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CN101931469A - 数字相干接收装置 - Google Patents

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CN101931469A CN2010102169482A CN201010216948A CN101931469A CN 101931469 A CN101931469 A CN 101931469A CN 2010102169482 A CN2010102169482 A CN 2010102169482A CN 201010216948 A CN201010216948 A CN 201010216948A CN 101931469 A CN101931469 A CN 101931469A
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Abstract

本发明涉及一种数字相干接收装置，其包括：用于输出固定频率的本地光信号的第一振荡器；对本地光信号和接收机接收的光信号进行混合的混合单元；用于输出采样频率的采样信号第二振荡器；用于与所述采样信号同步地将混合后的光信号转换为数字信号的转换器；用于调节转换后的数字信号的波形失真的波形调节器；用于调节由波形调节器调节后的数字信号的相位的相位调节器；用于对相位调节器调节后的数字信号进行解调的解调器；用于检测由相位调节器调节后的数字信号的相位的相位检测器；以及用于根据检测到的相位信号向第二振荡器输出频率控制信号的控制信号输出单元。

Description

数字相干接收装置
技术领域
这里讨论的实施方式为数字相干接收机。
背景技术
随着互联网流量的增加，在干线系统的光通信系统中需要更大的容量，于是研究并发展了能够传输超过每波长100[Gbit/s]信号的光收发机。但是，在光通信中，当每波长比特率增加时，由于光信号噪声比(OSNR)的承受力降低、在传输路径上的波长色散、偏振波模式色散或由于非线性效应的波形失真等而导致信号质量的退化变得很严重。
由于这样的原因，近年来，具有OSNR承受力和在传输路径上波形承受力的数字相干接收系统备受关注(例如，见D.Ly-Gagnon，IEEE JNT，vol.24，pp.12-21，2006)。此外，与相关技术中通过向二进制信号分配光强度的ON/OFF(关/断)进行直接检测的系统不同，根据数字相干接收系统，通过该相干接收系统提取光强度和相位信息。然后，对提取的强度和相位信息通过ADC(模拟/数字转换器)进行量化并通过数字信号处理电路进行解调(例如，见F.M.Gardner，″A BPSK/QPSK timing-error detector for sampled receivers″，IEEE Trans.Commun.，vol.COM-34，pp.423-429，May 1986)。
但是，根据该相关技术，当数字相干接收机中的本地光的频率相对于从发送机发送出的光的频率发生变化时，光信号不能以令人满意的精度在数字相干接收机中进行数字解调。为此，出现了通信质量恶化的问题。
发明内容
因此，本发明实施方式的一个方面的目的是提高通信质量。
根据本发明的一个方面，一种数字相干接收装置包括：接收机，其用于接收光信号；第一振荡器，其用于输出固定频率的本地光信号；混合单元，其用于对从所述第一振荡器输出的本地光信号和由所述接收机接收的光信号进行混合；第二振荡器，其用于输出采样频率的采样信号，该第二振荡器响应于输入的频率控制信号来改变所述采样频率；转换器，其用于通过与所述采样信号同步地对混合后的光信号进行采样来将混合后的光信号转换为数字信号；波形调节器，其用于调节由所述转换器转换后的数字信号的波形失真；相位调节器，其用于调节由所述波形调节器调节后的数字信号的相位；解调器，其用于对所述相位调节器调节后的数字信号进行解调；相位检测器，其用于检测由所述相位调节器调节后的数字信号的相位；以及控制信号输出单元，其用于根据检测到的相位信号向所述第二振荡器输出频率控制信号。
附图说明
图1为示出了数字相干接收机的结构示例1的框图；
图2为示出了数字相干接收机的结构示例2的框图；
图3为示出了数字相干接收机的结构示例3的框图；
图4为示出了数字相干接收机的结构示例4的框图；
图5为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例1的框图；
图6为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例2的框图；
图7为示出了相位调节器的具体示例1的框图；
图8为示出了相位调节器的具体示例2的框图；
图9为示出了第一DLF的具体示例的框图；
图10为示出了第二DLF的具体示例的框图；
图11为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例3的框图；
图12为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例4的框图；
图13为示出了补偿电路的具体示例1的框图；
图14为示出了补偿电路的具体示例2的框图；
图15为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例1的框图；
图16为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例2的框图；
图17为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例3的框图；
图18为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例4的框图；
图19为示出了频率/相位补偿电路的具体示例1的框图；
图20为示出了频率/相位补偿电路的具体示例2的框图；
图21为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例5的框图；
图22为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例6的框图；
图23为示出了用于相位检测单元的相位检测器的结构示例的框图；
图24为示出了由灵敏度校正型(单侧校正)的相位检测器进行的灵敏度校正的图；
图25为示出了由灵敏度校正型(双侧校正)的相位检测器进行的灵敏度校正的图；
图26为示出了灵敏度监视相位检测器(单侧监视)的结构示例的框图；
图27为示出了灵敏度监视相位检测器(双侧监视)的结构示例的框图；
图28为示出了灵敏度选择校正型的相位检测单元的结构示例的框图；
图29为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例1的框图；
图30为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例2的框图；
图31为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例3的框图；
图32为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例4的框图；
图33为示出了均衡滤波器(偏振波色散均衡)的具体示例的框图；
图34为示出了均衡滤波器(波长色散均衡)的具体示例的框图；
图35为示出了数字相干接收机的变型例1的框图；
图36为示出了数字相干接收机的变型例2的框图；
图37为示出了频差检测器的具体示例的框图；
图38为示出了频率补偿器的具体示例的框图；
图39为示出了光传输系统的具体示例的框图；
图40为示出了傅立叶变换单元和傅立叶逆变换单元的具体示例的框图；以及
图41示出了图40所示的电路的操作。
具体实施方式
下面将参照附图详细描述数字相干接收机的优选实施方式。
(由于频率波动引起的通信质量劣化)
首先，来描述由于本地光源的频率波动引起的通信质量的劣化。在由数字相干接收机的波形失真补偿器执行波长色散补偿的结构中，与要在波长失真补偿器中补偿的波长色散的量的大小成比例地产生了本地光源的频率波动被变换为采样相位波动的现象。
将对该现象给出具体说明。例如可以用如下表达式(1)来表示从光发送机发送的传输信号。在如下表达式(1)中，s(t)表示用于生成传输信号的调制信号。虚数用j表示。时间用t表示。光的载波频率用ω0表示。
[表达式1]
s(t)exp(jω0t)        ...(1)
例如可以用如下表达式(2)来表示传输路径色散的转移函数。在如下表达式(2)中，D表示波长色散。VL表示光速。基带的各个频率由ω表示。
[表达式2]
exp = [ j π V L D ω 0 2 ( ω - ω 0 ) 2 ] . . . ( 2 )
可以用如下表达式(3)来表示因波长色散而失真的接收信号。
[表达式3]
Figure BSA00000172750600051
^S指示传输调制信号的频域表示。本地光可以用如下表达式(4)表示。在如下表达式(4)中，Δω表示信号光和本地光之间的频差。
[表达式4]
exp[j(ω0-Δω)t]        …(4)
在表达式(4)中示出的本地光和信号光合并后，相干接收后的信号可以被表示为如下表达式5：
[表达式5]
Figure BSA00000172750600052
在数字相干接收机中，由ADC对表达式(5)所表示的信号进行量化以进行数字信号处理。如下的表达式(6)表示在数字信号处理电路的波形补偿电路中完成了色散补偿的情况下传输路径色散的逆传递函数。在如下的表达式(6)中，ΔD表示传输路径色散和波形补偿电路中补偿的色散补偿量的偏差。
[表达式6]
exp [ - j π V L ( D - AD ) ω 0 2 ω 2 ] . . . ( 6 )
如下的表达式(7)表示波长色散补偿后的信号。
[表达式7]
Figure BSA00000172750600054
在表达式(7)中，当假设ΔD＝0，波形补偿后的信号可以由如下表达式(8)来表示。
[表达式8]
s ( t - 2 π V L ( DAω ) ω 0 2 ) exp [ jΔω ( t - 2 π V L ( DAω ) ω 0 2 ) ] exp ( j π V L ( DAω 2 ) ω 0 2 ) . . . ( 8 )
根据表达式(8)，由于信号光和本地光的频率漂移和波长色散补偿，应当理解会产生2πVLDΔω/ω0 2的延迟。这样，与要在波形失真补偿器中补偿的波长色散量的大小成比例地将本地光源的频率波动变换为采样相位波动，该采样相位波动影响后续的数字解调的准确度。
(对ADC采样频率控制处理的影响)
此外，在比特率等于或大于几十Gbit/s的数字相干接收系统中，ADC采样频率也变得等于或大于几十GHz。对此，在使用廉价的CMOS(互补型金属氧化物半导体)处理构造数字信号处理电路的情况下，进行ADC采样信号的串并行转换以使得操作频率变为约几百MHz，并对并行接收信号进行数字信号处理。这样，在ADC中执行高速采样的情况下，电路规模变大。
(实施方式)
图1为示出了数字相干接收机的结构示例1的框图。如图1所示，根据一种实施方式的数字相干接收机100配备有：PBS 111、本地光源112、PBS 113、混合电路121、混合电路122、光电转换器131至134、频率可变振荡器140、数字转换单元150和数字信号处理电路160。数字相干接收机100被配置为是将来自光传输路径的信号光和本地光的检测结果转换为数字信号以进行数字处理的数字相干接收机。
将经由光传输路径发送来的信号光输入到PBS 111(偏振分光镜，Polarization Beam Splitter)。PBS 111将输入的信号光分到各偏振轴(偏振轴被设定为H轴和V轴)。PBS 111将分到H轴上的信号光(水平偏振波)输出到混合电路121。此外，PBS 111将分到V轴上的信号光(垂直偏振波)输出到混合电路122。
本地光源112生成要输出到PBS 113的本地光。PBS 113将来自本地光源112的本地光分到各偏振轴(该偏振轴被设定为H轴和V轴)。PBS111将分到H轴上的本地光输出到混合电路121。此外，PBS 113将分到V轴上的本地光输出到混合电路122。
混合电路121(90°光混合)根据从PBS 111输出的、H轴上的信号光和从PBS 113输出的本地光进行检测。混合电路121向光电转换器131输出对应于信号光的I信道中的振幅和相位的光信号。此外，混合电路121向光电转换器132输出对应于信号光的Q信道中的振幅和相位的光信号。
混合电路122(90°光混合)根据从PBS 111输出的、V轴上的信号光和从PBS 113输出的本地光进行检测。混合电路122向光电转换器133输出对应于信号光的I信道中的振幅和相位的光信号。此外，混合电路122向光电转换器134输出对应于信号光的Q信道中的振幅和相位的光信号。
光电转换器131和光电转换器132各将来自混合电路121的光信号进行光电转换并输出到数字转换单元150。光电转换器133和光电转换器134各将来自混合电路122的光信号进行光电转换并输出到数字转换单元150。
频率可变振荡器140(振荡单元)生成要输出到数字转换单元150的可变频率时钟。此外，频率可变振荡器140根据数字信号处理电路160的控制改变生成的时钟的频率。
数字转换单元150配备有ADC 151至154。ADC 151对从光电转换器131输出的信号进行数字采样。同样地，ADC 152至154分别对从光电转换器132至134输出的信号进行数字采样。此外，ADC 151至154中的每一个与从频率可变振荡器140输出的时钟同步地进行数字采样。ADC 151至154中的每一个向数字信号处理电路160输出数字的采样信号。
数字信号处理电路160配备有：波形失真补偿电路161(波形失真补偿单元)、相位控制电路162和自适应均衡型解调电路163(解调单元)。波形失真补偿电路161、相位控制电路162和自适应均衡型解调电路163可以用一个DSP(数字信号处理器)或彼此不同的多个DSP来实现。
波形失真补偿电路161对从ADC 151至154输出的信号的波形失真(在光传输路径中产生的失真)进行补偿。更具体地，在波形失真补偿电路161中，对随传播特性波动(如温度波动)而改变的半静态传输路径波形失真分量进行补偿。该波形失真补偿电路161向相位控制电路162输出波形失真被补偿了的相应信号。波形失真补偿电路161可以用一个电路块构造或者可以具有多个分开的波形失真补偿电路块的级联连接结构。
相位控制电路162对从波形失真补偿电路161输出的相应信号进行数字相位补偿。该相位控制电路162向自适应均衡型解调电路163输出补偿后的相应信号。该相位控制电路162可以用用于并行地处理来自波形失真补偿电路161的相应信号的一个电路进行构造，或者可以用对应于来自波形失真补偿电路161的相应信号的多个电路进行构造。此外，根据从波形失真补偿电路161输出的相应信号的相位，相位控制单元162控制从频率可变振荡器140输出的时钟的频率。
自适应均衡型解调电路163对从相位控制电路162输出的相应信号进行解调。此外，该自适应均衡型解调电路163在解调前对从相位控制电路162输出的相应信号进行自适应均衡型波形失真补偿。更具体地，该自适应均衡型解调电路163补偿在传输路径中产生并高速波动的波形失真分量。该自适应均衡型解调电路163可以用一个电路块进行构造或者可以具有多个自适应均衡电路块的级联连接结构。
例如，在ADC 151至154以等于或高于几十GHz进行数字采样的情况下，可以采用这样的结构：提供将从频率可变振荡器140输出的时钟用作基准的多个PLL(锁相回路)。此外，图1所示的数字相干接收机100可以用作对每个偏振波轴的传输信号进行复用的偏振波复用传输系统和对传输信号不执行偏振波复用的非偏振波复用传输系统。
由此，在数字相干接收机100检测波形失真补偿电路161的后一级的信号时，可以检测到由于本地光源112的频率波动而在波形失真补偿电路161中生成的相位的波动。此外，通过在自适应均衡型解调电路163的前一级对检测到的频率波动进行补偿来在自适应均衡型解调电路163精确地执行数字解调，可以提高通信质量。
此外，根据在波形失真补偿电路161的后一级检测到的信号的相位，数字相干接收机100控制数字转换单元150中的采样相位。更具体地，数字相干接收机100控制频率可变振荡器140振荡的时钟的频率。采用这样的结构，可以在抑制电路规模扩大的情况下，在数字转换单元150中执行高速采样。此外，对数字相干接收机100中光信号的调制频率和采样频率的偏离和偏移进行了补偿，可以降低在波形失真补偿电路161中的相位补偿量。
此外，数字相干接收机100的自适应均衡型解调电路163对比波形失真补偿电路161中补偿的波形失真更高速波动的波形失真进行补偿，以进行解调。例如，波形失真补偿电路161对在温度波动等条件下改变的半静态特性的波形失真进行补偿。利用该结构，在波形失真补偿电路161中补偿因温度波动等的条件下产生的传输光源的频率以及本地光源112的频率的漂移引起的相位波动，同时在自适应均衡型解调电路163中可以执行高精确度的失真补偿和解调。
图2为示出了数字相干接收机的结构示例2的框图。在图2中，对与图1中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图2所示，数字相干接收机100可以配备固定频率振荡器211和DDS 212(直接数字合成器)来取代图1中所示的频率可变振荡器140。
该固定频率振荡器211(振荡单元)生成固定频率的时钟并输出到DDS 212。DDS 212根据固定频率振荡器211输出的时钟生成要作为采样控制时钟提供给数字转换单元150的时钟。此外，DDS 212根据数字信号处理单元160的控制改变要生成的时钟的频率。ADC 151至154中的每一个与DDS 212输出的时钟同步地进行数字采样。
如此，数字相干接收机100控制由DDS所提供的采样控制时钟的频率。采用这样的结构，可以在抑制电路规模扩大的同时，在数字转换单元150中执行高速采样。
图3为示出了数字相干接收机的结构示例3的框图。在图3中，对与图1中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图3所示，在非偏振波复用系统的情况下的数字相干接收机100可以具有这样的结构：配备有偏振波控制器311来取代图1中所示的PBS 111、PBS 113、混合电路122、光电转换器133和134、以及ADC 153和154。
本地光源112向偏振波控制器311输出生成的本地光。该偏振波控制器311控制从本地光源112输出的本地光的偏振波，以成为数字相干接收机100接收到信号光的偏振波(例如，H轴)。偏振波控制器311向混合电路121输出控制了偏振波的本地光。经由光传输路径发送来的信号光和从偏振波控制器311输出的本地光输入到混合电路121。可以采用配备固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)来取代图3中所示的频率可变振荡器140的结构。偏振波控制器311可以应用于经由光传输路径发送来的信号光而不应用于本地光。
图4为示出了数字相干接收机的结构示例4的框图。在图4中，对与图1中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图4所示，数字相干接收机100可以配备固定频率振荡器411和频率/相位补偿电路412来取代频率可变振荡器140。
固定频率振荡器411向数字转换单元150输出固定频率的时钟。ADC151至154中的每一个与固定频率振荡器411输出的时钟同步地进行数字采样。相位控制电路162检测从波形失真补偿电路161输出的相应信号的相位并向频率/相位补偿电路412输出频率控制信号和相位控制信号。
频率/相位补偿电路412(频率/相位补偿单元)被设置在数字信号处理单元160中。该频率/相位补偿电路412对从ADC 151至154输出的信号执行频率补偿和相位补偿以补偿采样相位。更具体地，频率/相位补偿电路412根据从相位控制电路162输出的频率控制信号和相位控制信号补偿从ADC 151至154输出的信号的采样相位。频率/相位补偿电路412向波形失真补偿电路161输出补偿了采样相位的信号。
如此，数字相干接收单元100根据检测到的相位对转换为数字信号后的信号执行频率补偿和相位补偿。采用这样的结构，可以抑制数字转换单元150中采样相位的波动对数字处理的影响。为此，例如，即使采用了数字转换单元150和固定频率振荡器411振荡的时钟同步地进行采样这样的结构，也可以抑制数字转换单元150中采样相位的波动对数字处理的影响。
(相位控制电路的具体示例)
图5为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例1的框图。在图5中，针对图1中所示的数字相干接收机100的一部分结构，集总地示出了I和Q信道以及H和V轴的信号。如图5所示，相位控制电路162配备有：相位调节器511(PHA：PHase Adjuster)、相位检测单元512(PD：Phase Detector)、第一DLF 513(数字回路滤波器，Digital Loop Filter)以及第二DLF 514。
相位调节器511(相位补偿单元)根据从第一DLF 513输出的相位控制信号对从波形失真补偿电路161输出的信号的相位进行补偿。该相位调节器511向后一级(自适应均衡型解调电路163)输出补偿了相位的信号。相位检测单元512检测从相位调节器511输出的信号的相位。该相位检测单元512向第一DLF 513输出检测到的指示该相位的相位信号。
第一DLF 513对从相位检测单元512输出的相位信号进行信号处理。由第一DLF 513进行的信号处理例如为噪声消除(低通滤波)。第一DLF513将经信号处理后的信号作为相位控制信号输出给相位调节器511。此外，第一DLF 513还将信号处理后的信号输出给第二DLF 514。
第二DLF 514对从第一DLF 513输出的信号进行信号处理。由第二DLF 514进行的该信号处理例如为从相位分量到频率分量的变换。第二DLF 514将经信号处理后的信号作为频率控制信号输出给频率可变振荡器140。频率可变振荡器140根据从第二DLF 514输出的频率控制信号改变要输出的时钟的频率。
如此，相位检测单元512被设置在相位调节器511的后一级并检测由相位调节器补偿后的信号的相位。采用这样的结构，由于控制为反馈控制(其中相位调节器511中的相位补偿结果从相位检测单元512返回到相位调节器511)，可以容易地在相位调节器511中执行补偿处理。为此，可以在相位调节器511中执行精确的相位补偿，并可以提高通信质量。
在将图5中所示的相位控制电路162应用到图2中所示的数字相干接收机100的情况下，第二DLF 514输出频率控制信号至DDS 212。DDS212根据从第二DLF 514输出的频率控制信号改变要生成的时钟的频率。
图6为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例2的框图。在图6中，对与图5中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图6所示，相位检测单元512可以输出指示检测到的相位的相位信号至第一DLF 513和第二DLF 514。在这种情况下，第二DLF 514对从相位检测单元512输出的相位信号进行信号处理。
图7为示出了相位调节器的具体示例1的框图。图7中所示的相位调节器511为时域补偿型的相位调节器的具体示例。如图7所示，相位调节器511配备有：抽头位置调节选择器710、延迟元件721至72n、抽头系数计算单元730、乘法单元741至74n、以及加法器单元750。
从相位调节器511的前一级输出的信号和通过将输入到相位调节器511的相位控制信号除以采样周期而得到的整数部分被输入到抽头位置调节选择器710。该抽头位置调节选择器710根据输入的整数部分切换延迟元件721至72n的连接路径。
例如，抽头位置调节选择器710切换连接路径以使得将从相位调节器511的前一级(波形失真补偿电路161)输出的信号输入到延迟元件721。此外，抽头位置调节选择器710还切换连接路径以使得延迟元件721的输出连接至延迟元件722的输入、延迟元件722的输出连接至延迟元件723的输入、......、延迟元件72(n-1)的输出连接至延迟元件72n的输入。
各延迟元件721至72n对输入信号进行延迟并输出。输入到相位调节器511的相位控制信号除以采样周期而得到的小数部分(小于一个采样的相位)被输入到抽头系数计算单元730。抽头系数计算单元730根据输入的小数部分计算乘法单元741至74n的各自的抽头系数。
例如，抽头系数计算单元730借助于输入的小数部分的相位通过对滤波波形(如sinc函数)进行采样而计算出抽头系数。另选地，抽头系数计算单元730根据其中小数部分和相应的抽头系数彼此相关的表来决定各自的抽头系数。该其中小数部分和相应的抽头系数彼此相关的表例如事先存储在数字相干接收机100的存储器中。抽头系数计算单元730分别向乘法单元741至74n输出计算出的各自的抽头系数。
延迟单元721至72n的输出信号和从抽头系数计算单元730输出的抽头系数分别被输入到乘法单元741至74n。乘法单元741至74n中的每一个利用抽头系数与如此输入的输出信号相乘以输出到加法器单元750。加法器单元750对从乘法单元741至74n输出的各输出信号进行相加以输出至下一级。
在向相位调节器511并行地输入N路信号的情况下，延迟元件721至72n可以省略，相位控制信号的整数部分的最大宽度的输入选择器和具有由抽头系数计算单元730计算出的相同的抽头系数的FIR(有限冲激响应)滤波器N并行地操作。在这种情况下，这些输入选择器由多个抽头提供。
图8为示出了相位调节器的具体示例2的框图。图8中所示的相位调节器511为频域补偿型的相位调节器的具体示例。如图8所示，该相位调节器511配备有：傅立叶变换单元811、旋转子变换单元812、乘法单元813、以及傅立叶逆变换单元814。该傅立叶变换单元811对输入到相位调节器511的信号进行傅立叶变换(FFT，快速傅立叶变换)，以变换到频域。该傅立叶变换单元811将经傅立叶变换之后的信号输出到乘法单元813。
旋转子变换单元812对从第一DLF 513输出的相位控制信号进行旋转子变换处理并向乘法单元813输出经过旋转子变换处理后得到的相位偏移系数。乘法单元813将从傅立叶变换单元811输出的信号乘以从旋转子变换单元812输出的相位偏移系数，并将相乘后的信号输出到傅立叶逆变换单元814。该傅立叶逆变换单元814对从乘法单元813输出的信号进行傅立叶逆变换(IFFT：Inverse FFT：快速傅立叶逆变换)以输出到后一级(自适应均衡型调制电路163)。
图9为示出了第一DLF的具体示例的框图。如图9所示，该第一DLF 513配备有：低通滤波器911(LPF)、乘法电路912、加法电路913、延迟元件914、乘法电路915、低通滤波器916和加法器917。从相位检测单元512输出的相位信号被输入到低通滤波器911。该低通滤波器911提取出输入的相位信号的低频分量并将提取出的信号输出到乘法电路912和乘法电路915。
乘法电路912将从低通滤波器911输出的信号乘以系数b并输出到加法电路913。加法电路913将从乘法电路912输出的信号与从延迟元件914输出的信号相加，并将相加后的信号作为积分项(integral term)输出到延迟电路914和加法电路917。延迟元件914将从加法电路913输出的信号延迟第一DLF的一个操作时钟并将延迟后的信号输出给加法电路913。
乘法电路915将从低通滤波器911输出的信号乘以系数a并输出到低通滤波器916。低通滤波器916提取出从乘法电路915输出的信号的低频分量并将提取出的信号作为比例项输出到加法电路917。该加法电路917将从加法电路913输出的积分项的信号和从低通滤波器916输出的比例项的信号相加。该加法电路917将相加后的信号作为相位控制信号输出给相位调节器511。
采用该结构，输入到第一DLF 513的相位信号作为具有系数a和b的比例项和积分项的和被转换为相位控制信号。系数a和b例如依据对数字相干接收机100的设计和传输模式而定。
低通滤波器911操作为用于处理并行的相应信号(I和Q信道，以及H和V轴)的相应相位信号的抽选过滤器。例如，作为简单的示例，该低通滤波器911输出相应相位信号的平均或总和。也可以采用省略了低通滤波器911的结构。
低通滤波器916被设置为用于抑制相位信号的高频噪声分量。在一些情况下，本地光源112的频率波动可以具有等于或高于几百kHz的分量。为此，为了最小化控制回路延迟，用于抑制高频噪声的低通滤波器916仅被插入到比例项中。也可以采用省略了低通滤波器916的结构。
图10为示出了第二DLF的具体示例的框图。如图10所示，第二DLF 514配备有：乘法电路1011、加法电路1012、延迟元件1013、乘法电路1014、加法电路1015和低通滤波器1016。输入到第二DLF 514的相位信号(或相位控制信号输入)被输入到乘法电路1011和乘法电路1014。
乘法电路1011将输入信号乘以系数B以被输出到加法电路1012。加法电路1012将从乘法电路1011输出的信号和从延迟元件1013输出的信号相加并将相加后的信号作为积分项输出到延迟元件1013和加法电路1015。延迟元件1013将从加法电路1012输出的信号延迟第二DLF的一个操作时钟并将延迟后的信号输出给加法电路1012。
乘法电路1014将输入信号乘以系数A并将相乘后的信号作为比例项输出到加法电路1015。该加法电路1015将从加法电路1012输出的积分项的信号和从乘法电路1014输出的比例项的信号相加，以输出到低通滤波器1016。该低通滤波器1016提取出从加法电路1015输出的信号的低频分量并将提取出的信号作为频率控制信号输出给频率可变振荡器140。
采用这样的结构，输入到第二DLF 514的信号作为具有系数A和B的比例项和积分项的和被转换为频率控制信号。系数A和B例如依据对数字相干接收机100的设计和传输模式而定。
例如，如图6所示，在从相位检测单元512输出的相位信号被直接输入到第二DLF 514的情况下，可以在乘法电路1011和乘法电路1014的前一级设置低通滤波器。设置在乘法电路1011和乘法电路1014的前一级的该低通滤波器针对相位信号和相位信息执行抽选过滤器的积分操作。此外，低通滤波器1016是用于避免位于从频率可变振荡器140输出的时钟上的高频噪声的低通滤波器。也可以采用省略了低通滤波器1016的结构。
图11为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例3的框图。在图11中，对与图5中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。在波形失真补偿电路161为用于在频域执行波形失真补偿的电路的情况下，如图11所示，可以设置将波形失真补偿电路161和相位调节器511一体地构造在其中的补偿电路1111来取代图5中的波形失真补偿电路161和相位调节器511。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)这样的结构来取代图11中所示的频率可变振荡器140。
图12为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例4的框图。在图12中，对与图6中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。在波形失真补偿电路161为用于在频域执行波形失真补偿的电路的情况下，如图12所示，可以设置将波形失真补偿电路161和相位调节器511一体地构造在其中的补偿电路1111来取代图6中的波形失真补偿电路161和相位调节器511。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)这样的结构来取代图12中所示的频率可变振荡器140。
图13为示出了补偿电路的具体示例1的框图。如图13所示，图11和图12中所示的补偿电路1111例如配备有：傅立叶变换单元1311、旋转子变换单元1312、乘法单元1313、乘法单元1314以及傅立叶逆变换单元1315。
傅立叶变换单元1311对输入到补偿电路1111的信号进行傅立叶变换，以变换到频域。该傅立叶变换单元1311将经傅立叶变换之后的信号输出到乘法单元1313。旋转子变换单元1312对从第一DLF 513输出的相位控制信号进行旋转子变换处理并向乘法单元1314输出经过旋转子变换处理得到的相位偏移系数。
乘法单元1313将从傅立叶变换单元1311输出的信号乘以频域的波形失真校正系数，并将相乘后的信号输出到乘法单元1314。在乘法单元1313中所乘的波形失真校正系数为依照接收的信号的波形失真而定的系数并预先存储在数字相干接收机100的例如存储器中。
乘法单元1314将从乘法单元1313输出的信号乘以从旋转子变换单元1312输出的相位偏移系数，并将相乘后的信号输出到傅立叶逆变换单元1315。该傅立叶逆变换单元1315对从乘法单元1314输出的信号进行傅立叶逆变换以输出到后一级(自适应均衡型调制电路163)。也可以采用这样的结构：将乘法单元1314设置在乘法单元1313的前一级中。也就是，用于乘以波形失真校正系数和相位偏移系数的顺序在任何情形下都不会产生差别。
如此，可以由补偿电路1111来实现波形失真补偿电路161和相位调节器511，该补偿电路1111用于将波形失真校正系数乘以相位偏移系数，该相位偏移系数通过将经第一DLF 513变换的相位控制信号变换为频域中相应频率的旋转子而得到。采用这样的结构，经过一次傅立叶变换就能够进行波形补偿和相位补偿。为此，可以实现电路的小型化和增速。
图14为示出了补偿电路的具体示例2的框图。在图14中，对与图13中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。在波形失真补偿电路161为用于补偿信号的波长色散的色散补偿器，并且频域的波形失真补偿目标为波长色散的情况下，补偿电路1111可以具有如图14所示的结构。此处，补偿电路1111的结构省略了图13中所示的乘法单元1313。
傅立叶变换单元1311向乘法单元1314输出经傅立叶变换后的信号。旋转子变换单元1312(旋转子变换器)根据波长色散补偿量和从第一DLF513输出的相位控制信号进行旋转子变换处理，并将经过旋转子变换处理得到的旋转子(波长色散和相位的偏移系数)输出给乘法单元1314。在旋转子变换单元1312执行旋转子变换处理时的波长色散量为依照接收信号的波长色散而定的系数并例如预先存储在数字相干接收机100的存储器中。
乘法单元1314将傅立叶变换单元1311输出的信号乘以从旋转子变换单元1312输出的旋转子，并将相乘后的信号输出到傅立叶逆变换单元1315。如此，利用其中公式(6)所表示的波长色散补偿系数具有1.0的幅度并仅具有相位角信息的状态，通过利用关于相位补偿处理的相位偏移系数的相位角信息对波长色散量进行旋转子变换，可以一次执行频域乘法处理。
旋转子变换单元1312的处理例如可以用如下的表达式(9)来表示。在如下表达式(9)中，Δτ表示在时域中相位控制量。
[表达式9]
exp j ( ωΔτ - π V L ( D - AD ) ω 0 2 ω 2 ) ] . . . ( 9 )
这样，在波形失真补偿电路161补偿了波长色散的情况下，补偿电路1111配备有用于将波长色散补偿量和相位控制信号变换为具有相应频率的旋转子的旋转子变换单元1312。于是，当补偿电路1111将信号乘以旋转子变换单元1312变换来的旋转子，就可以通过执行一次复数乘法来实现波形补偿和相位补偿。为此，可以实现电路的小型化和增速。
图15为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例1的框图。在图15中，对与图5中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图15所示，第二DLF 514将经过信号处理后的信号作为频率控制信号输出给频率/相位补偿电路412。
频率/相位补偿电路412根据从第二DLF 514输出的频率控制信号对来自信号转换单元150的信号的采样相位进行补偿。该频率/相位补偿电路412向波形失真补偿电路161输出补偿了采样相位后的信号。波形失真补偿电路161对来自频率/相位补偿电路412的信号的波形失真进行补偿。
在图15所示的结构中，可以采用这样的结构：设置将波形失真补偿电路161和相位调节器511一体地构造(见图11至图14)在其中的补偿电路1111来取代波形失真补偿电路161和相位调节器511。
图16为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例2的框图。在图16中，对与图15中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图16所示，相位检测单元512可以向第一DLF 513和第二DLF 514输出指示检测到的相位的相位信号。在这种情况下，第二DLF 514对从相位检测单元512输出的相位信号进行信号处理。
在图16所示的结构中，可以采用这样的结构：设置将波形失真补偿电路161和相位调节器511一体地构造(见图11至图14)在其中的补偿电路1111来取代波形失真补偿电路161和相位调节器511。
图17为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例3的框图。在图17中，对与图15中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图17所示，相位控制电路162的结构可以省略了图15中所示的结构中的相位调节器511。第一DLF 513将信号处理后的信号作为相位控制信号输出给频率/相位补偿电路412。
频率/相位补偿电路412根据来自第二DLF 514的频率控制信号执行对采样相位的补偿，并且还根据从第一DLF 513输出的相位控制信号对从波形失真补偿电路161输出的信号的相位进行补偿。频率/相位补偿电路412将经补偿后的信号输出给波形失真补偿电路161。这样，在波形失真补偿电路161的前一级执行了补偿，该补偿还包括对在波形失真补偿电路161中生成的相位波动的补偿。
图18为示出了图4中示出的相位控制电路的具体示例4的框图。在图18中，对与图17中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图18所示，相位检测单元512可以向第一DLF 513和第二DLF 514输出指示检测到的相位的相位信号。在这种情况下，第二DLF 514对从相位检测单元512输出的相位信号进行信号处理。
图19为示出了频率/相位补偿电路的具体示例1的框图。图19中示出的频率/相位补偿电路412为时域补偿型的数字频率/相位补偿电路的具体示例。此处，假设固定频率振荡器411的振荡频率被设置为稍高于接收信号的频率。如图19所示，频率/相位补偿电路412配备有：频率相位转换器1910、并行转换单元1920、抽头系数计算单元1930和N个FIR滤波器1940。
频率相位转换器1910将第二DLF 514的输出从频率转换为相位，用于将第二DLF 514的输出(频率控制信号)用作相位控制信号。该频率相位转换器1910例如为积分器。由频率相位转换器1910转换为相位后的信号的整数部分被输出到并行转换单元1920，并被推断为在频率相位转换器1910中结束控制后采样的数目。
并行转换单元1920根据从频率相位转换器1910输出的信号的整数部分将输入到频率/相位补偿电路412的信号转换为并行信号。更具体地，通过利用从频率相位转换器1910输出的信号的整数部分作为控制信号，并行转换单元1920进行1至N(在整数部分为“0”的情况下)或1至N+1(在整数部分为“1”的情况下)的并行转换，并输出到后一级。
在从频率相位转换器1910输出的整数部分为“0”的情况下，保留M条((N-1-M)至(N-1))由参考标号1921表示的前一次最后数据。此外，在从频率相位转换器1910输出的整数部分为“1”的情况下，当在并行转换单元1920中执行1至N+1的并行转换时，保留M条((N-M)至N)前一次最后数据。
此外，并行转换单元1920生成用于在并行转换单元1920的后一级进行信号处理的时钟。更具体地，并行转换单元1920生成为数字转换单元150的采样时钟的1/N(在整数部分为“0”的情况下)或1/(N+1)的时钟(在整数部分为“1”的情况下)的时钟，并输出给后一级。在执行1至N+1的并行转换的情况下，并行转换单元1920产生时钟以使得并行转换单元1920的后一级的一个时钟时间变为N+1个采样时间。
由频率相位转换器1910转换为相位后的小数部分被输出到抽头系数计算单元1930。抽头系数计算单元1930根据频率相位转换器1910输出的小数部分计算相应的抽头系数，该抽头系数变为N个FIR滤波器1940(0至N-1)的采样位置。该抽头系数计算单元1930将计算出的相应的抽头系数分别输出给相应的FIR滤波器1940。抽头系数计算单元1930所进行的处理包括相当于并行转换单元1920的等待时间调节。
例如，在接收信号和固定频率振荡器411之间的频差很小的情况下，针对N个FIR滤波器1940的抽头系数可以被设置为相等。
N个FIR滤波器1940(0至N-1)中的每一个根据从抽头系数计算单元1930输出的抽头系数对从并行转换单元1920输出的相应信号进行补偿。FIR滤波器1940(0至N-1)中的每一个将补偿后的信号作为N个采样并行数据输出给后一级。
此外，如图17和图18所示的结构那样，在第一DLF 513的输出(相位控制信号)也被输入到频率/相位补偿电路412的情况下，可以设置用于将第一DLF 513的输出与频率相位转换器1910的输出相加的加法器1950。
图20为示出了频率/相位补偿电路的具体示例2的框图。在图20中，对与图19中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图20所示，频率/相位补偿电路412可以配备有傅立叶变换单元2011、旋转子变换单元2012、乘法单元2013和傅立叶逆变换单元2014，用来代替抽头系数计算单元1930和FIR滤波器1940。
并行转换单元1920向傅立叶变换单元2011输出经并行转换后的并行数据(N+1数据)。该傅立叶变换单元2011对从并行转换单元1920输出的信号进行傅立叶变换以变换到频域。更具体地，在从频率相位转换器1910输出的整数部分为“0”的情况下，傅立叶转换单元2011通过仅使用第1到第N个输入来执行处理。
此外，在从频率相位转换器1910输出的整数部分为“1”并且FFT区间已经开始的情况下，傅立叶转换单元2011使用要输入到FFT的第1到第(N+1)个输入作为连续的采样。于是，傅立叶变换单元2011使用从并行转换单元1920输出的所有信号直至FFT区间结束。最后的FFT输入为为第1到第(N一1)个。
在FFT区间在这之后开始的情况下，傅立叶转换单元2011使用第2到第(N+1)个输入来开始FFT并随后使用第1到第N个输入。在FFT程序段要结束的情况下，傅立叶转换单元2011使用第1到第N个输入并且FFT窗口结束。傅立叶转换单元2011将傅立叶变换之后的信号输出给乘法单元2013。
旋转子变换单元2012对频率相位转换器1910输出的小数部分执行旋转子变换处理，并将通过旋转子变换处理得到的偏移系数输出给乘法单元2013。旋转子变换单元2012执行的处理包括相当于并行转换单元1920和傅立叶变换单元2011的延时调节。
乘法单元2013将从傅立叶变换单元2011输出的信号乘以从旋转子变换单元2012输出的偏移系数，并将相乘后的信号输出到傅立叶逆变换单元2014。该傅立叶逆变换单元2014对从乘法单元2013输出的信号进行傅立叶逆变换以输出到下一级(波形失真补偿电路161)。
来自频率相位转换器1910的输出的小数部分Δτ的相位偏移变为频域的旋转子系数exp(jωΔτ)。为此，将输入信号的傅立叶变换结果与旋转子系数相乘以进行傅立叶逆变换，以实现相位偏移。在傅立叶变换单元2011、乘法单元2013和傅立叶逆变换单元2013中进行的频域处理一般地不仅可以用作频率/相位补偿，例如还可以用作波长色散的补偿处理。
图21为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例5的框图。在图21中，对与图5中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图21所示，相位控制电路162除了具有图5中所示的结构外，还配备有相位检测单元2111。相位检测单元512检测从波形失真补偿电路161输出到相位调节器511的信号的相位。该相位检测单元512将指示检测到的相位的相位信号输出给第一DLF 513。
相位检测单元2111检测从相位调节器511输出的信号。该相位检测单元2111将指示检测到的相位的相位信号输出给第二DLF 514。第一DLF 513对从相位检测单元512输出的相位信号进行信号处理并将信号处理后的信号输出给相位调节器511。第二DLF 514对从相位检测单元2111输出的相位信号进行信号处理。第二DLF 514将信号处理后的信号作为频率控制信号输出给频率可变振荡器140。
这样，相位检测单元512可以具有这样的结构：在由图5所示的相位调节器511进行补偿之前检测信号的相位。在这种情况下，控制变为前向反馈控制，在该前向反馈控制中，相位检测单元512的相位检测结果被输出到后一级的相位调节器511。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)这样的结构来取代图21中所示的频率可变振荡器140。
图22为示出了图1至图3中示出的相位控制电路的具体示例6的框图。在图22中，对与图6中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图22所示，相位控制电路162的相位检测单元512检测从波形失真补偿电路161输出到相位调节器511的信号的相位。
这样，相位检测单元512可以具有这样的结构：在由图6所示的相位调节器511进行补偿之前检测信号的相位。在这种情况下，控制变为前向反馈控制，在该前向反馈控制中，相位检测单元512的相位检测结果被输出到后一级的相位调节器511。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)这样的结构来取代图22中所示的频率可变振荡器140。
(相位检测单元的结构示例)
图23为示出了用于相位检测单元512的相位检测器的结构示例的框图。在图23中示出的相位检测器2300为加纳德(Gardner)系统相位检测器(例如，见上面提及的F.M.Gardner，“A BPSK/QPSK timing-errordetector for sampled receivers”)。如图23中所示，相位检测器2300配备有：延迟元件2311、延迟元件2312、减法单元2313、乘法单元2314、延迟元件2321、延迟元件2322、减法单元2323、乘法单元2324和加法单元2330。例如，将经2倍超采样的信号输入到相位检测器2300。
输入到相位检测器2300的信号的I信道分量(H_i或V_i)被输入到延迟元件2311和减法单元2313。延迟元件2311将输入信号延迟1/2符号并将延迟后的信号输出给延迟元件2312和乘法单元2314。延迟元件2312将从延迟元件2311输出的信号延迟1/2符号并输出到减法单元2313。
减法单元2313将输入到相位检测器2300的信号从由延迟元件2312输出的信号中减去，并将相减结果输出到乘法单元2314。从减法单元2313输出的信号为偏离了1个符号的信号之间的差。乘法单元2314将从延迟元件2311输出的偏离了1/2符号的信号乘以从减法单元2313输出的偏离了1个符号的信号之间的差，并将相乘后的信号输出给加法单元2330。
输入到相位检测器2300的信号的Q信道分量(H_q或V_q)被输入到延迟元件2321和减法单元2323。延迟元件2321将输入信号延迟1/2符号并将延迟后的信号输出给延迟元件2322和乘法单元2324。延迟元件2322将从延迟元件2321输出的信号延迟1/2符号并输出到减法单元2323。
减法单元2323将输入到相位检测器2300的信号从由延迟元件2322输出的信号中减去并将相减后的信号输出到乘法单元2324。从减法单元2323输出的信号为偏离了1个符号的信号之间的差。乘法单元2324将从延迟元件2321输出的偏离了1/2符号的信号乘以从减法单元2323输出的偏离了1个符号的信号之间的差，并输出给加法单元2330。
加法单元2330将从乘法单元2314输出的信号与从乘法单元2324输出的信号相加并输出到后一级。在加法单元2330中的处理是根据符号率(＝1/2下采样)进行的。采用这样的结构，从加法单元2330输出的信号变为相位信号，其中1/2符号偏离相位的信号为0交叉点。
此处，还可以想到，图23中示出的加纳德系统相位检测器2300可用作相位检测单元512，相位检测灵敏度由于在表达式(6)和表达式(7)中示出的波长色散补偿误差(ΔD)和偏振波模式色散而改变。特别是，相位检测灵敏度的基于偏振波模式色散的改变对于光纤的偏振波旋转状态具有依赖性。
图24为示出了由灵敏度校正型(单侧校正)的相位检测器进行的灵敏度校正的图。在图24中，水平轴表示输入到相位检测器的信号的相位。竖直轴表示从相位检测器输出的相位信号的振幅。关系2410表示在相位检测器中不存在灵敏度劣化的情况下信号的相位和相位信号的振幅之间的关系。关系2420表示在相位检测器中存在灵敏度劣化的情况下信号的相位和相位信号的振幅之间的关系。
典型地，如关系2410中所示出的，相位检测器通过将0交叉点用作中心来线性地检测大约在±0.15至0.2符号范围内的相位。但是，由相位检测结果的斜度所指示的相位检测灵敏度由于在表达式(6)和表达式(7)所表示的波长色散补偿误差(ΔD)和偏振波模式色散而劣化。为此，如关系2410中所示出的，相位检测结果具有不同于相位检测结果期望值的斜度。
灵敏度的劣化对插入了第一DLF 513和第二DLF 514的相位控制回路产生不利的影响。为此，在相位检测器线性地进行相位检测的范围内设定相位偏移量x，并且根据x相位偏移信号的相位检测结果β对输入信号的相位检测结果α进行校正(单侧校正)。校正系数与1/(β-α)成比例，但是，当当前相位与原点接近，校正系数可以与1/β成比例。
图25为示出了由灵敏度校正型(双侧校正)的相位检测器进行的灵敏度校正的图。在图25中，对与图24中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。可以根据x和-x相位偏移信号的相位检测结果β和γ对输入信号的相位检测结果α进行校正(双侧校正)。当当前相位与原点接近时，假设校正系数与2/(β-γ)成比例。校正值的比例系数根据相位偏移量x决定，并且可以被决定为通过校正系数相乘来成为相位检测结果期望值的斜度。此外，单侧校正的β和双侧校正的(β-γ)可以被设定为负值。
图26为示出了灵敏度监视相位检测器(单侧监视)的结构示例的框图。如图26中所示，灵敏度监视相位检测器2600配备有：相位检测器2611和灵敏度监视单元2620。将输入到灵敏度监视相位检测器2600的分支的信号输入到灵敏度监视单元2620。相位检测器2611检测输入的信号的相位并将指示检测到的相位的相位信号(图24和图25中的α)输出给后一级。
灵敏度监视单元2620配备有x相位偏移单元2621和相位检测器2622(第二相位检测器)。该x相位偏移单元2621将输入信号的相位偏移偏移量x。例如，x相位偏移单元2621通过采样间插值等生成将相位偏移了偏移量x的信号。该x相位偏移单元2621将相位偏移后的信号输出给相位检测器2622。
相位检测器2622检测x相位偏移单元2621输出的信号的相位。该相位检测器2622为具有与相位检测器2611类似的灵敏度劣化特性的相位检测器。该相位检测器2622将指示检测到的相位的相位信号作为灵敏度监测值(图24和图25中的β)输出给后一级。
此外，在将并行信号输入到灵敏度监视相位检测器2600的情况下，可以采用这样的结构：在相位检测器2611的后一级设置平均单元2612(∑)，并且从相位检测器2611输出的各信号的相位信号可以由平均单元2612进行平均。此外，在将H轴和V轴上的各信号输入到灵敏度监视相位检测器2600的情况下，可以在平均单元2612中执行偏振波分集相加。
此外，在将并行信号输入到灵敏度监视相位检测器2600的情况下，例如，可以采用这样的结构：在x相位偏移单元2621的前一级设置下采样单元2623，并且根据灵敏度波动速度执行下采样。灵敏度监视单元2620可以采用这样的下采样的结构，从而灵敏度监视单元2620以能够追从光传输路径的状态波动中的影响相位检测灵敏度的状态(偏振特性状态波动等)的速度操作。
此外，在将并行信号输入到灵敏度监视相位检测器2600的情况下，可以采用这样的配置：在相位检测器2622的后一级设置平均单元2624(∑)，并且从相位检测器2622输出的各信号的相位信号可以由平均单元2624进行平均。此外，在将H轴和V轴上的各信号输入到灵敏度监视相位检测器2600的情况下，可以在平均单元2624中执行偏振波分集相加。此外，可以采用这样的结构：在灵敏度监视单元2620的输出级中设置有低通滤波器2625，抑制灵敏监视值的宽区域噪声。
这样，灵敏度监视单元2620将信号的相位进行偏移并检测相位偏移后的信号的相位，以使得可以监视相位检测器2611的检测灵敏度。此外，x相位偏移单元2621在相位检测器2611线性地检测相位的范围内对相位进行偏移。采用这样的结构，可以精确地监视相位检测器2611的检测灵敏度。
图27为示出了灵敏度监视相位检测器(双侧监视)的结构示例的框图。在图27中，对与图26中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图27所示，灵敏度监视相位检测器2600的灵敏度监视单元2620除了图26中示出的结构外还配备有：-x相位偏移单元2711(第二相位偏移单元)、相位检测器2712(第三相位检测器)和减法单元2713。
相位检测器2622向减法单元2713输出相位信号。-x相位偏移单元2711将输入信号的相位偏移偏移量-x(偏移量x的反方向)。例如，-x相位偏移单元2711通过采样间插值等生成将相位偏移了偏移量-x的信号。该-x相位偏移单元2711将相位偏移后的信号输出给相位检测器2712。
相位检测器2712检测从-x相位偏移单元2711输出的信号的相位。该相位检测器2712为具有与相位检测器2611的灵敏度劣化特性类似的灵敏度劣化特性的相位检测器。该相位检测器2712将检测到的指示相位的相位信号输出给减法单元2713。减法单元2713从由相位检测器2622输出的相位信号中减去从相位检测器2712输出的相位信号。减法单元2713将指示相减结果的信号作为相位信号输出给后一级。
这样，灵敏度监视单元2620计算相位被偏移了x的信号和相位被偏移了-x的信号的相应相位之间的差，以能够监视相位检测器2611相对于相位在两个方向上的波动的检测灵敏度。此外，-x相位偏移单元2711在相位检测器2611线性地检测相位的范围内偏移相位。采用这样的结构，可以准确地监视灵敏度监视相位检测器2600的检测灵敏度。
图28为示出了灵敏度选择校正型的相位检测单元的结构示例的框图。如图28所示，相位检测单元2800配备有：均衡滤波器2811至281N、灵敏度监视相位检测器2821至282N、选择单元2830、选择开关2840、灵敏度校正系数生成单元2850和乘法单元2860。相位检测单元2800为灵敏度选择型的相位检测单元并可以应用于例如相位检测单元512。
均衡滤波器2811至281N为具有彼此不同的均衡性能(乘法系数等)的均衡滤波器。将包括在信号的H轴中的I信道分量(H_i)和Q信道分量(H_q)以及包括在信号的V轴中的I信道分量(V_i)和Q信道分量(V_q)输入到各个均衡滤波器2811至281N。均衡滤波器2811对相应的输入信号进行均衡处理并输出到灵敏度监视相位检测器2821。同样地，均衡滤波器2812至281N对相应的输入信号进行均衡处理并分别输出到灵敏度监视相位检测器2822至282N。
灵敏度监视相位检测器2821至282N中的每一个例如为图26或图27中示出的灵敏度监视相位检测器2600。灵敏度监视相位检测器2821根据从均衡滤波器2811输出的相应信号来检测信号的相位，并将检测到的指示相位的相位信号输出给选择开关2840。此外，灵敏度监视相位检测器2821还向选择单元2830输出灵敏监视值。
同样地，灵敏度监视相位检测器2822至282N中的每一个根据从均衡滤波器2812至281N输出的相应信号来检测信号的相位，并将检测到的指示相位的相位信号输出给选择开关2840。此外，灵敏度监视相位检测器2822至282N中的每一个还向选择单元2830输出灵敏监视值。
选择单元2830根据从灵敏度监视相位检测器2821至282N输出的灵敏监视值选择灵敏度监视相位检测器2821至282N中的一个。更具体地，选择单元2830从灵敏度监视相位检测器2821至282N中选择输出了最大绝对值的灵敏监视值的灵敏度监视相位检测器。在对灵敏度监视相位检测器的选择中，为了避免噪声的影响，对灵敏监视值的最大值的检测可能具有滞后作用。
选择是根据灵敏监视值的绝对值作出的，这是由于可以根据取决于光传输路径的偏振波模式色散状态的负灵敏度来执行令人满意的相位检测。选择单元2830将选出的灵敏度监视相位检测器通知给选择开关2840。此外，选择单元2830还将灵敏度监视相位检测器2821至282N输出的灵敏监视值中最大的灵敏监视值输出给灵敏度校正系数生成单元2850。
选择开关2840将从灵敏度监视相位检测器2821至282N输出的相应相位信号中的、选择单元2830通知的灵敏度监视相位检测器所输出的相位信号输出给乘法单元2860。
灵敏度校正系数生成单元2850配备有倒数计算单元2851和乘法单元2852。倒数计算单元2851计算从选择单元2830输出的灵敏监视值的倒数并将结果输出给乘法单元2852。乘法单元2852将从倒数计算单元2851输出的信号乘以系数，并将相乘的结果作为灵敏度校正系数输出给乘法单元2860。在乘法单元2852中所乘的系数为与灵敏度监视相位检测器2821至282N(见图26或图27)的相位偏移量x相当的系数。
乘法单元2860将从选择开关2840输出的相位信号乘以从乘法单元2852输出的灵敏度校正系数。乘法单元2860向后一级输出相乘后的相位信号。根据该结构，灵敏度校正系数生成单元2850进行对灵敏监视值的倒数的计算以及进行系数乘法，但也可以采用表参考结构：根据其中灵敏监视值和灵敏度校正系数彼此相关的表来将灵敏监视值转换为灵敏度校正系数。该其中灵敏监视值和灵敏度校正系数彼此相关的表例如事先存储在数字相干接收机100的存储器中。
这样，相位检测单元2800通过具有彼此不同的均衡性能的均衡滤波器2811至281N对输入信号并行地进行了均衡处理，并检测了经均衡处理后的相应信号的相位。此外，根据对灵敏度监视相位检测器2821至282N的相应检测灵敏度的监视结果，相位检测单元2800选择了灵敏度监视相位检测器2821至282N中的一个并输出指示选出的相位检测器检测出的相位的相位信号。
采用这样的结构，可以在相位调节器511中使用灵敏度监视相位检测器2821至282N中检测灵敏度最佳的相位检测器的检测结果。例如，在相位调节器511中使用灵敏度监视相位检测器2821至282N中灵敏度监视值的绝对值最大的相位检测器的检测结果。采用这样的结构，根据灵敏度劣化最小的相位检测器的检测结果进行相位补偿，可以更准确地检测信号的相位。由此，可以进一步提高通信质量。
此外，相位检测单元2800生成与选择单元2830从灵敏度监视相位检测器2821至282N的相应监测结果中选出的相位检测器的监测结果的倒数成比例的灵敏度校正系数。于是，相位检测单元2800将选择开关2840输出的相位乘以灵敏度校正系数。采用这样的结构，校正了在选出的相位检测器中的灵敏度的劣化，并且可以更准确地检测信号的相位。由此，可以进一步提高通信质量。
图29为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例1的框图。图29中示出的相位检测单元2900配备有：H轴相位检测器2911(第一相位检测器)、V轴相位检测器2912(第二相位检测器)和加法器单元2920。相位检测单元2900为分集相加型的相位检测单元并可以应用于例如相位检测单元512。
将包括在信号的H轴中的I信道分量(H_i)和Q信道分量(H_q)输入到H轴相位检测器2911。H轴相位检测器2911检测输入信号的相位并将检测到的指示该相位的相位信号输出给加法器单元2920。将包括在信号的V轴中的I信道分量(V_i)和Q信道分量(V_q)输入到V轴相位检测器2912。V轴相位检测器2912检测输入信号的相位并将检测到的指示相位的相位信号输出给加法器单元2920。
加法器单元2920将从H轴相位检测器2911输出的相位信号与从V轴相位检测器2912输出的相位信号相加。加法器单元2920将相加的结果作为相位信号输出给后一级。
这样，相位检测单元2900检测了在H轴(第一偏振波)和V轴(第二偏振波)上的相应信号的相位并将检测到的相应的相位相加，以能够取消相位检测结果的偏振波依赖性。此外，可以抑制相位检测结果的噪声。
图30为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例2的框图。在图30中，对与图28中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。在图30中所示的相位检测单元3000配备有：均衡滤波器2811至281N、相位检测器3011至301N和3021至302N、加法器单元3031至303N、以及合并单元3040。相位检测单元3000为分集相加型的相位检测单元并可以应用于例如相位检测单元512。
将包括在信号的H轴中的I信道分量(H_i)和Q信道分量(H_q)以及包括在信号的V轴中的I信道分量(V_i)和Q信道分量(V_q)输入到均衡滤波器2811至281N中的每一个。相应的均衡滤波器2811至281N对输入的相应信号进行均衡处理。
均衡滤波器2811将经均衡处理后的H轴上的信号输出到相位检测器3011并将经均衡处理后的V轴上的信号输出到相位检测器3021。同样地，均衡滤波器2812至281N分别将经均衡处理后的H轴上的信号输出到相位检测器3012至301N并分别将经均衡处理后的V轴上的信号输出到相位检测器3022至302N。
相位检测器3011检测来自均衡滤波器2811的H轴上的信号的相位，并将检测到的指示该相位的相位信号输出给加法器单元3031。同样地，相位检测器3012至301N分别检测来自均衡滤波器2812至281N的H轴上的信号的相位，并分别将检测到的指示该相位的相位信号输出给加法器单元3032至303N。
相位检测器3021检测来自均衡滤波器2811的V轴上的信号的相位，并将检测到的指示该相位的相位信号输出给加法器单元3031。同样地，相位检测器3022至302N分别检测来自均衡滤波器2812至281N的V轴上的信号的相位，并分别将检测到的指示该相位的相位信号输出给加法器单元3032至303N。
加法器单元3031将从相位检测器3011和相位检测器3021输出的相应的相位信号相加，并将相加的结果输出到合并单元3040。同样地，加法器单元3032至303N分别将从相位检测器3012至301N和相位检测器3022至302N输出的相应的相位信号相加，并将相加的结果输出到合并单元3040。合并单元3040对从加法器单元3031至303N输出的相应相位信号进行分集合并。该合并单元3040将经分集合并后的相位信号输出到后一级。
这样，相位检测单元3000对相位检测器3011至301N和3021至302N检测到的信号进行了分集相加，并将相加结果作为相位信号输出。采用这样的结构，即使相位检测器具有灵敏度劣化，也可以准确地检测出信号的相位。由此，因为准确地补偿了信号的相位，并且可以准确地在自适应均衡型解调电路163中执行数字解调，所以可以进一步提高通信质量。
图31为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例3的框图。在图31中，对与图28中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图31所示，相位检测单元3100配备有：阈值判定单元3110，与(AND)电路3121至312N，以及取代了图28中的选择单元2830、选择开关2840、灵敏度校正系数生成单元2850和乘法单元2860的合并单元3130。
相位检测单元3100为分集相加型的相位检测单元的结构示例并可以应用于例如相位检测单元512。灵敏度监视相位检测器2821将检测到的指示该相位的相位信号输出到与电路3121并还将该灵敏监视值输出到阈值判定单元3110。同样地，各灵敏度监视相位检测器2822至282N分别检测到的指示相位的相位信号输出到与电路3122至312N并将灵敏监视值输出到阈值判定单元3110。
阈值判定单元3110对从灵敏度监视相位检测器2821至282N输出的相应灵敏度监视值进行阈值判定。更具体地，阈值判定单元3110判定从灵敏度监视相位检测器2821输出的灵敏监视值是否超过了预定阈值，并将判定结果输出到与电路3121。
例如，在从灵敏度监视相位检测器2821输出的灵敏监视值超过了预定阈值的情况下，阈值判定单元3110向与电路3021输出“1”，而在灵敏监视值等于或小于预定阈值的情况下，阈值判定单元3110向与电路3021输出“0”。同样地，阈值判定单元3110判定从灵敏度监视相位检测器2822至282N输出的灵敏监视值是否超过了预定阈值，并将判定结果输出到相应的与电路3122至312N。
在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“1”的情况下，与电路3121将从灵敏度监视相位检测器2821输出的相位信号输出到合并单元3130。另一方面，在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“0的情况下，与电路3121不输出从灵敏度监视相位检测器2821输出的相位信号。
同样地，在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“1”的情况下，相应的与电路3122至312N将从灵敏度监视相位检测器2822至282N输出的相位信号分别输出到合并单元3130。另一方面，在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“0的情况下，与电路3122至312N不输出从灵敏度监视相位检测器2822至282N输出的相位信号。
合并单元3130对从与电路3121至312N输出的相应相位信号进行分集合并。该合并单元3130将经分集合并后的相位信号输出到后一级。阈值判定单元3110中的阈值可以被设置为灵敏度监视相位检测器2821至282N的最大灵敏监视值的X％、监视值的平均值的Y％或固定的阈值。
这样，相位检测单元3100监视了灵敏度监视相位检测器2821至282N的相应的检测灵敏度，并在监视的相应检测灵敏度超过了阈值的情况下由相位检测器对检测到的相位进行分集合并。随后，相位检测单元3100将分集合并的结果作为相位信号输出给后一级。采用这样的结构，可以排除灵敏度显著劣化的相位检测器的检测结果，因而可以更准确地检测信号的相位。由此，可以进一步提高通信质量。
图32为示出了分集相加型的相位检测单元的结构示例4的框图。在图32中，对与图31中所示的结构相同的部分分配了相同的参考标记，并且省略对该部分的描述。如图32所示，除了图31中所示的结构外，相位检测单元3200还配备有：灵敏度校正系数生成单元3211至321N，以及乘法单元3221至322N。
相位检测单元3200为分集相加型的相位检测单元的结构示例并可以应用于例如相位检测单元512。灵敏度监视相位检测器2821向阈值判定单元3110和灵敏度校正系数生成单元3211输出灵敏度监视值。同样地，灵敏度监视相位检测器2822至282N中的每一个向阈值判定单元3110和灵敏度校正系数生成单元3212至321N输出灵敏度监视值。
在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“1”的情况下，与电路3121将从灵敏度监视相位检测器2821输出的相位信号输出到乘法单元3221。同样地，在从阈值判定单元3110输出的判定结果为“1”的情况下，相应的与电路3122至312N将分别从灵敏度监视相位检测器2822至282N输出的相位信号分别输出到乘法单元3222至322N。
灵敏度校正系数生成单元3211根据从灵敏度监视相位检测器2821输出的灵敏度监视值生成灵敏度校正系数，并将生成的灵敏度校正系数输出到乘法单元3221。同样地，灵敏度校正系数生成单元3212至321N根据分别从灵敏度监视相位检测器2822至282N输出的灵敏度监视值生成灵敏度校正系数，并将生成的灵敏度校正系数分别输出到乘法单元3221。灵敏度校正系数生成单元3211至321N中的每一个例如具有与图28中所示的灵敏度校正系数生成单元2850相类似的结构。
乘法单元3221将从与电路3121输出的相位信号与从灵敏度校正系数生成单元3211输出的灵敏度校正系数相乘。乘法单元3221将相乘后的相位信号输出到合并单元3130。同样地，乘法单元3222至322N将分别从与电路3122至312N输出的相位信号与分别从灵敏度校正系数生成单元3212至321N输出的灵敏度校正系数相乘。乘法单元3222至322N将相乘后的相位信号输出到合并单元3130。合并单元3130对从乘法单元3221至322N输出的相应相位信号进行分集合并。该合并单元3130将经分集合并后的相位信号输出到后一级。
此外，可以采用设置了除法器单元3240的结构。阈值判定单元3110将从灵敏度监视相位检测器2821到282N输出的灵敏度监视值超过了阈值的灵敏度监视器的数目M通知给除法器单元3240。合并单元3130向除法器单元3240输出相位信号。除法器3240将从合并单元3130输出的相位信号除以阈值判定单元3110通知的数目M，并将相除后的结果作为相位信号输出到后一级。采用这样的结构，相位检测单元3200的检测灵敏度可以被设定为常数。
这样，相位检测单元3200生成灵敏度校正系数，该灵敏度校正系数与灵敏度监视相位检测器2821至282N中的、检测灵敏度被判定为超过了阈值的相位检测器的监视结果的倒数成比例。随后，相位检测单元3200将经分集相加后的相应相位乘以灵敏度校正系数。采用这样的结构，校正了检测灵敏度被判定为超过了阈值的相位检测器中的灵敏度的劣化，并且可以更准确地检测信号的相位。由此，可以进一步提高通信质量。
图33为示出了均衡滤波器(偏振波色散均衡)的具体示例的框图。对于图28、30、31和32中所示的均衡滤波器2811到281N，例如，可以应用图33中所示的偏振波色散均衡型均衡滤波器2811、2812、......。如图33所示，均衡滤波器2811配备有：偏振波旋转器3311、DGD加法器3321和移相器3331。
偏振波旋转器3311对输入到均衡滤波器2811的H轴和V轴上的相应信号的偏振波轴进行旋转，并将旋转了偏振波轴的相应信号输出到DGD加法器3321。DGD加法器3321将DGD(微分群延迟，Differential Group Delay)加到从偏振波旋转器3311输出的H轴和V轴上的相应信号上。DGD加法器3321将加了DGD的相应信号输出到移相器3331。
移相器3331将从DGD加法器3321输出的H轴和V轴上的相应信号的相位进行偏移，以校正可能由于DGD加法而偏离的相位收敛点。移相器3331将偏移了相位的相应信号向后一级输出。还可以采用省略了移相器3331的结构。
同样地，均衡滤波器2812至281N分别配备有：偏振波旋转器3312至331N、DGD加法器3322至332N和移相器3332至333N。偏振波旋转器3312至331N、DGD加法器3322至332N和移相器3332至333N分别类似于偏振波旋转器3311、DGD加法器3321和移相器3331，因此省略对它们的描述。
偏振波旋转器3312至331N具有彼此不同的偏振波旋转量。此外，DGD加法器3321至332N具有彼此不同的DGD。此外，移相器3331至333N具有彼此不同的相位偏移量。采用这样的结构，均衡滤波器2811至281N具有彼此不同的均衡性能。
图34为示出了均衡滤波器(波长色散均衡)的具体示例的框图。对于图28、30、31和32中所示的均衡滤波器2811到281N，例如，可以应用图34中所示的波长色散均衡型均衡滤波器。均衡滤波器2811配备有：H轴波长色散均衡器3411和V轴波长色散均衡器3421。
H轴波长色散均衡器3411对输入到均衡滤波器2811的H轴上的信号的波长色散进行均衡，并将对波长色散进行了均衡的信号向后一级输出。V轴波长色散均衡器3421对输入到均衡滤波器2811的V轴上的信号的波长色散进行均衡，并将对波长色散进行了均衡的信号向后一级输出。
同样地，均衡滤波器2812至281N分别配备有：H轴波长色散均衡器3412至341N和V轴波长色散均衡器3422至342N。H轴波长色散均衡器3412至341N和V轴波长色散均衡器3422至342N分别类似于H轴波长色散均衡器3411和V轴波长色散均衡器3421，因此省略对它们的描述。这样，均衡滤波器2811至281N具有与H轴和V轴上的相应信号对应的波长色散均衡器。对于均衡滤波器，不仅可以应用偏振波色散均衡和波长色散均衡，还可以应用它们的结合。
(数字相干接收机的变型例)
图35为示出了数字相干接收机的变型例1的框图。在图35中，关于图1中所示的数字相干接收机100的变型例的结构的一部分，集总地示出了I和Q信道以及H和V轴。在图35中，对与图5中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图35所示，数字相干接收机100配备有：取代了图5中所示的相位调节器511的频率补偿器3511(频率补偿单元)和频差检测器3512(频差检测单元)。
数字转换单元150将数字转换后的信号输出给频率补偿器3511。频率补偿器3511根据从第一DLF 513输出的旋转控制信号对从数字转换单元150输出的信号的频率进行补偿。频率补偿器3511向波形失真补偿电路161输出补偿了频率的信号。波形失真补偿电路161对从频率补偿器3511输出的信号的波形失真进行补偿。
相位检测单元512检测从波形失真补偿电路161输出的信号的相位。相位检测单元512将检测到的指示该相位的相位信号输出给第二DLF514。第二DLF 514对从相位检测单元512输出的信号进行信号处理，并将信号处理后的信号作为频率控制信号输出给频率可变振荡器140。
频差检测器3512检测从波形失真补偿电路161输出的信号的频差。频差检测器3512将指示检测到的接收光和本地光之间的频差的频差信号输出给第一DLF 513。第一DLF 513对从频差检测器3512输出的频差信号进行信号处理。第一DLF 513将经信号处理后的信号作为旋转控制信号向频率补偿器3511输出。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS212(见图2)的这样的结构来取代图35中所示的频率可变振荡器140。
这样，数字相干接收机100检测在波形失真补偿电路161的后一级接收的、接收光和本地光之间的频差，并通过在在波形失真补偿电路161的前一级进行频率补偿来补偿检测到的频差波动，以抑制在波形失真补偿电路161中由于本地光源112的频率波动而生成的相位波动，以使得可以在自适应均衡型解调电路163中准确地执行数字解调。为此，可以提高通信质量。
图36为示出了数字相干接收机的变型例2的框图。在图36中，对与图35中所示的结构相同的结构分配了相同的参考标记，并且省略对该结构的描述。如图36所示，频差检测器3512可以在频率补偿器3511的后一级检测信号的频差。可以采用配备了固定频率振荡器211和DDS 212(见图2)的这样的结构来取代图36中所示的频率可变振荡器140。
图37为示出了频差检测器的具体示例的框图。如图37所示，在图35和图36中示出的频差检测器3512例如配置有：计算单元3711至3713和3721至3723，以及加法器单元3730。对于输入到频差检测器3512的H轴上的信号(设为X)，计算单元3711计算X4/|X|4并向计算单元3712输出计算结果。
计算单元3712对于从计算单元3711输出的计算结果计算arg()以转换为相位信息，并将计算结果向计算单元3713输出。计算单元3713对计算单元3712输出的计算结果进行表达式(10)的计算，并将计算结果向加法器单元3730输出。
[表达式10]
1 - Z - 2 n 4 n · 1 2 . . . ( 10 )
对于输入到频差检测器3512的V轴上的信号(设为X)，计算单元3721计算X4/|X|4并向计算单元3722输出计算结果。计算单元3722对于从计算单元3721输出的计算结果计算arg()以转换为相位信息，并将计算结果向计算单元3723输出。
计算单元3723对从计算单元3722输出的计算结果进行表达式(10)的计算，并将计算结果向加法器单元3730输出。加法器单元3730将从计算单元3713和计算单元3723输出的计算结果彼此进行相加，并将相加的结果作为频差信号向后一级输出。
在H轴和V轴上的相应信号(这些信号为频差检测器的输入)中，在发送侧被偏振和复用的信号被混合在没有分开。在这种情况下，当调制系统为QPSK(四相移键控)时，在计算单元3721和3722中被乘四倍，并且发送侧的调制信号nπ/4(n＝1，3，5，和7)变为nπ(n＝1，3，5，和7)。
由此，即使在光传输路径上经受了任何旋转，在相邻的采样中，作为复数，实现了相同的相位。由此，在计算单元3721和3722中执行了到相位信息的转换，并且在计算单元3713和3723中进行了计算，以使得能够根据经过2倍超采样的2n次采样的相位旋转量(1-Z-2n)计算针对一次采样的相位旋转量。
随后，通过H轴和V轴在加法器单元3730中的相加，可以检测作为(2x)相位旋转量的频差。即使输入了在系统中决定的最大频差时，也决定n以使得2n个采样中的相位旋转量落入-π至π的范围内。此外，在计算单元3713和3723的对(1-Z-2n)的计算中，随情况可进行±2π的相加，从而结果落入-π至π的范围内。
图38为示出了频率补偿器的具体示例的框图。如图38所示，在图35和图36中示出的频率补偿器3511例如配置有：加法器单元3811、余数操作单元3812、延迟元件3813、计算单元3814、乘法单元3815和乘法单元3816。加法器单元3811将来自第一DLF 513的旋转控制信号与来自延迟元件3813的信号θ相加，并将相加结果输出到余数操作单元3812。
余数操作单元3812将2π设为除数，对从加法器单元3811输出的信号进行余数操作。余数操作单元3812向延迟元件3813和计算单元3814输出作为计算结果的信号θ。延迟元件3813将从余数操作单元3812输出的信号θ延迟1/2符号，并输出到加法器单元3811。
计算单元3814根据从余数操作单元3812输出的信号θ针对各采样计算旋转子ejθ。计算单元3814向乘法单元3815和乘法单元3816输出经计算获得的旋转子ejθ。
乘法单元3815将输入到频率补偿器3511的H轴上的信号(复数)乘以从计算单元3814输出的旋转子ejθ。乘法单元3815将H轴上的相乘后的信号向后一级输出。乘法单元3816将输入到频率补偿器3511的V轴上的信号(复数)乘以从计算单元3814输出的旋转子ejθ。乘法单元3816将V轴上的相乘后的信号向后一级输出。
在信号并行输入到频率补偿器3511的情况下，为了同时处理N个采样，将延迟元件3813中的Z-1设为Z-N，并在计算单元3814中计算第m个信号的旋转子ejθ。Z-1相当于信号处理块中的一个时钟延迟。
(光传输系统的结构示例)
图39为示出了光传输系统的具体示例的框图。如图39所示，光传输系统3900包括发送机3910和数字相干接收机100。发送机3910经由包括光纤3911至3913和光放大器3921和3922的光传输路径向数字相干接收机100发送光信号。
在光传输系统3900中，可以在数字相干接收机100中对光传输路径中生成的光信号的波形失真(如波长色散)进行补偿。为此，对于在光传输系统3900中的光传输路径，也可以采用不设置用于补偿波长色散量的色散补偿光纤(DCF)等的结构。
为此，可以降低装置成本和节省空间等，并且还可以通过不设置DCF来减少光信号的光衰减量，因此可以减少光放大器的数目。由此，可以降低功耗。此外，与光波形补偿电路相比，数字相干接收机100中的数字波形补偿电路和数字解调电路在对于传输路径失真的波动的跟踪性方面更好。为此，该结构还可以用于需要对偏振波具有强跟踪性的偏振波复用系统。
(交迭型傅立叶变换单元和傅立叶逆变换单元)
在图8、图13、图14和图20中所示的傅立叶变换单元811、1311和2011以及傅立叶逆变换单元815、1315和2014中，在时域的相移Δτ变为在频域的旋转子系数
Figure BSA00000172750600391
由此，将输入的傅立叶变换结果乘以旋转子系数，并进行傅立叶逆变换以实现相移。
但是，如果想通过适用正交的FFT、IFFT、DFT(Discrete FourierTransform，离散傅立叶变换)或IDFT(Inverse DFT，离散傅立叶逆变换)来实现傅立叶变换和傅立叶逆变换，当相位被移动的采样在傅立叶拟变换后循环地偏移了傅立叶变换窗，可能生成不连续的点。将参照图40和41来描述用于解决该现象的交迭型傅立叶变换单元和傅立叶逆变换单元。
图40为示出了傅立叶变换单元和傅立叶逆变换单元的具体示例的框图。图40中示出的电路4000例如可以用于图8、图13、图14和图20中所示的傅立叶变换单元811、1311和2011以及傅立叶逆变换单元815、1315和2014。电路4000配备有：输入单元4011、FFT输入帧生成单元4012、FFT处理单元4013、特征乘法单元4014、IFFT处理单元4015、IFFT输出帧提取单元4016和输出单元4017。
这里，输入数据被设置为256个并行信号，FFT和IFFT的窗口尺寸被设为1024。输入数据(时域：256个采样)被输入到输入单元4011。输入单元4011对这样输入的输入数据进行缓冲，由此输入和生成2个时钟一次的、由512个采样构成的帧。
输入单元4011向FFT输入帧生成单元4012输出生成的帧。此外，输入单元4011还向电路4000的相应块的内部定时器输出包括帧生成定时的控制信号。在输入单元4011的后一级，以该帧和输入单元4011中的帧生成定时为单位进行相应地处理。
FFT输入帧生成单元4012将从输入单元4011输出的采样帧的前一个512采样帧与当前512采样帧进行合并以生成由1024采样组成的帧。FFT输入帧生成单元4012向FFT处理单元4013输出生成的帧。
FFT处理单元4013将从FFT输入帧生成单元4012输出的帧变换为频域的数据。FFT处理单元4013将变换后的帧输出到特征乘法单元4014。特征乘法单元4014将与FFT处理单元4013输出的帧对应的频率(1024个频率)与各频率分量的特征参数相乘。这些特征参数例如被从外部区域输入。特征乘法单元4014将相乘后的帧输出到IFFT处理单元4015。
IFFT处理单元4015将从特征乘法单元4014输出的帧变换为时域中的数据。IFFT处理单元4015向IFFT输出帧提取单元4016输出变换后的帧。在从IFFT处理单元4015输出的帧附近，包括不连续的点。
对于从IFFT处理单元4015输出的帧，IFFT输出帧提取单元4016丢弃在前面和后面的256个采样，也就是各窗口尺寸的四分之一。如果不连续点落入IFFT输出帧提取单元4016中丢弃的区域中，则通过合并没有丢弃的512个采样得到的输出中不生成不连续点。IFFT输出帧提取单元4016将处理后的帧输出到输出单元4017。
输出单元4017对从IFFT输出帧提取单元4016输出的帧(每2个时钟输出的512个采样)剪切为每1个时钟256个采样，并被作为并行信号向后一级输出。
图41示出了图40所示的电路的操作。在图41中的参考标号4110表示输入到输入单元4011的输入数据。参考符号4120表示输入到FFT处理单元4013中的第N个帧(FFT输入帧)。参考符号4130表示输入到FFT处理单元4013中的第(N+1)个帧。参考符号4140表示输入到FFT处理单元4013中的第(N+2)个帧。
参考符号4150表示从IFFT处理单元4015输出的第N个帧(IFFT输出帧)。参考符号4160表示从IFFT处理单元4015输出的第(N+1)个帧。参考符号4170表示从IFFT处理单元4015输出的第(N+2)个帧。参考符号4171为由IFFT输出帧提取单元4016丢弃的帧。
参考符号4180表示其中由IFFT输出帧提取单元4016合并了由参考符号4150、4160和4170表示的相应帧(参考符号4171表示的帧除外)的帧。这样，根据用于执行交迭型FFI和IFFT的电路4000，可以避免由于相移生成不连续点。
如上所述，根据数字相干接收机，可以提高通信质量。
当由计算机(如个人计算机或工作站)执行事先准备好的程序时，可以实现在本发明实施方式中描述的接收方法。该程序被记录在计算机可读记录介质(诸如硬盘、软盘、CD-ROM、MO或DVD)上，该程序由计算机从记录介质中读出用于执行。此外，该程序可以为能够经由网络(如互联网)发布的传输介质。
此处描述的所有示例和条件性语言都是出于教导性目的以帮助读者理解本发明和由发明者为了推进技术而贡献的概念，是用于解释本发明而非限于具体描述的示例和条件，说明书中对示例的组织也并不涉及展示本发明的优势和劣势。虽然已经详细描述了本发明的实施方式，但是应当理解的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出各种改变、等同和替换。

Claims (10)

1.一种数字相干接收装置，所述数字相干接收装置包括：
接收机，其用于接收光信号；
第一振荡器，其用于输出固定频率的本地光信号；
混合单元，其用于将所述第一振荡器输出的本地光信号与所述接收机接收的光信号进行混合；
第二振荡器，其用于输出采样频率的采样信号，该第二振荡器响应于输入的频率控制信号来改变所述采样频率；
转换器，其用于通过与所述采样信号同步地对混合后的光信号进行采样来将混合后的光信号转换为数字信号；
波形调节器，其用于调节所述转换器转换来的数字信号的波形失真；
相位调节器，其用于调节经所述波形调节器调节后的数字信号的相位；
解调器，其用于对所述相位调节器调节后的数字信号进行解调；
相位检测器，其用于检测经所述相位调节器调节后的数字信号的相位；以及
控制信号输出单元，其用于根据检测到的相位信号向所述第二振荡器输出频率控制信号。
2.根据权利要求1所述的数字相干接收装置，其中
所述控制信号输出单元输出通过将检测到的相位的分量转换为频率分量而生成的频率控制信号。
3.根据权利要求1所述的数字相干接收装置，其中
所述控制信号输出单元包括：
噪声消除器，其用于消除所述相位检测器检测到的所述相位中的噪声；以及
生成器，其用于参照经所述噪声消除器消除了所述噪声后的相位生成所述频率控制信号，并向所述第二振荡器输出所述频率控制信号，
所述相位调节器根据消除了所述噪声后的由所述相位检测器检测出的相位调节所述数字信号的相位。
4.根据权利要求3所述的数字相干接收装置，其中
所述生成器通过将所述相位的相位分量转换为频率分量而生成所述频率控制信号。
5.根据权利要求1所述的数字相干接收装置，其中所述数字相干接收装置还包括：
噪声消除器，其用于消除所述相位检测器检测出的所述相位中的噪声；并且
其中所述相位调节器根据消除了所述噪声后的相位调节所述数字信号的相位。
6.根据权利要求5所述的数字相干接收装置，其中
所述控制信号输出单元输出通过将检测出的相位的相位分量转换为频率分量而生成的频率控制信号。
7.根据权利要求1所述的数字相干接收装置，其中
所述相位检测器包括：
多个均衡滤波器，用于分别进行处理以通过使用不同的均衡特性来均衡所述数字信号；
多个检测单元，用于检测经各所述均衡滤波器处理过的所述数字信号的多个候选相位；以及
选择器，其用于选择检测出的多个候选相位中的一个作为检测出的相位。
8.根据权利要求1所述的数字相干接收装置，其中
所述相位检测器包括：
多个均衡滤波器，用于分别进行处理以通过使用不同的均衡特性来均衡所述数字信号；
多个检测单元，其用于检测经各所述均衡滤波器处理过的所述数字信号的多个候选相位；
转换器，其用于对所述多个候选相位进行分集转换；以及
相位生成器，其用于通过使用分集合并法对所述多个候选相位进行合并来生成所述相位，并输出所述相位。
9.一种数字相干接收装置，所述数字相干接收装置包括：
接收机，其用于接收光信号；
第一振荡器，其用于输出固定频率的本地光信号；
混合单元，其用于将所述第一振荡器输出的本地光信号与所述接收机接收的光信号进行混合；
第二振荡器，其用于输出采样频率的采样信号，该第二振荡器响应于输入的频率控制信号来改变所述采样频率；
转换器，其用于通过与所述采样信号同步地对混合后的光信号进行采样来将混合后的光信号转换为数字信号；
波形调节器，其用于调节所述转换器转换来的所述数字信号的波形失真；
相位检测器，其用于检测经所述波形调节器调节过的所述数字信号的相位信号；
控制信号输出单元，其用于根据检测到的相位信号向所述第二振荡器输出频率控制信号；
相位调节器，其用于调节经所述波形调节器调节后的所述数字信号的相位；以及
解调器，其用于对经所述相位调节器调节后的所述数字信号进行解调。
10.一种数字相干接收装置，所述数字相干接收装置包括：
第一振荡器，其用于输出固定频率的本地光信号；
混合单元，其用于将所述第一振荡器输出的本地光信号与接收机接收的光信号进行混合；
第二振荡器，其用于输出采样频率的采样信号，该第二振荡器响应于输入的频率控制信号来改变所述采样频率；
转换器，其用于通过与所述采样信号同步地对混合后的光信号进行采样来将所述混合后的光信号转换为数字信号；
频差检测器，其参照所述转换器转换来的所述数字信号检测所述第一振荡器输出的本地光的频率与由所述接收机接收的光信号的频率之间的差；
频率调节器，其用于根据检测到的差调节所述转换器转换来的所述数字信号的频率；
波形调节器，其用于根据所述频差检测器检测出的所述差调节所述转换器转换来的所述数字信号的波形失真；以及
解调器，其用于对经所述波形调节器调节后的数字信号进行解调。
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Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102859908A (zh) * 2010-04-21 2013-01-02 阿尔卡特朗讯 相干光接收器的相位偏移补偿
CN103339883A (zh) * 2011-02-17 2013-10-02 日本电气株式会社 信号处理电路、信号处理方法、光接收器、以及光通信系统
CN103620987A (zh) * 2011-06-29 2014-03-05 阿尔卡特朗讯 对经相位调制的光信号进行解调的方法
CN103713194A (zh) * 2012-10-08 2014-04-09 富士通株式会社 一种用于时钟恢复的相位检测方法和装置
CN104429002A (zh) * 2012-05-16 2015-03-18 瑞典爱立信有限公司 确定光通信网络中的光通信路径的特性
CN105203860A (zh) * 2014-06-24 2015-12-30 特克特朗尼克公司 用于离散时间信号处理的相位噪声校正系统
CN107181532A (zh) * 2017-05-11 2017-09-19 上海微小卫星工程中心 数模混合外差探测接收装置及其采用的数据处理方法
WO2018090566A1 (en) * 2016-11-15 2018-05-24 Huawei Technologies Co., Ltd. Optical transceiver, communication system, and adaptive frequency control method
CN110351214A (zh) * 2019-07-29 2019-10-18 郑州工程技术学院 一种基于云服务的云制造执行系统
CN111010238A (zh) * 2019-11-25 2020-04-14 华中科技大学 极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步方法与系统
CN112835056A (zh) * 2019-11-22 2021-05-25 余姚舜宇智能光学技术有限公司 用于激光测振仪的多普勒频移信号处理方法及其电路系统

Families Citing this family (60)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5061855B2 (ja) * 2007-11-07 2012-10-31 富士通株式会社 電気分散補償装置、光受信装置および光受信方法
JP5359179B2 (ja) * 2008-10-17 2013-12-04 富士通株式会社 光受信機及び光受信方法
US8233809B2 (en) * 2008-10-28 2012-07-31 Nec Laboratories America, Inc. Polarization independent frequency domain equalization (FDE) for chromatic dispersion (CD) compensation in PolMux coherent systems
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
JP5407595B2 (ja) * 2009-06-30 2014-02-05 富士通株式会社 信号処理回路、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法
JP5482210B2 (ja) * 2010-01-08 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器および光受信方法
JP5482273B2 (ja) * 2010-02-12 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器
KR101347004B1 (ko) * 2010-09-17 2014-01-15 한국전자통신연구원 광 코히어런트 수신기 및 그의 광신호 처리 방법
US8989593B2 (en) * 2010-10-08 2015-03-24 Infinera Corporation Frequency domain clock recovery
EP2637323A4 (en) * 2010-11-01 2017-06-28 Nec Corporation Coherent light receiving device, system and method
WO2012066859A1 (ja) * 2010-11-18 2012-05-24 日本電気株式会社 コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法
JP5707981B2 (ja) * 2011-01-31 2015-04-30 富士通株式会社 サンプリングクロック同期装置、ディジタルコヒーレント受信装置およびサンプリングクロック同期方法
WO2012105081A1 (ja) * 2011-02-01 2012-08-09 日本電気株式会社 コヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法
JP5736837B2 (ja) * 2011-02-23 2015-06-17 富士通株式会社 光受信装置
US8725006B2 (en) * 2011-02-25 2014-05-13 Nec Laboratories America, Inc. Digital signal-to-signal beat noise reduction for filter-less coherent receiving system
US8774644B2 (en) * 2011-02-28 2014-07-08 Infinera Corporation PMD and chromatic dispersion tolerant clock recovery
US8977140B2 (en) * 2011-03-01 2015-03-10 Nec Corporation Optical receiver and optical reception method
EP2495893B1 (en) 2011-03-04 2016-12-07 Karlsruher Institut für Technologie Optical detector for detecting optical signal beams, method to detect optical signals, and use of an optical detector to detect optical signals
JPWO2012144108A1 (ja) 2011-04-21 2014-07-28 日本電気株式会社 光受信方法および光受信機
JP5720425B2 (ja) 2011-05-31 2015-05-20 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信機及び位相制御方法
JP5824883B2 (ja) * 2011-06-06 2015-12-02 富士通株式会社 受信機及び相互位相変調緩和方法
US8761614B2 (en) * 2011-06-14 2014-06-24 Ciena Corporation Parallel conversion between optical and digital
US9219550B2 (en) * 2011-06-23 2015-12-22 Infinera Corporation Forward carrier recovery using forward error correction (FEC) feedback
US9100116B2 (en) 2011-08-24 2015-08-04 Ciena Corporation Short-term optical recovery systems and methods for coherent optical receivers
JP5803456B2 (ja) * 2011-09-08 2015-11-04 住友電気工業株式会社 位相評価装置および位相評価方法
JP2013081066A (ja) 2011-10-04 2013-05-02 Nec Corp コヒーレント光受信機およびコヒーレント光受信方法
JP5657168B2 (ja) * 2012-02-22 2015-01-21 三菱電機株式会社 偏波推定器、偏波分離器、光受信器、偏波推定方法、および、偏波分離方法
US9385766B2 (en) * 2012-03-01 2016-07-05 Nec Corporation Digital signal processing device, receiving device, and signal transmitting and receiving system
DE102012102785B3 (de) * 2012-03-30 2013-02-21 Marius Jurca Verfahren und Überwachungseinrichtung zur Erfassung und Überwachung der Verschmutzung einer optischen Komponente in einer Vorrichtung zur Lasermaterialbearbeitung
US8890589B2 (en) * 2012-04-23 2014-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatuses for measuring high speed signals and methods thereof
US9020364B2 (en) * 2012-09-27 2015-04-28 Alcatel Lucent Optical receiver having a signal-equalization capability
JP5931759B2 (ja) * 2013-01-17 2016-06-08 日本電信電話株式会社 光伝送システムおよび光伝送方法
JP6065618B2 (ja) * 2013-01-31 2017-01-25 富士通株式会社 適応等化器タップ係数補正方法、及び光受信機
US9425834B2 (en) 2014-09-25 2016-08-23 Intel IP Corporation Trajectory modification technique for polar transmitter
WO2014142115A1 (ja) * 2013-03-14 2014-09-18 日本電気株式会社 光送信システム、光送信装置、光受信装置、及び光送信方法
US9923641B2 (en) 2013-03-27 2018-03-20 Nec Corporation Signal processing device, optical communication system, and signal processing method
WO2015025468A1 (ja) * 2013-08-21 2015-02-26 日本電気株式会社 周波数偏差補償方式、周波数偏差補償方法及び記憶媒体
US9231727B2 (en) * 2013-08-30 2016-01-05 Verizon Patent And Licensing Inc. Identifying data streams in polarization multiplexed transmission
US9166698B2 (en) * 2013-10-14 2015-10-20 Korea Advanced Institute Of Science And Technology Electronic dispersion compensation for low-cost distributed feedback-directly modulated laser
CN104579621B (zh) * 2013-10-15 2019-09-13 南京中兴新软件有限责任公司 时钟恢复方法和装置
JP6131831B2 (ja) * 2013-11-06 2017-05-24 富士通株式会社 光受信器および光受信方法
US10218447B2 (en) 2013-11-15 2019-02-26 Nec Corporation Frequency deviation compensation scheme and frequency deviation compensation method
WO2015087494A1 (ja) 2013-12-09 2015-06-18 日本電気株式会社 等化処理回路、デジタル受信機、信号送受信システム、等化処理方法およびデジタル受信方法
CN104780037B (zh) * 2014-01-10 2019-04-30 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种时钟恢复方法、装置及系统
US9270383B2 (en) * 2014-03-31 2016-02-23 Infinera Corporation Frequency and phase compensation for modulation formats using multiple sub-carriers
JP6346803B2 (ja) * 2014-06-23 2018-06-20 株式会社フジクラ 光受信回路およびその調整方法
JP6405833B2 (ja) 2014-09-25 2018-10-17 富士通株式会社 信号処理装置及び信号処理方法
US9553677B1 (en) * 2014-11-17 2017-01-24 Sandia Corporation Self-referenced continuous-variable quantum key distribution
JP6720877B2 (ja) 2014-12-22 2020-07-08 日本電気株式会社 デジタル信号処理装置、それを用いたデジタル光受信機、およびデジタル信号処理方法
JP6476874B2 (ja) * 2015-01-13 2019-03-06 富士通株式会社 光伝送システム、波長制御方法、及び、ノード
WO2018053820A1 (en) * 2016-09-24 2018-03-29 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for clock recovery in a coherent optical communication system
WO2018079598A1 (ja) * 2016-10-28 2018-05-03 日本電信電話株式会社 光受信機、光受信方法、及び光通信システム
JP6950594B2 (ja) * 2018-03-09 2021-10-13 富士通株式会社 信号処理回路及び光受信装置
JP7007588B2 (ja) * 2018-06-18 2022-01-24 日本電信電話株式会社 信号処理装置及び光受信装置
JP6610742B1 (ja) 2018-10-09 2019-11-27 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 適応等化装置、適応等化方法及び通信装置
CN109714115B (zh) * 2018-12-28 2021-02-23 中科院计算技术研究所南京移动通信与计算创新研究院 一种远程配置的fpga波形产生方法、装置、设备及存储介质
CN109743110A (zh) * 2019-02-26 2019-05-10 浙江大学 一种用于光子时间拉伸系统的频率啁啾修正方法
EP3965319B1 (en) * 2019-06-06 2024-08-07 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Wavelength dispersion compensation device, light reception device, wavelength dispersion compensation method, and computer program
CN110286268A (zh) * 2019-06-17 2019-09-27 中国人民解放军陆军工程大学 基于频率波动的电力波形畸变评估方法
JP7481645B2 (ja) * 2020-05-27 2024-05-13 日本電信電話株式会社 光受信装置及びクロック同期方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101257349A (zh) * 2007-02-26 2008-09-03 富士通株式会社 数字相位估计器、数字锁相环以及光相干接收机
US20090060511A1 (en) * 2007-08-31 2009-03-05 Morio Toyoshima Coherent optical receiver
CN101395825A (zh) * 2006-03-10 2009-03-25 发现半导体公司 具有电补偿/均衡的反馈控制相干光学接收机
CN101442364A (zh) * 2007-11-19 2009-05-27 富士通株式会社 光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法

Family Cites Families (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2172164B (en) * 1985-03-07 1989-02-22 Stc Plc Balanced coherent receiver
GB2213014A (en) 1987-11-30 1989-08-02 Plessey Telecomm Control circuit for the local oscillator of an optical homodyne or heterodyne receiver of a phase shift keying system
JPH0362746A (ja) 1989-07-31 1991-03-18 Nec Corp 中間周波数引き込み方法及び装置
US5060312A (en) * 1990-03-05 1991-10-22 At&T Bell Laboratories Polarization independent coherent lightwave detection arrangement
JPH04278737A (ja) 1991-03-06 1992-10-05 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> コヒーレント光受信器
US5349549A (en) 1991-09-30 1994-09-20 Sony Corporation Forward transform processing apparatus and inverse processing apparatus for modified discrete cosine transforms, and method of performing spectral and temporal analyses including simplified forward and inverse orthogonal transform processing
JP3185371B2 (ja) 1991-09-30 2001-07-09 ソニー株式会社 改良ｄｃｔの順変換計算装置、逆変換計算装置及び改良ｄｃｔの順変換計算方法
JP3297751B2 (ja) 1992-03-18 2002-07-02 ソニー株式会社 データ数変換方法、符号化装置及び復号化装置
JPH08160994A (ja) 1994-12-07 1996-06-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 雑音抑圧装置
US6044341A (en) 1997-07-16 2000-03-28 Olympus Optical Co., Ltd. Noise suppression apparatus and recording medium recording processing program for performing noise removal from voice
JPH1138997A (ja) 1997-07-16 1999-02-12 Olympus Optical Co Ltd 雑音抑圧装置および音声の雑音除去の処理をするための処理プログラムを記録した記録媒体
JP2000207000A (ja) 1999-01-14 2000-07-28 Nippon Columbia Co Ltd 信号処理装置および信号処理方法
JP2004507922A (ja) 2000-08-21 2004-03-11 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 区分ブロック周波数領域適応フィルタ
US7266310B1 (en) * 2003-04-29 2007-09-04 Nortel Networks Limited Digital compensation for optical transmission system
US7627252B2 (en) * 2005-02-28 2009-12-01 Nortel Networks Limited Clock recovery from an optical signal with dispersion impairments
US7555227B2 (en) * 2005-10-21 2009-06-30 Nortel Networks Limited Polarization compensation in a coherent optical receiver
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
US7522841B2 (en) * 2005-10-21 2009-04-21 Nortel Networks Limited Efficient data transmission and training of data processing functions
US7688918B2 (en) * 2006-07-07 2010-03-30 Alcatel-Lucent Usa Inc. Recursive phase estimation for a phase-shift-keying receiver
US8073345B2 (en) * 2006-12-22 2011-12-06 Alcatel Lucent Frequency estimation in an intradyne optical receiver
JP4303760B2 (ja) * 2007-02-16 2009-07-29 富士通株式会社 Ａｄ変換制御装置、光受信装置および光受信方法
JP5034770B2 (ja) * 2007-08-16 2012-09-26 富士通株式会社 コヒーレント光受信器および光通信システム
WO2009060526A1 (ja) * 2007-11-08 2009-05-14 Fujitsu Limited コヒーレント光受信機
CN101453269B (zh) * 2007-11-30 2012-01-04 富士通株式会社 频差补偿装置和方法、光相干接收机
US7701842B2 (en) * 2008-02-13 2010-04-20 Nortel Networks Limited Low conversion rate digital dispersion compensation
JP4518282B2 (ja) * 2008-03-06 2010-08-04 日本電気株式会社 コヒーレント型光受信器およびその調整方法
CN101599929B (zh) * 2008-06-06 2012-11-21 富士通株式会社 自适应均衡装置和方法
JP5136236B2 (ja) * 2008-06-19 2013-02-06 富士通株式会社 光受信装置
JP5217792B2 (ja) * 2008-08-29 2013-06-19 富士通株式会社 光受信機の電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機
KR101314844B1 (ko) * 2008-12-05 2013-10-04 한국전자통신연구원 코히어런트 광 수신기의 디지털 신호 동기화 장치
US20100142971A1 (en) 2008-12-05 2010-06-10 Sun-Hyok Chang Apparatus for synchronizing digital signals of coherent optical receiver
JP5407403B2 (ja) * 2009-02-18 2014-02-05 富士通株式会社 信号処理装置および光受信装置
US8401400B2 (en) * 2009-03-10 2013-03-19 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Detection of data in signals with data pattern dependent signal distortion
US8295713B2 (en) * 2009-03-10 2012-10-23 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Dual stage carrier phase estimation in a coherent optical signal receiver
JP5287516B2 (ja) * 2009-05-29 2013-09-11 富士通株式会社 デジタルコヒーレント光受信器
JP5444877B2 (ja) * 2009-06-24 2014-03-19 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器
US8655191B2 (en) * 2009-06-29 2014-02-18 Alcatel Lucent Symbol timing recovery in polarization division multiplexed coherent optical transmission system
US8463121B2 (en) * 2009-10-09 2013-06-11 Nec Laboratories America, Inc. Ultra wide-range frequency offset estimation for digital coherent optical receivers
US8295714B2 (en) * 2009-12-18 2012-10-23 Alcatel Lucent Receiver algorithms for coherent detection of polarization-multiplexed optical signals
JP5511849B2 (ja) * 2010-01-07 2014-06-04 株式会社日立製作所 光伝送システム
JP5482210B2 (ja) * 2010-01-08 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器および光受信方法
EP2375603B1 (en) * 2010-02-05 2018-05-23 Xieon Networks S.à r.l. Clock recovery method and clock recovery arrangement for coherent polarisation multiplex receivers
JP5482273B2 (ja) * 2010-02-12 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器
JP5651990B2 (ja) * 2010-04-15 2015-01-14 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器および受信方法
EP2592767A1 (en) * 2010-07-09 2013-05-15 Hitachi, Ltd. Optical receiver and optical transmission system
JP5683237B2 (ja) * 2010-11-29 2015-03-11 株式会社日立製作所 偏波多重光伝送システム、偏波多重光送信器及び偏波多重光受信器
JP5707981B2 (ja) * 2011-01-31 2015-04-30 富士通株式会社 サンプリングクロック同期装置、ディジタルコヒーレント受信装置およびサンプリングクロック同期方法
JP5720425B2 (ja) * 2011-05-31 2015-05-20 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信機及び位相制御方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101395825A (zh) * 2006-03-10 2009-03-25 发现半导体公司 具有电补偿/均衡的反馈控制相干光学接收机
CN101257349A (zh) * 2007-02-26 2008-09-03 富士通株式会社 数字相位估计器、数字锁相环以及光相干接收机
US20090060511A1 (en) * 2007-08-31 2009-03-05 Morio Toyoshima Coherent optical receiver
CN101442364A (zh) * 2007-11-19 2009-05-27 富士通株式会社 光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GARDNER F. M.: "A BPSK/QPSK TIMING-ERROR DETECTOR FOR SAMPLED RECEIVERS", 《IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS》 *

Cited By (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102859908A (zh) * 2010-04-21 2013-01-02 阿尔卡特朗讯 相干光接收器的相位偏移补偿
CN102859908B (zh) * 2010-04-21 2015-04-29 阿尔卡特朗讯 相干光接收器的相位偏移补偿
US9246600B2 (en) 2011-02-17 2016-01-26 Nec Corporation Signal processing circuit, signal processing method, optical receiver and optical communication system
CN103339883A (zh) * 2011-02-17 2013-10-02 日本电气株式会社 信号处理电路、信号处理方法、光接收器、以及光通信系统
US8705987B2 (en) 2011-02-17 2014-04-22 Nec Corporation Signal processing circuit, signal processing method, optical receiver and optical communication system
CN103620987A (zh) * 2011-06-29 2014-03-05 阿尔卡特朗讯 对经相位调制的光信号进行解调的方法
CN103620987B (zh) * 2011-06-29 2016-08-24 阿尔卡特朗讯 对经相位调制的光信号进行解调的方法
US9219551B2 (en) 2011-06-29 2015-12-22 Alcatel Lucent Method of demodulating a phase modulated optical signal
CN104429002B (zh) * 2012-05-16 2017-09-19 瑞典爱立信有限公司 确定光通信网络中的光通信路径的特性
CN104429002A (zh) * 2012-05-16 2015-03-18 瑞典爱立信有限公司 确定光通信网络中的光通信路径的特性
US9584217B2 (en) 2012-05-16 2017-02-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Determining properties of an optical communications path in an optical communications network
CN103713194A (zh) * 2012-10-08 2014-04-09 富士通株式会社 一种用于时钟恢复的相位检测方法和装置
CN103713194B (zh) * 2012-10-08 2016-08-03 富士通株式会社 一种用于时钟恢复的相位检测方法和装置
US9264214B2 (en) 2012-10-08 2016-02-16 Fujitsu Limited Phase detection method and apparatus for clock recovery
CN105203860A (zh) * 2014-06-24 2015-12-30 特克特朗尼克公司 用于离散时间信号处理的相位噪声校正系统
CN105203860B (zh) * 2014-06-24 2020-11-10 特克特朗尼克公司 用于离散时间信号处理的相位噪声校正系统
WO2018090566A1 (en) * 2016-11-15 2018-05-24 Huawei Technologies Co., Ltd. Optical transceiver, communication system, and adaptive frequency control method
US10187155B2 (en) 2016-11-15 2019-01-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Optical transceiver, communication system, and adaptive frequency control method
CN107181532A (zh) * 2017-05-11 2017-09-19 上海微小卫星工程中心 数模混合外差探测接收装置及其采用的数据处理方法
CN107181532B (zh) * 2017-05-11 2019-04-02 上海微小卫星工程中心 数模混合外差探测接收装置及其采用的数据处理方法
CN110351214A (zh) * 2019-07-29 2019-10-18 郑州工程技术学院 一种基于云服务的云制造执行系统
CN112835056A (zh) * 2019-11-22 2021-05-25 余姚舜宇智能光学技术有限公司 用于激光测振仪的多普勒频移信号处理方法及其电路系统
CN111010238A (zh) * 2019-11-25 2020-04-14 华中科技大学 极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步方法与系统

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