CN102394553B - 一种双Buck电路的调制方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种双Buck电路的调制方法及装置，在调制波的第一半周期和第二半周期是间隔地出现模态C和模态D，这样可以有效抵消模态C和模态D时双Buck电路的第一电容C1和第二电容C2上产生的电压波动。并且C1、C2和L1、L2的持续放电和持续充电时间都较短，大大减小了C1、C2和L1、L2的端电压波动，从而减小输出电压的纹波，改善了输出波形。而现有技术中在调制波的第一半周期持续出现模态C，在调制波的第二半周期持续出现模态D，这样将不能较好地抵消C1和C2上积累的波动电压。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种双Buck电路的调制方法及装置。
背景技术
光伏并网逆变器中，双Buck电路再加上工频换相电路为常见的电路拓扑。参见图1，该图为现有技术中的光伏逆变的电路拓扑图。
直流电源100经过双Buck电路200和工频换相电路300将直流电逆变为交流电，再经过并网模块400将交流电并到电网VG。
图1所示的双Buck电路200存在四种工作模态。下面结合附图一一进行介绍。
参见图2a，该图为双Buck电路的第一种工作模态示意图。
第一开关管T1和第二开关管T2同时导通。
第一电容C1经C1-T1-L1-C3-C1放电，第一电感L1充电；第二电容C2经C2-C4-L2-T2-C2放电，第二电感L2充电。
该工作模态下，T1和T2同时导通，直流电源一直对C1和C2充电的同时对负载侧供电。因此，可以认为直流电源的电压不变，C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。
参见图2b，该图为双Buck电路的第二种工作模态示意图。
T1，T2同时截止。
L1经L1-C3-D1-L1续流而放电，C1充电；L2经L2-D2-C4-L2续流而放电，C2充电。
该工作模态下，T1和T2同时截止，C1和C2不对负载侧进行供电，因此，可以认为C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。
参见图2c，该图为双Buck电路的第三种工作模态示意图。
该工作模态下，T1导通，T2截止。C1通过T1、L1、C3、C4和D2对负载放电，C1和C2的中点为流进负载电流，因此，C1放电，C2充电。这样C1和C2的电压发生偏移。
双buck电路的输出电压Vbus等于C1的端电压，即Vbus＝uC1。
参见图2d，该图为双Buck电路的第四种工作模态示意图。
T1截止，T2导通。
该工作模态下，T1截止，T2导通。C2通过D1、L1、C3、C4和T2对负载进行放电，C1和C2的中点为流出负载电流，因此，C1充电，C2放电。这样，C1和C2的电压发生偏移。
双buck电路的输出电压Vbus等于C2的端电压，即Vbus＝uC2。
以上四种工作模态分别定义为A、B、C和D四种工作模态，从以上分析可以看出，C1和C2上的电压波动是由C和D这两种工作模态下产生的。
下面介绍现有技术中双Buck电路的调制方法。
参见图3，该图为现有技术中双Buck电路的调制方法的原理图。
图3表明：t0-t4时间段，A、B模态与C模态交替导通，按照图中的每个时间段，即t0-t1，t1-t2，t2-t3，t3-t4。由于A和B模态不会造成C1和C2的电压波动。因此，t0-t4时间段，C模态使C1基本处于持续放电状态，C1上的电压下降，C2处于持续充电状态，C2上的电压上升。
同理，t4-t8时间段，A、B模态与D模态的交替导通，按照图中的每个时间段，即t4-t5，t5-t6，t6-t7，t7-t8。由于A和B模态不会造成C1和C2的电压波动。因此，t4-t8时间段，D模态使C2基本处于持续放电状态，C2上的电压下降，C1处于持续充电状态，C1上的电压上升。
下面结合图3和图4分析现有技术中的调制方法存在的缺点。
图4是现有双Buck电路的调制方法对应的第一电容C1的充放电示意图。由于C2上的充放电情况与C1类似，因此，仅以C1为例进行说明。
图3中已经分析了在t0-t4时间段，C模态使C1基本处于持续放电状态，C1上的电压下降，如图4所示，C1上的电压呈直线下降趋势。t4-t8时间段，D模态使C1处于持续充电状态，C1上的电压上升。如图4所示，C1上的电压呈直线上升趋势。由于在一个周期T中，C1上的能量保持守恒，因此充电和放电的电量应该是相同的，因此，图4中，X轴以上的三角形的面积与X轴以下的三角形的面积应该是相等的。
图3所示的这种调制方法中较长的充放电时间将导致C1、C2和L1、电感L2的端电压波动较大，导致L1、L2的纹波电流较大，损耗较大；并且当直流侧电流波动较大，并网电流的调制波的总谐波失真(THD，Total HarmonicDistortion)较大，导致正弦度较差。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种双Buck电路的调制方法及装置，能够缩短电容和电感的持续充放电时间，减小电压波动和纹波电流。
本发明提供一种双Buck电路的调制方法，双Buck电路中的第一电容和第二电容的公共端的电压是直流电压Vdc的一半Vdc/2；
调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；
将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；
调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管截止；
t1-t2时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；
t2-t3时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；
t3-t4时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；
t4-t5时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；
t5-t6时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；
t6-t7时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；
t7-t8时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止。
优选地，所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和管断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第二三角波进行比较产生，所述调制波大于第二三角波时第一开关管导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第一开关管导通，反之截止；
t6-t7时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t7-t8时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t2-t3时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第二开关管导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第二三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第二三角波时第二开关管导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
所述第一三角波、第二三角波具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波的波谷等于第二三角波的波峰。
优选地，所述周期T由电网频率决定。
优选地，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
本发明还提供一种双Buck电路的调制装置，包括：时间确定单元和控制单元；
所述时间确定单元，用于确定调制的时间段；具体为：调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
所述控制单元，用于控制双Buck电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态，具体为：t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管截止；t1-t2时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t2-t3时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t3-t4时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；t4-t5时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；t5-t6时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t6-t7时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t7-t8时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止。
6、根据权利要求5所述的双Buck电路的调制装置，其特征在于，所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和管断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第二三角波进行比较产生，所述调制波大于第二三角波时第一开关管导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第一开关管导通，反之截止；
t2-t3时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第二开关管导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第二三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第二三角波时第二开关管导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t6-t7时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t7-t8时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；所述第一三角波、第二三角波具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波的波谷等于第二三角波的波峰。
优选地，所述周期T由电网频率决定。
优选地，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明实施例提供的双Buck电路的调制方法及装置，在调制波的第一半周期和第二半周期是间隔地出现模态C和模态D，这样可以有效抵消模态C和模态D时C1和C2上产生的电压波动。并且C1、C2和L1、L2的持续放电和持续充电时间都较短，，大大减小了C1、C2和L1、L2的端电压波动，从而减小输出电压的纹波，改善了输出波形。而现有技术中在调制波的第一半周期持续出现模态C，在调制波的第二半周期持续出现模态D，这样将不能较好地抵消C1和C2上积累的波动电压。
附图说明
图1是现有技术中的光伏逆变的电路拓扑图；
图2a是双Buck电路的第一种工作模态示意图；
图2b是双Buck电路的第二种工作模态示意图；
图2c是双Buck电路的第三种工作模态示意图；
图2d是双Buck电路的第四种工作模态示意图；
图3是现有技术中双Buck电路的调制方法的原理图；
图4是现有技术中的调制方法对应的第一电容的充放电示意图；
图5是本发明提供的双Buck电路的调制方法的原理图；
图6是本发明提供的调制方法对应得第一开关管和第二开关管的时序图；
图7是本发明提供的调制方法对应的第一电容的充放电示意图；
图8是本发明提供的双Buck电路的调制装置的结构图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图5，该图为本发明提供的双Buck电路的调制方法的原理图。
该实施例可以结合图2a-图2d的双Buck电路的A、B、C与D四种模态示意图来分析。
图5中并网电压绝对值的瞬时值为u，并网电流的瞬时值为i。
本实施例提供的双Buck电路的调制方法，双Buck电路中的第一电容C1和第二电容C2的公共端的电压是直流电压Vdc的一半Vdc/2；
调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；
将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；
调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管T1按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管T2截止；
t1-t2时间段，控制所述第一开关管T1按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管T2导通；
t2-t3时间段，控制所述第二开关管T2按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管T1导通；
t3-t4时间段，控制所述第二开关管T2按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管T1截止；
t4-t5时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；
t5-t6时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；
t6-t7时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；
t7-t8时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止。
需要说明的是，控制T1或T2按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，是由驱动脉冲信号来实现，例如，给T1的控制端提供驱动脉冲信号，则在驱动脉冲信号的高电平时间段内T1导通，则驱动脉冲信号的低电平时间段内T1则关断。T2的导通和关断情况类似。该驱动脉冲信号是按照正弦脉冲宽度调制出来的。
T1和T2的驱动脉冲信号如图6所示。
T1的驱动脉冲信号高低电平交替时，对应T1的导通和关断，高电平时，T1导通，低电平时，T1关断。当T1的驱动脉冲信号持续低电平时，即T1保持关断；当T1的驱动脉冲信号持续高电平时，即T1保持导通。
如图6所示，在t0-t2时间段，T1的驱动脉冲信号高低电平交替，因此，对应T1导通和关断。在t2-t3时间段，T1的驱动脉冲信号保持高电平，因此，T1保持导通。在t3-t4时间段，T1的驱动脉冲信号保持低电平，因此，T1保持关断。其他时间段类似，在此不再赘述。
另外，T2的导通和关断情况与T1的类似，具体可以参见图6的驱动脉冲信号，在此不再赘述。
所述第一开关管T1按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管T2按照正弦脉冲宽度调制导通和管断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管T1的导通时序由所述调制波Z和第二三角波B进行比较产生，所述调制波Z大于第二三角波B时第一开关管T1导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管T1的导通时序由所述调制波Z和第一三角波A进行比较产生，所述调制波Z大于所述第一三角波A时第一开关管T1导通，反之截止；
t2-t3时间段，所述第二开关管T2的导通时序由所述调制波Z和所述第一三角波A进行比较产生，所述调制波Z大于所述第一三角波A时第二开关管T2导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管T2的导通时序由所述调制波Z和所述第二三角波B进行比较产生，所述调制波Z大于所述第二三角波B时第二开关管T2导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管T2的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第二三角波B时第二开关管T2导通，反之截止；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第一三角波A时第二开关管T2导通，反之截止；
t6-t7时间段，所述第一开关管T1的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管T1的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第一三角波A时第一开关管T1导通，反之截止；具体参见图6的时序图。
t7-t8时间段，所述第一开关管T1的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管T1的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于第二三角波B时第一开关管T1导通，反之截止；具体参见图6的时序图。
所述第一三角波A、第二三角波B具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波A的波谷等于第二三角波B的波峰。
t0-t1时间段，模态B与模态C切换；t1-t2时间段，模态A与模态D切换；
t2-t3时间段，模态A与模态C切换；
t3-t4时间段，模态B与模态D切换；
t4-t5时间段，模态B与模态D切换；
t5-t6时间段，模态A与模态C切换；
t6-t7时间段，模态A与模态D切换；
t7-t8时间段，模态B与模态C切换。
从图5可以看出，在调制波的第一半周期切换的分别是BC、AD、AC和BD。由于模态A和模态B中电路结构是对称的，在模态A中C1、C2的状态是相同的，同时供电，因此，模态A时可以认为直流电源的电压不变，C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。在模态B中，C1和C2的状态也是相同的，同时不供电，因此，模态B时可以认为C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。因此，在模态A和模态B时，C1和C2上电压的电压稳定不会产生波动。因此，在调制中，可以不考虑模态A和模态B时C1和C2上的电压波动。模态C时，C1放电，C2充电。这样C1和C2的电压发生偏移。模态D时，C1充电，C2放电。这样，C1和C2的电压发生偏移。因此，主要考虑模态C和模态D时C1和C2上的电压波动。所以，本发明实施例中，在调制波的第一半周期中，可以看作切换的是模态C、D、C、D。这样间隔地出现模态C和模态D，可以有效抵消模态C和模态D中C1和C2上产生的电压波动。
具体地，可以参见图7，在调制波的第一半周期中，t0-t1时间段C模态使C1放电，电压下降；t1-t2时间段D模态使C1充电，电压上升；t2-t3时间段，C模态使C1放电，电压下降；t3-t4时间段，D模态使C1充电，电压上升。
在调制波的第二半周期切换的是模态D、C、D、C。这样，在第二半周期内，模态D和模态C间隔地切换，可以抵消C1和C2上产生的波动电压。具体地，可以参见图7，在调制波的第二半周期中，t4-t5时间段D模态使C1充电，电压上升；t5-t6时间段C模态使C1放电，电压下降；t6-t7时间段，D模态使C1充电，电压上升；t7-t8时间段，C模态使C1放电，电压下降。
并且，从图5中可以看出，第二半周期和第一半周期模态切换的顺序是相反的，这是因为如果并网锁相环的结果存在微弱的误差，则在C1和C2上会产生偏差的积累，这样可以采用本发明实施例提供的图5所示的对称控制方法来消除偏差的积累。利用并网锁相环得到图5中t2、t6时刻存在的误差，第一半周期t0-t4和第二半周期t4-t8两个时间段内采用关于t4时刻完全对称的工作模态，以此来减小上述误差的不利影响。
并且，通过比较本发明的图7和现有技术的图4可以较明显地看出，本发明提供的双Buck电路的调制方法，C1上的电压波动比现有技术提供的调制方法对应的C1的电压波动明显地降低。由于C2上的波动电压与C1上的类似，在此不再赘述。
本发明实施例提供的双Buck电路的调制方法，在调制波的第一半周期间隔地出现模态C和模态D，第二半周期是间隔地出现模态D和模态C，这样可以有效抵消模态C和模态D时C1和C2上产生的电压波动。并且C1、C2和L1、L2的持续放电和持续充电时间都较短，大约为现有技术持续充放电时间的一半，大大减小了C1、C2和L1、L2的端电压波动，从而减小输出电压的纹波，改善了输出波形。而现有技术中在调制波的第一半周期持续出现模态C，在调制波的第二半周期持续出现模态D，这样将不能较好地抵消C1和C2上积累的波动电压。
需要说明的是，获得调制波在一个周期T的三个个过零点t0、t4和t8可以有很多中实现方式，例如，可以通过并网锁相环找出电网电压过零点的时刻，来获得这三个过零点。
需要说明的是，所述周期T由电网频率决定。例如，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
基于上述双Buck电路的调制方法，本发明还提供了双Buck电路的调制装置，下面结合具体实施例来详细说明其组成部分。
参见图8，该图为本发明提供的双Buck电路的调制装置的结构图。
本发明实施例提供一种双Buck电路的调制装置，包括：时间确定单元100和控制单元200；
所述时间确定单元100，用于确定调制的时间段；具体为：调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
所述控制单元200，用于根据时间确定单元100确定的时间段控制双Buck电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态，具体为：t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管截止；t1-t2时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t2-t3时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t3-t4时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；t4-t5时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止；t5-t6时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t6-t7时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t7-t8时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止。
需要说明的是，控制T1或T2按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，是由驱动脉冲信号来实现，例如，给T1的控制端提供驱动脉冲信号，则在驱动脉冲信号的高电平时间段内T1导通，则驱动脉冲信号的低电平时间段内T1则关断。T2的导通和关断情况类似。该驱动脉冲信号是按照正弦脉冲宽度调制出来的。
T1和T2的驱动脉冲信号的时序图如图6所示。
T1的驱动脉冲信号高低电平交替时，对应T1的导通和关断，高电平时，T1导通，低电平时，T1关断。当T1的驱动脉冲信号持续低电平时，即T1保持关断；当T1的驱动脉冲信号持续高电平时，即T1保持导通。
如图6所示，在t0-t2时间段，T1的驱动脉冲信号高低电平交替，因此，对应T1导通和关断。在t2-t3时间段，T1的驱动脉冲信号保持高电平，因此，T1保持导通。在t3-t4时间段，T1的驱动脉冲信号保持低电平，因此，T1保持关断。其他时间段类似，在此不再赘述。
另外，T2的导通和关断情况与T1的类似，具体可以参见图6的驱动脉冲信号，在此不再赘述。
所述第一开关管T1按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管T2按照正弦脉冲宽度调制导通和管断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管T1的导通时序由所述调制波Z和第二三角波B进行比较产生，所述调制波Z大于第二三角波B时第一开关管T1导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管T1的导通时序由所述调制波Z和第一三角波A进行比较产生，所述调制波Z大于所述第一三角波A时第一开关管T1导通，反之截止；
t6-t7时间段，所述第一开关管T1的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管T1的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第一三角波A时第一开关管T1导通，反之截止；具体参见图6的时序图。
t7-t8时间段，所述第一开关管T1的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管T1的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于第二三角波B时第一开关管T1导通，反之截止；具体参见图6的时序图。
t2-t3时间段，所述第二开关管T2的导通时序由所述调制波Z和所述第一三角波A进行比较产生，所述调制波Z大于所述第一三角波A时第二开关管T2导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管T2的导通时序由所述调制波Z和所述第二三角波B进行比较产生，所述调制波Z大于所述第二三角波B时第二开关管T2导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管T2的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第二三角波B时第二开关管T2导通，反之截止；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；即：所述调制波Z大于所述第一三角波A时第二开关管T2导通，反之截止；
所述第一三角波A、第二三角波B具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波A的波谷等于第二三角波B的波峰。
从图5可以看出，在调制波的第一半周期切换的分别是BC、AD、AC和BD。由于模态A和模态B中电路结构是对称的，在模态A中C1、C2的状态是相同的，同时供电，因此，模态A时可以认为直流电源的电压不变，C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。在模态B中，C1和C2的状态也是相同的，同时不供电，因此，模态B时可以认为C1和C2的中点电流为零，C1和C2的电压保持恒定，不会发生偏移。因此，C1和C2上电压的电压稳定不会产生波动。因此，在调制中，可以不考虑模态A和模态B时C1和C2上的电压波动。模态C时，C1放电，C2充电。这样C1和C2的电压发生偏移。模态D时，C1充电，C2放电。这样，C1和C2的电压发生偏移。因此，主要考虑模态C和模态D时C1和C2上的电压波动。所以，本发明实施例中，在调制波的第一半周期中，可以看作切换的是模态C、D、C、D。这样间隔地出现模态C和模态D，可以有效抵消模态C和模态D中C1和C2上产生的电压波动。
具体地，可以参见图7，在调制波的第一半周期中，t0-t1时间段C模态使C1放电，电压下降；t1-t2时间段D模态使C1充电，电压上升；t2-t3时间段，C模态使C1放电，电压下降；t3-t4时间段，D模态使C1充电，电压上升。
在调制波的第二半周期切换的是模态D、C、D、C。这样，在第二半周期内，模态D和模态C间隔地切换，可以抵消C1和C2上产生的波动电压。
具体地，可以参见图7，在调制波的第二半周期中，t4-t5时间段D模态使C1充电，电压上升；t5-t6时间段C模态使C1放电，电压下降；t6-t7时间段，D模态使C1充电，电压上升；t7-t8时间段，C模态使C1放电，电压下降。
并且，从图5中可以看出，第二半周期和第一半周期模态切换的顺序是相反的，这是因为如果并网锁相环的结果存在微弱的误差，则在C1和C2上会产生偏差的积累，这样可以采用本发明实施例提供的图5所示的对称控制方法来消除偏差的积累。利用并网锁相环得到图5中t2、t6时刻存在的误差，第一半周期t0-t4和第二半周期t4-t8两个时间段内采用关于t4时刻完全对称的工作模态，以此来减小上述误差的不利影响。
本发明实施例提供的双Buck电路的调制装置，在调制波的第一半周期间隔地出现模态C和模态D，第二半周期是间隔地出现模态D和模态C，这样可以有效抵消模态C和模态D时C1和C2上产生的电压波动。并且C1、C2和L1、L2的持续放电和持续充电时间都较短，大大减小了C1、C2和L1、L2的端电压波动，从而减小输出电压的纹波，改善了输出波形。而现有技术中在调制波的第一半周期持续出现模态C，在调制波的第二半周期持续出现模态D，这样将不能较好地抵消C1和C2上积累的波动电压。
需要说明的是，获得调制波在一个周期T的三个个过零点t0、t4和t8可以有很多中实现方式，例如，可以通过并网锁相环找出电网电压过零点的时刻，来获得这三个过零点。
需要说明的是，所述周期T由电网频率决定。例如，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。
Claims (8)
1.一种双Buck电路的调制方法，其特征在于，双Buck电路中的第一电容和第二电容的公共端的电压是直流电压Vdc的一半Vdc/2；
所述双Buck电路包括：第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第三电容和第四电容；
所述第一电容的一端连接直流电源的正端，另一端连接第一节点；
所述第二电容的一端连接所述直流电源的负端，另一端连接所述第一节点；
所述第一开关管的一端连接所述直流电源的正端，另一端连接第二节点；
所述第二开关管的一端连接所述直流电源的负端，另一端连接第三节点；
所述第一二极管的阳极连接所述第一节点，第一二极管的阴极连接第二节点；
所述第二二极管的阳极连接所述第三节点，第二二极管的阴极连接所述第一节点；
所述第一电感的一端连接所述第二节点，第一电感的另一端通过第三电容连接第一节点；
所述第二电感的一端连接所述第三节点，第二电感的另一端通过第四电容连接第一节点；调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；
将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；
调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管截止；
t1-t2时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；
t2-t3时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；
t3-t4时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；
t4-t5时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；
t5-t6时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；
t6-t7时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；
t7-t8时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止。
2.根据权利要求1所述的双Buck电路的调制方法，其特征在于，所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第二三角波进行比较产生，所述调制波大于第二三角波时第一开关管导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第一开关管导通，反之截止；
t6-t7时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t7-t8时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t2-t3时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第二开关管导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第二三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第二三角波时第二开关管导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
所述第一三角波、第二三角波具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波的波谷等于第二三角波的波峰。
3.根据权利要求1或2所述的双Buck电路的调制方法，其特征在于，所述周期T由电网频率决定。
4.根据权利要求3所述的双Buck电路的调制方法，其特征在于，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
5.一种双Buck电路的调制装置，其特征在于，双Buck电路包括：第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第三电容和第四电容；
所述第一电容的一端连接直流电源的正端，另一端连接第一节点；
所述第二电容的一端连接所述直流电源的负端，另一端连接所述第一节点；
所述第一开关管的一端连接所述直流电源的正端，另一端连接第二节点；
所述第二开关管的一端连接所述直流电源的负端，另一端连接第三节点；
所述第一二极管的阳极连接所述第一节点，第一二极管的阴极连接第二节点；
所述第二二极管的阳极连接所述第三节点，第二二极管的阴极连接所述第一节点；
所述第一电感的一端连接所述第二节点，第一电感的另一端通过第三电容连接第一节点；
所述第二电感的一端连接所述第三节点，第二电感的另一端通过第四电容连接第一节点；
该调制装置包括：时间确定单元和控制单元；
所述时间确定单元，用于确定调制的时间段；具体为：调制波在一个周期T中有三个过零点，分别记为t0、t4和t8；t4为周期T的中点；获得这三个过零点t0、t4和t8；将t0延迟1/4个周期T则是第一半周期的中点t2；将t0延迟3/4个周期T则是第二半周期的中点t6；调制波的第一半周期的波形和第二半周期的波形分别与Vdc/2对应的直线有两个交点，记调制波第一半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t1和t3，记调制波第二半周期的波形与Vdc/2对应的直线的两个交点对应的时间分别为t5和t7；
所述控制单元，用于控制双Buck电路中的第一开关管和第二开关管的开关状态，具体为：t0-t1时间段，控制双Buck电路中的第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制双Buck电路中的第二开关管截止；t1-t2时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t2-t3时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t3-t4时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；t4-t5时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管截止；t5-t6时间段，控制所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第一开关管导通；t6-t7时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管导通；t7-t8时间段，控制所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，控制所述第二开关管截止。
6.根据权利要求5所述的双Buck电路的调制装置，其特征在于，所述第一开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，以及所述第二开关管按照正弦脉冲宽度调制导通和关断，具体为：
t0-t1时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第二三角波进行比较产生，所述调制波大于第二三角波时第一开关管导通，反之截止；
t1-t2时间段，所述第一开关管的导通时序由所述调制波和第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第一开关管导通，反之截止；
t2-t3时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第一三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第一三角波时第二开关管导通，反之截止；
t3-t4时间段，所述第二开关管的导通时序由所述调制波和所述第二三角波进行比较产生，所述调制波大于所述第二三角波时第二开关管导通，反之截止；
t4-t5时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t3-t4时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t5-t6时间段，所述第二开关管的导通时序与所述t2-t3时间段时第二开关管的导通时序的控制相同；
t6-t7时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t1-t2时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；
t7-t8时间段，所述第一开关管的导通时序与所述t0-t1时间段时第一开关管的导通时序的控制相同；所述第一三角波、第二三角波具有相同的频率和相同的幅值，且所述第一三角波的波谷等于第二三角波的波峰。
7.根据权利要求5或6所述的双Buck电路的调制装置，其特征在于，所述周期T由电网频率决定。
8.根据权利要求7所述的双Buck电路的调制装置，其特征在于，当电网频率为50Hz时，所述周期T为20ms。
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