NO851324L - Fremgangsmaate og anordning til aa bestemme en dreiefelt-maskins fluksvektor. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte som tjener til å bestemme en dreiefeltmaskins fluksvektor og oppviser trekk som angitt i innledningen til patentkrav 1. Videre angår oppfinnelsen en anordning til gjennomførelse av fremgangsmåten samt deres anvendelse.

En slik fremgangsmåte er ved en anordning som vist i

DE-OS 30 26 202 benyttet til feltorientert drift av en omretterstyrt dreiefeltmaskin. Ved feltorienteri ngen blir fluksvektorens stilling bestemt og omretteren som mater maskinen, slik styrt i avhengighet av fluksvektorens stilling at den med fluksen parallelle komponent av statorstrømmen og den på denne loddrette statorstrømkomponent kan påvirkes innbyrdes uavhengig. Via styringen av den fluksparallelle statorstrøm-komponent (magnetiseringsstrøm) er det mulig å stille inn en på forhånd gitt verdi for fluksens verdi, mens den på fluksen loddrette strømkomponent (virkestrøm) da inngår lineært i dreiemomentet og kan anvendes direkte til avkoblet styring av omdreiningstall eller dreiemoment.

For denne feltorientering er det imidlertid nødvendig

å kjenne fluksens stilling. I den forbindelse er det gunstig ikke å måle fluksen direkte via Hall-sonder, men å beregne den ut fra elektriske størrelser ved hjelp av en regnemodell-kobling. Den enkleste mulighet i så måte er en såkalt "spenningsmodell" som ved hjelp av en EMK-detektor bestemmer den induserte EMK ut fra motorens inngangsspenninger ved subtraksjon av det ohmske statorspenningsfall og de induktive spred-ningsspenninger. Fluksen fås da som integral av denne EMK.

Til å representere maskinstrømmen, maskinspenningene,

den elektromotoriske kraft og fluksen kan der anvendes plane vektorer som hver er gitt ved to bestemmelsesstørrelser,

f.eks. deres kartesiske eller polare komponenter referert til et stasjonært (dvs. statororientert eller "romfast") koordinatsystem eller et koordinatsystem som roterer med rotorakselen ("rotororientert") eller feltaksen ("feltorientert"). For den nevnte "spenningsmodell" er det enklest å betrakte forholdene i det statororienterte koordinatsystem, siden det her til formålet bare behøves f.eks. ved en trefaset

maskin ut fra spenningene og strømmene for de tre 120° for-skjøvne faser ved hjelp av en "3/2"-koordinatomformer å danne de tilsvarende kartesiske, romfaste komponenter (disse er her kjennetegnet med indeksene s1 og s2) av den tilsvarende sta tor strømvektor _i og statorspenningsvektor u, idet vektoren e for den elektromotoriske kraft da utregnes under hensyntagen til statormotstanden r s og spredningsinduktiviteten l o ved komponentvis addisjon i samsvar med uttrykket e = u - r s• i_ - £°»d_i/dt. De kartesiske statororienterte komponenter av fluksvektoren _¥ fås så som integral av de respektive tilsvarende komponenter av EMK-vektoren.

De åpne integratorer som behøves til denne integrasjon, har tilbøyelighet til "avdrift" og må stabiliseres f.eks.

via en nullpunktregulator i en tilbakeføringsledning for integratoren. Denne nullpunktregulator danner altså ut fra reguleringsavviket av de i flukskomponentene inneholdte like-andeler ett og ett tilbakeføringssignal, ut fra hvilket det er mulig å danne utgangsstørrelsen for den påfølgende integrasjon som fører til flukskomponentene, ved subtraksjon av de romfaste EMK-komponenter.

Med nullpunktavdrift under integrasjonen blir imidlertid også de tilsvarende langsomme endringer i flukskomponentene undertrykket ved lave driftsfrekvenser. Dessuten oppstår der i stasjonær drift en vinkelfeil som likeledes fremfor alt ytrer seg ved lave frekvenser og fører til en generende feilorientering når ønskeverdiene for statorstrømmen foreskrives feltorientert. Til gjengjeld utmerker denne spenningsmodell seg ved sin gode dynamikk.

Det er imidlertid også mulig å bestemme en modellverdi for maskinfluksen ut fra maskinstrømmene (dvs. statorstrøm-vektoren i og - i tilfellet av en synkronmaskin - også magneti-seringsstrømmen i e ) og den maolte rotorstilling eller, hva som ofte er måleteknisk gunstig, ut fra rotorens omdreiningstall X<*>. Denne "strømmodell" gjengir de prosesser som opptrer i maskinen, på elektronisk vei forsåvidt de er medbestemmende for fluksen. For strømmodellen er det gunstig å anvende et feltorientert koordinatsystem, og den med feltet parallelle og den på feltet loddrette komponent blir da betegnet med indeksene henholdsvis cp1 og cp2. Omregningen fra det ene koordinatsystem til det annet, som er dreiet en på forhånd gitt vinkel, skjer ved at de tilsvarende komponenter av den vektor som skal transformeres, tilføres et såkalt vektordreieledd hvis vinkel inngang får tilført et tilsvarende vinkel-signal, f.eks. sinus og cosinus til dreievinkelen.

Ved strømmodellen må der stilles inn mest mulig nøyaktige modellparametre for maskinparametrene slik at f.eks. tempera-turbetingede endringer i rotormotstanden både ved stasjonære og ved dynamiske prosesser fører til forfalskninger av modell-fluksen. For høyere driftsfrekvenser blir derfor spenningsmodellen å foretrekke, mens strømmodellen ved lavere frekvenser til tross for eventuelle stasjonære unøyaktigheter fører til en bedre modellverdi for fluksen.

I det nevnte DE-OS 30 26 202 er der derfor gitt anvisning på en kombinasjon av de to modeller. I samsvar med spenningsmodellen blir der ut fra maskinstrømmene og maskinspenningene dannet to komponenter av en modell-EMK-vektor som er tilordnet spenningsmodellen, og ut fra disse komponenter dannes så

den fluksvektor som er tilordnet denne spenningsmodell som føringsvektor for nullpunktregulatorene. Koblingen arbeider i den forbindelse statororientert og inneholder for dannelsen av fluksen en integrator for hver kartesisk EMK-komponent. Derved blir det oppnådd at spenningsmodellen i det minste

med hensyn til sin stasjonære funksjon blir etterført strøm-modellen så spenningsmodellens gode dynamikk blir bibeholdt, men den bedre stasjonære fluksbestemmelse med strømmodellen blir utnyttet ved de lave frekvenser.

Utgangssignalene fra integratorene og korreksjonsregula-torene representerer de respektive kartesiske statororienterte komponenter av en roterende vektor, og disse organer må derfor stadig behandle vekselstørrelser, noe som kan være uheldig ikke bare ved høye driftsfrekvenser, og som særlig i tilfellet av en digitalisering krever en høy regnehastighet.

Skal der ved fluksbestemmelsen f.eks. ikke overskrides

en fasefeil på 1°, må behandlingsorganene alt i alt ikke ha

større treghet enn ca. 20 us. Dette synes bare lett å kunne realiseres i analogteknikk med lineære byggedeler. Allerede vektordreieledd og andre byggedeler som arbeider med puls-breddemultiplikasjon og selv foretar glattinger med tidskon-stanter på f.eks. 400 ys, frembringer imidlertid fasefeil som i tilfellet av høydynamisk regulering av dreiefeltmaskinen må kompenseres i tilleggsinnretninger.

Da de digitalregnemaskiner som i dag står til rådighet, har en regnetakt på noen 100 ys, synes de dermed forbundne forsinkelser ikke å tillate digitalisering av fremgangsmåter som de nevnte.

Til grunn for oppfinnelsen ligger derfor den oppgave

å skaffe en annen mulighet til å bestemme referansestørrelser for en dreiefeltmaskins fluksvektor.

Denne oppgave blir ifølge oppfinnelsen løst ved en fremgangsmåte med trekk som angitt i patentkrav 1 resp. en anordning med de trekk som er angitt i patentkrav 9. En gunstig anvendelse av fremgangsmåten er angitt i patentkrav 8. De uselvstendige krav gjelder gunstige videre utviklinger av oppf innelsen.

Som grunnlag for oppfinnelsen går man nå ut fra det forhold at de nevnte forsinkelser ikke fremkaller vesentlige forfalskninger i bestemmelsen av fluksens fase dersom der istedenfor vekselstørrelser i stor utstrekning anvendes like-størrelser. For den fluksvektor Tg som er gitt ved fluks-<y>erdien ¥ og fluksvinkelen cpg i det statororienterte referansesystem og roterer med frekvens cp , roterer et referansesystem som roterer med frekvens R i forhold til det statororienterte koordinatsystem bare med di fferansefrekvensen cpg-B. Fluksens komponenter antar altså i et roterende koordinatsystem desto mer karakteren av likespenninger jo mer koordinatsystemets rotasjonsfrekvens nærmer seg fluksfrekvensen.

Oppfinnelsen gir derfor anvisning på å foreta den integrasjon som fører fra EMK til fluks/ i et roterende referansesystem, dvs. ved integrasjonen ikke å gå ut fra den statoror ienterte EMK-vektor e , men fra den ved transformasjonen til det roterende koordinatsystem modifiserte EMK-vektor

Et roterende koordinatsystem som er funnet hensiktsmessig, er et koordinatsystem som er orientert på rotorfluksen, dvs.

et koordinatsystem hvis ene koordinatakse er mest mulig stivt forbundet med fluksvektoren.

En slik operasjon foregår i tre skritt. I første skritt bestemmes EMK-vektoren i et koordinatsystem som i forhold til statoraksen S1 er dreiet en (med frekvensen B variabel) vinkel B = J<p>dt. Fastleggelsen av et slikt koordinatsystem kan realiseres teknisk med en "vektorosci1lator". En slik vektoroscillator kan oppfattes som en integrator for en inn-gangsfrekvens B, en integrator hvis utgangssignal B som polar vinkelkoordinat av en enhetsvektor ved hjelp av en funksjons-giver blir omregnet til vinkelsignalparet B^= (cos B, sin B), altså til de statororienterte kartesiske komponenter av den tilsvarende enhetsvektor.

I. et annet skritt må der ved integrasjon av den ("modifiserte") EMK-vektor som er gitt i disse koordinater, tas hensyn til den rotatoriske EMK-komponent e^ som i det roterende referansesystem i samsvar med den fysikalske relasjon

Teknisk betyr dette at den ved integrasjonen utledede fluksvektor i en tilbakeføringssløyfe dels må veies med frekvensen B ' og dels må dreies en vinkel tt/2 . Denne tilleggsvektor eR^

må så adderes til den EMK eD som opptrer ved inngangen til

—p

integratorene.

Sluttelig må det oppnås at koordinatsystemet roterer mest mulig fasestivt med fluksvektoren. Til dette formål blir referansesystemets frekvens B etterført fluksvektorens bevegelse. Fordelaktig blir der ut fra fluksvektoren dannet en størrelse som bare blir null når fluksvektorens (enhets-- vektor cp_s) retning faller sammen med retningen av en roterende koordinatakse B^. En slik størrelse er f.eks. differanse-vinkelen cpg- B mellom fluksakse og koordinatakse, en egnet vinkelfunksjon (f.eks. sin(cps~B<:>) av denne vinkel eller også den på koordinataksen B., loddrette komponent = ¥ sin (cps~6) av fluksvektoren. Referansesystemets frekvens blir nå slik etterregulert at denne størrelse forsvinner. Hvis altså spesielt denne størrelse tilføres en etterførings-regulator med ønskeverdi null, leverer denne regulator som utgangsstørrelse den frekvens B for referansesystemet som den nevnte vektoroscillator behøver for å danne det roterende referansesystem, og for hvilken der da i utregulert tilstand gjelder B=cps resp. B<=><cp>g.

Man kommer dermed til anordningen på fig. 1 hvor der som eksempel på en dreiefeltmaskin er vist en asynkronmaskin 1 som via en omretter 2 styres med en statorstrøm med vari-erende amplitude og fase resp. frekvens.

En dreiefeltmaskins fluks er proporsjonal med den med fluksen ¥ (verdi ¥, vinkel cpg til statoraksen) parallelle statorstrømkomponent i^ ("magnetiseringsstrøm") og kan derfor f.eks. ved hjelp av en fluksregulator 3 foreskrives ut fra reguleringsdifferansen (|¥j<*->(l') som tilsvarende feltorientert styrekomponent i*^ av statorstrømmen. Den på denne loddrette statorstrømkomponent i 2 ("virkestrøm") er ved konstant fluks proporsjonal med maskinens dreiemoment og kan foreskrives f.eks. ved hjelp av en regulator 4 for omdreiningstallet X' som annen feltorientert styrekomponent i<*>2av statorstrømmen.

For at omretteren nå virkelig skal påtvinge maskinen den ønskede statorstrøm, er det nødvendig på passende måte å omregne denne feltorientert foreskrevne styrevektor _i<*>

til innstillingsstørrelser for den statororienterte stator-strøm. I éksempelet på fig. 1 bestemmer en vektoranalysator 6 i første omgang verdien i*, som ved sammenligning med den

av en vektoranalysator 7 dannede måle-strømverdi i og via en etterfølgende verdiregulator 8 tilføres omretterens styre-sett 5 som verdi-innstillingsstørrelse. Vektoranalysatoren 7 får i den forbindelse som inngangsstørrelse måle-stator-strømvektoren i , som uttas ved maskinens klemmer av en 3/2-—s

omformer 9.

Vektoranalysatoren 6 utøver ennvidere en enhetsvektor som virker i retningen for ønske-strømvektoren i^, og som ved hjelp av funksjonsdanneren 6' blir omregnet til den feltorienterte strømvinkel arctg ( i^^cp 1 ^ " Ve<^ sammenligning av denne med den tilsvarende vinkel-måleverdi som leveres til regulerings-sammenligningsstedet 10 av en vektoranalysator 7 etterkoblet vektordreieleddet 13 og forsynt med en funksjonsdanner 14, kan en vinkelregulator 11 så levere styrestørrelsen for den statororienterte strømfrekvens som tilføres frekvens-styreinngangen til styreleddet 5 og fører til at der påtvinges maskinen en statorstrøm med den til statororientering transformerte fasestilling arctg ^ S2^ s-\ =Vs+ arct9^ y2//^~ y'\ Som

er foreskrevet ved arctg i* /i* i feltorientert form.

er foreskrevet ved ^ cp2 cp 1i f eltorientert form.

Regulatoren 11 kan i den forbindelse også mates med feltfrekvensen cpg så den påtvungne strømvinkel automatisk blir modulert med fluksvinkelen cpg = Jcpsdt og vinkel-regulatoren 11 bare behøver å regne ut vinkelavviket arctg

For feitorientering av dreiefeltmaskinstyringen behøves stadig en informasjon om f luksvinkelen cpg for å gjøre det mulig å gå over fra de feltorienterte- styrestørrelser i<*>^, i<*>2til de statororienterte innstillingsstørrelser for omretteren (her: amplitude og frekvens av statorstrømmen). På fig. 1 behøves denne vinkelinf ormas jon som vektor cp_g for vektordreieleddet 13 som etterfølger et vektordreieledd 13\for i samsvar med vinkeladdisjonen cpg = R + cp^ å regne om den i R-koordinatsystemet utledede fluksvinkel cp^(vinkel mellom den ved statororienterte komponenter cos 6, sin R foreskrevne akse _R og den i det R-orienterte koordinatsystem utledede fluksvektor ) til statorkoordinatsystemet. Til å bestemme den virkelige fluksverdi Y, den tilsvarende fluksvinkel cpg resp. cps og fluksfrekvensen tjener fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen.

Til formålet er der for det første anordnet en EMK-detektor 15 som ut fra den statororienterte spenningsvektor som uttas ved maskinklemmene via en 3/2-omformer 16y på subtraksjonsstedene 17 og 18 ved hjelp av parametrene r og 1° for henholdsvis statorens ohmske motstand og maskinens spredningsinduktivitet danner den statororienterte EMK-vektor e ved subtraksjon av vektorene rS» i_ ogi°»^— i_ .

5 SQtS

Den allerede omtalte vektoroscillator 20 leverer ut

fra en inngangsstørrelse svarende til et roterende koordinatsystems frekvens R det signal _R som definerer det roterende koordinatsystems dreievinkel B i forhold til det statorfaste koordinatsystem/ og som angir de statororienterte komponenter for den roterende koordinatakse og - i utjevnet tilstand

- fluksaksens retning.

I et integrasjonstrinn 21 blir nå EMK-vektoren integrert uner hensyntagen til den rotatoriske komponent e_ R i det roterende koordinatsystem. Til dette formål transformerer først et vektordreieledd 22 de statororienterte komponenter av e_s ved hjelp av vinkelsignalet _B til de tilsvarende EMK-komponenter av vektoren eR i det roterende koordinatsystem. Via et addisjonsledd 23 blir disse transformerte komponenter tilført to integratorer (som på fig. 1 er representert ved et eneste symbol 24) for komponentvis integrasjon. Den nevnte rotatoriske komponent eR blir dannet ved at de integrator-utgangssignaler som sluttelig fås som komponenter og av fluksen, blir multiplisert med frekvensen R (multipli-kasjonsledd 25) og de to komponenter i samsvar med dannelses-loven for den rotatoriske komponent ombyttet under hensyntagen til et fortegnskift når det gjelder sin tilordning til det roterende koordinatsystems koordinatakser. Denne ombytning svarer når alt kommer til alt til dreining en vinkel tt/2

og er derfor på fig. 1 fremstilt som vektordreining (vektordreieledd 26). Den rotatoriske komponent som vektordreieleddet 26 danner, blir så påkoblet addisjonsleddet 23.

Ut fra den komponent = V< sin (cp s-R) som dannes i

oZS ,

integrasjonstrinnet 21, blir nå den frekvens B som multiplika-sjonsleddene 25 og vektoroscillatoren 20 behøver, dannet

*

via en pl-regulator 27 med ønskeverdi ¥■ Regulatoren 27 bevirker derved at den på _R loddrette komponent av fluksen YR tvungent blir raskt utregulert. Således peker vektorene V_ = (^.cos cpg, Y^sin cpg) og B = (cos R, sin R) stasjonært i samme retning (R =cp ), og for beskjedne dynamiske krav til dreiefeltmaskinens regulering kan man som fluksvinkel sette cps 2; R, og som fluksverdi Y iz ^pi*

Istedenfor den etterføringsregulator 27 som pådras av ^$ 2' kan man imidlertid også gjøre bruk av etterføringsregula-toren 30 såfremt man på annen måte har kjennskap til i det minste den stasjonære tilstand av fluksen. F.eks. ble allerede innledningsvis "strømmodellen" nevnt som eksempel på en annen kobling til å bestemme fluksen. Da ennvidere den fluksvektor som bestemmes ved hjelp av byggegruppene 15 og 2\ t griper inn i styringen av maskinen og derfor bidrar til dannelsen av den virkelige fluks, er det ofte også mulig ut fra ønske-og/eller måleverdier dannet under styringen, på annen måte å regne ut hvorledes den stasjonære tilstand av dreiefeltmaskinen innstiller seg.

Derfor kan der på fig. 1 anvendes en strømmodell 31 eller også en vilkårlig annen innretning som stiller parat en f ør ingsvektor _¥<*>som ved en f ør ingsvinkel cp<*>og en førings-verdi ¥<*>(for den .stasjonære tilstand med cp = 8 = cp<*>altså ved de feltorienterte komponenter = ¥<*>, ^p2=^ gjengir i det minste den stasjonære tilstand av feltet med tilstrekke-lig nøyaktighet. En vektoranalysator 32 gjør det i den forbindelse mulig å stille verdien ¥<*>og det tilsvarende vinkel-signal cp_<*>parat. Ut fra de to vinkelsignaler cp_<*>og _R leverer en vinkeldifferansedanner (f.eks. et vinkeldreieledd 33) den tilsvarende di f f eransevinkel cp<*>- B (resp. sin(cp<*>- 8)) som inngangssignal for regulatoren 30. Denne regulator kan nå likeledes stille den nødvendige frekvens B for vektoroscillatoren parat. En omkobler 36 symboliserer at der bare behøves én av de to muligheter til å bestemme 6, resp. at der kan kobles om mellom de to muligheter. En kortslutningsbryter 37 sørger da for at regulatoren 30 kan bringes ut av inngrep og til null hvis frekvensen B foreskrives av etterføringsregulatoren 27.

Likedan er der også for verdien Y<*>anordnet en tilsvarende verdiregulator 38 med en kortslutningsbryter 39 til inakti-_vering. Denne verdiregulator sørger sluttelig for at den utregnede fluksvektor ¥D i det stasjonære tilfelle faller

—p

sammen med føringsvektoren ¥<*>som er gitt feltorientert ved

**s

vl'p 1=V<*>og = 0. Denne regulator er i utførelseseksempelet

på fig. 1 utformet som vektorregulator (en regulator for hver vektorkomponent) og leverer komponentene av en første korreksjonsvektor A^*, som likeledes påkobles addisjonsstedet 23.

Den stilling av omkobleren 36 hvor regulatorene 30 og

38 er ute av inngrep som vist på fig. 1, er fremfor alt

anordnet for drift uten føring, hvor dreiefeltmaskinen løper med høyt omdreiningstall og de induserte spenninger derfor har et høyt nivå som muliggjør god regnenøyaktighet. Ved lave omdreiningstall er det imidlertid fare for at denne spenningsmodell blir beheftet med betraktelige regnefeil som fører til en forfalskning av fluksen i stasjonær tilstand. I dette tilfelle er det mulig ved omlegning av bryteren 36 og aktivering av regulatorene 30 og 38 å gå over til ført drift, hvor spenningsmodellen føres av strømmodellen 31 eller en

annen innretning som leverer en f ør ingsvektor ¥_<*>.

I ført tilstand blir stasjonære regnefeil undertrykket ved virkningen av føringsvektoren, mens spenningsmodellens dynamikk stadig blir opprettholdt. Overgangen fra ført til ikke ført tilstand kan skje i ett skritt eller også kontinu-erlig ved vekslende åpning og slutning av omkobleren 36.

Til forskjell fra utførelsen på fig. 1 vil det også være mulig å benytte spenningsmodellen løst fra det beskrevne inngrep i maskinen for å fastslå maskinens fluks for overvåk-nings- og justeringsformål. Således er det f.eks. kjent andre metoder hvor der behøves en bestemmelse av fluksen ut fra strøm og spenning, eksempelvis for å bestemme maskinens rotor-motstand på grunnlag av en sammenligning av den av spenningsmodellen utledede fluks med en fluks som er bestemt på annen måte.

Ved koblingen på fig. 1 behøver EMK-detektoren vektoren SL° • ^ £ i_ s for maskinens spenningsfall. Da en differensiering av strømmen bare er ufullstendig teknisk gjennomførlig, bør der her anvendes en kobling som er vist på fig. 12 og 13 ~i DE-OS 30 34 275 og her er gjengitt på fig. 2, og som danner en EMK-vektor i form av en vektor eg for den glattede EMKy som er gitt ved glattingens tidskonstant t og den Laplace-variable s i henhold til uttrykket:

Denne kobling inneholder mellom subtraksjonsstedene

17 og 18 hos EMK-detektoren 15 en integrator 50 (fig. 2)

med integrasjons-tidskonstant t, samtidig som subtraksjonsstedet 18 istedenfor spredningsspenningsfall-vektoren får tilført dennes integral S<L0->_i . I tillegg er der negativt påkoblet subtraksjonsstedet 17 EMK-detektorens utgangsvektor, altså den glattede EMK-vektor eg .

Ved dynamiske prosesser bevirker den nevnte glatting imidlertid en faseforskyvning. Denne faseforskyvning kan man ta hensyn til ved den etterfølgende integrasjon,som på fig. 2 er antydet for de statororienterte komponenter av vektoren eg ved en integrator 51 som fører til den glattede fluks og har integrasjonskonstant T, idet det ved integrasjonen dannede integral av den glattede vektor får påkoblet den med glattingstidskonstanten t (resp. kvotienten t/T, multi-plikasjonsledd 52) multipliserte glattede EMK-vektor eg på

et addisjonssted 53. Derved blir den ikke glattede fluksvektor

¥ dannet med korrekt fase.

—s

Denne integrasjonskobling 21' til integrasjon av den glattede EMK-vektor under samtidig kompensasjon av glattingen lar seg også overføre til det roterende koordinatsystem. Dette er vist på fig. 3 hvor vektordreieleddet 22 ved hjelp av vinkelsignalet _B_ transformerer den glattede EMK-vektor til det roterende koordinatsystem. Integratoren 24 gjennom-fører nå komponentvis integrasjon i det roterende koordinatsystem hvorunder multiplikasjonsleddet 25 multipliserer den ved integrasjonen fremkomne glattede fluksvektor _¥„ med rotasjonsfrekvensen B og den dreining 90° som på fig. 1 er representert ved vektordreieleddet 26, er realisert ved fortegnskift (inverter 54) og ombytning av koordinatenes tilordning mellom klemmene 55 og 56. Påkoblingen av den. således fremkomne - rotatoriske komponent v;ed addis jonsleddet 23 fører således til at integratoren 24 leverer den glattede fluksvektor . Kompensasjonen av glattingen kan nå skje ved hjelp av multi-plikas jonsleddet 52 og addisjonsstedet 53.

Mens det i ført tilstand av spenningsmodellen på fig.

1 er mulig ved etter f ør ingen til f ør ingsvektoren å la

de tilsvarende etterføringsregulatorer 30, 37 regulere ut en likeandel forårsaket av "integrator-avdri ft" eller andre regnefeil, vil slike integrasjonsfeil imidlertid ved uvirksomme etterføringsregulatorer ikke alltid kunne korrigeres automatisk. Fig. 4 viser stedskurven for fluksvektoren Y i stator-—s orienterte koordinater såvel som forløpet av komponentene ^s1°^^s2'men mec^ stedskurvens nullpunkt 0 som følge av inte-gratorfeilene forskjøvet i stasjonær tilstand i forhold til koordinatsystemets origo Oo med en vektor A^(sta toror ienterte komponenter A^, Ag2) som betegnes som "eksentrisitet" eller " 1ikeandelsvektor".

Som videre utvikling av oppfinnelsen blir det nå foreslått å anvende som modifisert EMK-vektor for integrasjonen den vektorielle sum av den til det roterende koordinatsystem transformerte EMK-vektor og en korreksjonsvektor jVF som i en særlig enkel utførelse er gitt i det roterende koordinatsystem som rettet parallelt eller antiparallelt til den roterende koordinatakse cp2(svarende til retningen av den

e = + tt/2 dreiede fluksvektor ¥ ). Vektorens verdi blir bestemt

— —s

ved en såkalt "flyktig" størrelse av den utregnede vektor, dvs. med en størrelse som blir null ved stasjonært, jevnt omløp på en sentrisk stedskurve, men øker med tiltagende eksentrisitet. En slik størrelse kan f.eks. være vinkelaksele-*• d *

rasjonen cpg= -tt- cpg som ved positivt omløp blir positiv ovenfor den rette linje Oo - 0 og negativ i figurens annen halvdel. En foretrukket annen flyktig størrelse er gitt ved fluks-verdiens derivat ¥ som ved positivt omløp er negativt i øv-re, venstre halvdel og positivt i den annen halvdel.

Fig. 5 og 6 viser nå ved en eksentrisk, statororientert stedskurve for fluksvektoren hvorledes der dannes en korreksjonsvektor j5¥ ved at der foreskrives en vinkelverdi e = + n/2, dvs. en vektor£(0, + 1 ), og en verdikoordinat A = Blir fortegnet valgt i samsvar med fortegnet av cp , fås på

fig. 5 korreks jonsvektoren _6¥ i det statoror ienterte resp. feltorienterte koordinatsystem definert, ved komponentene

Man ser på fig. 5 at der ved denne dannelse av den foreskrevne korreksjonsvektor under et omløp skjer en utjevning av den på likeandelsvektoren loddrette komponent av korrekjsons-vektoren, men korreksjonsvektoren ved de forskjellige retninger cps av fluksvektoren som er vist på fig. 5, stadig har en komponent 64^ som er rettet motsatt likeandelsvektoren

Fig. 6 viser de tilsvarende forhold for9g<0-

I mange tilfeller er det riktignok gunstig ikke å foreskrive vinkelen e mellom korreks jonsvektoren j5¥ og fluks-aksen fP_s~ Q ved den konstante verdi v/ 2, men som funksjon av cpg~ B og/eller en annen tilstandsstørrelse W som kjennetegner dreiefeltmaskinens driftstilstand. Dessuten kan det være gunstig også å foreskrive proporsjonalitetsfaktoren mellom den flyktige størrelse (her -¥) og korreksjonsvektor-verdien \&V_\ f unks jonsavhengig; I feltorienterte ^-koordinater (resp. i de B-orienterte B-koordinater som faller sammen med dem i stasjonær tilstand) kommer man dermed til korrek-sjon svekt or en

hvor£(cp, W) resp. £ (B, W) er en vektorfunksjon hvis stedskurve i det cps~resp. B-orienterte koordinatsystem er vist eksempelvis på fig. 7.

Korreks jonsvektoren 6_¥ er selv likeledes "flyktig",

da den (svarende til selve den flyktige størrelse) i stasjonær tilstand blir 0. Den bevirker en dempning ved fluksbestemmelsen, og ved sitt inngrep i maskinstyringen virker den også på

selve driften av maskinen. For dynamiske prosesser hvor også

*

f ør ingsvektoren H^s er variabel svarende til de stasjonære tilstander og der altså f.eks. kan bestemmes en dynamisk føringsstørrelse ut fra strømmodellen eller fra en annen innretning til maskinstyring, kan denne dempning finnes uheldig og svekkes ved at man ikke direkte gjør bruk av den korrek-_sjonsvektorverdi som resulterer av den flyktige størrelse • • •

¥ av den beregnede fluksvektor g, men av differansen ¥ - ¥<*>. Videre har det vist seg at det for den beskrevne dempning

er mulig å sette den dynamiske vinkel cpg ut av betraktning

og sette cp 3 B, samtidig som den flyktige størrelse -T ikke behøver å dannes først ved differensiering ved utgangen fra integratorkoblingen, men med god tilnærmelse kan tas ut ved inngangen til integratorkoblingen, særlig ved klemmen for den feltparallelle EMK-komponent.

Mellom korreks jonsvektoren 6_T og vektorfunksjonen£(cpg, W) resp.£(B, W) foreligger der altså da en proporsjonalitet med proporsjonalitetsfaktor resp. -(Y-H<1*>), "(e^ - ), -( e ^ - V*) eller en lignende størrelse. Vektorfunksjonen £ (cp , W) kan i den forbindelse via den variable W (f.eks. vinkelen mellom maskinens spenning og strøm) utnyttes til en målrettet dempning av bestemte dynamiske driftstilstander. Man foretrekker da£(cp , W) resp.£(R, W) som foreskreven styrevektor i det roterende koordinatsystem. Den av cpg av-hengige stedskurve for denne vektor er angitt eksempelvis på fig. 7. De to grener av kurven svarer her til henholdsvis motorisk og generatorisk drift.

Det vil ses at vinkelen e for høyere frekvenser ligger nær 90° og cp 1-komponenten først ved frekvenser i nærheten av stillstand overveier i forhold til cp2-komponenten. Selve stillstandsituasjonen (cpg = 0) er i den forbindelse en særskilt tilstand hvor koordinatsystemets rotasjonshastighet går mot null. Ved en slik særtilstand blir korreksjonsvektoren fordelaktig gjort uvirksom. Den på fluksvektoren loddrette komponent av korreksjonsvektoren blir altså ved denne form for foreskreven styrevektor£bare null hvis også korreksjonsvektoren 5^ selv samtidig blir null svarende til verdien av den flyktige størrelse.

Fig. 8 viser igjen ved et eksempel hvor dreiefeltmaskinen er en omretterstyrt, feltorientert asynkronmaskin, hvorledes disse tiltak til glatting av EMK-vektoren og til dempning nå kan innbygges i maskinstyringen.

For den feltorienterte regulering eller styring av asyn-kronmaskinen 1 via omretteren 2 er det bare angitt innføring " av den feltorienterte styrevektor i_ , og de forskjellige muligheter og nødvendige transformasjonselementer til ut fra disse feltorienterte styrestørrelser i<*>^, i<*>^å danne de nødvendige innsti 11ingsstørrelser for omretteren 2, er bare antydet symbolsk med vektordreieleddet 60. Fluksvinkelen cps blir her dannet ved hjelp av en vektoranalysator 70 og et vektordreieledd 71 i samsvar med vinkeladdisjonen av vinkelen cp^mellom utregnet feltakse og koordinatakse jB og vinkelen 8 mellom aksene B^og s1.

3/2-omformeren 16 til å danne statorspenningsvektoren

ug kan fordelaktig etterfølges av en 1ikeandelsregulering som i en reguleringssløyfe fører spenningsvektorens komponenter via et integrerende trinn 61 som har stor integrasjonstid,

og hvis utgangssignaler således tilsvarer 11ikeandelene i spenningsvektorens komponenter og påkobles spenningsvektoren u_ssom tilsvarende korreksjonsvektor på et subtraksjonssted 62. 63 betegner den på fig. 2 viste EMK-detektor til å danne vektoren e^ for den glattede EMK. Etter transformasjon (vektordreieledd 22) til det roterende koordinatsystem som feltorien-teres ved etterføringen av vinkelen B som følger feltvinkelen cPgigjennomfører en integrasjonskobling 64 utført svarende til fig. 3y integrasjonene under hensyntagen til den rotatoriske komponent.

Addisjonsleddet 23 får i den forbindelse påkoblet korreksjonsvektoren 5T,som leveres av en korreksjonsvektordanner. Denne korreksjonsvektordanner inneholder som retningsdannende organer en styrevektordanner 65 som i samsvar med fig. 7 leverer styrevektoren e_ (B, W) som funksjon av rotasjonshastigheten B, samtidig som det ved inngangen for tilstands-størrelsen W er antydet at styrevektoren også kan foreskrives i funksjonell avhengighet av en tilstandsstørrelse W for dreiefeltmaskinen. Ved komponentvis multiplikasjon i multipli-kasjonsledd 66 som virker som verdidannende organer og modifiserer verdien av styrevektoren z_ i overensstemmelse med den størrelse ^~eg2resP-¥ - Y<*>som bestemmer verdien, blir korreks jonsvektoren 6<_>¥dannet ut fra styrevektoren.

Ved stiplede linjer er der her antydet forskjellige muligheter for å innføre faktoren i multiplikatorene 66.

De ytterligere organer som er vist på fig. 8 og som tjener til etterføring av det roterende koordinatsystem svarende til nullpunktavviket av den utledede, på feltet loddrette flukskomponent eller av vinkelavviket cp<*>- B av vinkelkoordinaten cps~fra f ør ingsvinkelen cp*, er overtatt fra fig. 1 og forsynt med samme henvisningsbetegnelser.

Regulatorene 27, 30 og 38 såvel som integratorene 24 behandler ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen således bare 1ikestørrelser og er derfor ikke lenger kritiske når det gjelder deres reguleringshastighet og deres innflytelse på fluksbestemmelsen. Alt i alt er der dermed skaffet en fremgangsmåte og en anordning som selv ved lav behandlings-hastighet av de anvendte byggeenheter ikke forårsaker for-styrrende feil, spesielt ingen faseforskyvninger ved bestemmelsen av fluksretningen.

Claims (11)

1. Fremgangsmåte til å bestemme en dreiefeltmaskins fluksvektor, omfattende følgende skritt: a) ut fra strøm (_i ) og spenning (ug) dannes maskinens EMK-vektor (e ), —s b) EMK-vektoren modifiseres med et tilbakeføringssignal (B = cps ) avledet fra fluksvektoren, og c) ved integrasjon av den modifiserte EMK-vektor (e^ ) dannes fluksvektoren, karakterisert ved følgende ytterligere tiltak: d) som modifisert EMK-vektor (e^ ) dannes EMK-vektoren i et fra tilbakeføringssignalet (B) avledet koordinatsystem hvis ene akse roterer i forhold til det ved statoren betingede referansesystem (vektordreieledd 22), d) den modifiserte EMK-vektor blir under hensyntagen til den rotatoriske EMK-komponent (e^ ) integrert i det roterende referansesystem, og f) tilbakeføringssignalet (B) dannes slik fra fluksvektoren at koordinatsystemets frekvens blir ført etter fluksvektorens (^.g) bevegelse (regulator 27, sin (q>s~3) 0) (fig. 1).

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at koordinatsystemets frekvens (B) bestemmes ved at f luksvektorens retningsavvik ( V0p ~ l. - ^-sin (cp - B) ) i forhold til en akse hos det roterende koordinat- s system blir bestemt og utregulert (etterføringsregulator 27) (fig. 1).

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at koordinatsystemets frekvens bestemmes ved at en koordinatakses retningsavvik (sin(cp <*-> B) ) i forhold til retningen (cp <*> ) av en f ør ingsvektor for maskinens fluks bestemmes (vektordreieledd 23) og reguleres ut (etterførings-regulator 37, sin (cp <*> - B) ■+ 0) (fig. 1).

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3, karakterisert ved at der ved utregulering (etterførings-regulator 38) av differansen mellom den utledede fluksvektor og f ør ingsvektoren bestemmes en korreks jonsvektor (A_¥ <*> ) som adderes til EMK-vektoren (addisjonssted 23) (fig. 1).

5. Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 1-4, karakterisert ved at vektoren for den med en glattetidskonstant (t) glattede EMK i det roterende koordinatsystem dannes som modifisert EMK-vektor (ig), og at sumvektoren (addisjonsledd 53) av den integrerte modifiserte EMK-vektor og den med glattingstidskonstant multipliserte modifiserte EMK-vektor bestemmes som fluksvektor (Vg) (fig. 8).

6. Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 1-5, karakterisert ved at der påkobles EMK-vektoren en annen korreks jonsvektor (6^.) som er dreiet i forhold til fluksvektoren {^ 0) og hvis verdi er proporsjonal .— p . med en flyktig størrelse ( V - ) av fluksvektoren (fig. 8).

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 6, karakterisert ved at den annen korreks jonsvektor (_6Y) er bestemt som funksjon av koordinatsystemets rotasjonshastighet (8), fortrinnsvis som funksjon av rotasjonshastigheten og en tilstandsstørrelse (W) for maskinen (fig. 8).

8. Anvendelse av fremgangsmåten ved drift av en omretter-matet dreiefeltmaskin, hvis med feltet parallelle og på feltet loddrette komponenter kan forandre seg uavhengig av hverandre i avhengighet av feltorienterte styrestørrelser og omretterens styrestørrelser bestemmes ut fra de feltorienterte størrelser under anvendelse av den bestemte fluksvektors retning.

9. Anordning til bestemmelse av en dreiefeltmaskins fluks- - vektor, omfattende: a) en EMK-detektor (15) til å bestemme maskinens EMK-vektor, b) et regnetrinn (20, 22) som er etterkoblet EMK-detektoren og tjener til å danne en ved hjelp av et tilbakeførings- signal modifisert EMK-vektor, og c) et integrasjonstrinn (21) til å danne fluksvektoren som integral av den modifiserte EMK-vektor, karakterisert ved d) at regnetrinnet inneholder organer (20) som behandler tilbakeføringssignalet (B) og tjener til å fastlegge et i forhold til det statororienterte koordinatsystem dreiet roterende koordinatsystem^ og en transformasjons-innretning (22) til å danne EMK-vektorens komponenter i det roterende koordinatsystem, e) at der i integrasjonstrinnet (21) inneholdes integratorer (24) for komponentene av den av et første addisjonsledd (23) dannede sumvektor av den transformerte EMK-vektor og den rotatoriske vektor (£g) som kan avledes fra den integrerte sumvektor ved dreining tt/2 (vektordreieledd 26) og multiplikasjon med koordinatsystemets rotasjonsfrekvens (mulitplikasjonsledd 25), og fluksvektoren tas ut ved integratorenes (24) utgang, og f) at en størrelse som kjennetegner fluksvektorens retnings- * avvik (f.eks. cp s -B) fra koordinataksen, tilfør,es en vinkelregulator (27 resp. 30) hvis utgangssignal (B) som til-bakef øringssignal bestemmer koordinatsystemets rotasjonsfrekvens (fig. 1).

10. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at EMK-detektoren (63) inneholder et første subtraksjonsledd (17) for spenningsvektoren (U g)°9 dettes subtrahend-inngang får tilført produktet av statorstrømvektor (_i ) og en parameter (r g) for statormotstanden samt utgangsvektoren (e_s ) fra et annet subtraks jonsledd (18), at utgangsvektoren fra det første subtraksjonsledd via integratorer (50) er påkoblet annet subtraks jonsledd ( 1 8 ); hvis sub-trahend inngang får tilført produktet av statorstrømvektoren (iLg) og parameteren ( <1> °) for maskinens spredningsinduktivitet, at der som transformeringsinnretning for dannelse av EMK-vektoren i det roterende koordinatsystem tjener et vektordreieledd ( 22) , og at der ved integrasjonstrinnets (64) utgang er anordnet et ytterligere addisjonsledd (53) som den integrerte utgangsvektor fra første addisjonsledd (23) og vektordreieleddets (22) utgangsvektor er påkoblet (fig. 8).

11. Anordning som angitt i krav 9 eller 10, karakterisert ved at utgangsvektoren (64) fra en korreksjonsvektordanner (65, 66) er påkoblet første addisjonsledd (23), og at korreksjonsdanneren inneholder en av tilbakeførings-signalet (B^ cpg) pådratt funksjonsdanner (65) til å danne en styrevektor (£ (8, W) ), og en verdimodif ikator (66) som ved multiplikasjon av styrevektoren (£ (B, W) med en flyktig størrelse (¥ - V*) av fluksvektoren danner korreksjonsvektoren (61) (fig. 8).