CN101631002B - 一种无需信道信息的mimo空时编解码系统与方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种无需信道信息的MIMO空时编解码系统，该系统具有2发1收和2发2收MIMO空时编解码功能，可以在不需要信道信息，无需进行信道估计，进而不需要复杂的信道估计子系统的情况下，实现MIMO接收机的空时解码。本发明提供的无需信道信息的MIMO空时编解码系统降低了系统复杂度和系统实现成本，可广泛应用于无线局域网和无线城域网，提高无线频谱的利用率和数据传输速率。

Description

一种无需信道信息的MIMO空时编解码系统与方法

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO)无线通信技术领域，特别涉及MIMO基带调制与解调技术。

背景技术

现有MIMO无线通信技术中，2发1收和2发2收MIMO空时编解码系统需要知道确切的信道信息，需要接收机对空间信道进行参数估计，这使得MIMO接收机的实现复杂，成本高。

MIMO发射分集与空时分组码由于实现相对简单，在基站安置多个天线并采用空时分组编码，接收机可以在无线衰落信道中获取空间分集增益，空时分组编码已纳入多个无线通信标准。Alamouti在“Alamouti S M，‘A Simple TransmitDiversity Technique for Wireless Communications”’IEEE J Select AreasCommunication，Oct 1998，16，pp1451-1458”中提出了一种采用2个发射天线的简单发射分集技术，并正式提出了最简单的2天线空时分组码-Alamouti码的概念。

Tarokh等人在(Tarokh V，Jafarkhani H，and Calderbank A，″Space-timeblock codes from orthogonal designs″，IEEE Trans.Inf.Theory，vol.45，no.5，pp.1456-1467，Jul.1999；Tarokh V，Jafarkhani H，CalderbankA，″Space-time Block Coding for Wireless Communications：PerformanceResults″，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol.17，No.3，March 1999；Tarokh V，Naguib A，Seshadri N，and Calderbank A，″Space-timecodes for high data rate wireless communication：performance criteriain the presence of channel estimation errors，mobility，and multiplepaths″，IEEE Trans.Commune.，vol.47，no.2，pp.199-207，Feb.1999；以及，Tarokh V，Naguib A，Seshadri N，″Combined Array Processing and spacetime Coding″，IEEE Trans.on Communication info Theory，Vol.45，No4，MAY 1999)等中，将其进一步推广到多于两根天线的情况，并提出空时分组码(STBC)的概念。空时分组码实质上是一种空域和时域联合的正交分组编码方式，它利用正交设计的原理来分配多个发射天线的发射信号。由于空时分组码可以使接收机解码后获得满分集增益，保证解码运算仅仅是简单的线性合并，且其解码复杂度相对于已有的空时格码来说要低得多，因此，空时分组码已成为实际应用中非常有吸引力的空时编解码技术。

由于空时编码器需同时利用时间和空间两维进行编码，空时编码器的有效工作需要在发射端和接收端使用多个天线，以有效抵消衰落，提高功率效率；进而能够在传输信道中实现并行的多路传送，提高频谱效率。需要说明的是，由于空时编码技术属于空间分集信号处理范畴，所以要求在多散射体的多信道衰落情况下应用，发射机的多个天线和接收机天线之间的距离应大于10倍的发射信号的波长，以保证发射信号、接收信号相互独立性，并充分利用多散射体所造成的多信道衰落。

空时编码在不同天线所发送的信号中引入时间和空间的相关性，从而不用牺牲带宽就可为接收端提供未采用空时编码的单天线无线通信系统所没有的分集增益和编码增益。

空时编码的基本工作原理如下：从信源给出的信息数据流，到达空时编码器后，形成同时从多个发射天线上发射出去的以矢量输出的调制符号，这些调制符号称为空时符号(STS)或者空时矢量符(STVS)。空时编码的系统实现框图如图1所示。

目前提出的空时编码方式主要有分层空时编码、空时栅格编码和空时分组编码(STBC)。这三种空时编码各有其优缺点，可以根据特定的条件选择合适的编码，由于在IEEE 802.16e协议中所采用的是空时分组码(STBC)，所以重点对空时分组码进行分析，指出其存在的问题，进而提出本发明的无需信道信息的2发1收和2发2收MIMO机空时编解码系统。

最初由Alamouti提出STBC的编码方法是适合两个发射天线系统的编码方法，在此基础上，Tarokh将其推广至两个以上的发射天线系统。与Alamouti编码方法相同，Tarokh仍然采用正交设计的编码矩阵；然而，不论是Alamouti还是Tarokh的编码方式均不能获得编码增益，却可以获得最大的分集增益。图2给出了Alamouti STBC码编码器的原理框图。下面以Alamouti提出的空时分组码为例，介绍正交STBC的编码方法。

假设用有2^b个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂。用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据Alamouti空时分组码编码矩阵

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]---\left(1a\right)$

生成两个长度为2的并行序列。这两个并行序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第一个周期中，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二个符号周期中，信号-x₂ ^*和x₁ ^*同时从天线1和2分别发射，其中(·)^*表示取共轭。

一般来讲，STBC由一个p×N_T的传输矩阵G来定义，其中N_T为发射天线数，p为发送一组符号所需的符号周期数。假设用有2^b个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组kb(对于Alamouti编码k＝2)个信息比特映射到信号星座，以选择k个调制信号x₁，x₂，...，x_k。STBC编码器对这k个调制信号进行编码，根据传输矩阵G生成N_T个长度为p的并行信号序列，这些序列通过N_T根发射天线，在p个符号周期内发射出去；换言之，对于每组k个输入符号，每根天线要发送p个空时符号。STBC的码率定义为编码器在输入时提取的符号数与天线发射的空时编码符号数之间的比率，可以表示为：

R＝k/p                            (2)

对于Alamouti编码，p＝k＝2，故其码率R＝1。

编码矩阵G₂特性：

$G_2^H{G}_2={\mathrm{\ρ}}_2{I}_2---\left(3\right)$

其中， ${\mathrm{\ρ}}_2=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\right|}^2,$ I₂表示2×2的单位矩阵。

更一般地，发射编码矩阵中各列相互正交的空时分组编码称为正交空时分组编码，由该定义可得正交空时分组编码的编码矩阵G的设计准则，Alamouti在“Alamouti S M，‘A Simple Transmit Diversity Technique for WirelessCommunications’，IEEE J Select Areas Communication，Oct 1998，16，pp1451-1458”中有详细介绍。

编码矩阵G任意不相同的两列，其内积为零，或表示为：

$G^{H}G={\mathrm{\ρ}}_p{I}_{N_T}---\left(4\right)$

其中 ${\mathrm{\ρ}}_p=\underset{i=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_i\right|}^2,$

表示N_T×N_T的单位矩阵。

显然，Alamouti的发射分集方案G₂是正交STBC码，当发射天线数N_T＝2时的一个特例。正交STBC设计的本质是发射编码矩阵的正交性，这种正交性同时体现在空间域和时间域。利用正交设计，还可以设计出其它的正交STB码。

不管编码矩阵是何种形式，空时分组编码的解码都是利用其正交性，一般都采用最大似然解码算法。

接收端采用一根接收天线，Alamouti方案接收机原理框图如图4所示。在t时刻从天线1和2到接收天线的信道衰落系数分别用h₁(t)和h₂(t)表示。假定衰落系数在两个连续符号发射周期之间不变，则可以表示为

$h_1\left(t\right)=h_1(t+T)=h_1=\left|h_1\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_1}---\left(5a\right)$

$h_2\left(t\right)=h_2(t+T)=h_2=\left|h_2\right|e^{j{\mathrm{\θ}}_2}---\left(5b\right)$

其中，|h_i|和θ_i(i＝1，2)分别是发射天线i到接收天线的幅度增益和相移，T为符号周期。

在接收天线端，则相应的接收信号在t和t+T时刻可以表示为：

r₁＝r(t)＝h₁x₁+h₂x₂+n₁                (6a)

$r_2=r(t+T)=h_1{x}_2^{*}+h_2{x}_1^{*}+n_2---\left(6b\right)$

其中，n₁和n₂分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声的取样，二者为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2。

定义接受信号向量 $r=[r_1,r_2^{*}],$ 编码向量x＝[x₁，x₂]^T，噪声向量n＝[n₁，n₂]^T，则接收信号可以改写成矩阵形式：

r＝Hx+n                               (7)

其中，H为信道矩阵。

$H=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\\ h_2^{*}& -h_1^{*}\end{array}\right]---\left(8\right)$

容易证明，H为正交矩阵，即 $H=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right|}^2{I}_2.$ 由于正交空时分组码编码矩阵的正交性，使得信道矩阵也具有正交性，这是正交空时分组码的一个重要特性，大大简化了其解码过程。

但是，Alamouti方案的接收机要求完全得到信道衰落系数h₁和h₂，其解码器需要采用信道衰落系数h₁和h₂进行解码。假定调制星座图中所有信号都是等概率的，最大似然解码器对所有可能的

和

值，从信号调制星座图中选择一对信号

使下面的距离量度最小：

$d^2(r_1,h_1{\hat{x}}_1+h_2{\hat{x}}_2)+d^2(r_2,-h_1{\hat{x}}_1^{*}+{\hat{h}}_2{\hat{x}}_1^{*})={|r_1-h_1{\hat{x}}_1-h_2{\hat{x}}_2|}^2+{|r_2+h_1{\hat{x}}_1^{*}-{\hat{h}}_2{\hat{x}}_1^{*}|}^2---\left(9\right)$

将信道矩阵式(8)代入接收信号公式，最大似然解码可以表示为：

$({\hat{x}}_1,{\hat{x}}_2)=\arg \underset{({\hat{x}}_1,{\hat{x}}_2)\∈C}{\min }({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2-1)({\left|{\hat{x}}_1\right|}^2+{\left|{\hat{x}}_2\right|}^2)+d^2({\tilde{x}}_1,{\hat{x}}_1)+d^2({\tilde{x}}_2,{\hat{x}}_2)---\left(10\right)$

其中C为调制符号对

所有可能的集合，和

是通过合并接收信号以及CSI构造产生的两个判决统计：

${\tilde{x}}_1=h_1^{*}{r}_1+h_2{r}_2^{*}---\left(11a\right)$

${\tilde{x}}_2=h_2^{*}{r}_1+h_1{r}_2^{*}---\left(11b\right)$

令 $\tilde{x}=[{\tilde{x}}_1,{\tilde{x}}_2],$ 有

$\tilde{x}=H^{H}r---\left(12\right)$

将r＝Hx+n代入其中，有

$\tilde{x}=H^H(\mathrm{Hx}+n)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right|}^{2}x+\mathrm{Hn}---\left(13\right)$

由此可见，Alamouti方案接收机需要知道确切的信道信息，需要接收机对空间信道进行参数估计，这使得MIMO接收机的实现复杂，成本高。

现有2发1收和2发2收MIMO空时编解码系统均需要接收机知道确切的信道信息，均需要接收机对空间信道进行参数估计，这使得MIMO接收机的实现复杂，成本高，这对于MIMO移动台的实现是非常困难的。

发明内容

为解决现有MIMO空时编解码技术存在的问题，本发明提出无需信道估计和信道信息的2发1收和2发2收MIMO空时编解码系统，根据本发明提出的编解码系统，MIMO接收机在进行空时解码时，不需要信道信息，进而不需要复杂的信道估计子系统。本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种无需信道信息的2发1收MIMO机空时编解码系统，它包括：编码器端、单天线接收机。其中，编码器端由信息源、调制器、编码器、发射天线1和发射天线2组成；单天线接收机包括：一个接收天线、接入有缓存器的上支路、接入有电子开关的下支路、信号组合器和判决器1、判决器2。

信息源传送的信息比特经调制器调制后送入编码器进行编码处理，经编码器编码后由发射天线1和发射天线2发射出去；接收器端接收天线接收到发射天线1和发射天线2发射来的待解码信号，前一时隙的接收信号经上支路的缓存器被缓存，后一时隙下支路电子开关闭合，接收信号经下支路送入信号组合器与缓存器中前一时隙的接收信号组合进行计算，将信号组合器计算结果分别送入判决器1和判决器2解码信号，得到分集增益并进行噪声对消后的解码信息比特。

一种无需信道信息的2发1收MIMO机空时编解码方法，该方法包括：

步骤1调制编码阶段，首先假设用有2^b个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据空时分组码编码矩阵

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right]---\left(1b\right)$

从而生成2个长度为2的并行序列。

步骤2发射阶段，将步骤中调制编码后的并行序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第一时隙，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二时隙，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射。

步骤3接收阶段，接收天线负责接收发射天线发射的信号，相应的接收信号在t和t+T时刻表示为：

r₁＝r(t)＝h₁x₁+h₂x₂+n₁               (6a)

r₂＝r(t+T)＝h₁x₁-h₂x₂+n₂             (6b)

其中，n₁和n₂分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，二者为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2。

步骤4组合计算阶段，其一，第1时隙，接收信号r(t)在第1时隙为r₁，r₁经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开，r₁不能通过下支路；其二，第2时隙，接收信号r(t)在第2时隙为r₂，第2时隙时下支路的电子开关闭合，r₂通过下支路进入信号组合器与缓存的r₁进行组合计算，令

z₁＝r₁+r₂                            (14a)

z₂＝r₁-r₂                            (14b)

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂。

步骤5应用判决器进行解码阶段，令

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}

组合计算结果z₁和z₂经判决器解码，得到x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right]---\left(15a\right)$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right]---\left(15b\right)$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right]---\left(15c\right)$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right]---\left(15d\right)$

一种2发2收MIMO机空时编解码系统，其包括：编码器端和单天线接收机。其中，编码器端由信息源、调制器、编码器、发射天线1和发射天线2组成；单天线接收机包括：接收天线1、接收天线2、接入有缓存器的上支路、接入有电子开关的下支路、信号组合器和判决器1、判决器2。

信息源传送的信息比特经调制器调制后送入编码器进行编码处理，经编码器编码后由发射天线1和发射天线2将编码信号发射出去；接收器端接收天线1和接收天线2分别接收到发射天线1和发射天线2发射来的待解码信号，前一时隙的接收信号经上支路的缓存器被缓存，后一时隙的接收信号抵达时，下支路电子开关闭合，接收信号经下支路送入信号组合器与缓存器中前一时隙的接收信号组合进行计算，将信号组合器计算结果分别送入判决器1和判决器2，经判决器1和判决器解码后，得到分集增益并进行噪声对消后的解码信息。

一种无需信道信息的2发2收MIMO机空时编解码方法，该方法包括：

步骤1调制编码阶段，首先假设用有2^b个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据空时分组码编码矩阵(1b)生成2个长度为2的并行序列。

步骤2发射阶段，将步骤中调制编码后的并行序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第1时隙，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第2时隙，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射。

步骤3接收阶段，接收天线负责接收发射天线发射的信号，相应的接收信号在t和t+T时刻表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(1\right)}\\ n_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]---\left(16a\right)$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& -h_{12}\\ h_{21}& -h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(2\right)}\\ n_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]---\left(16b\right)$

其中n₁ ⁽¹⁾和n₂ ⁽¹⁾，n₁ ⁽²⁾和n₂ ⁽²⁾分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，它们均为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2。

步骤4组合计算阶段，其一，第1时隙，接收信号r(t)在第1时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 不能通过下支路；其二，第2时隙，接收信号r(t)在第2时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right],$ 第2时隙时下支路的电子开关闭合， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ 通过下支路进入信号组合器与缓存的 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 进行组合计算，令

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^a\\ r_2^a\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]---\left(17a\right)$

及

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^b\\ r_2^b\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]---\left(17b\right)$

经

$z_1=r_1^a+r_2^a---\left(18a\right)$

$z_2=r_1^b+r_2^b---\left(18b\right)$

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂。

步骤5应用判决器进行解码阶段，令

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}

组合计算结果z₁和z₂经判决器解码，得到x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right]$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right]$

本发明的有益效果

本发明提出无需信道估计和信道信息的2发1收和2发2收MIMO空时编解码系统，根据本发明的MIMO接收机在进行空时解码时，不需要信道信息，进而不需要复杂的信道估计子系统，从而大大降低了系统复杂度和系统实现成本，由于其可有效提高无线频谱的利用率和数据传输速率，在这使得该系统在无线局域网和无线城域网中具有广泛的应用前景。

附图说明

图1为现有技术中空时编码系统实现框图；

图2为现有技术的Alamouti编码器模型；

图3为Alamouti方案接收机；

图4为本发明的2发1收MIMO系统编码器模型；

图5为本发明方案的单天线接收机；

图6为本发明方案的双天线接收机；

图7为本发明方案的单天线接收机的误码率曲线，其中，横轴为信噪比(SNR)，纵轴为误码率；

图8为本发明方案的双天线接收机的误码率曲线，其中，横轴为信噪比(SNR)，纵轴为误码率。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

在以下两个具体实施例中，通过两个系统仿真实验进一步说明本发明提出的系统与方法的有益效果。在下面的两个实施例中，信道参数随机变化，但接收机不知道信道参数，未用信道参数解码，而仅采用本发明的接收机方案进行解码。

实施例1：参看图4，采用图4中本发明方案所设计的具有2个发射天线的空时编码器，假设用有4个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组4个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂。用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据本发明空时分组码编码矩阵

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right]$

生成2个长度为2的并行序列。这些序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第一个周期中，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二个符号周期中，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射。在本实施例的仿真实验中，每数据帧有1000个符号x₁和x₂，每SNR点取10000数据帧。

接收机采用图5本发明方案的双天线接收机，得到的接收机的误码率曲线如图7所示。如图5所示出的本发明方案接收机可以获得分集增益并进行噪声对消，令

$z_1=r_1+r_2=2h_1{x}_1+n_1+n_2=2h_1{x}_1+{\stackrel{\‾}{n}}_1---\left(19a\right)$

$z_2=r_1-r_2=2h_2{x}_2+n_1-n_2=2h_2{x}_2+{\stackrel{\‾}{n}}_2---\left(19b\right)$

又因为信道噪声通常为高斯白噪声，两噪声求和或相减意味着噪声减半， $n_1+n_2={\stackrel{\‾}{n}}_1\≈n_1/2,$ $n_1-n_2={\stackrel{\‾}{n}}_2\≈n_2/2,$ 所以

z₁＝2h₁x₁+n₁/2           (20a)

z₂＝2h₂x₂+n₂/2          (20b)

由式(20a)和(20b)可知，本发明单天线接收机获得了4h₁和4h₂分集增益，这4h₁和4h₂分集增益可大大降低接收机的误码率。

由图7可见，尽管本发明方案的单天线接收机无信道估计，且未采用信道矩阵进行解码，但是，仍获得了很好的误码率曲线，特别地，在SNR＞18dB后，误码率为0。

实施例2：如图4所示，本实施例采用图4中示出的本发明方案所设计的具有2个发射天线的空时编码器，假设用有4个星座点的星座图进行调制，在每一次编码操作中，将一组4个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂。用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据本发明空时分组码编码矩阵

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right],$

生成2个长度为2的并行序列。这些序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第一个周期中，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二个符号周期中，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射。在本实施例的仿真实验中，每数据帧有1000个符号x₁和x₂，每SNR点取10000数据帧。

接收机采用图6所示的本发明方案的双天线接收机，得到的接收机的误码率曲线如图8所示。图6所示出的本发明双天线接收机方案可以获得分集增益并进行噪声对消，令

$z_1=r_1^a+r_2^a=2(h_{11}+h_{12})x_1+n_1^{\left(1\right)}+n_1^{\left(2\right)}+n_2^{\left(1\right)}+n_2^{\left(2\right)}---\left(21a\right)$

$z_2=r_1^a-r_2^a=2(h_{21}+h_{22})x_2+n_1^{\left(1\right)}+n_1^{\left(2\right)}-n_2^{\left(1\right)}-n_2^{\left(2\right)}---\left(22b\right)$

因为信道噪声通常为高斯白噪声，

$n_1^{\left(1\right)}+n_1^{\left(2\right)}+n_2^{\left(1\right)}+n_2^{\left(2\right)}\≈n_1^{\left(1\right)}/4,$

$n_1^{\left(1\right)}+n_1^{\left(2\right)}-n_2^{\left(1\right)}-n_2^{\left(2\right)}\≈n_2^{\left(1\right)}/4$

所以

$z_1=2(h_{11}+h_{12})x_1+n_1^{\left(1\right)}/4---\left(22a\right)$

$z_2=2(h_{21}+h_{22})x_2+n_2^{\left(1\right)}/4---\left(22b\right)$

由式(22a)和(22b)可知，根据本发明的双天线接收机获得了8(h₁₁+h₁₂)和8(h₂₁+h₂₂)分集增益，这8(h₁₁+h₁₂)和8(h₂₁+h₂₂)分集增益可大大降低接收机的误码率。

由图8可见，尽管本发明方案的双天线接收机无信道估计，且未采用信道矩阵进行解码，但是，仍获得很好的误码率曲线，特别地，在SNR＞14dB后，误码率为0。

Claims (4)

1.一种无需信道信息的2发1收MIMO机空时编解码系统，其特征在于，包括：空时编码器端、单天线空时接收机，其中，空时编码器端由信息源、调制器、空时编码器、发射天线1和发射天线2组成；单天线空时接收机包括：一个接收天线、接入有缓存器的上支路、接入有电子开关的下支路、信号组合器和判决器1、判决器2；所述空时编解码系统各组成部分的工作过程如下：

发射过程：空时编码器首先用有2^b个星座点的星座图对2b个信息比特进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，然后用空时编码器对2个调制信号进行编码，经调制器调制后送入空时编码器进行编码处理，编码矩阵为：

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right],$

由编码矩阵生成2个长度为2的并行信号序列；这些信号序列在2个时隙内通过2根天线发射出去：在第一个时隙，信号序列x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二个时隙，信号序列x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射；

接收过程：单天线接收机的接收天线接收到发射天线1和发射天线2发射来的待解码信号，相应的接收信号在t和t+T时刻表示为：

r₁＝r(t)＝h₁x₁+h₂x₂+n₁

r₂＝r(t+T)＝h₁x₁-h₂x₂+n₂

其中n₁和n₂分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，它们均为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2；单天线空时接收机的接收信号r(t)在第1时隙为r₁，r₁经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开，r₁不能通过下支路；接收信号r(t)在第2时隙为r₂，第2时隙时下支路的电子开关闭合，r₂通过下支路进入信号组合器与缓存的r₁进行组合计算，令：

z₁＝r₁+r₂

z₂＝r₁-r₂

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂；将信号组合器计算结果分别送入判决器1和判决器2进行信号解码，令：

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}，

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}；

单天线空时接收机的判决器进行解码，得到分集增益并进行噪声对消后的解码信息比特x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right],$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right],$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right],$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right].$

2.一种无需信道信息的2发1收MIMO空时编解码方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：调制编码阶段，空时编码器端首先用有2^b个星座点的星座图对2b个信息比特进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，然后用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据空时分组码编码矩阵：

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right]$

生成2个长度为2的并行序列；

步骤2：发射阶段，将步骤中调制编码后的并行序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第一时隙，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二时隙，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射；

步骤3：接收信号阶段，单天线空时接收机的接收天线负责接收发射天线发射的信号，相应的接收信号在t和t+T时刻表示为：

r₁＝r(t)＝h₁x₁+h₂x₂+n₁

r₂＝r(t+T)＝h₁x₁-h₂x₂+n₂

其中，n₁和n₂分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，二者为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2；

步骤4：单天线空时接收机的组合计算阶段，其一，第1时隙，接收信号r(t)在第1时隙为r₁，r₁经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开，r₁不能通过下支路；其二，第2时隙，接收信号r(t)在第2时隙为r₂，第2时隙时下支路的电子开关闭合，r₂通过下支路进入信号组合器与缓存的r₁进行组合计算，令：

z₁＝r₁+r₂

z₂＝r₁-r₂

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂；

步骤5：单天线空时接收机的判决器进行解码阶段，令：

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}，

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}，组合计算结果z₁和z₂经判决器解码，得到x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right],$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right],$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right],$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right].$

3.一种无需信道信息的2发2收MIMO机空时编解码系统，其特征在于，包括：编码器端和双天线空时接收机，其中，编码器端由信息源、调制器、空时编码器、发射天线1和发射天线2组成；双天线空时接收机包括：接收天线1、接收天线2、接入有缓存器的上支路、接入有电子开关的下支路、信号组合器和判决器1、判决器2；该空时编解码系统各组成部件之间的工作过程如下：

发射过程：信息源传送的信息比特经调制器调制后送入空时编码器进行编码处理，空时编码器首先用有2^b个星座点的星座图对2b个信息比特进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，然后用空时编码器对2个调制信号进行编码，编码矩阵为：

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right],$

由编码矩阵生成2个长度为2的并行信号序列；这些信号序列在2个时隙内通过2根天线发射出去：在第一个时隙，信号序列x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第二个时隙，信号序列x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射；

接收过程：双天线空时接收机的接收天线接1和接收天线2分别接收到发射天线1和发射天线2发射来的待解码信号，

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(1\right)}\\ n_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& -h_{12}\\ h_{21}& -h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(2\right)}\\ n_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

其中

和

和

分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，它们均为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2；

接收信号r(t)在第1时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right],$ $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 不能通过下支路；接收信号r(t)在第2时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right],$ 第2时隙时下支路的电子开关闭合， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ 通过下支路进入信号组合器与缓存的 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 进行组合计算，令：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^a\\ r_2^a\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

及

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^b\\ r_2^b\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

经

$z_1=r_1^a+r_2^a$

$z_2=r_1^b+r_2^b$

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂；将信号组合器计算结果分别送入判决器1和判决器2，组合计算结果z₁和z₂经判决器解码，令：

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}

经判决器1和判决器解码后，得到分集增益并进行噪声对消后的解码信息比特x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right]$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right].$

4.一种无需信道信息的2发2收MIMO机空时编码方法，其特征在于，包括：

步骤1：调制编码阶段，首先用有2^b个星座点的星座图对2b个信息比特进行调制，在每一次编码操作中，将一组2b个信息比特映射到信号星座，以选择2个调制信号x₁和x₂，然后用空时编码器对2个调制信号进行编码，根据空时分组码编码矩阵：

$G_2=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_1\\ x_2& -x_2\end{array}\right]$

生成2个长度为2的并行序列；

步骤2：发射阶段，将步骤1中调制编码后的并行序列在2个时间周期内通过2根天线发射出去：在第1时隙，信号x₁和x₂同时从天线1和2分别发射；在第2时隙，信号x₁和-x₂同时从天线1和2分别发射；

步骤3：接收阶段，双天线空时接收机的接收天线负责接收发射天线发射的信号，相应的接收信号在t和t+T时刻表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(1\right)}\\ n_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& -h_{12}\\ h_{21}& -h_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(2\right)}\\ n_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

其中

和

和分别表示在t和t+T时刻接收的信道加性高斯噪声，它们均为独立同分布的复随机变量，其均值为零、功率谱密度为N₀/2；

步骤4双天线空时接收机的组合计算阶段，其一，第1时隙，接收信号r(t)在第1时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right],$ $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 经上支路在缓存器中缓存，此时下支路的电子开关打开， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 不能通过下支路；其二，第2时隙，接收信号r(t)在第2时隙为 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right],$ 第2时隙时下支路的电子开关闭合， $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$ 通过下支路进入信号组合器与缓存的 $\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]$ 进行组合计算，令：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^a\\ r_2^a\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

及

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^b\\ r_2^b\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(1\right)}\\ r_2^{\left(1\right)}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(2\right)}\\ r_2^{\left(2\right)}\end{array}\right]$

经

$z_1=r_1^a+r_2^a$

$z_2=r_1^b+r_2^b$

由信号组合器根据上两式完成组合计算，并输出组合计算结果z₁和z₂；

步骤5双天线空时接收机的判决器进行解码阶段，令：

x₁＝a₁+jb₁，a₁，b₁∈{0，1}

x₂＝a₂+jb₂，a₂，b₂∈{0，1}

组合计算结果z₁和z₂经判决器解码，得到x₁和x₂如下：

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_1\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_1=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_1\right]$

$\mathrm{Re}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Re}{z}_2\right]$

$\mathrm{Im}{\hat{x}}_2=\mathrm{Sign}\left[\mathrm{Im}{z}_2\right].$

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