CN101505107A - 基于llc串联谐振的低电压应力单级ac-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC－DC变换器，包括由输入滤波电路(E)与整流桥(Q)构成的输入整流滤波电路，由电感(L)、第一开关管(S₁)、第三二极管(D)和第一电容(C)构成的升降压电路，由第一二极管(D_O1)、第二二极管(D_O2)和第三电容(C_O)构成的输出整流滤波电路，和由第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第一电容(C)、第二电容(C_r)、变压器(T)以及漏感(L_r)和励磁电感(L_m)构成的LLC串联谐振逆变电路。本发明实现输入功率因数校正，并实现升压和降压功能，具有宽输出电压调节范围，使用较少的开关管，效率高，成本低，可用作LCD电源。

Description

基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器

技术领域

本发明涉及单级AC-DC变换器技术领域，具体涉及基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器。

背景技术

目前LCD电源广泛采用基于LLC串联谐振的两级AC-DC变换器，如图1所示。在这种方案中，变换器分为两个独立的功率传输级。第一级是功率因数校正级，通过特定的控制策略使得输入电流跟随输入电压波形，使得输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。同时控制电路还对输出电压进行反馈，对输出电压进行初调。第二级是基于LLC串联谐振的DC-DC变换级，第二级对第一级输出电压进行细调，并且所有开关管均实现软开关。两级AC-DC变换器可以获得良好的电气性能，如高功率因数、良好的电压调节性能等。但是电路的元件数多，增加了成本和电路复杂性。

为降低两级AC-DC变换器的成本，近年来提出了多种单级AC-DC变换器。单级AC-DC变换器将功率因数校正级和DC-DC变换级结合成一级，共用开关管，如图2所示的基于LLC串联谐振的单级AC-DC变换器。单级型AC-DC变换器在实现功率因数校正的同时，不用增加功率开关器件数和控制电路就能实现输出电压快速调节，减少了开关器件，简化了电路的复杂性。一般的单级AC-DC变换器通过调节一个开关变量就可以同时实现功率因数校正和输出电压调节功能，但是开关管要承受比较高的电压应力，不适用于宽输入交流电压范围的LCD电源。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术存在的上述不足，提供一种基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其由升降压变换级和基于LLC串联谐振的DC-DC变换级结合而得。本发明通过如下技术方案实现：

基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其包括输入滤波电路E，整流桥Q，电感L，第一电容C，第二电容C_r，第三电容C_O，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第一二极管D_O1，第二二极管D_O2和第三二极管D；输入滤波电路E与整流桥Q构成输入整流滤波电路；电感L、第一开关管S₁、第三二极管D和第一电容C构成升降压电路；第一二极管D_O1、第二二极管D_O2和第三电容C_O构成输出整流滤波电路；电感L的一端与第三二极管D的阴极、整流桥Q的共阴极连接；电感L的另一端与电容C的一端、第一开关管S₁的漏极连接；第一电容C的另一端与第三二极管D的阳极连接，再与第二开关管S₂的源极连接；第一开关管S₁的源极与整流桥Q的共阳极连接，然后再与第二开关管S₂的漏极连接。

上述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，所述第一开关管S₁和第二开关管S₂均集成有体二极管和体电容；变压器T集成有漏感L_r和励磁电感L_m。

上述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一电容C、第二电容C_r、变压器T以及漏感L_r和励磁电感L_m构成LLC串联谐振逆变电路；升降压电路与LLC串联谐振逆变电路共用第一开关管S₁。

上述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，第一开关管S₁的漏极、电感L的一端与第一电容C的一端连接；第一开关管S₁的源极、第二开关管S₂的漏极与第二电容C_r的一端连接，然后再与整流桥Q的共阳极连接；第二开关管S₂的源极、第一电容C的另一端与漏感L_r的一端连接，然后再与第三二极管D的阳极连接；第二电容C_r的另一端与变压器T的同名端连接。

该电路通过控制第一开关管S₁的占空比使得电感L的电流不连续工作从而实现自动功率因数校正的功能，同时实现第一电容C的端电压升压或降压从而限制开关管的电压应力在安全工作范围。该电路通过控制第一开关管S₁和第二开关管S₂的切换频率来调节输出电压。该电路采用LLC串联谐振技术实现所有功率器件的软开关。本发明实现输入功率因数校正，提高输出电压的调节范围以及输入交流电压适用范围，可以降低开关管的电压应力，实现所有功率器件的软开关，提高转换效率。

与现有技术相比本发明具有如下优点和效果：本发明的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器以电感L的电流不连续工作模式实现自动功率因数校正的功能。以电感L、第一开关管S₁、第三二极管D和第一电容C构成升降压电路，当该电路工作于降压模式时第一电容C的端电压低于输入电压V_in的幅值，从而可以降低第一电容C、第一开关管S₁和第二开关管S₂的电压应力。第一开关管S₁和第二开关管S₂、第一电容C和第二电容C_r、变压器T以及T集成的漏感L_r和励磁电感L_m构成LLC串联谐振逆变电路，实现所有开关管的软开关。升降压电路与LLC串联谐振逆变电路共用开关管S₁。本发明实现输入功率因数校正，并实现升压和降压功能，具有宽输出电压调节范围，使用较少的开关管，效率高，成本低，可用作LCD电源。

附图说明

图1是现有的基于LLC串联谐振的两级AC-DC变换器；

图2是现有的基于LLC串联谐振的单级AC-DC变换器；

图3是本发明的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器实例图；

图4a～图4i是实施方式中一个开关周期内不同阶段的工作过程图；

图5是本发明在一个开关周期内的工作波形；

图6是本发明在工频模式下的主要波形；

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施方式作进一步描述。

基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，包含：

输入滤波电路E，整流桥Q，电感L，电容C和CO，两个开关管S₁和S₂，二极管D、D_O1和D_O2，D₁和C₁分别是开关管S₁集成的体二极管和体电容，D₂和C₂分别是开关管S₂集成的体二极管和体电容，L_r和L_m分别是变压器T集成的漏感和励磁电感；

输入滤波电路E与整流桥Q构成输入整流滤波电路；

电感L、开关管S₁、二极管D和电容C构成升降压电路；

开关管S₁和S₂、电容C和C_r、变压器T以及T集成的漏感L_r和励磁电感L_m构成LLC串联谐振逆变电路；

二极管D_O1、D_O2和电容C_O构成输出整流滤波电路。

参考图3，输入交流电源通过滤波电路E和整流桥Q给AB端供电，AB端电压为正弦半波。电感L、开关管S₁、二极管D和电容C构成升降压电路。开关管S₁和S₂、电容C和C_r、变压器T以及T集成的漏感L_r和励磁电感L_m构成LLC串联谐振逆变电路。二极管D_O1、D_O2和电容C_O构成输出整流滤波电路。升降压电路与LLC串联谐振逆变电路共用开关管S₁。电感L的一端与二极管D的阴极、整流桥Q的共阴极连接(A端)。电感L的另一端与电容C的一端、开关管S₁的漏极连接。电容C的另一端、二极管D的阳极、开关管S₂的源极与漏感L_r的一端连接。开关管S₁的源极、S₂的漏极、电容C_r的一端与整流桥Q的共阳极(B端)连接。电容C_r的另一端与变压器T的同名端连接。变压器T的二次侧绕组N₁异名端与N₂同名端连接，然后与输出端负极连接。N₁同名端与二极管D_O1的阳极连接。N₂异名端与二极管D_O2的阳极连接。D_O1的阴极与D_O2的阴极连接，然后与输出端正极连接。D₁和C₁分别是开关管S₁集成的体二极管和体电容，D₂和C₂分别是开关管S₂集成的体二极管和体电容，L_r和L_m分别是变压器T集成的漏感和励磁电感。

图4a～图4i给出了本发明的电路工作过程，图5给出了本发明在一个开关周期内的工作波形，图6给出本发明在工频模式下的主要波形。

(1)在一个开关周期内的电路工作过程，图4a～图4i分别对应如下各个阶段：

阶段1(t₀～t₁)，：t₀时刻开关管S₁和S₂关断，电感L_m的电流iL_m与谐振电流i_Lr相等，变压器一次侧电流i_p为零，输出被变压器隔离，输出整流二极管D_O1和D_O2反偏截止，输出电容C_O放电并给负载供电。谐振电流i_Lr对S₂的体电容C₂充电，同时为S₁的体电容C₁放电。当C₁放电结束时，S₁上的体二极管D₁导通，阶段1工作状态结束。

阶段2(t₁～t₂)：t₁时刻，S₂关断，体二极管D₁导通，为S₁的ZVS导通创造条件。此时i_p＝i_Lr-i_Lm，电感L_m的反电动势V_Lm逐渐上升。t_2’时刻V_Lm＝nV_O，此时输出整流二极管D_O1导通，变压器一次侧电压被钳位在nV_O，L_m在此电压下线性充电，不参与谐振。当谐振电流i_Lr上升至0时，阶段2工作状态结束。

阶段3(t₂～t₃)：S₁在阶段2时已加上门极驱动信号，在t₂时刻，谐振电流i_Lr由负变正时，S₁正向导通，电感L在输入电压V_AB下线性充电，输出整流二极管D_O1导通，变压器一次侧电压被钳位在nV_O，L_m在此电压下线性充电，不参与谐振，能量由电容C传递到V_O。当i_Lm等于谐振电流i_Lr时，阶段3结束。

阶段4(t₃～t₄)：t₃时刻，i_Lm等于谐振电流i_Lr，L_m参与谐振，输出整流二极管D_O1反偏截止，输出电容C_O放电并给负载供电。电感L继续在输入电压V_AB下线性充电。

阶段5(t₄～t₅)：t₄时刻，S₁和S₂关断，输出整流二极管D_O1和D_O2反偏截止，输出电容C_O放电并给负载供电，谐振电流i_Lr对体电容C₁充电，同时为体电容C₂放电。电感L在电压(V_AB-V_C1)下充电。当C₂放电结束时，S₂上的体二极管D₂导通，阶段5工作状态结束。

阶段6(t₅～t₆)：t₅时刻，体二极管D₂导通，为S₂的ZVS导通创造条件。电感L在电压V_C下放电并给电容C充电。此时i_p＝i_Lr-i_Lm，电感L_m的反电动势V_Lm逐渐上升。t_6’时刻V_Lm＝-nV_O，此时输出整流二极管D_O2导通，变压器一次侧电压被钳位在-nV_O，L_m在此电压下反向线性充电，不参与谐振。当谐振电流i_Lr下降至0时，阶段6工作状态结束。

阶段7(t₆～t₇)：S₂在阶段6时已加上门极驱动信号，在t₆时刻，谐振电流i_Lr由正变负时，S₂正向导通，输出整流二极管D_O2导通，变压器一次侧电压被钳位在-nV_O，L_m在此电压下反向线性充电，不参与谐振，谐振电流流经L_m和变压器一次侧，传递能量至V_O。电感L在电压V_C下继续放电并给储能电容C_d充电，当电感电流i_L下降到零时，D反偏截止，阶段7结束。

阶段8(t₇～t₈)：t₇时刻，电感电流i_L下降到零时，D反偏截止，谐振电流继续流经L_m和变压器一次侧，传递能量至V_O。当i_Lm等于谐振电流i_Lr时，阶段8结束。

阶段9(t₈～t₉)：t₈时刻，i_Lm等于谐振电流i_Lr，L_m参与谐振，输出整流二极管D_O2反偏截止，输出电容C_O放电并给负载供电。

(2)升降压变换级的工作原理

t₂～t₄阶段电感在输入电压V_AB下线性充电，电流的增量为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1}=\frac{V_{\mathrm{AB}}}{L}(t_4-t_2)=\frac{V_{\mathrm{AB}}}{L}{D}_{\mathrm{ON}}T---\left(1\right)$

其中D_ON是开关管S₁的导通占空比，T是开关周期。

t₄～t₅阶段电感在输入电压(V_AB-V_C1)下线性充电，电流的增量为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L2}={\∫}_{t_4}^{t_5}\frac{V_{\mathrm{AB}}-V_{C1}}{L}\mathrm{dt}---\left(2\right)$

t₅～t₆阶段电感在输入电压V_C下线性放电，电流的增量为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L3}=-\frac{V_C}{L}(t_6-t_5)=-\frac{V_C}{L}{T}_{\mathrm{OFF}}---\left(3\right)$

其中D_OFF是电感L放电的占空比。

当电路工作于电感电流i_L断续模式时，有Δi_L1+Δi_L2＝|Δi_L3|。由于t₄～t₅阶段时间非常短，此阶段电流i_L的增量可以忽略，由此可得

$\frac{V_C}{V_{\mathrm{AB}}}=\frac{D_{\mathrm{ON}}}{D_{\mathrm{OFF}}}---\left(4\right)$

V_AB的幅值等于电源V_in的幅值，因此得

$\frac{V_C}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{D_{\mathrm{ON}}}{D_{\mathrm{OFF}}}---\left(5\right)$

由式(5)可知当D_ON>D_OFF时，V_C>V_in；当D_ON<D_OFF时，V_C<V_in。通过控制占空比可以对电容C的端电压进行初调，而且减小占空比D_ON可以有效的控制电容C的端电压低于输入电压幅值，从而降低了开关管S₁和S₂的电压应力。

(3)输入功率因数校正原理

由于电感电流i_L断续，在MOSFET管S₁的每个导通阶段i_L电流峰值与这个导通阶段输入电压V_CAB(V_CAB＝|V_in|)的平均值成比例，又因为每个导通阶段的电压平均值是正弦变化的，所以输入电流的峰值也是正弦变化的。而且电感电流脉冲总是从零开始，所以它们的平均值也是正弦变化的，如图6所示。所有交流电流脉冲组成了波形包含了50或60Hz频率的基波和开关频率分量，经过L_in、C_in滤波电路E得正弦输入电流i_Lin。

Claims (4)

1、基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其特征在于包括输入滤波电路(E)，整流桥(Q)，电感(L)，第一电容(C)，第二电容(C_r)，第三电容(C_O)，第一开关管(S₁)，第二开关管(S₂)，第一二极管(D_O1)，第二二极管(D_O2)和第三二极管(D)；输入滤波电路(E)与整流桥(Q)构成输入整流滤波电路；电感(L)、第一开关管(S₁)、第三二极管(D)和第一电容(C)构成升降压电路；第一二极管(D_O1)、第二二极管(D_O2)和第三电容(C_O)构成输出整流滤波电路；电感(L)的一端与第三二极管(D)的阴极、整流桥(Q)的共阴极连接；电感(L)的另一端与电容(C)的一端、第一开关管(S₁)的漏极连接；第一电容(C)的另一端与第三二极管(D)的阳极连接，再与第二开关管(S₂)的源极连接；第一开关管(S₁)的源极与整流桥(Q)的共阳极连接，然后再与第二开关管(S₂)的漏极连接。

2、根据权利要求1所述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)均集成有体二极管和体电容；变压器(T)集成有漏感(L_r)和励磁电感(L_m)。

3、根据权利要求2所述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其特征在于，第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第一电容(C)、第二电容(C_r)、变压器(T)以及漏感(L_r)和励磁电感(L_m)构成LLC串联谐振逆变电路；升降压电路与LLC串联谐振逆变电路共用第一开关管(S₁)。

4、根据权利要求3所述的基于LLC串联谐振的低电压应力单级AC-DC变换器，其特征在于，第一开关管(S₁)的漏极、电感(L)的一端与第一电容(C)的一端连接；第一开关管(S₁)的源极、第二开关管(S₂)的漏极与第二电容(C_r)的一端连接，然后再与整流桥(Q)的共阳极连接；第二开关管(S₂)的源极、第一电容(C)的另一端与漏感(L_r)的一端连接，然后再与第三二极管(D)的阳极连接；第二电容(C_r)的另一端与变压器(T)的同名端连接。

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