CN101839941B - 信号感测放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信号感测放大器，包括差分跨导输入电路、差分共源共栅转导放大电路和有源负载电路；差分跨导输入电路为一个具有对称结构能实现宽共模输入范围的电压到电流差分输入级；差分共源共栅转导放大电路包括相同类型和尺寸的晶体管M₅和M₆，C_B3和C_B4分别与M₅与M₆的源极连接并提供直流电流偏置。本发明提供了一种能优先支持CMOS工艺的宽共模输入，特别是能宽于供电电压轨的高速、高精度、低压、低功耗的感测放大器，该电路不受工艺、供电电压、温度(PVT)漂移的影响，既能作为比较器功能又能作为放大器功能来实现电流检测或感测电路。

Description

信号感测放大器

所属技术领域

本发明涉及一种信号感测放大器，特别地，一种低压、低功耗、共模输入范围能拓宽至电源供电电压轨之外的高速感测放大电路，其用来对供电装备电流传输通道的电流状态进行检测或对通道电流大小进行感测。

背景技术

目前，许多消费电子、通讯设备、计算机设备电源中，经常需要进行直流转换处理，以满足不同负载的供电电压需求。在这些应用中，典型的转换器是DC-DC转换器，它占据了电子设备大量的体积、功耗和成本。电子设备未来的发展趋势是低压、低功耗、小型化以及低成本化，这就需要DC-DC转换器电路设计朝低压、低功耗、高效率发展，DC-DC转换器的开关频率朝高频化发展(开关频率为十兆赫兹量级的DC-DC转换器是未来的发展趋势)，制作工艺方面朝低成本的CMOS工艺发展。由于电流控制型DC-DC转换器具有瞬态响应速度快、控制简单、易于补偿、高精度的输出电压和内在的对功率开关电流的控制及限制能力，因此DC-DC转换器多采用电流控制模式，但面对电子设备未来的发展趋势，作为电流控制所必需的电流检测或电流感测电路在低压、低功耗、高速、高精度方面受到了极大的挑战。

在电流控制模式中，控制器需要了解电流通道的电流状态信息后才能确定对功率开关的控制信号。这就需要对电流通道进行电流大小的实时感测，或对通道电流状态进行电流检测(如峰值电流状态检测、谷值电流状态检测或零电流状态检测)。对于电流大小的感测，其输出波形是通道波形按比例常数缩放后的电压或电流波形。而对电流状态的检测，其输出波形是数字电平，当被检测电流达到预先设定的门限后检测出的波形就跳变为对应的数字电平状态。

以低成本的CMOS工艺为例，理论上讲，电流检测或感测电路有栅极信号输入和源极信号输入两种方式。采用栅极输入信号的结构受限于共模输入范围窄，不能有效的操作于其电源供电电压轨以外，其应用场合受限在共模检测或感测电压在供电电压轨以内或是略宽的场合。通过图1a可以更好的描述这种情况，在图1a中描述了具有折叠共源共栅结构的传统放大器，该放大器增益较高，但是其输入共模范围需保证让差分输入管M₁，M₂不进入线性区，也必须要保证其电流偏置源C_B2和C_B3正常工作，从而使得其共模输入范围存在一个上限，其共模输入范围的最大值为：

V_{CM_MAX}＝V_DD+V_TH-V_CB23       (1)

其中：

V_DD是电源电压；

V_TH是差分对管M1，M2的阈值电压；

V_CB23是电流源C_B2和C_B3正常工作时其两端需要的最小电压差。

从式(1)可以看出，该电路最高共模输入电压受其供电电压、差分对晶体的阈值电压以及电流源最小工作压差限制。在速度方面，共源电路大多会由于差分对管的米勒现象而影响其响应速度。

所以对于共模检测或感测电压操作在电源供电电压轨以外的情况，普遍使用由源极输入信号的共栅极方式，一般的共栅输入方法虽然能产生差模运算且电路简单、功耗低，但是其结构的不对称性，特别是在CMOS工艺下使得其性能受工艺、供电电压和温度(PVT)漂移的影响严重，鲁棒性较差，尤其是其结构简单，很难提高其增益带宽积，导致其速度和精度受限。通过图1b可以更好的描述这种情况，图1b中描述采用源极输入信号的双端到单端差模放大器，其中M₁采用二极管连接，将V_1N信号耦合到M₂的栅极与M₂的源极信号V_IP形成差模运算，但由于该结构的不对称性，一方面当该电路作为比较器使用时其门限值受到PVT漂移的影响严重，另一方面当该结构作为放大器使用时，由于M₂的漏极作为输出，使得输出电压的直流波动会引起M₁和M₂漏极电压的直流工作点不匹配，这将恶化输入失调电压。而且该结构输出端到输入端的共模导纳等于M₂的跨导，导致其共模抑制比极低。其增益特性受限于M₂的最高增益特性即M₂自身跨导g_m(M₂)除以其源漏导纳g_ds(M₂)，若是要增强其增益或共模抑制比或M₁和M₂的匹配情况则需要在后级连接共源极放大器，但这样会由于共源极引入的米勒现象而严重限制其带宽。

发明内容

鉴于现有技术的弊端，本发明的目的在于提供一种能优先支持CMOS工艺的宽共模输入范围，特别是能宽于供电电压轨的高速、高精度、低压、低功耗的感测放大器，该电路不受工艺、供电电压、温度(PVT)漂移的影响，既能作为比较器功能来实现电流检测电路又能作为放大器功能来实现电流感测电路。

因此，本发明感测放大器的技术方案如图2所示，包括差分跨导输入电路、差分共源共栅转导放大电路和有源负载电路。所述差分跨导输入电路为一个具有对称结构能实现宽共模输入范围的电压到电流差分输入级，包括(M₁，M₂)构成的产生差分电流的一支，和(M₃，M₄)构成的产生差分电流的另一支，M₁～M₄为相同类型的晶体管，其中，M₁与M₄的尺寸相同，M₂和M₃的尺寸相同。且M₁和M₄均采用二极管连接并分别由C_B1和C_B2提供直流电流偏置，M₁与M₃的源极(或发射极)连接在一起，构成差分输入级的一个输入端，M₄与M₂的源极(或发射极)连接在一起，构成差分输入级的另一个输入端，M₂和M₃的漏极(或集电极)作为差分电流的输出端与下一级输入端相连；所述差分共源共栅转导放大电路包括相同类型和尺寸的晶体管M₅和M₆，C_B3和C_B4分别与M₅和M₆的源极(或发射极)连接并提供直流电流偏置，该连接点作为本级的差分电流输入端，M₅和M₆栅极(或基极)具有共同的直流电压偏置V_B，M₅和M₆各自的漏极与有源负载电路相连形成信号放大作为本发明感测放大器的输出端。

本发明利用源极(或发射极)输入差分信号，具有宽范围的共模输入电压，电路采用对称结构具有较好的鲁棒性，内部信号以电流方式传输，能以小功率实现高增益带宽积，响应速度快。以下以具体实施例配合附图详细加以说明，以便于更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其功效。

附图说明

图1a传统栅极输入信号的折叠式共源共栅放大器

图1b传统源极输入信号的感测放大器

图2本发明感测放大器框图

图3a本发明感测放大器的一个实例电路图

图3b本发明感测放大器另一个能作为比较器使用的实例电路图

图4a采用图3a实例电路的电流感测电路的其中一个典型应用

图4b采用图3a实例电路的电流感测电路的其中一个典型应用的仿真波形本发明的具体实施方式

(1)发明框图技术阐述

本发明感测放大器的技术方案如图2所示，包括差分跨导输入电路、差分共源共栅转导放大电路和有源负载电路。所述差分跨导输入电路为一个具有对称结构能实现宽共模输入范围的电压到电流差分输入级，包括(M₁，M₂)构成的产生差分电流的一支，和(M₃，M₄)构成的产生差分电流的另一支，M₁～M₄为相同类型的晶体管，其中，M₁与M₄的尺寸相同，M₂和M₃的尺寸相同，M₁或M₄与M₂或M₃的等效宽长比为M∶N。且M₁和M₄均采用二极管连接并分别由C_B1和C_B2提供直流电流偏置，M₁与M₃的源极(或发射极)连接在一起，构成差分输入级的一个输入端V_IP，M₄与M₂的源极(或发射极)连接在一起，构成差分输入级的另一个输入端V_IN，这时V_IP的交流部分通过M₁直接耦合到M₂的栅(或基极)，V_IN的交流部分通过M₄直接耦合到M₃的栅(或基极)，M₂和M₃的漏极(或集电极)作为差分电流(Δi_D1，Δi_D2)的输出端，并满足：

$\mathrm{\Δ}{i}_{D2}=-\mathrm{\Δ}{i}_{D1}=\mathrm{\Δv}\·g_{m(M_2,M_3)}---\left(2\right)$

其中：

为M₂和M₃的跨导；

Δv为输入端的压差。

该输入级采用源极(发射极)输入信号的优点是可以得到理论上没有上限的共模输入范围，其最小共模输入电压为：

$V_{\mathrm{CM}\_\mathrm{MIN}}=V_{\mathrm{SG}\left(M_{1,4}\right)}+V_{C_{B1.2}}---\left(3\right)$

其中：

是M₁，M₄的源-栅(或发射极-基极)驱动电压；

是电流源C_B1和C_B2正常工作时其两端需要的最小电压差。

差分电流(Δi_D1，Δi_D2)的输出端与所述差分共源共栅转导放大电路的输入端相连，包括相同类型和尺寸的晶体管M₅和M₆，C_B3和C_B4分别与M₅和M₆的源极(或发射极，优选FET)连接并提供直流电流偏置，该连接点作为本级的差分电流输入端，M₅和M₆栅极(或基极)具有共同的直流电压偏置V_B，尤其是当V_B采用增益增强的共源共栅结构时，使得M₅和M₆的有源极所在的节点阻抗较低，使得该点的次极点在高频处，从而获得好的频率响应。M₅和M₆各自的漏极与有源负载电路相连形成信号放大作为本发明感测放大器的输出端。有源负载一般采用电流镜方式，尤其是共源共栅结构或增益增强的共源共栅接口可以得到高的输出阻抗从而获得高的输出增益，其每支直流偏置电流为：

$I_{\mathrm{active}\_\mathrm{load}}=I_{C_{B3.4}}-\frac{N}{M}{I}_{C_{B1.2}}---\left(4\right)$

其中：

为C_B1和C_B2的偏置电流

为C_B3和C_B4的偏置电流

所以C_B3和C_B4的偏置电流必须足够大，以满足有源负载的直流偏置需求。

偏置电压V_B必须足够高以满足共源共栅转导放大器正常工作，相对于电源轨V_PS2，V_B需要满足的条件为：

$V_B>V_{\mathrm{GS}\left(M\mathrm{5,6}\right)}+V_{C_{B3.4}}---\left(5\right)$

其中：

V_GS(M5，6)为M₅，M₆的栅源(基极-发射极)驱动电压

为C_B3，C_B4的最小工作电压

同时，感测放大器的模拟输出范围受到V_B和有源负载电路结构的限制，其最小输出电压由V_B限制为：

V_O(min)＝V_B-V_TH    (5)

其中：

V_TH为MOSFET的阈值电压。

(2)图3a所示感测放大器及其在电流感测中的一个典型应用(图4)的实例阐述

图3a所示为感测放大器的一个实例，图3a中尺寸相同的PMOS晶体管M₁₃，M₁₄，M₁₅为基础的电流偏置部分，其偏置电流为1uA，M₁₆分别和M₅，M₆，M₇，M₈配对后构成图2中的偏置电流源C_B1，C_B2，C_B3，C_B4，其中M₁₆、M₅、M₆尺寸相同，M₇和M₈等效宽长比是M₁₆的2倍以便为后面的有源负载提供1uA的电流偏置；PMOS晶体管M₁～M₄对应图2中M₁～M₄，其尺寸全部相同，输入端分别为vip和vin。尺寸相同的NMOS管M₉和M₁₀构成图2中的M₅和M₆，其栅极偏置由NMOS管M₁₇提供，M₁₇的等效宽比为M₁₆的1/12；尺寸相同的PMOS管M₁₁和M₁₂构成电流镜负载。

该电路为单端输出，输出范围最高只比电源电压低0.2V，其直流增益等于2g_m(M2，3)×r_o(M12)，其中g_m(M2，3)为M₂和M₃的跨导，r_o(M12)为M₁₂的输出阻抗。

图4a为采用该图3a放大器的在电流感测中的一个典型应用的实例，其中虚线框s内与图3a放大器相同；电源电压V_DD为5V，M_SW为电流开关，M_P1为电流感测管，M_P1的尺寸与M_SW之比为2∶10⁵，他们有驱动信号V_DRV控制，当V_DRV＝5V时电流关闭，当V_DRV＝0时电流I_L通过。放大器的静态输入电流为I_B＝2uA，M_P2与放大器的输出相连后与放大器的负端输入vin相连构成负反馈，M_P2也能使图3a中M₁₁和M₁₂更对称，当V_DRV＝0时，强制M_P1和M_SW两端电压相同，通过I_C的补偿，从而感测出的电流I_sens为I_L的2/10⁵，该电流作用到滤波器R_S和C_S后的输出电压V_sense如图4b所示，波形建立时间不到50ns，能满足高频开关电源的需求。

(3)图3b所示感测放大器实例阐述

图3b所示为感测放大器的另一个实例，图3b中尺寸相同的PMOS晶体管M₁₅，M₁₆，M₁₇为基础的电流偏置部分，其偏置电流为1uA，M₁₈分别和M₅，M₆，M₇，M₈配对后构成图2中的偏置电流源C_B1，C_B2，C_B3，C_B4，其中M₁₈、M₅、M₆尺寸相同，M₇和M₈等效宽长比是M₁₆的2倍以便为后面的有源负载提供1uA的电流偏置；PMOS晶体管M₁～M₄对应图2中M₁～M₄，其尺寸全部相同，输入端分别为vip和vin。尺寸相同的NMOS管M₉和M₁₀构成图2中的M₅和M₆，其栅极偏置由NMOS管M₁₉提供，M₁₉的等效宽比为M₁₈的1/12；尺寸相同的PMOS管M₁₁和M₁₂、M₁₃、M_14A、M_14B构成共源共栅负载，M_14A和M_14B的偏置电路为1uA。

该电路为单端输出，具有对称结构，增益达g_m(M2，3)r_o(M12)g_m(m13)r_o(m13)，适合作为比较器在电流检测如峰值电流检测、谷值电流检测、过零检测中应用。

以上可知该电路的有益结果包括：

(a)、共模输入范围大，在理论上共模输入电压的最小值为V_TH+2V_OV，没有上限值，可以达到工艺支持的任何高压，其中V_TH为晶体管的阈值电压(0.7V左右)，V_OV为其过驱动电压(模拟设计一般取0.1V～0.2V)；

(b)、整个信号流均由差分方式的源极或发射级输入，减少了米勒现象，响应速度快，能在小功率下实现大的增益带宽积，且差分方式能使输入直流偏移电压受工艺、供电电压、温度(PVT)漂移的影响小，也使整个电路具有较强的共模抑制能力。

Claims (1)

1.一种信号感测放大器，用于对电流通道进行电流大小的实时感测，或对通道电流状态进行电流检测，包括差分跨导输入电路、差分共源共栅转导放大电路和有源负载电路；所述差分跨导输入电路为一个具有对称结构能实现宽共模输入范围的电压到电流差分输入级，包括由晶体管M₁及M₂构成的产生差分电流的一支，和由晶体管M₃及M₄构成的产生差分电流的另一支，晶体管M₁和M₄均采用二极管连接并分别由电流源C_B1和C_B2提供直流电流偏置，M₁与M₃的源极连接在一起，构成差分输入级的一个输入端，M₄与M₂的源极连接在一起，构成差分输入级的另一个输入端，晶体管M₂和M₃的漏极作为差分电流的输出端与下一级输入端相连；所述差分共源共栅转导放大电路包括相同类型和尺寸的晶体管M₅和M₆，电流源C_B3和C_B4分别与晶体管M₅与M₆的源极连接并提供直流电流偏置，该连接点作为本级的差分电流输入端，晶体管M₅和M₆栅极具有共同的直流电压偏置V_B，M₅和M₆各自的漏极与有源负载电路相连形成信号放大作为所述感测放大器的输出端；所述晶体管M₁，M₂，M₃，M₄为相同类型的晶体管；晶体管M₁与M₄的尺寸相同，晶体管M₂和M₃的尺寸相同。 

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