CN102097131B - 电压生成电路 - Google Patents

Abstract

一种电压生成电路，包括：振荡器，产生周期振荡信号，所述振荡器包括震荡电路；电荷泵，输入所述周期振荡信号，产生中间电压；电压调节器，调节所述中间电压，生成输出电压；分压单元，对所述中间电压进行分压，产生分压电压；限流单元，由所述分压单元产生的分压电压控制，限制电源提供给所述振荡电路的电流。本发明降低了振荡器以及整个电压生成电路的功耗。

Description

电压生成电路

技术领域

本发明涉及一种电压生成电路。

背景技术

非挥发性存储器(nonvolatile memory)在没有电源供电的条件下仍能保持内部的存储数据，因此得到越来越广泛的应用。闪存(flash memory)作为一种非挥发性存储器，被广泛应用于存储卡、计算机及便携式电子设备中。

闪存的编程过程主要是通过隧穿注入效应(channel hot electron effect)来实现的，相应的擦除过程主要是通过Fowler-Nordheim(简称F-N)隧穿效应来实现的。在编程过程中，需要在被编程存储单元上(例如晶体管的漏极)加一个相对较高的编程电压，所述编程电压主要由一个包含电荷泵的电压生成电路来提供。

图1给出了现有技术的用于产生闪存编程电压的电压生成电路的功能模块框图。如图1所示，主要包括：振荡器101，电荷泵102以及电压调节器103。所述振荡器101产生的周期震荡信号N101输入至所述电荷泵102，用于控制电荷泵102的输出电压；所述电荷泵102用于产生电压值较高且稳定的中间电压N102，所述中间电压N102作为电压调节器103的输入信号；所述电压调节器103用于对电荷泵102的输出的中间电压N102进行调节，使其输出电压Vout保持为一个恒定的电压值，用作对闪存器件进行编程；另外，所述电压调节器103还产生反馈信号N103，反馈至所述振荡器101，主要作用是在输出电压Vout过高或者过低的情况下，对震荡器101输出的周期震荡信号进行调节，以实现对电荷泵102的输出电压N102的调节，从而保持电压调节器103的输出电压Vout的稳定。

图2给出了图1中的振荡器101的内部电路，主要包括：基准电路1011和震荡电路1012。所述基准电路1011主要包括晶体管M3至M5，用于为所述震荡电路1012提供基准工作电流。所述震荡电路1012包括晶体管M6至M25，其主要功能部分由晶体管M16至M25构成，其中晶体管M16至M20为PMOS晶体管，而晶体管M21至M25为NMOS晶体管，它们两两构成反相器，如晶体管M16与M21构成一级反相器，晶体管M17与M22同样构成另一级反相器，以此类推。图2中的震荡电路1012主要由5级反相器级联构成的反相器链组成，从而输出不断翻转的周期震荡信号(例如，可以为最后一级反相器的输出信号)，所述周期震荡信号即对应于图1中所示的信号N101。需要说明的是，所述振荡器101还包括调节电路(图中未示出)，由电压调节器103产生的反馈信号N103(参考图1)控制，对震荡器101输出的周期震荡信号进行调节。

图3给出了图1中的电压调节器103的内部电路，主要包括：运算放大器1031，晶体管M1，以及电阻R1和R2构成的分压网络。该电压调节器为公知技术中常见的电压调节器，所述运算放大器1031用作比较器，分压网络的输出信号作为反馈信号N105，通过反馈信号N105与参考电压Vref的比较结果来控制晶体管M1的导通情况，使得反馈信号N105与参考电压Vref的电压值趋于相等，从而得到稳定的电压输出Vout。需要说明的是，所述电压调节器103还用于产生输入至振荡器的反馈信号，即图1中的信号N103，图3所示的具体电路中并未示出所述反馈信号N103的生成电路。

实际上，图2中所示的振荡器在整个电压生成电路工作过程中一直处于工作状态，内部反相器链中的每一级反相器的输出都在反复的翻转，动态功耗很大，从而导致整个电压生成电路的功耗较大。

关于用于闪存器件编程的电压生成电路，更多详细说明还可以参考专利号为US7486573的美国专利。

发明内容

本发明解决的问题是提供一种电压生成电路，降低振荡器以及整个电压生成电路的功耗。

为解决上述问题，本发明提供了一种电压生成电路，包括：

振荡器，产生周期振荡信号，所述振荡器包括震荡电路；

电荷泵，输入所述周期振荡信号，产生中间电压；

电压调节器，调节所述中间电压，生成输出电压；

分压单元，对所述中间电压进行分压，产生分压电压；

限流单元，由所述分压单元产生的分压电压控制，限制电源提供给所述振荡电路的电流。

可选的，所述限流单元为PMOS晶体管，其源极和漏极分别连接所述电源和震荡电路，其栅极输入所述分压电压。

可选的，所述分压单元为串联电阻结构。

为了解决上述问题，本发明还提供了一种电压生成电路，包括：

振荡器，产生周期振荡信号，所述振荡器包括震荡电路；

电荷泵，输入所述周期振荡信号，产生中间电压；

电压调节器，调节所述中间电压，生成输出电压；

分压单元，对所述中间电压进行分压，产生分压电压；

电压缓冲单元，扩大所述分压电压的电压范围，产生控制电压；

限流单元，由所述电压缓冲单元产生的控制电压控制，限制电源提供给所述振荡电路的电流。

可选的，所述限流单元为PMOS晶体管，其源极和漏极分别连接所述电源和震荡电路，其栅极输入所述分压电压。

可选的，所述分压单元为串联电阻结构。

可选的，所述电压缓冲单元包括：

第一转换单元，将所述分压电压转换成源电流；

电流镜结构，输入所述源电流，产生镜像电流；

第二转换单元，将所述镜像电流转换成控制电压。

可选的，所述第一转换单元包括运算放大器，传输晶体管和第一电阻，其中，所述运算放大器的输入端分别连接所述分压单元的输出端和所述传输晶体管的漏极，所述运算放大器的输出端连接所述传输晶体管的栅极，所述第一电阻连接于传输晶体管的源极和电源地之间，所述传输晶体管漏极输出的电流为源电流。

可选的，所述电流镜结构包括输入晶体管和镜像晶体管，所述输入晶体管的源极连接电源，栅极和漏极连接于所述传输晶体管的漏极；所述镜像晶体管的源极连接电源，栅极连接所述传输晶体管的漏极，所述镜像晶体管漏极输出的电流为所述镜像电流。

可选的，所述第二转换单元包括第二电阻，一端连接所述镜像晶体管的漏极，另一端连接电源地，连接镜像晶体管漏极的一端输出的电压为所述控制电压。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：在震荡电路的电源通路上增加限流单元，利用分压单元或电压缓冲单元产生的控制信号来调整通过所述限流单元的电流，以此控制震荡电路的工作电流，限制震荡器的功耗，从而降低整个电压生成电路的功耗。

附图说明

图1是现有技术的电压生成电路的功能模块框图；

图2是图1所示电压生成电路中振荡器的一个实例电路图；

图3是图1所示电压生成电路中电压调节器的一个实例电路图；

图4是本发明的一个实施例的电压生成电路的功能模块框图；

图5是本发明的一个实施例的电压调节器的电路图；

图6是本发明的一个实施例的振荡器的电路图；

图7是本发明的另一实施例的电压生成电路的功能模块框图；

图8是本发明的另一实施例的电压缓冲单元的电路图；

图9是本发明的另一实施例的振荡器的电路图。

具体实施方式

在电压生成电路中，振荡器中的振荡电路在工作状态中始终处于反复翻转的状态，动态功耗较大，从而导致整个电压生成电路的功耗较大。一般的，震荡电路的工作电压是固定的，因此，为了降低其动态功耗，需要减小其总的工作电流。而现有技术中，震荡电路直接连接于电源，因此，其工作电流主要由震荡电路产生的周期震荡信号的频率和所使用的晶体管的尺寸决定。实际上，晶体管的尺寸决定了每一级反相器的延时，从而决定了周期震荡信号的震荡频率，而晶体管的尺寸又受限于制造工艺水平，因此，现有技术的电压生成电路的功耗较难控制，功耗较大。

本发明实施方式在震荡电路的电源通路上增加限流单元，并利用分压单元产生的分压电压或者分压电压经过电压缓冲单元调整后产生的控制电压来调整通过所述限流单元的电流，从而控制震荡电路的工作电流，限制震荡器的功耗，对整个电压生成电路的功耗进行控制。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图和实施例对本发明的具体实施方式做详细的说明。

图4给出了本发明一个实施例的电压生成电路的功能模块框图。如图4所示，本实施例的电压生成电路的主要构成与现有技术类似，主要包括：振荡器201，电荷泵202以及电压调节器203，所述振荡器201产生的周期震荡信号N201输入至所述电荷泵202，用于控制电荷泵202的输出电压；所述电荷泵202用于产生稳定的中间电压N202，所述中间电压N202作为电压调节器203的输入；所述电压调节器203用于对电荷泵的输出的中间电压N202进行调节，使其输出电压Vout保持为一个恒定的电压值，作为闪存器件的编程电压，所述电压调节器203还产生反馈信号N203，用于对震荡器101输出的周期震荡信号进行调节，与图1中的信号N103对应。与现有技术不同的是，本实施例中所述电压调节器203反馈给所述振荡器201的信号还有控制信号N208，用于对振荡器201的功耗进行控制，具体的控制过程将在下文中进行详细描述。

图5给出了本发明的一个实施例的电压调节器的电路图，对应于图4中的电压调节器203。如图5所示，本实施例中的电压调节器主要包括：运算放大器2031，晶体管M1，电阻R1和R2构成的分压网络。其工作原理与现有技术的电压调节器类似，所述运算放大器2031用作比较器，电阻R1和R2构成的分压网络的输出信号作为反馈信号N205反馈至所述运算放大器2031的输入端，反馈信号N205与参考电压Vref的比较结果输出至晶体管M1的栅极，传输晶体管M1的源极连接中间电压N202，漏极连接所述分压网络，通过所述运算放大器2031输出的比较结果控制晶体管M1的导通情况，经过多次反馈后使得反馈信号N205的电压值与参考电压Vref的电压值趋于相等，从而得到稳定的电压输出Vout。

本实施例的电压生成电路还包括分压单元，如图5所示的电压调节器还包括了所述分压单元2032，对所述中间电压N202进行分压，产生分压电压N208(即图4所示的控制信号N208的电压)。所述分压单元2032在本实施例中优选为串联电阻结构，由电阻R4和R5构成。所述分压单元2032的输入为电荷泵输出的中间电压N202，输出为分压电压N208，用于对振荡器的功耗进行控制。

图6给出了本发明的一个实施例的振荡器的电路图，对应于图4中的振荡器201，本实施例的电压生成电路还包括限流单元，如图6所示的振荡器还包括了限流单元2013。与现有技术类似，本实施例的振荡器包括基准电路2011和震荡电路2012。与现有技术的不同之处在于，本实施例的震荡电路2012与电源VDD之间的通路上串联有限流单元2013，通过控制通过限流单元2013的电流来控制整个震荡电路2012的工作电流。在本实施例中所述限流单元2013为控制晶体管M2，所述控制晶体管M2具体为PMOS晶体管，其源极连接电源VDD，其漏极连接震荡电路2012，其栅极连接图5中所示的分压单元2032输出的分压电压N208。通过调节所述分压单元2032输出的分压电压N208，本实施例中具体为调节分压单元2032内部串联电阻R4和R5的大小，可以调整所述控制晶体管M2的栅极电压，从而控制流过所述控制晶体管M2的电流，实现对震荡电路2012的工作电流的控制，以此来控制振荡器以及整个电压生成电路的功耗。

需要说明的是，调整所述震荡电路2012的工作电流，会影响所述震荡电路2012输出的周期震荡信号(对应于图4中的信号N201)的频率，从而影响电荷泵的输出电压以及整个电压生成电路的状态，因此，需要对所述分压电压N208的电压值进行调节，以使得在不影响电路正常工作的前提下实现对功耗的控制。所述分压电压N208的电压值的调节方法包括：调节图5所示的电压调节器内分压单元2032输出的分压电压N208，本实例中具体为调节电阻R4和R5的电阻值，从而得到不同的分压输出信号。

上述实施例中，利用分压单元2032输出的分压电压N208对流过控制晶体管M2的工作电流进行控制。由于所述分压电压N208是通过分压单元2032对中间电压N202分压实现的，其电压范围有限，以图5所示的电压调节器为例，其中分压单元2032输出的分压电压N208的电压值为中间电压N202的电压值的R5/(R4+R5)倍，该系数介于0和1之间。由于分压电压N208的电压值范围有限，可能会使得图6中控制晶体管M2的工作电流过小，从而对所述震荡电路2012输出的周期震荡信号的频率造成过度限制，可能使得电路无法正常工作。

为了改善上述问题，本发明提供了电压生成电路的另一实施例，如图7所示，其结构与上述实施例类似，只是在电压调节器203和震荡器201之间串联一电压缓冲单元204，对所述分压电压N208进行调整，扩大其电压值的范围，并使用调整后的信号作为控制信号N217，以此来控制所述限流单元的工作电流。

图8给出了本实施例中的电压缓冲单元的电路图。如图8所示，所述电压缓冲单元主要包括：第一转换单元301、电流镜结构302和第二转换单元303。

所述第一转换单元301为将电压信号转换成电流信号的电路，具体来说，将输入的分压电压N208转换成源电流Is输出。本实施例中所述第一转换单元301包括运算放大器3011，传输晶体管M30和第一电阻R10，其中所述运算放大器3011的输入端连接所述分压单元输出的分压电压N208和所述传输晶体管M30的漏极，所述运算放大器3011的输出端连接所述传输晶体管M30的栅极，所述第一电阻R10连接传输晶体管M30的漏极和电源地GND之间。其工作原理与上述实施例中的电压调节器203类似，是一个不断反馈的回路，输入的分压电压N208与反馈电压N213(传输晶体管M30的漏极电压)进行比较，用运算放大器3011输出的比较结果来控制传输晶体管M30的栅极电压，从而控制流过传输晶体管M30的电流。所述第一转换单元301经过多次反馈稳定后，流过传输晶体管M30的电流也保持稳定，相当于将所述中间电压N208转换为了电流信号，即源电流Is。

所述电流镜结构302，输入所述源电流Is，产生镜像电流Im。所述镜像电流Im经过第二转换单元303后产生控制电压N217。本实施例中所述电流镜结构302主要包括输入晶体管M31和镜像晶体管M32，其中所述输入晶体管M31的漏极和栅极连接于所述传输晶体管M30的漏极，源极连接于电源VDD，由于与所述传输晶体管M30串联，流过所述输入晶体管M31的电流等于源电流Is。所述镜像晶体管M32的栅极连接于所述传输晶体管M30的漏极，源极连接电源VDD，漏极连接第二转换单元303。流过所述镜像晶体管M32的电流为镜像电流Im，所述镜像电流Im与源电流Is的比值为镜像晶体管M32的沟道宽长比与输入晶体管M31的沟道宽长比的比值。

所述镜像电流Im经过第二转换单元303后，产生控制电压N217(即图7所示控制信号N217的电压)。所述第二转换单元303可以为电阻网络，用于将流过的电流信号转换为电压信号，本实施例中优选的第二转换单元303包括第二电阻R12，串联于镜像晶体管M32的漏极与电源地GND之间。

以本实施例中的具体电路为例，在所述第二电阻R12的电阻值为确定值的情况下，通过调整所述第一电阻R10的电阻值，可以调整所述输入晶体管M31的工作电流，从而调整镜像晶体管M32的工作电流，对输出的控制电压N217的电压值进行调整。类似的，也可以调整第二电阻R12的电阻值来调整控制电压N217的电压。另外，还可以通过调整所述电流镜结构302中输入晶体管M31与镜像晶体管M32的长宽比的比例，来调整镜像电流Is的电流值的大小，从而调整控制电压N217的大小。因此，本实施例的电压缓冲单元可以对输入信号N208(即图5中的分压单元2032的输出信号N208)的电压值进行调整，所述控制电压N217的电压值为中间电压N208的电压值的R12/R10倍，通过调整第二电阻R12、第一电阻R10的电阻值以及电流镜结构302的具体结构，可以使得输出的控制电压N217的输出电压范围变大。

图9给出了本实施例的振荡器的电路图，其电路结构与前一实施例相同，只是控制晶体管M2的栅极控制信号来自电压缓冲单元输出的控制电压N217。由于经过电压缓冲单元的调节，控制电压N217的电压范围与分压电压N208相比较大，可以在不影响电路正常工作的情况下，降低振荡器的功耗，从而降低整个电压生成电路的功耗。

综上，上述技术方案提供的电压生成电路，在震荡电路的电源通路上增加限流单元，并利用分压单元对电荷泵输出的中间电压进行分压而产生的分压电压来调整通过所述限流单元的电流，从而控制震荡电路的工作电流，限制震荡器的功耗，降低了整个电压生成电路的功耗。

另外，上述技术方案还通过电压缓冲单元对分压单元产生的分压电压的电压值进行调整，扩大其电压范围后作为调整通过所述限流单元的电流的控制电压，改善了对限流单元的工作电流的调节能力。

由于本技术方案的电压生成电路输出的电压稳定且功耗小，除了应用于闪存，还可以应用其他需要稳定电压的电路，例如数字电源、芯片参考电压电路等。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (8)

1.一种电压生成电路，包括：

振荡器，产生周期振荡信号，所述振荡器包括振荡电路；

电荷泵，输入所述周期振荡信号，产生中间电压；

电压调节器，调节所述中间电压，生成输出电压，

其特征在于，还包括：

位于电压调节器内的分压单元，对所述中间电压进行分压，产生分压电压；

位于振荡器内的限流单元，由所述分压单元产生的分压电压控制，限制电源提供给所述振荡电路的电流，所述限流单元为PMOS晶体管，其源极和漏极分别连接所述电源和振荡电路，其栅极输入所述分压电压。

2.根据权利要求1所述的电压生成电路，其特征在于，所述分压单元为串联电阻结构。

3.一种电压生成电路，包括：

振荡器，产生周期振荡信号，所述振荡器包括振荡电路；

电荷泵，输入所述周期振荡信号，产生中间电压；

电压调节器，调节所述中间电压，生成输出电压，

其特征在于，还包括：

位于电压调节器内的分压单元，对所述中间电压进行分压，产生分压电压；

电压缓冲单元，扩大所述分压电压的电压范围，产生控制电压，所述电压缓冲单元包括：第一转换单元，将所述分压电压转换成源电流；电流镜结构，输入所述源电流，产生镜像电流；第二转换单元，将所述镜像电流转换成控制电压；

位于振荡器内的限流单元，由所述电压缓冲单元产生的控制电压控制，限制电源提供给所述振荡电路的电流。

4.根据权利要求3所述的电压生成电路，其特征在于，所述限流单元为PMOS晶体管，其源极和漏极分别连接所述电源和振荡电路，其栅极输入所述电压缓冲单元产生的控制电压。

5.根据权利要求3或4所述的电压生成电路，其特征在于，所述分压单元为串联电阻结构。

6.根据权利要求3所述的电压生成电路，其特征在于，所述第一转换单元包括运算放大器，传输晶体管和第一电阻，其中，所述运算放大器的输入端分别连接所述分压单元的输出端和所述传输晶体管的源极，所述运算放大器的输出端连接所述传输晶体管的栅极，所述第一电阻连接于传输晶体管的源极和电源地之间，所述传输晶体管漏极输出的电流为源电流。

7.根据权利要求6所述的电压生成电路，其特征在于，所述电流镜结构包括输入晶体管和镜像晶体管，所述输入晶体管的源极连接电源，栅极和漏极连接所述传输晶体管的漏极；所述镜像晶体管的源极连接电源，栅极连接所述传输晶体管的漏极，所述镜像晶体管漏极输出的电流为所述镜像电流。

8.根据权利要求7所述的电压生成电路，其特征在于，所述第二转换单元包括第二电阻，一端连接所述镜像晶体管的漏极，另一端连接电源地，连接镜像晶体管漏极的一端输出的电压为所述控制电压。

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