的能量变换时，可以无需变压器，并且避免可控功率开关工作在极端占空比状态。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种三电平双向直流变换器，其特征在于，所述三电平双向直流变换器包括：低压直流侧滤波电容(C_f1)、高压直流侧第一滤波电容(C_f2)、高压直流侧第二滤波电容(C_f3)、第一续流二极管(D₁)、第二续流二极管(D₂)、第三续流二极管(D₃)、第四续流二极管(D₄)、第五续流二极管(D₅)、第六续流二极管(D₆)、第七续流二极管(D₇)、第八续流二极管(D₈)、第一箝位二极管(D_c1)、第二箝位二极管(D_c2)、第三箝位二极管(D_c3)、第四箝位二极管(D_c4)、第一可控功率开关(S₁)、第二可控功率开关(S₂)、第三可控功率开关(S₃)、第四可控功率开关(S₄)、第五可控功率开关(S₅)、第六可控功率开关(S₆)、第七可控功率开关(S₇)、第八可控功率开关(S₈)、高压直流侧母线电压(U_high)、低压直流侧母线电压(U_low)和储能电感(L_f)，

所述三电平双向直流变换器由2个半桥构成，所述低压直流侧母线电压(U_low)的正极性端分别与所述储能电感(L_f)的一端和所述低压直流侧滤波电容(C_f1)的一端相连，所述低压直流侧母线电压(U_low)的负极性端分别与所述低压直流侧滤波电容(C_f1)的另一端和右半桥的中点(b)相连；所述储能电感(L_f)的另一端连接左半桥的中点(a)，所述左半桥的中点(a)分别与所述第二续流二极管(D₂)的阳极、所述第二可控功率开关(S₂)的发射极、所述第三可控功率开关(S₃)的集电极和所述第三续流二极管(D₃)的阴极相连；所述第二续流二极管(D₂)的阴极分别与所述第二可控功率开关(S₂)的集电极、所述第一可控功率开关(S₁)的发射极、所述第一续流二极管(D₁)的阳极和所述第一箝位二极管(D_c1)的阴极相连；所述第一续流二极管(D₁)的阴极分别与所述第一可控功率开关(S₁)的集电极、所述第五可控功率开关(S₅)的集电极、所述第五续流二极管(D₅)的阴极、所述高压直流侧第一滤波电容(C_f2)的一端和所述高压直流侧母线电压(U_high)的正极性端相连；所述第三续流二极管(D₃)的阳极分别与所述第三可控功率开关(S₃)的发射极、所述第四可控功率开关(S₄)的集电极、所述第四续流二极管(D₄)的阴极和所述第二箝位二极管(D_c2)的阳极相连；所述第二箝位二极管(D_c2)的阴极分别与所述第一箝位二极管(D_c1)的阳极、所述第三箝位二极管(D_c3)的阳极、所述第四箝位二极管(D_c4)的阴极、所述高压直流侧第一滤波电容(C_f2)的另一端和所述高压直流侧第二滤波电容(C_f3)的一端相连；所述第四续流二极管(D₄)的阳极分别与所述第四可控功率开关(S₄)的发射极、所述第八可控功率开关(S₈)的发射极、所述第八续流二极管(D₈)的阳极、所述高压直流侧第二滤波电容(C_f3)的另一端和所述高压直流侧母线电压(U_high)的负极性端相连；所述第五续流二极管(D₅)的阳极分别与所述第五可控功率开关(S₅)的发射极、所述第三箝位二极管(D_c3)的阴极、所述第六可控功率开关(S₆)的集电极和所述第六续流二极管(D₆)的阴极相连；所述第四箝位二极管(D_c4)的阳极分别与所述第七可控功率开关(S₇)的发射极、所述第八可控功率开关(S₈)的集电极、所述第七续流二极管(D₇)的阳极和所述第八续流二极管(D₈)的阴极相连；所述第七续流二极管(D₇)的阴极、所述第七可控功率开关(S₇)的集电极、所述第六可控功率开关(S₆)的发射极和所述第六续流二极管(D₆)的阳极同时连接所述右半桥的中点(b)。

2.根据权利要求1所述的一种三电平双向直流变换器，其特征在于，所述第一可控功率开关(S₁)、所述第二可控功率开关(S₂)、所述第三可控功率开关(S₃)、所述第四可控功率开关(S₄)、所述第五可控功率开关(S₅)、所述第六可控功率开关(S₆)、所述第七可控功率开关(S₇)和所述第八可控功率开关(S₈)具体为：低耐压的可控功率开关。

3.一种用于权利要求1所述的三电平双向直流变换器的脉冲宽度控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)所述三电平双向直流变换器工作在Buck模式时，根据第一脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行脉冲宽度调制；

所述第一脉冲宽度调制规则具体为：

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_1=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_2=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_7=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_8=0\end{array}\right.,$ 调制度m_a＞m_b＞0.5；

获取所述三电平双向直流变换器工作在所述Buck模式时，高压直流侧电压与低压直流侧电压的关系为

U_low＝(m_a-m_b)×U_high

所述第一可控功率开关(S₁)、所述第二可控功率开关(S₂)、所述第七可控功率开关(S₇)和所述第八可控功率开关(S₈)的占空比为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=d_8=\frac{t_{\mathrm{on}1}}{T}=1-m_b\\ d_7=d_2=\frac{T-t_{\mathrm{off}7}}{T}=m_a\end{array}\right.;$

(2)所述三电平双向直流变换器工作在Boost模式时，根据第二脉冲宽度调制规则对双调制波V_a、V_b与相移180度的三角载波V_carrier1、V_carrier2进行脉冲宽度调制；

所述第二脉冲宽度调制规则具体为：

$\left\{\begin{array}{c}{m}_b>V_{\mathrm{carrier}2},S_3=0\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},S_4=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}2},S_5=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},S_6=0\end{array}\right.,$ 调制度m_a＜m_b＜0.5，

获取所述三电平双向直流变换器工作在所述Boost模式时，低压直流侧电压与高压直流侧电压的关系为

$U_{\mathrm{high}}=\frac{U_{\mathrm{low}}}{(m_b-m_a)};$

所述第三可控功率开关(S₃)、所述第四可控功率开关(S₄)、所述第五可控功率开关(S₅)和所述第六可控功率开关(S₆)的占空比为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_3=d_6=1-\frac{t_{\mathrm{off}3}}{T}=1-m_b\\ d_4=d_5=\frac{t_{\mathrm{on}5}}{T}=m_a\end{array}\right.;$

其中，T为载波周期，t_on1为所述第一可控功率开关(S₁)在某一个载波周期内的导通时间；t_off3为所述第三可控功率开关(S₃)在某一个载波周期内的关闭时间；t_on5为所述第五可控功率开关(S₅)在某一个载波周期内的导通时间；t_off7为所述第七可控功率开关(S₇)在某一个载波周期内的关闭时间。

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