CN102202449A

CN102202449A - Led驱动控制电路及方法

Info

Publication number: CN102202449A
Application number: CN2011101822086A
Authority: CN
Inventors: 王栋; 吴建兴
Original assignee: Hangzhou Silan Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Hangzhou Silan Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2011-06-30
Filing date: 2011-06-30
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2031-06-30
Also published as: CN102202449B

Abstract

本发明公开了一种LED驱动控制电路及方法，包括电压比较模块，产生一比较信号PWM提供给输出电流阈值控制模块和LED驱动模块；输出电流阈值控制模块，根据比较信号PWM的占空比产生电流阈值控制信号IREF/VREF给LED驱动模块；LED驱动模块根据输入的所述电流阈值控制信号IREF/VREF和比较信号PWM产生LED驱动控制信号；所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比的乘积为一常数，进而使得在不同占空比的比较信号PWM下，LED驱动控制电路输出的平均电流相同。本发明解决了市电变化时LED灯电流变化过大的影响，方便设定输出电流，解决电流变化带来的LED灯闪烁的问题。

Description

LED驱动控制电路及方法

技术领域

本发明涉及LED驱动电路领域，尤其涉及采用电子变压器作为电源为LED灯供电的LED驱动电路技术。

背景技术

LED驱动电路，特别是大功率LED驱动电路已经较为广泛的应用于射灯，景观照明，汽车照明，日光灯等领域。传统的卤素灯耗电大，寿命短，并且有污染，因此近年来，用LED灯代替卤素灯是一种趋势。

由于传统的卤素灯是用电子变压器供电的，电子变压器的输出用于电阻特性的卤素灯是一种很好的选择，但如果将LED灯代替卤素灯，则需要解决电子变压器作为电源为LED供电的问题。

图1为传统的电子变压器作为电源的LED驱动系统示意图，包括电子变压器，整流模块D1～D4，滤波电容C2，LED驱动控制电路10，外围电路20及LED灯。

图2为传统的电子变压器作为电源的LED驱动控制电路同外围电路的示意图，电路结构采用升降压模式。

图2所示的外围电路10包括电感L1、稳压二极管D5、输出电容C1、输出采样电阻Rs以及LED灯串，连接关系为：整流滤波后的直流输入电压VIN连接电容C1的一端、电感L1的一端、LED灯串的负极以及LED驱动控制电路20的VIN端，电感L1的另外一端接稳压二极管D1的正极和LED驱动控制电路20的SW端。稳压二极管D5的负极、输出电容C1的另一端、输出采样电阻Rs的一端、LED驱动控制电路20的SENSE+连接，输出采样电阻Rs的另外一端接LED灯串的正极、LED驱动控制电路20的SENSE一端相连。

所述的LED驱动控制电路(20)包括：SENSE一端与误差放大器201的负端相连，SENSE+端与电阻R201的一端相连，R201的另外一端与误差放大器201的正端以及固定阈值设置模块202，误差放大器201的输出与比较器205的负端相连，比较器205的正端与斜率补偿模块209的输出相连，斜率补偿模块209的输入分别为振荡器204的一个输出和放大器208的输出，振荡器204的另外一个输出接到RS触发器206的S端，比较器205的输出与RS触发器206的R端相连，RS触发器206的输出与驱动模块207的输入相连，驱动模块207的输出与MOS管M1的栅极相连，MOS管M1的源极与电阻R202的一端相连，并且与采样放大器208的正端相连，电阻R202的另外一端与地相连，并且与采样放大器208的负端相连，M1的漏极接LED驱动控制电路20的SW端，LED驱动控制电路20)的VIN端口接内部基准203的一端。

市电AC180～265V电源为电子变压器提供电源，电子变压器将市电转化为交流AC 12V的电压，交流AC 12V的电压通过整流模块D1～D4进行整流，整流以后的电压通过滤波电容C2滤波。理想情况下，滤波电容C2越大，输入电压VIN的纹波电压越小，但是由于灯杯的体积限制，滤波电容C2不能取太大，一般选择330uF或者220uF的电容。即使这样输入电压VIN的纹波电压还是很大，纹波电压最低可以低到4V以下，最高可以高到17V左右。并且在同一个市电电压下，纹波电压的低电压和高电压的压差可以达到6V以上。

输入电压VIN电压给LED驱动控制电路供电，LED驱动控制电路连接所要串接的LED，一般灯杯里会选择3×1W，或4×1W的LED灯。LED驱动控制电路I1在驱动3×1W时可以使用传统的降压模式或者升降压模式，4×1W时基本上采用升降压模式，部分条件下可以采用升压模式。但无论采用哪种模式，在市电AC在180～265V发生变化时，LED的输出电流都会有很大的变化，并且在电网波动下还会出现LED灯闪烁的现象。原理为：在不同的市电电压下，如市电AC在180～265V发生变化时，电子变压器的输出电压波形是变化的，市电AC电压越高，输出电压也就越高，而LED驱动控制电路有最低工作电压，当电子变压器的输出电压低于LED驱动控制电路的最低工作电压时，LED灯上的电流为零，当输出电压高于LED驱动控制芯片的最低工作电压时，LED灯上的电流为设定值。由于市电AC电压从180～265V变化时，电子变压器输出电压高于LED驱动控制电路的最低工作电压的时间会不同，因此每10ms的周期内，LED驱动控制电路的正常工作的时间不同，会造成电流变化很大。在180～265V电压变化时，一般的降压模式的LED驱动控制电路的LED上的输出电流会变化40％以上；在180～265V变化时，升降压模式的LED驱动控制电路的LED上的输出电流会变化30％以上。这种电流特性对于照明系统来说，不利于设计，并且对LED等的寿命也有一定影响，而且在电网波动时易出现闪烁。

发明内容

本发明旨在解决现有技术的不足，提供一种在市电从180V～265V变化时输出电流变化不大、不会出现闪烁现象的LED驱动控制电路，该电路可适用于采用电子变压器作为电源给LED灯供电的LED驱动控制装置。

同时本发明还提供了LED驱动控制电路的控制方法。

LED驱动控制电路，包括：

电压比较模块，所述电压比较模块输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压，将与输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压第一基准电压和第二基准电压进行比较，产生一比较信号PWM提供给输出电流阈值控制模块和LED驱动模块，所述第一基准电压大于第二基准电压；

输出电流阈值控制模块，所述输出电流阈值控制模块根据输入的比较信号PWM的占空比产生电流阈值控制信号IREF/VREF给LED驱动模块；

LED驱动模块，所述LED驱动模块根据输入的所述电流阈值控制信号IREF/VREF和比较信号PWM产生LED驱动控制信号；

LED驱动控制电路进入正常工作后，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压大于第一基准电压时，电压比较模块输出的比较信号PWM控制LED驱动模块输出的LED驱动控制信号为LED导通信号，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压小于第二基准电压时，电压比较模块输出的比较信号PWM控制LED驱动模块输出的LED驱动控制信号为LED关断信号，所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比的乘积为一常数，进而使得在不同占空比的比较信号PWM下，LED驱动控制电路输出的平均电流相同，此后直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压从第二基准电压上升到第一基准电压，周而复始。

进一步，所述的LED驱动模块包括：

误差放大器，所述电流阈值控制信号IREF/VREF经过第一电阻产生阈值电压，所述阈值电压同采样正端Sense+检测到的电压迭加后提供给误差放大器的一个输入端，采样负端Sense-检测到的电压提供给误差放大器的另一输入端，误差放大器对两个输入端输入的电压进行放大，输出误差放大电压；

振荡器，所述振荡器产生一振荡信号提供给触发器的一个输入端和斜率补偿模块；

NMOS功率管，所述NMOS功率管的漏极连接开关端口SW，NMOS功率管的源端经过第二电阻连接接地端GND；

采样放大器，所述采样放大器对第二电阻两端电压进行采样放大，输出采样电压；

斜率补偿模块，所述斜率补偿模块根据振荡器输出的斜波电压对采样放大器输出的采样电压进行斜率补偿后输入到比较器；

比较器，所述比较器将斜率补偿模块的输出与所述误差放大器输出进行比较，其输出信号提供给触发器的另一个输入端；

触发器，所述触发器的输出提供给驱动器的一个输入端进行信号增强；

驱动器，所述驱动器的另一个输入端输入电压比较模块输出的比较信号PWM，驱动器的输出端连接NMOS功率管的栅极。

LED驱动系统，包括

电子变压器，所述电子变压器输入交流市电，将所述交流市电转换为低压交流电压并输出；

整流模块，所述整流模块将所述电子变压器输出的低压交流电压转换为直流输入电压VIN，提供给LED驱动控制电路、外围电路和滤波电容，所述整流模块和滤波电容接地；

LED驱动控制电路，所述LED驱动控制电路输入所述直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压，产生LED驱动控制信号提供给外围LED电路，所述的LED驱动控制电路如上所述；

所述外围电路包括电感、稳压二极管、输出电容、输出采样电阻和LED灯；

LED驱动系统上电后，直流输入电压VIN对输出电容进行充电；

LED驱动系统稳定工作后，直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压升高到第一基准电压，此时LED驱动控制电路的电压比较模块输出的比较信号PWM为高电平，驱动电路输出高电平，NMOS功率管导通，输出电容通过LED灯放电，直流输入电压VIN通过电感L1、NMOS功率管、第二电阻、地产生通路，电感上的电流增加，同时第二电阻检测电感上的电感电流并转换为电压，第二电阻上的电压通过采样放大器放大，与振荡器过来的斜坡信号进行叠加，然后与误差放大器的输出信号进行比较，误差放大器检测输出采样电阻上的电压与第一电阻上的电压的压差，其中第一电阻上的电压是输出电流阈值控制模块输出的电流在第一电阻上的压降，当电感电流继续增大，比较器输出高电平，触发器306输出低电平，通过驱动器，NMOS功率管关断；由于电感的电感电流需要续流，外围电路的稳压二极管导通，LED上流过电流，同时误差放大器检测第一电阻上的压降，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压低于第二基准电压时，电压比较模块输出比较信号PWM为低电平，比较信号PWM控制驱动模块，驱动模块输出电压为低，NMOS功率管关断，所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比的乘积为一常数，进而使得在不同占空比的比较信号PWM下，LED驱动模块输出的平均电流相同，此后直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压从第二基准电压上升到第一基准电压，周而复始。

本发明的有益效果是：同传统技术相比，本发明提出的LED驱动控制电路加入电压比较模块及输出电流阈值控制模块，该LED驱动电路可以解决市电变化时LED电流变化过大的影响，方便设定输出电流，并且可以解决电流变化带来的LED灯闪烁的问题。

附图说明

图1为传统的LED驱动系统示意图；

图2为传统的升降压模式的LED控制电路与外围电路示意图；

图3为本发明提出的LED控制电路构成的LED驱动系统示意图；

图4为本发明提出的LED驱动电路构成的一种升降压模式LED驱动系统示意图图；

图5为本发明提出的LED驱动电路构成的另一种升降压模式LED驱动系统示意图图；

图6为本发明提出的LED驱动电路的电压比较模块的一种具体实施例；

图7为本发明提出的LED驱动电路的电压比较模块的波形示意图；

图8为本发明提出的LED驱动电路的电流阈值控制模块的一种具体实施电路；

图9为本发明提出的LED驱动电路的电流阈值控制模块输出的电流阈值控制信号随占空比的变化图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明内容进一步说明。

图3、图4、图5为本发明提出的LED驱动控制电路30示意图，包括：

电压比较模块310，所述电压比较模块310输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压，将与输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压第一基准电压和第二基准电压进行比较，产生一比较信号PWM提供给输出电流阈值控制模块302和LED驱动模块60，所述第一基准电压大于第二基准电压；

输出电流阈值控制模块302，所述输出电流阈值控制模块302根据输入的比较信号PWM的占空比产生电流阈值控制信号IREF/VREF给LED驱动模块60；

LED驱动模块60，所述LED驱动模块60根据输入的所述电流阈值控制信号IREF/VREF和比较信号PWM产生LED驱动控制信号；

LED驱动控制电路30进入正常工作后，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压大于第一基准电压时，电压比较模块310输出的比较信号PWM控制LED驱动模块60输出的LED驱动控制信号为LED导通信号，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压小于第二基准电压时，电压比较模块310输出的比较信号PWM控制LED驱动模块60输出的LED驱动控制信号为LED关断信号，所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比的乘积为一常数，进而使得在不同占空比的比较信号PWM下，LED驱动控制电路输出的平均电流相同，此后直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压从第二基准电压上升到第一基准电压，周而复始。

进一步，如图4和图5所述的LED驱动模块60包括：

误差放大器301，所述电流阈值控制信号IREF/VREF经过第一电阻R301产生阈值电压，所述阈值电压同采样正端Sense+检测到的电压迭加后提供给误差放大器301的一个输入端，采样负端Sense-检测到的电压提供给误差放大器301的另一输入端，误差放大器301对两个输入端输入的电压进行放大，输出误差放大电压；

振荡器304，所述振荡器304产生一振荡信号提供给触发器306的一个输入端和斜率补偿模块309；

NMOS功率管M1，所述NMOS功率管M1的漏极连接开关端口SW，NMOS功率管M1的源端经过第二电阻连接接地端GND；

采样放大器308，所述采样放大器308对第二电阻R302两端电压进行采样放大，输出采样电压；

斜率补偿模块309，所述斜率补偿模块309根据振荡器304输出的斜波电压对采样放大器输出302的采样电压进行斜率补偿后输入到比较器305；

比较器305，所述比较器305将斜率补偿模块309的输出与所述误差放大器301输出进行比较，其输出信号提供给触发器306的另一个输入端；

触发器306，所述触发器306的输出提供给驱动器307的一个输入端进行信号增强；

驱动器307，所述驱动器307的另一个输入端输入电压比较模块310输出的比较信号PWM，驱动器307的输出端连接NMOS功率管M1的栅极。

LED驱动系统，如图3所示包括：

所述的LED驱动控制装置，所述的装置包括：

电子变压器，所述的电子变压器输入端接市电220V，电子变压器的输出接整流模块；

整流模块D1～D4，所述整流模块将所述电子变压器输出的低压交流电压转换为直流输入电压VIN，提供给LED驱动控制电路、外围电路和滤波电容，所述整流模块和滤波电容接地；

所述外围电路包括电感L1、稳压二极管D5、输出电容C1、输出采样电阻Rs和LED灯；

LED驱动系统上电后，直流输入电压VIN对输出电容C1进行充电；

LED驱动系统稳定工作后，直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压升高到第一基准电压，此时LED驱动控制电路的电压比较模块310输出的比较信号PWM为高电平，驱动电路307输出高电平，NMOS功率管M1导通，输出电容C1通过LED灯放电，直流输入电压VIN通过电感L1、NMOS功率管M1、第二电阻R302、地产生通路，电感L1上的电流增加，同时第二电阻R302检测电感L1上的电感电流并转换为电压，第二电阻R302上的电压通过采样放大器308放大，与振荡器304过来的斜坡信号进行叠加，然后与误差放大器301的输出信号进行比较，误差放大器301检测输出采样电阻Rs上的电压与第一电阻R301上的电压的压差，其中第一电阻R301上的电压是输出电流阈值控制模块输出的电流在第一电阻R301上的压降，当电感电流继续增大，比较器305输出高电平，触发器306输出低电平，通过驱动器307，NMOS功率管M1关断；由于电感L1的电感电流需要续流，外围电路的稳压二极管D5导通，LED上流过电流，同时误差放大器301检测第一电阻Rs上的压降，当直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压低于第二基准电压时，电压比较模块310输出PWM信号为低电平，PWM信号控制驱动模块307，驱动模块307输出电压为低，NMOS功率管M1关断，所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比的乘积为一常数，进而使得在不同占空比的比较信号PWM下，LED驱动模块输出的平均电流相同，此后直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压从第二基准电压上升到第一基准电压，周而复始。

图6为本发明提出的LED驱动控制电路的电压比较模块的一种具体实施电路，其中，直流输入电压VIN提供给第一分压电阻R1，第一分压电阻R1与第二分压电阻R2串联，并得直流输入电压VIN的分压，直流输入电压VIN的分压提供给第一比较器I5的负输入端和第二比较器I6的正输入端，第二分压电阻R2的另一端接地，第一比较器I5的正输入端输入第一基准电压VREF1，第二比较器I6的负输入端输入第二基准电压VREF2，第一比较器I5的输出接第一RS触发器I7的一个输入端S端，第二比较器I6的输出接RS触发器I7的另外一个输入端R端，RS触发器I7的输出接反相器I8的输入端，反相器I8的输出信号为比较信号PWM。

图6所述的电压比较模块I2的一个具体实例的工作原理为：

当VINA由低逐渐变高，高于第二基准电压VREF2时，第一比较器I5输出低电平，第二比较器I6输出高电平，RS触发器I7的R端复位，RS触发器I7的Q输出低电平，比较信号PWM为高电平；当VINA由高逐渐变低，低于第一基准电压VREF1时，第一比较器I5输出高电平，第二比较器I6输出低电平，RS触发器I7的S端置位，RS触发器I7的Q输出高电平，比较信号PWM为低电平。

图7为本发明提出的LED驱动控制电路的电压比较模块的波形示意图，由图7可以看出VIN/VINA与比较信号PWM之间的关系。

图8为本发明提出的LED驱动控制电路的输出电流阈值控制模块的一种

具体实施方式。

输出电流阈值控制模块302包括：

第一反相器I31，输入电压比较模块310输出的比较信号PWM，第一反相器I31输出为比较信号PWM的反相信号PWM0；

第一传输门I32，输入第三基准电压VREF3，反相信号PWM0和比较信号PWM信号作为传输门的开关信号；

第二传输门I33，输入信号为地，反相信号PWM0和比较信号PWM作为第二传输门I33的开关信号；

第一传输门I32的输出、第二传输门I33的输出连接在一起提供给滤波电路，所述滤波电路将第一传输门、第二传输们输出的开关信号滤波成直流，所述滤波电路输出第四电压VREF4，所述第四电压VREF4为第三电压VREF3与比较信号PWM的占空比的乘积，即：

VREF4＝VREF3*D

所述第四电压VREF4提供给第一电压-电流转换器，所述第一电压-电流转换器将所述第四电压VREF4的电压信号转换成第四电流IREF4的电流信号，即：

IREF 4 = \frac{VREF 4}{R 32}

第二电压-电流转换器，将输入的第三电压VREF3的电压信号转换成第三电流IREF3的电流信号，即：

IREF 3 = \frac{VREF 3}{R 33}

乘法/除法器I36将第三电流IREF3与第五电流IREF5相乘，乘积除以第四电流IREF4，产生电流阈值控制信号IREF：

IREF = \frac{IREF 3 * IREF 5}{IREF 4},

将IREF3和IREF4的表达式代入，得到：

IREF = \frac{IREF 5}{D}

由于

Iref = IREF * \frac{R 301}{Rs} = \frac{IREF 5 * R 301}{D * Rs},

这样，可以得到：

Iavg = Iref * D = \frac{IREF 5 * R 301 * D}{D * Rs} = \frac{IREF 5 * R 301}{Rs},

令

\frac{IREF 5 * R 301}{Rs} = K,

这样得到：

Iavg＝K

其中：

Iref为输出采样电阻的输出电流的阈值；

IREF为输出电流阈值控制模块的输出；

Iavg是电流阈值与占空比的乘积值；

Ton为比较信号PWM信号的导通时间；

T为比较信号PWM信号的周期。

具体地，滤波电路包括：第一传输门I32的输出、第二传输门I33的输出连接第三电阻R31，第三电阻R31的另一端接第一电容C31及第一运放I34的正输入端；

具体地，第一电压-电流转换器包括：第一运放I34的负输入端接第四电阻R32及第七MOS管M7的源端，第一运放I34的输出端接第七MOS管M7的栅端，第四电阻R32的另一端接地，第七MOS管M7的漏端接第二MOS管M2的栅极和漏极、第三MOS管M3的栅极，第二MOS管M2和第三MOS管M3的源极接内部电源VDD，第三MOS管M3的漏极信号作为第四电流IREF4接乘法/除法器I36的输入端；

具体地，第二电压-电流转换器包括：第三基准电压VREF3接第二运放I35的正输入端，第二运放I35的负输入端接第五电阻R33及第四MOS管M4的源端，第二运放I35的输出端接第四MOS管M4的栅端，第五电阻R33的另一端接地，第四MOS管M4的漏端接第五MOS管M5的栅极和漏极、第五MOS管M6的栅极，第五MOS管M5和第六MOS管M6的源极接内部电源VDD，第六MOS管M6的漏极信号作为第三电流IREF3接乘法/除法器I36的另一个输入端。

图8所述输出电流阈值控制模块的一种具体实施方式的工作原理为：当比较信号PWM为高时，第一传输门I32导通，第二传输门I33不通，传输门共同的输出电压为第三电压VREF3；当比较信号PWM为低时，第一传输门I32不通，第二传输门I33导通，传输门共同的输出电压为地，滤波电路，用于将传输门输出的开关信号滤波成直流，即第四电压VREF4为第三电压VREF3与比较信号PWM的占空比的乘积：

VREF4＝VREF3*D

第一电压-电流转换器，用于将第四电压VREF4的电压信号转换成第四电流IREF4的电流信号，设定第二MOS管M2与第三MOS管M3的宽长比相同，可得：

IREF 4 = \frac{VREF 4}{R 32}

第二电压-电流转换器，用于将第三电压VREF3的电压信号转换成第三电流IREF3的电流信号，设定第五MOS管M5与第六MOS管M6的宽长比相同，可得：

IREF 3 = \frac{VREF 3}{R 33}

即比较信号PWM的占空比越大，电流阈值越小，并且两者的乘积是一个常数，这样就可以使得系统在不同的市电180～265V下的输出平均电流相等。

图9为IREF/IREF0随占空比变化曲线，其中IREF为输出电流阈值控制模块的输出，IREF0为占空比为100％下的输出电流阈值控制模块的输出控制信号。由图可以看到，IREF/IREF0与占空比D的乘积为1。

本发明公开了LED驱动电路及其驱动方法，并且参照附图描述了本发明的具体实施方式和效果。应该理解到的是，上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括但不限于对电压比较模块，输出电流阈值控制模块的组成方式的修改、对电路的局部构造的变更(如利用本领域技术人员所能想到的技术方法替换本发明中的电压比较模块，增加减少逻辑控制)、对元器件的类型或型号的替换，以及其他非实质性的替换或修改等，均落入本发明保护范围之内。

Claims

1.一种LED驱动控制电路，其特征在于包括：

2.如权利要求1所述一种LED驱动控制电路，其特征在于所述的LED驱动模块包括：

3.如权利要求1或2所述一种LED驱动控制电路，其特征在于所述的电压比较模块包括：

直流输入电压提供给第一分压电阻，第一分压电阻与第二分压电阻串联，并得直流输入电压VIN的分压，直流输入电压VIN的分压提供给第一比较器的负输入端和第二比较器的正输入端，第二分压电阻的另一端接地，第一比较器的正输入端输入第一基准电压VREF1，第二比较器的负输入端输入第二基准电压，第一比较器的输出接第一RS触发器的一个输入端，第二比较器的输出接RS触发器的另外一个输入端，RS触发器的输出接反相器的输入端，反相器的输出信号为比较信号PWM。

4.如权利要求1或2所述一种LED驱动控制电路，其特征在于所述的输出电流阈值控制模块包括：

第一反相器，输入电压比较模块输出的比较信号PWM，第一反相器输出为比较信号PWM的反相信号；

第一传输门，输入第三基准电压VREF3，反相信号和比较信号PWM信号作为第一传输门的开关信号；

第二传输门，输入信号为地，反相信号和比较信号PWM作为第二传输门的开关信号；

第一传输门的输出、第二传输门的输出连接在一起提供给滤波电路，所述滤波电路将第一传输门、第二传输们输出的开关信号滤波成直流，所述滤波电路输出第四电压VREF4，所述第四电压VREF4为第三电压VREF3与比较信号PWM的占空比的乘积，即：

VREF4＝VREF3*D

IREF 4 = \frac{VREF 4}{R 32}

IREF 3 = \frac{VREF 3}{R 33}

IREF = \frac{IREF 3 * IREF 5}{IREF 4},

将IREF3和IREF4的表达式代入，得到：

IREF = \frac{IREF 5}{D}

由于

Iref = IREF * \frac{R 301}{Rs} = \frac{IREF 5 * R 301}{D * Rs},

这样，可以得到：

Iavg = Iref * D = \frac{IREF 5 * R 301 * D}{D * Rs} = \frac{IREF 5 * R 301}{Rs},

令

\frac{IREF 5 * R 301}{Rs} = K,

这样得到：

Iavg＝K

其中：

Iref为输出采样电阻的输出电流的阈值；

IREF为输出电流阈值控制模块的输出；

Iavg是电流阈值与占空比的乘积值；

Ton为比较信号PWM信号的导通时间；

T为比较信号PWM信号的周期。

5.LED驱动系统，包括：

LED驱动控制电路，所述LED驱动控制电路输入所述直流输入电压VIN或直流输入电压VIN的分压，产生LED驱动控制信号提供给外围LED电路；

其特征在于，所述的LED驱动控制电路如权利要求1或2所述。

6.如权利要求5所述LED驱动系统，其特征在于：

LED驱动系统上电后，直流输入电压VIN对输出电容进行充电；

7.如权利要求5或6所述LED驱动系统，其特征在于所述的所述电流阈值控制信号IREF/VREF与比较信号PWM的占空比为一个常数的数学表示式为：

Iavg = \frac{Ton}{T} * Iref

即

Iavg＝D*Iref，其中

控制Iref，使得：

Iref = \frac{K}{D},

这样，得到：

Iavg＝K，也就是Iavg是与占空比无关的一个常数；

其中：

Iavg是电流阈值与占空比的乘积值，

Ton为比较信号PWM信号的导通时间，

T为比较信号PWM信号的周期，

D为比较信号PWM信号的占空比，

Iref为输出采样电阻的输出电流的阈值，

K为常数。