CN104022672A - 用于软开关zvt变换器的自适应可调延时电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，软开关ZVT变换器，主电路中引入辅助开关，辅助开关先于相应的主开关导通，采用辅助开关控制谐振的开始时刻；自适应可调延时电路包括用于检测变换器主开关电压过零点的主开关过零检测电路及用于自动调节变换器辅助开关及主开关之间延时时间的主、辅开关逻辑控制电路；所述主、辅开关逻辑控制电路根据主开关过零检测电路检测主开关的过零点使主开关开通在主开关电压降至零的时刻。本发明自动调节辅助开关与主开关之间的延时时间，使主开关开通恰好发生在主开关电压降至零的时刻，实现了零电压开关的自适应控制，使变换器在全负载变化范围内软开关高效率运行。

Description

用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路

技术领域

本发明涉及一种用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，尤其涉及一种桥式软开关ZVT逆变器的自适应可调延时电路。

背景技术

高功率密度和小型轻量化是电力电子变换器的发展趋势之一，高频化是实现这一目标的必然选择。传统的硬开关随开关频率的提高而导致的高开关损耗、高电压电流应力，使变换器效率降低、可靠性下降，从而限制了变换器的小型化和轻量化。软开关技术通过引入谐振电路、对开关器件的开关过程进行控制，使其在零电压或零电流状态下开关，从而明显减小甚至消除开关损耗。因此，软开关技术是电力电子变换器小型化和轻量化的必然要求。软开关ZVT变换器是目前软开关电路的典型代表。

当软开关ZVT变换器工作时，辅助开关先于相应的主开关开通，提前开通的时间通常由固定的延时电路来实现。当负载电流大小的变化范围较宽时，这种方法很难保证主开关的ZVS性能。以目前比较流行的耦合电感软开关ZVT逆变器为例，其一桥拓扑如图1所示。如果采用固定的延时时间，当负载电流较小时，延时时间内主开关很快达到零电压状态，但要等到延时时间到才能开通，可能导致有效占空比损失；而负载电流较大时，由于耦合电感电流上升到负载电流以及开始谐振的时间过长，导致主开关达到零电压的时间延长，大于固定的延时时间，当延时时间到、主开关开通时因其两端的电压还未谐振到零，因此无法实现ZVS。为了解决上述问题，人们提出将固定的延时改为可调的延时控制，基本思路是根据负载电流的大小和方向来调节延时时间，但是在过零点时负载电流大小和方向难于判断，且存在噪声干扰以及电流调理电路的偏置问题。

发明内容

为解决现有技术存在的不足，本发明公开了用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，该电路自动调节辅助开关与主开关之间的延时时间，使主开关开通恰好发生在主开关电压降至零的时刻，实现了零电压开关的自适应控制，使变换器在全负载变化范围内软开关高效率运行。

为实现上述目的，本发明的具体方案如下：

用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，所述软开关ZVT变换器的主电路中引入辅助开关，辅助开关先于相应的主开关导通，采用辅助开关控制谐振的开始时刻；

所述自适应可调延时电路包括用于检测变换器主开关电压过零点的主开关过零检测电路及用于自动调节变换器辅助开关及主开关之间延时时间的主、辅开关逻辑控制电路；所述主、辅开关逻辑控制电路根据主开关过零检测电路检测主开关的过零点使主开关开通在主开关电压降至零的时刻。

所述变换器的主开关和辅助开关为绝缘栅晶体管IGBT或场效应晶体管MOSFET。

所述主开关过零检测电路包括快恢复二极管和高速电压比较器，快恢复二极管的阴极和主开关的集电极相接，快恢复二极管的阳极和高速电压比较器的反相输入端相接，高速电压比较器的参考地与主开关的发射极相接，高速电压比较器的同相输入端与电阻网络相接。

所述高速电压比较器的同相输入端与电阻网络相接构成滞回比较器，所述滞回比较器上限U_ref+由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}+}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\×V_{+}-\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}\×V_{-}---\left(1\right)$

滞回比较器下限U_ref-由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\×V_{+}-(\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}+\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2})\×V_{-}---\left(2\right)$

滞回比较器的上限U_ref+滞回比较器下限U_ref-构成的回差ΔU为：

$\mathrm{\ΔU}{=U}_{\mathrm{ref}+}-U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2}\×V_{-}---\left(3\right)$

其中，R₁R₂R₃为构成电阻网络的电阻，V₊为高速电压比较器的正供电电压，V_-为高速电压比较器的负供电电压。

所述主、辅开关逻辑控制电路包括第一与门及第二与门、或门、死区延时电路和复位延时电路，所述第一与门的一个输入端与主开关过零检测电路中的高速电压比较器的输出相接，第一与门的另一输入端与第二与门的输出相接，第二与门的一个输入端与控制电路输出的PWM信号相接，第二与门的另一输入端与将PWM信号经死区延时电路后的输出相接，第一与门的输出端与或门的一个输入端相接，或门的另一输入端与将第二与门的输出经复位延时电路后的输出相接，或门的输出信号作为主开关的控制信号，第二与门的输出作为辅助开关的控制信号。

工作原理：由控制电路输出的PWM开关信号，经死区时间(为避免同一桥上下两管直通而引入的延时)延时后的控制信号去控制辅助开关开通。辅助开关开通后主开关的开通时刻则通过检测主开关两端的电压自适应调节，主开关的过零检测电路中，当主开关两端的电压降至基准电压U_ref-，高速电压比较器输出翻转变高，经第一与门和或门后主开关控制信号变高，此时即可控制主开关零电压开通。由此完成对主开关零电压开关的自适应控制。

本发明的有益效果：

本发明自动调节辅助开关与主开关之间的延时时间，使主开关开通恰好发生在主开关电压降至零的时刻，实现了零电压开关的自适应控制，使变换器在全负载变化范围内软开关高效率运行。

实验结果证明，主开关关断时集射电压并没有明显的过冲，电压应力很小，可见，软开关在降低开关损耗、提高效率的同时，也优化了开关的运行环境，降低了电磁干扰。当输出由轻载到额定变化时，实测该软开关ZVT逆变器的效率维持在98％左右。

附图说明

图1是耦合电感软开关ZVT逆变器一桥拓扑图；

图2是控制信号时序图和主要波形图；

图3是本发明中主开关S₁的过零检测电路图；

图4是本发明中主辅开关逻辑控制电路图；

图5是本发明用于耦合电感软开关ZVT逆变器控制时的实验波形图(Io＝0.3A)；

图6是本发明用于耦合电感软开关ZVT逆变器控制时的实验波形图(Io＝7.6A)。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明进行详细说明：

本申请中软开关ZVT变换器以耦合电感软开关ZVT逆变器为例，其一桥拓扑如图1所示。图1中S₁、S₂分别为同一桥的上、下主开关；S_x1、S_x2分别为S₁、S₂的辅助开关；T_r1、T_r2为两个耦合电感，L_m1、L_r1分别为T_r1的励磁电感和漏电感，L_m2、L_r2分别为T_r2的励磁电感和漏电感；C₁、C₂为谐振电容；D_x1-D_x6为辅助二极管。主开关和辅助开关都选用IGBT管。与图1完全相同的两套拓扑即可构成单相H桥软开关ZVT逆变器，其中主开关桥的中点、经LC低通滤波器滤波后产生逆变器的交流输出。

图2为主、辅助开关的控制信号以及主要的电压和电流波形，其中PWM为来自控制器的脉宽调制信号；u_gs1、u_gs2、u_gsx1、u_gsx2分别为主开关S₁、S₂和辅助开关S_x1、S_x2的控制信号；I₀是负载电流，分析软开关过程时可近似看作常量；i_Lr是谐振电流；u_ce1为主开关S₁上的电压；u_Lm1、i_Lm1分别为T_r1励磁电感上的电压和电流。为了解释本发明的自适应可调延时电路，先结合图2说明耦合电感软开关ZVT逆变器的工作原理。

假设电路初始状态：t₀时刻之前，S₁处于断态、S₂处于通态(按图中电流方向，实际上是D₂导通)。

1)模态[t₀～t₁]：t₀时刻，主开关S₂零电压关断，负载电流I₀经反并联二极管D₂续流。

2)模态[t₁～t₂]：t₁时刻，主开关S₁的辅助开关S_x1受控开通，与此同时，二极管D_x3也开始导通，使耦合电感T_x1中的电流i_Lr线性增加，励磁电流i_Lm1从零开始建立。

3)模态[t₂～t₃]：t₂时刻，电流i_Lr上升到与负载电流I₀相等，此后漏感和谐振电容C₁、C₂开始谐振，i_Lr继续增加，C₂充电，C₁放电。因此S₁两端电压u_ce1开始下降、同理S₂两端电压u_ce2开始上升。

4)模态[t₃～t₄]：t₃时刻，C₂的充电电压上升到直流侧电压U_dc，C₁则放电到电压为零，即u_ce1下降到零，此时控制S₁零电压开通，谐振电流i_Lr开始下降。

5)模态[t₄～t₅]：t₄时刻，辅助二极管D_x3自然关断，谐振电流i_Lr下降到励磁电流值i_Lm1，由于此后绕组上的电压u_Lm1为零，因此此阶段励磁电流值i_Lm1保持不变。

6)模态[t₅～t₆]：t₅时刻，辅助开关S_x1受控关断，二极管D_x4续流开通，励磁电流i_Lm1开始复位。因为复位电压等于直流侧电压U_dc，因此i_Lm1迅速复位到零。

7)模态[t₆～t₇]：t₆时刻，励磁电流i_Lm1复位到零，二极管D_x4自然关断，这一阶段主开关S₁流经全部负载电流。

8)模态[t₇～t₈]：t₇时刻，S₁零电压关断，负载电流I₀转而流经C₁、C₂，即对C₁充电、C₂放电，u_ce1开始上升、u_ce2开始下降。

9)模态[t₈～t₉]：t₈时刻，C₁充电完毕，端电压u_ce1上升到U_dc。C₂放电完毕，u_ce2下降至零，负载电流由二极管D₂续流。

10)模态[t₉～t₀]：t₉时刻S₂零电压开通，考虑到负载电流的方向，实际上自t₈时刻以后，一直是D₂续流承担全部负载电流，电路中各量未发生变化。在此期间S_x2受控开通，但因这一阶段并未发生谐振，亦即S_x2虽已开通却无电流流过，属于零电流开通。

当负载电流反向时，工作原理和波形与上述相似，不在赘述。

以下解释如何通过自适应可调延时电路实现ZVS软开关。不失一般性，以S₁为例说明。因谐振电容C₁与S₁并联，S₁总是可以实现零电压关断，因此，以下主要分析如何自适应调节延时时间使S₁实现零电压开通。如上所述，在模态[t₂～t₃]，当电流i_Lr上升到与负载电流I₀后，漏感和谐振电容C₁、C₂开始谐振，i_Lr继续增加，C₂充电，C₁放电。亦即t₂时刻，u_ce1开始下降直至t₃时刻减小到零。此时如果控制S₁开通，则S₁即为零电压开通。

图3为本发明中主开关的过零检测电路，不失一般性，以S₁为例说明，其过零检测电路由高速电压比较器A₁、快恢复二极管VD₁、以及电阻R₁、R₂和R₃组成，其中VD₁的阴极和主开关的集电极相接、VD₁的阳极和A₁的反相输入端相接，A₁的参考地与主开关的发射极相接，A₁的同相输入端与R₁-R₃组成的电阻网络相接。如此连接，A₁的反相输入端即可检测主开关S₁的集射极电压u_ce1，同相输入端即为基准电压U_ref。为了防止u_ce1检测电路在过零点附近的抖动、引起开关噪声，本发明将高速电压比较器设计成滞回比较器，图3所示A₁的同相输入端与R₁-R₃组成的电阻网络构成滞回比较器。

滞回比较器上限U_ref+由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}+}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\×V_{+}-\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}\×V_{-}---\left(1\right)$

滞回比较器下限U_ref-由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\×V_{+}-(\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}+\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2})\×V_{-}---\left(2\right)$

回差ΔU为：

$\mathrm{\ΔU}{=U}_{\mathrm{ref}+}-U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2}\×V_{-}---\left(3\right)$

回差ΔU一般可设计成2V左右，即可避免过零检测电路在过零点附近的抖动。当u_ce1>U_ref+时，滞回比较器输出逻辑低电平；u_ce1<＝U_ref-时，滞回比较器输出翻转变逻辑高电平，表明主开关S₁集射极电压过零。

图4是本发明中主开关S₁、S₂和辅助开关S_x1、S_x2逻辑控制电路，不失一般性，仍以S₁和S_x1为例说明：由两输入与门AND₁和AND₂、两输入或门OR₁、死区延时Y₁和复位延时Y₂组成，其中与门AND₁的一个输入端与主开关S₁过零检测电路中的高速电压比较器A₁的输出相接、另一输入端与与门AND₂的输出相接，与门AND₂的一个输入端与控制电路输出的PWM信号相接、另一输入端与将PWM信号经死区延时Y₁后的输出相接，或门OR₁的一个输入端与与门AND₁的输出相接、另一输入端与将AND₂的输出经复位延时Y₂后的输出相接，或门OR₁的输出信号作为主开关的控制信号u_gs1，与门AND₂的输出作为辅助开关的控制信号u_gsx1。如此连接，即可产生如图2所示的主辅开关的控制信号u_gs1、u_gsx1等。

实现方案简介如下：由控制电路输出的PWM开关信号，经死区时间(为避免同一桥上下两管直通而引入的延时)延时后的控制信号u_gsx1去控制辅助开关S_x1开通(对应图2中的t₁时刻)。S_x1开通后主开关S₁何时开通则通过检测S₁两端的电压u_ce1自适应调节，由图3中S1的过零检测电路可知，当u_ce1降至基准电压U_ref，比较器输出翻转变高，经与门AND₁和或门OR₁后u_gs1变高，此时即可控制S₁零电压开通(对应图2中的t₃时刻)。由此完成对主开关零电压开关的自适应控制。

图5、图6是本发明用于耦合电感软开关ZVT逆变器控制不同负载电流时的实验波形，其中图5中负载电流Io＝0.3A，图6中负载电流Io＝7.6A。实验条件为：逆变器直流输入电压为400V，逆变器输出经LC低通滤波器后接一可调电阻作为负载，来测试软开关ZVT逆变器的性能。分析比较图5和图6，可以明显看出耦合电感谐振电流峰值与负载电流大小有关，负载电流越大，谐振电流峰值越高，主开关电压降至零的时间越长；反之则越短。但是由于采用了自适应可调延时方法，无论负载电流大小如何，主开关总可以实现零电压(ZVS)开关，实验波形与理论分析相吻合。而且，主开关关断时集射电压并没有明显的过冲，电压应力很小，可见，软开关在降低开关损耗、提高效率的同时，也优化了开关的运行环境，降低了电磁干扰。当输出由轻载到额定变化时，实测该软开关ZVT逆变器的效率维持在98％左右，这是硬开关电路以及采用固定延时方法的ZVT软开关所无法实现的。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (8)

1.用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述软开关ZVT变换器的主电路中引入辅助开关，辅助开关先于相应的主开关导通，采用辅助开关控制谐振的开始时刻；所述自适应可调延时电路包括用于检测变换器主开关电压过零点的主开关过零检测电路及用于自动调节变换器辅助开关及主开关之间延时时间的主、辅开关逻辑控制电路；所述主、辅开关逻辑控制电路根据主开关过零检测电路检测主开关的过零点使主开关开通在主开关电压降至零的时刻。

2.如权利要求1所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述变换器的主开关和辅助开关为绝缘栅晶体管IGBT或场效应晶体管MOSFET。

3.如权利要求1所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述主开关过零检测电路包括快恢复二极管和高速电压比较器，快恢复二极管的阴极和主开关的集电极相接，快恢复二极管的阳极和高速电压比较器的反相输入端相接，高速电压比较器的参考地与主开关的发射极相接，高速电压比较器的同相输入端与电阻网络相接。

4.如权利要求1所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述高速电压比较器的同相输入端与电阻网络相接构成滞回比较器。

5.如权利要求4所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述滞回比较器的上限U_ref+由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}+}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\&times;V_{+}-\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}\&times;V_{-}---\left(1\right)$

其中，R₁R₂R₃为构成电阻网络的电阻，V₊为高速电压比较器的正供电电压，V_-为高速电压比较器的负供电电压。

6.如权利要求5所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，滞回比较器下限U_ref-由下式给出：

$U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_2\left|\right|R_3}{R_1+R_2\left|\right|R_3}\&times;V_{+}-(\frac{R_1\left|\right|R_3}{R_2+R_1\left|\right|R_3}+\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2})\&times;V_{-}---\left(2\right)$

其中，R₁R₂R₃为构成电阻网络的电阻，V₊为高速电压比较器的正供电电压，V_-为高速电压比较器的负供电电压。

7.如权利要求6所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，滞回比较器的上限U_ref+滞回比较器下限U_ref-构成的回差ΔU为：

$\mathrm{\&Delta;U}{=U}_{\mathrm{ref}+}-U_{\mathrm{ref}-}=\frac{R_1\left|\right|R_2}{R_3+R_1\left|\right|R_2}\&times;V_{-}---\left(3\right)$

其中，R₁R₂R₃为构成电阻网络的电阻，V₊为高速电压比较器的正供电电压，V_-为高速电压比较器的负供电电压。

8.如权利要求1所述的用于软开关ZVT变换器的自适应可调延时电路，其特征是，所述主、辅开关逻辑控制电路包括第一与门及第二与门、或门、死区延时电路和复位延时电路，所述第一与门的一个输入端与主开关过零检测电路中的高速电压比较器的输出相接，第一与门的另一输入端与第二与门的输出相接，第二与门的一个输入端与控制电路输出的PWM信号相接，第二与门的另一输入端与将PWM信号经死区延时电路后的输出相接，第一与门的输出端与或门的一个输入端相接，或门的另一输入端与将第二与门的输出经复位延时电路后的输出相接，或门的输出信号作为主开关的控制信号，第二与门的输出作为辅助开关的控制信号。