BESCHREIBUNG
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung des Verhältnisses einer messgrössenabhängigen Kapazität zu einer Referenzkapazität durch Umwandlung der Kapazitätswerte in Frequenzwerte einer Signalschwingung und Ermittlung des Verhältnisses der Frequenzwerte. Das Verfahren ist beispielsweise anwendbar bei Waagen mit kapazitivem Kraftsensor.
Die Umwandlung von Kapazitätswerten in Frequenzwerte einer Signalschwingung ist an sich bekannt. In der Regel dient als Messgrössenwandler ein Schwingungserzeuger, insbesondere ein Kippschwingungserzeuger mit anschliessendem Schwingungsformer, dessen frequenzbestimmende Grösse die zu messende Kapazität ist und dessen Ausgangsfrequenz dem Kapazitätswert umgekehrt proportional ist (DE 30 11 594 Al, US 4 295 091).
Für die Bestimmung von Kapazitätsverhältnissen oder -differenzen werden nach bekannten Verfahren die Kapazitätswerte der zu vergleichenden Kapazitäten gleichzeitig gemessen, wobei aus den sich ergebenden Frequenzwerten das Verhältnis bzw. die Differenz gebildet wird (US 4 392 382 und 4 398 426, DE 29 21 614 Al), oder es wird eine Signalschwingung erzeugt, deren Frequenz durch die zu vergleichenden Kapazitäten zugleich bestimmt wird und ein Mass für die Differenz der Kapazitätswerte bildet (DE 23 46 307). Zur Durchführung dieser Verfahren sind im ersten Fall zwei separate Messgrössenwandler und im zweiten Fall die für die Frequenzbestimmung massgeblichen Teile eines im übrigen gemeinsamen Messgrössenwandlers zweifach vorhanden. Dieser Umstand führt infolge des im allgemeinen unterschiedlichen Verhaltens (z.B.
Temperaturgang) zweier an sich gleich aufgebauter elektronischer Schaltungen zu Ungenauigkeiten in der Vergleichsmessung. Zudem ist die Kompensation solcher Systemfehler schwierig und aufwendig.
Die Erfindung hat zum Ziel, die Messgenauigkeit bei der Kapazitätsverhältnismessung nach dem eingangs genannten Verfahren zu erhöhen.
Das erfindungsgemässe Verfahren besteht darin, dass die beiden Kapazitäten mit einer um Grössenordungen kleineren Frequenz als die mittlere Frequenz der Signalschwingung abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers eingeschaltet werden, dass die Frequenzwerte der nacheinander anfallenden Signalschwingungen durch Auszählen der Perioden in einem der jeweiligen Einschaltdauer einer Kapazität entsprechend festgelegten Zeitraum gemessen werden und dass das Verhältnis der gemessenen Frequenzwerte durch Berechnung ermittelt wird.
Die Verwendung eines einzigen Messgrössenwandlers bedeutet, dass für die Messung der beiden Kapazitäten ein und dieselbe Schaltungsanordnung benützt wird, wodurch Systemfehler vermieden werden. Langzeitänderungen (Drifteffekte, Niederfrequenzrauschen) haben auf das Messergebnis keinen Einfluss, da für die Messung eines Kapazitätswertes eine Messzeit von z.B. 100 ms ausreicht.
Es ist zwar an sich bekannt, die beiden Kapazitäten abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers einzuschalten, um Systemfehler zu vermeiden. Bei einer bekannten Lösung dieser Art (DE 35 09 507 Al) werden die Kapazitäten nacheinander einmal aufgeladen und entladen, wobei das durch die Dauer der Umladeperioden sich ergebene Tastverhältnis einer von den Umkehrpunkten der Spannungen an den Kapazitäten abgeleiteten Rechteckschwingung als Mass für das Kapazitätsverhältnis dargestellt wird.
Es handelt sich dabei um eine innerhalb jeweils einer Umladeperiode vorzunehmende Kurzzeitmessung, an die im Vergleich zu einer Frequenzmessung keine hohen Ansprüche hinsichtlich der Messgenauigkeit gestellt werden können, insbesondere wegen der kurzen Einschwingzeiten und den mit der Umschaltung verbundenen Verzögerungszeiten, die in das Messresultat voll eingehen. Eine Erhöhung der Einschaltdauer auf jeweils ein Mehrfaches der Dauer einer Umladeperiode brächte bei diesem Messverfahren keine Vorteile, da sich die verfahrensbedingten Messfehler in jeder Umladeperiode wiederholen und summieren.
Zur Ermittlung eines Frequenzwertes wird die Periodendauer der Signalschwingung gemessen, wobei durch die Auszählung der Perioden über einen bestimmten Zeitraum ein Mittelwert der Periodendauer gewonnen wird. Dieses Verfahren liefert genauere Ergebnisse als beispielsweise die Messung der Umladezeit oder des Verhältnisses der Ladezeit zur Umladezeit beim sogenannten Kondensator-Umladeverfahren. Damit der Einschwingvorgang zu Beginn der Einschaltdauer einer Kapazität auf die Messgenauigkeit keinen Einfluss hat, wird der eigentliche Messvorgang vorzugsweise erst dann eingeleitet, wenn die Signalschwingung einen stationären Schwingungszustand erreicht hat.
Dies ist erfahrungsgemäss bei einer mittleren Schwingungsfrequenz von z.B. 16 kHz nach einem Bruchteil (z.B. logo) der Einschaltdauer von beispielsweise 100 ms der Fall, so dass der grösste Teil (z.B. 99wo) der Einschaltdauer als Messzeit zur Verfügung steht.
Der eigentliche Messvorgang besteht in an sich bekannter Weise darin, dass die zu messende Kapazität periodisch aufgeladen und entladen wird und die vom Kapazitätswert abhängige Änderungsgeschwindigkeit der Lade- oder Entladespannung (bzw. des Lade- oder Entladestromes) durch die Frequenz einer periodischen Signalschwingung dargestellt wird. Als Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung dient dabei die Zeitspanne zwischen zwei Zeitpunkten, in denen die Spannung an der Kapazität einen unteren und einen oberen
Schwellwert durchläuft. Für den periodischen Wechsel von
Lade- und Entladephasen dient üblicherweise eine Schwellwertschaltung, welche jeweils anspricht, wenn die Spannung an der Kapazität die Schwellwerte erreicht.
Mit der Schwellwertschaltung kann ein Rechtecksignal so gesteuert werden, dass die Länge der Impulse oder der Impulspausen der Zeitspanne entspricht, welche ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung bildet. Bei der Auswertung des Rechtecksignals ist allerdings zu berücksichtigen, dass die Schwellwertschaltung Schaltverzögerungen aufweist, welche das Rechtecksignal in bezug auf die Anfangs- und Endzeiten der Impulse beeinflussen können. Bei bekannten Verfahren wird in naheliegender Weise die Steuerung des Rechtecksignals von den Richtungswechseln der Spannung an der Kapazität abgeleitet und somit die ganze Dauer einer Lade- bzw. Entladephase in die Messung einbezogen. Infolge des Richtungswechsels der Spannung an der Kapazität verläuft die Spannungsänderung beim Erreichen des unteren und des oberen Schwellwertes in verschiedenen Richtungen.
Es hat sich nun gezeigt, dass die von der Umschaltung am oberen und unteren Schwellwert herrührenden Schaltverzögerungen sich addieren und das Rechtecksignal in frequenzbestimmender Weise beeinflussen, wenn die beiden Schwellwerte von der Spannung an der Kapazität mit gegensinnigem Verlauf erreicht werden, wie das bei der beschriebenen bekannten Lösung des EP 0 149 277 Al der Fall ist, dass aber die beiden Schaltverzögerungen sich kompensieren, wenn die Lade- oder Entladespannung zwei unterschiedliche Schaltschwellen gleichsinnig durchläuft.
Aus diesem Grund wird gemäss einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens für die Messung der Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw. Entladespannung eine Zeitspanne gewählt, die kleiner ist als die Dauer einer Lade- bzw. Entladephase. Durch dieses Verfahren mit gegen über der Lade- bzw. Entladephase zeitlich reduzierter Messphase wird ausser einer Kompensation der genannten Schaltverzögerungen erreicht, dass der praktisch undefinierbare Spannungsverlauf im Bereich der Richtungsumkehr nicht in die Messung einbezogen wird. Auf diese Weise lässt sich die Messgenauigkeit also weiter erhöhen.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens. Diese Einrichtung hat einen Messgrössenwandler, der einen Kippschwingungserzeuger mit der zu messenden Kapazität als frequenzbestimmender Grösse aufweist, und ist dadurch gekennzeichnet, dass im Eingangskreis des Kippschwingungserzeugers ein Umschalter zum abwechselnden Einschalten der zu messenden Kapazitäten und am Ausgang derselben ein Mikroprozessor vorgesehen ist, der den Umschalter steuert und der Mittel zur Erfassung der Frequenzwerte der vom Kippschwingungserzeuger gelieferten Signalschwingungen und zur Berechnung des Frequenzverhältnisses aufweist.
Der Messgrössenwandler ist beispielsweise mit einem Kippschwingungserzeuger ausgerüstet, der in bekannter Weise eine Lade- und eine Entladeschaltung für die zu messende Kapazität aufweist, sowie eine erste, zwei Schaltschwellen aufweisende Schwellwertschaltung, welche die Ladeschaltung periodisch einund ausschaltet, wenn die Spannung an der Kapazität die untere bzw. obere Schaltschwelle erreicht (EP 0 149 277 Al). Eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemässen Einrichtung zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens mit gegenüber der Lade- bzw. Entladephase reduzierter Messphase besteht nun darin, dass eine zweite Schwellwertschaltung mit wenigstens zwei weiteren Schaltschwellen für die Lade- bzw.
Entladespannung vorgesehen ist, welche weiteren Schaltschwellen wertmässig zwischen den beiden Schaltschwellen der ersten Schwellwertschaltung liegen, dass die zweite Schwellwertschaltung einen Rechteckimpulsgenerator umfasst, der wenigstens ein Rechtecksignal erzeugt, bei dem die Länge der Impulse oder der Impulspausen durch die Zeitpunkte bestimmt ist, in denen die Spannung an der Kapazität zwei zeitlich benachbarte Schaltschwellen der zweiten Schwellwertschaltung gleichsinnig durchläuft, wobei jeweils die Länge eines Impulses oder einer Impulspause ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- bzw.
Entladespannung darstellt, und dass der Rechteckimpulsgenerator einen Schwingungsgenerator zur Erzeugung einer Dreieckschwingung steuert, welche den Ladestrom der Ladeschaltung so regelt, dass das Verhältnis von Impulspause zu Impulsdauer des Rechtecksignals konstant, insbesondere 1 ist. Die Regelung des Ladestroms zur Erzielung eines konstanten Tastverhältnisses ist notwendig, um eine konstante Periodendauer und damit eine genaue Frequenzmessung zu gewährleisten.
Nachstehend wird das erfindungsgemässe Verfahren anhand der Zeichnung, welche Ausführungsbeispiele der erfindungsgemässen Einrichtung darstellt, näher erläutert. In der Zeichnung bedeuten:
Fig. 1 Blockschaltbild der Einrichtung zur Kapazitätsverhältnismessung nach der Erfindung,
Fig. 2 Vereinfachtes Schaltungschema eines Messgrössenwandlers gemäss einer ersten Ausführungsform,
Fig. 3 Diagramm des zeitlichen Verlaufs elektrischer Grössen an verschiedenen Schaltungspunkten des Messgrössenwandlers nach Fig. 2,
Fig. 4 Vereinfachtes Schaltungsschema eines Messgrössenwandlers gemäss einer zweiten Ausführungsform und
Fig. 5 Diagramm des zeitlichen Verlaufs elektrischer Grössen an verschiedenen Schaltungspunkten des Messgrössenwandlers nach Fig. 4.
Die Messeinrichtung nach Fig. 1 dient zur laufenden Messung des Verhältnisses der Kapazitäten C1 und C2, deren Kapazitätswert in der Grössenordnung von beispielsweise 10 pF liegt, wobei C1 eine messgrössenabhängige Kapazität und C2 eine Referenzkapazität beispielsweise eines kapazitiven Kraftsensors sind. Durch einen elektronischen Umschalter 1 werden die beiden Kapazitäten C1 und C2 abwechselnd in den Eingangskreis eines Messgrössenwandlers 2 eingeschaltet, der einen Kippschwingungserzeuger mit der jeweils zu messenden Kapazität als frequenzbestimmender Grösse aufweist. Die jeweils eingeschaltete Kapazität wird dabei periodisch aufgeladen und entladen, wobei die Änderungsgeschwindigkeit der Lade- oder Entladespannung durch die Frequenz einer Signalschwingung dargestellt wird.
Die jeweils nacheinander anfallenden Signalschwingungen mit den Kapazitätswerten entsprechenden Frequenzwerten fl unf f2 werden zur Auswertung einem Mikroprozessor 3 direkt oder über einen nicht dargestellten Frequenzzähler zugeführt. Dieser enthält Mittel zur Erfassung der Frequenzwerte und zur Berechnung des Frequenzverhältnisses fl / f2. Die jeweilige Frequenz wird durch Auszählen der Perioden in einem der Einschaltdauer einer Kapazität entsprechend festgelegten Zeitraum ermittelt. Zudem steuert der Mikroprozessor 3 den Umschalter 1 mit einer Umschaltfrequenz von z.B. 10 Hz, die um Grössenordnungen kleiner ist als die mittlere Frequenz der Signalschwingung, welche beispielsweise 16 kHz beträgt. Die Kapazitäten C1 und C2 sind also abwechselnd während je etwa 100 ms in den Eingangskreis des Messgrössenwandlers 2 eingeschaltet.
Bei der nachfolgenden Beschreibung des Messgrössenwandlers ist der Umschalter 1 nicht dargestellt.
Der Kippschwingungserzeuger des Messgrössenwandlers 2 weist in beiden Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2 und 4 eine Lade- und eine Entladeschaltung für die zu messende Kapazität C (C1 oder C2) auf, bestehend aus einer variablen Stromquelle I1, einer Konstantstromquelle I2 und einem elektronischen Umschalter S1; ferner eine erste Schwellwertschaltung mit zwei Schaltschwellen, bestehend aus einem Komparator Kl und einem elektronischen Umschalter S2, über den dem Komparator Kl die Referenzspannungen Url und Ur5 wahlweise zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Komparators Kl steuert die beiden Umschalter S1 und S2.
In der in den Fig. 2 und 4 dargestellten Schaltstellung der Umschalter S1 und S2 wird die Kapazität C durch die Stromquelle I1 entladen, wobei vorausgesetzt sei, dass die Stromquelle I1 stärker ist als die Stromquelle I2. Sobald die Spannung Uc an der Kapazität C den Referenzpegel Url erreicht, steuert der Komparator Kl die beiden Umschalter S1 und S2 in die andere Schaltstellung. Die Kapazität C wird nun durch die Stromquelle I2 geladen, bis die Ladespannung Uc den Referenzpegel Ur5 erreicht, worauf die Umschalter S1 und S2 wieder in ihre ursprüngliche Schaltstellung gelangen. Den Verlauf der resultierenden Sägezahnspannung Uc zeigt Fig. 3 bzw. Fig. 5.
Als Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Ladespannung dient die Zeitspanne zwischen zwei Zeitpunkten, in denen die Spannung Uc an der Kapazität C einen unteren und einen oberen Schwellwert durchläuft. Damit nun der unkontrollierbare Verlauf der Sägezahnspannung an ihren Umkehrpunkten auf das Messergebnis keinen Einfluss haben kann, wird für die Messung der Änderungsgeschwindigkeit der Ladespannung eine Zeitspanne tm gewählt, die kleiner ist als die Dauer tl einer Ladephase (Fig. 3 und 5). Selbstverständlich kann in analoger Weise auch die Änderungsgeschwindigkeit der Entladespannung anstelle derjenigen der Ladespannung gemessen werden.
Zur Durchführung dieses Messverfahrens mit gegenüber der Ladephase tl zeitlich reduzierter Messphase tm ist beim Messgrössenwandler in der Ausführungsform nach Fig. 2 eine zweite Schwellwertschaltung mit drei weiteren Schaltschwellen für die Ladespannung vorgesehen, welche weiteren Schaltschwellen wertmässig zwischen den beiden Schaltschwellen Url und UrS der ersten Schwellwertschaltung mit dem Komparator Kl liegen. Die zweite Schwellwertschaltung weist einen Komparator K2 auf, an dessen Eingängen einerseits die Spannung Uc an der Kapazität C und andererseits jeweils eine einen Schwellwert darstellende Referenzspannung Ur2, Ur3 bzw. Ur4 wirksam sind und der an seinem Ausgang jeweils einen Impuls abgibt, wenn die Ladespannung einen Referenzpegel überschreitet.
An den Ausgang des Komparators K2 ist ein Rechteckimpulsgenerator in Form eines Impulszählers IZ angeschlossen, der drei Ausgänge 0, 1 und 2 aufweist, die in der Reihenfolge der innerhalb einer Ladeperiode aufeinanderfolgenden Eingangsimpulse aktiviert werden und Impulse abgeben, deren Dauer durch zwei aufeinanderfolgende Eingangsimpulse begrenzt ist. Den Ausgängen 0, 1 und 2 des Impulszählers IZ sind elektronische Schalter S4, S5 und S3 einzeln zugeordnet, die jeweils während der Dauer der betreffenden Ausgangsimpulse des Impulszählers IZ geschlossen sind und eine Referenzspannung an den betreffenden Eingang des Komparators K2 legen, welche den nächstfolgenden Schwellwert darstellt.
Während jeder Ladephase entstehen so an den Ausgängen 0, 1 und 2 in dieser Reihenfolge Impulse, so dass die Schalter S4, SS und S3 nacheinander geschlossen werden und jeweils die betreffenden Referenzspannungen Ur3, Ur4 und Ur2 am Komparator K2 nacheinander zum Einsatz bringen (Fig. 3).
Die Länge tm der Impulspause zwischen den am Ausgang w des Impulszähler IZ auftretenden Impulsen ist durch Zeitpunkte bestimmt, in denen die Spannung Uc an der Kapazität C zwei zeitlich benachbarte Schaltschwellen Ur2 und Ur4 der zweiten Schwellwertschaltung gleichsinnig durchläuft, und bildet damit ein genaues Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Ladespannung und folglich für den Kapazitätswert der Kapazität C.
Der Messgrössenwandler nach Fig. 2 umfasst in an sich bekannter Weise eine Regelschaltung, welche den Strom der variablen Stromquelle II, im vorliegenden Fall also den Entladestrom der Kapazität C so regelt, dass das Tastverhältnis der am Ausgang des Impulszählers IZ auftretenden Rechteckschwingung, welche das Ausgangssignal des Messgrössenwandlers darstellt, konstant, insbesondere 1 ist. Bei konstantem Tastverhält nis ist nicht nur die Dauer der Impulspause, sondern auch die Frequenz des Ausgangssignals ein Mass für die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung Uc an der Kapazität C. Diese Frequenz ist lediglich abhängig von der Kapazität C, der Konstantstromquelle I2 und den Referenzspannungen Ur2 und Ur4.
Die Regelschaltung umfasst einen Schwingungsgenerator DS zur Erzeugung einer Dreieckschwingung, welcher aus einer Kapazität C3, zwei Konstantstromquellen und einem elektronischen Umschalter S6 besteht. Der Umschalter S6 wird vom Ausgangssignal des Messgrössenwandlers (Ausgang 2 des Impulszählers IZ) gesteuert und nimmt während der Impulspausen des Ausgangssignals die in Fig. 3 gezeigte Schaltstellung ein. In dieser Phase wird die Kapazität C3 durch die Stromquelle I3, die etwa doppelt so stark ist wie die Stromquelle 14, entladen.
Während der Impulsdauer des Ausgangssignals befindet sich der Umschalter S6 in der anderen Schaltstellung, wobei die Kapazität C3 durch die Stromquelle I4 geladen wird. Solange das Tastverhältnis des Ausgangssignals 1 ist, hat die Dreieckschwingung einen konstanten Spannungspegel (Fig. 3).
Veränderungen dieses Spannungspegels werden nun mittels einer Tastspeicherschaltung TS erfasst, der eine Kapazität C4 zugeordnet ist und welche jeweils in der Mitte jeder Ladeperiode wirksam ist. Zu diesem Zweck ist die Referenzspannung Ur3 vorgesehen, welche eine wertmässig in der Mitte zwischen den beiden Schaltschwellen Url, Ur5 der ersten Schwellwertschaltung liegende Schaltschwelle darstellt. Wenn die Ladespannung Uc an der Kapazität C diese Schaltschwelle Ur 3 überschreitet, so wird der Ausgang 1 des Impulszählers IZ aktiviert. Der dabei entstehende Impuls wird einem Impulsformer IF zugeführt, der einen von der Anstiegsflanke des Eingangsimpulses abgeleiteten Kurzzeitimpuls konstanter Dauer abgibt, welcher zur Steuerung eines elektronischen Schalters S7 dient.
Dieser Schalter S7 verbindet für die Dauer des Steuerimpulses den Schwingungsgenerator DS mit der Tastspeicherschaltung TS, wobei der abgetastete Wert des Spannungspegels der Dreieckschwingung auf die Tastspeicherschaltung TS übertragen wird. Mit dem Ausgangssignal der Tastspeicherschaltung TS wird die Stromstärke der Stromquelle I1 so gesteuert, dass der Spannungspegel der Dreieckschwingung nach einer gewissen Einschwingzeit (etwa 1 ms) des Messgrössenwandlers einen konstanten Wert annimmt.
Die Arbeitsweise der beschriebenen Regelschaltung lässt sich z.B. an der Wirkung erläutern, welche die Einschaltung eines ohmschen Widerstandes in Reihe zur Kapazität C zur Folge hat. Solange dieser Widerstand den Wert Null hat, verläuft die Sägezahnspannung Uc gemäss der Darstellung in der linken Hälfte der Fig. 3, während in der rechten Hälfe dieser Figur die Änderungen im zeitlichen Spannungsverlauf sichtbar sind,welche entstehen, wenn der Widerstand einen endlichen Wert annimmt. Beim Übergang vom einen in den anderen Zustand ändert sich die Frequenz der Sägezahnschwingung, aber auch das Tastverhältnis des Ausgangssignals und damit der Spannungspegel der Dreieckschwingung DS. Durch die Regelschaltung wird dieser Spannungspegel ausgeglichen und so Frequenz und Tastverhältnis auf die ursprünglichen Werte zurückgeführt.
Der Messgrössenwandler nach Fig. 4 arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie derjenige nach Fig. 2, eignet sich aber besser für eine Ausführung in Form einer integrierten Schaltung. Der Kippschwingungserzeuger ist im wesentlichen gleich aufgebaut, mit dem Unterschied, dass der Rechteckimpulsgenerator der zweiten Schwellwertschaltung eine vom Komparator K2 angesteuerte Flip-Flop-Schaltung FF ist, welche den Umschalter S8 für den Wechsel der beiden im Komparator K2 wirksamen Referenzspannungen Ur2 und Ur4 steuert und das Ausgangssignal des Messgrössenwandlers liefert. Die Dauer der Impulspause dieses Rechtecksignals ist ein Mass für den Kapazitätswert der Kapazität C.
Zudem steuert die Flip-Flop-Schaltung FF in gleicher Weise wie bei der Ausführungsform nach Fig. 2 einen Schwingungsgenerator DS zur Erzeugung einer Dreieckschwingung, welche für die Regelung der variablen Stromquelle I1 benützt wird. Wiederum dient diese Regelung dazu, das Tastverhältnis des Rechtecksignals auf dem Wert 1 konstant zu halten, so dass die Frequenz des Ausgangssignals ein Mass für den Kapazitätswert der Kapazität C darstellt.
Die Regelung bewirkt, dass die Anderungsgeschwindigkeit der Entladespannung an der Kapazität C in Abhängigkeit vom Mittelwert der Dreieckschwingung verändert wird. Unter dem Einfluss der Dreieckschwingung am Steuereingang der Stromquelle I1 tritt auch eine Verzerrung im Verlauf der Sägezahnspannung auf, welche aber das Messverfahren nicht weiter beeinflusst.
Es kann unter Umständen zweckmässig sein, die Komparatoren Kl und K2 für einen Stromvergleich anstelle eines Spannungsvergleichs auszulegen. Diese Technik vereinfacht den Schaltvorgang für die Referenzspannungen. Im weiteren empfiehlt es sich, die zu messende Kapazität C nicht direkt an die Komparatoren Kl und K2, sondern in an sich bekannter Weise in den Gegenkopplungskreis eines im Eingangskreis des Messgrössenwandlers vorgesehenen Operationsverstärkers einzuschalten, um den Einfluss von Streukapazitäten auf ein Minimum zu beschränken.
Mit dem beschriebenen Messverfahren unter Verwendung eines Messgrössenwandlers nach Fig. 2 oder 4 lassen sich bei der Kapazitätsverhältnismessung Genauigkeiten erzielen, die einer Auflösung von etwa 100 000 Punkten entsprechen. Bei Erhöhung der Messdauer lässt sich eine entsprechend höhere Auflösung erzielen.
DESCRIPTION
The invention relates to a method for measuring the ratio of a measurement-dependent capacitance to a reference capacitance by converting the capacitance values into frequency values of a signal oscillation and determining the ratio of the frequency values. The method can be used, for example, on scales with a capacitive force sensor.
The conversion of capacitance values into frequency values of a signal oscillation is known per se. As a rule, a vibration generator, in particular a tilting vibration generator with a subsequent vibration former, serves as the measurement variable converter, the frequency-determining variable of which is the capacitance to be measured and the output frequency of which is inversely proportional to the capacitance value (DE 30 11 594 A1, US Pat. No. 4,295,091).
For the determination of capacitance ratios or differences, the capacitance values of the capacitances to be compared are measured simultaneously using known methods, the ratio or difference being formed from the resulting frequency values (US 4,392,382 and 4,398,426, DE 29 21 614 A1 ), or a signal oscillation is generated, the frequency of which is determined at the same time by the capacitances to be compared and forms a measure of the difference in the capacitance values (DE 23 46 307). To carry out these methods, two separate measured variable converters are present in the first case and the parts of an otherwise common measured variable converter, which are decisive for frequency determination, are present in the second case. This fact results from the generally different behavior (e.g.
Temperature response) of two electronic circuits with the same structure to inaccuracies in the comparison measurement. In addition, the compensation of such system errors is difficult and complex.
The aim of the invention is to increase the measurement accuracy in the capacity ratio measurement according to the method mentioned at the beginning.
The method according to the invention consists in that the two capacitances are alternately switched into the input circuit of a measurement variable converter with a frequency that is orders of magnitude smaller than the mean frequency of the signal oscillation, that the frequency values of the signal oscillations occurring in succession by counting the periods in one of the respective switch-on times of a capacitance specified period and that the ratio of the measured frequency values is determined by calculation.
The use of a single measurement variable converter means that one and the same circuit arrangement is used for the measurement of the two capacitances, as a result of which system errors are avoided. Long-term changes (drift effects, low-frequency noise) have no influence on the measurement result, since a measurement time of e.g. 100 ms is sufficient.
It is known per se to alternately switch the two capacitances into the input circuit of a measured variable converter in order to avoid system errors. In a known solution of this type (DE 35 09 507 A1), the capacitors are charged and discharged one after the other, the pulse duty factor resulting from the duration of the recharge periods of a square wave derived from the reversal points of the voltages at the capacitors being shown as a measure of the capacitance ratio .
It is a short-term measurement that must be carried out within a recharge period and to which, compared to a frequency measurement, no high demands can be made with regard to the measurement accuracy, in particular because of the short settling times and the delay times associated with the switchover, which are fully included in the measurement result. Increasing the switch-on time to a multiple of the duration of a recharging period would not have any advantages with this measuring method, since the measurement errors due to the method are repeated and added up in each recharging period.
To determine a frequency value, the period of the signal oscillation is measured, the mean of the period being obtained by counting the periods over a certain period. This method provides more precise results than, for example, measuring the charge transfer time or the ratio of charge time to charge transfer time in the so-called capacitor transfer process. In order that the transient process does not have any influence on the measuring accuracy at the beginning of the on-time of a capacitance, the actual measuring process is preferably only initiated when the signal oscillation has reached a steady state of oscillation.
Experience has shown that this is the case with an average vibration frequency of e.g. 16 kHz after a fraction (e.g. logo) of the duty cycle of 100 ms, for example, so that the majority (e.g. 99wo) of the duty cycle is available as the measurement time.
The actual measuring process consists in a known manner in that the capacitance to be measured is charged and discharged periodically and the rate of change of the charging or discharging voltage (or the charging or discharging current), which is dependent on the capacitance value, is represented by the frequency of a periodic signal oscillation. The measure of the rate of change of the charging or discharging voltage is the period between two times in which the voltage across the capacitance has a lower and an upper one
Threshold passed. For the periodic change from
Charging and discharging phases usually serve a threshold circuit, which responds when the voltage across the capacitance reaches the threshold values.
A square-wave signal can be controlled with the threshold value circuit so that the length of the pulses or the pulse pauses corresponds to the time period which forms a measure of the rate of change of the charging or discharging voltage. When evaluating the square-wave signal, however, it must be taken into account that the threshold circuit has switching delays which can influence the square-wave signal in relation to the start and end times of the pulses. In the case of known methods, the control of the square-wave signal is derived in an obvious manner from the changes in direction of the voltage at the capacitance, and thus the entire duration of a charging or discharging phase is included in the measurement. As a result of the change in direction of the voltage across the capacitance, the change in voltage occurs in different directions when the lower and the upper threshold value are reached.
It has now been shown that the switching delays resulting from the switchover at the upper and lower threshold value add up and influence the square-wave signal in a frequency-determining manner if the two threshold values of the voltage at the capacitance are reached in opposite directions, as is the case with the known one described Solution of EP 0 149 277 Al is the case, however, that the two switching delays compensate each other if the charging or discharging voltage passes through two different switching thresholds in the same direction.
For this reason, according to a preferred embodiment of the method according to the invention, a time period is selected for measuring the rate of change of the charging or discharging voltage that is shorter than the duration of a charging or discharging phase. In addition to compensating for the switching delays mentioned, this method with a measuring phase that is temporally reduced compared to the charging or discharging phase means that the practically indefinable voltage curve in the area of reversal of direction is not included in the measurement. In this way, the measurement accuracy can be further increased.
The invention also relates to a device for carrying out the method according to the invention. This device has a measurement variable converter, which has a tilting oscillation generator with the capacitance to be measured as a frequency-determining variable, and is characterized in that a changeover switch for alternately switching on the capacitances to be measured is provided in the input circuit of the tilting oscillation generator, and a microprocessor is provided at the output thereof, which is the changeover switch controls and which has means for detecting the frequency values of the signal vibrations supplied by the tilting vibration generator and for calculating the frequency ratio.
The transducer is equipped, for example, with a tilting oscillation generator, which in a known manner has a charge and discharge circuit for the capacitance to be measured, as well as a first threshold circuit with two switching thresholds, which periodically switches the charging circuit on and off when the voltage across the capacitance is below or upper switching threshold reached (EP 0 149 277 Al). A preferred embodiment of the device according to the invention for carrying out the method described with a measuring phase that is reduced compared to the charging or discharging phase now consists in the fact that a second threshold value circuit with at least two further switching thresholds for the charging or
Discharge voltage is provided, which further switching thresholds are in terms of value between the two switching thresholds of the first threshold value circuit, that the second threshold value circuit comprises a square-wave pulse generator that generates at least one square-wave signal in which the length of the pulses or the pulse pauses is determined by the times at which the voltage on the capacitance passes through two temporally adjacent switching thresholds of the second threshold circuit in the same direction, the length of a pulse or a pulse pause in each case being a measure of the rate of change of the charging or
Represents discharge voltage, and that the square-wave pulse generator controls a vibration generator for generating a triangular wave, which regulates the charging current of the charging circuit so that the ratio of pulse pause to pulse duration of the square-wave signal is constant, in particular 1. The regulation of the charging current in order to achieve a constant duty cycle is necessary in order to ensure a constant period and thus an exact frequency measurement.
The method according to the invention is explained in more detail below with reference to the drawing, which shows exemplary embodiments of the device according to the invention. In the drawing:
1 block diagram of the device for capacity ratio measurement according to the invention,
2 simplified circuit diagram of a measurement variable converter according to a first embodiment,
3 shows a diagram of the time course of electrical quantities at various switching points of the measurement quantity converter according to FIG. 2,
Fig. 4 Simplified circuit diagram of a transducer according to a second embodiment and
5 shows a diagram of the time course of electrical quantities at various switching points of the measurement quantity converter according to FIG. 4.
1 is used to continuously measure the ratio of the capacitances C1 and C2, the capacitance value of which is in the order of 10 pF, for example, C1 being a measurement-dependent capacitance and C2 being a reference capacitance, for example of a capacitive force sensor. By means of an electronic switch 1, the two capacitances C1 and C2 are alternately switched into the input circuit of a measurement variable converter 2, which has a tilting oscillation generator with the capacitance to be measured as the frequency-determining variable. The respective switched-on capacity is periodically charged and discharged, the rate of change of the charging or discharging voltage being represented by the frequency of a signal oscillation.
The signal oscillations occurring one after the other with frequency values fl and f2 corresponding to the capacitance values are fed to a microprocessor 3 for evaluation directly or via a frequency counter (not shown). This contains means for recording the frequency values and for calculating the frequency ratio fl / f2. The respective frequency is determined by counting the periods in a time period which is determined in accordance with the duty cycle of a capacity. In addition, the microprocessor 3 controls the changeover switch 1 with a changeover frequency of e.g. 10 Hz, which is orders of magnitude smaller than the average frequency of the signal oscillation, which is, for example, 16 kHz. The capacitances C1 and C2 are therefore switched on alternately for approximately 100 ms each in the input circuit of the measurement variable converter 2.
The changeover switch 1 is not shown in the following description of the measurement variable converter.
In both exemplary embodiments according to FIGS. 2 and 4, the tilting vibration generator of the measurement variable converter 2 has a charge and discharge circuit for the capacitance C (C1 or C2) to be measured, consisting of a variable current source I1, a constant current source I2 and an electronic switch S1 ; furthermore a first threshold value circuit with two switching thresholds, consisting of a comparator Kl and an electronic changeover switch S2, via which the reference voltages Url and Ur5 are optionally supplied to the comparator Kl. The output signal of the comparator Kl controls the two changeover switches S1 and S2.
In the switching position of the changeover switches S1 and S2 shown in FIGS. 2 and 4, the capacitance C is discharged by the current source I1, provided that the current source I1 is stronger than the current source I2. As soon as the voltage Uc at the capacitance C reaches the reference level Url, the comparator Kl controls the two changeover switches S1 and S2 into the other switching position. The capacitance C is now charged by the current source I2 until the charging voltage Uc reaches the reference level Ur5, whereupon the changeover switches S1 and S2 return to their original switching position. The course of the resulting sawtooth voltage Uc is shown in FIGS. 3 and 5.
The period of time between two times in which the voltage Uc across the capacitor C passes through a lower and an upper threshold value serves as a measure of the rate of change of the charging voltage. So that the uncontrollable course of the sawtooth voltage at its reversal points can have no influence on the measurement result, a time period tm is selected for the measurement of the rate of change of the charging voltage, which is shorter than the duration tl of a charging phase (FIGS. 3 and 5). Of course, the rate of change of the discharge voltage instead of that of the charge voltage can also be measured in an analogous manner.
To carry out this measuring method with a measuring phase tm that is shorter in time compared to the charging phase tl, a second threshold value circuit with three further switching thresholds for the charging voltage is provided in the measurement variable converter in the embodiment according to FIG. 2, which value-adding further switching thresholds between the two switching thresholds Url and UrS of the first threshold value circuit the comparator Kl. The second threshold circuit has a comparator K2, at the inputs of which on the one hand the voltage Uc at the capacitance C and on the other hand a reference voltage Ur2, Ur3 or Ur4 representing a threshold value are effective and which in each case emits a pulse at its output when the charging voltage is one Reference level exceeds.
A square-wave pulse generator in the form of a pulse counter IZ is connected to the output of the comparator K2 and has three outputs 0, 1 and 2, which are activated in the order of the consecutive input pulses within a charging period and emit pulses whose duration is limited by two consecutive input pulses . The outputs 0, 1 and 2 of the pulse counter IZ are individually assigned to electronic switches S4, S5 and S3, which are closed for the duration of the respective output pulses of the pulse counter IZ and which apply a reference voltage to the relevant input of the comparator K2, which is the next threshold represents.
During each charging phase, pulses are generated at the outputs 0, 1 and 2 in this order, so that the switches S4, SS and S3 are closed one after the other and the relevant reference voltages Ur3, Ur4 and Ur2 are used one after the other on the comparator K2 (Fig. 3).
The length tm of the pulse pause between the pulses occurring at the output w of the pulse counter IZ is determined by points in time at which the voltage Uc across the capacitance C passes through two switching thresholds Ur2 and Ur4 of the second threshold circuit, which are adjacent in time, and thus forms an exact measure for the Rate of change of the charging voltage and consequently for the capacitance value of the capacitance C.
2 comprises, in a manner known per se, a control circuit which controls the current of the variable current source II, in the present case thus the discharge current of the capacitance C, in such a way that the pulse duty factor of the square wave occurring at the output of the pulse counter IZ, which is the output signal of the transducer represents constant, in particular 1. With a constant pulse duty factor, not only the duration of the pulse pause, but also the frequency of the output signal is a measure of the rate of change of the voltage Uc at the capacitor C. This frequency is only dependent on the capacitor C, the constant current source I2 and the reference voltages Ur2 and Ur4 .
The control circuit comprises an oscillation generator DS for generating a triangular oscillation, which consists of a capacitance C3, two constant current sources and an electronic switch S6. The changeover switch S6 is controlled by the output signal of the measurement variable converter (output 2 of the pulse counter IZ) and assumes the switching position shown in FIG. 3 during the pulse pauses in the output signal. In this phase, the capacitance C3 is discharged by the current source I3, which is approximately twice as strong as the current source 14.
During the pulse duration of the output signal, the changeover switch S6 is in the other switching position, the capacitance C3 being charged by the current source I4. As long as the duty cycle of the output signal is 1, the triangular wave has a constant voltage level (Fig. 3).
Changes in this voltage level are now detected by means of a key memory circuit TS, which is assigned a capacitance C4 and which is effective in the middle of each charging period. For this purpose, the reference voltage Ur3 is provided, which represents a switching threshold in terms of value in the middle between the two switching thresholds Url, Ur5 of the first threshold value circuit. When the charging voltage Uc at the capacitance C exceeds this switching threshold Ur 3, the output 1 of the pulse counter IZ is activated. The resulting pulse is fed to a pulse shaper IF, which emits a short-term pulse of constant duration derived from the rising edge of the input pulse, which pulse is used to control an electronic switch S7.
This switch S7 connects the oscillation generator DS to the key memory circuit TS for the duration of the control pulse, the sampled value of the voltage level of the triangular oscillation being transmitted to the key memory circuit TS. The current of the current source I1 is controlled with the output signal of the key memory circuit TS in such a way that the voltage level of the triangular oscillation assumes a constant value after a certain settling time (approximately 1 ms) of the measured variable converter.
The operation of the control circuit described can be e.g. explain the effect that the connection of an ohmic resistor in series to the capacitance C results. As long as this resistance has the value zero, the sawtooth voltage Uc runs as shown in the left half of FIG. 3, while in the right half of this figure the changes in the voltage curve over time are visible, which occur when the resistance takes on a finite value. When changing from one state to the other, the frequency of the sawtooth oscillation changes, but also the pulse duty factor of the output signal and thus the voltage level of the triangular oscillation DS. This voltage level is compensated by the control circuit and the frequency and duty cycle are thus returned to the original values.
4 operates on the same principle as that of FIG. 2, but is better suited for an implementation in the form of an integrated circuit. The tilting vibration generator is constructed essentially the same, with the difference that the square-wave pulse generator of the second threshold circuit is a flip-flop circuit FF which is controlled by the comparator K2 and which controls the changeover switch S8 for changing the two reference voltages Ur2 and Ur4 which are effective in the comparator K2 provides the output signal of the transducer. The duration of the pulse pause of this square-wave signal is a measure of the capacitance value of the capacitance C.
In addition, the flip-flop circuit FF controls, in the same way as in the embodiment according to FIG. 2, an oscillation generator DS for generating a triangular oscillation, which is used for the regulation of the variable current source I1. Again, this regulation serves to keep the duty cycle of the square-wave signal constant at the value 1, so that the frequency of the output signal represents a measure of the capacitance value of the capacitance C.
The regulation has the effect that the rate of change of the discharge voltage at the capacitance C is changed as a function of the mean value of the triangular oscillation. Under the influence of the triangular oscillation at the control input of the current source I1, there is also a distortion in the course of the sawtooth voltage, which, however, has no further influence on the measuring method.
Under certain circumstances, it may be appropriate to design the comparators K1 and K2 for a current comparison instead of a voltage comparison. This technology simplifies the switching process for the reference voltages. Furthermore, it is advisable not to connect the capacitance C to be measured directly to the comparators K1 and K2, but rather in a manner known per se to the negative feedback circuit of an operational amplifier provided in the input circuit of the measured variable converter in order to limit the influence of stray capacitances to a minimum.
With the measurement method described using a measurement variable converter according to FIG. 2 or 4, accuracies can be achieved in the capacity ratio measurement which correspond to a resolution of approximately 100,000 points. If the duration of the measurement is increased, a correspondingly higher resolution can be achieved.