CN104298294B - 带有修调的高阶曲率补偿基准电压源 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源。该高阶曲率补偿基准电压源至少包括：用于基于晶体管及电阻来产生一阶补偿电流的第一电流产生电路；包括第一可调电阻网络且与所述第一电流产生电路串联以便产生参考电压的第一电阻电路；用于产生高阶补偿电流至所述第一电阻电路以实现曲率补偿的曲率补偿电路；以及包括第二可调电阻网络且用于对所述参考电压进行分压以输出基准电压的第二电阻电路。本发明能使电压基准源的温度特性曲线在整个工作温度范围内具有多个极值，显著提高电压基准源的精度。

Description

带有修调的高阶曲率补偿基准电压源

技术领域

本发明涉及电路领域，特别是涉及一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源。

背景技术

基准电压源是模拟和混合集成电路设计的关键模块，基准电压源的精度将直接决定整个芯片的性能。某些芯片或系统的性能，通常取决于内部的基准电压源的精度。传统的带隙基准源经过l阶补偿在-40℃～125℃的范围内最小温度系数为10ppm/℃左右，不能满足高精度系统的要求，必须进一步减小带隙电压基准源的温度系数。

例如，在申请号为201110120544.8的中国专利文献中公开了一种可变曲率补偿的带隙电压基准源，其包括启动电路、PTAT电流产生电路及高阶温度补偿电路，该电路在低温时采用传统的一节补偿形式，中温时实现二阶补偿，高温时实现三节补偿。

又例如，在申请号为201110171670.6、201110120544.8、201010557984.5等多份中国专利文献分别提出了能对温度进行补偿的带隙电压基准源。

虽然已有大量高阶温度补偿技术，但是集成基准源总是受到半导体制造工艺非理想因素的影响，其中部分误差是系统性的，例如，温度系数和沟道长度调制效应等，可以通过仿真软件进行有效的模拟和预测；而器件失配、绝对值偏差等非理想因素则是随机性的，存在于芯片与芯片之间；这些误差对基准源总体性能影响越来越严重，因此都需要制造后工艺来进行调整（即修调）。带隙基准产生的高压基准源的精度取决于电阻的精度和温度补偿，然而典型工艺中电阻变化很大，绝对值偏差在10%～30%之间，失配比在0.1%～1%之间，这意味着为了获得高精度基准电压，必须采用电阻修调技术，通过电阻修调网络补偿，电阻的温度系数也可以改善。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，以便减小失配误差及系统误差，提高电源抑制比及电压基准源的精度。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其至少包括：

第一电流产生电路，用于基于晶体管及电阻来产生一阶补偿电流；

第一电阻电路，其包括第一可调电阻网络，与所述第一电流产生电路串联以便产生参考电压；

曲率补偿电路，连接所述第一电阻电路，用于产生高阶补偿电流至所述第一电阻电路以实现曲率补偿；

第二电阻电路，其包括第二可调电阻网络，用于对所述参考电压进行分压以输出基准电压。

优选地，所述第一可调电阻网络包括基于熔丝来修调电阻的熔丝电阻网络。

优选地，所述第二可调电阻网络包括基于数字开关来修调电阻的数字电阻网络；更为优选地，数字开关采用译码器及传输门来实现。

优选地，所述曲率补偿电路包括：第二电流产生电路，用于基于所述参考电压来产生与温度的平方成比例的高阶电流；以及补偿电流电路，连接第二电流产生电路与所述第一电阻电路，用于基于所述高阶电流来产生补偿电流至所述第一电阻电路以实现曲率补偿；更为优选地，所述补偿电流电路包括产生低温微调电流的电路与产生高温补偿电流的电路。

优选地，所述第一电流产生电路还包括提高电源抑制比的误差放大器电路。

如上所述，本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，具有以下有益效果：有效降低了电阻失配误差，同时有效减少了实际工艺系统误差对电路设计的影响，并显著提高了带隙电压基准源的精度。

附图说明

图1显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源示意图。

图2显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的第一可调电阻网络示意图。

图3显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的曲率补偿电路示意图。

图4显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的温度特性示意图。

图5显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的第二可调电阻网络示意图。

图6显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的具体实施例示意图。

图7显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的二阶曲率补偿电流温度特性仿真结果示意图。

图8显示为本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源的曲率补偿仿真结果示意图。

元件标号说明

1高阶曲率补偿基准电压源

11第一电流产生电路

111误差运算放大器

12第一电阻电路

13曲率补偿电路

131第二电流产生电路

132补偿电流电路

14第二电阻电路

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。

请参阅图1至图8。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

如图所示，本发明提供一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源。所述高阶曲率补偿基准电压源1至少包括：第一电流产生电路11、第一电阻电路12、曲率补偿电路13、以及第二电阻电路14。

所述第一电流产生电路11基于晶体管及电阻来产生一阶补偿电流。

如图1所示，该第一电流产生电路11包括晶体管Q₀、Q₁、Q₂、电阻R₁、R₂、R₃，各元件的连接关系如图所示，在此不再详述。

该第一电流产生电路11产生与热力学温度成正比的电流I_PTAT为：

$I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_{\mathrm{BE}2}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_3}=\frac{\mathrm{KT}}{R_3}\ln \left(m\right)---\left(1\right)$

其中，V_BE1、V_BE2分别为晶体管Q₁、Q₂的基极发射极电压，m是晶体管Q₁和Q₂的个数比，即 $m=\frac{M_1}{M_2}.$

优选地，所述第一电流产生电路11包括提高电源抑制比的误差放大器电路。

如图1所示，所述误差放大器电路包括误差放大器A及PMOS管MP0，增加该误差放大器A，可保证晶体管Q₁和Q₂的集电极相等，误差放大器A的输出连接PMOS管MP0，可以增大输出负载能力。

所述第一电阻电路12包括第一可调电阻网络，与所述第一电流产生电路111串联以便产生参考电压。

如图1所示，该第一电阻电路12包括第一可调电阻网络R_fuse及电阻R₄，其中，所述第一可调电阻网络R_fuse用于减小电阻系统误差，其可采用任何一种能减小电阻系统误差的可调电阻网络，优选地，包括但不限于采用基于熔丝来修调电阻的熔丝电阻网络等。

例如，如图2所示，该第一可调电阻网络R_fuse包括阻值以2的倍数递增的8个电阻以及8个熔丝Fuse<0>、Fuse<1>、Fuse<2>、Fuse<3>、Fuse<4>、Fuse<5>、Fuse<6>、Fuse<7>，每一电阻连接一个熔丝，熔丝在正常情况下是短路的，当有大电流流过时，它被物理破坏，形成开路状态。图2中所示电阻均由方块电阻串并联实现，当采用R=0.35K时，能实现阻值16K～32K的修调，最小分辨率是43Ω。

所述曲率补偿电路13连接所述第一电阻电路12，用于产生高阶补偿电流至所述第一电阻电路12以实现曲率补偿。

如图1所示，该曲率补偿电路13产生高阶补偿电流，由此产生的参考电压V_ref1为：

$V_{\mathrm{ref}1}=V_{\mathrm{BE}2}+2I_{\mathrm{PTAT}}(R_{\mathrm{fuse}}+R_4)+I_{\mathrm{PTAT}}^2{R}_4---\left(2\right)$

其中，V_BE2为晶体管Q₂的基极发射极电压，该电压V_BE2可表示为：

V_BE2＝V_go-BT-Cf(T)（3）

其中，V_go为二极管在0K温度下的电压；B和C都是与温度无关的常数；T为温度，f(T)为温度的T的高阶函数。由式（1）、（2）及（3）可见，适当调整电阻R₃、R₄、R_fuse、及高阶补偿电流可以获得经过二阶曲率补偿的参考电压V_ref1。

优选地，所述曲率补偿电路13产生与温度的平方成比例的高阶补偿电流

例如，一种优选的曲率补偿电路如图3所示，该曲率补偿电路13包括第二电流产生电路131及补偿电流电路132。

所述第二电流产生电路131基于所述参考电压来产生与温度的平方成比例的高阶电流。

例如，如图3所示，该第二电流产生电路131包括晶体管Q₃、PMOS管Mp1以及电阻R₅，由此，产生的高阶电流

其中，V_BE3为晶体管Q₃的基极发射极电压。

所述补偿电流电路132连接第二电流产生电路131与所述第一电阻电路12，用于基于所述高阶电流来产生补偿电流至所述第一电阻电路12以实现曲率补偿。

例如，如图3所示，该补偿电流电路132包括Mp1、Mp3、Mpb、晶体管Q3、及电阻R₅，基于高阶补偿电流由此产生的参考电压V_ref1如前式（2）所示，即：

$V_{\mathrm{ref}1}=V_{\mathrm{BE}2}+2I_{\mathrm{PTAT}}(R_{\mathrm{fuse}}+R_4)+I_{\mathrm{PTAT}}^2{R}_4$

由于电阻R₅设置约等于400K，故高阶补偿电流很小，能够实现对带隙基准进行微调。电流经过Mp1和Mp3镜像产生在低温段和高温段进行二阶温度补偿的电流。该电流在低温段呈下凹抛物下降，在高温段呈上凹抛物上升，能够作为二阶曲率补偿电流。因此能实现如图4所示的补偿效果。在温度范围内的中间段，由于非线性电流分量很小，所以带隙基准电压本质上就是一阶带隙基准；在低温段和高温段，高阶补偿电流进行补偿，电压V_BE2、2I_PTAT(R_fuse+R₄)和高阶补偿电流会产生曲率补偿的曲线，实现如图4所示V_ref1曲线。

所述第二电阻电路14包括第二可调电阻网络，用于对所述参考电压进行分压以输出基准电压。

如图1所示，所述第二电阻电路14包括第二可调电阻网络RT、电阻R0及Rs，由此，参考电压V_ref1被分压成V_ref：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{R_0//R_T+R_S}{R_0//R_T}{V}_{\mathrm{ref}1}$

其中，第二可调电阻网络RT采用阻值可调的电阻网络，由此来减小电阻比值失配，其可采用任何一种能减小电阻比值失配的可调电阻网络，优选地，包括但不限于采用基于数字开关来修调电阻的数字电阻网络等。

例如，如图5所示，第二可调电阻网络RT包括电阻R1、R2、……R31，每一电阻连接一个传输门，传输门由5-32译码器来控制是否被选通，从而实现数字开关的功能。由图可见，传输门控制V_ref1接入点，电阻R1-R31两端共有32个节点，节点N分别标示为0～31，当考虑选通的节点不同，V_ref随之变化，可得到V_ref与V_ref1的关系式如下：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{1-\frac{N}{31}}*\frac{R_0//(R1+R2+...R31)+R_S}{R_0//(R1+R2+...R31)},$ R1＝R2＝...＝R31，N=0，1，2...30。

为了减少数字控制位的个数，第二可调电阻网络RT中采用5-32译码器使数字控制位降为5位，减少功耗。数字控制位调整一位，例如从00001变化到00010，V_ref与V_ref1的比值最小可以改变0.04%，将电阻失配从0.1%～1%降到0.04%。电压V_ref与V_ref1的比值取决于电阻比值失配，低失配的数字开关电阻修调网络是高精度电压源的一个重要组成部分。

上述高阶曲率补偿基准电压源1基于CMOS工艺来实现，具体电路结构如图6所示，其中，第一电流产生电路11中的电阻R₁和R₂相等，MP0连接误差运算放大器111的输出端，可以用来提高带负载能力。Q₁、Q₂和R₃产生与绝对温度成正比的电流I_PTAT，带隙基准源和Q₃、R₅产生二次与温度平方成正比的补偿电流通过MP1、MP2和MP3镜像经过MP5和MP4到曲率补偿电流I₁和I₂，MP5和MP6的栅极接A点，由于A电压与温度成正比（因为流过电阻R_fuse和R₄的电流I_PTAT都与温度成正比），故电流I₁与温度负相关。电流I₂等于MP2镜像的与温度成正相关的电流减去MP6中与温度成负相关的电流，故I₂与温度呈正相关。由于I₁和I₂电流很小，并且主要是二阶分量，I₁和I₂分别在低温段和高温段作为曲率补偿电流进行二阶补偿。图中B点电压作为偏置基准电压，由V_ref1通过一个单位增益运放产生，C点由电阻分压产生。基准电压V_ref由参考电压V_ref1与RT、R₆组成的第二可调电阻网络决定。电路中RT代表数字开关修调网络来减小失配误差，R_fuse代表熔丝修调网络用来减少流片中电阻系统误差对电压基准的影响。

基于XFAB0.35μmBCD工艺，补偿电流在高温段和低温段的仿真结果如图7所示，I₁低温段随着温度减小电流明显增大，I₂高温段随温度增加明显增大，但低温段I₁明显小于高温段I₂，主要由I₂进行二阶曲率补偿，I₁实现温度补偿微调。

由图8所示的曲率补偿仿真结果，可以明显看到温度补偿。表一是在不同工艺角下仿真数据，由于本电路设计有数字电阻修调网络和熔丝修调，故没有对电阻工艺角进行仿真，只针对MOS和BJT管进行工艺角分析仿真从仿真结果可以看到，经过曲率补偿，基准源的温度系数明显降低，基准电压源温度系数最差为2.7ppm/℃，实现高精度的电压基准源。当电源电压从4.5V变到5.5V时，带隙基准电压变化350uV，最低工作电压为4V，3.087V基准电压源变化约为560uV。

表一

综上所述，本发明的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源采用数字开关电阻调整网络降低电阻失配误差，同时采用熔丝修调网络减少实际工艺系统误差对电路设计的影响。经过高阶补偿后，将原来只有一个极值的带隙电压基准源温度特性曲线变成具有三个极值的温度特性曲线，显著提高了带隙电压基准源的精度。在5V电源电压下，电压基准源的输出平均值为3.087V，当温度在一40℃～150℃范围内变化时，电压基准源的变化值仅为1.2mV，温度系数为2.7ppm/℃；当电源电压从4.5V变到5.5V时，带隙基准电压变化350uV，3.087V基准电压源变化约为560uV。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (6)

1.一种带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于，所述带有修调的高阶曲率补偿基准电压源至少包括：

第一电流产生电路，用于基于晶体管及电阻来产生一阶补偿电流；

第一电阻电路，其包括第一可调电阻网络，与所述第一电流产生电路串联以便产生参考电压；

曲率补偿电路，连接所述第一电阻电路，用于产生高阶电流至所述第一电阻电路以实现曲率补偿；

第二电阻电路，其包括第二可调电阻网络，用于对所述参考电压进行分压以输出基准电压；

所述曲率补偿电路包括：

第二电流产生电路，用于基于所述参考电压来产生与温度的平方成比例的高阶电流；

补偿电流电路，连接第二电流产生电路与所述第一电阻电路，用于基于所述高阶电流来产生补偿电流至所述第一电阻电路以实现曲率补偿。

2.根据权利要求1所述的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于：所述第一可调电阻网络包括基于熔丝来修调电阻的熔丝电阻网络。

3.根据权利要求1所述的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于：所述第二可调电阻网络包括基于数字开关来修调电阻的数字电阻网络。

4.根据权利要求3所述的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于：数字开关采用译码器及传输门来实现。

5.根据权利要求1所述的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于：所述补偿电流电路包括产生低温微调电流的电路与产生高温补偿电流的电路。

6.根据权利要求1所述的带有修调的高阶曲率补偿基准电压源，其特征在于：所述第一电流产生电路还包括提高电源抑制比的误差放大器电路。