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CN101297465A - 功率变换器 - Google Patents

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CN101297465A CNA2006800400084A CN200680040008A CN101297465A CN 101297465 A CN101297465 A CN 101297465A CN A2006800400084 A CNA2006800400084 A CN A2006800400084A CN 200680040008 A CN200680040008 A CN 200680040008A CN 101297465 A CN101297465 A CN 101297465A
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Koninklijke Philips Electronics NV
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Abstract

一种功率变换器，其包括：第一可控开关(M2)的第一主电流路径与第二可控开关(M3)的第二主电流路径的串联设置。该串联设置被设置成接收DC输入电压(V1)。电感(L)与电容(2)的串联设置被设置成与第二主电流路径并联。耦合到电感(L)的输出节点(N0)提供所述功率变换器的输出电压(V0)。该功率变换器还包括用于改变所述电容(2)的装置(M1)。控制器(1)利用可变重复频率(fr)来控制第一可控开关(M2)和第二可控开关(M3)以便稳定所述输出电压(V0)，并且控制所述用于改变的装置(M1)以根据所述功率变换器的输出功率来改变所述电容(2)或所述电感(L)。

Description

功率变换器
技术领域
本发明涉及一种功率变换器、一种具有不同功率模式并且包括所述功率变换器的设备以及一种控制所述功率变换器的方法。
背景技术
通常来说，谐振LLC功率变换器包括两个MOSFET的串联设置，在该串联设置的两端提供DC输入电压。所述LLC功率变换器还包括变压器的初级绕组和电容器的串联设置，该串联设置被设置成与其中一个所述MOSFET并联。所述变压器具有次级绕组，所述次级绕组通过整流器给负载提供DC电压。控制器以可变的重复频率来控制第一和第二可控开关，以便稳定负载两端的输出电压。
例如在2002年公布的编号为EN 3122 785 12770的“PhilipsElectronics Service Manual of Chassis FM24AA”中从第EN93页开始公开了这种LLC功率变换器。
这种LLC功率变换器所能提供给负载的峰值功率电平由所述变压器所形成的电感的电感值以及所述电容器的电容决定。提高所述功率变换器的峰值功率的一种可能性是增大所述电容或电感。然而，增大所述电容的缺点在于，所述功率变换器中的损耗也增大，并且该功率变换器中的组件的尺寸必须被确定成能够应对这些更高的损耗。增大所述电感的缺点在于，所述变压器变得更大并且成本更高。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种在无需尺寸过大的组件的情况下提供大峰值功率的功率变换器。
本发明的第一方面提供一种如权利要求1所述的功率变换器。本发明的第二方面提供一种如权利要求10所述的设备，该设备包括操作在不同功率模式下的电路以及所述功率变换器。本发明的第三方面提供一种如权利要求11所述的控制功率变换器的方法。在从属权利要求中限定了有利实施例。
根据本发明的第一方面的功率变换器包括第一可控开关的第一主电流路径和第二可控开关的第二主电流路径的串联设置。在该串联设置的两端提供DC输入电压。把电感与电容的串联设置与所述第二主电流路径并联。把提供该功率变换器的输出电压的输出节点耦合到所述电感。该电感可以是由单一电感器表示的线圈，或者是从变压器的初级侧看去的该变压器的电感。从变压器的初级侧看去的该变压器的电感可以由磁化电感器与泄漏电感器的串联设置表示。如果使用了变压器，则所述输出节点被耦合到该变压器的次级绕组。所述线圈或变压器的电感与所述电容器的电容形成谐振电路。
控制器以可变的重复频率控制所述第一和第二可控开关，以便稳定所述功率变换器的输出电压。该控制器根据该功率变换器的所需峰值输出功率来控制所述电容或所述电感。可以利用输出端处的电流传感器来感测所述输出功率，但是可替换地，也可以使用表示所述输出功率的其他信号，正如下面将关于相关从属权利要求所阐述的那样。优选地，所述功率变换器是LLC变换器。
电容器的电容值和/或电感器的电感值被选择成适合将被提供的实际峰值功率。因此，根据将被提供的输出功率来自动改变所述功率变换器的尺寸，以便满足所需峰值电流。由于只能在短时间段内提供所述峰值电流，因此所述组件关于其热属性的尺寸由将被提供的平均功率决定。与此相对，在现有技术LLC功率变换器中，所述电容和所述电感具有固定值，该固定值被选择成使得可以提供最高峰值功率。因此，虽然在长时间段内所提供的功率远低于所述峰值功率，但是由于所述电容器的高电容值所导致的开关损耗持续存在。因此，所述功率变换器的效率并不是最优的，并且所述组件的尺寸必须过大以便能够应对所述开关损耗。
必须注意到，US 6,621,718公开了一种功率变换器，该功率变换器具有操作在固定频率下的振荡器以及耦合到该振荡器的谐振电路。该功率变换器通过控制该谐振电路的谐振而不是通过改变所述操作频率来稳定其输出电压，因此其操作方式与本发明完全不同。
在如权利要求2所述的一个实施例中，电容是第一与第二电容器的并联设置或者是第一与第二电容器的串联设置。控制器通过控制开关来改变所述电容，该开关把第二电容器与第一电容器并联连接，或者如果第二电容器被设置成与第一电容器串联的话则把该第二电容器短路。但是可替换地，也可以使用具有可变电容的组件。可以按照类似的方式改变所述电感。
在如权利要求4所述的一个实施例中，被设置成与所述电容器串联的所述电感器包括或者就是变压器的初级绕组。所述负载被耦合到该变压器的次级绕组。
在如权利要求5所述的一个实施例中，控制器接收到指示所述负载的功率模式的命令。如果所述功率模式表明所述负载的功率消耗高于预定水平，则增大所述电容或电感。在这种应用中，所述负载的功率模式是已知的。
在如权利要求6所述的一个实施例中，负载是消耗功率的电路或设备，其具有作为待机模式的第一功率模式以及作为正常操作模式的第二模式。用户可以在所述正常模式与所述待机模式之间切换所述电路或设备。根据用户选择，控制器控制所述电容或电感，从而使得所述电容或电感在低功率待机模式期间的值低于在高功率正常操作模式下的值。例如，具有待机模式的设备可以是电视机，其具有低功率待机模式和操作模式。在所述高、低功率模式之间的切换可以由其他外部信号来控制。例如，在与基站进行通信的移动电话中，该移动电话的输出功率可以由该基站来设置。
在如权利要求7所述的一个实施例中，控制器具有用来接收DC输入电压的输入端，以便在所述DC输入电压下降到预定电平以下时增大所述电容或电感。在高DC输入电压电平下，所述功率变换器能够提供高峰值输出功率。如果所述DC输入电压下降，所述最大峰值输出功率也下降。在DC输入电压的特定值以下，可以增大所述电容或电感，以便提高可由所述功率变换器提供的峰值功率。
在如权利要求8所述的一个实施例中，如果重复频率下降到预定频率以下，则控制器增大所述电容或所述电感。因此，所述谐振频率降低，并且更高的峰值输出功率是可能的。
在如权利要求9所述的一个实施例中，控制器包括频率限制器，该频率限制器把重复频率限制到预定的最小值。误差放大器接收输出电压和参考电平，以便确定该输出电压是否越过该参考电平。限幅(clipping)检测器接收该误差放大器的输出信号，以便检测出该输出信号的限幅。如果该限幅检测器检测到被限幅的输出信号，则所述控制器增大所述电容或电感。因此，如果所述功率变换器的开关频率达到所述最小值，则增大所述电容或电感以降低所述谐振频率，并且该功率变换器能够提供更高的峰值功率。
所述最小重复频率等于或者略高于所述实际谐振频率，以便防止所述功率变换器进入所谓的电容性模式。在该功率变换器提供其最大峰值功率的时刻，所述重复频率等于所述最小重复频率。现在，误差放大器进行限幅，该限幅可以很容易被检测到并且被用来作为用于增大所述电容或电感的触发。
参照下面描述的各实施例，本发明的这些和其他方面将变得显而易见。
附图说明
在附图中：
图1示出了根据本发明的LLC变换器的一个实施例的示意性方框图；
图2示出了用于改变所述LLC变换器的谐振电容的一个替换实施例的电路图；
图3示出了用于响应于所述变换器的DC输入电压的电平来改变所述谐振电容的电路的示意性电路图；
图4示出了根据所述变换器的重复频率来改变所述谐振电容的方框图；
图5示出了重复频率范围以便阐述图4中示出的电路的操作；
图6示出了根据所述误差放大器的限幅来改变所述谐振电容的方框图；以及
图7示出了重复频率范围以便阐述图6中示出的电路的操作。
应当注意到，在不同附图中具有相同附图标记的项目具有相同的结构特征和相同的功能，或者是相同的信号。在已经解释了这种项目的功能和/或结构的情况下，没有必要在详细描述中对其进行重复解释。
具体实施方式
图1示出了根据本发明的LLC变换器的一个实施例的示意性方框图。在所述LLC变换器中的缩写LLC表示电感器、电感器和电容器。如图1中所示，该LLC变换器的LLC部分由电感器L1和L2以及电容器C1的串联设置形成。电感器L1表示泄漏电感，电感器L2表示变压器的磁化电感。负载L0通过可选的整流器电路RE与电感器L2并联耦合。如果使用线圈来替换所述变压器，则电感L1不存在。所述整流器电路RE可以包括单一二极管、完整桥接器或者任何其他适当的整流元件或电路。所述LLC变换器在所述负载两端的输出电压由V0表示。
电感器L1被设置在节点N1与N2之间。电感器L2被设置在节点N2与N3之间。电容器C1被设置在节点N3与N4之间。所述LLC变换器还包括两个主开关M2和M3，它们的主电流路径被串联设置以便接收DC输入电压V1。所述两条主电流路径的结合点是节点N1，并且主开关M3被设置在节点N1与N4之间。控制电路10具有两个输出端，以用于分别把开关信号CS2和CS3提供到所述两个主开关M2和M3。该控制电路10交替地把所述主开关M2和M3接通及关断。所述主开关M2和M3的正确开关在本领域中是公知的。所述电感器L1、L2与所述电容器C1形成谐振电路，该谐振电路在特定谐振频率fr1下谐振，该谐振频率由所述电感器L1和L2所形成的电感以及所述电容器C1的电容决定。
正如本领域中所公知的那样，所述控制电路10接收所述输出电压V0(该输出电压通常被接入以获得适当的电平)，以便控制所述主开关M2和M3的重复频率fr，从而稳定所述输出电压。通常来说，所述LLC变换器的重复频率fr被选择成高于所述谐振频率fr1，以便把该变换器保持在其电感性模式下，并且防止其改变到所述电容性模式。如果所述LLC变换器提供其最大功率，则所述重复频率fr与所述谐振频率fr1完全相同或者几乎完全相同。如果所述输出功率降低，则所述控制电路提高所述重复频率fr，以便降低由所述电感与所述电容所形成的串联谐振电路的质量因数，从而防止所述输出电压V0增大。
根据本发明的一个实施例，所述LLC变换器还包括开关电路M1，该开关电路改变该LLC变换器的谐振电容，从而改变所述谐振频率fr1。在图1中示出的实施例中，所述开关电路M1包括开关M1，并且所述谐振电容包括电容器C1和电容器C2。该开关M1被设置成与电容器M2串联，并且该串联设置被设置成与电容器C1并联。由所述电容器C1与C2  形成的总电容决定所述谐振频率。控制器11提供控制信号CS1，以便控制开关M1。如果开关M1被打开，则谐振电容是C1，并且谐振频率是fr1。如果开关M1被闭合，则通过把电容器C2与电容器C1并联而增大了谐振电容。所得到的谐振频率fr2低于所述谐振频率fr1。
在图1中示出的实施例中，响应于命令PC来执行对开关M1的开关。所述控制器11可以接收该命令PC，以便将其变换成适用于开关M1的开关信号CS1。如果该命令PC具有适当的电平，则可以将其直接提供到开关M1的控制输入端。该命令PC可以是待机命令，其表明所述负载L0必须进入低功率模式，在所述低功率模式下，由该负载L0消耗的功率相对于所述正常操作模式下降。这种功率消耗的下降可以是很可观的。在现有技术中，所述谐振电容2具有单一值，该单一值被选择成能够在正常操作模式期间向所述负载提供最大所请求峰值功率。相同的谐振电容2在待机模式期间存在。因此，由于所述高电容值，在待机时的开关损耗相对较高。这是一个严重的缺陷，这是因为消费者越来越多地注意到由其电子设备的待机模式下的高功率消耗所导致的成本。
然而，由于在待机模式下所必须提供的峰值功率相对较低，因此与正常操作模式期间相比，在待机模式期间允许所述谐振电容2具有较小值。
根据本发明，电容器C1的值被选择成能够在待机模式期间提供峰值输出功率，并且电容器C2的值被选择成使得所述电容器C1与C2的并联设置足够高，从而能够在正常操作模式期间提供峰值功率。因此，通过在待机模式期间断开电容器C2，在待机模式期间的开关损耗相对较低，并且通过在正常操作模式期间把电容器C2与电容器C1并联，在正常操作模式期间可以提供所需的高峰值电流。
用来减少所述LLC变换器在低峰值功率下的损耗的所述谐振电容2的所述改变可以被使用在具有不同功率消耗模式的所有应用中，例如用在具有可变传输功率的移动通信设备中。在这种应用中，为了优化在必须对电池重新充电之前所能使用所述电池的时间，所述功率变换器的效率是非常重要的。
所述控制器10的11一起被称作控制器1。在一种实际实现方式中，所述控制器10和11可以存在于相同的集成电路中。
图2示出了用于改变所述LLC变换器的谐振电容2的一个替换实施例的电路图。现在，所述谐振电容2包括所述电容器C1与C2的串联设置。开关M1被设置成与电容器C2并联。如果开关M1被闭合，则谐振电容2由电容器C1的值决定，如果开关M1打开，则谐振电容2由所述电容器C1与C2的串联设置的电容决定。
图3示出了用于响应于所述功率变换器的DC输入电压的电平来改变所述谐振电容2的电路的示意性电路图。所述控制器11现在包括比较器110，该比较器具有接收参考电平VR1的非反相输入端、接收所接入的输入电压V1’的反相输入端以及提供控制信号CS1的输出端。所述接入的输入电压V1’是利用电阻器分压器R1和R2从所述DC输入电压V1获得的。只要所述接入的输入电压V1’高于所述参考电平VR1，则开关信号CS1就具有低电平，并且开关M1打开。在图1中示出的拓扑中，所述谐振电容2由电容器C1决定，因此相对较低。如果所述接入的输入电压V1’低于所述参考电平VR1，则开关信号CS1具有高电平，并且开关M1被闭合。在图1中所示出的拓扑中，所述谐振电容2由所述电容器C1与C2的并联设置决定，因此相对较高。因此，如果所述DC输入电压V1具有高电平并且所述LLC变换器能够提供高峰值输出功率，则与在所述DC输入电压V1的低电平下相比可以使用更小的电容2。同样地，通过选择适合将被提供的峰值功率的电容2来优化所述功率变换器的效率。
由于在功率变换器的特定实现方式中知道所述DC输入电压电平与在特定DC输入电压电平下所能提供的峰值功率之间的关系，因此有可能根据将通过使用所述DC输入电压的电平而提供的峰值功率来控制所述电容2。
图4示出了用于根据所述变换器的重复频率来改变所述电容的方框图。该变换器1包括频率确定电路10’，其生成具有重复频率fr的开关信号CS2和CS3。通常来说，所述重复频率fr受到控制，以便稳定所述输出电压V0。该频率确定电路10’生成频率信号RF，该频率信号是对所述可变重复频率fr的值的指示。所述开关控制电路11’接收该频率信号RF以提供开关信号CS1，以便在所述重复频率fr下降到由所述电感L1、L2以及电容器C 1所决定的所述谐振频率fr1以下时增大所述电容2。下面关于图5更加详细地阐述这一点。
图5示出了重复频率范围以便阐述图4中示出的电路的操作。水平轴表示所述功率变换器的重复频率fr。垂直虚线表示谐振频率fr1和fr2。由IOP表示的箭头指示在所述峰值输出功率提高的情况下该功率变换器的重复频率fr的改变方向。
在该例中，关于图1中示出的拓扑假设在起始情况下，开关M1打开，峰值功率IOP低于特定值，并且所述功率变换器的重复频率fr是frs从而高于所述谐振频率fr1。现在，如所述箭头所示意性地表示的那样，峰值功率IOP开始提高。所述频率确定电路10’把所述重复频率fr朝向所述谐振频率fr1减小，以便稳定所述输出电压V0。峰值功率IOP进一步提高，直到达到所述谐振频率fr1。现在，把由信号FR表示的实际重复频率fr与所述谐振频率fr1进行比较的开关控制电路11’闭合开关M1，并且增大所述电容2。因此，所述谐振频率下降到值fr2。因此，峰值输出功率IOP可以进一步升高，直到达到所述谐振频率fr2。如果所述峰值功率下降，则所述重复频率fr提高。一旦所述开关控制电路11’检测到所述重复频率提高到所述谐振频率fr1以上，开关M1就被打开。有可能实现滞后行为。例如，当所述重复频率fr变得高于所述谐振频率fr1加上特定增量(delta)频率时，开关M1被打开。
同样地，所述电容2的值被选择成通过减小所述电容值来降低在相对较低的峰值输出功率下的开关损耗，并且在请求高峰值功率时仍然通过按照需要增大所述电容2而允许高峰值功率。
所述信号RF可能已经表明所述重复频率高于还是低于特定频率。现在，所述开关电路11’不需要知道该特定频率。
图6示出了用于根据所述误差放大器的限幅来改变所述谐振电容的方框图。所述控制器1包括控制器10”、误差放大器12、限幅检测器13以及开关控制电路11”。
所述误差放大器12接收利用电阻器分压器R3、R4所获得的所接入的输出电压V0’。该误差放大器12把所述接入的输出电压V0’与预定电平VR2进行比较并且提供误差信号ER，该误差信号表示所述接入的输出电压V0’与所述预定电平VR2之间的差。
所述控制器10”接收所述误差信号ER并且提供具有重复频率fr的开关信号CS2和CS3，所述重复频率fr受到控制，以便稳定所述输出电压V0。此外，该控制器10”知道预定最小值fm，以便把所述重复频率fr限制到该预定最小值fm。
所述限幅检测器13接收所述误差信号ER，以便检测该误差信号ER的限幅。如果所述峰值输出功率提高到输出电压V0的减小无法再被补偿的电平(这是由于所述重复频率fr已经达到最小值fm)，则发生所述误差信号ER的限幅。因此，所述接入的输出电压V0’与所述预定电平VR2之间的相对较大的差使得所述误差放大器12限幅到其电压或电流范围的其中一个极值。
如果所述限幅检测器13已经检测到所述误差信号ER的限幅，则所述开关控制电路11”改变所述开关信号CS1，以便增大所述电容2。因此，所述谐振频率降低，可以进一步降低所述重复频率，并且所述限幅不再发生。现在应当改变所述最小值fm以便适应更低的谐振频率。
此外，常常还有可能设置所述重复频率的最大值。通过在增大所述电容2时也减小该最大值，当所述峰值功率降低并且达到所述重复频率的最大值时，所述误差放大器12将再次限幅。该限幅可以被用来作为用于减小所述电容2以及增大所述最小值和所述最大值的触发。
图7示出了重复频率范围，以便阐述在图6中示出的电路的操作。水平轴表示所述功率变换器的重复频率fr。垂直虚线表示所述谐振频率fr1和fr2以及所述最小值fm。由IOP表示的箭头指示在所述峰值输出功率提高的情况下该功率变换器的重复频率fr的改变方向。
在该例中，关于图1中示出的拓扑假设在起始情况下，开关M1打开，峰值功率IOP低于特定值，并且所述功率变换器的重复频率fr是frs从而高于所述谐振频率fr1。现在，如所述箭头所示意性地表示的那样，峰值功率IOP开始提高。提高的峰值功率IOP使得所述输出电压V0下降。这一下降使得所述误差放大器12增大所述误差信号ER。只要所述重复频率fr高于所述最小值fm，所述控制器10”就响应于该误差信号ER而降低该重复频率fr。所述重复频率fr朝向所述谐振频率fr1的降低提高了被提供给所述负载的功率，并且所述输出电压V0开始朝向由预定值或电平VR2所决定的期望电平增大。然而，如果所述负载L0所需要的功率大到使得达到所述重复频率fr的最小值fm，则所述控制器10”无法进一步降低所述重复频率。因此，所述误差信号ER将增大，直到其限幅到电源电压或电流。该限幅被所述限幅检测器13检测到，并且被用来作为用于闭合开关M1的触发。所述电容2增大，所述谐振频率下降到fr2，并且所述限幅不再发生。
同样地，所述电容2的值被选择成通过减小所述电容值来降低在相对较低的峰值输出功率下的开关损耗，并且在请求高峰值功率时仍然通过按照需要增大所述电容2而允许高峰值功率。
应当注意到，上面提到的实施例说明而不是限制本发明，在不脱离所附权利要求书的范围的情况下，本领域技术人员将能够设计许多替换实施例。
举例来说，所述实施例示出了切换电容器C2来改变所述电容2的值。然而，可以按照任何其他方式来改变该电容，比如通过使用可以例如通过其两端的电压来改变其电容的组件。虽然所述实施例示出了LLC变换器，但是本领域技术人员将认识到，本发明也可以应用在其他谐振功率变换器中，在所述其他谐振功率变换器中，所述谐振频率由电容和电感决定，并且通过控制对所述主开关进行开关的重复频率来稳定所述输出电压。替代改变所述电容，还可以改变所述电感。
在权利要求书中，置于括号内的任何附图标记不应被理解为限制该权利要求。“包括”一词不排除未在权利要求中阐述的其他元件或步骤的存在。元件前面的冠词“一个”不排除多个这种元件的存在。本发明可以通过包括几个不同元件的硬件或者通过适当编程的计算机来实现。在列举几个装置的设备权利要求中，可以通过同一硬件项来具体实现几个所述装置。在互不相同的从属权利要求中引述某些措施并不意味着不能使用这些措施的组合来获益。

Claims (11)

1、一种功率变换器，包括：
第一可控开关(M2)的第一主电流路径与第二可控开关(M3)的第二主电流路径的串联设置，该串联设置被设置成接收DC输入电压(V1)；
被设置成与第二主电流路径并联的电感(L)与电容(2)的串联设置，其中所述电感(L)和电容(2)决定谐振频率(fr1，fr2)；
输出节点(N0)，其耦合到所述电感(L)以用于提供所述功率变换器的输出电压(V0)；
用于改变所述电容(2)或所述电感(L)的装置(M1)；以及
控制器(1)，其利用可变重复频率(fr)来控制第一可控开关(M2)和第二可控开关(M3)以便稳定所述输出电压(V0)，并且控制所述用于改变的装置(M1)以根据所述功率变换器的所需峰值输出功率来改变所述电容(2)或所述电感(L)。
2、如权利要求1所述的功率变换器，其中：
所述电容(2)包括第一电容器(C1)和第二电容器(C2；C20)；
所述控制器(1)被构造成用于提供开关信号(CS1)；并且
所述用于改变的装置(M1)包括开关(M1)，该开关具有用于接收开关信号(CS1)的控制输入端，以便选择性地把第二电容器(C2)与第一电容器(C1)并联连接，或者在第二电容器(C20)与第一电容器(C1)串联的情况下选择性地把该第二电容器短路(C20)。
3、如权利要求1所述的功率变换器，还包括整流器(RE)，该整流器被耦合在电感器(L1，L2)与输出节点(N0)之间，以便把作为DC电压的输出电压(V0)提供给负载(L0)。
4、如权利要求1所述的功率变换器，其中，电感包括变压器的初级绕组，并且其中负载被耦合到该变压器的次级绕组。
5、如权利要求1所述的功率变换器，其中，控制器(1)被设置成接收表示耦合到所述输出节点(N0)的负载(L0)的功率模式的命令(PC)，以便在该命令(PC)表示该负载(L0)的功率消耗高于预定水平时增大电容(2)或电感(L)。
6、如权利要求5所述的功率变换器，其中，负载(L0)具有作为待机模式的第一功率模式以及作为正常操作模式的第二模式，其中所述命令(PC)是待机命令，并且电容(2)或电感(L)在待机模式期间的值低于在正常模式期间的值。
7、如权利要求1所述的功率变换器，其中，控制器(1)包括比较器(110)，该比较器具有用于接收DC输入电压(V1)的第一输入端、用于接收预定电平(VR1)的第二输入端以及用于向用于改变的装置(M1)提供开关信号(CS1)的输出端，以便在DC输入电压(Vi)下降到预定电平(VR1)以下时增大电容(2)或电感(L)。
8、如权利要求1所述的功率变换器，其中，控制器(1)包括：
频率确定电路(10’)，其用于生成表示可变重复频率(fr)的频率信号(RF)；以及
开关控制电路(11’)，其用于接收所述频率信号(RF)以提供开关信号(CS1)，以便在所述重复频率(fr)下降到预定频率(fr1)以下时增大电容(2)或电感(L)。
9、如权利要求1所述的功率变换器，其中，控制器(1)包括：
用于把所述重复频率(fr)限制到预定最小值(fm)的装置(10”)；以及
误差放大器(12)，其用于接收参考信号(VR2)以及与输出电压(V0)成比例的输入信号(V0’)，以便提供表示所述输入信号(V0’)与所述参考信号(VR2)之间的差的误差信号(ER)；
限幅检测器(13)，其用于接收所述误差信号(ER)，以便检测所述误差信号(ER)的限幅；以及
开关控制电路(11”)，其用于在所述限幅检测器(13)已检测到所述误差信号(ER)的限幅时增大电容(2)。
10、一种设备，其包括操作在不同功率模式下的电路(L0)以及如权利要求1所述的功率变换器，其中所述电路(L0)在所述不同功率模式下消耗不同的功率，并且该电路耦合到所述输出节点(N0)。
11、一种控制功率变换器的方法，该功率变换器包括：第一可控开关(M2)的第一主电流路径与第二可控开关(M3)的第二主电流路径的串联设置，该串联设置被设置成接收DC输入电压(V1)；被设置成与第二主电流路径并联的电感(L)与电容(2)的串联设置；以及耦合到所述电感(L)以用于提供所述功率变换器的输出电压(V0)的输出节点(N0)，其中，该方法包括：利用可变重复频率(fr)来控制(1)第一可控开关(M2)和第二可控开关(M3)以便稳定所述输出电压(V0)，以及根据所述功率变换器的所需峰值输出功率来改变(M1)电容(2)或电感(L)。
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