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CN109599657A - 一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5g基站天线阵列及其设计方法 - Google Patents

一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5g基站天线阵列及其设计方法 Download PDF

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CN109599657A CN201811439920.8A CN201811439920A CN109599657A CN 109599657 A CN109599657 A CN 109599657A CN 201811439920 A CN201811439920 A CN 201811439920A CN 109599657 A CN109599657 A CN 109599657A
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Abstract

本发明涉及一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，与现有技术相比解决了双极化5G基站天线阵列性能无法达到实际需求的缺陷。本发明的天线阵辐射组件包括印刷在微波介质基板上表面的金属接地板，天线单元穿过金属接地板镶嵌在微波介质基板上，天线单元的数量为四个。本发明通过使用倒L型辐射铜片代替传统的电磁偶极子提高了天线单元的阻抗带宽；微波介质基板代替传统金属铜制地板、在微波介质板上印刷微带功分馈电网络代替传统的同轴电缆馈电网络降低了天线阵的体积，同时天线阵列更易于组装、调试、集成化，并且通过在与功分馈电网络同一平面内涂覆具有去耦作用的EBG结构进一步提高阵列隔离度。

Description

一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基 站天线阵列及其设计方法
技术领域
本发明涉及基站天线阵列技术领域，具体来说是一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列及其设计方法。
背景技术
天线作为无线电通讯的发射和接收设备，直接影响电波信号的质量，因而，天线在无线电通讯中占有极其重要的地位。一个结构合理、性能优良的天线系统可以最大限度地降低对整个无线系统的要求，从而可以节约系统成本，同时可以提高整个通信系统的性能。
电磁偶极子天线采用Γ型馈电条带同时对电偶极子和磁偶极子激励，能够实现宽的阻抗匹配，E面和H面的辐射方向图基本一致，具有良好的稳定性与单向性，因此市场上大多基站天线均采用电磁偶极子天线。由于该天线的良好特性，多种类型的电磁偶极子天线相继被提出。Ge Lei等提出了低剖面电磁偶极子天线设计，同时将电磁偶极子天线的工作带宽提升到95.2％(SWR<2)；He Kai和Yang Lei等学者提出了两种不同的双宽带电磁偶极子天线设计；An Wen Xing等学者提出了两种不同的双宽带双极化电磁偶极子天线；Wu Fan等学者则实现了宽带三极化可重构磁电偶极子天线设计，这些天线都具有较好的方向图指标。
当前随着全球通信业务的迅速发展，作为未来个人通信主要手段的无线移动通信技术己引起了人们的极大关注，在整个无线通讯系统中，天线是将射频信号转化为无线信号的关键器件，其性能的优良对无线通信工程的成败起到重要作用。目前在天线领域中，双极化天线这类新型天线因能同时形成一对极化方式正交、频率相同的工作模而备受关注。最初，双极化天线的使用主要是为同一个通信频段提供两条通信通道的，实现频率复用。随着移动通信事业的飞速发展，双极化天线的应用也变得越来越广泛，主要是实现收发一体化、频率复用与极化分集等功能。同时，由于双极化天线能够接收空间电磁波中的全部极化信息，因此拥有很强的信号抗干扰、抗衰落、提高系统灵敏度和构成变极化系统等能力。
随着4G网络的普及和5G移动通信技术研究的兴起，移动通信系统产生了从2G/3G/LTE频段向更高频段过渡的新需求。过大的尺寸使得天线的装配和维护工作很不方便，且増大天线制作成本，更不利于其美化和伪装。为了遵循全球移动通信网络高速率、高容量、低成本、低时延、按需覆盖、节能减排的发展趋势，未来三到五年，移动基站天线的发展呈现3个特点：小型化和宽带化，一体化和有源化，智能化和可感知。
尤其在面对5G移动通信时，它与4G及其之前的移动通信有着巨大的差别。5G通信的网速可达5M/S-6M/S，它的一个重要的能力指标叫做“Gbps用户体验速率”，以大规模天线阵列、超密集组网、新型多址、全频谱接入和新型网络架构等等为代表的先进技术是该能力指标的保证。大规模天线阵列主要用于提升系统频谱效率以满足5G对于系统容量和速率的需求；超密集组网主要用于增加基站部署密度并实现容量提升；新型多址技术提升了系统的接入能力，从而支撑5G通信所拥有的大量的终端需求。
现有技术中，在组建大规模天线阵列时大部分场景采用天线单元根据适当的阵元间距构成天线阵，在实现天线激励时往往需要附加额外的同轴线与电缆构成的馈电网络。然而这种馈电网络通常具有体积大、成本高、不易与集成、安装校准繁琐、电磁干扰大等缺点。同时，阵列天线隔离度，即阵列天线阵元之间的互耦程度，是评价阵列天线性能的一个十分重要的参数。尤其对于应用于5G移动通信基站的小型化天线阵列来说，考虑到MassiveMIMO的应用以及高质量波束赋形的需求，对于阵列天线隔离度的要求则尤为严格。
并且，从实际应用而言，在2020年5G商用之后相当长的一段时间里，现有的4G、Wi-Fi/Wi MAX等通信方式都不会彻底消失，因此，如何在现有通信与5G通信之间进行良好的过渡，是5G商用后的一个必须解决也是亟待解决的问题。正是鉴于这个问题，在工信部于2017年11月9日出台的频段规划中，将3.3GHz-3.6GHz及4.8GHz-5GHz作为应用于5G通信的中频频段，而研究一款可以同时兼容上述5G中频频段与现有4G频段的天线也具有十分重要的意义。
那么，如何在大规模天线阵列具有双极化特性的前提下，提高天线的阻抗带宽、阵列隔离度，同时能够辐射稳定的方向图、减小天线体积、易于集成化为急需解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中双极化5G基站天线阵列性能无法达到实际需求的缺陷，提供一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列及其设计方法来解决上述问题。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，包括天线阵辐射组件和天线阵馈电组件，
所述的天线阵馈电组件包括微波介质基板，微波介质基板的下表面印刷有第一功分馈电网络、第二功分馈电网络和去耦EBG；天线阵辐射组件包括印刷在微波介质基板上表面的金属接地板，天线单元穿过金属接地板镶嵌在微波介质基板上，天线单元的数量为四个；
所述的天线单元包括Γ型馈电结构A、Γ型馈电结构B和四个倒L形铜片，四个倒L形铜片分别位于基于金属接地板的四个象限上，Γ型馈电结构A和Γ型馈电结构B分别位于两个相邻的倒L形铜片之间，Γ型馈电结构A位于基于金属接地板的坐标系X轴上，Γ型馈电结构B位于基于金属接地板的坐标系Y轴上，四个Γ型馈电结构A均通过馈电探针A与第一功分馈电网络的输出端口相连，四个Γ型馈电结构B均通过馈电探针B与第二功分馈电网络的输出端口相连。
还包括矩形切口，所述的矩形切口穿透金属接地板切割在微波介质基板的上表面，倒L形铜片插在矩形切口内。
还包括圆形槽，所述的圆形槽蚀刻在金属接地板上且贯穿微波介质基板，馈电探针A插在圆形槽内且与圆形槽同圆心。
所述的Γ型馈电结构A与Γ型馈电结构B呈垂直布置，且分别与微波介质基板的长边或短边相平行。
所述同一天线单元内的四个倒L形铜片分别位于基于金属接地板四个象限的角平分线上。
所述的第一功分馈电网络与第二功分馈电网络的结构相同，第一功分馈电网络的输出端口通过两阶功分器级联分为四个输出端口。
还包括矩形铜片，矩形铜片环绕微波介质基板四周且焊接在微波介质基板上。
所述的去耦EBG涂覆在微波介质基板下表面的中心位置且与第一功分馈电网络和第二功分馈电网络均不接触。
一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列的设计方法，包括以下步骤：
倒L型铜片尺寸的设计；
计算微波介质基板的尺寸；所述计算微波介质基的尺寸包括以下步骤：
设微波介质基板的长度为LG、宽度为WG；
根据倒L型铜片中心频率f计算，其计算公式如下：
LG≈4·λ，
WG≈λ，
DG≈0.5λ-λ，
其中，f为倒L型铜片的中心频率，c为自由空间中的光速，λ为中心频率波长，DG为天线单元之间的距离；
第一功分馈电网络和第二功分馈电网络枝节长度的设计；所述第一功分馈电网络和第二功分馈电网络枝节长度的设计包括以下步骤：
获取功分馈电网络的工作中心频率；
根据功分馈电网络的工作中心频率确定工作波长；
设定第一功分馈电网络或第二功分馈电网络功分器中阻抗变换器枝节长度为四分之一波长、合路端口和分路端口的枝节长度根据天线阵元之间的距离选择合适的长度；
计算第一功分馈电网络或第二功分馈电网络各微带枝节的阻抗，其计算公式如下：
Z0＝50Ω，
Z2＝50Ω，
其中，Z0、Z2分别代表输入、输出阻抗，Z1代表第一功分馈电网络或第二功分馈电网络中四分之一波长微带线的特性阻抗；
第一功分馈电网络和第二功分馈电网络枝节宽度的设计，根据功分馈电网络的工作中心频率和各微带枝节的阻抗值利用仿真软件自动生成各微带枝节的宽度；
去耦EBG枝节长度的设计；所述去耦EBG枝节长度的设计包括以下步骤：
获取阵列天线工作中心频率；
计算蝶形贴片与去耦EBG结构纵向中心位置的距离dn，其计算公式如下：
βa＝π，
其中，c是自由空间中的光速；f0是天线阵工作的中心频率；εe是微波介质基板的有效相对介电常数；β是微波介质基板中的波数；a是EBG结构中每个周期内两个蝶形贴片间距离长度；n是蝶形贴片的周期数；
设定主微带线长度为L、宽度为W；
设定与去耦EBG纵向中心位置相隔d1距离位置的蝶形贴片面积为S，根据切比雪夫分布的系数：0.36、0.49、0.71、0.78、1、1、0.78、0.71、0.49、0.36；从左至右分别确定1-10阶蝶形贴片面积大小分别为：0.36S、0.49S、0.71S、0.78S、S、S、0.78S、0.71S、0.49S、0.36S，每个蝶形贴片的中心均与主微带线纵向中心位置重合；
通过仿真软件的不断优化，进一步确定L，W，S的最优值。
所述倒L型铜片尺寸的设计包括以下步骤：
设倒L型铜片高度为H、宽度为W；
获取待设计倒L型铜片的中心频率f；
根据中心频率f分别计算出倒L型铜片尺寸；
其计算公式如下：
2·W+G≈0.5·λ，
H≈0.25·λ，
其中：H为倒L型铜片高度，W为倒L型铜片宽度，λ为倒L型铜片中心频率的波长，c为自由空间中的光速，f为倒L型铜片的中心频率，G为天线单元中基于第一象限和第三象限的两个倒L型铜片之间的直线距离。
有益效果
本发明的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列及其设计方法，与现有技术相比通过使用倒L型辐射铜片代替传统的电磁偶极子提高了天线单元的阻抗带宽；微波介质基板代替传统金属铜制地板、在微波介质板上印刷微带功分馈电网络代替传统的同轴电缆馈电网络降低了天线阵的体积，同时天线阵列更易于组装、调试、集成化，并且通过在与功分馈电网络同一平面内涂覆具有去耦作用的EBG结构进一步提高阵列隔离度。
基于本发明的基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计方法，能够设计出高宽带基站天线阵，本发明基站天线阵采用倒L型铜片实现了天线谐振带宽达到了2.3-5.0GHz，在覆盖了中国移动4G TD-LTE 2320-2370MHz，2575-2635MHz的基础上，同时包含了5G中频的所有频段：3.4-3.6GHz和4.8-5.0GHz。在本发明天线阵谐振带宽内，均具有高隔离度、低剖面、宽波束、高性能、一体化的优点。
基于本发明设计方法的基站天线阵列，天线的谐振带宽为2.3-5.0GHz(相对带宽74％)成功将3.3GHz-3.6GHz及4.8GHz-5GHz作为应用于5G通信的中频频段全覆盖。在整个谐振带宽内天线阵的峰值增益为15dBi，面向5G频段内天线阵隔离度均大于35dB，交叉极化抑制能力高于25dB。与传统双极化基站天线阵相比，具有相对带宽大、隔离度高、交叉极化小、易于集成化的优点，适用于4G，5G通信系统。
附图说明
图1为本发明的结构立体图；
图2为本发明未加装天线单元的结构俯视图；
图3为本发明中天线阵馈电组件的结构示意图；
图4为本发明中天线阵馈电组件一阶功分器的结构示意图；
图5为本发明的天线阵S参数结果展示图；
图6为本发明的天线阵增益结果展示图；
图7a为本发明天线第一功分馈电网络激励时辐射方向图；
图7b为本发明天线第二功分馈电网络激励时辐射方向图；
其中，101-倒L型铜片、201-Γ型馈电结构A、202-Γ型馈电结构B、301-圆形槽A、302-圆形槽B、401-馈电探针、402-馈电探针、501-第一功分馈电网络、502-第二功分馈电网络、503-去耦EBG、601-矩形切口、701-矩形铜片、801-微波介质基板、901-金属接地板。
具体实施方式
为使对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，用以较佳的实施例及附图配合详细的说明，说明如下：
如图1所示，本发明所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，包括天线阵辐射组件和天线阵馈电组件。天线阵馈电组件包括微波介质基板801，微波介质基板801可以为FR4，微波介质基板的介电常数为4.4、损耗角正切为0.02、厚度为1mm。
如图3所示，微波介质基板801的下表面印刷有第一功分馈电网络501、第二功分馈电网络502和去耦EBG503，第一功分馈电网络501和第二功分馈电网络502按传统方式与SMA同轴接头匹配用于激励天线。第一功分馈电网络501和第二功分馈电网络502分别工作时，单个馈电网络控制着一种极化特性，以此实现双极化特性。去耦EBG503涂覆在微波介质基板801下表面的中心位置且与第一功分馈电网络501，第二功分馈电网络502均不接触，以此进一步提高天线阵的隔离度。在此，通过第一功分馈电网络501，第二功分馈电网络502代替传统的同轴电缆馈电方式，不仅缩小了基站天线阵的体积，还解决了同轴线馈电网络带来的电磁干扰。与传统基站天线阵相比，提高了天线与馈电网络的兼容度，在实际制作，安装，使用中降低了制作成本以及安装的复杂度。符合新型包含4G面向5G的天线阵的需求。
如图2所示，天线阵辐射组件包括印刷(蚀刻)在微波介质基板801上表面的金属接地板901，矩形铜片701焊接在微波介质基板901上(通过焊锡固定)，并环绕微波介质基板801四周以构成天线阵反射板，调谐天线阵阻抗带宽和调整天线阵辐射方向图。矩形铜片701起到了增加阻抗带宽，增加天线阵辐射增益，提高天线阵辐射方向图前后比的作用，其中，矩形铜片701可以设计成厚度2mm、高度20mm的铜片围绕成的矩形环，环绕在微波介质基板801四周。
天线单元穿过金属接地板901镶嵌在微波介质基板801上，天线单元的数量为四个。如图1所示，天线单元包括Γ型馈电结构A201、Γ型馈电结构B202和四个倒L形铜片101，即Γ型馈电结构A201、Γ型馈电结构B202和四个倒L形铜片101均镶嵌在微波介质基板801上。馈电结构采用Γ型结构增加电磁波耦合面积，更易于调谐天线匹配。在此通过倒L形铜片101极大地提高了天线谐振带宽。
四个倒L形铜片101分别位于基于金属接地板901的四个象限上，为了保证双极化效果，同一天线单元内的四个倒L形铜片101分别位于基于金属接地板901四个象限的角平分线上。Γ型馈电结构A201和Γ型馈电结构B202分别位于相邻的两个倒L形铜片101之间。为了保证更好的双极化效果，Γ型馈电结构A201与Γ型馈电结构B202呈垂直布置，且分别与微波介质基板801的长边或短边相平行。其中，Γ型馈电结构A201位于基于金属接地板901的坐标系X轴上，Γ型馈电结构B202位于基于金属接地板901的坐标系Y轴上。四个Γ型馈电结构A201(每个天线单元均有一个Γ型馈电结构A201)均通过馈电探针A401(馈电探针为圆柱形)与第一功分馈电网络501的输出端口相连，四个Γ型馈电结构B202(每个天线单元均有一个Γ型馈电结构B202)均通过馈电探针B402与第二功分馈电网络502的输出端口相连，形成天线阵与功分馈电网络的一体化集成设计，大大降低了天线阵列复杂度。
为了方便倒L形铜片101的安装，可以穿透金属接地板901在微波介质基板801上切割出矩形切口601，倒L形铜片101插在矩形切口601内。同时，为了方便馈电探针A401的安装连接，还可以在金属接地板901上蚀刻出贯穿微波介质基板801的圆形槽301，馈电探针A401插在圆形槽301内且与圆形槽301同圆心，以防止馈电探针A401与金属接地板901接触，防止由于加工、安装误差带来的接触。
四个馈电探针401和四个馈电探针402均穿过微波介质基板801且4个馈电探针401的上端分别与四个Γ型馈电结构201相连，另四个馈电探针402的上端分别于四个Γ型馈电结构202相连。八个馈电探针其中4个馈电探针401的下端分别与第一功分馈电网络501四个输出端口相连，另4个馈电探针402的下端分别与第二功分馈电网络502四个输出端口相连。天线阵单元倒L型铜片的激励方式是通过Γ型馈电结构的电磁耦合进行耦合激励，电流由底层功分馈电网络激励通过探针穿过微波介质基板801直接连接Γ型馈电结构。
如图3和图4所示，第一功分馈电网络501和第二功分馈电网络502的结构相同，第一功分馈电网络501在输入端口处通过一阶功分器分为两个输出端口，在两个输出端口通过二阶功分器分为四个输出端口。在此，功分器可以将一个输入端口的激励信号经过两阶功分器将输入信号等分地分配到四个输出端口，并保持相同的输出相位。第一功分馈电网络501和第二功分馈电网络502印刷在微波介质基板801下表面,天线单元位于微波介质基板801上表面，两者间隔了一层金属接地板901，这样有利于提高天线阵及激励端口间的隔离度。
为了提高天线单元的阻抗带宽，本发明将倒L型铜片101代替传统的电磁偶极子辐射单元，采用馈电探针与Γ型馈电结构直接相连的方式，Γ型馈电结构A201和Γ型馈电结构B202通过耦合馈电倒L型铜片101从而向空间场辐射电磁波。通过采用功分馈电网络与天线阵一体化的方式降低天线阵的体积，提高天线阵的隔离度，使天线阵易于集成化。使输入端口间的隔离度最大化并提高交叉极化抑制能力，第一功分馈电网络501上在一阶功分器后端的部分可以为二阶功分器，即两个功分馈电网络具有相同的结构，由一个一阶功分器功分器和一个二阶功分器构成，两个功分馈电网络输出端口输出等幅度等相位的信号。
当第一功分馈电网络501正常工作，第二功分馈电网络502连接匹配负载时，第一功分馈电网络501通过四个馈电探针401直接连接四个Γ型馈电结构A201，进行激励，此时天线的极化方式为+45°极化。当第二功分馈电网络502正常工作，第一功分馈电网络501连接匹配负载时，第二功分馈电网络502通过四个馈电探针402直接连接四个Γ型馈电结构B202，进行激励，此时天线的极化方式为-45°极化。与传统双极化天线阵列同轴电缆馈电网络相比，本发明采用的两个低剖面，易集成化功分馈电网络符合面向5G基站天线阵列与功分馈电网络一体化集成其设计。
本发明提出的功分馈电网络与天线阵一体化设计在提高天线阵列阻抗带宽和天线阵的隔离度的同时也在很大程度上降低了天线阵的体积和馈电网络对天线阵的电磁干扰。
在此，为解决传统双极化基站天线阵列带宽窄、隔离度低、交叉极化大、体积大的缺陷，本发明提出了天线阵与功分馈电网络集成在一起高度集成化的天线阵。天线阵与功分馈电网络集成在一起大大降低了射频电路的体积，节约了制作成本，同时使天线阵能够发挥出更好的性能。功分馈电网络作为微带巴伦的一种除了可以实现非平衡信号到平衡信号的转换之外，还可以起到阻抗变换的作用，因此功分器的引入解决了现有基站天线阵阻抗带宽过窄的缺陷，使得本发明天线阵与传统天线阵相比拥有更大的带宽、更高的隔离度和更小的体积。
本发明利用平面功分馈电网络的低剖面特性，采用将倒L型铜片101、Γ型馈电结构、馈电探针、矩形铜片701、功分馈电网络全部集成与微波介质基板801上构成一个整体系统，进一步减小了天线阵的体积，符合当前射频电路的小型化，高集成度要求。
由于将天线阵与功分馈电网络一体化设计的特点，大大降低了天线阵列的设计难度，在此还提供一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列的设计方法，包括以下步骤：
第一步，倒L型铜片101尺寸的设计，其具体步骤如下：
(1)设倒L型铜片101高度为H、宽度为W；
(2)获取待设计倒L型铜片101的中心频率f；
(3)根据中心频率f分别计算出倒L型铜片101尺寸；
其计算公式如下：
2·W+G≈0.5·λ，
H≈0.25·λ，
其中：H为倒L型铜片101高度，W为倒L型铜片101宽度，λ为倒L型铜片101中心频率的波长，c为自由空间中的光速，f为倒L型铜片101的中心频率，G为天线单元中基于第一象限和第三象限的两个倒L型铜片(101)之间的直线距离。
第二步，计算微波介质基板801的尺寸，其具体步骤如下：
(1)设微波介质基板801的长度为LG、宽度为WG；
(2)根据倒L型铜片101的中心频率f计算，其计算公式如下：
LG≈4·λ，
WG≈λ，
DG≈0.5λ-λ，
其中，f为倒L型铜片101的中心频率，c为自由空间中的光速，λ为中心频率波长，DG为天线单元之间的距离。
第三步，第一功分馈电网络501和第二功分馈电网络502枝节长度的设计，其具体步骤如下：
(1)获取功分馈电网络的工作中心频率；
(2)根据功分馈电网络的工作中心频率确定工作波长；
设定第一功分馈电网络501或第二功分馈电网络502功分器中阻抗变换器枝节长度为四分之一波长、合路端口和分路端口的枝节长度根据天线阵元之间的距离选择合适的长度；
(3)计算第一功分馈电网络501或第二功分馈电网络502各微带枝节的阻抗，其计算公式如下：
Z0＝50Ω，
Z2＝50Ω，
其中，Z0、Z2分别代表输入、输出阻抗，Z1代表第一功分馈电网络或第二功分馈电网络中四分之一波长微带线的特性阻抗；
(4)第一功分馈电网络和第二功分馈电网络枝节宽度的设计，根据功分馈电网络的工作中心频率和各微带枝节的阻抗值利用仿真软件自动生成各微带枝节的宽度。
第四步，去耦EBG503枝节长度的设计。
(1)获取阵列天线工作中心频率；
(2)计算蝶形贴片与去耦EBG结构纵向中心位置的距离dn，其计算公式如下：
βa＝π，
其中，c是自由空间中的光速；f0是天线阵工作的中心频率；εe是微波介质基板的有效相对介电常数；β是微波介质基板中的波数；a是EBG结构中每个周期内两个蝶形贴片间距离长度；n是蝶形贴片的周期数；
(3)设定主微带线长度为L、宽度为W；
(4)设定与去耦EBG纵向中心位置相隔d1距离位置的蝶形贴片面积为S，根据切比雪夫分布的系数：0.36、0.49、0.71、0.78、1、1、0.78、0.71、0.49、0.36；从左至右分别确定1-10阶蝶形贴片面积大小分别为：0.36S、0.49S、0.71S、0.78S、S、S、0.78S、0.71S、0.49S、0.36S，每个蝶形贴片的中心均与主微带线纵向中心位置重合；
通过仿真软件的不断优化，进一步确定L，W，S的最优值。
在制作时，先确定馈电探针上端与Γ型馈电结构连接的位置，将馈电探针从微波介质基板801下端插入到预留的圆柱孔中，根据确定的位置将Γ型馈电结构与馈电探针焊接在一起。然后将16个倒L型铜片101分别插入到相对应的矩形切口601中并用适当的焊锡再次固定防止晃动，紧接着将矩形铜片701通过焊锡固定在微波介质基板801上表面，最后在第一功分馈电网络501输入端口处焊接SMA同轴接头作为Port1，在第二功分馈电网络502焊接SMA同轴接头作为Port2，构成了具有双极化特性的一体化基站天线阵列。
如图5所示，其提供了根据本发明设计的一体化基站天线阵列S参数结果图。将第一功分馈电网络501外接SMA同轴接头作为Port1，第二功分馈电网络502外接SMA同轴接头作为Port2，当第一功分馈电网络501工作时，第二功分馈电网络502接匹配负载。(当第一功分馈电网络501工作时，天线阵输入端口Port1的回波损耗为S11，当第二功分馈电网络502工作时，天线阵输入端口Port2的回波损耗为S22。)第一功分馈电网络501与第二功分馈电网络502分别工作时，天线谐振频带整体变化不大，综合考虑天线阵满足双极化工作性能的要求得到本天线工作频带为2.3-5.0GHz,谐振带宽内回波损耗S11均小于-10dB，相对带宽为74％，带宽远大于传统双极化天线阵的带宽，显示出优良的宽带特性，而且在加载了两个功分馈电网络时采用了切比雪夫去耦EBG，在天线的整个谐振带宽内其输入端口隔离度S21达到32dB，解决了传统双极化天线阵隔离度较低的问题。
如图6所示，其提供了根据本发明的天线增益结果图。由图6可知，当第一功分馈电网络501工作时天线阵工作在+45°极化模式其谐振频带的平均增益为13dBi峰值增益为15dBi。当第二功分馈电网络502工作时天线阵工作在-45°极化模式其谐振频带内的平均增益为12dBi,峰值增益为15dBi。
如图7a和图7b所示，显示了根据本发明天线阵第一功分馈电网络501激励时的辐射方向图和第二功分馈电网络502激励时的辐射方向图。由图7a和图7b都可以得知，在整个谐振带宽内天线阵辐射方向图对称，具有很小的后瓣辐射以及交叉极化x-pol均小于-25dB，与传统天线阵相比具有辐射方向图对称，交叉极化小的优点。对比图7a和图7b得到天线阵可以高效率的工作在+45°极化和-45°极化两种模式。
本发明提供的面向5G基站天线阵列与功分馈电网络一体化集成及其设计方法，可设计宽带、高隔离度，低交叉极化，低剖面高性能用于5G通信的双极化基站天线阵列。与传统设计方法相比，在介质板上印刷金属接地板和功分馈电网络代替传统的铜制金属地板和同轴电缆馈电网络。采用低剖面的功分馈电网络进行馈电，增加阻抗带宽，使整个天线阵一体化，易于集成化，降低了同轴馈电网络带来的电磁干扰，同时本发明天线阵列带宽涵盖了作为5G通信的所有中频频段3.3GHz-3.6GHz及4.8GHz-5GHz，并覆盖了中国移动的4G TD-LTE 2320-2370MHz，2575-2635MHz两个频段，换言之在现有基站天线阵中，本发明同时兼容4G，5G频段将两套单独的4G基站，5G基站天线阵的功能融合为一套包含4G面向5G基站天线阵的功能，大大降低了制作安装成本。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。

Claims (10)

1.一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，包括天线阵辐射组件和天线阵馈电组件，其特征在于：
所述的天线阵馈电组件包括微波介质基板(801)，微波介质基板(801)的下表面印刷有第一功分馈电网络(501)、第二功分馈电网络(502)和去耦EBG(503)；天线阵辐射组件包括印刷在微波介质基板(801)上表面的金属接地板(901)，天线单元穿过金属接地板(901)镶嵌在微波介质基板(801)上，天线单元的数量为四个；
所述的天线单元包括Γ型馈电结构A(201)、Γ型馈电结构B(202)和四个倒L形铜片(101)，四个倒L形铜片(101)分别位于基于金属接地板(901)的四个象限上，Γ型馈电结构A(201)和Γ型馈电结构B(202)分别位于两个相邻的倒L形铜片(101)之间，Γ型馈电结构A(201)位于基于金属接地板(901)的坐标系X轴上，Γ型馈电结构B(202)位于基于金属接地板(901)的坐标系Y轴上，四个Γ型馈电结构A(201)均通过馈电探针A(401)与第一功分馈电网络(501)的输出端口相连，四个Γ型馈电结构B(202)均通过馈电探针B(402)与第二功分馈电网络(502)的输出端口相连。
2.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：还包括矩形切口(601)，所述的矩形切口(601)穿透金属接地板(901)切割在微波介质基板(801)的上表面，倒L形铜片(101)插在矩形切口(601)内。
3.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：还包括圆形槽(301)，所述的圆形槽(301)蚀刻在金属接地板(901)上且贯穿微波介质基板(801)，馈电探针A(401)插在圆形槽(301)内且与圆形槽(301)同圆心。
4.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：所述的Γ型馈电结构A(201)与Γ型馈电结构B(202)呈垂直布置，且分别与微波介质基板(801)的长边或短边相平行。
5.根据权利要求4所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：所述同一天线单元内的四个倒L形铜片(101)分别位于基于金属接地板(901)四个象限的角平分线上。
6.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：所述的第一功分馈电网络(501)与第二功分馈电网络(502)的结构相同，第一功分馈电网络(501)的输出端口通过两阶功分器级联分为四个输出端口。
7.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：还包括矩形铜片(701)，矩形铜片(701)环绕微波介质基板(801)四周且焊接在微波介质基板(901)上。
8.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列，其特征在于：所述的去耦EBG(503)涂覆在微波介质基板(801)下表面的中心位置且与第一功分馈电网络(501)和第二功分馈电网络(502)均不接触。
9.根据权利要求1所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
91)倒L型铜片(101)尺寸的设计；
92)计算微波介质基板(801)的尺寸；所述计算微波介质基(801)的尺寸包括以下步骤：
921)设微波介质基板(801)的长度为LG、宽度为WG；
922)根据倒L型铜片(101)的中心频率f计算，其计算公式如下：
LG≈4·λ，
WG≈λ，
DG≈0.5λ-λ，
其中，f为倒L型铜片(101)的中心频率，c为自由空间中的光速，λ为中心频率波长，DG为天线单元之间的距离；
93)第一功分馈电网络(501)和第二功分馈电网络(502)枝节长度的设计；所述第一功分馈电网络(501)和第二功分馈电网络(502)枝节长度的设计包括以下步骤：
931)获取功分馈电网络的工作中心频率；
932)根据功分馈电网络的工作中心频率确定工作波长；
设定第一功分馈电网络(501)或第二功分馈电网络(502)功分器中阻抗变换器枝节长度为四分之一波长、合路端口和分路端口的枝节长度根据天线阵元之间的距离选择合适的长度；
933)计算第一功分馈电网络(501)或第二功分馈电网络(502)各微带枝节的阻抗，其计算公式如下：
Z0＝50Ω，
Z2＝50Ω，
其中，Z0、Z2分别代表输入、输出阻抗，Z1代表第一功分馈电网络或第二功分馈电网络中四分之一波长微带线的特性阻抗；
934)第一功分馈电网络和第二功分馈电网络枝节宽度的设计，根据功分馈电网络的工作中心频率和各微带枝节的阻抗值利用仿真软件自动生成各微带枝节的宽度；
94)去耦EBG(503)枝节长度的设计；所述去耦EBG(503)枝节长度的设计包括以下步骤：
941)获取阵列天线工作中心频率；
942)计算蝶形贴片与去耦EBG结构纵向中心位置的距离dn，其计算公式如下：
βa＝π，
其中，c是自由空间中的光速；f0是天线阵工作的中心频率；εe是微波介质基板的有效相对介电常数；β是微波介质基板中的波数；a是EBG结构中每个周期内两个蝶形贴片间距离长度；n是蝶形贴片的周期数；
943)设定主微带线长度为L、宽度为W；
944)设定与去耦EBG纵向中心位置相隔d1距离位置的蝶形贴片面积为S，根据切比雪夫分布的系数：0.36、0.49、0.71、0.78、1、1、0.78、0.71、0.49、0.36；从左至右分别确定1-10阶蝶形贴片面积大小分别为：0.36S、0.49S、0.71S、0.78S、S、S、0.78S、0.71S、0.49S、0.36S，每个蝶形贴片的中心均与主微带线纵向中心位置重合；
通过仿真软件的不断优化，进一步确定L，W，S的最优值。
10.根据权利要求9所述的一种基于天线阵与功分馈电网络一体化集成设计的面向5G基站天线阵列的设计方法，其特征在于，所述倒L型铜片尺寸的设计包括以下步骤：
101)设倒L型铜片(101)高度为H、宽度为W；
102)获取待设计倒L型铜片(101)的中心频率f；
103)根据中心频率f分别计算出倒L型铜片(101)尺寸；
其计算公式如下：
2·W+G≈0.5·λ，
H≈0.25·λ，
其中：H为倒L型铜片(101)高度，W为倒L型铜片(101)宽度，λ为倒L型铜片(101)中心频率的波长，c为自由空间中的光速，f为倒L型铜片(101)的中心频率，G为天线单元中基于第一象限和第三象限的两个倒L型铜片(101)之间的直线距离。
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