CN101800542B - 一种cmos超宽带预分频器 - Google Patents

Abstract

本发明属于时钟分频技术领域，具体为一种CMOS超宽带频率综合器锁相环路的预分频器结构。该预分频器由两个主从结构差分模拟D锁存器构成，其中，每个D锁存器有一对差分NMOS管作为逻辑部分、一对交叉耦合的正反馈NMOS管作为锁存部分、两对分别工作于正反时钟相位的互补PMOS管作为动态负载和一对时钟控制NMOS管分别作为逻辑部分和锁存部分的动态偏置。本发明通过减小跟随相位输出节点的RC常数、增大锁存相位输出节点的RC常数、减小内部信号摆幅和补偿锁存相位的漏电流损失的等优化方法拓宽电路的工作带宽，其上下限频率比可达100左右。本发明电路同时具备低功耗、低噪声、宽带、高速等性能。

Description

一种CMOS超宽带预分频器

技术领域

本发明属于时钟分频技术领域，具体涉及一种基于CMOS工艺的，适用于超宽带频率综合器锁相环路的新型预分频器结构。

背景技术

随着宽带无线通信技术的发展，高性能时钟电路越来越成为这一技术深入发展的瓶颈。高速预分频器作为频率综合器锁相系统中最为关键的模块之一，其主要功能就是将系统最高时钟二分频，并且根据需要输出正交I、Q信号。此外，它可以将高速非50％占空比信号二分频为50％占空比信号。它不仅决定了系统的最高工作频率，而且消耗了大部分系统功耗。

目前，CMOS工艺条件下的高速预分频器主要基于电流模式逻辑(CML)结构(或称之为源极耦合逻辑(SCL))。这种结构的差分对称性质可以很好地兼容压控振荡器(VCO)的差分输出，不仅如此，它对带内噪声具有很好的抑制作用。因此CML结构具有很大吸引力。

但是传统的CML结构存在以下两大缺点：

(1)由于宽带通信系统中锁相环的参考时钟频率往往比较低，而这种结构预分频器虽然可以工作在几吉赫兹到几十吉赫兹工作频段，但是不能工作在兆赫兹数量级频段，这给参考时钟的选择带来了难度或给设计带来了一定程度的不便。

(2)在高速应用中，这种结构的功耗随工作频率的提高而显著增大。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于CMOS工艺的，适用于超宽带频率综合器锁相环路的新型预分频器结构，以拓宽电路的工作带宽，减小功耗。

本发明提供的基于CMOS工艺的，适用于超宽带频率综合器锁相环路的预分频器电路结构，该结构包括两个主从结构差分模拟D锁存器，两个D锁存器接成负反馈形式，输入的差分信号，可以为正弦波，也可以为方波。其中，每个D锁存器的具体电路结构如图3所示。

本发明中，CK和CK是输入差分信号，既可以是来自VCO的正弦信号，也可以是VCO经缓冲器之后的方波信号。

本发明中，一对差分NMOS管M7、M8构成逻辑部分，工作在时钟的跟随相，即CK信号的正半周期，其栅极接输入信号；一对交叉耦合的正反馈NMOS管M5、M6构成锁存部分，工作在时钟的锁存相，即CK信号的负半周期；一对PMOS管M2、M3构成一对动态负载，工作在时钟的跟随相，与逻辑部分一起构成一种共源差分放大电路，提供一定增益；NMOS管M9构成逻辑部分的动态偏置，工作在时钟的跟随相。

本发明中，一对PMOS管M1、M4构成另外一对动态负载，工作在时钟的锁存相。PMOS管M1、M4可以有效弥补低频段锁存相输出接点的漏电流损失，降低频率下限。

本发明中，NMOS管M10构成锁存部分的动态偏置，工作在时钟的锁存相。NMOS管M10减小了输出节点的动态范围，有利于降低功耗。

本发明所有信号工作在大摆幅时钟控制状态，因此采用大信号分析方法优化各个管子。本发明仅提供定性的优化方法。

首先分析逻辑部分NMOS管M7、M8，见图4。在上述方案中，为使输出迅速跟随输入，要求：(a)输入放大器要有一定增益；(b)输出节点，即NMOS管M7、M8的漏极RC时间常数尽可能小。由于NMOS管M7、M8仅有一个导通，且工作于饱和区，不妨设NMOS管M7导通，NMOS管M8关闭。则PMOS管M3仅将输出节点OI拉至电源电压V_DD。而M2工作于线性区，其导通电阻为R_on,23＝{μ_pC_OXS₂₃(V_DD-|V_THp|)}^-1

其中μ_p为PMOS管的电导率；C_OX为PMOS管氧化层厚度；V_YHp为PMOS管阈值电压。S₂₃为PMOS管M2、M3的宽长比。

因此输出的正向峰值电平为电源电压V_p+＝V_DD，负向峰值电平为

V_p-＝V_DD-I_D，9R_on，23，

其中I_D，9为NMOS管M9的偏置电流，R_on，23为PMOS管M2或M3的导通电阻。因此，PMOS管M2、M3的宽长比S₂₃与V_p-之间存在折中，S₂₃越大，V_p-越大。

分析PMOS管M2、M3，见图4。根据大信号分析原理，如果电路要放大一个峰值为V_p、频率为f₀的信号，则其转换速率(SR)必须满足

SR≥V_p2πf₀

不妨设输出节点寄生电容为C_L，则

$\frac{I_{D,9}}{C_L}\≥\frac{1}{2}{I}_{D,9}{R}_{\mathrm{on},23}2\mathrm{\π}{f}_0$

即 $R_{\mathrm{on},23}\≤\frac{1}{\mathrm{\π}{f}_0{C}_L}$

分析NMOS管M9，见图4。上述方案中NMOS管M10为NMOS管M7、M8提供偏置。如果V_p-较小，会使NMOS管M9进入线性区，减小了偏置电流，进而减小了NMOS管M7、M8的跨导，为保持性能，必然要求增大功耗。因此V_p-与功耗之间存在折中，V_p-越小，功耗越大。

分析PMOS管M1、M4、NMOS管M5、M6，见图5。在上述方案中，为使输出锁存，要求输出节点RC时间常数尽可能大。与NMOS管M7、M8类似，NMOS管M5、M6仅有一个导通。为使由PMOS管M1、M4、NMOS管M5、M6构成的正反馈电路满足起振条件，必须使g_m，56R_on,14≥1。此外，为有效弥补低频段锁存相输出接点的漏电流损失，PMOS管M1、M4必须提供足够电流。

分析NMOS管M10，见图5。上述方案中M10工作于线性区，为M5、M6提供偏置，并调节V_p-，优化功耗。在给定偏置电流I_D，10的条件下，M10的宽长比S₁₀与V_DS，10成反比。因此，S₁₀与输出摆幅之间存在折中，S₁₀越大输出摆幅越大。

综上分析，本发明得出以下结论：

1.所有管子的宽长比大小定性关系宜为：S₉＞S₇₈＞S₂₃＞S₁₄＞S₁₀＞S₅₆；

其中，S₉为MOS管M9的宽长比，S₇₈为MOS管M7、M8的宽长比，S₂₃为MOS管M2、M3的宽长比，S₁₄为MOS管M1、M4的宽长比，S₁₀为MOS管的宽长比，S₅₆为MOS管M5、M6的宽长比。

2.小的S₁₀可以提高预分频器的高频性能。

3.大的S₁₄可以提高预分频器的低频性能。

(注：此结论已被硅片实测数据验证)

有益效果

从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：

1、利用本发明，可以有效拓宽预分频器的工作带宽；

2、利用本发明，可以使预分频器工作在几百兆赫兹到几十吉赫兹频段；

3、利用本发明，可以将频率为f、占空比非50％的信号转化为频率为0.5f、占空比为50％的信号。

3、利用本发明，可以在功耗、噪声、宽带、速度等性能之间得到很好的折中；

4、利用本发明，可以有效解决上述传统CML结构预分频器的两大缺点；

5、利用本发明，可以为宽带无线通信系统，特别是超宽带(UWB)系统的设计带来方便。

附图说明

图1为传统CML结构的预分频器框图；

图2为传统CML结构的预分频器时序图；

图3为本发明提供的新型预分频器的具体电路图；

图4为本发明提供的新型预分频器跟随相的关键电路图；

图5为本发明提供的新型预分频器锁存相的关键电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步详细说明。

图1为传统CML结构预分频器的结构框图。该结构包含两个主从结构差分D锁存器，这两个锁存器接成负反馈形式，输入时钟为差分信号CK和CK，可以是正弦信号，也可以是方波信号。输出两对正交差分信号OI、OI和OQ、OQ。在时钟的正半周期，主锁存器工作在跟随状态，其输出OI、OI跟随输入OQ、OQ；从锁存器工作在锁存状态，其输出保持不变，为前一个时钟相位的输出OQ、OQ。在时钟的负半周期，主锁存器工作在锁存状态，其输出保持不变，为前一个时钟相位的输出OI、OI；从锁存器工作在跟随状态，其输出OQ、OQ跟随输入OI、OI。

图2为图1的时序图，输出信号OI、OI和OQ、OQ相互正交，且其频率均为输入信号CK、CK的一半。

图3为本发明提供的新型预分频器的具体电路图。MOS管M7、M8构成逻辑部分，工作在时钟的跟随相，即CK信号的正半周期，其栅极接输入信号；MOS管M5、M6构成锁存部分，工作在时钟的锁存相，即CK信号的负半周期；MOS管M2、M3构成一对动态负载，工作在时钟的跟随相，与逻辑部分一起构成一种共源差分放大电路，提供一定增益；MOS管M9构成逻辑部分的动态偏置，工作在时钟的跟随相。MOS管M1、M4构成另外一对动态负载，工作在时钟的锁存相。MOS管M1、M4可以有效弥补低频段锁存相输出接点的漏电流损失，降低频率下限。MOS管M10构成锁存部分的动态偏置，工作在时钟的锁存相。MOS管M10减小了输出节点的动态范围，有利于降低功耗。

图4为本发明提供的新型预分频器跟随相的关键电路图。此时MOS管M7或M8工作、MOS管M2、M3、M9工作，其余管子均不工作。此电路构成放大器，使输出跟随输入。

图5为本发明提供的新型预分频器锁存相的关键电路图。此时MOS管M5或M6工作、MOS管M1、M4、M10工作，其余管子均不工作。此电路构成正反馈结构，锁存输出信号，使其保持不变。MOS管M1、M4用于弥补低频段锁存相输出接点的漏电流损失，拓宽频率下限。MOS管M10用于调节输出节点摆幅，节省功耗。

Claims (1)

1.一种CMOS超宽带频率综合器锁相环路的预分频器结构，其特征在于，该结构包括两个主从结构差分模拟D锁存器，两个D锁存器接成负反馈形式，输入为差分信号，该差分信号为正弦波或者为方波；

NMOS管M7、M8构成逻辑部分，工作在时钟的跟随相，即CK信号的正半周期，其栅极接输入信号；NMOS管M5、M6构成锁存部分，工作在时钟的锁存相，即CK信号的负半周期；PMOS管M2、M3构成一对动态负载，工作在时钟的跟随相，与逻辑部分一起构成一种共源差分放大电路，提供一定增益；NMOS管M9构成逻辑部分的动态偏置，工作在时钟的跟随相；

PMOS管M1、M4构成另外一对动态负载，工作在时钟的锁存相；

PMOS管M10构成锁存部分的动态偏置，工作在时钟的锁存相；

根据大信号分析方法，定性地给出了管子尺寸关系如下：

S₉＞S₇₈＞S₂₃＞S₁₄＞S₁₀＞S₅₆；

其中，S₉为MOS管M9的宽长比，S₇₈为MOS管M7、M8的宽长比，S₂₃为MOS管M2、M3的宽长比，S₁₄为MOS管M1、M4的宽长比，S₁₀为MOS管的宽长比，S₅₆为MOS管M5、M6的宽长比。

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