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CN101150309B - 一种自适应电容触摸传感控制电路 - Google Patents

一种自适应电容触摸传感控制电路 Download PDF

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CN101150309B CN2007100476376A CN200710047637A CN101150309B CN 101150309 B CN101150309 B CN 101150309B CN 2007100476376 A CN2007100476376 A CN 2007100476376A CN 200710047637 A CN200710047637 A CN 200710047637A CN 101150309 B CN101150309 B CN 101150309B
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Abstract

本发明公开了一种自适应电容触摸传感控制电路，包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、电容、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器；所述电容和电流设置电阻相连；该控制电路还包括具有第一控制开关和第二控制开关的锁存器，第一控制开关设在电容和电流镜之间以及电压缓冲器和电流设置电阻之间；第二控制开关设在电容和电流设置电阻之间；所述电流设置电阻通过一个切换开关在接地与电压端之间切换；当电流设置电阻接地，所述第一控制开关闭合，第二控制开关断开，当电流设置电阻接电压端，所述第二控制开关闭合，第一控制开关断开。在感应电容变化量上采用自适应充电方式，具有干扰识别能力强，结构简单，功耗小，实时处理的特点。

Description

一种自适应电容触摸传感控制电路 
技术领域
本发明涉及一种自适应电容触摸传感控制电路。 
背景技术
电容式触摸传感器适用于目前采用传统机械开关的任何产品之中，特别是小巧的便携式产品，如新款手机或媒体播放器的菜单控制按钮。利用可靠性高并具有成本效益的电容触摸传感器，可以轻松地改变这些高级菜单控制开关的式样，给人一种全新的操作感觉。而应用于白色家电中的电容触摸传感器可以避免水和油污对按键以及家电本身的损坏，提升家电的人性化和安全性。电容式触摸传感器取代传统的机械开关的另一个好处是，制造与装配工艺更加简单。传统的机械开关需要手工把每个开关插入到塑料壳体上面的专门孔洞之中，而一个包含所有这些开关的单一的电容触摸传感器板可以一步到位，放置在这个塑料壳体下面。含有一个定位槽口的传感器板安装孔和一些胶水就足以完成传感器板的安装与位置校准。随着混合信号技术的发展，电容式触摸传感器正成为各种电子产品中机械式开关的一种实用、增值型替代方案。 
简单的平行板电容器具有两个极板如图12a所示，其间隔着一层电介质，于是上下极板间就有一个固有的感应电容CSENSOR，这里的感应电容表示触摸极板在触摸前固有的对地电容。当人的手指接触极板，如图12b所示，人体相当于地，等效于增大了极板对地面积，于是产生了一个图中用虚线表示的电容增量ΔC。 
电容式触摸传感器的工作原理就是感应这个电容增量ΔC，把它转换成数据供处理器处理。目前的电容传感器有电荷转移法，张弛振荡计数法以及sigma-deltaADC法。这些方法有其各自优点，但是普遍存在结构复杂，功耗大，处理时间长，外围元件多，干扰识别能力有限等缺点。目前普遍采用的是恒流源和恒压源两种充电方式的触摸传感器。 
基于恒流源充电原理的电容触摸传感控制电路如图1所示，包括电流设置电阻101，引脚电容102，起始比较器103，结束比较器104，时间数字转换器TDC105，电压缓冲器106和电流镜107。其中CS是该引脚处的总电容，包括芯片引脚寄生电容和感应电容。参考电压VREF经过电压缓冲器106与电流设置电阻101产生一路参考电流I1，其中电压缓冲器106由一个误差放大器和一个源跟随连接的NMOS管构成。I1由电流镜107转换成充 电电流I2对电容充电，电容引脚达到某额定电平VSTA时，起始比较器103翻转，时间数字转换器TDC 106开始计时；当电容引脚达到一个更高的额定电平VEND时，结束比较器104翻转，TDC结束计时。该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。 
由Q＝I*t＝U*C，可以推导出如下式子： 
T1＝(VEND-VSTA)CS/I2
I2＝mI1＝mVREF/RS
T1＝RSCS*(VEND-VSTA)/mVREF
其中m是电流镜的镜像系数，电压VEND，VSTA和VREF由同一个基准电压分压产生，所以(VEND-VSTA)/mVREF为常数，设该常数为β。 
T1＝βRSCS
T2＝βRS(ΔC+CS) 
ΔT＝T2-T1＝βRSΔC 
图2说明了该充电过程，其中表明了感应电容改变前的充电曲线L1和感应电容改变后的充电曲线L2。 
基于恒压源充电原理的电容触摸传感控制电路如图3所示，包括电流设置电阻101，引脚电容102，起始比较器103，结束比较器104，时间数字转换器TDC 105。其中CS是该引脚处的总电容，包括芯片引脚寄生电容和感应电容。充电电压VDD经过电流设置电阻101产生一路参考电流I1对电容充电，电容引脚达到某额定电平VSTA时，起始比较器103翻转，时间数字转换器TDC 106开始计时；当电容引脚达到一个更高的额定电平VEND 时，结束比较器104翻转，TDC结束计时。该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。 
由Ut/U0＝e-t/(RC)，可以推导出如下式子： 
T1＝RSCS(lnVEND-lnVSTA) 
电压VEND，VSTA由同一个基准电压分压产生，所以(lnVEND-lnVSTA)为常数，设该常数为α。 
T1＝αRSCS
T2＝αRS(ΔC+CS) 
ΔT＝T2-T1＝αRSΔC 
图4说明了该充电过程，其中表明了感应电容改变前的充电曲线L1和感应电容改变后的充电曲线L2。 
有效的识别干扰，而有时恒压源充电方式能更有效的区别干扰。如何同时具备恒压源和恒流源充电方式来更有效识别干扰，是本发明亟待解决的问题。 
另外在实际应用中，人手触摸能够引起的电容变化大约1pF，也就是说ΔC＝1pF。芯片引脚寄生电容大约10pF，外部感应电容大约5pF，ΔT的读数只是T2读数的1/16。某些情况下引脚寄生电容和感应电容可能更大，而人手触摸引起的电容变化可能更小，滑动感应或绝对位置判断等更高级应用中需要从这个微小的电容变化获得相对较大的读数，也就是说需要很高的感应电容变化的精度。但是设置电阻不可能取太大，因为太小的电流容易受到干扰，TDC的读数也有一定位数的限制。所以现有电容触摸传感控制电路结构在固有电容值较大的情况下感应微小的电容变化难以实现高精度。 
发明内容
本发明的目的在于提供一种自适应电容触摸传感控制电路，能够根据实际应用需要自适应选择电容充电模式，以达到更强的干扰识别能力。 
为了达到上述目的，本发明的技术方案如下： 
一种自适应电容触摸传感控制电路，包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、电容、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器；电压缓冲器连接电流设置电阻和电流镜，电容连接电流镜、起始比较器和结束比较器，起始比较器和结束比较器连接时间数字转换器；其特征在于，所述电容包括参考引脚等效电容和感应引脚等效电容，所述感应引脚等效电容和电流设置电阻相连；该控制电路还包括具有第一控制开关和第二控制开关的锁存器，第一控制开关设在参考引脚等效电容和电流镜之间、感应引脚等效电容和电流镜之间以及电压缓冲器和电流设置电阻之间；第二控制开关设在感应引脚等效电容和电流设置电阻之间；所述电流设置电阻通过一个切换开关在接地与电压端之间切换；当电流设置电阻接地，所述第一控制开关闭合，第二控制开关断开，当电流设置电阻接电压端，所述第二控制开关闭合，第一控制开关断开；参考引脚等效电容连接起始比较器，感应引脚等效电容连接结束比较器；参考引脚等效电容通过第二控制开关和参考电阻连接所述电压端。 
采用上述结构的电路，通过锁存器的电平高低来控制第一、第二控制开关的开闭状态。当电流设置电阻接地时，为恒流源充电模式；当电流设置电阻接电压端时，为恒压源充电模式。当电容引脚达到某额定比较电平VCOMP时，起始比较器304翻转，时间数字转换器TDC开始计时；当电容引脚达到VCOMP时，结束比较器305翻转，TDC结束计时，该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。采用恒流源/恒压源自适应充电原理来感应触摸电容变化，在感应电容变化量上采用自适应的充电方式，具有干扰识别能力强，结构简单，功耗小，实时处理，外围元件少的特点。 
附图说明
图1是已有的一种恒流源电容触摸传感控制电路架构原理图； 
图2是已有的一种恒流源电容触摸传感控制电路的工作时序波形； 
图3是已有的一种恒压源电容触摸传感控制电路架构原理图； 
图4是已有的一种恒压源电容触摸传感控制电路的工作时序波形； 
图5是本发明的一种自适应电容触摸传感控制电路； 
图6是本发明中电路自适应为恒流源时电容触摸传感控制电路的简化原理图； 
图7是图6电路的工作时序波形； 
图8是本发明中电路自适应为恒压源时电容触摸传感控制电路的简化原理图； 
图9是图8电路的工作时序波形； 
图10是本发明具体实施方式中产生工作电压和参考电压的LDO原理图； 
图11应用本发明的高精度多通道电容触摸传感控制电路原理图； 
图12a和图12b是触摸感应电容变化示意图； 
图13应用本发明的普通多通道电容触摸传感控制电路原理图。 
具体实施方式
下面根据图5至图11，以及图13，给出本发明的较佳实施例，并予以详细描述，使能更好地理解本发明的功能、特点。 
如图5所示，本发明所提供的一种自适应电容触摸传感控制电路，包括电流设置电阻301，电压缓冲器302，电流镜303，起始比较器304，结束比较器305，时间数字转换器TDC 306，锁存器307，参考引脚等效电容308，感应引脚等效电容309，参考通路电阻310和由锁存器控制的S0、S1开关。 
感应引脚等效电容309包括寄生电容CPARA和感应电容CSENSOR。参考引脚等效电容308包括寄生电容CPARA和参考电容CREF，参考电容CREF取值必须小于感应电容CSENSOR。 
当RS的K端接地时，锁存器状态为0(低)，此时电路为恒流源充电方式，原理图可简化为图6，参考电压VREF经过电压缓冲器302与电流设置电阻301产生一路参考电流IS，其中电压缓冲器由一个误差放大器和一个源跟随连接的NMOS管构成。IS由电流镜303转换成两路相等的充电电流I0、I1同时对感应电容CSENSOR和参考电容CREF充电，参考电容引脚达到某额定比较电平VCOMP时，起始比较器304翻转，时间数字转换器TDC 306开始计时；当感应电容引脚达到VCOMP时，结束比较器305翻转，TDC结束计时。该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。 
电容值被转换成时间量，时间量最后被转换成可处理数据。若感应电容值发生变化，两次采样的TDC数据将产生一个时间差ΔT，该值即反应感应电容变化。 
T1＝VCOMP(CSENSOR-CREF)/I0
I0＝mIS＝mVREF/RS
T1＝RS(CSENSOR-CREF)VCOMP/mVREF
其中m是电流镜的镜像系数，电压VCOMP和VREF由一个基准电压分压产生，所以VCOMP/mVREF为常数，设该常数为K。 
T1＝KRS(CSENSOR-CREF) 
T2＝KRS(ΔC+CSENSOR-CREF) 
ΔT＝T2-T1＝KRSΔC 
图7说明了该充电过程。由于参考引脚等效电容较小，Charge Ref最先达到比较电平VCOMP，TDC开始计时。当感应引脚电压被充到VCOMP时，见L1，TDC结束计时记为T1。当电容变化时，重复上一过程，L2表示感应引脚电压，TDC读数记为T2。两次测量时间差ΔT＝T2-T1，反应电容变化。 
假设寄生电容为10pF，感应电容5pF，参考电容4.5pF，ΔC为1pF。ΔT的读数是T2读数的2/3。 
当Rs 301的K端接VDD时，为恒压源充电模式，此时VDD分别经过电阻Rs和RREF 同时对感应电容和参考电容充电，参考电容引脚达到某额定比较电平VCOMP时，起始比较器304翻转，时间数字转换器TDC 306开始计时；当感应电容引脚达到VCOMP时，结束比较器305翻转，TDC结束计时。该时间间隔被转换成数据交给处理器处理。电容值被转换成时间量，时间量最后被转换成可处理数据。若感应电容值发生变化，两次采样的TDC数据将产生一个时间差ΔT，该值即反应感应电容变化。 
T1＝(RSCSENSOR-RREFCREF)ln(VDD/VCOMP) 
其中电压VDD和VCOMP由一个基准电压分压产生，所以ln(VDD/VCOMP) 
为常数，设该常数为L。 
T1＝L(RSCSENSOR-RREFCREF) 
T2＝L(RSΔC+RSCSENSOR-RREFCREF) 
ΔT＝T2-T1＝LRSΔC 
由以上推导过程及图形和式子易知：引脚寄生电容被完全抵消，过大的感应电容CSENSOR也可以依靠设置一个合理的参考电容CREF被很大程度的抵消。感应电容的变化量ΔC占计时电容的比重很大，于是电容的微小变化也能得到一个较大的TDC读数，这样就实现了感应电容变化的高精度。 
在上述的一种自适应电容触摸传感控制电路架构中，一个锁存器的输入端连接RS，通过检测RS的K端电平，从而使工作电路自适应选择恒流源或恒压源充电。 
在上述的电路中，一个电流设置电阻通过连接地或VDD来将高低电平送给锁存器，一个参考电容连接参考电容引脚到地，一个感应电容连接感应电容引脚到地。 
在上述的电路中，当为恒流源充电方式时，电容的充电电流是由电压缓冲器，参考电压，外部电阻和电流镜产生。参考电容和感应电容充电电流相等。 
在上述的电路中，当为恒压源充电方式时，电容的充电电压是VDD，VDD分别通过RREF和RS给参考电容和感应电容充电。此时参考电容和感应电容充电电压相等。 
在上述的电路中，一个比较器和参考电容通路决定TDC起始时间，一个比较器和感应电容通路决定TDC结束时间。 
在上述的电路中，电容值被转化成一个时间量，这个时间量仅与电阻值和电容值的乘积相关，而与电压和电流无关。 
在上述的电路中，通过设置合适的参考电容使得测量电容时，固有的引脚寄生电容和感应电容被大部分抵消，电容变化量读数比重被放大，感应精度提高。 
锁存器(LATCH)控制S0/S1逻辑表： 
    LATCH     S0/S1状态   充电工作方式
    0(低电平)   S0闭合，S1断开     恒流源
    1(高电平)   S0断开，S1闭合     恒压源
当电阻RS的K端接地时，锁存器的电平为0(低)，根据表1，电路中开关S0闭合，开关S1断开，此时电路为恒流源充电方式；当电阻RS的K端接VDD时，锁存器的电平为1(高)，根据表1，电路中开关S0断开，开关S1闭合，此时电路为恒压源充电方式。 
图6及图8所示的时间量T1经过TDC转换成的数据D1我们也称作基线，当人手触摸改变电容得到T2转换成的数据D2，D2和D1的差ΔD即被处理成有效按键。实际应用不同于上述的理想情况，由于感应电容可能随外部环境，如温度湿度等条件变化，这样就会造成基线的波动。而不同的人或者手指干湿程度的不同也会造成ΔD的不同。这就需要处理器对这些数据做特殊处理，在排除外界干扰的情况下能够正确识别出触摸与否(数据处理将采用基线跟踪，门限判别，多次平均等技术，由于超出本申请范围，不再详细叙述)。 
实际应用中考虑到结构中需要两个参考电压VREF和VCOMP，同时电源电压VDD的波动也会干扰充电电流和TDC。所以引入一个图10所示的LDO结构隔离外部电源DVDD上的干扰，给内部一个干净稳定的电源VDD，同时基准电压靠电阻分压出两个参考电压VREF和VCOMP供电压缓冲器和比较器使用。 
图11是高精度多通道电容触摸传感控制电路。包括电流设置电阻301，电压缓冲器302，多路电流镜303，起始比较器304，结束比较器305，时间数字转换器TDC 306，锁存器307，参考引脚等效电容308，若干感应引脚等效电容309，参考通路电阻310和n选1选通器311。n选1选通器311每次选中一个感应电容通路，也就是说某一个时刻只有一个充电通路被当作结束信号，其它工作原理同图5电路结构所述。 
图13是普通多通道电容触摸传感控制电路。包括电流设置电阻301，电压缓冲器302，电流镜303，起始比较器304，结束比较器305，时间数字转换器TDC 306，锁存器307，若干感应引脚等效电容308和n选1选通器309。n选1选通器309每次选中一个感应电容通路，也就是说某一个时刻只有一个充电通路被充放电，当电阻RS接GND时工作原理同图1电路结构所述，当电阻RS接VDD时工作原理同图3电路结果所述。 
本发明的优点： 
1、本发明的电容传感器，通过电阻RS配置锁存器电平而自适应选择恒流源或恒压源充电方式，干扰识别能力强，电路结构简单，功耗小，实时处理，外围元件少。 
2、电阻电容值被转化成一个时间量，这个时间量仅与电阻电容值乘积相关，而与电源电压以及参考电压无关。调节外部电阻可以调节感应精度。 
3、通过设置合适的参考电容使得测量电容时，固有的引脚寄生电容和感应电容被大部分抵消，电容变化量读数比重被放大，感应精度提高。 
前面提供了对较佳实施例的描述，以使本领域内的任何技术人员可使用或利用本发明。对该较佳实施例，本领域内的技术人员在不脱离本发明原理的基础上，可以作出各种修改或者变换。应当理解，这些修改或者变换都不脱离本发明的保护范围。 

Claims (6)

1.一种自适应电容触摸传感控制电路，包括电压缓冲器、电流设置电阻、电流镜、电容、起始比较器、结束比较器和时间数字转换器；电压缓冲器连接电流设置电阻和电流镜，电容连接电流镜、起始比较器和结束比较器，起始比较器和结束比较器连接时间数字转换器；其特征在于，所述电容包括参考引脚等效电容和感应引脚等效电容，所述感应引脚等效电容和电流设置电阻相连；该控制电路还包括具有第一控制开关和第二控制开关的锁存器，第一控制开关设在参考引脚等效电容和电流镜之间、感应引脚等效电容和电流镜之间以及电压缓冲器和电流设置电阻之间；第二控制开关设在感应引脚等效电容和电流设置电阻之间；所述电流设置电阻通过一个切换开关在接地与电压端之间切换；当电流设置电阻接地，所述第一控制开关闭合，第二控制开关断开，当电流设置电阻接电压端，所述第二控制开关闭合，第一控制开关断开；参考引脚等效电容连接起始比较器，感应引脚等效电容连接结束比较器；参考引脚等效电容通过第二控制开关和参考电阻连接所述电压端。
2.如权利要求1所述的自适应电容触摸传感控制电路，其特征在于，感应引脚等效电容包括并联的第一寄生电容和感应电容；参考引脚等效电容包括并联的第二寄生电容和参考电容，参考电容值小于感应电容值。
3.如权利要求2所述的自适应电容触摸传感控制电路，其特征在于，当电流设置电阻接地时，所述参考电容和感应电容充电电流相等。
4.如权利要求2所述的自适应电容触摸传感控制电路，其特征在于，当电流设置电阻连接电压端时，电压端分别通过参考电阻和电流设置电阻给参考电容及感应电容充电，此时参考电容和感应电容充电电压相等。
5.如权利要求1所述的自适应电容触摸传感控制电路，其特征在于，外部电源通过低压差线性稳压器向控制电路提供基准电压，同时基准电压靠电阻分压出两个参考电压分别供电压缓冲器和两个比较器使用。
6.如权利要求1至5中任一权利要求所述的自适应电容触摸传感控制电路，其特征在于，所述控制电路包括一个选通器和与该选通器相连的多个感应引脚等效电容，选通器每次选中一个感应电容通路。
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