CN101141159A - 在蓝牙系统中接收长距离信号的装置与方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种在蓝牙系统中接收长距离信号的装置与方法，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，在蓝牙系统中接收长距离信号的该方法包含：接收蓝牙系统的无线信号；及处理该无线信号，在单载波的线性频域均衡上使用傅立叶变换处理该无线信号。该装置与方法使用多路径接收信号以修补受到符号间干扰的影响，实现在长距离范围内接收蓝牙装置所发射的信号，此新的接收方法和装置可以使蓝牙系统内的数据传输距离增加，且频域均衡适用于单一载波传输的方式，不需使用保护间隔与循环前缀。本发明不仅可以减少符号间干扰的现象且能够很容易的通过现有的电路硬件结构实行。

Description

在蓝牙系统中接收长距离信号的装置与方法

技术领域

本发明有关一种在蓝牙系统中接收射频信号的装置与方法，特别是一种可在蓝牙系统中接收长距离信号的装置与方法。

背景技术

蓝牙通讯标准将装置以功率分成三级(“IEEE 802.15.1”，“BT SIG 1.2”，“BT SIG EDR”)，在每一级内规定输出最大功率、正常输出功率及输出最小功率，如表一所示。

功率级数(PowerClass)	最大输出功率(Maximum OutputPower，Pmax)	正常输出功率(NominalOutput Power)	最小输出功率(MinimumOutput Power，Pmin)	输出功率(Power Control)
					1	100mW(20dBm)	N/A	1mW(0dB)	Pmin＜+4dBm to Pmax可选：Pmin2 to Pmax
2	2.5mW(4dBm)	1mW(0dBm)	0.25mW(-6Bm)	可选：Pmin2 to Pmax
					3	1mW(0dBm)	N/A	N/A	可选：Pmin2 to Pmax

表一

蓝牙技术是以实现无线个人局域网络(Wireless Personal Area Network，WPAN)为主，因此，一般蓝牙装置的通讯范围距离约10公尺左右，蓝牙装置于输出功率在第一级时有传输10公尺以上所谓个人操作空间(PersonalOperating Space，POS)的能力。

蓝牙的感应效能：

在“BT SIG EDR”中，未经编码的误码率(Bit-Error-Rate，BER)为0.0001(0.01％)时的参考感应程度为-70dBm，图1所示为公知PI/4-DQPSK在加性白高斯噪声(AWGN)中未编码的误码率(Bit Error Rate，BER)与信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)的关系与图2所示为公知D8PSK在加性白高斯噪声(AWGN)中未编码的误码率与信噪比关系。在PI/4-DQPSK中要实现未编码的误码率0.01％约需14dB SNR，另外在D8PSK中要实现未编码的误码率0.01％约需14dB SNR。再者，信噪比还必须加上固定点的实际边际范围损失、射频前端修补损失及非理想的时间及频率的同步，因此约需25dBSNR以达到未编码的误码率0.01％的需求。

蓝牙的路径损失：

蓝牙装置所接收的信号功率取决于另一个蓝牙装置发射信号的强度，其可由式(1)表示：

P_RX＝P_TX-L_Path-L_Fade+G_TX+G_RX...............(1)

其中，

P_RX：接收信号功率(received signal power)

P_TX：发射信号功率(transmitted signal power)

L_Path：路径损失(path loss)

L_Fade：衰减裕度(fade margin)

G_TX：接收天线增益(received antenna gain)

G_RX：发射天线增益(transmit antenna gain)

下列的假设以应用在式(2)及式(3)为基础：

G_TX＝G_RX＝0dBi........................(2)

L_Fade＝8dB................................(3)

因此，由式(1)及式(2)可以计算得到式(4)

L_Path＝P_TX-P_RX-8dB.....................(4)

发射信号的功率在最大功率下(功率第一级)由式(5)表示

P_TXP_TX，max＝20dBm(Power class 1 device)...........(5)

接收信号的功率在最小功率下由式(6)表示

P_RXP_RX，min＝N_Floor+W+SNR_RX+NF_RX..................(6)

其中，

P_TX，max：最大发射功率(maximum transmit power)

P_RX，min：最小接收功率(minimum received power)

N_Floor：热噪声产生的噪音底层(noise floor)

W：噪声带宽(noise bandwidth)

SNR_RX：D8PSK在BER＝0.0001时的信噪比

MF_RX：接收端噪声指数(receiver noise figure)

其热噪声产生的噪音底层相当于每赫兹信号频宽-174dBm，蓝牙技术的信号频宽等于1MHz，接收端噪声指数设为20dB。

最小的信号功率可由式(7)计算而得到。

P_RX，min＝-174dBm/Hz+1MHz+25dB+20dB

＝-114dBm+45dB           ............(7)

＝-69dBm

由最大信号功率产生的最大路径损失与在式(4)中的最小接收信号及衰减裕度可由式(8)表示。

L_Path，max＝P_TX，max-P_RX，min-8dB

＝20dB+69dB-8dB    ...........................(8)

＝81dB

最后，可以得到蓝牙装置的最大路径损失在功率一级时等于81dB、功率二级时等于73dB、及功率三级时等于69dB。且其亦显示在第一级功率中，蓝牙装置具有可靠的数据传输的理想-可能的最大距离约113公尺。

蓝牙传输距离：

在蓝牙网络中，其视线范围(line-of-sight，LOS)内传输距离的路径损失由式(9)表示，

$L_{\mathrm{Path}}=20\log \left(\frac{4\mathrm{\Π}}{\mathrm{\λ}}R\right)....................\left(9\right)$

或由式(10)求得近似值，

L_Path＝40+20log(R)..........................(10)

其中，

R：传输距离(transmission range)

λ：传输信号波长(wavelength of transmission signal)

另外，在蓝牙网络其非视线范围内传输距离的路径损失由式(11)表示，

$L_{\mathrm{Path}}=36\log \left(\frac{4\mathrm{\Π}}{\mathrm{\λ}}R\right)-46.7\mathrm{dB}...............\left(11\right)$

或由式(12)求得近似值

L_Path＝25.3+36log(R)......................(12)

图3所示为式(9)、式(10)、式(11)及式(12)的关系图，在最大路径损失为81dB下要保持可靠的通讯，第一级功率中装置最大视线范围传送距离为113公尺，第二级功率中最大传送距离为18公尺，第二级功率则为11公尺。

蓝牙多路径传输：

在蓝牙系统中，符号速率为1Msps时，符号时间T_Symbol为1s(1000ns)，根据射频传导理论，射频信号在1s传导300公尺，根据最大传送距离的最大回音延迟(第一回音与第二回音差)如式(13)所示，

$D_{\max }=\frac{T_{\mathrm{Symbol}}}{300m}\·R_{\max }$

$=\frac{1\mathrm{\μs}}{300m}113m..........................\left(13\right)$

$=377\mathrm{ns}$

所以在最大传输距离113公尺时最大的回音延迟为377ns，在第二级功率中为60ns，以及第三级功率为37ns。

多路径传输会有符号间干扰(inter-symbol interference，ISI)现象，符号间干扰的量需由全部的回音跟随第一回音的数量与功率决定。

使用式(13)可以得到最大符号间干扰的百分比，由式(14)表示，

${\mathrm{ISI}}_{\max }=\frac{D_{\max }}{T_{\mathrm{Symbol}}}$

$=\frac{377\mathrm{ns}}{1\mathrm{\μs}}..............................\left(14\right)$

$=37.7\%$

在第二级功率中为6％，第三级功率中为3.7％。

符号间干扰在模型化后，回音路径有其相对的功率(相对于第一个到达的路径)等于ISI_max，在以上的假设下，在最差的情况下，多路径通道数据显示第一被阻碍路径(-0dB w)延迟0符号，第二回音路径(10*log₁₀(0.377)＝-4.24dB w)延迟1符号(1s)。

在蓝牙长距离应用中两路径的多路径传输模式如图4所示，一种在大型办公室情况下的蓝牙长距离通讯情况则如图5所示。

多路径传输对蓝牙解调性能的影响：

图6、图7、图8及图9为多路径传输对蓝牙增强数据速率(enhancedata rate，EDR)解调性能的影响，在两路径的多路径传输模式中，第二路径的功率会随着第一抵达路径而改变，在指数式的多路径模式中均方根(RMS)延迟延展亦会改变。

在图6中所示为两路径的多路径传输中Pi/4-DQPSK的BER对SNR的特性图，有一个很小的第二路径-15dB(10log₁₀(0.0313))，其已超过3dB的衰减，路径大于-9dB(10log₁₀(0.125))的成功解调没有SNR是不可能的。

在图7中所示为两路径的多路径传输中D8PSK的BER对SNR的特性图，有一个很小的第二路径-15dB(10log₁₀(0.0313))，其已超过12dB的衰减，路径大于-15dB的成功解调没有SNR也是不可能的。

在图8中所示为在指数多路径传输中Pi/4-DQPSK的BER对SNR的特性图，其均方根(RMS)延迟延展大于250ns有超过3dB的衰减。

在图9中所示为在指数多路径传输中D8PSK的BER对SNR的特性图，其均方根(RMS)延迟延展大于200ns有超过3dB的衰减。

如上所述，即使是在一般性的多路径传输中，可靠的数据传输在蓝牙技术中是不可能的，因为由于多路径传输产生的符号间干扰(ISI)现象，公知蓝牙接收器是不能减少符号间干扰(ISI)对数据解调的不良影响。因此，公知蓝牙接收器对于第一级功率中的装置，不能在其所规范的距离内的可靠的传输数据。

“Falconer”提出一种整合频域均衡(FDE)与单载波(Single Carrier，SC)技术于宽带无线提取系统，其将频域均衡(FDE)应用在单载波(SC)以解决调频的问题。单载波(Single Carrier，SC)无线数据传输与正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)在性能、效率及低信号处理复杂度等等具有相同优势，且单载波(SC)技术对于射频(RF)损坏的容错能力比正交频分复用(OFDM)技术好，也就是对于诸如因放大器的非线性影响所产生的信号失真比较不灵敏。

另外，“Klein”提出一种局部最优化数据下载的演算法，其演算法运用强制归零(ZF)法和最小均方误差(MMSE)法，其使用通道均衡器及编码匹配滤波器，如此使得该演算法可以在移动式无线通道的多样的多个路径中找出通信信号。该演算法可应用在时分复用提取(TDMA)/码分复用提取(CDMA)系统的数据下载，特别是该算法可以增强系统的执行性能。

发明内容

为了解决上述问题，本发明目的之一在于提供一种在蓝牙系统中接收长距离信号的装置与方法，其在单载波(single carrier，SC)系统中以线性才(Minimum Mean Square Error，MMSE)的频域均衡(Frequency DomainEqualization，FDE)使用傅立叶变换方式提供在蓝牙服务中的可靠数据传输。

为了解决上述问题，本发明的目的之一在于可改进在多路径传输中第二级功率及第三级功率为主的蓝牙服务性能。

为了解决上述问题，本发明的目的之一还在于提供一种以FFT/IFFT为基础的最小均方误差(MMSE)的频域均衡(FDE)单一载波(SC)系统，可以适用全部蓝牙传输模式，并可减少复杂度及提高效率。

为解决上述问题，本发明的目的之一还在于提供在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，可以在多标准的装置上使用既有的FFT/IFFT电路，有效节省电路成本。

为了达到上述目的，本发明的实施例提供一种在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，该方法包括：接收蓝牙系统的无线信号；以及处理无线信号，在单载波(SC)的线性频域均衡(FDE)上使用傅立叶变换处理无线信号。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该傅立叶变换是离散傅立叶变换，该离散傅立叶变换是由快速傅立叶变换推导而成。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该快速傅立叶变换是部分重叠相加技术快速傅立叶变换或部分重叠保留技术快速傅立叶变换。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该快速傅立叶变换是反离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)，该反离散傅立叶变换是由反快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)推导而成。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该反快速傅立叶变换是重叠相加技术反快速傅立叶变换或重叠保留技术反快速傅立叶变换。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，还包括接收该无线信号后执行传输数据的预测。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用匹配滤波器。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用强制归零法。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用最小均方误差法。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该最小均方误差(MMSE)法是由等式

${\hat{d}}_{\mathrm{MMSE}}=F^{-1}\{H_{\mathrm{inv}}\·F\left(r\right)\}$

求得，其中H_inv是由下列等式获得

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中F和F^-1大小为8或6。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该最小均方误差法包括下列步骤：

以快速傅立叶变换估测通道脉冲响应

产生

对做共轭复数运算产生

将

与

相乘；

将

加σ²；

将

除以

乘上向量

以及

以

循环环状卷积(circular convolution)。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输模式包括：1Mbps传输模式(GFSK)、2Mbps传输模式(DPSK)及3Mbps传输模式(DPSK)。

本发明还提供一种在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，该在蓝牙系统中接收长距离信号的装置包括：第一均衡器，其接收及处理第一封包数据；第一GPSK解调器，其从该第一均衡器接收该第一封包数据，并解调该第一封包数据；根升余弦滤波器，其缩减取样第二封包数据；第二均衡器，其接收及处理第三封包数据及第四封包数据；Pi/4-DQPSK解调器，其从该第二均衡器接收该第三封包数据，并解调该第三封包数据；以及8-DPSK解调器，其从该第二均衡器接收该第四封包数据，并解调该第四封包数据。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括解复用器，用于从天线接收信号并产生封包报头及封包数据。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第二GPSK解调器，用于接收及处理该封包报头。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第一切换器，用于从该解复用器接收该封包数据，并产生第一封包数据及第二封包数据。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第二切换器，用于从该根升余弦滤波器接收该第二封包数据，最后产生该第三封包数据及该第四封包数据至该第二均衡器。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第一均衡器为快速傅立叶变换均衡器或反快速傅立叶变换均衡器。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第一封包数据是基本传输速率数据。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二均衡器为快速傅立叶变换均衡器或反快速傅立叶变换均衡器。

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二均衡器有一个受到循环环状卷积限制的脉冲响应，该循环环状卷积有一个矩形窗RW可转换成频域

或是在时间域中为了得到较短的FFT/IFFT长度而乘以矩形窗RW

如上所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二封包数据、该第三封包数据及该第四封包数据为强化数据传输率传输的数据。

本发明的另一实施例还提供一种在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，该方法包括：第一均衡器接收及处理第一封包数据；第一GPSK解调器从第一均衡器接收第一封包数据，并解调第一封包数据；根升余弦滤波器(Root Raised CosineFilter，RRC filter)缩减取样第二封包数据；第二均衡器接收及处理第三封包数据及第四封包数据；Pi/4-DQPSK解调器从第二均衡器接收第三封包数据，并解调第三封包数据；以及8-DPSK解调器从第二均衡器接收第四封包数据，并解调第四封包数据。

本发明不仅可以减少符号间干扰的现象且能够很容易的通过现有的电路硬件结构实行。

附图说明

图1所示为公知在蓝牙系统中PI/4-DQPSK在加性白高斯噪声(AWGN)中BER与SNR的关系图。

图2所示为公知在蓝牙系统中D8PSK在加性白高斯噪声(AWGN)中BER与SNR的关系图。

图3所示为公知蓝牙长距离传输的距离与路径损失关系图。

图4所示为公知在蓝牙长距离传输中两路径的多路径传输(2-TapMultipath Channel)模式。

图5所示为公知在大型办公室情况下的蓝牙长距离通讯情况。

图6所示为公知在蓝牙系统中在两路径的多路径传输(2-Tap MultipathChannel)中Pi/4-DQPSK(non-coh，L＝1)的BER性能。

图7所示为公知在蓝牙系统中在两路径的多路径传输(2-Tap MultipathChannel)中D8PSK(non-coh，L＝1)的BER性能。

图8所示为公知在蓝牙系统中在指数多路径传输中Pi/4-DQPSK(non-coh，L＝1)的BER性能。

图9所示为公知在指数多路径传输中D8PSK(non-coh，L＝1)的BER性能。

图10A所示为无噪声指数多路径通道中无衰减现象(上方)的功率与系数指数关系图。

图10B所示为无噪声指数多路径通道中有衰减现象(下方)的功率与系数指数关系图。

图11A所示为最小相位与非最小相位对于无衰减现象的指数通道的零极点附图。

图11B所示为最小相位与非最小相位对于有衰减现象的指数通道的零极点附图。

图12A所示为无噪声的QPSK在均衡前的星座图(constellationdiagram)。

图12B所示为有噪声的QPSK在均衡后的星座图(constellation diagram)。

图13所示为在蓝牙系统中Pi/4-DQPSK(non-coh，L＝1)和FDE在两路径的多路径(2-Tap Multipath Channel)的性能(N＝64)。

图14所示为在蓝牙系统中Pi/4-DQPSK(non-coh，L＝1)和FDE在两路径的多路径(2-Tap Multipath Channel)的性能(varying N)。

图15所示为在蓝牙系统中D8PSK(non-coh，L＝1)和FDE在两路径的多路径(2-Tap Multipath Channel)的性能(N＝64)。

图16所示为在蓝牙系统中D8PSK(non-coh，L＝1)和FDE在两路径的多路径(2-Tap Multipath Channel)的性能(varying N)。

图17所示为本发明的步骤流程图。

图18A、图18B及图18C为蓝牙传输端的功能方块示意图。

图19所示为在蓝牙传输中射频通道模型的功能方块示意图。

图20A与图20B为本发明实施例应用在蓝牙接收端的功能方块示意图。

其中，附图标记说明如下：

S01步骤

S02步骤

S03步骤

S04步骤

S05步骤

S06步骤

S07步骤

101解复用器

102切换器

103根升余弦滤波器

104切换器

105均衡器

106均衡器

107 GFSK解调器

108 GFSK解调器

109 Pi/4-DQPSK解调器

110 8-DPSK解调器

具体实施方式

本发明使用均衡(equalization)技术处理蓝牙数据通讯的问题。在数字无线通讯工程中通常使用均衡方式处理抑制符号间干扰(ISI)的问题，而本发明使用不需保护间隔(Guard Interval，GI)与循环前缀(Cyclic prefix，CP)的新频域均衡(FDE)方法处理单载波(SC)传输，可以容易实现本发明。本发明称为BlueWARP的技术的可以将蓝牙的第一级功率装置的长距离接收性能提高，从而比公知技术先进。

以下所述为本发明所使用的系统模型，此模型类似“Klein”所提出的模型，在传输端一个区块(向量)d数据长度为N由式(15)形成。

d＝(d₁，d₂...d_N)^T............................(15)

任何编码、调制或展频都假设在d中，此数据区块通过一个通道传输，该通道的脉冲响应h由式(16)表示：

h＝(h₁，h₂...h_w)^T............................(16)

d和h的卷积以矩阵标记法使用矩阵H表示，如式(17)与式(18)：

H＝(H_i，v)，i＝1..N+W-1，v＝1..N ......(17)

$H_{i,v}=\left\{\begin{array}{cc}{h}_{i-v+1}& 1\≤i-v+1\≤W\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right..........................\left(18\right)$

接收信号r可由式(19)表示：

r＝(r₁，r₂... r_N+W-1)^T..........................(19)

＝H·d+n

n表示平均值为零的加性白高斯噪声(Additive white Gaussian noise，AWGN)序列和协方差矩阵R_nn。

在单负载(SC)系统中使用线性(即区块)均衡技术，可以利用下述三种标准得到对数据传输的估测：

匹配滤波器(Matched Filter，MF)标准，如式(20)：

${\hat{d}}_{\mathrm{MF}}=H^H\·r....................................\left(20\right)$

强制归零(Zero Forcing，ZF)标准，如式(21)：

${\hat{d}}_{\mathrm{ZF}}={(H^H\·H)}^{-1}\·H^H\·r...............................\left(21\right)$

最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)标准，如式(22)：

${\hat{d}}_{\mathrm{MMSE}}={(H^H\·H+{\mathrm{\σ}}^2)}^{-1}\·H^H\·r...........................\left(22\right)$

一般情况下，最小均方误差(MMSE)所产生的结果比其它两种方法好，因此以最小均方误差(MMSE)标准作为实施例来说明本发明的应用方式，但不限制匹配滤波器(MF)或强制归零(ZF)法的使用。

使用无保护周期(GP)在快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)于单载波(SC)线性最小均方误差(MMSE)的频域均衡(FDE)：

为了避免复杂的接收端处理工作，如Cholesky分解方式解决式(22)的问题，在单载波系统中(区块)线性最小均方误差(MMSE)均衡可以在频域中有效的执行，如式(23)及式(24)所示：

${\hat{d}}_{\mathrm{MMSE}}=F^{-1}\{H_{\mathrm{inv}}\·F\left(r\right)\}.........................\left(23\right)$

其中，F表示为离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)、F^-1表示为离散傅立叶反变换、

为预测的通道脉冲响应并由分割的步骤执行通道估测得到、H_inv为使用最小均方误差(MMSE)倒转传送通道的频率响应，其中，h_inv是时间域的H_inv。

在实际实施情形中，离散傅立叶变换(DFT)和反离散傅立叶变换(IDFT)可分别由快速傅立叶变换(FFT)及反快速傅立叶变换(IFFT)执行。

在式(23)中的H_inv可以解释成截线线性均衡滤波器，其时间(脉冲)响应必须与接收的信号r卷积，其中，滤波器为无限脉冲响应(IIR)滤波器。因此，滤波器长度可以是无限长。由此，长度可以定义为包含大的系数而忽略小的系数，此均衡滤波器的近似长度表示为L_eq。

接收的数据区块长度会随着封包的形式及服务类型而有很大的不同，若是在接收端的电路结构上设定固定的FFT/IFFT最大数据区块N以符合各种封包的形式及服务，会非常没有效率，且N会非常大(＞2^13)需要实施很长的FFT(＞8k)。然而，使用卷积方式使连续数据串流或长的区块数据可以有效的实行重叠相加技术快速傅立叶变换(overlap-add-technique FFT)或重叠保留技术快速傅立叶变换(overlap-save-technique FFT)算法；另外在IFFT中亦可使用反快速傅立叶变换是重叠相加技术反快速傅立叶变换(overlap-add-technique IFFT)或重叠保留技术反快速傅立叶变换(overlap-save-technique IFFT)。以下将以重叠相加技术快速傅立叶变换(OAT FFT)做实际的实施例叙述。

在“Falconer”中所提到的在单载波(SC)系统的频域均衡(FDE)需要将一个保护间隔(GI)插入在发射端，而已下所述的方法亦可用于没有保护间隔(GI)的系统且以快速傅立叶变换(FFT)为基础的频域均衡(FDE)。

假设一个多点M-point FFT(M＝8，16，32，64)，对于每一以M-point FFT为基础的卷积运算，产生长度为M-L_eq的输出数据区块，在其中在每一FFT-IFFT运算时的开始目录是在往前算M-L_eq的样本。

由于L_eq样本形成单一的FFTs/IFFTs部分重叠，因此L_eq＜M/2样本必须保持住，对于较短的FFT/IFFT，近似均衡滤波器必须限制在可以由循环卷积与矩形窗转换至频域如式(26)所示，或者与矩形窗在时间域上相乘如式(26)，但是其必须增加频域至时间域或时间域至频域的转换动作。式(23)延伸的公式如式(25)及(26)：

表示为循环卷积运算

且h_inv必须移动至正确位置，对应于H_inv的向量循环在频域执行以上的运算，且向量随着每一H_inv的样本增加一个角度。

图17所示为

产生H_inv的全部处理流程，包括：步骤S01以FFT估测通道频率响应；步骤S02对

做卷积复数运算；步骤S03将步骤S02的

与

相乘；步骤S04将步骤S03的

与σ²相加；步骤S05将

除以步骤S04的

步骤S06再乘以向量

；以及步骤S07以

做循环卷积运算。

单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)：

图10A和图10B所示为h的无噪声指数多路径通道中有衰减现象(下方)与无衰减现象(上方)的功率与系数指数关系图，通道参数均方根(RMS)延迟展开ζ为150ns，另外，可以得知从式(24)中转换H_inv得到的对应的h_inv回到时间域上。

为了要在均衡过程中使用重叠相加技术(OAT)，h_inv必须缩短至重叠长度的一半(M/2)，缩短的h_inv是由h_inv后1/4的样本附加在前1/4的样本之后而成。

图11A和图11B所示为最小相位与非最小相位在有衰减现象与无衰减现象的指数通道分别影响h与h_inv的零极点的示意图。

图12A和图12B所示为以上所述的均衡过程中的完成结果，其在单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)前比较噪声QPSK信号群，在非衰减多路径情况下经过均衡的信号群会比较完美，在衰减多路径情况下，类似的噪声干扰会出现。

在单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)中多路径传输的蓝牙解调的性能：

在图13、图14、图15与图16所示为蓝牙增强数据速率(EDR)在单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)中的解调性能，且图中亦显示仿真的多路径传输对蓝牙增强数据速率解调的影响。

在两路径的多通道传输模型中，第二路径的功率会随着第一抵达的路径改变。

在图13中，对于Pi/4-DQPSK及严苛的路径条件(第二路径为-3dB(10log₁₀(0.5))，使解调性能只能减低至3dB，FFT长度M为64。

在图14中，Pi/4-DQPSK及强的第二路径(-6dB)，M＝128和M＝32的性能与M＝64相同，甚至M＝16在1dB情况下得到最佳性能(M＝128)，非常小的FFT长度(M＜16)会造成均衡性能的严重降低，进而影响到解调。

在图15中，对于D8PSK及严苛的路径条件(第二路径为-3dB(10log₁₀(0.5))，使解调性能只能减低至3dB，FFT大小M为64。

在图16中，D8PSK及强的第二路径(-6dB)，M＝128和M＝32的性能与M＝64相同，甚至M＝16在1dB情况下得到最佳性能(M＝128)，非常小的FFT长度(M＜16)会造成均衡性能的严重降低，进而影响到解调。

如上所述，蓝牙单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)可以有效降低因多路径传输所产生的严重符号间干扰(ISI)现象(第二路径最高为-3dB(10log₁₀(0.5))，且就所显示的附图可以得知当FFT长度很小时M＝16仍可以在2dB做最佳性能的均衡。

在蓝牙接收器中实现如下整合：

以下说明如何将本发明的单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)的方法整合在蓝牙接收器中，此概念可在计算机系统中实现整合。单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)虽然在增强数据速率(EDR)上实施，但是亦可在基本速率使用而不需做任何修改。

图18A、图18B及图18C为蓝牙传输端的功能方块示意图，其是根据“BTSIG EDR”所规范的内容，各章节所述即为参考其内容。

在图18A中：

封包报头与封包数据通过位流处理(Bitstream Processing)如第七章所述的位流处理(加密部分未示)(在Volume 2 Core System Package，Part BBaseband Specification)：

在有效载荷(payload)被传送至空气介质之前，多个字符必须在发射器中处理以增加数据传送时的稳定性及安全性，一个封包报头除错码(HEC)置入报头内，再将报头以弄白字符混码，以及使用正向误差修正(FEC)编码，在接收机端则以反向程序将报头原码还原。接着开始传送有效载荷(payload)，封包数据的传送方式与报头传输方式相似，除了以弄白字符混码的步骤是必要的之外，其它如循环冗余校验码步骤、加密解密步骤或编码/解码步骤则为可选项，而不是必要的步骤。

上述处理过的封包报头与存取码实施多路复用处理，如第六章所述的封包(在Volume 2 Core System Package，Part B Baseband Specification)列在表二。

存取码(accesscode)

报头(header)

保护间隔(guardinterval)

同步字元(sync)

载送数据，即增强速率有效载荷(enhanced ratepayload)

尾码(trailer)

表二

接着，上述处理过的封包报头与存取码经过GFSK调制，如第三章所述的发射器特性(在Volume 2 Core System Package，Part A Radio Specification)如表一所示。

在图18B中：

处理过的封包数据在基本速率与增强数据速率(EDR)上做切换：

基本速率：位串流处理过的有效载荷(payload)经过GFSK调制。

增强数据速率(EDR)：同步序列和尾码与位串流处理过的封包数据(syncsequence/trailer//bitstream-processed packet data)经过多路复用处理。

增强数据速率(EDR)：上一步骤的数据在Pi/4-DQPSK调制与D8PSK调制上做切换。

增强数据速率(EDR)：上一步骤的数据由保护装置(guard)做多路复用处理。

增强数据速率(EDR)：上一步骤的数据通过根升余弦滤波器(Root RaisedCosine Filter，RRC Filter)做放大取样如第三章所述的传输端特性(在Volume2 Core System Package，Part A Radio Specification)

在图18C中：

上述处理过的存取码、封包报头及有效载荷(payload)通过多路复用器产生完整的传输封包。

图19所示为蓝牙传输中的射频通道模型的功能方块示意图，其所示为公知在多路径传输下受衰减的影响，亦包含了加性白高斯噪声(AWGN)。

图20A与图20B为本发明一个实施例应用在蓝牙接收端的功能方块示意图。

在图20A中：

解复用器101解调封包报头与有效载荷(payload)(存取码的相关流程图中未示)。有效载荷(payload)由切换器102在基本速率与增强数据速率(EDR)上做切换。

基本速率：有效载荷(payload)经过以FFT为基础的均衡器105处理，接着再由GFSK解调器108解调。

基本速率：选项的封包报头的均衡是使用单一负载最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)，而通道脉冲响应估测图中则未显示。

基本速率：GFSK解调器107解调封包报头。

增强数据速率(EDR)：封包数据通过根升余弦滤波器(RRC Filter)103缩小取样滤波。

增强数据速率(EDR)：上一步骤的封包数据接着由切换器104切换至以FFT为基础的均衡器106处理。

增强数据速率(EDR)：以单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)对封包数据做均衡处理。

增强数据速率(EDR)：Pi/4-DQPSK解调器109对有效载荷(payload)做Pi/4-DQPSK解调，或者是8-DPSK解调器110对有效载荷(payload)做8-DPSK解调。

在图20B中：

增强数据速率(EDR)：对有效载荷(payload)做反向位处理。

本发明的BlueWARP技术为将上述的处理流程应用在蓝牙接收器上，其将单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)直接在Pi/4-DQPSK解调或8-DPSK解调前先处理。

如上所述，本发明特征之一是提供一种能接收蓝牙长距离信号的接收方法及装置，其接收方法使得蓝牙服务在功率第一级所提供的长距离通讯时具有优异的性能，而且亦能在多路径环境中对蓝牙服务第二级功率及第三级功率的性能有所改进。

另外，本发明的一个实施例提供一种能接收蓝牙长距离信号的接收装置，其是以低复杂度极高性能的FFT/IFFT为基础的单载波(SC)的线性最小均方误差(MMSE)频域均衡(FDE)接收器结构，适用于所有蓝牙传输模式，以及在一些具有多个标准的装置中可以重复使用FFT/IFFT电路，可提高电路性能而不需对复杂的电路进行重新设计与布线。

以上所述的实施例仅为说明本发明的技术思想及特点，其目的在使所属领域技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，当不能以此限制本发明的专利范围，即凡是依据本发明所公开的精神所作的等效变化或修饰，仍应涵盖在本发明的专利范围内。因此本发明的专利保护范围当视后附的权利要求所界定的范围为准。

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[Falconer]David Falconer et.al.

Claims (23)

1.一种在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，该在蓝牙系统中接收长距离信号的方法包含：

接收蓝牙系统的无线信号；及

处理该无线信号，在单载波的线性频域均衡上使用傅立叶变换处理该无线信号。

2.如权利要求1所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该傅立叶变换是离散傅立叶变换，该离散傅立叶变换是由快速傅立叶变换推导而成。

3.如权利要求2所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该快速傅立叶变换是部分重叠相加技术快速傅立叶变换或部分重叠保留技术快速傅立叶变换。

4.如权利要求1所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该快速傅立叶变换是反离散傅立叶变换，该反离散傅立叶变换是由反快速傅立叶变换推导而成。

5.如权利要求1所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该反快速傅立叶变换是重叠相加技术反快速傅立叶变换或重叠保留技术反快速傅立叶变换。

6.如权利要求1所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，还包括接收该无线信号后执行传输数据的预测。

7.如权利要求6所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用匹配滤波器。

8.如权利要求6所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用强制归零法。

9.如权利要求6所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输数据的预测是使用最小均方误差法。

10.如权利要求9所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该最小均方误差法是由等式

${\hat{d}}_{\mathrm{MMSE}}=F^{-1}\{H_{\mathrm{inv}}\·F\left(r\right)\}$

求得，其中H_inv是由下列等式获得

11.如权利要求10所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中F和F^-1大小为8或6。

12.如权利要求9所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该最小均方误差法包括下列步骤：

以快速傅立叶变换估测通道脉冲响应

产生

对

做共轭复数运算产生

将

与

相乘；

将

加σ²；

将

除以

乘上向量

以及

以

循环环状卷积。

13.如权利要求1所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的方法，其中该传输模式包括：1Mbps传输模式GFSK、2Mbps传输模式DPSK及3Mbps传输模式DPSK。

14.一种在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其适用于第一级功率、第二级功率及第三级功率所有传输模式，该在蓝牙系统中接收长距离信号的装置包括：

第一均衡器，其接收及处理第一封包数据；

第一GPSK解调器，其从该第一均衡器接收该第一封包数据，并解调该第一封包数据；

根升余弦滤波器，其缩减取样第二封包数据；

第二均衡器，其接收及处理第三封包数据及第四封包数据；

Pi/4-DQPSK解调器，其从该第二均衡器接收该第三封包数据，并解调该第三封包数据；以及

8-DPSK解调器，其从该第二均衡器接收该第四封包数据，并解调该第四封包数据。

15.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括解复用器，用于从天线接收信号并产生封包报头及封包数据。

16.如权利要求15所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第二GPSK解调器，用于接收及处理该封包报头。

17.如权利要求15所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第一切换器，用于从该解复用器接收该封包数据，并产生第一封包数据及第二封包数据。

18.如权利要求15所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，还包括第二切换器，用于从该根升余弦滤波器接收该第二封包数据，最后产生该第三封包数据及该第四封包数据至该第二均衡器。

19.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第一均衡器为一快速傅立叶变换均衡器或反快速傅立叶变换均衡器。

20.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第一封包数据是基本传输速率数据。

21.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二均衡器为快速傅立叶变换均衡器或反快速傅立叶变换均衡器。

22.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二均衡器有一个受到循环环状卷积限制的脉冲响应，该循环环状卷积有一个矩形窗RW可转换成频域

或是在时间域中为了得到较短的FFT/IFFT长度而乘以矩形窗RW

23.如权利要求14所述的在蓝牙系统中接收长距离信号的装置，其中该第二封包数据、该第三封包数据及该第四封包数据为强化数据传输率传输的数据。

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