CN105186646A - 一种用于动态无线充电的装置及其参数获取方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于动态无线充电的装置及其参数获取方法，包括能量发射模块和能量接收模块；能量发射模块包括依次连接的高频逆变单元、LC滤波单元、第一补偿单元和功率发射线圈；高频逆变单元将直流源转换为高频交流电，经过LC滤波和第一补偿单元的调节后，以高频磁场耦合方式发射能量；能量接收模块包括依次连接的功率接收线圈、第二补偿单元和不控整流单元，将接收的高频交流电转换为直流供给负载。本发明能够根据功率线圈的互感耦合程度自动地调节原边功率线圈电流，从而获得保持稳定输出功率的特性，适用于宽偏移的动态无线充电应用场合，同时还具有高传输效率和软开关特性。另外补偿拓扑还使得原边逆变电源具有空载限流保护功能。

Description

一种用于动态无线充电的装置及其参数获取方法

技术领域

本发明属于无线电能传输技术领域，涉及一种用于宽偏移范围动态无线输电装置及其参数获取方法，适用于传输距离有一定偏移范围而传输功率有一定稳定性要求的无线充电场合。

背景技术

近年来，无线输电技术(WirelessPowerTransfer，WPT)和电动汽车技术(ElectricVehicle，EV)取得了飞速发展。磁耦合无线输电技术通过功率收发线圈之间的高频交变磁场耦合传递能量，是发展前景最好的无线输电技术，已经在小功率的便携式电子设备得到了广泛应用，例如手机，心脏起搏器等。随着传输功率和效率的进一步提高，磁耦合无线输电技术已成功实现电动汽车的静止式无线充电，传输功率已达到10kW，传输效率达到92％，有可能在不远的未来取代传统的传导式充电方式。电动汽车在推向市场的过程中遇到动力电池瓶颈带来的单次充电行驶里程不足和充电难的问题。为了进一步解决电动汽车动力电池瓶颈，动态无线充电方案被提出。动态无线充电方式设想在行车道路下铺设线圈链，给行驶中的电动汽车不间断充电，从而有效延长行驶里程。在动态无线充电过程中，车载负荷本身正在工作，为了保证供给负荷并留有一定储能余量并使得经济效率达到最优，动态无线充电系统应时刻以所能获取的额定传输功率工作。因此动态无线充电系统必须保证原副边功率线圈的互感耦合系数在一定范围内变化时，传输功率不能随偏移距离变化而大幅度波动，而是要保持稳定传输状态，即具有抗偏移能力。

为了增加WPT系统的有效偏移范围，一般从磁耦合机构和原边补偿拓扑两个方面设计改进。通过对磁耦合机构的改造，使得互感耦合系数在较宽的偏移范围内保持较小范围内波动。另一方面一些具有优良特性的高阶补偿拓扑被提出。例如原边LCL型补偿拓扑，由于它具有良好的恒流源特性，使得调控副边变得简单，在WPT系统中采用较多。专利CN201310571308“一种用于无线电能传输的双边LCC补偿拓扑及其调谐方法”在LCL拓扑的基础上提出了一种LCCL补偿拓扑，是在LCL型补偿拓扑的基础上加入一个补偿电容，目的为将补偿拓扑调谐到感性区域以实现零电压开关(ZeroVoltageSwitching，ZVS)。但是这种补偿拓扑的传输功率随着偏移距离的增加而迅速下降，导致电动汽车在行驶过程中必须要严格对准行驶车道，限制在较小的偏移范围内行驶。这将对电动汽车驾驶员提出更高要求，会降低动态无线充电的实用性。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种用于动态无线充电的装置及其参数获取方法，旨在解决由于现有无线输电系统中传输功率容易随偏移距离变化而剧烈波动导致现有补偿拓扑抗偏移能力不足的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种用于动态无线充电的装置，包括能量发射模块和能量接收模块；所述能量发射模块包括依次连接的高频逆变单元、LC滤波单元、第一补偿单元和功率发射线圈；高频逆变单元用于对外部输入的直流电压进行逆变处理并输出高频电压方波V_ab，所述LC滤波单元用于滤除所述高频电压方波V_ab中的谐波成分，功率发射线圈用于将经过滤波后的高频电压方波按照高频磁场耦合的方式进行发射；所述第一补偿单元用于对所述功率发射线圈的电流进行调节，减小传输功率随偏移距离的波动；能量接收模块包括依次连接的功率接收线圈、第二补偿单元和不控整流单元；功率接收线圈用于接收所述功率发射线圈发射的功率；所述第二补偿单元用于补偿所述功率接收线圈的漏感，使得所述功率发射线圈与所述功率接收线圈之间只传递有功功率；所述不控整流单元用于将接收的高频交流电整流为直流，并供给负载。

更进一步地，第一补偿单元包括第一补偿电容_、第二补偿电容和第三补偿电容；第一补偿电容和第三补偿电容串联连接，所述第一补偿电容的非串联端与所述LC滤波单元的输出端连接，所述第三补偿电容的非串联端用于连接至所述功率发射线圈的一端；所述第二补偿电容的一端与所述第一补偿电容和第三补偿电容的串联连接端连接，所述第二补偿电容的另一端用于连接至所述功率发射线圈的另一端。第一补偿单元采用CCC型补偿拓扑结构，可以根据收发功率线圈的互感耦合情况自动地调节发射线圈电流，平缓传输功率随偏移距离的波动。

更进一步地，所述第一补偿电容、第二补偿电容和第三补偿电容的容值分别为C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]；电抗值分别为： $\left\{\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=\[{\mathrm{\γ}}_1-(1+\mathrm{\β})\mathrm{\κ}\]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\mathrm{\β}}{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\mathrm{\κ}-1)Z_{L1}\end{array}\right.;$ 其中，i为补偿电容的序号，i＝1、2、3；f₀为系统工作频率；γ₁为第一补偿系数，β为补偿比例系数，κ为第二补偿系数，Z_L1为功率发射线圈的电抗，Z_cm1为第一补偿电容的电抗值，Z_cm2为第二补偿电容的电抗值，Z_cm3为第三补偿电容的电抗值。补偿比例系数β，第一补偿系数γ₁，第二补偿系数κ具体定义如下： $\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\β}=Z_{cm1}/Z_{cm2}\\ {\mathrm{\γ}}_1=\[Z_{cm1}+Z_{L1}(1+\mathrm{\β})\]/Z_{L1}\\ \mathrm{\κ}=(Z_{L1}+Z_{cm3})/Z_{L1}\end{array}\right.;$ 补偿比例系数β表示第一补偿元件Z_cm1与第二补偿元件Z_cm2的比例系数；第一补偿系数γ₁表示补偿网络的功率传输特性，决定了传输功率随功率线圈的耦合程度的变化趋势；第二补偿系数κ表示含Z_L1支路的补偿程度。

更进一步地，所述第一补偿电容、第二补偿电容和第三补偿电容为薄膜电容或功率陶瓷电容。

更进一步地，所述第二补偿单元包括与所述功率接收线圈串联的电容C2。

更进一步地，第二补偿单元的共振频率与所述高频逆变单元的逆变频率相等。

本发明还提供了一种用于动态无线充电的装置的参数获取方法，包括下述步骤：

(1)根据耦合系数k的变化范围[k_min,k_max]获得耦合系数设定值 $k_{set}=\frac{1}{2}(k_{\min }+k_{max});$

(2)利用传输效率最优原则，并根据所述耦合系数设定值k_set获得副边带载Q_load值和最优负载其中Q_load为包含了等效负载的副边串联回路的品质因子；当耦合系数一定时，负载决定了传输效率，所选取最优负载保证了系统以最高传输效率工作。

(3)利用功率波动最小原则，并根据所述耦合系数设定值k_set获得补偿比例系数β与第一补偿系数γ₁的关系(1+β)＝γ₁/k_set；并获得在所述耦合系数设定值k_set和额定负载条件下的传输功率所选取补偿参数使得k在设定范围内变化时，传输功率波动的百分比最小。

(4)根据传输功率以及在所述耦合系数设定值k_set上已知的传输功率容量P_tran获得第一补偿系数并根据所述第一补偿系数获得补偿比例系数β＝γ₁/k_set-1；

(5)根据逆变桥ZVS软开关的要求获得第二补偿系数κ；

(6)根据所述第一补偿系数γ₁、所述第二补偿系数κ和所述补偿比例系数β获得三个补偿电容的电抗及容值C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]； $\left\{\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=\[{\mathrm{\γ}}_1-(1+\mathrm{\β})\mathrm{\κ}\]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\mathrm{\β}}{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\mathrm{\κ}-1)Z_{L1}\end{array}\right.;$ 其中，i为补偿电容的序号，i＝1、2、3；f₀为系统工作频率；γ₁为第一补偿系数、κ为第二补偿系数，β为补偿比例系数，Z_L1为功率发射线圈的电抗，Z_cm1为第一补偿电容的电抗值，Z_cm2为第二补偿电容的电抗值，Z_cm3为第三补偿电容的电抗值。

更进一步地，在步骤(5)中，获得第二补偿系数κ的步骤具体为：

获得k＝k_set时，输入阻抗Z_in的相角随所述第二补偿系数κ的变化曲线，并在所述曲线上寻找使得Z_in(k_set)的相角接近零的点，该点对应的κ值即为所述第二补偿系数κ；

其中，为从高频逆变单元(12)的输出ab端口向副边看过去的等效输入阻抗；Z_L1为功率发射线圈的电抗；Z_cm1为第一补偿电容的电抗值；Z_cm2为第二补偿电容的电抗值；κ为第二补偿系数，表示含Z_L1支路的补偿程度；Z_r＝(ωM)²/Z₂为副边映射到原边的映射阻抗，表示副边对原边的影响；Z₂为包含了等效负载的副边串联回路的支路阻抗。

更进一步地，所述第二补偿单元(22)的共振频率与所述高频逆变单元(12)的逆变频率相等；即L₂C₂＝1/(2πf₀)²。

更进一步地，LC滤波单元(13)的共振频率与所述高频逆变单元(12)的逆变频率相等；即L_fC_f＝1/(2πf₀)²。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于考虑了传输效率、传输功率、偏移范围的综合需求和对补偿网络参数的优化设计，能够取得稳定传输功率和增加抗偏移能力的有益效果。在给定功率线圈参数、有效偏移范围和传输功率容量要求的约束前提下，按照本发明所设计的无线充电装置能够根据功率线圈的互感耦合程度自动调节功率线圈电流，从而获得保持稳定输出功率的特性，同时还具有高传输效率、软开关特性以及空载限流保护功能，适用于宽偏移范围的无线输电应用场合。

附图说明

图1为本发明实施例的电路拓扑；

图2为基于互感模型的WPT系统简化电路图；

图3为在不同补偿系数γ₁下功率传输因子g(γ₁,x)随自变量x的变化曲线；

图4为本发明实施例的补偿拓扑的参数设计流程；

图5为本发明实施例的收发功率线圈结构图；

图6为本发明实施例的输入阻抗相角变化趋势图，其中图6(a)为在k＝k_set点处，Z_in相角随第二补偿系数κ的变化曲线；图6(b)为当κ＝0.32时，Z_in相角随耦合系数k变化曲线

图7为本发明实施例的输出电压V_d2和互感耦合系数k随收发线圈偏移百分比的变化曲线；

图8为本发明实施例的各支路电流随收发线圈偏移百分比的变化实验曲线；

图9为本发明实施例的传输效率随收发线圈偏移百分比的变化实验曲线；

图10为本发明实施例的原边逆变桥输出电压V_ab和电流i_cm1的实验波形；其中，图10(a)为当收发线圈正对即偏移百分比为0％时的实验波形；图10(b)为收发线圈偏移40％的实验波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的目的是针对现有补偿拓扑抗偏移能力的不足，提出一种适用于宽偏移动态无线充电的装置，主要包括具有抗偏移能力的补偿拓扑及其参数获取方法，解决现有无线输电系统中传输功率容易随偏移距离变化而剧烈波动的问题。

本发明提供的用于动态无线充电的装置包含放置于原边的能量发射模块1和置于副边的能量接收模块2。能量发射模块1包括高频逆变单元12、LC滤波单元13、第一补偿单元14、功率发射线圈15。其中高频逆变单元12的输出a端与LC滤波单元13的一端连接，LC滤波单元13的另一端连接至第一补偿单元14的01端，高频逆变单元12的输出b端与第一补偿单元14的04端连接，而功率发射线圈15与第一补偿单元14的03端和04端连接。高频逆变单元12产生激励整个系统的高频电压方波V_ab，其频率即为系统工作频率f₀。LC滤波单元13滤除高频电压方波的谐波成分，减小谐波对系统的影响。通过功率发射线圈15和功率接收线圈21的高频磁场耦合，电能从原边无线传递到副边。第一补偿单元14的功能是根据收发功率线圈的互感耦合情况自动地调节发射线圈电流，平缓传输功率随偏移距离的波动。当耦合距离增加，互感耦合系数k减小时，第一补偿单元14则会根据映射阻抗的变化趋势自动增大流进发射功率线圈的电流，从而避免了传输功率随耦合距离增加而急剧下降的问题。

能量接收模块2包含功率接收线圈21、第二补偿单元22和不控整流单元23。电容C₂用来补偿功率接收线圈21的漏感。第二补偿单元22的输出端连接至不控整流单元23的c、d端，不控整流单元23的输出端连接至负载。第二补偿单元22为基本串联完全补偿，使得功率收发线圈之间只传递有功功率，从而提高系统效率。不控整流单元23将接收的高频交流电整流为直流，然后供给充电负载。

所提出的动态无线充电装置中第一补偿单元14采用的适用于宽偏移范围无线输电的CCC型补偿拓扑，其特征在于：

(1)原边逆变桥采用定频方式工作，在a、b端输出固定频率f₀的交流电压方波V_ab，逆变器可以是全桥或者半桥，由功率开关器件组成，例如功率MOS管或者IGBT，逆变频率f₀选定在20kHz-500kHz之间。

(2)第一补偿单元14由三个谐振补偿电容C_cm1、C_cm2、C_cm3组成。谐振补偿电容可以由高频特性优良，过电流能力较大的薄膜电容串并联构成，也可以采用功率陶瓷电容。无论是薄膜电容或是功率陶瓷电容均要求具有高Q值，高频低损耗特点。

(3)三个谐振补偿电容连接方式为串并串—T型：第三补偿电容C_cm3与原边发射线圈L₁串联构成一条串联支路，第二补偿电容C_cm2与由C_cm3、L₁组成的支路并联，其一端连接在第三补偿电容C_cm3的02端，其另一端连接在原边发射线圈L₁的04端；第一补偿电容C_cm1与由C_cm2、C_cm3、L₁组成的支路串联，其一端与由L_f、C_f串联所构成的滤波器单元(13)的01端相连接，另一端02为三个补偿电容元件C_cm1、C_cm2、C_cm3的共同节点。

(4)在逆变桥输出a端口与第一补偿单元14之间加入由L_f、C_f串联所构成的滤波器单元13。L_f和C_f均为高Q值电抗元件，其电抗值应适当大于功率线圈电抗值，其串联谐振频率点即为方波电压V_ab的频率f₀，即满足C_fL_f＝1/(2πf₀)²，则串联滤波单元的阻抗近似为零，不改变第一补偿单元14的功率调节特性。其功能为滤除高频电压方波的谐波成分，减小谐波对系统的影响，另外避免第一补偿单元14的补偿电容直接连接到逆变桥输出a、b端，引起开关管切换瞬间过冲问题。

(5)作为电路拓扑的一种变形，其中滤波电容C_f可以和第一补偿电容C_cm1合并为一个电容，其容值为两个电容串联容值：C_f×C_cm1/(C_f+C_cm1)。这样包含了滤波单元13和第一补偿拓扑单元14的补偿拓扑实际为LCCC型。

所提出的动态无线充电装置中第二补偿单元22采用的基本串联补偿拓扑，其特征在于：第二补偿单元22的共振频率与高频逆变单元12的逆变频率设置相等，即L₂C₂＝1/(2πf₀)²，为完全串联补偿，使得功率收发线圈之间只传递有功功率，从而提高系统效率。

通过对第一补偿单元14的三个补偿元件C_cm1、C_cm2、C_cm3参数的优化设计，所述动态无线充电装置可根据收发功率线圈的互感耦合程度自动地调节原边功率线圈电流，从而获得保持稳定输出功率的特性。本发明所述的第一补偿单元14的参数获取方法，其所基于的理论原理简述如下：

基于互感模型的WPT系统其简化电路如图2所示。副边对原边的影响用映射阻抗Z_r表示之，当互感耦合系数k变化时，其Z_r随之变化。在不考虑电路寄生损耗的理想情况下，映射阻抗Z_r所获取的有功功率即为系统的传输功率，也代表负载上所获取功率。假设原、副边功率线圈的电抗分别表述为Z_L1＝jωL₁、Z_L2＝jωL₂，Z₂＝jωL₂+1/(jωC₂)+R_ac为副边电路总阻抗，则副边映射到原边的等效映射阻抗为Z_r＝(ωM)²/Z₂，其中为原副边功率线圈的互感值。直流负载R_L等效到不控整流单元(8)的交流cd端口的等效交流负载为则副边带载品质因子表述为Q_load＝|Z_L2|/R_ac。原边CCC型补偿拓扑的三个补偿电容电抗分别表述为Z_cm1＝1/(jωC_cm1)、Z_cm2＝1/(jωC_cm2)、Z_cm3＝1/(jωC_cm3)，三个补偿元件提供了三个调节自由度，分别定义补偿比例系数β，第一补偿系数γ₁，第二补偿系数κ如下：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\β}=Z_{cm1}/Z_{cm2}\\ {\mathrm{\γ}}_1=\[Z_{cm1}+Z_{L1}(1+\mathrm{\β})\]/Z_{L1}\\ \mathrm{\κ}=(Z_{L1}+Z_{cm3})/Z_{L1}\end{array}\right.;$

其中补偿比例系数β表示第一补偿元件Z_cm1与第二补偿元件Z_cm2的比例系数；第一补偿系数γ₁表示补偿网络的功率传输特性，决定了传输功率随功率线圈的耦合程度的变化趋势；第二补偿系数κ表示含Z_L1支路的补偿程度。

定义自变量x＝|1+β|k²Q_load，其中k为收发功率线圈的互感耦合系数，Q_load为副边带载品质因子。自变量x包含了互感耦合系数k以及负载Q_load变化对映射阻抗Z_r的影响。由于传输偏移距离的变化表现为互感耦合系数k的波动，故讨论自变量x对传输功率的影响，可用来建立传输功率随偏移距离变化的理论模型。

忽略电路的寄生损耗，由电路理论模型，容易得到传输功率为

$\left\{\begin{array}{c}{P}_{tran}={\left|\frac{V_{ab}}{Z_{cm1}+(Z_{L1}+Z_r)(1+\mathrm{\β})}\right|}^2\mathrm{Re}\left(Z_r\right)=\frac{1}{\left|1+\mathrm{\β}\right|}\frac{{\left|V_{ab}\right|}^2}{\left|Z_{L1}\right|}g({\mathrm{\γ}}_1,x)\\ g({\mathrm{\γ}}_1,x)=1/(\frac{{{\mathrm{\γ}}_1}^2}{x}+x)\end{array}\right.$

其中g(γ₁,x)定义为功率传输因子，描述传输功率P_tran随自变量x＝|1+β|k²Q_load的变换趋势，图3即为在设定不同补偿系数γ₁的情况下传输因子g(γ₁,x)随自变量x的变化曲线。从图3中可看出，其特征为：g(γ₁,x)在x_opt＝γ₁此一点存在极大值g_max＝1/(2γ₁)，并且在此极大值附近变化较为平坦，因此本发明的设计方法即是利用了原边CCC型拓扑的这一传输特点，选定原边CCC型拓扑对应传输因子的极值点在设定互感耦合系数附近，从而保证传输功率在k值有效范围内变化时保持稳定输出。

其第一补偿单元14所采用的CCC型补偿拓扑的参数设计方法包括如下具体步骤，其特征在于：

(1)根据耦合系数k变化范围[k_min,k_max]，选定优化参照的耦合系数点k_set。

$k_{set}=\frac{1}{2}(k_{\min }+k_{max})$

(2)根据传输效率最优的设计原则，设定最优负载R_L和相应副边带载Q_load值。

$\left\{\begin{array}{c}{Q}_{load}^{opt}=1/k_{set}\\ R_L=\frac{R_{ac}}{{(2\sqrt{2}/\mathrm{\π})}^2}=\frac{1}{{(2\sqrt{2}/\mathrm{\π})}^2}\frac{\left|Z_{L2}\right|}{Q_{load}^{opt}}\end{array}\right.$

(3)根据功率波动最小原则，设定补偿比例系数β与补偿系数γ₁以及设定的耦合系数点k_set的关系。由传输因子g(γ₁,x)特性可知，补偿系数设定为|γ₁|＝x(k_set)可以保证传输功率在k_set点附近波动最小，同时在k_set点取得最大传输功率。将和x＝|1+β|k²Q_load带入等式|γ₁|＝x(k_set)可得补偿比例系数β与补偿系数γ₁以及设定的耦合系数点k_set的关系：

$(1+\mathrm{\β})=\frac{{\mathrm{\γ}}_1}{k_{set}}$

则在优化参照的耦合系数点k_set上，在额定负载条件下，传输功率为

$P_{tran}\left(k_{set}\right)=\frac{{\left|V_{in}\right|}^2}{\left|Z_{L1}\right|}\frac{k_{set}}{2{\left|{\mathrm{\γ}}_1\right|}^2}$

(4)根据在k_set点上传输功率容量P_tran要求，由第(3)步骤给出的传输功率计算公式，可设定第一补偿系数γ₁

${\mathrm{\γ}}_1=\sqrt{k_{set}\frac{{\left|V_{in}\right|}^2/\left|Z_{L1}\right|}{2P_{tran}}}$

由此可计算得到补偿比例系数β＝γ₁/k_set-1。

(5)根据逆变桥ZVS软开关要求，设定第二补偿系数κ。在k＝k_set点处，考察Z_in的相角随第二补偿系数κ的变化趋势。以此为基础，选定第二补偿系数κ，使得满足软开关要求：当k从k_set逐渐减小到0的过程中，Z_in的相角将从微感性增大到90°纯感性。从原边逆变桥向副方侧看过去的总输入阻抗Z_in为

$Z_{in}=Z_{cm1}+\frac{Z_{cm2}({\mathrm{\κZ}}_{L1}+Z_r)}{(Z_{cm2}+{\mathrm{\κZ}}_{L1}+Z_r)}$

第二补偿系数κ的参数获取过程简单介绍如下：当根据前面步骤决定了补偿系数γ₁和β之后，选定在k＝k_set点处，作输入阻抗Z_in的相角随第二补偿系数κ变化曲线图，在曲线上寻找使得Z_in(k_set)的相角接近零即呈微弱感性的点，选定对应κ值。

(6)由第一补偿系数γ₁、第二补偿系数κ及补偿比例系数β，计算得到CCC型补偿拓扑所需的三个补偿元件电抗及容值(C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]，i＝1、2、3)。

$\left\{\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=\[{\mathrm{\γ}}_1-(1+\mathrm{\β})\mathrm{\κ}\]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\mathrm{\β}}{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\mathrm{\κ}-1)Z_{L1}\end{array}\right.$

在给定功率线圈参数、有效偏移范围和传输功率容量要求的约束前提下，按照本发明所设计的无线充电装置能够根据功率线圈的互感耦合程度自动调节功率线圈电流，从而获得保持稳定输出功率的特性，同时还具有高传输效率、软开关特性以及空载限流保护功能，适用于宽偏移范围的无线输电应用场合。下面将在具体实施方式部分中，结合具体实施例，对以上所述本发明的工作机理、优点和补偿拓扑参数的设计方法做进一步阐述说明。

下面结合附图对本发明的技术方案进一步说明其详细实施方式：

本发明所提出的适用于宽偏移范围动态无线充电装置，其系统框架如图1所示。该系统主要包括直流电源11、高频逆变单元12、原边LC滤波单元13、第一补偿单元14、功率发射线圈15和功率接收线圈21、第二补偿单元22、不控整流单元23和负载24。

其中，所述直流电源11的作用是为高频逆变单元12提供稳定的直流电压V_d1；所述高频逆变单元12将直流电逆变为高频电压方波V_ab，其结构为由四个开关管组成的全桥逆变电路。所述原边LC滤波单元13串联在逆变桥输出端a和第一补偿单元14之间，由滤波电感L_f和滤波电容C_f串联组成，其谐振频率为原边逆变频率f₀；所述第一补偿单元14由三个补偿电容C_cm1、C_cm1和C_cm1串并联组成。第三补偿电容C_cm3与原边发射线圈L₁串联构成一条串联支路，第二补偿电容C_cm2与由C_cm3、L₁组成的支路并联，其一端连接在第三补偿电容C_cm3的02端，其另一端连接在原边发射线圈L₁的04端；第一补偿电容C_cm1与由C_cm2、C_cm3、L₁组成的支路串联，其一端与由L_f、C_f串联所构成的滤波器单元13的01端相连接，另一端02为三个补偿电容元件C_cm1、C_cm2、C_cm3的共同节点。功率发射线圈15与功率接收线圈21通过高频磁场耦合，电能从原边传递到副边；所述第二补偿单元22为串联型完全补偿拓扑，由谐振电容C₂和功率接收线圈21串联组成，其谐振频率与原边逆变频率f₀相同；其输出端c、d与不控整流单元23输入端相连。所述不控整流单元23由整流二极管和滤波电容C₀构成，将接收的高频交流电变换为直流电，供给负载R_L。

在取不同第一补偿系数γ₁下，功率传输因子g(γ₁,x)随自变量x变化趋势如图3所示。g(γ₁,x)的变化趋势可看出，当x取在极值点x_opt＝γ₁附近则传输因子g(γ₁,x)变化较为平坦，g(γ₁,x)的这种特性为平缓传输功率随偏移距离波动提供了可能。为了保证在一定的k范围内传输功率平稳，应当设定原边补偿系数γ₁，使得k变化范围对应的自变量x＝|1+β|k²Q_load在极值点x_opt＝γ₁附近。所述第一补偿单元正是利用了其功率传输因子g(γ₁,x)的这一极值点特性，使其根据互感耦合情况自动调节发射线圈电流，平缓传输功率波动。

图5给出了一对典型的功率收发线圈15、16实物图。图中收发功率线圈为矩形线圈，采用利兹线镶嵌在有机玻璃板上。功率线圈尺寸参考实际电动汽车需求，为1:5缩比模型，由于实际汽车离地间隙约为20cm，故缩比模型中收发线圈的垂直间隙保持为4cm。定义侧向偏移百分比δ为侧向偏移量Δy与发射线圈侧向宽度之比。由于互感耦合系数k随侧向偏移百分比δ的变化关系并不受缩比系数影响，因此研究缩比模型也可以反映实际偏移情况。收发线圈之间互感耦合系数k随侧向偏移百分比δ的变化趋势如图7所示。当侧向偏移百分比有0增加到45％时，耦合系数k从0.18降低到0.13。功率线圈基本参数及偏移要求如表1所示。

表1功率线圈的基本参数和要求

结合实施例的附图4说明原边CCC型补偿拓扑的参数设计过程如下：

(1)根据耦合系数k变化范围，选定优化参照的耦合系数点k_set＝0.165。

(2)根据传输效率最优的设计原则，设定副边带载Q_load值和最优负载。副边最优匹配带载品质因子为等效交流负载为 $R_{ac}=\left|Z_{L_2}\right|/Q_{load}^{opt}=13.06\mathrm{\Ω};$ 直流负载为 $R_L=R_{ac}/{(2\sqrt{2}/\mathrm{\π})}^2=16.13\mathrm{\Ω}.$ 如果实际负载不是最优负载，则为了保证传输效率最优，一般在副边加入阻抗匹配电路。这里假设额定负载为效率最优取值。

(3)根据传输功率容量P_tran＝500W要求，设定第一补偿系数γ₁

在k＝k_set处，根据传输功率最大，传输功率波动最小原则，由传输功率容量选取第一补偿系数γ₁。则第一补偿系数γ₁＝0.2212，则比例系数β＝γ₁/k_set-1＝0.3407。此时补偿拓扑的功率特性曲线已经确定。

(4)根据逆变桥ZVS软开关要求，设定第二补偿系数κ

在k＝k_set点处，考察Z_in的相角随第二补偿系数κ的变化趋势。其中Z_in为从原边逆变桥向副方侧看过去的输入阻抗。图6(a)为在k＝k_set点处，Z_in相角随第二补偿系数κ的变化曲线；选定第二补偿系数κ＝0.32，使得Z_in在k＝k_set点处为微感性。在选定第二补偿系数的情况下，进一步考察Z_in的相角随互感耦合系数k的变化趋势，图6(b)所示。当k从k_set逐渐减小到0过程中，Z_in的相角将从微感性增大到90°纯感性，满足软开关要求。

(5)由第一补偿系数γ₁、第二补偿系数κ及补偿比例系数β，计算得到原边CCC型补偿拓扑所需的三个补偿元件电抗及容值。

因此补偿系数及其补偿元件选择为：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{set}=0.165\\ {\mathrm{\γ}}_1=0.2212\\ \mathrm{\κ}=0.32\end{array}\right.\⇒\left\{\begin{array}{c}{C}_{cm1}=35.024nF\\ C_{cm2}=11.933nF\\ C_{cm3}=10.704nF\end{array}\right.$

根据上面设计参数，分别搭建了CCC原边补偿拓扑，对于CCC型原边补偿拓扑的实验结果如下。

图7为输出电压V_d2随侧向偏移百分比δ变化趋势，理论与实验值有一定小的偏差，但是趋势一致。这种偏差是由于没有考虑逆变桥死区造成的电压利用率，还有实际电路中的损耗以及管压降。从图中的对比可以说明，前面给出的理论模型已经能很好地反映补偿拓扑的功率传输特性。在0-40％偏移百分比范围内，输出电压没有明显降低，按照本发明所提出的设计方法得到的补偿拓扑参数能够满足设定的抗偏移要求。

图8为各支路电流随侧向偏移百分比δ变化趋势，随着接收线圈的偏离，原边支路电流I_L1会逐渐增大，而副边电流I_L2会减小。这种电流变化趋势正反映了原边CCC型补偿拓扑的功率自动调节能力。当偏移距离增加时，互感耦合系数k减小，副边映射到原边的映射阻抗Z_r减小，因此需要增大原边电流I_L1，以保持恒定的传输功率。当互感耦合系数k减小到零，即接收线圈完全离开发射线圈时，原边支路电流I_L1增大到一定值，不会出现明显的过冲问题，因此具有空载限流能力，这对于动态无线充电非常有必要。

图9为从原边直流源到副边直流输出端的的传输效率随侧向偏移百分比δ的变化趋势，在40％的偏移范围内均能保持较高效率90％以上。

图10为逆变桥输出电压V_ab和电流i_cm1的实验波形对比。当线圈正对时，如图10(a)所示，逆变桥输出电流稍微滞后于输出电压方波，开关时刻电流较小，滞后相位角接近零为微感性状态。当偏移到最大有效百分比40％时，滞后相位角增加到45°左右，如图10(b)所示。在从k_max到0变化过程中，逆变桥始终处于软开关状态，与理论分析一致。因此本发明所提出和设计的动态无线充电装置在传输距离变化情况下，能保证传输功率稳定输出，非常适合传输距离有一定偏移范围而传输功率有一定稳定性要求的无线充电场合。

需要说明的是以上所述功率线圈参数为实施例的举例，本发明不仅限于此种功率线圈。以上所述仅是本发明的优选实施方案，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出进一步的改进，这些改进也应当视为本发明的保护范围。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于动态无线充电的装置，其特征在于，包括能量发射模块(1)和能量接收模块(2)；所述能量发射模块(1)包括依次连接的高频逆变单元(12)、LC滤波单元(13)、第一补偿单元(14)和功率发射线圈(15)；

所述高频逆变单元(12)用于对外部输入的直流电压进行逆变处理并输出高频电压方波V_ab，所述LC滤波单元(13)用于滤除所述高频电压方波V_ab中的谐波成分，所述功率发射线圈(15)用于将经过滤波后的高频电压方波按照高频磁场耦合的方式进行发射；所述第一补偿单元(14)用于对所述功率发射线圈(15)的电流进行调节，减小传输功率随偏移距离的波动；

所述能量接收模块(2)包括依次连接的功率接收线圈(21)、第二补偿单元(22)和不控整流单元(23)；

所述功率接收线圈(21)用于接收所述功率发射线圈(15)发射的功率；所述第二补偿单元(22)用于补偿所述功率接收线圈(21)的漏感，使得所述功率发射线圈(15)与所述功率接收线圈(21)之间只传递有功功率；所述不控整流单元(23)用于将接收的高频交流电整流为直流，并供给负载。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一补偿单元(14)包括第一补偿电容_、第二补偿电容和第三补偿电容；

所述第一补偿电容和第三补偿电容串联连接，所述第一补偿电容的非串联端与所述LC滤波单元(13)的输出端连接，所述第三补偿电容的非串联端用于连接至所述功率发射线圈(15)的一端；

所述第二补偿电容的一端与所述第一补偿电容和第三补偿电容的串联连接端连接，所述第二补偿电容的另一端用于连接至所述功率发射线圈(15)的另一端。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述第一补偿电容、第二补偿电容和第三补偿电容的容值分别为C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]；电抗值分别为： $\left\{\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=\[{\mathrm{\γ}}_1-(1+\mathrm{\β})\mathrm{\κ}\]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\mathrm{\β}}{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\mathrm{\κ}-1)Z_{L1}\end{array}\right.;$ 其中，i为补偿电容的序号，i＝1、2、3；f₀为系统工作频率；γ₁为第一补偿系数、κ为第二补偿系数，β为补偿比例系数，Z_L1为功率发射线圈的电抗，Z_cm1为第一补偿电容的电抗值，Z_cm2为第二补偿电容的电抗值，Z_cm3为第三补偿电容的电抗值。

4.如权利要求1-3任一项所述的装置，其特征在于，所述第一补偿电容、第二补偿电容和第三补偿电容为薄膜电容或功率陶瓷电容。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第二补偿单元(22)包括与所述功率接收线圈串联的电容C2。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第二补偿单元(22)的共振频率与所述高频逆变单元(12)的逆变频率相等。

7.一种用于动态无线充电的装置的参数获取方法，其特征在于，包括下述步骤：

(1)根据耦合系数k的变化范围[k_min,k_max]获得耦合系数设定值 $k_{set}=\frac{1}{2}(k_{min}+k_{max});$

(2)利用传输效率最优原则，并根据所述耦合系数设定值k_set获得副边带载Q_load值 $Q_{load}^{opt}=1/k_{set}$ 和最优负载 $R_L=\frac{1}{{(2\sqrt{2}/\mathrm{\π})}^2}\frac{\left|Z_{L2}\right|}{Q_{load}^{opt}};$

(3)利用功率波动最小原则，并根据所述耦合系数设定值k_set获得补偿比例系数β与第一补偿系数γ₁的关系并获得在所述耦合系数设定值k_set和额定负载条件下的传输功率

(4)根据传输功率以及在所述耦合系数设定值k_set上已知的传输功率容量P_tran获得第一补偿系数并根据所述第一补偿系数获得补偿比例系数β＝γ₁/k_set-1；

(5)根据逆变桥ZVS软开关的要求获得第二补偿系数κ；

(6)根据所述第一补偿系数γ₁、所述第二补偿系数κ和所述补偿比例系数β获得三个补偿电容的电抗及容值C_cmi＝1/[|Z_cmi|×(2πf₀)]； $\left\{\begin{array}{c}{Z}_{cm1}=\[{\mathrm{\γ}}_1-(1+\mathrm{\β})\mathrm{\κ}\]Z_{L1}\\ Z_{cm2}=\frac{1}{\mathrm{\β}}{Z}_{cm1}\\ Z_{cm3}=(\mathrm{\κ}-1)Z_{L1}\end{array}\right.;$ 其中，i为补偿电容的序号，i＝1、2、3；f₀为系统工作频率；Z_L1为功率发射线圈的电抗；Z_cm1为第一补偿电容的电抗值；Z_cm2为第二补偿电容的电抗值；Z_cm3为第三补偿电容的电抗值。

8.如权利要求7所述的参数获取方法，其特征在于，在步骤(5)中，获得第二补偿系数κ的步骤具体为：

获得k＝k_set时，输入阻抗Z_in的相角随所述第二补偿系数κ的变化曲线，并在所述曲线上寻找使得Z_in(k_set)的相角接近零的点，该点对应的κ值即为所述第二补偿系数κ；

其中，Z_L1为功率发射线圈的电抗；Z_cm1为第一补偿电容的电抗值；Z_cm2为第二补偿电容的电抗值；κ为第二补偿系数，表示含Z_L1支路的补偿程度；Z_r＝(ωM)²/Z₂为副边映射到原边的映射阻抗，表示副边对原边的影响；Z₂为包含了等效负载的副边串联回路的支路阻抗。

9.如权利要求7或8所述的参数获取方法，其特征在于，所述第二补偿单元(22)的共振频率与所述高频逆变单元(12)的逆变频率相等。

10.如权利要求7或8所述的参数获取方法，其特征在于，所述LC滤波单元(13)的共振频率与所述高频逆变单元(12)的逆变频率相等。