10 Diodo rectos ERS 167

FIGURA 10.41 Las formas de onda de la prctica del convertidor yback de discontinua-modo de
operacin.
se muestra en la fig. 10,41, donde los supuestos siguientes
hecho:






Las formas de onda mostrada en la figura. 10,41 se consideran
aceptable.
RD y DS MUR460 son ultra-rpidas diodos;
M1 es un transistor MOS IRF640;
transformador T1 tiene un coeficiente de acoplamiento prctica eficiente de
0,992;
la resistencia efectiva de devanado LP es 0:025 Oy el
resistencia efectiva de devanado LS es 0:1 O;
la resistencia en serie efectiva de la salida ltrado
condensador CL es 0:05 O; y
la operacin de conmutacin del convertidor ha alcanzado un
estado estacionario.
10.6.3 Consideraciones sobre el diseo
Es necesario que el diseador de circuitos rectos er para determinar
las calificaciones de voltaje y corriente de los diodos. La idealizada
formas de onda y las expresiones de las tensiones mximas de diodo
y las corrientes que figuran en la seccin 10.6.2.1 (para adelante y
yback convertidores) son un buen punto de partida. Sin embargo,
cuando
parasiticastray componentes tambin son considerados, la simulacin
resultados dados en la Seccin 10.6.1.6 son mucho ms til para
168 Y.-S. Lee y Chow M.
determinacin de los rangos de voltaje y la corriente de alta
frecuencia rectos ER diodos.
Suponiendo que las clasificaciones de tensin y de corriente han sido
determinada, los diodos pueden ser seleccionados que cumplen con los
requisitos-
tos. Las siguientes son algunas pautas generales sobre la
seleccin de los diodos:

prdida de conmutacin de gran tamao (que es igual a 0:5 CV 2F).
Como una gua-
lnea, un condensador con 5 a 10 veces la capacidad de la unin de
los rectos ER puede ser utilizado como punto de partida para las
iteraciones. La
resistencia elegido debe ser capaz de proporcionar un poco menos-
amortiguado condicin de funcionamiento.


Para aplicaciones de baja tensin, los diodos Schottky debe ser
utilizado debido a que tienen conmutacin de la velocidad muy
rpida y de bajo
adelante cada de tensin. Si los diodos Schottky no se puede
utilizar,
ya sea por su baja tensin de ruptura inversa o
debido a su gran corriente de fuga (cuando inversamente
sesgada), ultra-rpidas diodos deben ser utilizados.
En el reverso de desintegracin tensin nominal del diodo
debe ser razonablemente alto (por ejemplo, 10% o 20% ms alto)
que el voltaje inverso mximo del diodo se espera
al encuentro con la condicin de peor caso. Sin embargo,
un diseo demasiado conservador (con un diodo con mucha
mayor voltaje de ruptura de lo necesario) dara como resultado
en un menor rectos er ef ciencia, ya que un diodo con una
mayor tensin inversa Puntuacin normalmente tendra un
voltaje mayor cada cuando se est llevando a cabo.
La corriente nominal del diodo debe ser sustancialmente
mayor que la corriente mxima del diodo se espera
para llevar durante el funcionamiento normal. El uso de un diodo
con una
capacidad de corriente relativamente grande tiene la ventaja de los
siguientes
ventajas:
(I) Se reduce la posibilidad de daos debidos a la transicin
padres causadas por la puesta en marcha, cortocircuito
accidental, o
aleatoria el encendido y apagado del convertidor.
(Ii) Se reduce la cada de tensin hacia adelante porque el
diodo es operado en la regin inferior de la corriente
V-me caracterstico.
10.6.4 Precauciones en la interpretacin de la simulacin
Resultados
En el uso de las formas de onda simulado como referencias para el
diseo
fines, se debe prestar atencin a lo siguiente:


Las espigas voltageacurrent que aparecen en las ondas
formas de medicin en las condiciones actuales no puede aparecer
en las formas de onda simulado. Esto es debido a la falta de una
modelo de simulacin por ordenador en que es capaz de simular
acoplamiento no deseado entre los componentes prcticos.
La mayora de los modelos por ordenador de diodos, incluyendo
aquellos
utilizado en las simulaciones que se dan aqu, no tienen en
teniendo en cuenta los efectos del tiempo de la recuperacin en
avance. (El
el tiempo de recuperacin hacia adelante ni siquiera se menciona
en la mayora
hojas de datos del fabricante). Sin embargo, tambin es de inters
ING cuenta que en la mayora de los casos, el efecto de avance
el tiempo de recuperacin de un diodo est enmascarada por el de
la efectiva
inductancia en serie con el diodo (por ejemplo, la fuga
inductancia de un transformador).
Referencias
1. Recti ER Aplicaciones Manual, 3 ed, Phoenix, Arizona. Motorola,
Inc., 1993.
2. M. H. Rashid, Electrnica de Potencia: Circuitos, dispositivos y aplicaciones,
2 edicin, Englewood Cliffs, NJ: Prentice Hall, Inc., 1993.
3. Y.-S. Lee, Asistido por Computadora Anlisis y Diseo de alimentacin
conmutada
Suministros, Nueva York: Marcel Dekker, Inc., 1993.
4. J. W. Nilsson, Introduccin a PSpice Manual de Circuitos, elctricos Uso
OrCAD Release 9.1, 4 ed, Upper Saddle River, NJ: Prentice Hall,
Inc., 2000.
5. J. Keown, OrCAD PSice y anlisis de circuitos, 4 ed., Upper Saddle
River, NJ: Prentice Hall, Inc., 2001.
En algunas de las pulgadas de alta ef de eficiencia pulgadas
circuitos de convertidor, el
valoracin actual de la salida de rectos ER puede ser muchas veces
mayor que la corriente real de espera en el RE rectos . En
esta forma, una mayor eficiencia EF se consigue a expensas de una
mayor
de silicio zona.
En el diseo de RC circuitos snubber para rectos res , lo que debera
Se entender que una mayor C(Y una ms pequea R) le dar un mejor
amortiguacin. Sin embargo, un gran C(Y una pequea R) resultar en
una
11
Monofsicos Controlados rectos ERS
Jose Rodrguez, Ph.D. y
Alejandro Weinstein, Ph.D.
Departamento de Electrnica,
Universidad Tcnica
Federico de Santa Maroa,
Aso, ChileValpara
11,1 conmutados monofsico controlado Recti ERS ................................. 169
11.1.1 monofsico de media onda Recti ER 11.1.2 bifsico de media onda Recti ER
11.1.3 puente monofsico Recti ER 11.1.4 Anlisis de la Corriente de entrada 11.1.5 Poder
Factor de la sala de emergencias Recti 11.1.6 La conmutacin de los tiristores 11.1.7 Operacin
en el modo de inversin 11.1.8 Aplicaciones
11.2 Unidad de factor de potencia monofsicos rectos res ........................................ ....... 175
11.2.1 El problema del factor de potencia en una sola fase conmutados por la red de lnea rectos ERS
11.2.2 Normas para los armnicos en una sola fase rectos ERS 11.2.3 El refuerzo de una sola fase
Recti ER 11.2.4 Tensin doblador de PWM Recti ER 11.2.5 El PWM Recti ER en el Puente
Conexin 11.2.6 Aplicaciones de la Unidad de factor de potencia rectos ERS 11.2.6.1 Boost
Recti ER 11.2.6.2 Duplicador Voltaje PWM Recti ER 11.2.6.3 PWM Recti ER en el Puente
Conexin
Reconocimiento ................................................. ................................. 182
Referencias ................................................. .......................................... 182
11,1 conmutados por una sola fase
Rectificadores Controlados
11.1.1 monofsico rectificador de media onda
Como se muestra en la fig. 11,1, el de una fase de media onda rectos
ER utiliza
un tiristor nica para controlar la tensin de carga. El tiristor
llevar a cabo, el estado ON, cuando la tensin vTes positivo y un anillo
impulso de corriente iG se aplica al terminal de puerta. El retraso en el
anillo de impulsos por un ngulo unhace el control de la tensin de
carga.
El ngulo del anillo unse mide desde la posicin en la que un diodo
naturalmente llevara a cabo. En la fig. 11,1 el ngulo unse mide
desde el punto de cruce por cero de la tensin de alimentacin vs. La
carga
en la figura. 11,1 es resistiva y la corriente por lo tanto, identificacin
tiene el
misma forma de onda como la tensin de carga. El tiristor va a
la condicin de no conductor, o del estado, cuando la carga
tensin y, en consecuencia, la corriente tratar de llegar a un negativo
valor.
El voltaje promedio de carga est dada por:
Vda
1
2p
p
un
muestra los rectos formas de onda para una ER RLcargar. Cuando el
tiristor est en ON, la tensin en la inductancia es
vLvSvRL
hizo
dt
D11: 2
El voltaje en la resistencia Res vRRidentificacin . Mientras que
vSvR>0, la ecuacin. (11,2) muestra que la corriente aumenta de carga
su valor. Por otro lado, identificacin disminuye su valor cuando
vSvR<0. La corriente de carga se da por
1
identificacin ot
oL
Antiguo
Testamento
un
vL dy
D11: 3
Grficamente, la ecuacin. (11,3) significa que la corriente de carga
identificacin es igual
a cero cuando A1ADos, mantener el tiristor en la conduc-
cin del Estado, incluso cuando vs<0.
vT
+
-
-
0
yoG
+
vd R
identificacin
0(
vd
Identificacin, vd
identificacin
Vmximo el pecado otdot
Vmximo
D1 cos th
2p
D11: 1 Tes
vs

vs
2
( t
donde Vmax es la tensin de pico de suministro. Por lo tanto, se puede ver
de la ecuacin. (11,1) que al cambiar el ngulo del anillo uncontrola
tanto
la tensin media carga y el ujo de energa . Figura 11.2a
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reservada.
yoG
( t
FIGURA 11.1 Individual tiristor rectos ER con carga resistiva.
169
170
VD
0
R
yoG
0
a)
vL
L
identificacin
0
identificacin
rea A1
VD rea A2VD
Ed i
VD
yoG
0
b)
( t
2
( t
( t
rea A1
VR rea A2

VD
VD
vr, v d
vs
AJ. Rodrguez y Weinstein A.
T1
vs
+
-
yoG
+
+
vd
-
vL
L
-
identificacin
+
-
2
( t
vs
+
yos
v1
vT1 yoT1
N
N2
yod
R
N1
v2
T2 yoT2
vd
vT2
yos
yos
vs
+
-
yoG
+
+
vd
-
-
+
-
Ed
yos = yoT1
N2
N1
yos = yoT2
N2
N1
vs
Vmax
0
vd
( t
FIGURA 11.2 Individual tiristor rectos ER con: (a) resistiva-inductiva;
y (b) la carga activa.
IG1
IG2
yoT1
0
0
vs
(
-Vs
( t
Cuando una carga inductiva-activo est conectado a la ER rectos ,
como se representa en la figura. 11.2b, el tiristor se pondr en ON si el
pulso anillo se aplica a la puerta cuando vs>Ed . De nuevo, el
tiristor permanecer en el estado ON hasta A1A2. Cuando el
tiristor est en OFF, la tensin de carga ser vdEd .
0
( t
( t
yoT2
0 ( t
11.1.2 bifsico rectificador de media onda
El bifsico de media onda de rectos ER se muestra en la fig. 11,3
utiliza un
toma central del transformador para proporcionar dos voltajes v1 y v2.
Estas dos tensiones son 180fuera de fase con respecto a la
punto medio neutro N. En este esquema, la carga es alimentada a travs
de un
tiristor en cada ciclo positivo de tensiones v1 y v2 y el
cargar los ingresos corrientes a travs del neutro N.
Con referencia a la figura. 11.3, tiristores T1 puede ser rojo en el
Estado ON en cualquier momento siempre que la tensin vT1>0. El anillo

impulsos se retrasa por un ngulo uncon respecto al instante
en diodos llevara a cabo. La figura 11.3 ilustra tambin la
circuitos de corriente para cada estado de conduccin. Tiristor T1 restos
en el estado ON hasta que la corriente de carga trata de ir a una
negativa
valor. Tiristor T2 es roja en el estado ON cuando vT2>0,
lo que corresponde en la figura. 11,3 a la condicin en la que
v2>0.
El valor medio de la tensin de carga con carga resistiva es
propuesta por
Vdia
1
p
p
un
yos
0 ( t
FIGURA 11.3 Bifsico de media onda rectos ER.
TL= 0
identificacin (t)
iR
( = 0
1.0
IR = Vmax / R
TL= 1 ms
TL= 3.2 ms
TL= 10 ms
TL
0.8 2

0.6
0.4
0.2
0
t
FIGURA 11.4 Efecto del tiempo de carga constante sobre el rizado de corriente.
Vmximo el pecado otdot
Vmximo
D1 cos th
p
D11: 4
anillo de ngulo un0. La ondulacin de la corriente de carga se
reduce a medida
los aumentos de inductancia de carga. Si la inductancia de carga L3 I,
entonces la corriente est perfectamente ltered.
La corriente de alimentacin de corriente alterna es igual a iT
1DN2aN1cuando T1 est en el
en el estado y la AiT2DN2aN1cuando T2 est en el estado en donde
N2aN1 es la relacin de vueltas del transformador.
Figura 11,4 muestra el efecto del tiempo de carga constante
ITL LaR en la corriente de carga
normalizada identificacin ta"Rt para una
11.1.3 monofsico puente rectificador
La figura 11.5a muestra un puente totalmente controlado rectos ER,
que
utiliza cuatro tiristores para controlar la tensin de carga media. En
11 Monofsicos Controlados rectos ERS
IT1
yoG1
P
171
P
yod
yoG1
yod
Vmax
0
T1
T3
vs
+
IT3
T1
T2
yos
T4
IT4
vd
T2
N
Cargar vs
+
yos
D1
D2
N
( t
vs
Identificaci
n
(
-Vs
( t
( t
( t
vd
Cargar
yod
IG1, IG2
IG3, IG4
0
a) b)
FIGURA 11.5 Monofsico puente rectos ER: (a) totalmente controlada, y (b)
un medio controlado.
0
yoT1, IT2
0
Adems, la fig. 11.5b muestra el medio controlado por el puente de
rectos ER,
que utiliza dos tiristores y dos diodos.
Figura 11,6 muestra formas de onda de la tensin y la corriente del
totalmente controlado puente rectos ER para una carga resistiva.
Tiristores
T1 y T2 debe ser rojo simultneamente durante la positiva
un medio de onda de la tensin de la fuente vsas como para permitir la
conduccin de
actual. Alternativamente, los tiristores T3 y T4 debe ser rojo
simultneamente durante la onda media negativo de la fuente
tensin. Para asegurar el anillo simultnea, los tiristores T1 y T2
utilizar la seal mismo anillo. La tensin de carga es similar a la
tensin obtenida con el bifsico de media onda rectos ER. La
La corriente de entrada est dada por
iS iT 1iT 4
y su forma de onda se muestra en la fig. 11,6.
vd
( t
vs -Vs
( t
( t
( t
0
( t
yoT3, IT4
0 ( t
( t
yos
0
FIGURA 11.7 Las formas de onda de un puente totalmente controlado rectos ER
con
resistiva-inductiva (L 3 I).
D11: 5
Vmax
0
Figura 11,7 presenta el comportamiento de la totalmente controlado
rectos ER con resistiva-inductiva (con L3 I). La
de alta inductancia de carga genera una corriente perfectamente ltered
y los rectos ER se comporta como una fuente de corriente. Con conti-
corriente de carga nuo, tiristores T1 y T2 permanecen en el estado en-
ms all de la semionda positiva de la tensin de la fuente vs. Por esta
razn, la tensin de carga vdpuede tener un efecto negativo instantnea
valor. El anillo de los tiristores T3 y T4 tiene dos efectos:
i) se apague tiristores T1 y T2, y
ii) despus de la conmutacin que conducir la corriente de carga.
Esta es la razn principal por la cual se llama este tipo de convertidor A
'' Natural'' conmutada o lnea conmutada'''' rectos ER. La
suministrar corriente iS la forma de onda cuadrada ha mostrado en la
figura. 11,7
para la conduccin continua. En este caso, la carga media
tensin est dada por
PTHA
un
IG1, IG2 (
IG3, IG4
0
0
yoT1, IT2
0
yoIT4 T3,
0
Vdia
( t
1

p
Vmximo el pecado otdot
2Vmax
cos un
p
D11: 6
yos
0
11.1.4 Anlisis de la Corriente de entrada
( t
Las formas de onda de un puente totalmente controlado rectos
ER con
FIGURA 11.6
carga resistiva.
La entrada de corriente en un puente controlado por er rectos es una
plaza
forma de onda cuando la corriente de carga est perfectamente ltered.
En
Adems, la corriente de entrada es se desplaza por el ngulo anillo un
con respecto a la tensin de entrada vs, Como se muestra en la fig.
11.8a. La
172 AJ. Rodrguez y Weinstein A.
corriente de entrada se puede expresar como una serie de Fourier,
donde el
amplitud de los armnicos diferentes viene dada por
Es mximo n
4Identificaci
n
pn
n 1, 3, 5; F F FTH
D11: 7
11.1.5 Factor de Potencia del rectificador
El factor de desplazamiento de la corriente fundamental, obtenida
partir de la figura. 11.8a, es
cos F1cos un
D11: 12
donde nes el orden armnico. La raz cuadrada media (RMS)
valor de cada armnico se puede expresar como
p???
Es mximo n2 2 Identificacin
Isn p???
pn2
Por lo tanto, el valor eficaz de la corriente fundamental IS1 es
p???
2 2
Yo0:9 Yodis1
pd
D11: 9
D11: 8
En el caso de la corriente no sinusoidal, la potencia activa Deliv-
pio de la sinusoidal monofsica es
1
P
T
T
0
vstistdt Vs. IS1 cos F1
D11: 13
donde Vs es el valor eficaz de la tensin monofsica vs.
La potencia aparente est dada por
SVs es
El factor de potencia (PF) es de nido por
PF
P
S
D11: 15
D11: 14
Se puede observar en la figura. 11.8a que el ngulo de desplazamiento
F1 de la corriente fundamental IS1 corresponde al anillo
ngulo una. Fig. 11.8b muestra que en el espectro de armnicos de la
corriente de entrada, slo armnicos impares estn presentes con la
disminucin
amplitud. El valor eficaz de la corriente de entrada es es
Es
Identificacin
D11: 10
La sustitucin de las ecuaciones. (11.12), (11.13) y (11.14) en la
ecuacin.
(11.15) se obtiene:
PF
IS1
cos un
Es
D11: 16
La distorsin armnica total (THD) de la corriente de entrada es
propuesta por
p???????????????
2Yo2IS1
100 48:47 THD s
IS1
D11: 11
Esta ecuacin muestra claramente que debido a la no sinusoidal
forma de onda de la corriente de entrada, el factor de potencia de la ER
rectos
se ve afectada negativamente tanto por el ngulo del anillo uny el
distorsin de la corriente de entrada. En efecto, un aumento en el
vs
yos1
yos
Identificac
in ( t 0
\ 1 = (
Yo sn
Que s1
a)
1
1/3
1/5
1/7
1/9
1 3 5 7 9
n
b)
FIGURA 11.8 Corriente de entrada de la monofsico controlado rectos ER en conexin de puente: (a) las formas de onda, y (b) Espectro de
armnicos.
11 Monofsicos Controlados rectos ERS 173
distorsin de la corriente produce un incremento en el valor de Es
en la ecuacin. (11,16), que se deteriora el factor de potencia.
Durante la conmutacin de la siguiente expresin se tiene:
L
des
vsVmximo el pecado Antiguo
Testamento
dt
un Antiguo
Testament
o
unm
D11: 18
11.1.6 La conmutacin de los tiristores
Hasta ahora, la conmutacin de corriente entre tiristores tiene
se ha considerado que ser instantnea. Esta consideracin no es
vlida en los casos reales, debido a la presencia de la inductancia de
lnea L,
como se muestra en la fig. 11.9a. Durante la conmutacin, la corriente
a travs de los tiristores no puede variar instantneamente, y para
esta razn, durante el ngulo de conmutacin m, todos Thyr-cuatro
istors estn llevando a cabo de forma simultnea. Por lo tanto, durante el
conmutacin de la siguiente relacin para la tensin de carga
sostiene:
vd0 un Antiguo
Testament
o
unm
D11: 17
La integracin de la ecuacin. (11,18) en los rendimientos de
conmutacin de intervalo
Identificacin
V
des mximo
L
AId
amao
AAO
pecado otdt
D11: 19
De la ecuacin. (11,19), la siguiente relacin para la comuni-
cin del ngulo mse obtiene:
cosa mth cos un
2OL
Yo
Vmximo d
D11: 20
El efecto de la conmutacin de la corriente de alimentacin de tensin,
formas de onda, y las formas de onda tiristor actual se observa en
Fig. 11.9B.
IT1
yos
vL
+
T1 T3
IT3
vs
L
Identificacin
T4
IT4
vd
La ecuacin (11.20) muestra que un aumento de la inductancia de lnea
Lo un aumento de la corriente de carga Identificacin aumenta la
comuni-
cin del ngulo m. Adems, el ngulo de conmutacin se ve afectada
por el ngulo anillo una. En efecto, la ecuacin. (11,18) muestra que
con
diferentes valores de una, la tensin de alimentacin vstiene una
diferente
valor instantneo, que produce diferente des ADT, as
afecta a la duracin de la conmutacin.
La ecuacin (11,17) y la forma de onda de la figura. 11.9B muestran
que
el proceso de conmutacin reduce el voltaje medio de carga Vda .
Cuando se considera la conmutacin, la expresin para el
voltaje medio de carga est dada por
Vda
1

p
PTHA
ATHM
T2
Vmximo el pecado otdot
Vmximo
cosa mth cos como
p
D11: 21
a)
Sustituyendo la ecuacin. (11.20) en la ecuacin. (11.21)
se obtiene
yoT1
0
yoT3
( t
vs
( t
22oL
ADVP Vmx cos un
pp d
D11: 22
11.1.7 La operacin en el modo de inversin
Cuando el ngulo un>90, Es posible obtener un negativo
tensin de carga media. En esta condicin, la potencia se realimenta
para el suministro de una sola fase de la carga. Este modo de
funcionamiento
se llama inversor o modo de inversin, debido a que la energa es
transferido de la corriente continua al lado de corriente alterna. En los
casos prcticos, esto
modo de operacin se obtiene cuando las condiciones de carga
guracin es como
se muestra en la fig. 11.10a. Debe ser notado que esta rectos ER
permite ujo unidireccional de corriente de carga .
La figura 11.10b muestra la forma de onda de la tensin de carga con
los rectos ER en el modo de inversin, dejando de lado la fuente
inductancia L.
Seccin 11.1.6 describe cmo aumenta la inductancia de suministro
el intervalo de conduccin de los tiristores por el ngulo m. Como
yos
0
vd
0 ( t
(

vs
b)
FIGURA 11.9
formas.
El proceso de conmutacin: (a) del circuito, y (b)-onda
174 AJ. Rodrguez y Weinstein A.
yod
es
vs
+
L
vT1
T1 T3
vd
T4 T2
Ld
VL
Red
Cargar
a)
( = 135
FIGURA 11.11 La aplicacin de un er rectos en una sola fase de
UPS.
0
vs
vd
11.1.8 Aplicaciones
-Vs
Vdi
yoT3
( t
IG1, IG2
0
IG3, IG4
0
( t
( t
b)
vs
0
reas importantes de aplicacin de control rectos res incluyen
fuentes de alimentacin continuas (UPS) para alimentar a los crticos
cargas. La figura 11.11 muestra un diagrama de simplificacin edicin
de una sola-
Con guracin fase de UPS , normalmente clasificado para <De 10 kVA.
Un plenamente
controlada o medio controlado-rectos ER se utiliza para generar la
corriente continua
tensin para el inversor. Adems, la entrada de rectos ER acta como
un
cargador de bateras. La salida del inversor se ltered antes de que
se alimenta a la carga. Los modos de funcionamiento ms importantes
de
SAI son:
i) el modo Normal. En este caso el voltaje de lnea est presente.
La carga crtica se alimenta a travs de los rectos ER-inversor
esquema. El rectos ER mantiene la batera cargada.
ii) Interrupcin modo. Durante una prdida de la alimentacin de
corriente alterna principal,
la batera proporciona la energa para el inversor.
iii) de derivacin. Cuando la carga requiere un sobre-
actual para el inversor, el interruptor de bypass esttico es
encendido y la carga crtica es alimentada directamente desde el
red.
El control de motores de baja potencia de corriente continua es otra
interesante
aplicacin de control de una sola fase rectos ERS. En el circuito
de la figura. 11.12, el control de rectos ER regula la armadura
tensin y, en consecuencia controla la corriente del motor identificacin
en
fin de establecer un par requerido.
Esta CON guracin permite ujo de corriente nico positivo en la
cargar. Sin embargo, la tensin de carga puede ser tanto positiva como
negativo. Por esta razn, este convertidor funciona en los dos-
cuadrante modo de operacin en el plano identificacin vs Vda .
yod
yod
-Vs
( t
vT1
0
vd

( t

c)
FIGURA 11.10 Recti ER en el modo de inversin: (a) Circuito, (b) de onda
formas de dejar de lado la inductancia de origen L; y (c) las formas de onda
considerando L.
se muestra en la fig. 11.10c, la tensin de tiristor vT1 tiene un efecto negativo
valor durante el ngulo de extincin g, de nido por
g180 A Da mth
D11: 23
Para asegurarse de que el tiristor de salida se recuperar su bloqueo
capacidad despus de la conmutacin, el ngulo de extincin debe
satisfacer la restriccin siguiente:
g>Antiguo
Testamentoq
D11: 24
donde oes la frecuencia de alimentacin y tq es el tiristor apagado
tiempo. Teniendo en cuenta las ecuaciones. (11.23) y (11.24) de la
mxima
ngulo anillo es, en la prctica,
unmximo 180 mg
D11: 25
FIGURA 11.12
operacin.
a)
vd
(r
0
Vd
b)
Si la condicin de la ecuacin. (11.25) no es satisfactoria ed, el
commuta-
cin proceso se producir un error y luego se va a producir corrientes
destructivas.
Dos cuadrante de la unidad de cd: (a) Circuito, y (b) los
cuadrantes de
11 Monofsicos Controlados rectos ERS
T ~ Identificacin
yod
Rect II
corriente alterna
(r
175
Rect Yo
corriente alterna vd
Rect. Yo
0
(r
Rect. II
a) b)
FIGURA 11.13 Monofsico de doble convertidor: conexin (a);
(B) en cuatro cuadrantes.
Como se muestra en la fig. 11.13, un mejor desempeo puede ser
obtenidos con dos rectos ERS en el regreso a la vuelta de conexin a
los terminales de corriente continua. Esta disposicin, conocida como un
convertidor de doble
una parte, permite a los cuatro cuadrantes de la unidad. Recti er I
proporciona la corriente de carga positiva identificacin , Mientras que
los rectos er II ofrece
corriente de carga negativa. El motor puede funcionar en inters de
poder
cin, delante de frenado (regeneracin), revertir la alimentacin, y
revertir frenado (regeneracin). Estos modos de funcionamiento son
se muestra en la fig. 11.13b, donde el par Tvs la velocidad del rotor
oRse ilustra.
Estos aspectos tienen un impacto negativo en la infl tanto en el poder
factor y calidad de la energa. En los ltimos aos, la masiva
el uso de convertidores de potencia de una sola fase se ha incrementado
el
problemas de calidad de la energa en los sistemas elctricos. En efecto,
modernos edificios comerciales tienen un 50% e incluso hasta
90% de la demanda originada por las cargas no lineales, que son
compuesta principalmente de los rectos res [1]. Hoy en da no es raro
nd rectos res con distorsin armnica total de la corriente
THDyo>40% originario sobrecargas severas en los conductores y
transformadores.
Figura 11,14 muestra una sola fase de rectos ER con una capacitiva
Ltro , utilizado en gran parte del equipo actual de baja potencia. La
La corriente de entrada es muy distorsionada debido a la presencia del
ltro condensador. Esta corriente tiene un contenido armnico, como se
muestra
en la figura. 11,15 y en la Tabla 11.1, con una distorsin armnica
totalyo197%.
El rectos ER de la figura. 11,14 tiene un factor de potencia muy bajo
de
PF 0,45, debido principalmente a su contenido de armnicos de gran
tamao.
11.2.2 Normas para los armnicos en una sola fase
Rectificadores
La relevancia de los problemas originados por armnicos en
la realimentacin de una sola fase rectos ERS ha motivado a algunos
agencias para introducir restricciones a estos convertidores. El IEC
02/03/1000 Norma Internacional establece los lmites a todos bajo
potencia de una sola fase de equipo que tiene una entrada de corriente
con una
'' Especial'' ola de forma y una potencia activa de entrada P600 W.
Clase D equipo tiene una corriente de entrada con una onda especial
dar forma contenida dentro de la envolvente dada en la figura. 11.14b.
Este
clase de mquinas deben cumplir ciertos lmites armnicos,
se muestra en la fig. 11.15. Es evidente que una lnea monofsica
conmutado rectos ER con los parmetros como se muestra en la
figura.
11.14a no es capaz de cumplir con la norma IEC 02/03/1000
Clase D. La norma puede ser satisfactorio ed slo mediante la adicin
de gran
pasiva ltros, lo que aumenta el tamao, peso y costo del
V [V]
Clase D
Sobre
400
300
200
11.2 La unidad de factor de potencia monofsica
Rectificadores
11.2.1 El problema del factor de potencia en una sola
Fase conmutados Rectificadores
Las principales desventajas de clsicos conmutados rectos ERS
son que
i) generar tanto un factor de desplazamiento en retraso con
respecto a la tensin de la utilidad, y
ii) una cantidad importante de los armnicos de corriente de entrada.
15
10
I [A]
es
vs
+
vs
es
L
5
C
100
0015
0,02 0025
0
-5
-10
-15
t [s]
0,03 0 0005 0,01
0
-100
-200
-300
-400
a)
FIGURA 11.14
b)
Monofsica rectos ER: (a) del circuito, y (b) formas de onda de la tensin de entrada y la
corriente.
176
2500
AJ. Rodrguez y Weinstein A.
2000
1500
Amplitud mA
La norma IEC Clase D 02/03/1000
1000
500
0
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40
FIGURA 11.15 Los armnicos de la corriente de entrada de la ER rectos de la
figura. 11,14.
CUADRO 11.1
n
En
[%]
Yo1
3
96,8
Los armnicos en porcentaje de la corriente en la figura. 11,14
5
90,5
7
81,7
9
71,0
11
59,3
13
47,3
15
35,7
17
25,4
19
16,8
21
10,6
a travs del transistor. La corriente de la inductancia iL es
dada por la ecuacin siguiente
dil vLjvsj

dtLL
D11: 26
rectos ER. Esta norma ha sido la motivacin para el
desarrollo de mtodos activos para mejorar la calidad del
corriente de entrada y, por consiguiente, el factor de potencia.
Debido al hecho de que jvsj>0, el estado ON del transistor T
siempre produce un aumento de la inductancia de corriente iL y,
iL
es
L
D
11.2.3 La sola fase de impulso del rectificador
Tanto desde el punto terico y conceptual, una
de los ms importantes de alto factor de potencia de rectos ERS es la
denominada
llamado monofsico impulso rectos ER, que se muestra en la fig.
11.16a. Este
rectos ER se obtiene de un puente no controlada clsica
rectos ER, con la adicin del transistor T, diodo D, y
inductor L.
En este er rectos , la corriente de entrada es t es controlado por
cambiando el estado de conduccin del transistor T. Cuando el transistor
Tse encuentra en el estado ON, la fuente de alimentacin monofsica es
de corta
circuito a travs de la inductancia L, como se muestra en la fig. 11.16b;
el diodo Devita la descarga del condensador ltro C
vs
+
| Vs |
X
C Vo
a)
vL
L
yoL vL
V0
C Cargar
L
vs
vs
C
V0 Cargar
b) c)
FIGURA 11.16 Una sola fase de impulso rectos ER: (a) Circuito de alimentacin
y
circuito equivalente para el transistor Ten (b) en el estado ON y (c) el estado OFF.
11 Monofsicos Controlados rectos ERS 177
yoL
yoL ref
0
a)
x
1
0
t
b)
t
FIGURA 11.17 Comportamiento de la corriente del inductor iL : (A) las formas de
onda, y
(B) del transistor Tcompuerta seal de accionamiento x.
en consecuencia, un aumento en el valor absoluto de la fuente
corriente es .
Cuando el transistor Test apagado, la corriente del inductor iL
no puede ser interrumpido bruscamente y ujos a travs del diodo D,
condensador de carga C. Esto se observa en el circuito equivalente
de la figura. 11.16c. En esta condicin, el comportamiento del inductor
actual se describe por
dil vLjvsj Vo

dtLL
D11: 27
Si Vo >jvsj, que es una condicin importante para el correcto
comportamiento de la sala de emergencias de rectos , y luego jvsj Vo
<0, y esto significa
que en el estado OFF la corriente del inductor disminuye su
valor instantneo.
Con una adecuada secuencia de pulsos anillo aplicada a
transistor T, la forma de onda de la corriente de entrada es puede ser
controlada para seguir una referencia sinusoidal, como se puede
observar
en la media onda positiva de es en la figura. 11.17. Esta figura muestra

el inductor de corriente de referencia iLref , La corriente del inductor iL ,
y la seal de control de puerta xpara el transistor T. Transistor Test en
ON
cuando x'' 1'' y se apaga cuando x'' 0''.
La figura 11.17 muestra claramente que la posicin ON (OFF) el
estado de
transistor Tproduce un aumento (disminucin) en el inductor
corriente iL .
Figura 11,18 presenta un diagrama de bloques del sistema de control
para el impulso de rectos ER, que incluye un proporcional-integral
(PI) controlador para regular la tensin de salida Vo . La referencia
valor iLref para el bucle interno de control de corriente se obtiene a partir
V0ref
PI
+
-
yoLref
+
-
la multiplicacin entre la salida del regulador de tensin
y el valor absoluto jvstj. Un controlador de histresis proporciona
un control rpido de la corriente del inductor iL , Resultando en una
entrada de corriente prcticamente sinusoidal es .
Tpicamente, la salida de tensin Vo debera ser al menos 10%
ms alto que el valor de pico de la tensin de la fuente vst en orden
para asegurar un buen control dinmico de la corriente. El control
funciona con la siguiente estrategia: un aumento de paso en la
referencia de tensin Voref producir un aumento en el voltaje
error Voref Vo y un aumento de la salida del PI
controlador, el cual origina un incremento en la amplitud de
la corriente de referencia iLref . El controlador de corriente seguir
esta nueva referencia y aumentar la amplitud de la senoidal
corriente de entrada es , Lo que aumentar la potencia activa entregada
por el suministro de una sola fase y nalmente producir un aumento en
la tensin de salida Vo .
Figura 11.19a muestra la forma de onda de la corriente de entrada es
y el voltaje de la fuente vs. La ondulacin de la corriente de entrada
puede
ser disminuida por la reduccin de la anchura de histresis d. El precio
de
pagar por esta mejora es un aumento de conmutacin
frecuencia, que es proporcional a las prdidas de conmutacin
del transistor T. Para una anchura de histresis dado d, una reduccin
de
inductancia Ltambin produce un aumento en la conmutacin
frecuencia.
Una reduccin drstica en el contenido de armnicos de entrada
corriente es se puede observar en el espectro de frecuencias de la
figura.
11.19b. Esto se corresponde con las restricciones establecidas
por la norma IEC 02/03/1000. La distorsin armnica total de
la corriente en la fig. 11.19a es THD 4,96% y el poder
factor de la sala de emergencias de rectos es PF 0.99.
La figura 11.20 muestra la tensin continua de control del bucle
dinmico
comportamiento para cambios de paso en la carga. Un aumento en la
carga,
en t0:3 [s], produce una reduccin inicial de la salida
voltaje Vo , Que es compensada por un aumento en la entrada
corriente es . En t0:6 [s] una disminucin en el paso se aplica la carga.
El regulador de tensin CC de nuevo ajusta la corriente de alimentacin
en
a fin de equilibrar el poder activo.
11.2.4 Duplicador Voltaje Rectificador PWM
Figura 11.21a muestra el circuito de alimentacin del doblador de tensin
ancho de pulso modulado (PWM) de rectos er , que utiliza dos tran-
sistors y dos condensadores ltro C1 y C2. Transistores T1 y
T2 se conmutan en complemento para controlar la forma de onda de
corriente de entrada es y la salida de voltaje DC Vo . Tensiones de los
condensadores
VC1 y VC2 debe ser mayor que el valor pico de la entrada
voltaje vspara asegurar el control de la corriente de entrada.
El circuito equivalente de esta er rectos con transistor T1 en
el estado ON se muestra en la fig. 11.21b. La tensin de inductor
ecuacin dinmica es
vL
des
vst VC1 <0
dt
'
X
V0
FIGURA 11.18
vs (t)
Vmax yoL
Sistema de control del impulso rectos ER.
D11: 28
178 AJ. Rodrguez y Weinstein A.
VS, es
es
0
vs
t
a)
100
ISN
100 90
IS1
80
70
60
50
40
30
20
10
0
0
10
10
1
10
2
f [Hz]
10
3
10
4
10
5
b)
FIGURA 11.19 Corriente de entrada del impulso de una sola fase de rectos ER: (a) formas de onda de voltaje y corriente, y (b) espectro
de frecuencias.
Vo [V]
415
X
T1
C1
VC1
Cargar
C2
VC2
yos
+
L
vL
vs
t
V0
400
X
T2
385
0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8
es a)
a)
yos
vs
+
L yos
vs
+
L
vL
C1
vL
C2 0
t
VC1
VC2
b)
FIGURA 11.20 Respuesta a un cambio en la carga: (a) de salida de voltaje Vo ;
y (b) la corriente de entrada es .
b) c)
FIGURA 11.21 Tensin doblador rectos ER: (a) del circuito de potencia, (b) equi-
circuito de prstamo con el T1ON, y (c) con un circuito equivalente T2ON.
11
V0ref
Monofsicos Controlados rectos ERS
PI
+
-
yoSREF
+
-
X
X
yos
179
'
V0
vs/ Vmax
FIGURA 11.22 Sistema de control de la tensin de doblador de rectos
ER.
En esta topologa, la tensin de salida Vo debe ser mayor que
el valor de pico de la tensin de fuente de corriente alterna vscon el fin de
asegurar
un control adecuado de la corriente de entrada.
La figura 11.24b muestra el circuito equivalente con transistores
T1 y T4 ON. En esta condicin, la tensin de inductor est dada
por
vLL
des
vst V0<0
dt
D11: 30
La ecuacin (11.28) significa que bajo este estado de conduccin,
corriente es t disminuye su valor.
Por otro lado, el circuito equivalente de la figura. 11.21c es
vlida cuando el transistor T2 est en el estado de conduccin, lo que resulta en
la siguiente expresin para la tensin de bobina
vLL
des
vst VC2 >0
dt
D11: 29
Por lo tanto, en esta condicin una disminucin en la corriente del
inductor
es se produce.
Figura 11.24c muestra el circuito equivalente con transistores
T2 y T3 ON. Aqu, la tensin de inductor tiene la siguiente
expresin
vLL
des
vst V0>0
dt
D11: 31
por lo tanto, para esta condicin la corriente de entrada es t aumenta.
Por lo tanto, la forma de onda de la corriente de entrada puede ser
debidamente controlado por transistores de conmutacin T1 y T2
de una manera similar como se muestra en la fig. 11.17a para la
monofsico
impulsar convertidor. Figura 11,22 muestra un diagrama de bloques del
Sistema de control para el voltaje doblador de rectos ER, que es muy
similar al esquema de control del impulso rectos ER. Este
topologa puede presentar un desequilibrio en las tensiones de los
condensadores
VC1 y VC2 , Lo que afectar a la calidad del control. Este
problema se resuelve mediante la adicin al valor actual real es un
desplazamiento de la seal proporcional a la diferencia voltajes
condensador.
Figura 11,23 muestra la forma de onda de la corriente de entrada. La
ondulacin de amplitud de esta corriente se puede reducir disminuyendo
la histresis del controlador.
lo que significa un aumento en el valor instantneo de la
corriente de entrada es .
P
T1 T3
+
yos
vs
+
X X
vL
X X
C
V0 Cargar
T2 T4
a)
N
11.2.5 El rectificador PWM en relacin Puente
La figura 11.24a muestra el circuito de alimentacin de la totalmente
controlado
monofsico PWM rectos ER en el marco de puente, que utiliza
cuatro transistores con diodos antiparalelos para producir una
controlado por tensin de corriente continua Vo . El uso de un trastorno
bipolar de conmutacin PWM
estrategia, este convertidor puede tener dos estados de conduccin:
i) los transistores T1 y T4 en el estado ON y T2 y T3 en
el estado OFF, o
ii) los transistores T2 y T3 en el estado ON y T1 y T4 en
el estado OFF.
VS, es
vs
yos
vs
+
L
P yos
vs
+
L
N
vL
C
vL
C
V0 V0
N
b)
VS, es
vs es
P
c)
t
t
es
d)
FIGURA 11.23
rectos ER.
De forma de onda de la corriente de entrada en el doblador de
tensin
FIGURA 11.24 Monofsico PWM rectos ER en la conexin de puente: (a)
circuito, (b) circuito equivalente con T1y T4ON, (c) circuito equivalente
con T2y T3ON, y (d) la corriente de forma de onda de la entrada durante
regeneracin.
180 AJ. Rodrguez y Weinstein A.
Rectificador
La forma de onda de la corriente de entrada es puede ser controlado
por
los transistores de conmutacin adecuada T1-T4 o T2-T3, creando un
dar forma similar a la que se muestra en la fig. 11.17a para el nico-
fase de impulso rectos ER.
La estrategia de control para el ER rectos es similar a la que
representada en la figura. 11,22 para la topologa doblador de tensin.
La
calidad de la corriente de entrada obtenida con esta ER rectos es el
misma que se presenta en la figura. 11,23 para el doblador de tensin
Con guracin .
Por ltimo, hay que decir que uno de los ms atractivos
caractersticas del convertidor PWM totalmente controlado en el puente
conexin y el doblador de tensin es su regeneracin
capacidad. En efecto, estas res rectos puede entregar una potencia de
la carga a la fuente monofsica, operando con sinusoidal
actual y un alto factor de potencia de PF >0.99. Figura 11.24d
muestra que durante la regeneracin de la corriente de entrada es es
180
fuera de fase con respecto a la tensin de alimentacin vs, Que
significa que la operacin con el factor de potencia PF % A1 (PF est
cerca de
1 por el contenido armnico pequeo en la corriente de entrada).
PFC
+
Etapa de salida
Lmpara
Atenuacin
Control de
FIGURA 11.26 Diagrama de bloques funcional de reactancia electrnica con
Correccin del factor de potencia.
11.2.6 Aplicaciones de factor de potencia unitario
Rectificadores
11.2.6.1 Boost rectificador
La nica fase de impulso rectos ER se ha convertido en el ms
popular
topologa para la correccin del factor de potencia (PFC) en el propsito
general
fuentes de alimentacin. Para reducir los costos, el sistema de control
completo
se muestra en la fig. 11,18 y el circuito de control de puerta de la
potencia
transistor se han incluido en un solo circuito integrado
(CI), tales como el UC3854 [2] o MC33262, que se muestra en la fig.
11.25.
Hoy en da existe un mayor inters en el desarrollo de alta
balastos electrnicos de frecuencia para reemplazar la clsica electro-
reactancia magntica, lmparas de uorescente . Estos balastos
electrnicos
requieren un convertidor AC-DC. Para satisfacer la corriente armnica
inyeccin de equipos electrnicos y para mantener la alta
calidad de la energa, un alto factor de potencia de rectos ER se puede
utilizar, como
se muestra en la fig. 11,26 [3].
L D
11.2.6.2 Duplicador Voltaje Rectificador PWM
El desarrollo de sistemas de bajo costo compacto motor de
accionamiento es
un tema muy relevante, sobre todo en la gama de baja potencia.
La figura 11.27 muestra un convertidor de bajo costo para bajo consumo
de energa induccin
cin unidades de motor. En este contexto guracin un sistema trifsico
de induccin
cin del motor es alimentado a travs del convertidor de una sola fase
fuente de alimentacin. Transistores T1, T2 y condensadores C1, C2
constituyen el doblador de tensin monofsica rectos ER, que
controla la tensin del circuito intermedio y genera entrada sinusoidal
actual, el trabajo con un primer plano a la unidad del factor de potencia
[4]. En
Por otra parte, los transistores T3, T4, T5, y T6 y condensadores
C1 y C2 constituyen el circuito de alimentacin de una asimtrica
inversor que alimenta el motor. Una caracterstica importante
del circuito de alimentacin se muestra en la fig. 11,27 es la capacidad
de
regeneracin de energa a la red de una sola fase.
11.2.6.3 Rectificador PWM en relacin Puente
Distorsin de la corriente de entrada en la lnea de conmutacin rectos
ERS
con capacitiva ltrado es particularmente crtica en uninterrupt-
ible suministros de energa (UPS) que se nutre de los conjuntos de moto-
generadores. En
efecto, debido al valor ms alto de la impedancia del generador, el
distorsin de la corriente puede originar una distorsin inaceptable en
el voltaje de corriente alterna, que afecta al comportamiento del sistema
en su conjunto.
Por esta razn, es muy atractivo en esta solicitud para usar
rectos res con baja distorsin en la corriente de entrada.
La figura 11.28 muestra el circuito de potencia de un SAI monofsicos,
que cuenta con un PWM de rectos ER en la conexin de puente en la
entrada
lado. Este rectos ER genera una corriente de entrada sinusoidal y
controla la carga de la batera [5].
Q
Corriente alterna
LNEA
RS
Co
CARGA
T1
C1
+
-
T3
MC 33262
Lnea
EMI
FILTRO
T5
FORMA DE ONDA
ENTRADA
CORRIENTE
SENTIDO
Corriente alterna
RED
UC 3854
o
MC33262
TENSIN
SENTIDO
+
0
M
T2
C2
+
-
T4 T6
FIGURA 11.25 Simpli ed circuito de un corrector de factor de potencia con
controlar circuito integrado.
FIGURA 11.27 Bajo costo unidad motor de induccin.
11 Monofsicos Controlados rectos ERS
Convertidor Inversor
THY1
TU SW
181
R
+
TR1
THY2
S
Entrada
1100 V
Salida
1100 V
FIGURA 11.28 SAIs monofsicos con PWM rectos ER.
Yod
es
Vs
Vd
3 ~
Lnea + transformador Cuatro cuadrantes con convertidor Corriente
continua
- Enlace
Inversor Motor
FIGURA 11.29 Circuito de potencia tpica de un variador de frecuencia para
una locomotora.
ENCIMA DE LA CABEZA
CATENARIA
PWM
Convertidor de Divisas
ALISADO CONDENSADOR
Quiz la zona ms tpica y ampliamente aceptado de
aplicacin de un factor de alta potencia monofsica res rectos se
encuentra en
unidades de locomotoras [6]. En efecto, un requisito esencial para
correcto funcionamiento de la fuente de tensin trifsica variadores
en las locomotoras modernas es el uso de cuatro cuadrantes
del lado de los convertidores, que asegura motor y de frenado
la unidad, con armnicos reducidos en la corriente de entrada.
La figura 11.29 muestra un circuito de alimentacin simplifica ed de
una tpica
unidad para una locomotora conectado a una alimentacin monofsica
suministro [6], que incluye un alto factor de potencia de rectos ER en
el
entrada.
Finalmente, la fig. 11.30 muestra el diagrama de circuito principal de la
300
serie de trenes Shinkansen [7]. En esta aplicacin, la alimentacin de CA
desde
la catenaria se transmite a travs de un transformador para
monofsicos PWM rectos ERS, que proporcionan tensin de corriente
continua para el
inversores. Las ERS rectos son capaces de controlar la entrada de CA
actual en una forma de onda sinusoidal aproximados y en fase con
la tensin, el logro de un factor de potencia de cercana a la unidad para
ambos
alimentacin y el frenado regenerativo. El frenado regenerativo
produce un ahorro de energa y un importante operativo ex
lidad.
PWM INVERSOR
INDUCCIN
MOTORES
TRANSFORMADOR
Tiristor GTO
FIGURA 11.30
tivos.
Diagrama de circuito principal de la serie 300, Shinkansen
locomotora
182 AJ. Rodrguez y Weinstein A.
4. C. Jacobina, Beltrao M., Cabral, E. y A. Nogueira, el motor de induccin''
sistema de accionamiento para aplicaciones de baja potencia,'' IEEE Trans.
Industria Aplica-
cationes 35:1, 52-60 (1999).
5. K. Hirachi, H. Yamamoto, T. Matsui, Watanabe S. y M. Nakaoka,
Pulgadas rentables desarrollos prcticos de alto rendimiento de 1 kVA
UPS con nuevos guraciones del sistema CON y su especificidad de control
apli-c
implementaciones'' Conferencia Europea sobre Electrnica de Potencia EPE 95,
Espaa
1995, pp 2035-2040.
E6. K. Huckelheim y Ch. Mangold, Novela'' en 4 cuadrantes y convertidor de
mtodo de control'', Conferencia Europea sobre Electrnica de Potencia EPE 89,
Alemania, 1989, pp 573-576.
7. T. Nakamura K. Ohmae y, el papel de'' Hitachi en el rea de la energa
la electrnica para el transporte'', Actas de la IECON 93, Hawai,
Noviembre 1993, pp 714-771.
Reconocimiento
Los autores agradecen la valiosa contribucin
of Dr. Rubn Pea.
Referencias
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edificio'' Proc. IEEEaIAS 1992 Reunin Anual, U.S.A. de octubre de 1992,
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Nota de la aplicacin U-134, Unitrode Corp.
3. J. Adams, Ribarich T., y Ribarich J.,'' Un nuevo IC de control de intensidad
regulable
alta frecuencia reactancia electrnica'', IEEE Applied Power Electronics
Conferencia APEC'99, EE.UU., 1999, pp 713-719.
12
Trifsicos controlados rectos ERS
Juan W. Dixon, Ph.D.
Departamento de Ingeniera Elctrica
Ingeniera,
Universidad Catlica de Chile,
Vicua Mackenna 4860 ~
Santiago, Chile 6904411
12.1 Introduccin ................................................ ........................................ 183
12.2 conmutados controlados rectos ERS .......................................... ......... 183
12.2.1 trifsico de media onda Recti ER 12.2.2 de seis pulsos o Double Star
Recti ER 12.2.3 Doble Estrella Recti ER con conexin de interfase 12.2.4 trifsico
De onda completa Recti ER o el Puente de Graetz 12.2.5 Half-controlados en puente
Convertidor 12.2.6 Conmutacin 12.2.7 Factor de Potencia Armnica 12.2.8
Distorsin 12.2.9 especiales con guraciones para la Reduccin de armnicos Aplicaciones de 12.2.10
Conmutados por la red de lnea rectos res en las unidades de la mquina 12.2.11 Las aplicaciones de
energa HVDC
Transmisin 12.2.12 Convertidores Duales 12.2.13 cicloconvertidores Armnica 02/12/14
Normas y mtodos recomendados
12.3 Fuerza conmutado trifsico controlado Recti res ............................... 196
12.3.1 Topologas bsicas y caractersticas 12.3.2 El funcionamiento de la fuente de tensin
Recti ER 12.3.3 PWM de fase a fase y fase a neutro-Tensiones 12.3.4 Control del
Tensin del circuito intermedio 12.3.5 Nuevas Tecnologas y Aplicaciones de la Fuerza conmutados rectos
ERS
Referencias ................................................. .......................................... 210
12.1 Introduccin
Trifsicos controlados rectos res tienen una amplia gama de
aplicaciones
ciones, de las pequeas rectos res a los grandes circuitos de alta
tensin de corriente continua
(HVDC) los sistemas de transmisin. Se utilizan para electro-
procesos qumicos, muchos tipos de unidades de motor, de traccin
equipos, suministros controlados de energa, y muchas otras
aplicaciones
cationes. Desde el punto de vista del proceso de conmutacin,
se puede clasificar edicin en dos categoras importantes: de lnea
conmutacin controlada rectos ERS (tiristor rectos ERS); y
fuerza conmutacin PWM rectos res .
voltaje nAK empieza a ser positivo. La figura muestra que el 12,3
amplia posible en caso de retraso de puerta se encuentra entre un0y
un180, Pero debido a problemas en la conmutacin real
situaciones, el mximo ngulo anillo se limita a %160. Como
se muestra en la fig. 12,4, cuando la carga es resistiva, la corriente
identificacin tiene el
misma forma de onda como la tensin de carga. A medida que la carga
se vuelve ms
y ms inductivo, los actuales attens y nalmente se convierte en
constante. El tiristor pasa a la condicin de no conductor
(Estado OFF) cuando el tiristor siguiente se enciende o
la corriente intenta alcanzar un valor negativo.
Con la ayuda de la figura. 12,2, el voltaje medio de carga puede ser
evaluado y se da por
V
VD mximo
2a3p
Vmximo
pa3a
pa3a
12.2 Lnea de Conmutacin controlada
Rectificadores
12.2.1 trifsico de media onda rectificador
La figura 12.1 muestra las tres fases de media onda rectos ER
topologa.
Para controlar la tensin de carga, el de media onda rectos ER utiliza
tres
ctodo comn acuerdo de tiristor. En esta figura , el
fuente de alimentacin y el transformador se supone ideal. La
tiristor llevar a cabo (estado ON), cuando el nodo a ctodo
voltaje nAK es positivo, y un pulso de corriente de anillo iG se aplica
al terminal de puerta. El retraso en el impulso de anillo en un ngulo
un
controla la tensin de carga. Como se muestra en la fig. 12,2, el anillo
ngulo unse mide desde el punto de cruce entre la fase de
suministrar los voltajes. En ese punto, el tiristor nodo a ctodo
Derechos de autor #2001 por Academic Press.
Todos los derechos de reproduccin en cualquier forma
reservada.
cos Antiguo
Testamento dot
D12: 1 Tes
pecado PA3
cos un%01:17 VfRMS cos unNPA3
donde Vmax es la secundaria de fase a neutro tensin de pico,
Vfrma su raz cuadrada media (RMS), y oes el angularN
frecuencia de la fuente de alimentacin principal. Se puede observar a
partir de
La ecuacin. (12,1) que el voltaje promedio de carga VD es modificado
por Ed
cambiando el ngulo anillo de una. Cuando unes <90,VD es positivo y
cuando unes >90, La media tensin de corriente continua se vuelve
negativa. En
tal caso, los rectos ER comienza a trabajar como un inversor, y la
carga tiene que ser capaz de generar inversin de potencia invirtiendo
su voltaje de CC.
183
184
Fuente de alimentacin
vA iA
vB
IB
J. W. Dixon
Transformadores de potencia
ia
ib
vD iD
vD iD
FIGURA 12.1 Trifsico de media onda rectos ER.
(
VD
w
FIGURA 12.2 Instantnea de voltaje de corriente continua nD, Media tensin de
corriente continua VD , Y
anillo de ngulo una.
Las corrientes de corriente alterna de la media onda ER rectos se
muestran en la figura.
12,5. Este dibujo se supone que la corriente continua es constante
(Muy grande LD ). Haciendo caso omiso de solapamiento de
conmutacin, cada vlvula
lleva a cabo durante 120por perodo. Las corrientes secundarias (y
tiristor corrientes) presentan una componente de corriente continua que
es indeseable,
y hace que esta rectos ER no es til para aplicaciones de alta
potencia.
Las corrientes primarios muestran la misma forma de onda, pero con el
componente continua eliminado. Esta forma de onda de muy
distorsionada
requiere de un ltro de entrada para reducir la contaminacin de
armnicos.
Las formas de onda de corriente se muestra en la fig. 12,5 son tiles
para
el diseo del transformador de potencia. A partir de
rmsrmsVAremilgado 3VUn primf
Yoremilgado
rmsrmsVAsegundo 3VUn secf
Yosegundo
FIGURA 12.4 Formas de onda de corriente DC.
transferencia es con un0(O un180). A continuacin, para establecer
un
relacin entre tensiones ca y cc, ec. (12,1) para un0es
se requiere:
RMSVD 01:17 Vsecf
N
D12: 3
D12: 2
PD VD
Identificacin
donde VAformal y VAs son las calificaciones del transformador de
el lado primario y secundario, respectivamente. Aqu PD es el
potencia transferida a la parte de corriente continua. La potencia mxima
gama de
w
FIGURA 12.3
Posibles van de puerta en caso de retraso en el
ngulo una.
FIGURA 12.5 Corriente alterna de onda de la mitad de la onda eh rectos
.
12 Trifsicos controlados rectos ERS 185
y
RMSVD 01:17
unVprimf N
voltaje es mayor que la de la media onda ER rectos , y su
valor medio viene dado por
D12: 4
V
VD mximo
PA3
Vmximo
pa6a
pa6a
cos Antiguo
Testamento dot
D12: 8
donde unes la secundaria a su vez relacin primaria del
transformador. Por otro lado, una relacin entre el
corrientes es tambin posible obtener. Con la ayuda de la figura. 12,5,

IdentificacinRMSYosegundo
p???
3
p???
Identificacin
2rmsYoremilgado un
3
Combinando las ecuaciones. (12,2) a (12,6),
produce
VAremilgado 01:21 PD
VAsegundo 01:48 PD
pecado PA6
cos un%01:35 VfRMS cos unNPA6
D12: 5
D12: 6
D12: 7
La ecuacin (12,7) muestra que el transformador de potencia tiene que
ser
sobredimensionado 21% en el lado primario, y 48% en el secundario
lado. Entonces un transformador especial tiene que ser construido para
este
rectos ER. En trminos de promedio VA, el transformador tiene que
ser
Un 35% mayor que la capacidad de la carga de corriente continua. La
calificacin de mayor
el respeto secundario a principal se debe a que el secundario
lleva un componente de corriente continua dentro de los bobinados.
Adems, el
transformador es de gran tamao debido a la circulacin de corriente
no genera armnicos de corriente activa. Ncleo de saturacin,
debido a los componentes de corriente continua dentro de los
arrollamientos secundarios, tambin
necesidades que deben tenerse en cuenta para sobredimensionamiento
de hierro.
El rizado de tensin CC es tambin menor que la generada por
la media onda rectos ER, debido a la ausencia de la tercera
armnico con su amplitud inherentemente alta. La suavizacin
reactor LD Tambin es considerablemente menor que el necesario para
una
un 3-pulso (de media onda) rectos ER.
Las corrientes de corriente alterna de la 6-pulso ER rectos se
muestran en la figura.
12,7. Las corrientes en los devanados secundarios presentar una
corriente continua
componente, pero el magntico UX es compensado por el
doble estrella. Como puede observarse, slo una vlvula es rojo en
una
tiempo y, a continuacin esta conexin en ningn modo corresponde a
una
conexin en paralelo. Las corrientes en el interior del delta muestran una
simtrica forma de onda, con 60conduccin. Finalmente, debido a
la conexin del transformador particular mostrada en la figura. 12,6, el
corrientes de origen tambin muestran una forma de onda simtrica,
pero con
120conduccin.
Evaluacin de la capacidad nominal del transformador se realiza en
manera similar a la forma en que el medio de ondas de rectos ER se
evala:
VAremilgado 01:28 PD
VAsegundo 1:81 PD
D12: 9
12.2.2 de seis pulsos o rectificador doble estrella
Los devanados secundarios del transformador de tiristor se muestra en
la fig.
12,6 formar un sistema de seis fases, lo que resulta en una starpoint 6-
pulso
(Conexin punto medio). Haciendo caso omiso de solapamiento de
conmutacin,
cada vlvula realiza solamente durante 60por perodo. La directa
As, el transformador debe ser sobredimensionado 28% en el primario
lado, y 81% en el lado secundario. En trminos de tamao que tiene un
potencia media aparente de 1,55 veces la potencia PD (55%
de gran tamao). Debido al corto periodo de realizacin de la
vlvulas, el transformador no est particularmente bien utilizada.
(
Identificacin
w
VA
ia
ib
vA iA
iA
v3 vb v1 vc
FIGURA 12.6 Seis pulsos rectos ER. FIGURA 12.7 Corriente alterna de onda para el de 6 pulsos er rectos .
186 J. W. Dixon
12.2.3 Doble Rectificador Star con interfase
Conexin
Esta topologa funciona como dos de media onda rectos res en
paralelo, y
es muy til cuando alta corriente DC se requiere. Una ptima
manera de llegar a tanto buen equilibrio y eliminaton de armnicos
Es a travs de la conexin mostrada en la figura. 12,8. El dos
rectos res se desplazan por 180, Y sus neutrales secundarias
estn conectados a travs de un autotransformador de mediana punto,
llamado
un transformador de interfase''''. El transformador interfase es
conectado entre los dos neutrales secundarias y la parte media de la
punto en el retorno de la carga. De este modo, ambos grupos operan en
paralelo. La mitad de los ujos directos actuales en cada mitad de la
interfase del transformador y luego de su ncleo de hierro no
saturarse. El potencial de cada neutro puede oscilar
independiente, generando una onda de voltaje casi triangular
forma (vT) En el transformador interfase, como se muestra en la fig. 12,9.
Como este convertidor funciona como dos de media onda rectos res
conectados
en paralelo, el voltaje promedio de carga es el mismo que en la
ecuacin. (12,1):
VD %01:17 VfRMS cos unN
D12: 10
FIGURA 12.10
Variacin del ngulo de disparo del un0a 180.
neutro N1. El voltaje nD2 es entre el ctodo comn
conexin y N2. Se puede observar que el instantneo dos
voltajes se desplazan, lo que da como resultado una tensin nDque es
ms suave que nD1 y nD2 .
La figura 12.10 muestra cmo nD,nD1 ,nD2 y nTcambiar cuando
los cambios de anillo ngulo de un0a un180.
La capacidad del transformador en este caso es
VAremilgado 01:05 PD
VAsegundo 01:48 PD
D12: 11
donde VfRMS es la tensin entre fase y neutro rms en la vlvulaN
lado del transformador (secundario).
La figura. 12.9 tambin muestra los dos de media onda rectos
tensiones er,
relacionado con sus respectivos neutrales. Voltaje nD1 representa el
potencial entre la conexin y el ctodo comn
vT
y el poder de grado medio ser P 1:26D, Que es mejor
que el anterior rectos ERS (1,35 para el de media onda eh rectos ,
y 1,55 para el de 6 pulsos er rectos ). As, el transformador est bien
utilizada. La figura 12.11 muestra formas de onda de corriente alterna de
corriente para un
rectos ER, con interfase transformador.
(
vA iA
i Una
Identificacin
VA v3 vb v1
Identificacin/ 2
FIGURA 12.8 Doble estrellas rectos ER con la interfase del
transformador.
ia
ib
IC
VA
ia
i1
FIGURA 12.9
El funcionamiento de la conexin interfase para un0.

FIGURA 12.11
transformador.
Corriente alterna de onda de la sala de emergencias de rectos
con interfase
12 Trifsicos controlados rectos ERS
vc
Identificacin
187
(
VA
vb 12.2.4 trifsico de onda completa rectificador o
Puente de Graetz
La conexin en paralelo a travs de transformadores de interfase permite
la
la aplicacin de los rectos res para aplicaciones de alta corriente.
La conexin en serie de alta tensin tambin es posible, como se
muestra
en los rectos de onda completa ER de la figura. 12.12. Con esta
disposicin,
se puede observar que las tres vlvulas comunes catdicos generar una
voltaje positivo con respecto al neutro, y los tres
vlvulas de nodo comn producir un voltaje negativo. El resultado es
una tensin de corriente continua dos veces el valor de la media onda
ER rectos . Cada medio
del puente es un grupo convertidor de 3-pulso. Este puente
conexin es una conexin de dos vas, y las corrientes alternas
ujo en las bobinas del transformador lado de la vlvula-en tanto medio
perodos, evitando componentes de corriente continua en los devanados,
y
saturacin en el ncleo del transformador magntico. Estos caracteres
tersticas hacer el llamado puente de Graetz el ms ampliamente
utilizado
lnea de tiristor conmutado rectos ER. La con guracin hace
No necesita ningn transformador especial, y funciona como una de 6
pulsos
rectos ER. La caracterstica de esta serie ER rectos produce una
corriente continua
tensin doble del valor de la media onda ER rectos . La carga
tensin media est dada por

2Vmximo pa3a
cos Antiguo Testamento dotVD
2a3p pa3a
2Vmximo
o
VD
3
pecado PA3
cos un%02:34 VfRMS cos unNPA3 D12: 12
vD
A2
A1
w
FIGURA 12.13 Tensin de formas de onda para el puente de
Graetz.
12.14 muestra las corrientes de la sala de urgencias rectos, lo que
supone que
LD es lo suficientemente grande para mantener la suave corriente
continua. La
ejemplo es para el mismo DY conexin del transformador se muestra
en la topologa de la figura. 12.12. Se puede observar que el
corrientes secundarias no tienen ningn componente de corriente
continua, con lo que
evitando sobrediseo de los bobinados y la saturacin del transformador
cin. Estas dos figuras se han elaborado para un ngulo de anillo
unde
%30. La perfecta simetra de las corrientes en todos los devanados
y las lneas es una de las razones por las que esta rectos ER es la
ms
popular de su tipo. La capacidad del transformador en este caso es
VAremilgado 01:05 PD
VAsegundo 01:05 PD
vc
p??? segundo
2 Vf Af
p
cos un%01:35 Vfsegundo cos unAf
D12: 13
D12: 14
donde Vmax es el pico de fase y neutro de tensin en el
terminales del secundario del transformador, Vfrma su valor eficaz, yN
Vfsegundos de la fase de RMS a fase tensin secundaria, en la vlvulaAf
terminales de la sala de emergencias de rectos .
Figura 12,13 muestra los voltajes de cada puente de media onda de
negthis topologa npos y nD, El voltaje total de corriente
continua instantneaD
vD, y el voltaje del nodo al ctodo nAK en uno de los puente
p
tiristores. El valor mximo de nAK 3 es Vmax, que es
la misma que la del convertidor de media onda y la interfase
transformador de rectos ER. La estrella doble rectos ER presenta un
mxima del nodo a ctodo tensin de 2 veces Vmx. Figura
(
VA vb
Identificacin
w
VA
ia
IA1
vA iA
IB
iA
vDpos
ia
ib
FIGURA 12.12 Trifsico de onda completa rectos ER o el puente de
Graetz.
FIGURA 12.14 Formas de onda de corriente para el puente de
Graetz.
188 J. W. Dixon
Identificaci
n
LD
vA
vB
iA
IB
vD
VD
FIGURA 12.15 Una cuadrantes puente convertidor circuitos: (a) del puente medio controlado, y (b) de rueda libre puente de
diodos.
Como puede observarse, el transformador tiene que ser de gran tamao
slo
5%, y los devanados primario y secundario tienen la misma
Nota. De nuevo, este valor se puede comparar con la anterior
rectos er transformadores: 1:35 PDpara el de media onda rectos ER;
1:55 PDpara el de 6 pulsos rectos ER, y P 1:26Dpara la interfase
transformador de rectos ER. El puente de Graetz hace un excelente
uso de la
el transformador de potencia.
12.2.6 Conmutacin
La descripcin de los convertidores en las secciones anteriores era
basa en la suposicin de que el indulto fue sin re-
simultnea. En la prctica, esto no es posible debido a la transferencia
de
corriente entre dos vlvulas consecutivos en una conmutacin
grupo toma un tiempo finito . Esta vez, llamado superponen tiempo,
depende del voltaje de fase a fase entre las vlvulas
participar en el proceso de conmutacin, y la lnea de induccin
cia LS entre el convertidor y la fuente de alimentacin. Durante el
se superponen tiempo, dos vlvulas de conducta, y la fase a fase
voltaje cae enteramente en las inductancias LS . Suponiendo que el
corriente continua Identificacin a ser lisa, y con la ayuda de la figura.
12,16, el
siguiente relacin se deduce:
2LS
disco p???
2Vf Af pecado Antiguo Testamento
nAnB
dt
D12: 16
12.2.5 La mitad del puente controlado por convertidor
El totalmente controlado en tres fases convertidor de puente que se
muestra en la
Fig. 12,12 tiene seis tiristores. Como ya se explic aqu, esta
circuito funciona como un er rectos cuando cada tiristor tiene un anillo

ngulo unde <90y funciona como un inversor para un>90. Si
la operacin del inversor no es necesario, el circuito puede ser sim-
Ed mediante la sustitucin de tres controlados rectos res con diodos
de potencia,
como en la figura. 12.15a). Esta simpli caci es econmicamente
atractiva
por diodos son considerablemente menos costosos que los tiristores,
y que no requieren anillo electrnica de control del ngulo.
El puente medio controlado, o semiconvertidor'''', se analiza
considerndolo como una fase controlado por medio de ondas en circuito
serie con una incontrolada de media onda rectos ER. El promedio de
cc
tensin est dada por la ecuacin siguiente:
p???
32VfsegundoAf
2p
D1 cos th
donde ISC es la corriente en la vlvula de ser rojo durante el
conmutacin de proceso (tiristor T2 en la fig. 12.16). Esta corriente
pueden ser evaluados, y se obtiene es el siguiente:
p???
cos Antiguo Testamento2
CVf AfISC A
o2LS
EN
OFF
D12: 17
VD D12: 15
Entonces, la tensin media VD nunca alcanza valores negativos.
La salida de voltaje de onda del puente medio controlado
son similares a las de un puente totalmente controlado con un libre
diodo. La ventaja del diodo de rueda libre
conexin, que se muestra en la fig. 12.15b es que existe siempre una
camino para la corriente continua, independiente del estado de la lnea
de corriente alterna
y del convertidor. Esto puede ser importante si la carga es
inductivo-resistivo con una constante de tiempo grande, y hay una
interrupcin en una o ms de las fases de lnea. En tal caso,
la corriente de carga podra conmutar al diodo de rueda libre.
vA LS
T1
FIGURA 12.16 Conmutacin proceso.
12 Trifsicos controlados rectos ERS 189
Constante'' C'' se evala a travs de las condiciones iniciales en el
instante en que T2 se enciende. En trminos de ngulo, cuando Antiguo
Testamento una:
ISC 0
VfsegundoAf;C p???cos un
2oLS D12: 18
El rea DVMed mostr en la figura. 12,17 representa la prdida de
tensin que afecta a la tensin media VC , Y puede ser
evalu mediante la integracin de Dn durante el solapamiento
ngulo m. La cada de tensin Dn se puede expresar como
nnB
Dn A
2
p??? segundo
2 Vf Af pecado Antiguo
Testamento
2
D12: 21
Sustitucin de la ecuacin. (12.18) en la
ecuacin. (12.17):
Vf Af
ACA uncos otISC p???
2oLS
D12: 19
Antes de la conmutacin, la corriente Identificacin fue llevado por tiristor
T1 (vase la fig. 12.16). Durante el tiempo de conmutacin, la carga
corriente Identificacin permanece constante, ISC retorna a travs de T1,
y T1 es
conmuta automticamente-off cuando la corriente ISC alcanza el
valor de Identificacin . Esto sucede porque los tiristores no pueden
realizar en el
invertir la direccin. En este momento, el tiempo de solapamiento dura, y
la corriente Identificacin A continuacin se llev a cabo por T2. En
trminos de ngulo,
cuando Antiguo Testamento unm, ISC Identificacin , Donde mes
de nido como la superposicin pulgadas
ngulo.'' Sustitucin de esta condicin nal en la ecuacin. (12.19) se
obtiene:
VfsegundoAfa cos uncosa
mthsIdentificacin p???
2oLS
D12: 20
La integracin de la ecuacin. (12.21) en el perodo correspondiente (60)
y el intervalo de (m), en el instante en que comienza la conmutacin
(A):
DVmed
3 1
A
p2
ATHM p???
2Vfs el pecado Antiguo
Testamento puntoAf
un
D12: 22
D12: 23
DVmed
3 VfsegundoAfp??? cos uncosa
mths
p2
Restando DVmedicina en la ecuacin. (12.13):
VD
VD
o
VD
3
p??? segundo
2Vf Af h
p
mmyo
cos uncos
22

3
3
p??? segundo
2 Vf Af
p
cos unDVmed
D12: 24
D12: 25
Para evitar confusin en un anlisis real, tiene que ser recordado
que Vf Af corresponde a la tensin del secundario en el caso de
transformador utilizacin. Por esta razn, la abreviatura'''' seg
ha sido aadido a la tensin de fase a fase en la ecuacin. (12.20).
Durante la conmutacin, dos vlvulas de conducir a la vez, que
significa que hay un circuito instantnea corta entre el
dos tensiones que participan en el proceso. Como las inductancias de
cada fase son los mismos, la corriente ISC produce el mismo
cada de tensin en cada LS , Pero con signo opuesto porque este
ujos actuales en sentido inverso en cada inductancia. La
fase con la tensin ms alta instantnea sufre una tensin
caer ADN, y la fase con la tensin ms baja sufre un
aumento de tensin THDN. Esta situacin afecta a la tensin continua
VC ,
la reduccin de su valor una cantidad DVmed. La figura muestra el 12,17
significados de Dn, DVmed, m, y ISC .
(
med
p??? segundo
2 Vf Af
2p
?cos uncosa mth?
D12: 26
Las ecuaciones (12,20) y (12,25) se puede escribir como una funcin de
el devanado primario del transformador, si los hubiere transformador.
un Vf Af
cos uncosa mthsIdentificacin p???
2oLS
p???remilgado
3 2unVf Af
cos uncosa mthsVD
2p
remilgado
remilgado
D12: 27
D12: 28
vD
=
=
vc
donde unVfsegundo aVFAf . Con las ecuaciones. (12,27) y un (12,28)Af
obtiene:
w

VD
3
p???
23i oLremilgadounVf Af cos unD S
pp
D12: 29
FIGURA 12.17 Efecto del ngulo de solapamiento en las tensiones y corrientes.
La ecuacin (12.29) permite un circuito equivalente muy simple del
convertidor a realizar, como se muestra en la fig. 12.18. Es importante
observar que la resistencia equivalente de este circuito no es real
porque no se disipa energa.
Desde el circuito equivalente, las curvas de regulacin para el
rectos ER bajo diferentes ngulos anillos se muestran en la figura.
12.19.
Cabe sealar que estas curvas corresponden slo a una
190
3
J. W. Dixon
rmsrmswhere Va es el valor eficaz de la tensin nun, Y Ia1 el rms
valor de IA1 (Componente fundamental de ia ). Las relaciones
analgicas
puede obtenerse por nby nc.
La potencia aparente por fase est dada por
rms rmsSV a Ia
D12: 32
FIGURA 12.18 Circuito equivalente para el convertidor.
El factor de potencia es de nido por
VD
(3 2 / ) AVf-f
(3 2 / ) AVf-f cos1
PF
P
S
D12: 33
Al sustituir las ecuaciones. (12.30), (12.31) y (12.32) en la ecuacin.
(12,33), el factor de potencia se puede expresar como sigue
PF
RMSIa1
cos un
RMSIa
D12: 34
FIGURA 12.19
operacin.
Directos actuales curvas de regulacin de voltaje de rectos ER
Esta ecuacin muestra claramente que debido a la no sinusoidal
forma de onda de las corrientes, el factor de potencia de la ER rectos
es
afectados negativamente por tanto el ngulo del anillo uny la distorsin
de la corriente de entrada. En efecto, un aumento de la distorsin
rmsof la corriente produce un
incremento en el valor de Ia en
La ecuacin. (12,34), que se deteriora el factor de potencia.
yo 12.2.8 Distorsin Armnica
Las corrientes de las res conmutados rectos estn lejos de ser
siendo sinusoidal. Por ejemplo, las corrientes generadas desde el
Graetz rectos ER (ver fig. 12.14b) tienen la siguiente armnica
contenido:
p???
2 311
Identificacin cos Antiguo Testamento cos 5ot cos 7otiA
57p

1
D12: 35 cos 11ot A A A
11
Algunas de las caractersticas de las corrientes obtenidas a partir de la
ecuacin.
(12.35) son: i) la ausencia de armnicos triples, ii) la
presencia de armnicos de orden 6Y AE1 para valores enteros de k;
iii) los armnicos de las rdenes de 6k 1 son de secuencia positiva,
y aquellos de las rdenes de 6k 1 son de secuencia negativa, y iv)
la magnitud rms de la frecuencia fundamental es
p???
6
II1
pD
v) la magnitud rms de la nth armnico es:
En
Yo1
n
D12: 37
D12: 36
(
VA
FIGURA 12.20
voltaje nAK .
Efecto del ngulo de solapamiento en nuny en tiristor
situacin ideal, pero ayudan a comprender el efecto de la
cada de tensin Dn en tensin de corriente continua. El proceso de
conmutacin y
el ngulo de solapamiento tambin afecta a la tensin nuny el nodo a
ctodo del tiristor tensin, como se muestra en la fig. 12.20.
12.2.7 Factor de Potencia
El factor de desplazamiento de la corriente fundamental, obtenida
partir de la figura. 12,14 es
cos F1cos un
D12: 30
En el caso de la corriente no sinusoidal, la potencia activa Deliv-
Ered por fase por el suministro sinusoidal es

1Trms rmsnuntiuntdt Va Ia1 cos F1
D12: 31P
T0
Si bien la primaria o secundaria los tres devanados de fase
los rectos ER del transformador estn conectados en tringulo, el lado
de CA
formas de onda de corriente consisten en las diferencias instantneas
12 Trifsicos controlados rectos ERS 191
entre dos corrientes secundarias rectangulares 120aparte como
se muestra en la fig. 12.14e). La resultante de Fourier para la serie
corriente en la fase'' a'' en el lado primario es
p???
2 311
Identificacin cos Antiguo Testamento cos 5ot
cos 7otiA
p57

1
cos 11ot A A A
11
dos series de Fourier de la conexin en estrella (Ec. 12.35) y el delta
conexin de los transformadores (Ec. 12.38):
p???
2 311
iA 2Identificacin cos Antiguo Testamento cos 11ot cos 13ot
1113p

1
D12: 39 cos 23t A A A
23
La serie slo contiene los armnicos de orden 12k 1. La
corrientes armnicas de las rdenes de 6k 1 (con k) impar, es decir,
quinto,
Sptimo, 19 de 17, etc, circulan entre el convertidor de dos
transformadores pero no penetran en la red de corriente alterna.
La lnea de corriente resultante de la ER de 12 pulsos rectos se
muestra en la
Fig. 12,23 est ms cerca de una onda sinusoidal que la lnea anterior
corrientes. La tensin de corriente continua instantnea es tambin ms
suave con
esta conexin.
Superior Con el pulso guracin usando el mismo principio es
tambin
posible. El 12-pulso de rectos ER se obtuvo con un 30fase
alternar entre los dos transformadores secundarios. La adicin de
transformadores ms adecuada desplazado en paralelo proporciona
la base para el aumento de impulsos estafadores guraciones . Por
ejemplo, 24 -
funcionamiento por impulsos se consigue por medio de cuatro
transformadores
con 15de cambio de fase, y 48 pulsos operacin requiere ocho
transformadores con 7:05de cambio de fase.
Aunque tericamente posible, los nmeros de pulsos >48 son
rara vez se justifica debido a los niveles prcticos de la distorsin ed
encontrado
en las formas de onda de voltaje de suministro. Adems, el convertidor
topologa se vuelve ms y ms complicado.
Una forma ingeniosa y muy simple para llegar a pulsos de alta
operacin se muestra en la fig. 12.24. Esta con guracin se llama
CC reinyeccin de onda. Se compone de dos convertidores paralelos
conectado a la carga a travs de un reactor de etapas mltiples. El
reactor
utiliza una cadena de tiristores controlados grifos, que estn conectados
a puntos simtricos del reactor. Al anillo de los tiristores
situado en el reactor en el momento adecuado, de alta pulso operacin
es
alcanzado. El nivel de funcionamiento por impulsos depende del nmero
de tiristores conectados al reactor. Se multiplican el bsico
nivel de funcionamiento de los dos convertidores. En el ejemplo de la
figura.
12,24 muestra un 48-pulso Con guracin , obtenido por el multi-
cacin de base 12 pulsos por cuatro reactores de tiristores.
Esta tcnica puede aplicarse tambin a los puentes conectados en serie.
Otra solucin para la reduccin de armnicos es la utilizacin
de potencia activa ltros . De potencia activa ltros son el pulso
especial
anchura modulada (PWM) convertidores, capaz de generar el
D12: 38
Esta serie difiere de la de un transformador conectado en estrella
slo por la secuencia de rotacin de armnica 6k rdenes 1 para
valores impares de k, es decir, 5, 7, 19 17, etc
12.2.9 Configuraciones especiales para Armnica
Reduccin
Una solucin comn para la reduccin de armnicos es a travs del
conexin de los pasivos ltros , que estn sintonizados para atrapar a un
frecuencia armnica en particular. Un tpico Con guracin es
se muestra en la fig. 12.21.
Sin embargo, los armnicos tambin pueden ser eliminadas con
especial
Con guraciones de los convertidores. Por ejemplo, de 12 pulsos CON
gura-
cin consta de dos conjuntos de convertidores conectados como se
muestra en
Fig. 12.22. La corriente resultante de CA est dada por la suma de la
FIGURA 12.21 Ltro tpica para una fase pasiva.
vA
iA
IB
Y
iaY
ib Y

ia
ib
yoA
FIGURA 12.22 Una de 12 pulsos rectos er Con
guracin.
FIGURA 12.23 Corriente de lnea para la de 12 pulsos er rectos
.
192 J. W. Dixon
Y
FIGURA 12.24
operacin.
Una ondulacin de corriente directa para la tcnica de
reinyeccin de 48 pulsos
jX
Vs
Yo
S
Yo
Yo
L
F
FIGURA 12.25 Actual controlado por la derivacin de potencia activa
ltro.
armnicos del convertidor requiere. La figura muestra un 12,25
controlada por corriente de derivacin de potencia activa ltro.
12.2.10 Las aplicaciones de lnea conmutado
Rectificadores en las unidades de la mquina
Aplicaciones importantes para la realimentacin de tres fases
controlados rectos ERS se encuentran en las unidades de la mquina.
Figura
12,26 muestra un control de la mquina de corriente continua aplicado
con un 6 -
pulso rectos ER. Par y la velocidad se controla a travs de
corriente de armadura Identificacin y la corriente de excitacin Yoexc.
Corriente Identificacin
se ajusta con VD , Que es controlada por el ngulo anillo un
a travs de la ecuacin. (12.12). Esta unidad de corriente continua puede
funcionar en dos de cuatro
diatribas de tensin de corriente continua positiva y negativa. Esto en
dos cuadrantes
la operacin de frenado regenerativo permite al un>90, Y
YoIVA <0.
El convertidor de la figura. 12,26 tambin puede utilizarse para
controlar
mquinas sncronas, como se muestra en la figura. 12.27. En este caso,
un
convertidor segundo trabajando en el modo de inversor opera el
mquina como un motor sncrono de control automtico. Con este
segundo convertidor, el motor sncrono se comporta como una corriente
continua
motor, pero no tiene ninguna de las desventajas de mecnica
conmutacin. Este convertidor no es la lnea conmutada, pero
mquina de conmutacin.
La velocidad nominal del motor sncrono en un 50 o
60 Hz de corriente alterna es ya de significado, y el lmite superior de
velocidad
se determina por las limitaciones mecnicas del rotor
construccin. Existe el inconveniente de que la rotacin
fem requeridos para la conmutacin de carga del lado de la mquina
convertidor no estn disponibles a velocidades de statu quo y bajo. En
tal caso, la fuerza de circuitos auxiliares conmutados debe ser utilizado.
La lnea conmutada rectos ER a travs de uncontrola el
el par de la mquina. Este enfoque proporciona un par directa
controlar el motor de commutatorless y es anloga a
el uso del control de corriente de armadura como se muestra en la fig.
12,26 para los
el convertidor de corriente continua alimentado por motor de
accionamiento.
Conmutados de lnea rectos ERS tambin se utilizan para el control
de velocidad
de motores de induccin de rotor bobinado. Subsncrono y
supersincrnicas cascadas de convertidores estticos con una forma
natural
Conversor de conmutacin del circuito intermedio se puede implementar.
Figura
12,28 muestra una cascada supersncrona para un rotor bobinado
motor de induccin, utilizando un enlace de CC conmutado de forma
natural
convertidor.
En la cascada supersncrona muestra en la figura. 12,28, el
la mano derecha del puente opera en la frecuencia de deslizamiento en
er rectos o
inversor, mientras que el otro opera a frecuencia de la red como un
inversor o rectos ER. El control es el DIF culto cerca de sincronismo
cuando se deslizan fem de frecuencia son insufi ciente para naturales
comuni-
cin, y guracin especial Con el empleo de circuitos forzada
conmutacin o dispositivos con una capacidad de auto-apagado es
necesaria para un paso a travs de sincronismo. Este tipo de
supersncrona cascada funciona mejor con cicloconvertidores.
vA
vB
iA
IB
iC
vD
vA iA
vC
FIGURA 12.26 La transmisin directa de la mquina actual con una de 6
pulsos er rectos .
FIGURA 12.27 Auto-controlada unidad motor sncrono.
12 Trifsicos controlados rectos ERS
vA
193
vB
vC
FIGURA 12.28
del motor.
Cascada de supersncrona para una induccin rotor bobinado
12.2.11 Las aplicaciones de energa HVDC
Transmisin
Alta tensin de corriente continua (HVDC) de transmisin de energa es
el
la aplicacin ms poderosa para la lnea de convertidores conmutados
por la red
que existen en la actualidad. Hay convertidores de potencia con las
calificaciones en
el exceso de 1000 MW. El funcionamiento de la serie de cientos de
vlvulas puede
se encuentra en algunos sistemas HVDC. En alta potencia y largo
aplicaciones a distancia, estos sistemas se vuelven ms econmico
que los sistemas convencionales de corriente alterna. Tambin tienen
algn otro
ventajas en comparacin con sistemas de corriente alterna:
1. se puede vincular dos sistemas de corriente alterna que operan
sin sincronizar
o con diferentes frecuencias nominales, que es
50 Hz. 660 Hz;
2. que puede ayudar en problemas de estabilidad relacionados con
subsyn-
asncrona de resonancia en largas lneas de corriente alterna;
3. tienen un comportamiento dinmico muy bueno, y puede inter-
rrumpir cortocircuitos problemas muy rpidamente;
4. si la transmisin es por cable submarino o subterrneo,
no es prctico para examinar los sistemas de cable de corriente
alterna exceder-
Ing 50 km, pero los sistemas de transmisin por cable de corriente
continua en
servicio cuya longitud es de cientos de kilmetros y
hasta distancias de 600 km o ms han sido consi-
Ered factible;
5. reversin de la alimentacin puede ser controlado
electrnicamente por
medio de la demora ngulos anillo un;
6. algunos de los actuales lneas areas de transmisin de corriente
alterna no puede ser
aumentado. Si sobredimensionado o actualiz con corriente
continua trans-
la misin de esta puede aumentar considerablemente el poder
la capacidad de transferencia en el actual derecho de va.
El uso de los sistemas HVDC para las interconexiones de la asncrono-
sistemas sncronos es una interesante aplicacin. Algunos conti-
continentales sistemas de energa elctrica consiste en asncrono
redes, tales como los de la Este-Oeste de Texas y Quebec
redes en Amrica del Norte, y las cargas de la isla como la de
la isla de Gotland en el Mar Bltico hacer buen uso de
HVDC interconexiones.
Casi todos los convertidores de potencia HVDC con vlvulas de
tiristores son
montado en un puente del convertidor de 12 pulsos con guracin ,
se muestra en la fig. 12.29. En consecuencia, los voltajes de corriente
alterna aplicada a
cada 6-pulso vlvula grupo que constituye la vlvula 12-pulso
grupo tienen una diferencia de fase de 30que se utiliza para cancelar
PODER
SISTEMA 1
Identificaci
n
Y
VD
FIGURA 12.29 Sistema tpico de potencia HVDC. (A) Circuito detallado, y (b) Diagrama unilineal.
194 J. W. Dixon
el lado de CA corrientes armnicas 5 y 7 y sexta parte de CC
tensin armnica, lo que resulta en un ahorro signi cativos en
ltros armnicas .
Algunas relaciones tiles para los sistemas HVDC son:
(A) de rectos ER lado:
p???
RMS
D12: 40
PD VD Identificacin 3Vfremilgado Yocos de lnea jAf
Sustituyendo (Ec. 12.46) en (12.45):
cos uncosa mth
IP Yo
2
como IP Yocos j, rinde
cos uncosa mth
cos j
2
!
D12: 48
!
D12: 47a
IP Yocos j
IQ Yopecado j
p??? remilgado
;PD VD Identificacin 3Vf AF A IP
IP
V Identificacin
p??? Dremilgado
3 Vf Af
p???
un2 3 VfremilgadoAf
cos 2a cos 2da mths
4p oLS
p??? remilgado
un2 3 Vf Af
pecado 2da mth el pecado 2a 2 ms
4p oLS
p???!
un6 cos uncosa mth
Identificacin
p2
(B) inversor de lado: Las mismas ecuaciones se aplican para el
lado del inversor, pero el ngulo anillo unse sustituye por g, donde g
es (vase la figura 12.30.):
g180YomYo
D12: 49
D12: 41
D12: 42
Como la potencia reactiva siempre va en la direccin del convertidor, en
el
inversor de lado la ecuacin. (12.44) se convierte en:
IQ1 A
p??? prim2aI 3Vf
AfYo
4p oI LI
pecado 2DG mYo Un el pecado 2g
2mYo d12: 50
IP
IQ
IP
D12: 43
12.2.12 Convertidores Duales
D12: 44
D12: 45
En muchos accionamientos de velocidad variable, de cuatro cuadrantes
es
necesarios, y de tres fases convertidores duales son ampliamente
utilizado en aplicaciones hasta el nivel de 2 MW. Figura 12.31
muestra un convertidor doble de tres fases, donde dos convertidores
estn conectados espalda con espalda.
En el convertidor doble, una rectos ER proporciona el positivo
corriente a la carga, y el otro la corriente negativa. Debido a
las diferencias de voltaje instantneo entre la salida
tensiones de los convertidores, una corriente circulante OWS a travs
de
los puentes. La corriente que circula normalmente se limita por
circulacin del reactor LD como se muestra en la fig. 12.31. El dos
convertidores se controlan de tal manera que si unes el
retrasar ngulo del convertidor de corriente positiva, el ngulo de retardo
del convertidor de corriente negativa es unUn 180un.
La figura 12.32 muestra los voltajes instantneos de cada uno
convertidor, ny n. A pesar de la tensin media VD es elDD
misma, tanto en los convertidores, su voltaje instantneo
Fundamental componente secundario de I:
p???
un6
II
pD
(

D12: 46
w
iD +
vA iA
LD / 2 LD / 2
+vr -
w
FIGURA 12.30 De definicin del ngulo de gpara el lado del inversor: (a) de
rectos lado er;
y (b) el lado del inversor.
FIGURA 12.31 Conversor de doble en una unidad de cuatro
cuadrantes de corriente continua.
12 Trifsicos controlados rectos ERS
v + D ngulo de disparo: (+
195
vL
VD +
tiempo muerto
vD-
v D-
ngulo de disparo: (- = 180 - (+
w FIGURA 12.33 Cicloconvertidor operacin: (a) de forma de onda de tensin, y (b)
onda de corriente para la carga inductiva.
FIGURA 12.32 De forma de onda de la corriente circulante: (a) de corriente
continua instantnea
convertidor de voltaje de positivo, (b) la tensin de corriente continua instantnea
desde
convertidor negativo, (c) diferencia de voltaje entre ny n,nr, YDD
corriente circulante IR .
diferencias, dado por la tensin nr, No estn produciendo la circu-
cin actual IR , Que se superpone con las corrientes de carga
ThaiD , Y iD .
Para evitar la corriente circulante IR , Es posible aplica-
en prctica un convertidor de corriente que circula'''' libre si un tiempo
muerto de un
pocos milisegundos es aceptable. La seccin del convertidor no
obligado a suministrar la corriente permanece totalmente bloqueada.
Cuando un
inversin de la corriente se requiere una lgica de conmutacin sistema
de deter-
minas de RST el instante en que el convertidor de realizacin es
corriente se hace cero. Esta seccin del convertidor A continuacin se
bloque
y el suministro adicional de pulsos de compuerta para prevenir. Despus
de un
intervalo de seguridad a corto (tiempo muerto), los pulsos de compuerta
para el
seccin del convertidor otro son liberados.
requisitos. Control de velocidad de grandes motores sncronos de
la gama de baja velocidad es una de las aplicaciones ms comunes
cicloconvertidores de tres fases. Figura 12,34 es un diagrama de
esta aplicacin. Tambin se utilizan para controlar la frecuencia de
deslizamiento en
herida de mquinas de induccin de rotor, por supersncrona
cascada (Scherbius del sistema).
12.2.14 Normas de armnicos y recomendados
Prcticas
En vista de la proliferacin de equipos de potencia del convertidor
conectado al sistema de utilidad, los diversos nacional e interna-
organismos internacionales han estado considerando los lmites de
armnicos
12.2.13 cicloconvertidores
Un principio diferente de conversin de frecuencia se deriva de
el hecho de que un convertidor dual es capaz de suministrar una carga
de corriente alterna con una
una frecuencia ms baja que la frecuencia del sistema. Si el control
seal del convertidor dual es una funcin del tiempo, la salida
tensin seguir esta seal. Si este valor de la seal de control altera
sinusoidalmente con la frecuencia deseada, entonces la forma de onda
representada en la figura. 12.33a consta de un voltaje monofsico con
un
corriente armnica grande. Como se muestra en la fig. 12.33b, si la
carga es
inductiva, la corriente presentar una menor distorsin de voltaje.
El cicloconvertidor opera en los cuatro cuadrantes durante un
perodo. Una pausa (tiempo muerto) por lo menos tan pequeo como el
tiempo
requerido por la lgica de conmutacin se produce despus de la
corriente
llega a cero, es decir, entre la transferencia a la operacin en el
cuadrante correspondiente a la otra direccin de ow actual.
Tres monofsicos cicloconvertidores se pueden combinar para
construir un cicloconvertidor tres fases. El cyclocon-en tres fases
convertidores una solicitud de baja frecuencia y alta potencia
PODER
TRANSFORMERS
FIGURA 12.34 Accionamiento de la mquina sincrnica con un
cicloconvertidor.
196
CUADRO 12.1 Armnicos en los lmites actuales por ciento de los derechos
fundamentales
h<11
4.0
7.0
10,0
12,0
15,0
11 <h<17
2.0
3.5
4.5
5.5
7.0
17 <h<23
1.5
2.5
4.0
5.0
6.0
23 <h<35
0.6
1.0
1.5
2.0
2.5
35 <h
0.3
0.5
0.7
1.0
1.4
J. W. Dixon
Corriente de cortocircuito [pu]
< 20
20-50
50-100
100-1000
>1000
THD
5.0
8.0
12,0
15,0
20,0
inyeccin de corriente para mantener la calidad buena potencia. Como
un
consecuencia, las diversas normas y directrices se han
estableci que especifique los lmites de las magnitudes de los
armnicos
corrientes y tensiones armnicas.
The Comit Europeo de Normalizacin Electrotcnica
(CENELEC), Elctrica Internacional (IEC), y
West normas alemanas (VDE) especificar los lmites de la
voltajes (como porcentaje de la tensin nominal) a varios
armnicos frecuencias de la frecuencia de utilidad, cuando los
equipo de corrientes armnicas generadas se inyectan en un
red cuya impedancia se especifiquen ed.
De acuerdo con las normas IEEE-519 (Instituto de Elec-
elctricos y electrnicos de Ingenieros), la tabla 12.1 se enumeran los
lmites de
las corrientes armnicas que un usuario de la electrnica de potencia
equipar los
cin y otras cargas no lineales se permite inyectar en el
utilidad del sistema. Tabla 12,2 enumera la calidad de la tensin que el
utilidad puede proporcionar al usuario.
En la Tabla 12,1, los valores se dan en el punto de conexin
de cargas no lineales. El THD es la distorsin armnica total
dada por la ecuacin. (12,51), y hes el nmero de la armnica.
s???????????
Yo
? 2
Ih
THD
h = 2
TABLA 12.2
Nivel de Tensin
Lmites armnicos de tensin en porcentaje de los derechos
fundamentales
02:03-06:09 kV
3.0
5.0
69-138 kV
1.5
2.5
>138 kV
1.0
1.5
Mximo para el individuo
armnico
Distorsin Armnica Total
(THD)
Yo1
D12: 51
que no es posible con conmutados rectos res , donde
tiristores se activarse y desactivarse una vez al ciclo. Este
caracterstica confiere las ventajas siguientes: (a) la corriente o
tensin puede ser modulada (Pulse Width Modulation o PWM),
generando contaminacin menos armnico, (b) el factor de potencia
se pueden controlar, e incluso se pueden hacer para llevar, (c) rectos
ERS
pueden ser construidos como los tipos de fuente de voltaje o corriente, y
(d) la reversin de la
del poder en tiristores rectos res es mediante la inversin de la tensin
en el enlace de corriente continua. Por el contrario, la fuerza-res
conmutados rectos puede ser
aplicarse, ya sea para la inversin de tensin o de inversin de corriente.
Hay dos formas de aplicar la fuerza conmutado de tres
la fase de rectos ERS: (a) como una fuente de corriente rectos ER,
donde el poder
reversin es por inversin de tensin de corriente continua, y (b) como
una fuente de tensin
rectos ER, donde la inversin de energa es mediante la inversin
actual en el DC
enlace. La figura 12.35 muestra los circuitos bsicos de estos dos
topologas.
El total de distorsin armnica de corriente permitido en la Tabla 12.1
aumenta con el valor de la corriente de cortocircuito.
La distorsin armnica total de la tensin se puede calcular
lated en una manera similar a la dada por la ecuacin. (12.51). Mesa
12,2 especi es los armnicos individuales y los lmites de distorsin
armnica total en
la tensin que la utilidad suministra al usuario en la conexin-
cin punto.
Fuente de alimentacin
CS
Seales PWM
12.3 Fuerza conmutado trifsico
Rectificadores Controlados
12.3.1 Topologas bsicas y caractersticas
Conmutados por la Fuerza rectos res se construyen con
semiconductores
con capacidad puerta-apagado. La capacidad de la puerta-turn-off
permite el control total del convertidor, porque las vlvulas pueden ser
conmutada EN y OFF siempre que sea necesario. Esto permite
la conmutacin de las vlvulas cientos de veces en un perodo,
FIGURA 12.35 Topologas bsicas de la fuerza de res conmutados PWM rectos :
(A) fuente de corriente rectos ER, y (b) voltaje de la fuente de rectos ER.
12 Trifsicos controlados rectos ERS
VMOD
197
12.3.2 La operacin del rectificador fuente de tensin
El voltaje de la fuente de rectos ER es de lejos el ms utilizado, y
debido a la dualidad de las dos topologas mostr en la figura.
12.35, slo este tipo de fuerza conmutado er rectos ser
explic en detalle.
El voltaje de la fuente de rectos er opera, manteniendo el enlace de
CC
voltaje en un valor de referencia deseado, utilizando un control de
realimentacin
bucle como se muestra en la fig. 12.36. Para llevar a cabo esta tarea, la
dc
tensin del circuito se mide y se compara con una referencia VREF.
La seal de error generada a partir de esta comparacin se utiliza para
cambiar las seis vlvulas de la sala de emergencias de rectos EN y
OFF. De esta manera,
el poder puede venir o volver a la fuente de corriente alterna de acuerdo
a enlace de CC
requisitos de voltaje. Voltaje VD se mide a condensador CD.
Cuando la corriente Identificacin es positivo (rectos ER operacin),
el
condensador CD se descarga, y la seal de error de pedir al
Bloque de control para ms potencia de la fuente de corriente alterna. La
Bloque de control toma la alimentacin de la fuente mediante la
generacin de
las apropiadas seales PWM para las seis vlvulas. De esta manera,
ms actuales ujos de la CA al lado DC, y la
tensin del condensador se recupera. Inversamente, cuando
Identificacin se convierte en
negativo (la operacin del inversor), el condensador CD est
sobrecargado,
y la seal de error pide el control para descargar el condensador
y devolver el poder a la red elctrica de corriente alterna.
El control PWM no slo puede manejar la potencia activa,
sino tambin de la potencia reactiva, lo que permite este tipo de rectos
ER
factor de potencia correcta. Adems, la corriente alterna de onda
se puede mantener como casi sinusoidal, lo que reduce armo-
nic la contaminacin a la red elctrica.
Pulsewidth-modulacin consta de las vlvulas de conmutacin ON
y OFF, a raz de una plantilla preestablecida. Esta plantilla
podra ser una forma de onda sinusoidal de voltaje o corriente. Para
ejemplo, la modulacin de una fase podra ser como la una
se muestra en la fig. 12.37. Este patrn PWM es una onda peridica
cuya forma fundamental es una tensin con la misma frecuencia
de la plantilla. La amplitud de esta fundamental, llamado
VMOD en la figura. 12,37, tambin es proporcional a la amplitud de
la plantilla.
Para hacer el trabajo de rectos ER adecuadamente, el patrn debe
PWM
generar una fundamental VMOD con la misma frecuencia que el
fuente de alimentacin. Cambio de la amplitud de esta fundamental
VD / 2
FIGURA 12.37
Un patrn PWM y su fundamental VMOD.
y su cambio de fase con respecto a la red, los rectos ER puede
ser controlados para operar en los cuatro cuadrantes: la primera
potencia
factor de rectos ER, quedando el factor de potencia de rectos
embargo, la primera potencia
inversor de los factores, y el inversor retraso del factor de potencia.
Cambio
el patrn de modulacin, como se muestra en la fig. 12.38, modi es
la magnitud de VMOD. El desplazamiento de los cambios en el patrn
PWM
el cambio de fase.
La interaccin entre VMinisterio de Defensa y V(Voltaje de la fuente) puede
verse a travs de un diagrama vectorial. Esta interaccin permite
la comprensin de la capacidad de los cuatro cuadrantes de esta er
rectos .
En la fig. 12,39, las siguientes operaciones se muestran: (a)
rectos ER en el factor de potencia unitario, (b) inversor en la unidad de
potencia
factor de (c) condensador (cero factor de potencia), y (d) inductor
(Cero factor de potencia).
En la fig. 12,39 Es es el valor eficaz de la fuente de corriente es . Este
ujos actuales a travs de los semiconductores de la misma manera
como
se muestra en la fig. 12.40. Durante el semiciclo positivo, el
transistor TN conectado en el lado negativo del enlace CC es
conmutada ON, y la corriente es empieza a ow travs
TN iTn . Los rendimientos actuales a la red y se vuelve
a las vlvulas, cerrando un bucle con otra fase, y pasando
a travs de un diodo conectado en el mismo terminal negativo de
el enlace de corriente continua. La corriente tambin puede ir a la carga
de corriente continua (inversin)
y volver a travs de otro transistor ubicado en el positivo
terminal del circuito intermedio. Cuando el transistor TN se conmuta
OFF el camino de la corriente se interrumpe, y la corriente comienza a
ujo a travs del diodo DP , Conectado en el terminal positivo de
el enlace de corriente continua. Esta corriente, llamada yoDp en la figura.
12.39, va directamente
VMOD
VD / 2
-VD / 2
LS
FIGURA 12.36 Principio de funcionamiento de la tensin de la fuente de
rectos ER.
FIGURA 12.38
Cambio VMOD a travs del patrn de PWM.
198
es
VMOD
J. W. Dixon
V
ES LS
itn
idp
Bloque de control
V ES
IDC
FIGURA 12.40
el enlace de corriente
continua.
FIGURA 12.39 Cuatro cuadrantes de la fuerza-conmutados
rectos ER: (a) la fuerza de PWM conmutado rectos ER, (b) la operacin de
rectos ER
con factor de potencia, (c) del inversor en la operacin de factor de potencia
unitario, (d)
operacin de condensador en el factor de potencia cero, y (e) el funcionamiento
inductor en
cero factor de potencia.
Formas de onda de corriente a travs de la red, las vlvulas, y
nPUENTE. Para mantener esta condicin, los rectos ER debe tener una
controlar bucle como la que se muestra en la fig. 12.36.
para el enlace de corriente continua, lo que ayuda en la generacin de la
corriente IDC . La
corriente IDC carga el condensador CD y permite a los rectos ER
para producir energa de corriente continua. Las inductancias LS son
muy importantes
en este proceso, porque generan una tensin inducida que
permite la conduccin del diodo DP . Una operacin similar se produce
durante el semiciclo negativo, pero con TP y DN (Ver fig.
12,40).
En virtud de la operacin del inversor, las rutas actuales son diferentes
debido a que la causa de las corrientes a travs de los transistores
vienen
principalmente desde el condensador DC CD. En virtud de la operacin
de rectos ER,
el circuito funciona como un convertidor elevador, y en el inversor
la operacin funciona como un convertidor Buck.
Para tener un control total de la operacin de la sala de urgencias
rectos, sus seis
diodos deben ser polarizado negativamente a todos los valores de
instantaneidad
nea de suministro de voltaje de CA. De lo contrario, los diodos se llevar
a cabo,
y el PWM rectos ER se comporta como un diodo comn
rectos er puente. La manera de mantener los diodos bloqueados es
asegurar una tensin del circuito intermedio alto que el pico de tensin
de corriente continua
generada por los diodos solamente, como se muestra en la fig. 12.41. En
de esta manera, los diodos permanecen polarizada negativamente, y lo
harn
realizar slo cuando al menos un transistor est conectado ON, y
favorables condiciones instantneas de voltaje de corriente alterna se
dan. En la fig.
12,41 VD representa el condensador de tensin continua, que se
mantiene
superior a la normal, el diodo de puente valor de cationes rectos
12.3.3 PWM de fase a fase y
Fase a neutro tensiones
Las formas de onda PWM se muestra en las guras precedentes son
voltajes medidos entre el punto medio de la tensin de corriente continua
y la fase correspondiente. El PWM de fase a fase
voltajes se pueden obtener con la ayuda de la ecuacin. 12,52, donde
ABla tensin VPWM se evalu,
ABABVPWM VPWM VPWM
D12: 52
ABdonde VPWM, y VPWM son los voltajes medidos entre el
punto medio de la tensin de corriente continua, y las fases uny b,
PUENTE
PUENTE
FIGURA 12.41 Enlace directo actual situacin de tensin para el funcionamiento
de
el PWM rectos ER.
12 Trifsicos controlados rectos ERS 199
vA =VM pecado ( t
v
B
LS
isa
isb
isc
R
vC
FIGURA 12.43
FIGURA 12.42 Voltajes de fase PWM: (a) PWM fase de modulacin, (b)
PWM de fase a fase de tensin, y (c) PWM de fase a neutro.
Voltaje de fuente de corriente controlada PWM rectos
ER.
cia de plantilla YoMax se evala mediante la siguiente ecuacin
cin:
Yomximo GC eGC DVREF nD
D12: 54
respectivamente. De una manera menos directa, de la fase-a-
de tensin de neutro se puede evaluar con la ayuda de la ecuacin.
(12.53):
ANABCaliforniaVPWM 1a3VPWM VPWM

D12: 53
UNdonde VPWM es la tensin entre fase y neutro para la fase una, y
jk
VPWM es la tensin de fase a fase entre la fase jy la fase
k. Figura 12,42 muestra los patrones de PWM para la fase-
tensiones de fase y fase-neutro.
12.3.4 El control de la tensin del circuito intermedio
Control de tensin del circuito intermedio requiere un circuito de
realimentacin. Como
ya se explic en la Seccin 12.3.2, la tensin de corriente continua VD
es
en comparacin con una referencia VREF, y la seal de error'' e''
obtenido a partir de esta comparacin se utiliza para generar una
plantilla
forma de onda. La plantilla debe ser una forma de onda sinusoidal con
la misma frecuencia de la red elctrica. Esta plantilla se utiliza
para producir el modelo PWM, y permite controlar el
rectos ER de dos maneras diferentes: 1) como una fuente de voltaje,
controlada por corriente PWM de rectos ER, o 2) como una fuente de
tensin,
controlado por voltaje PWM rectos ER. El mtodo RST controla
la corriente de entrada, y el segundo controla la magnitud y
fase de la tensin VMOD. El mtodo actual es controlado
ms simple y ms estable que el mtodo de tensin controlada,
y por estas razones que se explicarn RST.
12.3.4.1 de fuente de tensin controlada por corriente PWM
Rectificador
Este mtodo de control se muestra en el RE rectos en la figura. 12.43.
El control se logra mediante la medicin de la fase instantnea
corrientes y los obligaron a seguir una corriente sinusoidal
Referencia I_ref plantilla. La amplitud de la corriente se refieren-
Donde GC se muestra en la fig. 12,43, y representa un controlador
tales como PI, P, borroso o de otro tipo. La forma de onda sinusoidal de
la
plantilla se obtiene multiplicando Yomax con un seno funcin,
con la misma frecuencia de la red, y con la deseada
ngulo de desplazamiento de fase j, como se muestra en la fig. 12.43.
Adems, el
plantilla debe estar sincronizado con la fuente de alimentacin. Despus
de
que, la plantilla ha sido creada, y est listo para producir
el patrn de PWM.
Sin embargo, un problema surge con la sala de emergencias de rectos
debido a que el
bucle de retroalimentacin de control en la tensin VC puede producir
inestabilidad
dad. Entonces se hace necesario analizar este problema durante
rectos ER diseo. Tras la introduccin de la realimentacin de tensin
y
la GC controlador, el control de la sala de emergencias de rectos
puede ser repre-
tantes en un diagrama de bloques en Laplace dominio, como se muestra
en
Fig. 12.44. Este diagrama de bloques representa una linealizacin del
sistema en torno a un punto de operacin, dada por el valor eficaz de
la corriente de entrada ES .
Los bloques G1S y G2S en la figura. 12,44 representan el
funcin de transferencia de la er rectos (alrededor del punto de
operacin),
y la funcin de transferencia del condensador enlace CC CD,
Respectivamente,
relativamente
G1S
DP1S
3DV cos j2RISLS es STH
DISS
DVDS1
G2S
DP1S DP2S VD CD S
D12: 55
D12: 56
REF
E
G
IS
FIGURA 12.44 Primer ciclo de rectos funcin de
transferencia de ER.
200 J. W. Dixon
donde DP1S y DP2S representan la entrada y salida
poder de la sala de emergencias de rectos en el dominio de Laplace,
Vel valor eficaz de
el suministro de tensin de la red (fase-neutro), ES la entrada
actual que est siendo controlado por la plantilla, LS la entrada de
induccin
importancia, y Rla resistencia entre el convertidor y el poder
la oferta. De acuerdo con los criterios de estabilidad, y asumiendo un PI
controlador, las siguientes relaciones se obtienen:
CD VD
3KPLS
+
(A)
I_ref
-
D Q
flip-flop
CLK
PWM
reloj de muestreo
ajustar la banda de histresis
ES
ES
D12: 57
(B)
I_line
I_ref
+
-
PWM
KP Vcos j
2R KP LS KI D12: 58
I_line
(C)
I_ref
+
-
Estas dos relaciones son tiles para el diseo de la corriente
controlado rectos ER. Se relacionan con los valores de los
condensadores del circuito intermedio,
Tensin del circuito intermedio, rms tensin, resistencia de entrada y
inductancia y factor de potencia de entrada, con el valor eficaz de
la corriente de entrada ES . Con estas relaciones proporcionales y el
ganancias integrales KP y KI se puede calcular para asegurar la
estabilidad de
los rectos ER. Estas relaciones slo establece limitaciones para la
rectos operacin de embargo, debido a las corrientes negativas
siempre satisfacen
las desigualdades.
Con estos dos lmites de la estabilidad satisfactoria ed, los rectos
ER
mantener la tensin del condensador DC en el valor de VREF (PI
controlador), para todas las condiciones de carga, moviendo de
alimentacin de
el aire acondicionado para el lado de CC. En virtud de la operacin del
inversor, la fuerza de voluntad
moverse en la direccin opuesta.
Una vez que los problemas de estabilidad se han resuelto, y el
plantilla de corriente sinusoidal se ha generado, una modulacin
mtodo se requiere para producir el modelo PWM para el
Las vlvulas de alimentacin. El patrn de PWM cambiar las vlvulas de
alimentacin
para forzar la entrada de corrientes I_line a seguir la corriente deseada
plantilla de I_ref. Hay muchos mtodos de modulacin en el
la literatura, pero tres mtodos para la fuente de corriente de voltaje
res controlados rectos son los ms utilizados: peridico
toma de muestras (PS); histresis de banda (HB), y portadora triangular
(CT).
El mtodo PS cambia los transistores de potencia del
rectos ER durante las transiciones de un reloj de onda cuadrada de
frecuencia jo: el muestreo peridico frecuencia. En cada
transicin, una comparacin entre I_ref y I_line se hace, y
llevar a cabo correcciones. Como se muestra en la fig. 12.45a, este tipo
de
control es muy simple de implementar: slo un comparador y un
Tipo D ip-op se necesitan por fase. La principal ventaja de
este mtodo es que el tiempo mnimo entre conmutacin
transiciones se limita al perodo del reloj de muestreo.
Sin embargo, la frecuencia de conmutacin real no es claramente de
Ned.
El mtodo de HB conmuta los transistores cuando el error
entre I_ref y I_line excede una magnitud jo: el
histresis de banda. Como puede verse en la figura. 12.45b, este tipo de
necesidades de control de un comparador con histresis nica por fase.
En
este caso la frecuencia de conmutacin no est determinada, pero su
I_err
kp + ki / s +
-
V_tri
PWM
FIGURA 12.45 Mtodos de modulacin de control: (a) el muestreo peridico;
(B) banda de histresis, y (c) portadora triangular.
valor mximo se puede evaluar a travs de la siguiente
ecuacin:
mximoFS
VD
4h LS
D12: 59
donde hes la magnitud de la banda de histresis.
El mtodo de TC se muestra en la fig. 12.45c, se compara el error
entre I_ref y I_line con una onda triangular. Este trian-
gular de onda tiene una amplitud y frecuencia jo y se llama
portadora triangular. El error se procesan a travs de una proporcin
cional-integral (PI) el aumento de etapa antes comparacin con el
portadora triangular tiene lugar. Como puede verse, este control
esquema es ms complejo de lo que PS y HB. Los valores para kp
y ki determinar la respuesta transitoria y error de estado estacionario
del mtodo de CT. Se ha encontrado empricamente que la
valores para kp y ki se muestra en las ecuaciones. (12.60) y (12.61) dan
una
buen desempeo dinmico de acuerdo con varias condiciones de
funcionamiento
ciones:
kp
LS oc
2VD D12: 60
D12: 61
ki ockp
donde LS es la inductancia en serie total de vistas por la sala de
emergencias de rectos , oc
es la frecuencia portadora triangular, y VD es la tensin del circuito
intermedio
de la sala de emergencias de rectos .
12 Trifsicos controlados rectos ERS 201
Con el fin de medir el nivel de distorsin (o no deseado
generacin de armnicos) presentado por stos el control de tres
mtodos, la ecuacin (12.62) es de nido:
100
7Distorsin
YoRMS
s???????????????????????
?? ????????????

1
ilnea yorbitro 2dt
T T
D12: 62
En la ecuacin. (12.62), los Irms plazo es el valor efectivo de la
de corriente deseado. El trmino dentro de la raz cuadrada da la eficaz
valor de la corriente de error, que es indeseable. Esta frmula
mide el porcentaje de error (o distorsin) del
generado de forma de onda. Esta definicin de considera que la onda,
amplitud, fase y los errores de la forma de onda medida, como
oposicin a la THD, que no tiene en cuenta las compensaciones,
batiduras y cambios de fase.
Figura 12,46 muestra formas de onda de la corriente generada por el
tres mtodos antes mencionados. El ejemplo se utiliza un promedio
frecuencia de conmutacin de 1,5 kHz. El PS es el peor, pero su
implementacin es ms simple digitalmente. El mtodo de HB y TC
con el control PI son bastante similares, y el TC con slo
control proporcional da una corriente con un pequeo desplazamiento de
fase.
Sin embargo, la fig. 12.47 muestra que cuanto mayor es la conmutacin
frecuencia, ms cerca de los resultados obtenidos con los diferentes
mtodos de modulacin. Ms de 6 kHz de frecuencia de conmutacin, el
distorsin es muy pequea para todos los mtodos.
12.3.4.2 de fuente de tensin de voltaje controlado por PWM
Rectificador
Figura 12,48 muestra un diagrama de una fase de la cual el
Sistema de control para una tensin de fuente de tensin controlada er
rectos
se deriva. Este diagrama representa un circuito equivalente del
fundamentos, es decir, sinusoidales puras en el lado de la red, y
CC pura en el lado de CC. El control se consigue mediante la creacin
una plantilla de tensin sinusoidal VMOD, que es la disfuncin erctil en modi
amplitud y el ngulo de interactuar con la tensin de red V. En
de esta manera las corrientes de entrada son controladas sin medir
ellos. La plantilla VMOD se genera utilizando el diferencial
ecuaciones que gobiernan los rectos ER.
La siguiente ecuacin diferencial se puede derivar de
Fig. 12,48:
nt LS
des
Ris nMOD t
dt
D12: 63
p???
Suponiendo que nt V2 sen OT, entonces la solucin para es t,
para adquirir una plantilla VMOD capaz de hacer el trabajo de rectos er
factor de potencia constante debe ser de la forma:
es t Yomximo t sinot j
D12: 64
Las ecuaciones (12.63), (12,64), y nt permitir una funcin del tiempo
capaz de modificar VMOD en amplitud y fase que har
los rectos er trabajo en un factor de potencia ja. La combinacin de
estas
ecuaciones con nt los rendimientos
nMOD t

p???
dImximo
cos jpecado Antiguo TestamentoV2Yo XSmximo el
pecado jRhode Islandmximo LS
dt

dImximo
pecado jcos Antiguo TestamentoYo XSmx cos jRhode
Islandmximo LS
dt
D12: 65
La ecuacin (12.65) proporciona una plantilla para VMOD, que es
controlado a travs de las variaciones de la amplitud de entrada actual
Yomx. Los derivados de Yomax en la ecuacin. (12.65) tiene sentido,
porque YoMax cambia cada vez que la carga de corriente continua es modi ed. La
plazo XS en la ecuacin. (12.65) es oLS. Esta ecuacin puede ser
tambin
(A)
(B)
(C)
(D)
FIGURA 12.46 Las formas de onda obtenida utilizando 1,5 kHz frecuencia de
conmutacin
y LS 13 MH: (a) el mtodo PS; (b) Mtodo de HB; (c) Mtodo TC
(Kp ki); y (d) TC mtodo (kp solamente).
14
El muestreo peridico
12
10
8
6
4
2
0
1000
La histresis de banda
Portadora triangular
(Kp * + * ki)
Portadora triangular
(Slo * kp)
% De
distorsin
v (t)
es (t)
vMOD (t)
2000 300040005000
Frecuencia de conmutacin (Hz)
6000 7000
FIGURA 12.47
cia.
Comparacin de distorsin para una corriente sinusoidal se
refieren-
FIGURA 12.48
rectos ER.
Un diagrama de fase fundamental de la tensin de fuente
202 J. W. Dixon
V ES
w
escrito para la operacin factor de potencia unidad. En tal caso
cos j1, y el pecado j0:

p???
dImximo
pecado otnMOD t V2Rhode
Islandmximo LS
dt
Yo XSmximo cos
Antiguo Testamento
D12: 66

w
Con esta ltima ecuacin, un factor de potencia unitario, fuente de
voltaje,
voltaje controlado PWM rectos ER puede ser implementado como
se muestra en la fig. 12.49. Se puede observar que las ecuaciones.
(12.65)
y (12,66) tienen un en fase plazo con el suministro de la red
(El pecado OT), y un en cuadratura plazo (cos prorroga). Estos dos
trminos
permitir que la plantilla VMOD a cambiar en magnitud y fase para
como tener toda la potencia la unidad de control de factor de la sala de
emergencias de rectos .
En comparacin con el bloque de control de la figura. 12,43, en el
voltaje de fuente de tensin controlada rectos ER de la figura. 12,49,
hay
no hay necesidad de detectar las corrientes de entrada. Sin embargo,
para asegurar
lmites de estabilidad tan buenos como los lmites de la corriente
controlada
rectos ER, bloques'' RsLs'' y'''' AXS en la figura. 12,49 tienen que
imitar y reproducir exactamente los valores reales de R, XS , Y LS
del circuito de potencia. Sin embargo, estos parmetros no permanecen
constante, y este hecho afecta a la estabilidad de este sistema,
lo que es menos estable que el sistema mostrado en la figura. 12.43. En
teora, si los parmetros de impedancia se reproducen exactamente,
los lmites de estabilidad de este er rectos estn dadas por el mismo
ecuaciones que se utilizan para la corriente controlada por er rectos se
ve en
Fig. 12.43 (ecuaciones (12.57) y 12.58 ().
Bajo el estado de equilibrio, Yomximo es constante, y la ecuacin. (12.66) puede ser
escrito en trminos de diagrama de fasores, lo que resulta en la
ecuacin. (12,67).
Como se muestra en la fig. 12.50, las diferentes condiciones de
operacin para el
la unidad del factor de potencia de rectos ER se puede mostrar con
esta ecuacin
cin:
~ ~IIVMOD VR~Sjxs ~S
D12: 67
w
w
FIGURA 12.50 El estado de equilibrio el funcionamiento del factor de potencia
unitario rectos-
ER, bajo diferentes condiciones de carga.
Con la plantilla sinusoidal VMinisterio de Defensa ya ha creado, un modu-
mento mtodo para conmutar los transistores ser necesario.
Como en el caso de la corriente controlada por ER rectos , hay
muchos mtodos para modular la plantilla, con el ms bien
conoce la llamada pulso sinusoidal modulacin de anchura
(MASP), que utiliza una portadora triangular para generar el
PWM como se muestra en la fig. 12.51. Slo este mtodo ser
se describe en este captulo.
vA =VM pecado ( t
LS isa
isb
ISC
R
v
B
vC
FIGURA 12.49 La aplicacin de la tensin controlada er rectos para
potencia unidad factor de operacin.
FIGURA 12.51
portadora.
Mtodo de modulacin sinusoidal basado en triangular
12 Trifsicos controlados rectos ERS 203
En este mtodo, hay dos parmetros importantes para
de ne : la relacin de modulacin de amplitud, o el ndice de
modulacin
m, y la relacin de modulacin de frecuencia pg. De niciones se dan
por
VMOD max
m
VTRIANG mximo
p
fT
fS
D12: 68
D12: 69
maxmaxWhere VMinisterio de Defensa y VTRIANG son las amplitudes de VMinisterio de
Defensa y
VTRIANG, respectivamente. Por otro lado, fS es la frecuencia de
la red elctrica y fT la frecuencia de la portadora triangular.
En la fig. 12,51, m0:8 y p21. Cuando m>1 overmodula-
cin es de nido.
El mtodo de modulacin descrito en la fig. 12,51 tiene una
contenido de armnicos que cambia con py m. Cuando p<21,
se recomienda que sncrono de PWM se utiliza, que
significa que la portadora triangular y la plantilla debe ser
sincronizada. Adems, para evitar subarmnicos, tambin es
deseado que pser un entero. Si pes un nmero impar, incluso
armnicos sern eliminados. Si pes un mltiplo de 3, entonces el
Modulacin PWM de las tres fases sern idnticos. Cuando
maumenta, la amplitud de la tensin fundamental
aumenta proporcionalmente, pero una cierta disminucin armnicos.
En virtud de sobremodulacin, la tensin fundamental no
aumenta de forma lineal, y parecen ms armnicos. Figura 12.52
muestra el espectro de armnicos de la PWM trifsico
formas de onda de voltaje para diferentes valores de m, y p3k
donde kes un nmero impar.
Debido a la presencia de la inductancia de entrada LS , El
corrientes armnicas que el resultado es proporcional atenuada
con el nmero armnico. Esta caracterstica se muestra en la
formas de onda de corriente de la figura. 12.53, donde un mayor nmero
de p
generar corrientes ms limpios. El rectos ER que origin la
corrientes de la figura 12,53 tiene las siguientes caractersticas:
VD 450 Vcorriente continua ;VfRMS 220 VAC, LS 3 mH, y la corriente de
entradaAf
Es 80 A rms. Se puede observar que con p>21 la corriente
distorsin es bastante pequea. El valor de p81 en la fig. 12,53
produce una forma de onda sinusoidal casi puro, y significa que
4860 Hz de frecuencia de conmutacin a 60 Hz o slo 4,050 Hz en una
rectos ER en un operativo de suministro de 50 Hz. Esta frecuencia de
conmutacin
FIGURA 12.53
Formas de onda de corriente para diferentes valores
de pg.
puede ser administrado por los MOSFET, IGBT, e incluso de poder
Darlingtons. Entonces p81 es posible para hoy la baja y el
media potencia rectos ERS.
12.3.4.3 de fuente de tensin de carga con control PWM
Rectificador
Un mtodo simple de control para la pequea PWM rectos ERS (hasta
10-20 kW) se basa en el control directo de la corriente continua. Figura
12,54 muestra el esquema de este sistema de control. La funda-
tensin mental, VMOD modulada por la sala de emergencias de rectos se produce
por un patrn PWM jo y nicos, que puede ser cuidadosamente
seleccionado para eliminar los armnicos ms indeseables. A medida
que el
PWM no cambia, se puede almacenar en una permanente digitales
memoria (ROM).
El control se basa en cambiar el ngulo de potencia dentre
la tensin de red Vy fundamental de voltaje PWM VMOD.
Cuando dcambios, la cantidad de ujo de energa transferido de
el aire acondicionado para el lado de CC tambin cambia. Cuando el
ngulo de potencia es
negativos (retrasos VMOD V), El ujo de energa va desde la CA a
el lado de CC. Cuando el ngulo de potencia es positiva, el poder ujos
vA =VM pecado ( t
LS isa
es
B
R
vB
vC
ISC
0.6
0.5
0.4
0.3
m = 1
m = 0,8
m = 0,6
w
FIGURA 12.52 Espectro armnico de MASP de modulacin. FIGURA 12.54 Fuente de tensin de carga controlado PWM rectos
ER.
204 J. W. Dixon
en la direccin opuesta. Entonces, el ngulo de potencia puede ser
controlado a travs de la corriente Identificacin . El voltaje VD no
necesitan ser detectada, porque este control establece una corriente
continua estable
Voltaje de operacin para cada corriente continua y el ngulo de
potencia. Con
estas caractersticas, es posible nd una relacin entre Identificacin
y da fin de obtener tensin continua constante para toda la carga
condiciones. Esta relacin est dada por
VACA doLSaR pecado d1 Tes
R 1 divisin del
trabajoSArth2
Identificacin
FDDTH
D12: 70
De la ecuacin. (12.70) una parcela y una funcin recproca dFDID
se obtienen para controlar los rectos ER. La relacin entre
Identificacin
y dpermite la operacin principal factor de potencia y nula
regulacin. La operacin del factor de potencia principal se muestra en la
fasor diagrama de la figura. 12.54.
El esquema de control de la fuente de voltaje de carga controlada
rectos ER se caracteriza por lo siguiente: i) no son ni
sensores de corriente de entrada ni de sensores de voltaje de corriente
continua, ii) que funciona con un
Jo y predecesor patrn de la NED PWM, iii) que presenta muy
buena
estabilidad, iv) su estabilidad no depende del tamao de la CC
condensador, v) se puede trabajar a factor de potencia de toda la carga
condiciones, y vi) se puede ajustar con la ecuacin. (12.70) para trabajar
a cero regulacin. El inconveniente aparece cuando Ren la ecuacin.
12,70
se hace despreciable, porque en tal caso, el sistema de control
es incapaz de segunda un punto de equilibrio para la tensin del
circuito intermedio.
Esta es la razn por este mtodo de control no es aplicable a gran
sistemas.
12.3.5.1 filtro activo de potencia
Fuerza conmutados PWM rectos res puede funcionar como potencia
activa
ltros. El voltaje de fuente de corriente controlada de rectos ER tiene
el
capacidad para eliminar los armnicos producidos por otros
contaminantes
cargas. Slo necesita estar conectado como se muestra en la fig. 12.55.
Los sensores de corriente se encuentran en los terminales de entrada
del
fuente de alimentacin, y estas corrientes (en lugar del ER rectos
corrientes) se ven obligados a ser sinusoidal. Como no son
contaminantes
cargas en el sistema, los rectos ER se ve obligado a entregar el
armnicos que las cargas necesitan, porque los sensores de corriente
hacen
No permita que los armnicos de ir a la red elctrica. Como resultado, el
rectos corrientes er llegar a distorsionarse, pero una capa adecuada
de corriente continua
Condensador CD puede mantener la tensin del circuito intermedio en
buena forma. En este
forma de los rectos ER puede cumplir con su deber, y tambin eliminar
los armnicos
a la fuente. Adems, tambin se puede compensar el factor de potencia
y los problemas de carga desequilibrada.
12.3.5.2 Sistemas de frecuencia de enlace
Los sistemas de frecuencia de enlace permite poder ser transferidos de
una frecuencia de una a otra. Tambin son tiles para ligarse
sincronizados redes. Lnea de convertidores conmutados por la red son
ampliamente utilizado para esta aplicacin, pero tienen algunos
extraccin
espalda que la fuerza convertidores conmutados por la red puede
eliminar. Para
ejemplo, el requisito ltros armnico, la potencia pobre
factor, y la necesidad de contar con una compensacin sincrnica-
sator cuando la generacin de mquinas en el lado de carga estn
ausentes.
La figura 12.56 muestra un tpico sistema de la realimentacin en el que
una carga de 60-Hz es alimentado por un suministro de 50-Hz. Como el
lado 60-Hz necesita
excitacin para conmutar las vlvulas, una compensacin sincrnica-
sator ha sido requerida.
I_line (a)
I_line (b)
12.3.5 Nuevas Tecnologas y Aplicaciones de la
Fuerza conmutados Rectificadores
Las ventajas adicionales de la fuerza conmutados-rectos ERS con
respecto a la lnea conmutados rectos res a hacer un mejor candidato
fechas para las necesidades industriales. Permiten nuevas aplicaciones
de
ciones tales como ERS rectos con capacidad de eliminacin de
armnicos
(Activos ltros), compensadores de factor de potencia, unidades de la
mquina
con cuatro cuadrantes, los enlaces de frecuencias para conectar 50 -
Hz con 60 Hz, sistemas y convertidores regenerativos para los
suministros de energa de traccin. La modulacin con vlvulas muy
rpidas
tales como IGBT permitir corrientes casi sinusoidales a ser
obtenido. La dinmica de estos ERS rectos es tan rpido que
puede revertir el poder de forma casi instantnea. En las unidades de la
mquina,
fuente de corriente PWM rectos ERS, como la que se muestra en la
figura.
12.35a, se puede utilizar para conducir mquinas de corriente continua
de la fase tres
la oferta. Cuatro cuadrantes aplicaciones, utilizando fuente de tensin
PWM rectos res , han ampliado para las mquinas de induccin,
mquinas sncronas con control de arranque, y especiales
mquinas, tales como escobillas, motores de corriente continua. Back-to-
back sistemas
estn siendo utilizados en Japn para vincular los sistemas de energa
de los diferentes
frecuencias.
ILA
ILB
Conferencia
Internacional del
Trabajo
Lf
si A ifb ifc
w
w j
w j
j
FIGURA 12.55
capacidad.
Voltaje de fuente de rectos ER, con eliminacin de armnicos
12 Trifsicos controlados rectos ERS
Identificacin LD
205
50 Hz.

Y

FIGURA 12.56 Los sistemas de frecuencia de enlace con la lnea de convertidores
conmutados por la red.
Por el contrario, un sistema equivalente con fuerza-conmutados
convertidores es ms simple, ms limpio y ms confiable. Se trata de
apli-
mentarse con una corriente continua controlado por voltaje er rectos , y
otro
convertidor idnticos trabajando en el modo de inversin. La potencia
factor se puede ajustar de forma independiente a los dos terminales de
corriente alterna,
y ltros o compensadores sincrnicos no son necesarios.
Figura 12,57 muestra un sistema de enlace de frecuencia con la fuerza-
Convertidores conmutados.
cada puente se desplazan para cancelar los armnicos. El ejemplo se
utiliza
PWM senoidal que estn con portadora triangular cambiado.
Las formas de onda de las corrientes de entrada para la conexin serie
cin del sistema se muestra en la figura. 12.59. La modulacin de
frecuencia
cin se muestra en la relacin de esta figura es para p9. Los
portadores son
desplazado por 90cada uno para obtener la cancelacin armnicos. El
cambio
de los portadores dTdepende del nmero de convertidores en
serie (o en paralelo), y viene dado por
2p
n 12.3.5.3 Especial topologas de alta potencia
Aplicaciones
De alta potencia de las aplicaciones requieren la serie-paralelo andaor
rectos conectados ERS . Series y el funcionamiento en paralelo con la
fuerza-
res conmutados rectos permiten mejorar la calidad de la energa
porque cancelacin armnica se puede aplicar a estos-Topol
logas. Figura 12,58 muestra una conexin en serie de la fuerza-co-
tated rectos ERS, donde los portadores de la modulacin de las
vlvulas en
dT
D12: 71
50 Hz.
50 Hz.
VD
PWM
FIGURA 12.57
tros.
Los sistemas de frecuencia de enlace con la fuerza conmutado
de conver-
donde nes el nmero de convertidores en serie o en paralelo. Lo
Puede observarse que a pesar del bajo valor de p, el total
corriente se vuelve bastante limpio, y claramente mejor que el
corriente de uno de los convertidores de la cadena.
La cancelacin de armnicos con la serie o en paralelo
rectos conectados ERS , utilizando la misma modulacin pero el
portadores desplazado, es muy eficaz. La corriente resultante es
mejor con nconvertidores y modulacin de frecuencia pp1
que con un convertidor y pnp1. Este atributo es
Veri edicin en la figura. 12,60, donde la corriente total de cuatro
convertidores
en serie con p9 y portadores desplazado se compara con el
corriente de slo un convertidor y p36. Esta tcnica tambin
permite el uso de vlvulas con tiempos lentos de conmutacin, tales
como de alta potencia GTO. En general, las vlvulas de alta potencia
tienen un bajo
tiempos de conmutacin y por lo tanto la serie andaor paralelo
las opciones siguen siendo muy atractivos.
Otra topologa especial para alta potencia se llev a cabo
de ABB (Asea Brown Boveri) en Bremen. Una potencia de 100 MW
Conversor suministra energa a los ferrocarriles a 12 Hz. Se utiliza
bsica
3
'' H'' puentes como el mostrado en la figura. 12,61, conectado al
cargar a travs de transformadores de potencia. Estos transformadores
son
206 J. W. Dixon
LA RED DE
ALIMENTACIN
MASP generacin
vMODA vMODB
MASP generacin
vMODA vMODB
w
w
w
FIGURA 12.58 Serie sistema de conexin con la fuerza conmutados rectos res .
12 Trifsicos controlados rectos ERS 207
La corriente total
FIGURA 12.59 Corrientes de entrada y portadores de la conexin en serie
sistema de la figura. 12.58.
Figura 12,64 muestra las formas de onda de voltaje para diferente
nmero de convertidores conectados en el puente. Es evidente
que cuanto mayor sea el nmero de convertidores, mejor ser la tensin.
Otro resultado interesante de este conversor es que la corriente alterna
voltajes convertido modulada por tanto amplitud de pulso y amplitud-
tud (PWM y AM). Esto es porque cuando el pulso
los cambios de modulacin, los pasos de el cambio de amplitud. La
nmero mximo de pasos de la tensin resultante es igual a
el nmero de convertidores. Cuando el voltaje disminuye, algunos
pasos desaparecer, y entonces se convierte en la modulacin de
amplitud
una funcin discreta. La figura 12.65 muestra la amplitud modu-
mento de la tensin.
FIGURA 12.60 Cuatro convertidores en serie y p9, en comparacin con un
convertidor y p36.
conectadas en paralelo en el lado del convertidor, y en serie en el
carga lateral.
El sistema utiliza MASP con los operadores triangulares cambiado, y
dependiendo del nmero de convertidores conectados en el
cadena de puentes, la forma de onda de tensin se vuelve ms y
ms sinusoidal. La figura 12.62 muestra un sistema de back-to-back
utilizando una cadena de 12'' H'' convertidores conectados como se
muestra en la fig.
12.61b.
La forma de onda de voltaje de corriente alterna obtenida con la
topologa de la figura.
12,62 se muestra en la fig. 12.63. Se puede observar que el
tensin est formado por pequeos pasos que dependen del nmero de
convertidores en la cadena (12 en este caso). La corriente es casi
perfectamente sinusoidal.
+
12.3.5.4 Unidades de Aplicaciones de la mquina
Una de las aplicaciones ms importantes de fuerza-conmutado
rectos ERS es en las unidades de la mquina. Lnea tiristor conmutado
convertidores tienen aplicaciones limitadas, ya que necesitan excitacin-
cin para extinguir las vlvulas. Esta limitacin no se permite la
el uso de convertidores conmutados por la red en la mquina de
induccin
unidades. Por otro lado, con una fuerza conmutado de convertidores
cuatro cuadrantes se puede lograr. La figura muestra un 12,66
convertidor de frecuencia tpica con una fuerza de rectos conmutado
ER-
Conexin de inversor. El rectos lado er controla el enlace de corriente
continua, y la
lado del inversor controla la mquina. La mquina puede ser una
sncronos, corriente continua sin escobillas, o la mquina de induccin.
La inversin
de la velocidad y la potencia son posibles con esta topologa. En
los rectos lado embargo, el factor de potencia puede ser controlada, e
incluso
con una carga inductiva como una mquina de induccin, el
fuente puede'' ver'' la carga lo ms capacitiva o resistiva. Cambio
la frecuencia del inversor controla la velocidad de la mquina, y
el par se controla a travs de las corrientes de estator y un par
ngulo. El inversor se convertir en una de rectos ER durante la
regeneracin
frenado, que es posible haciendo deslizamiento negativo en una
mquina de induccin, o haciendo que el ngulo de torsin negativo
en la sincrnica y mquinas de corriente continua sin escobillas.
Una variacin de la unidad de la figura. 12,66 se encuentra en elctrica
aplicaciones de traccin. Vehculos propulsados por batera utilizar la
inver-
ter como er rectos durante el frenado regenerativo, y, a veces
el inversor se utiliza tambin como un cargador de bateras. En este
caso, el
rectos ER puede ser alimentado por una fase simple o por una fase de
tres
sistema. La figura 12.67 muestra un autobs elctrico con pilas
sistema. Este sistema utiliza el convertidor de potencia de la traccin
motor como er rectos para dos propsitos: frenado regenerativo;
y como un cargador de batera alimentado por una fuente de energa
trifsica.
FIGURA 12.61 El'' H'' modulador: (a) un puente; y el puente (b)
conectadas en serie en el lado de carga a travs de transformadores de
aislamiento.
12.3.5.5 Velocidad Variable de Generacin de Energa
La generacin de energa a 50 o 60 Hz requiere una velocidad constante
mquinas. Adems, las mquinas de induccin no son actualmente
utilizado en plantas de energa debido a problemas de magnetizacin.
Con
el uso de la frecuencia de enlace de la fuerza-Convertidores
conmutados, va-
capaz de velocidad constante-frecuencia de generacin se hace posible,
208 J. W. Dixon
ID1
"H"
"H"
"H"
"H"
"H"
"H"
"H"
"H"
50 Hz.
la fase "B"
fase de "c"
FIGURA 12.62 Frecuencia de enlace con la fuerza de los convertidores conmutados por la red y la modulacin
de onda senoidal.
incluso con generadores de induccin. La planta de energa en la figura.
12,68
muestra un generador de viento implementado con una induccin
mquina, y una de rectos ER-inversor de frecuencia conectado al
enlace
la utilidad. La tensin del circuito intermedio se mantiene constante con
la
convertidor situado en el lado de la red. El convertidor conectado
en el lado de la mquina controla el deslizamiento del generador y
ajusta de acuerdo con la velocidad del viento o de potencia requieren-
tos. La utilidad no se ve afectada por el factor de potencia del
generador, debido a que los dos convertidores de mantener los cos jde
los
independiente de la mquina de la red elctrica. El ltimo puede
aunque ser ajustado para operar en el factor de potencia.
V ES
FIGURA 12.63 Formas de onda de voltaje y corriente con 12 convertidores.
FIGURA 12.64 Tensin de formas de onda con diferentes nmeros de'' H''
puentes en serie.
12 Trifsicos controlados rectos ERS 209
De velocidad variable de frecuencia constante generacin tambin
puede ser
utilizado en cualquiera de las plantas hidrulicas o trmicas. Esto permite
un ajuste ptimo de la EF de velocidad-eficiencia caractersticas de
las mquinas. En Japn, la herida de los generadores de induccin de
rotor
trabajando como mquinas sncronas de velocidad variable estn siendo
utilizado como generadores de frecuencia constante. Ellos operan en
plantas hidrulicas que son capaces de almacenar el agua durante baja
los perodos de demanda. Un convertidor de potencia est conectado al
deslizamiento
anillos del generador. El rotor se alimenta entonces con la variable
FIGURA 12.65 La modulacin de amplitud de la'' H'' puentes de la figura. 12.62.
+
FIGURA 12.66 Convertidor de frecuencia con la fuerza convertidores conmutados
por la red.
TRACCIN
MOTOR
CONDUCCIN - CARGA
Interruptor Electrnico
SELECTOR
FIGURA 12.67 Sistema de bus elctrico con el frenado regenerativo y el cargador de la
batera.
un
V
FIGURA 12.68 De velocidad variable de frecuencia constante generador de
viento.
210 J. W. Dixon
A11. L. Morn, E. Mora, R. Wallace, J. y Dixon, el anlisis de rendimiento''
de un compensador de factor de potencia, que al mismo tiempo elimina la lnea
los armnicos de corriente'', IEEE Power Electronics Especialistas de la
Conferencia,
PESC'92, Toledo, Espaa, 29 junio-3 julio 1992.
n, Joos G. y D. Vincenti,'' Un nuevo nido PWM12 . P. D.
Ziogas, L. Mora
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Reunin, 1990, pp 997-983.
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DC-chop
inversores pers y PWM con histresis controladores actuales'', IEEE
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14. JW Dixon y Ooi BT,'' indirecto de control de corriente de una potencia unitario
factor de impulso de tipo sinusoidal de corriente trifsica de rectos ER'', IEEE
Trans. en Electrnica Industrial 35:4, 508-515 (1988).
A15. L. Morn, J. Dixon, y Wallace R.,'' Una potencia activa trifsica ltro
operando con jado frecuencia de conmutacin para la potencia reactiva y
compensacin de armnicos de corriente'', IEEE Trans. Electrnica Industrial
42:4, 402-408 (1995).
16. MA Boost y Ziogas p'', State-of-the-art tcnicas PWM, un
evaluacin crtica'', IEEE Trans. de Aplicaciones en la Industria 24:2, 271 -
280 (1988).
17. JW Dixon y Ooi BT, de la serie'', y el funcionamiento en paralelo de la
histresis
controlada por corriente PWM de rectos res'', IEEE Trans. de Industria Aplica-
ciones 25:4, 644-651 (1989).
18. BT Ooi, JW Dixon, Kulkarni AB, y Nishimoto M.,'' Un
CA integrada con un sistema de traccin controlado de corriente PWM de
rectos-
Link erainverter'' IEEE Trans. sobre Electrnica de Potencia 3:1, 64-71
(1988).
frecuencia de excitacin. Esto permite que el generador para generar a
diferentes velocidades de rotacin sincrnica en todo el ujo.
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Aktiengesellschaft, Berln-Munich, Pitman Publishing, Londres, 1972.
E2. G. Moltgen, Ingeniera Converter, e Introduccin a la Operacin y
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1988.
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Convertidores, aplicaciones y diseo, John Wiley and Sons, Nueva York,
1989.
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John Wiley and Sons, Nueva York, 1989.
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Manitoba HVDC Research Center, Winnipeg, Manitoba, marzo de 1998.
10. DR Veas, JW Dixon, y Ooi BT,'' Una novela de control de corriente de carga
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Trans en Electrnica de Potencia 9:2, 153-159 (1994).
13
Convertidores DC-DC
Dariusz Czarkowski, Ph.D.
Departamento de Ingeniera Elctrica y
Ingeniera Informtica.
Universidad Politcnica de seis
Metrotech Center, Brooklyn,
NY 11201 EE.UU.
13,1
13,2
13,3
13,4
13,5
13,6
13,7
13,8
13,9
13,10
Introduccin ................................................. .................................... 211
DC Choppers ................................................ .................................... 212
Step-down (Buck) Convertidor ........................................... ................... 213
13.3.1 Convertidor Bsico 13.3.2 Transformacin versiones de Convertidor Buck
Step-Up (Boost) Convertidor ........................................... ...................... 215
Buck-Boost convertidor .............................................. .......................... 216
13.5.1 Convertidor Bsico 13.5.2 Convertidor Flyback

Convertidor Cuk ................................................ ..................................
Efectos de parsitos ............................................... .............................
Convertidores sncronos y bidireccional .............................................
Principios de control ................................................ ..............................
Aplicaciones de los convertidores DC-DC ............................................ ..........
Referencias ................................................. .......................................
218
218
220
221
223
224
13.1 Introduccin
Los modernos sistemas electrnicos requieren de alta calidad, pequeo,
ligero-
de peso, confiables, y EF fuentes de alimentacin eficientes. De
alimentacin lineal
reguladores, cuyo principio de funcionamiento se basa en un voltaje
o el divisor de corriente, son inefi ciente . Esto es debido a que son
limitado a los voltajes de salida menor que el voltaje de entrada, y
tambin su densidad de potencia es baja debido a que requieren de baja
frecuencia (50 60 Hz) transformadores de lnea y ltros . Lineal
reguladores pueden, sin embargo, proporcionar una salida muy alta
calidad
tensin. Su principal campo de aplicacin se encuentra en niveles de
baja potencia.
Los dispositivos electrnicos en los reguladores lineales operan en su
participacin activa
(Lineal) los modos, pero a niveles de potencia ms altos de cambiar el
Reglamento
res se utilizan. Reguladores de conmutacin de utilizar la energa
electrnica
interruptores de semiconductores en en y de estados. Debido a que hay
es una pequea prdida de potencia en los estados (de bajo voltaje a
travs de una
cambiar en el en estado, la corriente cero a travs de un interruptor en el
de
estado), los reguladores de conmutacin pueden lograr conversin de
energa de alta
sin ef deficiencias. Interruptores modernos de electrnica de potencia
puede
operar a altas frecuencias. Cuanto mayor sea la operacin
frecuencia, la ms pequea y ligera de los transformadores, ltro
inductores y condensadores. Adems, el caracter dinmico
ticas de los convertidores de mejorar con el aumento de operacin
frecuencias. El ancho de banda de un circuito de control es
generalmente
determinada por la frecuencia de esquina del ltro salida.
Por lo tanto, las altas frecuencias de funcionamiento permite el logro de
una
ms rpido de respuesta dinmica a los cambios rpidos en la corriente
de carga
andaor la tensin de entrada.
De alta frecuencia procesadores electrnicos de potencia se utilizan en
DC-DC de conversin de energa. Las funciones de los convertidores
DC-DC
son:
para convertir un voltaje de entrada DC VS en una tensin continua
de salida
VO ;
para regular la tensin de salida de corriente continua contra la carga
y la lnea
variaciones;
para reducir el rizado de voltaje de corriente alterna de la tensin de
salida de CC
por debajo del nivel requerido;
para proporcionar aislamiento entre la fuente de entrada y el
carga (aislamiento no siempre es necesario);
para proteger el sistema suministrado y la fuente de entrada de
interferencia electromagntica (EMI), y
para satisfacer las diversas organizaciones internacionales y
nacionales de seguridad nor-
estndares.
Los convertidores CC-CC se puede dividir en dos tipos principales:
difciles de cambiar ancho de pulso modulado (PWM) convertidores, y
resonante y suave-conmutacin convertidores. En este captulo se
con PWM convertidores DC-DC, que han sido muy populares
de las ltimas tres dcadas, y que son ampliamente utilizados en todo el
poder
los niveles. Topologas y propiedades de los convertidores PWM son
bien
211
Derechos de autor #2001 por Academic Press.
Todos los derechos de reproduccin en cualquier forma
reservada.
212 D. Czarkowski
entendido y descrito en la literatura. Ventajas de
PWM convertidores incluyen el nmero de componentes de baja, una
gran eficacia -
eficiencia, la operacin de frecuencia constante, el control relativamente
sencillo
y la disponibilidad comercial de los controladores de circuitos integrados,
y capacidad de alcanzar altas relaciones de conversin de paso tanto
y de su aplicacin de step-up. Una desventaja de PWM DC-DC
convertidores es que el voltaje de PWM rectangular y la onda de
corriente
formas de hacer que el encendido y apagado las prdidas en
semiconductores
dispositivos, lo que limita las frecuencias de operacin para la prctica
cientos de kilohercios. Formas de onda rectangular tambin
inherentemente
generar EMI.
Este captulo comienza con una seccin de helicpteros de corriente
continua que son
utiliza principalmente en las unidades de cd. La tensin de salida de
helicpteros dc
se controla ajustando el en tiempo de un interruptor, que en
A su vez ajusta la anchura de un impulso de voltaje en la salida. Es
el denominado ancho de pulso (PWM) de control. El DC
con helicpteros adicionales ltrado componentes forman PWM DC-
CC los convertidores. Cuatro bsica convertidor DC-DC topologas
presentado en las secciones 13.3-13.6 dlar, impulso, buck-boost,

Cuk y convertidores. Populares versiones aisladas de estas conver-
tros tambin se discuten. La operacin de los convertidores es
explicado en el componente ideal y dispositivo semiconductor
supuestos. Seccin 13.7 aborda los efectos de nonidealities
en PWM convertidores, la seccin 13.8 presenta topologas
mayor eficiencia en la EF bajos voltajes de salida y bidireccional-
ujo de energa nacional, la Seccin 13.9 crticas principios de control
de
PWM convertidores DC-DC, y se describen dos de control principal
esquemas, a saber, la tensin en modo de control y la corriente modo-
controlar. Un resumen de las reas de aplicacin de PWM DC-DC
convertidores se da en la Seccin 13.10. Finalmente, una lista de las
modernas
libros de texto sobre la electrnica de potencia es proporcionada [1-8].
Estos libros
son excelentes recursos para una exploracin ms profunda de la zona
de DC-
conversin de energa de corriente continua.
FIGURA 13.1 DC helicptero con carga resistiva: (a) diagrama del circuito, (b)
salida de forma de onda de tensin.
donde T1AF es el perodo de la frecuencia de conmutacin F. La
valor medio de la tensin de salida es
VO DVS D13: 2
13.2 CC Choppers
Un helicptero de bajada de corriente continua con una carga resistiva
se muestra en la fig.
13.1A. Es una conexin en serie de una fuente de voltaje de entrada de
CC VS ,
conmutador controlable S, y resistencia de carga R. En la mayora de los
casos,
cambiar Stiene unidireccionales de bloqueo de voltaje y capacidades
unidireccionales corriente de conduccin capacidades. Energa electro-
interruptores tnicas suelen ser implementado con MOSFET de
potencia,
IGBT, MCT, BJT de potencia, o GTO. Si un diodo antiparalelo es
utilizado o incorporado en un interruptor, el interruptor presenta una
bidireccional-
la propiedad nacional de conduccin actual. Figura 13.1B muestra de
onda
se forma en un helicptero de paso hacia abajo. El interruptor est
siendo operado
con una relacin de trabajo Dde ne como una relacin del interruptor
en tiempo para
la suma de los en y de veces. Para una frecuencia constante
operacin
D
tent
en
ten tdeT
D13: 1 Tes
y puede ser regulada ajustando la relacin de trabajo D. La
voltaje de salida promedio es siempre menor que la tensin de entrada,
de ah el nombre del convertidor.
El paso a la CC helicpteros se utilizan comnmente en corriente
continua
unidades. En tal caso, la carga se representa como una serie
combinacin de inductancia L, resistencia R, y back-emf Ecomo
se muestra en la fig. 13.2a. Para proporcionar un camino para una
continua
inductor ujo de corriente cuando el interruptor est en la de Estado,
una
diodo antiparalelo Ddeben estar conectados a travs de la carga.
Debido a que el helicptero de la figura. 13.2a proporciona un voltaje
positivo
y una corriente positiva a la carga, se le llama una RST-cuadrante
helicptero. La tensin de carga y la corriente se grafican en la figura.
13.2b bajo supuestos que nunca se llega a la corriente de carga
cero y el tiempo de carga constante tLaR es mucho mayor que
el perodo T. Los valores promedio de la tensin y corriente de salida
puede ser ajustado cambiando la relacin de trabajo D.
Los helicpteros de CC tambin puede proporcionar picos de tensin
de salida
mayor que la tensin de entrada. Con tal de step-up es guracin
presentado en la figura. 13.3. Se compone de fuente de entrada de
corriente continua VS ,
inductor Lconectado en serie con la fuente, cambiar S
conectar el inductor a tierra, y una combinacin en serie
de diodo Dy la carga. Si el interruptor funciona con una relacin de
trabajo D,
la tensin de salida es una serie de pulsos de duracin D1 una DT
y la amplitud VS ad1 DTH. Por lo tanto, despreciando las prdidas, el
valor medio de la tensin de salida es VS . Para obtener un promedio
valor de la tensin de salida mayor que VS , Un condensador debe
estar conectado en paralelo con la carga. Esto se traduce en una
topologa de un impulso convertidor CC-CC que se describe en
Seccin 13.4.
13 Convertidores DC-DC 213
FIGURA 13.2
(B) formas de onda.
DC helicptero con RLE carga: (a) diagrama de circuito;
FIGURA 13.4 Buck convertidor: (a) diagrama del circuito, (b) formas de
onda.
FIGURA 13.3 El DC step-up helicptero.
13.3 Paso-Down (Buck) Convertidor
13.3.1 Convertidor Bsico
El paso hacia abajo convertidor CC-CC, comnmente conocido como un
ciervo
convertidor, se muestra en la fig. 13.4. Se compone de tensin de
entrada DC
fuente VS , Interruptor controlado S, diodo D, ltro inductor L, ltro
condensador C, y resistencia de carga R. Formas de onda tpicas en el
convertidor se muestran en la figura. 13.4b bajo el supuesto de que
la corriente del inductor es siempre positivo. El estado de la
convertidor en el que la corriente del inductor nunca es cero para
cualquier
perodo de tiempo se denomina modo de conduccin continua
(CCM). Se puede observar desde el circuito que cuando el interruptor
Sse le ordena al en Estado, el diodo Des en polarizacin inversa.
Cuando el interruptor Ses apagado, el diodo conduce a apoyar una
corriente ininterrumpida en el inductor.
La relacin entre la tensin de entrada, voltaje de salida,
y la relacin de trabajo interruptor Dse pueden derivar, por ejemplo,
desde
la tensin de inductor vL forma de onda (ver fig. 13.4b). Conforme
a la ley de Faraday, el inductor voltios-segundos producto sobre una
perodo de operacin en estado estacionario es cero. Para el convertidor
buck
DVSVO DT AVOD1 una DT D13: 3
Por lo tanto, la tensin continua funcin de transferencia, de ne como
la relacin de
la tensin de salida a la tensin de entrada, es
MV
VO
D
VS
D13: 4
214 D. Czarkowski
Se puede observar a partir de la ecuacin. (13,4) que la tensin de salida
es siempre
menor que la tensin de entrada.
Los convertidores DC-DC puede funcionar en dos modos distintos
con respecto a la corriente del inductor iL . La figura 13.4b muestra
el MCP en la que la corriente del inductor es siempre mayor que
cero. Cuando el valor medio de la corriente de salida es bajo
(De alta R) andaor la frecuencia de conmutacin Fes baja, la con-
ter puede entrar en el el modo de conduccin discontinua (DCM). En
la DCM, la corriente del inductor es cero durante una porcin del
conmutacin perodo. El MCP es el preferido para alta e ciencia y
buena utilizacin de conmutadores semiconductores y pasiva
componentes. El DCM puede ser utilizado en aplicaciones con
requisitos especiales de control porque el orden dinmico del
convertidor se reduce (la energa almacenada en el inductor es cero
al principio y al final de cada perodo de conmutacin). Es
raro mezclar estos dos modos de funcionamiento debido a
diferentes algoritmos de control. Para el convertidor de dlar, el valor
de la inductancia ltro que determina el lmite entre
CCM y DCM est dada por
Lb
D1 una DTHR
2f
D13: 5
por los efectos de los componentes parsitas en el convertidor,
especialmente por la resistencia en serie equivalente del condensador.
Componentes parasitarias en convertidores DC-DC se discuten en
Seccin 13.7.
13.3.2 Transformacin versiones de Convertidor Buck
En muchas fuentes de alimentacin de corriente continua, un aislamiento
galvnico entre la DC
o entrada de corriente alterna y la salida de corriente continua se
requiere para la seguridad y
fiabilidad. Un medio econmico de conseguir tal aislamiento
es emplear una versin transformador de un convertidor CC-CC. Alta
transformadores de frecuencia son de un tamao pequeo y bajo peso y
proporcionan una gran eficacia eficiencia. Su relacin de vueltas
puede ser utilizado adi-
cionalmente para ajustar el nivel de voltaje de salida. Entre Buck-
deriva convertidores DC-DC, los ms populares son el delantero
convertidor, el convertidor push-pull, el convertidor de medio puente,
y el convertidor de puente completo.
13.3.2.1 convertidor directo
El diagrama de circuito de un convertidor directo se representa en la
figura.
13,5. Cuando el interruptor Ses en, diodo D1 lleva a cabo y el diodo
D2 es apagado. La energa se transfiere desde la entrada, a travs del
transformador, a la salida ltro. Cuando el interruptor est apagado, la
estado de diodos D1 y D2 se invierte. La transferencia de tensin de corriente continua
funcin del convertidor hacia adelante es
MV
D
n
D13: 7
Para los valores tpicos de D0:5, R10 O, y F100 kHz, el
lmite es Lb 25 mH. Para L>Lb, El convertidor opera en
el MCP.
La corriente del inductor ltro iL en el CCM se compone de una
corriente continua
componente IO con un componente de corriente alterna superpuesta
triangular.
Casi todos los de este componente de corriente alterna a travs de la
ujos ltro
condensador como una corriente IC . Corriente IC provoca un pequeo
voltaje
ondulacin a travs de la tensin de salida de cc VO . Para limitar el
pico-a
valor de pico de la tensin de rizado por debajo de un cierto valor Vr , El
ltro de capacitancia Cdebe ser mayor que
Cmin
D1 una DVO
8VLf r 2
D13: 6
En D0:5, Vr aVO17, L25 mH, y F100 kHz, el
capacitancia mnimo es Cmin 25 mF.
Las ecuaciones (13.5) y (13,6) son las ecuaciones de diseo clave
para
el convertidor buck. La voltajes de entrada y de salida de corriente
continua (por lo tanto,
la relacin de trabajo D), y el intervalo de resistencias de carga Rson
por lo general determinada por espec preliminares cationes . El
diseador
necesidades para determinar los valores de los componentes pasivos Ly
C, y
de la frecuencia de conmutacin F. El valor del inductor ltro L
se calcula a partir de la condicin CCMaDCM usando la ecuacin. (13,5).
El valor del condensador ltro Cse obtiene de la tensin
rizado de la ecuacin condicin. (13,6). Para la compacidad y bajo
prdidas de conduccin de un convertidor, es deseable utilizar pequeo
componentes pasivos. Las ecuaciones (13.5) y (13.6) muestran que
puede lograrse mediante el uso de una alta frecuencia de conmutacin
F.
La frecuencia de conmutacin est limitada, sin embargo, por el tipo de
semiconductor utilizado y conmuta por prdidas de conmutacin. Lo
Tambin debe observarse que los valores de Ly Cpuede ser alterado
donde nN1aN2.
En el convertidor hacia adelante, la corriente de transferencia de
energa ujos
a travs del transformador en una direccin. Por lo tanto, un adi-
devanado internacionales con diodos D3 es necesaria para que la fijacin del
transductor de
corriente del transformador Ing. a cero, lo que impide
transformador de saturacin. La relacin de vueltas N1aN3 debe ser
seleccionado de tal manera que la corriente magnetizante disminuye
a cero durante una fraccin del intervalo de tiempo cuando el interruptor
es apagado.
Las ecuaciones (13,5) y (13,6) puede ser utilizado para disear el ltro

componentes. El convertidor hacia adelante es muy popular para
personas de bajos
aplicaciones de potencia. Para niveles de potencia, convertidores de
medio, con
de excitacin del transformador bidireccional (push-pull, medio puente,
y de puente completo) se prefieren debido a una mejor utilizacin de los
componentes magnticos.
FIGURA 13.5 Reenviar convertidor.
13 Convertidores DC-DC 215
FIGURA 13.6 Push-Pull convertidor.
FIGURA 13.8 -Completo puente convertidor.
13.3.2.2 push-pull Convertidor
El PWM CC-CC push-pull convertidor se muestra en la fig. 13.6.
Los conmutadores S1 y S2 operar desplazado en fase por Ta2 con
la relacin de trabajo misma D, Sin embargo, la relacin de trabajo debe
ser menor
a 0,5. Cuando cambie S1 es en, diodo D1 lleva a cabo y el diodo
D2 es off; los estados del diodo se invierte cuando el interruptor S2 es
sucesivamente.
Cuando ambos interruptores controlables son apagado, los diodos son
en y
compartir por igual el inductor ltro actual. La tensin de corriente
continua
funcin de transferencia del convertidor push-pull es
MV
2D
n
D13: 8
el interruptor primario del transformador es simplifica ed en el
expensas de los dos condensadores de entrada de voltaje de uso
compartido. La media-
puente convertidor de voltaje de corriente continua funcin de
transferencia es
MV
VD D

VSN
D13: 11
donde D0:5. Las ecuaciones (13.9) y (13.10) se aplican a la ltro
componentes.
13.3.2.4 puente completo conversor
Comparando el PWM DC-DC de puente completo convertidor de la
figura. 13,8
para el convertidor de medio puente, se puede observar que la entrada
condensadores han sido sustituidos por dos interruptores controlables
que
son operados en pares. Cuando S1 y S4 son en, voltaje VS es
aplicado al conmutador primario del transformador y el diodo D1
lleva a cabo. Con S2 y S3en, hay tensin AVSa travs del
primario del transformador interruptor y diodo D2 es sucesivamente. Con
todo
interruptores controlables apagado, ambos diodos conducen en la misma
manera como en los convertidores de push-pull y medio puente. El DC
funcin de transferencia de voltaje del convertidor de puente completo es
MV
VO 2D

VSN
D13: 12
donde nN1aN2. El valor lmite de la inductancia es ltro
Lb
D1 una 2DR
4f
D13: 9
El condensador ltro puede obtenerse a partir
Cmin
D1 una 2DVO
32VLf r 2
D13: 10
13.3.2.3 Half-puente convertidor
La figura 13.7 muestra el DC-DC convertidor de medio puente. La pera-
cin del PWM de medio puente convertidor es similar a la del
push-pull convertidor. En comparacin con el convertidor push-pull,
donde D0:5. Los valores de los componentes ltro puede ser
obtenido a partir de las ecuaciones. (13,9) y (13,10).
Debe subrayarse que la topologa de puente completo es una muy
un verstil. Con algoritmos de control diferentes, es muy
popular en la conversin DC-AC (onda cuadrada y PWM de un solo
fase inversores), y tambin se utiliza en las unidades de cuatro
cuadrantes dc.
13,4 Step-Up (Boost) Convertidor
La figura 13.9a muestra un paso hacia arriba o un convertidor elevador
de PWM. Lo
consta de fuente de corriente continua de voltaje de entrada VS ,
Impulso inductor L,
interruptor controlado S, diodo D, ltro de condensadores C, y la carga
resistencia R. Las formas de onda del convertidor en el MCP son
FIGURA 13.7 Half-puente convertidor.
216 D. Czarkowski
El convertidor elevador opera en el MCP para L>Lb donde
D1 una DTH2RD
Lb
2f
D13: 15
Para D0:5, R10 O, y F100 kHz, el valor lmite
de la inductancia es Lb 06:25 mH.
Como se muestra en la fig. 13.9b, la corriente suministrada a la salida
RC circuito es discontinua. Por lo tanto, una mayor condensador ltro
es
requerida en comparacin con la de los convertidores de dinero
derivados
para limitar el rizado de la tensin de salida. El condensador ltro debe
proporcionar la corriente continua de salida de corriente a la carga
cuando el diodo Des
apagado. El valor mnimo de la capacitancia ltro que da como
resultado
el rizado de tensin Vr viene dada por
Cmin
DVO
Vr Rf
D13: 16
En D0:5, Vr aVO17, R10 O, y F100 kHz, el
capacidad mnima para el convertidor elevador es Cmin 50 mF.
El convertidor elevador no tiene un transformador populares
(Aislado) versin.
13.5 Convertidor Buck-Boost
13.5.1 Convertidor Bsico
A no aislado (sin transformador) de la topologa buck-boost
convertidor se muestra en la fig. 13.10a. El convertidor de corriente
continua consiste
entrada de fuente de voltaje VS , Interruptor controlado S, inductor L,
diodo
D, ltro de condensadores C, y resistencia de carga R. Con el
interruptor en,
los aumentos de corriente del inductor, mientras que el diodo se
mantiene
apagado. Cuando el interruptor est activado apagado, el diodo
proporciona un camino
para la corriente del inductor. Obsrvese la polaridad del diodo que
resultados en su ser actual extraerse de la salida.
Las formas de onda del convertidor buck-boost se ilustra en la figura.
13.10b. La condicin de un cero voltios-segundos para el producto
inductor en los rendimientos de estado estacionario
VS DT de AVOD1 una DT D13: 17
FIGURA 13.9 Boost convertidor: (a) diagrama del circuito, (b) formas de
onda.
presentado en la figura. 13.9b. Cuando el interruptor Ses en la en
Estado,
la corriente en el inductor impulso aumenta linealmente y el
diodo Des de en ese momento. Cuando el interruptor Sse volvi
apagado, la
energa almacenada en el inductor es liberada a travs del diodo a
la salida RC circuito.
Utilizando la ley de Faraday para el inductor impulso
VS DT DVOVS 1 DT D13: 13
Por lo tanto, la tensin continua de la funcin de transferencia buck-
boost
convertidor es
MV
VOD
A
VS1D
D13: 18
partir de la cual la tensin de corriente continua funcin de
transferencia resulta ser
VO1

VS 1D
MV D13: 14
La tensin de salida VO es negativo con respecto al suelo.
Su magnitud puede ser mayor o menor (igual a
D0:5) que la tensin de entrada como el nombre del convertidor
implica.
Como el nombre del convertidor indica, el voltaje de salida es
siempre mayor que la tensin de entrada.
13 Convertidores DC-DC 217
fuente de entrada de CC VS y el interruptor Sestn conectados en serie
con
el primario del transformador. El diodo Dy el RC salida
circuito estn conectados en serie con el secundario del yback
transformador. La figura 13.11b muestra el convertidor con un sencillo
yback transformador modelo que incluye un campo magntico
induccin
cia Lm y un transformador ideal con una relacin de vueltas n
N1 / N2. Los transformadores yback inductancias de fuga y prdidas
se descuidan en el modelo. Cabe sealar que las fugas
inductancias, aunque no es importante desde el punto de vista del
principio de funcionamiento, afectar adversamente interruptor y diodo
transiciones. Por lo tanto, amortiguadores suelen ser necesarios en
yback
convertidores de referencia a la figura. 13.11b para el funcionamiento del
convertidor.
Cuando el interruptor Ses en, la corriente en la magnetizacin
inductancia aumenta linealmente, el diodo Des de y no hay
corriente en los devanados del transformador ideales. Cuando el
interruptor est
convertido apagado, la corriente de la inductancia de magnetizacin se
desva hacia
el transformador ideal, el diodo se en, y la transformada
inductancia de magnetizacin corriente se suministra al RC cargar.
La tensin de corriente continua funcin de transferencia del yback
convertidor es
MV
VOD

VS ND1 DTH
D13: 20
Se diferencia de la transferencia del convertidor buck-boost de tensin
funcin por el factor de relacin de vueltas n. Un signo positivo ha sido
obtenerse a travs de un acoplamiento adecuado del transformador por
el viento
reuniones.
A diferencia de los transformadores de dinero derivados de los
convertidores, la mag-
zacin de la inductancia Lm de la yback transformador es un impor-
parmetro de diseo importante. El valor de la magnetizacin
inductancia que determina el lmite entre el CCM
y DCM est dada por
FIGURA 13.10
formas.
Buck-boost convertidor: (a) diagrama del circuito, (b) de onda
Lmb
n2D1 una DTH2R

2f
D13: 21
El valor de la inductancia que determina el lmite
entre el MCP y MCD es
D1 una DTH2R
Lb
2f
D13: 19
La estructura de la parte de salida del convertidor es similar a
la del convertidor de impulso (polaridad invertida son los nicos
diferencia). As, el valor del condensador ltro puede ser
obtiene de la ecuacin. (13.16).
13.5.2 Convertidor Flyback
Un PWM yback convertidor es una versin muy prctica aislada de la
el convertidor buck-boost. El circuito del convertidor yback
Se presenta en la figura. 13.11a. El inductor del buck-boost
convertidor ha sido reemplazado por un transformador yback. La
FIGURA 13.11 Conveter lnea: (a) diagrama de circuito, (b) con un circuito
transformere modelo que muestra la inductancia de magnetizacin Lm .
218 D. Czarkowski
El valor de la capacitancia ltro se puede calcular utilizando
La ecuacin. (13.16).

13.6 Convertidor Cuk

El circuito del convertidor de Cuk se muestra en la fig. 13.12a. Lo
consta de fuente de corriente continua de voltaje de entrada VS ,
Entrada de inductancia L1,
conmutador controlable S, la energa del condensador de transferencia
C1, el diodo D,
ltro inductor L2, ltro de condensadores C, y resistencia de carga R. Un
ventaja importante de esta topologa es una corriente continua
en tanto la entrada y la salida del convertidor. Desventaja

ventajas del convertidor de Cuk son un nmero elevado de reactivo
componentes y altas tensiones actuales en el interruptor, el diodo,
y el condensador C1. Las formas de onda principal en el convertidor son
presentado en la figura. 13.12b. Cuando el interruptor est en, el diodo
es de
y el condensador C1 es descargado por el inductor LActual 2.
Con el interruptor en el de Estado, el diodo conduce las corrientes de
los inductores L1 y L2, mientras que el condensador C1 se cobra por
el inductor LActual 1.
Para obtener la tensin de corriente continua funcin de transferencia
del convertidor,
vamos a utilizar el principio de que la corriente media a travs de un
condensador es cero para operacin en estado estacionario.
Supongamos que
inductores L1 y L2 son lo suficientemente grandes que su rizado de corriente
puede ser descuidado. Condensador C1 est en estado estable si
IL-2 DT IL1 D1 una DT
Para un convertidor sin prdidas
PS VS IL1 de AVO IL2 PO D13: 23
D13: 22
La combinacin de estas dos ecuaciones, la transferencia de corriente
continua de tensin funcin

cin del convertidor Cuk es
MV
VOD
A
VS1D
D13: 24
Esta funcin de transferencia de tensin es la misma que la de la pelota-
impulsar convertidor.
Los lmites entre el MCP y el DCM se deter-
minada por
LB1
para L1 y
LB2
D1 una DTHR
2f
D13: 26
D1 una DTHR
2DF
D13: 25
para L2.

La parte de salida del convertidor Cuk es similar a la de
el convertidor buck. Por lo tanto, la expresin para el ltro
condensador Ces
Cmin
D1 una DVO
8Vr L2F2
D13: 27
El pico a pico rizado de la tensin en el condensador C1 puede ser
estima como
Vr1
DVO
C1Rf
D13: 28

Un transformador (aisladas) versin del convertidor Cuk puede ser
obtenido por el condensador divisin C1 y la insercin de un alto
transformador de frecuencia entre los capacitores de partidos.
13.7 Efectos de parsitos
El anlisis de los convertidores en las secciones 13.2 a 13.6 tiene
llevado a cabo en el interruptor ideal, diodo, y componentes pasivos
supuestos permanentes. Nonidealities o parsitos de la prctica
FIGURA 13.12

Cuk convertidor: (a) diagrama del circuito, (b) formas de
onda.
13 Convertidores DC-DC 219
dispositivos y componentes pueden, sin embargo, afectan en gran
medida algunos
parmetros de rendimiento de convertidores DC-DC. En esta seccin,
los efectos de los parsitos en la onda de tensin de salida, EF
eficiencia,
y la funcin de transferencia de tensin de los convertidores se ilustrar.
Un modelo ms realista de un condensador que simplemente un
capacidad C, consta de una conexin en serie de capacitancia
Cy la resistencia rC . La resistencia rC se llama un equivalente
resistencia en serie (ESR) del condensador y es debido a las prdidas
en
el dielctrico y la resistencia fsica de los cables y las conexiones.
Recordemos la ecuacin. (13,6) que proporcionan un valor de la
capacitancia ltro
en un convertidor reductor que limita la tensin de salida pico a pico
rizado a Vr . La ecuacin (13.6) se ha basado en una suposicin
que todo el componente de corriente alterna triangular del inductor
ujos actuales a travs de una capacitancia C. Es, sin embargo, ms
cerca
a la realidad sostener que este componente triangular ujos
a travs de una conexin en serie de capacitancia Cy la resistencia rC .
La tensin de rizado de pico a pico es independiente del
tensin en el condensador ltro y se determina solamente por
la tensin de rizado de la ESR, si la siguiente condicin es
satisfaccin ed:
C!Cmin
1 Dmin Dmximo
;mximo
2rC f2rC f
Y '
D13: 29
Si la ecuacin condicin. (13.29) es satisfactoria ed, el rizo pico a pico
tensin de la pelota y los convertidores de avanzar es
Vr rC DiLmax
rC VO D1 una Dmin
fL
D13: 30
Para push-pull, medio puente, y convertidores de puente
completo,
Y
C!Cmin mximo
0:5 Dmin Dmximo
;
2rC f2rC f
'
D13: 31
FIGURA 13.13 Formas de onda de tensin de ondulacin vr C, vC, Y vrpor un dlar
convertidor a VO 12 V, F100 kHz, L40 mH, rC 0:05 Oy
diversos valores de C: C 33 mF (Grfico superior); CCmin 65 mF (En el centro
el grfico), y C100 mF (Grfico inferior).
donde Dmximo 0:5. Si la ecuacin. (13.31) se cumple, el pico a pico
rizado de la tensin Vr de estos convertidores est dada por
Vr rC DiLmax
rC VO D0: 5 A Dmin
fL
D13: 32
Formas de onda de tensin de la ESR acroos vrC , Tensin a travs del
capacidad vCY ondulaciones de la tensin total de vrse representan en la
figura.
13,13 para tres valores de las capacitancias LTER. Para el caso de
el grfico superior de la figura. 13,13, el valor de pico a pico de vres
ms alto que el valor de pico a pico de vrC porque C<Cmin.
Los grficos media e inferior de la figura 13,13 mostrar la onda
las formas de CCmin y C>Cmin, respectivamente. Por tanto estos
casos, los voltajes de pico a pico de vry vrC son iguales a cada
otro.
Ntese que cuando la resistencia rC fija el voltaje de rizo Vr ,
el valor mnimo de inductancia Lse determina por
el lmite entre el MCP y el MCD de acuerdo a la ecuacin.
(13,5) (Buck y convertidores de plazo), o la ecuacin. (13,9) (push-pull,
de medio puente, y de puente completo convertidores), o por la tensin
rizado de la ecuacin condicin. (13.30) o (13.32).
En buck-boost y aumentar los convertidores, el pico a pico
condensador corriente ICPP es igual al diodo pico a pico
actual y viene dada por
ICPP
IO
1D
D13: 33
con la condicin de que el rizado corriente del inductor es mucho
menor que el valor medio de la corriente del inductor. La
pico a pico de tensin a travs de la ESR es
VRC rC ICPP
rC IO
1D
D13: 34
Suponiendo que la tensin de rizado total de Vr es de aproximadamente
igual a la suma de los voltajes de ondulacin a travs de la ESR y el
220 D. Czarkowski
capacitancia, el valor mximo de la onda de pico a pico
voltaje a travs de la capacitancia es
VCmax %Vr VRC D13: 35
Por ltimo, por analoga con la ecuacin. (13,16), cuando la ESR de la
ltro
condensador se tiene en cuenta en la salida de impulso de tipo ltro,
la capacitancia ltro debe ser mayor que
Cmin
DVO
VCmax Rf
D13: 36
Resistencias, capacitancias parsitas y las fuentes de tensin tambin
afecta a la conversin de energa EF eficiencia de convertidores DC-
DC. La
EF eficiencia Zes de ne como una relacin de potencia de salida a
la entrada
poder
Z
PO V S I O

PSV ES
D13: 37
As como EF deficiencias son generalmente especi ed en
porcentaje, vamos a
considerar el convertidor elevador como un ejemplo. En virtud de la baja
supuesto de onda, el impulso del convertidor EF ciencia puede ser
estima como
RD1 DTH2
Z
RD1 DTH2D1 VD aVOfco CRT
ThrLDRS D1 una DrD DD1 DrC
D13: 38 FIGURA 13.14 Efectos de parsitos sobre las caractersticas de un impulso
Conversor: ef eficiencia (grfico superior) y la funcin de transferencia de
tensin continua
(Grfico inferior).
donde VD es la cada de tensin de conduccin del diodo,
Co es la capacitancia de salida del conmutador, rL es la ESR del
inductor, y rD es el avance en resistencia del diodo. La
plazo fco R en la ecuacin. (13.38) representa las prdidas de
conmutacin en el
convertidor; otros trminos en cuenta las prdidas de conduccin. Las
prdidas en
un convertidor CC-CC contribuir tambin a una disminucin de la CC
funcin de transferencia de tensin. La no-ideal de transferencia de
tensin de corriente continua
funcin MVN es un producto de la ideal y la eficiencia EF
MVN ZMV
D13: 39
Grficos de ejemplo para el convertidor elevador que corresponden a las
ecuaciones.
(13,38) y (13,39) se presentan en la figura. 13.14.
la potencia total entregada a la carga. Para reducir la conduccin
prdidas en el diodo, una baja resistencia interruptor se puede aadir en
paralelo como se muestra en la fig. 13,15 para un convertidor buck. La
entrada
interruptor y el interruptor paralelo al diodo debe estar encendido
y desactiva alternativamente. La disposicin de la figura. 13,15 se llama
un
convertidor sncrono o sincrnico rectos ER. Moderno
MOSFETs de bajo voltaje tienen en resistencias de slo algunos
miliohmios. Por lo tanto, un convertidor sncrono puede exhibir
superior EF eficiencia que uno convencional en corrientes de salida
tan grande como decenas de amperios. El EF eficiencia se incrementa
en la
expensas de un circuito de conduccin ms complicado para el
interruptores. En particular, un especial cuidado se debe ejercitar para
evitar tener ambos interruptores en al mismo tiempo como este hara
13,8 sncrona y bidireccional
Convertidores
Se puede observar en la ecuacin. (13,38) que la tensin directa de un
diodo VD contribuye a una disminucin de la FE eficiencia. Esta
contribucin
distribucin es especialmente signi cativo en baja tensin de salida de
potencia
suministros, por ejemplo, de 3,3 V para fuentes de alimentacin de los
microprocesadores
sores o fuentes de alimentacin porttiles para equipar a las
telecomunicaciones-
ambiente. Incluso con un diodo Schottky, que tiene VD en el intervalo
0:4 de la V, la prdida de potencia en el diodo puede superar fcilmente
el 10% de
FIGURA 13.15 Synchronous Buck convertidor.
13 Convertidores DC-DC 221
FIGURA 13.16 Convertidor bidireccional yback.
corta la fuente de voltaje de entrada. Como semiconductores de potencia
dispositivos suelen tener ya tiempos de desconexin que a su vez-en la
veces, un tiempo muerto (a veces llamado un tiempo de supresin) debe
Se introdujo en PWM seales de conduccin.
La combinacin en paralelo de un conmutador controlable y un
diodo tambin se utiliza en convertidores, que permiten un ow actual
en ambos d direcciones desde la fuente de entrada para la carga y
desde la parte posterior de carga a la fuente de entrada. Tales
convertidores son
llamada bidireccional de energa ujo o bidireccional simplemente
conver-
tros. Como un ejemplo, un convertidor yback bidireccional se muestra
en la figura. 13.16. Contiene voltaje unipolar y bidireccional
actuales diodo interruptor combinaciones, tanto en el interruptor principal
y el interruptor secundario del transformador yback. Cuando el
interruptor de primaria y secundaria de operacin del diodo, los ujos
actuales
desde la fuente de entrada a la carga. El convertidor de corriente puede
Tambin ow de la salida a la entrada a travs del secundario
cambiar y el diodo primaria. Arreglos bidireccionales pueden ser
hecho para los dos convertidores buck y boost. Un dlar bidireccional
Conversor funciona como un convertidor elevador, cuando el ujo de
corriente
es desde la salida a la entrada. Un impulso conversin bidireccional
ter funciona como un convertidor reductor con un ow corriente inversa.
Si
por cualquier razn (por ejemplo, para evitar el DCM) el control-
interruptores Lable son accionados al mismo tiempo, deben ser
conducidos
alternativamente con una sufi ciente tiempo muerto .
interruptores en el convertidor DC-DC. La relacin de trabajo del PWM
seal depende del valor de la tensin de control. La
frecuencia de la seal PWM es la misma que la frecuencia de
la forma de onda en diente de sierra. Una ventaja importante de la
tensin en modo de control es su puesta en prctica de hardware simple
y exibilidad.
El error de amplitud ER en la figura. 13.17a reacciona rpidamente a
los cambios en
la tensin de salida del convertidor. As, el control de voltaje en modo
ofrece una buena regulacin de la carga, es decir, la regulacin contra la
variaciones en la carga. Regulacin de lnea (regulacin contra
las variaciones en la tensin de entrada) es, sin embargo, retrasado
porque
cambios en la tensin de entrada debe RST manifiesto en s mismos
la salida del convertidor antes de que puedan ser corregidos. Para aliviar
este problema, el esquema de control de voltaje en modo a veces es
aumentada por una llamada de tensin-anticipativo camino. La
camino directo afecta directamente la relacin de trabajo PWM confor-
a las variaciones en la tensin de entrada. Como se explicar en
lo que sigue, la tensin de entrada es una feedforward inherente
caracterstica de los esquemas de control en modo de corriente.
El esquema de control en modo de corriente se presenta en la figura.
13.7b.
Un lazo adicional de control interno se retroalimenta de un inductor
seal de corriente, y esta seal de corriente, convertida en su
tensin analgica, se compara con la tensin de control. Este
Modi catin de reemplazar la forma de onda en diente de sierra del
tensin en modo esquema de control por una seal de convertidor de
corriente
signi cativamente altera el comportamiento dinmico del convertidor,
que a su vez toma algunas caractersticas de una fuente de corriente.
13.9 Principios de control
Un convertidor CC-CC debe proporcionar una tensin continua de salida
regulada
bajo diferentes condiciones de carga y de entrada de voltaje. La
conversin
valores TER de los componentes tambin estn cambiando con el
tiempo, temperatura,
temperatura, la presin, y as sucesivamente. Por lo tanto, el control de
la salida
tensin se debe realizar en una forma de circuito cerrado utilizando
principios de la retroalimentacin negativa. Los dos ms comunes
de circuito cerrado para los mtodos de control PWM convertidores DC-
DC,
a saber, el control de voltaje en modo y el modo actual-
de control, se presentan esquemticamente en la figura. 13.17.
En el esquema de control de voltaje en modo mostrado en la figura.
13.17a,
la tensin de salida del convertidor se detecta y se resta de un
tensin de referencia externa en un error de amplitud ER. El error
amplificador ER produce una tensin de control que se compara con
un
de amplitud constante de diente de sierra de forma de onda. El
comparador
produce una seal PWM que se alimenta a los conductores de
controlable
FIGURA 13.17 Principales regmenes de control para convertidores DC-DC: (a) de
voltaje
control de modo, (b) en modo de corriente de control.
222 D. Czarkowski
La salida de corriente en PWM convertidores CC-CC es o bien igual a
la promedio valor de la corriente del inductor de salida (dinero derivado
de

y Cuk convertidores) o es un producto de una promedio inductor
actual y una funcin de la relacin de trabajo. En trminos prcticos,
imple-
implementaciones del control en modo de corriente, es factible sentido
el inductor pico de corriente en lugar del valor promedio. A medida que el
corriente del inductor pico es igual a la corriente de pico interruptor, el
este ltimo puede ser utilizado en el bucle interior, que a menudo
simplifica es el
sensor de corriente. Tenga en cuenta que el inductor de pico (interruptor)
actual es
proporcional a la tensin de entrada. Por lo tanto, el bucle interior del
en modo de corriente de control, naturalmente, lleva a cabo la entrada
tensin-anticipativo tcnica. Entre varios en modo de corriente
versiones de control, el ms popular es la constante de frecuencia
uno que requiere una seal de reloj. Ventajas de la corriente
modo de control es la tensin de entrada feedforward, el lmite de
interruptor de la corriente de pico, el reparto equitativo actual en modular
convertidores, y la reduccin en el orden convertidor dinmico.
La principal desventaja del control en modo de corriente es su
hardware complicado, que incluye una necesidad de compensar
la tensin de control por seales de rampa (para evitar convertidor
inestabilidad).
Entre otros mtodos de control de convertidores DC-DC, un
histresis (o bang-bang) el control es muy sencillo para el hardware
puesta en prctica. Sin embargo, el control de histresis se traduce en
operacin de frecuencia variable de conmutadores semiconductores.
Generalmente, una frecuencia de conmutacin constante se prefiere en
de potencia circuitos electrnicos para facilitar la eliminacin de las elec-
la interferencia electromagntica y una mejor utilizacin de componentes
magnticos
componentes.
Aplicacin especi c circuitos integrados (ASIC) son
comercialmente disponibles que contienen los elementos principales de
voltaje o corriente en modo esquemas de control. En una sola 14 -
o 16-pin chip, hay un error amplificador embargo, la comparacin,
dientes de sierra o generador de corriente de entrada detectado, cierre, y
PWM
los conductores. La frecuencia de conmutacin se fija generalmente por
un organismo externo
RC red y se puede variar desde decenas a cientos de
kilohercios. El controlador tiene una salida del oscilador de
sincronizacin
sincronizacin con otros convertidores de fuente de alimentacin
modular
sistemas, y una referencia de voltaje constante se genera en el
viruta tambin. Adicionalmente, el controlador ASIC puede ser
equipado con varias funciones de diagnstico y proteccin;
por ejemplo, limitacin de corriente, sobretensin y subtensin
la proteccin, arranque suave, el tiempo muerto en el caso de mltiples
PWM
salidas, y la relacin de deber limitante. En varios convertidor DC-DC
topologas, por ejemplo, el gamo y ciervo-impulso, ni el control
terminales de los interruptores semiconductores est conectado a tierra
(el llamado
interruptores del lado de alta). Los controladores ASIC generalmente
estn diseados
para una topologa particular y sus conductores PWM puede ser capaz
para conducir de alta secundarios interruptores en aplicaciones de baja
tensin.
Sin embargo, en aplicaciones de alta tensin, los conductores externos
PWM
debe ser utilizado. Externos controladores PWM se utilizan tambin para
interruptores
con capacidades de entrada de alta. Para sacar el mximo provecho de
la
de entrada-salida del transformador de aislamiento en las versiones de
DC-DC
convertidores, tal aislamiento debe ser tambin proporcionada en el
control de lazo. Transformadores de seal o optoacopladores se utilizan
para
aislar las seales de retroalimentacin.
Caractersticas dinmicas de circuito cerrado convertidores DC-DC
debe ful ll ciertos requisitos. Para simplificar el anlisis, estos
requisitos se traduce generalmente en las propiedades deseadas de
el bucle abierto. El bucle abierto debera proporcionar un sufi ciente
(Tpicamente, al menos 45) Fase de margen para la estabilidad, la banda
alta
ancho (aproximadamente una dcima parte de la frecuencia de
conmutacin) para bien
respuesta transitoria, y de alta ganancia (de varias decenas de
decibelios) en el
bajas frecuencias para las pequeas error de estado estacionario.
Las caractersticas dinmicas de bucle abierto son moldeadas por
las redes de compensacin de los componentes pasivos de todo el
error de amplitud ER. De segundo o tercer orden RC redes son
comnmente utilizado. Debido a que el propio convertidor es una parte
del
control de bucle, el diseo de las redes de compensacin requiere un
conocimiento de las caractersticas de pequea seal del convertidor.
Existen varios mtodos de pequea seal de caracterizacin
PWM convertidores DC-DC, y proporcionar los ms populares
modelos de convertidores de medios en los supuestos de alta
frecuencia de conmutacin. Los modelos promediados luego se linealiz
en un punto de operacin para obtener pequea seal funciones de
transferencia.
Entre los mtodos de anlisis un promedio, el promedio de espacio de
estado
ha sido popular desde finales de 1970. Circuito basado en el promedio
se realiza generalmente mediante el interruptor de PWM o reemplazo
directo
de conmutadores semiconductores de corriente y tensin controlada
fuentes. Todos estos mtodos pueden tener en cuenta de convertidor de
parsitos.
La ms importante de pequea seal caracterstica es el
el control a la salida funcin de transferencia Tp . Otro conversor de ca-
ticas que se investigan son: el de entrada-salida (O
lnea-a-salida) funcin de transferencia de tensin, tambin llamado el
abrir-
bucle de regulacin de la lnea dinmica o el susceptibilidad de audio,
que
describe la transmisin perturbacin de entrada-salida; el
lazo abierto impedancia de entrada; y el en bucle abierto de carga
dinmica
regulacin. Buck-derivados, aumentar y son impulsar Buck-convertidores

sistemas de segundo orden dinmicos; el convertidor Cuk es un cuarto
para el sistema. Caractersticas de la pelota y la pelota deriva-
convertidores son similares entre s. Otro grupo de conver-
tros con similares caractersticas de pequea seal est formada por
impulso, buck-boost, y convertidores yback. Entre los parsitos
componentes, la ESR del condensador ltro rC introduce
adicionales en trminos dinmicos funciones de transferencia. Otro para-
resistencias parasitarias suelen modificar ligeramente el valor efectivo de
la resistencia de carga. Caractersticas de la muestra en lo que sigue son
dado por cero rC , Dejando de lado otros parsitos.
El control a la salida de funcin de transferencia del avance
convertidor es

vos

Tp s ds vss 0

VI CRR 1aCrc
2sCR LaLCR Thr Thr RaLCR nLR rC
SCCC
D13: 40
13 Convertidores DC-DC 223
Se puede observar que esta funcin de transferencia tiene dos polos y
una
cero. El cero es debido a la ltro condensador de ESR. Buck-deriva
convertidores fcilmente puede ser compensado por la estabilidad con la
segunda
controladores de orden.
El control a la salida de funcin de transferencia del impulso
convertidor est dada por
Tp s A
VO rC
D1 una DR rC
ds 1aCrCDTR D1 DTH2RaL
:2
ssdd1 DTH2CRRC LaLCR rC
1 DTH2RaLCR rC
D13: 41
El cero AD1 DTH2RaL se encuentra en la mitad derecha de la s-
plano Por lo tanto, el convertidor elevador (as como Buck impulso-
y yback convertidores) es un sistema de fase no mnima.
No mnima fase de convertidores DC-DC suelen compensar-
harto de tercer orden los controladores. Paso a paso los procedimientos
para
el diseo de las redes de compensacin se dan generalmente por
los fabricantes de controladores ASIC en las notas de aplicacin.
Esta seccin termina con una palabra sobre el comportamiento de los
DC-DC
convertidores en sistemas distribuidos de suministro. Un importante
caracterstica de lazo cerrado regulado convertidores CC-CC es que
exhiben una resistencia de entrada negativo. A medida que la tensin de
carga se mantiene
constante por el controlador, los cambios de potencia de salida con el
cargar. Con los cambios de carga lenta, con un aumento (disminucin)
en el
resultados de voltaje de entrada en una disminucin (aumento) en la
entrada
poder. Esta propiedad de resistencia negativa debe ser cuidadosamente
examinada durante el diseo del sistema para evitar resonancias.
13.10 Aplicaciones de los convertidores DC-DC
Abajo paso a helicpteros ND mayora de sus aplicaciones en alta
rendimiento sistemas de accionamiento de corriente continua, por
ejemplo, la traccin elctrica,
los vehculos elctricos y mquinas herramienta. Los motores de
corriente continua con su
inductancias de la bobina y actan como inercia mecnica ltros
resultando en alta calidad corrientes de inducido. El promedio
voltaje de salida del reductor helicpteros es una funcin lineal de
la relacin de trabajo del interruptor. Hasta Paso-helicpteros se utilizan
principalmente en
radar y sistemas de encendido. Los helicpteros de corriente continua
puede ser modi ed
para dos cuadrantes y la operacin de cuatro cuadrantes. Dos
cuadrantes
helicpteros puede ser una parte de sistemas autnomos de suministro
de energa
que contienen los paquetes de bateras y estas fuentes renovables como
de corriente continua
fotovoltaicas, celdas de combustible, o turbinas de viento. Cuatro de
cuatro
helicpteros despotricar se aplican en las unidades de regeneracin en
el que
la rotura de motores de corriente continua se desea, por ejemplo, el
transporte
sistemas con paradas frecuentes. Los helicpteros de corriente continua
con induccin
salidas sirven como entradas a los actuales impulsados por los
inversores.
La adicin de componentes reactivos ltrado a DC-chop
pers resultados en PWM convertidores DC-DC. Los convertidores DC-
DC
puede ser visto como transformadores de corriente continua que
entregar a la carga una corriente continua
voltaje o corriente en un nivel diferente que la fuente de entrada.
Esta transformacin de corriente continua se realiza mediante
conmutacin electrnica
medios, no por medios electromagnticos, como en la convencional
transformadores. Las tensiones de salida de convertidores DC-DC rango
a partir de un voltio de circuitos VLSI especiales a decenas de kilovoltios
en X-
Lmparas de rayos ultravioletas. Las tensiones de salida ms comunes
son: 3,3 V para
microprocesadores modernos, 5 y 12 V para los circuitos lgicos, 48 V
para
equipos de telecomunicaciones, y 270 V de corriente continua en la
principal parada de autobuses
aviones. Voltajes de entrada tpicos son 48 V, 170 V (el pico
valor de una lnea de 120 V rms), y 270 V.
Seleccin de una topologa de convertidores DC-DC se determina
no slo por tensiones inputaoutput, que puede ser adicionalmente
ajusta con la relacin de vueltas en los convertidores aislados, sino
tambin por
niveles de potencia, tensiones de voltaje y corriente de los
semiconductores
interruptores, y la utilizacin de componentes magnticos. La baja
recuento parcial conversor yback es popular en el poder bajo
aplicacin
ciones (hasta 200 W). Sus principales deficiencias Corporativa son de
un tamao grande de la
yback ncleo del transformador y la tensin de alto voltaje en el
semiconductores interruptor. El convertidor hacia adelante es tambin
una sola
interruptor del convertidor. Debido a que sus requisitos de tamao de
base son parar-
ler, es popular en el medio-bajo (de hasta varios cientos de
vatios) aplicaciones de potencia. Las desventajas del avance
convertidor son la necesidad de devanado de desmagnetizacin, y un
estrs alto voltaje en el conmutador semiconductor. El push-
tirar de conversor se utiliza tambin en los niveles de potencia media.
Debido a
excitacin bidireccional, el tamao del transformador es pequeo. Un
ventaja del convertidor push-pull es tambin una posibilidad para
refieren conduccin terminales de ambos interruptores en el suelo, que
en gran medida simplifica es el circuito de control. Una desventaja del
push-pull convertidor es una saturacin del ncleo potencial en el caso
de
asimetra. El convertidor de medio puente tiene un rango similar de
aplicaciones como el convertidor push-pull. No hay peligro de
transformador de saturacin en el convertidor de medio puente. Se
requiere,
sin embargo, dos condensadores de entrada adicionales para dividir por
la mitad el
fuente de entrada de CC. El convertidor de puente completo se utiliza en
alta
Varios kilovatios () de potencia y tensin de los niveles. La tensin de
voltaje
en los interruptores de potencia est limitada al valor de entrada fuente
de voltaje.
Una desventaja del convertidor de puente completo es un nmero
elevado de
dispositivos semiconductores.
Los convertidores CC-CC estn construyendo bloques de distribucin
sistemas de suministro de energa en el que un bus de CC comn es
convertido a diversas otras tensiones de acuerdo con los requisitos
de cargas particulares. Tales sistemas distribuidos de corriente continua
son comunes
en el espacio las estaciones, barcos y aviones, as como en equipo
y equipos de telecomunicaciones. Se espera que la moderna
comunicacin inalmbrica porttil y procesamiento de seales
Los sistemas se utilizan voltajes variables de suministro de energa para
minimizar
el consumo y para prolongar la vida de la batera. De baja tensin de
salida
convertidores de estas aplicaciones utilizan el sincrnico rectos-
disposicin de cationes.
Otra rea importante de la cd-cd aplicaciones de convertidor es
relacionado con la red de suministro elctrico de corriente alterna. Para
las cargas crticas, si la utilidad
red falla, debe haber una fuente de reserva de energa, para
ejemplo, un paquete de bateras. Esta necesidad de potencia continua
224 D. Czarkowski
la entrega dio lugar a varios tipos de alimentacin ininterrumpida
suministros (SAI). As, convertidores DC-DC son usados en los SAI a
ajustar el nivel de un voltaje de rectos rejilla ed a la de la copia de
seguridad
fuente. Debido a que durante el funcionamiento normal de la energa
ujos
de la red a la fuente de copia de seguridad y durante la emergencia
las condiciones de la fuente de copia de seguridad debe proporcionar la
carga y bidireccional-
internacionales convertidores DC-DC se utilizan a menudo. Adems
conversin DC-DC-
tros tambin se utilizan en los cargadores de bateras dedicado.
Electrnicos de potencia cargas, especialmente aquellos con front-end
rectos res , contaminar la red de corriente alterna con armnicos
impares. As DC-
convertidores de corriente continua se utilizan como etapas intermedias,
justo despus de una
rectos ER y antes de la carga, el suministro de convertidor DC-DC
para,
la configuracin de la entrada de corriente alterna para mejorar el factor
de potencia y
reducir el contenido armnico. El convertidor elevador es espe-
especialmente popular en dicha correccin del factor de potencia (PFC)
apli-
ciones. Otra utilidad de la red relacionados con la aplicacin de DC-DC
convertidores se encuentra en las interfaces entre las redes de corriente
alterna y corriente continua renovacin,
fuentes de energa renovables, tales como las pilas de combustible y
paneles fotovoltaicos.
En aislada convertidores DC-DC, mltiples salidas son posibles
con adicionales bobinados secundarios de los transformadores. Slo una
de salida se regula con un circuito de retroalimentacin, pero las otras
salidas
dependen de la relacin de trabajo de la una regulada y en su
cargas. A la salida de varios convertidor DC-DC es una prctica
solucin en aplicaciones donde hay una necesidad de una estrecha
regulada la tensin de salida y para una o ms no crtico otra
los niveles de voltaje de salida.
Referencias
1. R. P. Severns y Bloom G., Modern DC-DC de alimentacin conmutadas
Circuitos de convertidores, Van Nostrand Reinhold Company, Nueva York, 1985.
2. M. H. Rashid, Electrnica de Potencia, 2 ed., Prentice-Hall, Englewood
Cliffs, NJ, 1993.
3. N. Mohan, T. M. Undeland, y W. P. Robbins, Electrnica de Potencia:
Conversores, Aplicaciones y Diseo, 2 ed., John Wiley & Sons, Nueva
York, 1995.
4. R. Erickson, Fundamentos de Electrnica de Potencia, Chapman and Hall,
Nueva York, 1997.
5. D. W. Hart, Introduccin a Power Electronics, Prentice-Hall, de Engle-
madera Cliffs, NJ, 1997.
6. P. T. Krein, Elementos de la Electrnica de Potencia Oxford University Press,
???, 1998.
7. A. I. Pressman, Suministro de conmutacin de potencia de diseo, 2 ed.,
McGraw-Hill,
Nueva York, 1998.
8. A. M. Trzynadlowski, Introduccin a la electrnica de potencia modernos, Wiley
Interscience, Nueva York, 1998.
14
Inversores
Ajose R. Espinoza, Ph.D.
Adepto. Ing.. Elctrica, Of. 220
Universidad de Concepcin
Casilla 160-C, Correo 3
Concepcion, CHILE
14,1
14,2
14,3
Introduccin ................................................. ..................................... 225
Inversores monofsicos fuente de tensin ............................................ ........ 227
14.2.1 Half-puente VSI 14.2.2 puente completo VSI
Inversores trifsicos fuente de tensin ............................................ ......... 235
14.3.1 sinusoidal PWM 14.3.2 onda cuadrada Operacin de VSI trifsico
14.3.3 Eliminacin selectiva de armnicos en el VSI trifsico 14.3.4 El espacio-Vector-Basado
Tcnicas de Modulacin 14.3.5 Enlace de CC actual en VSI trifsico 14.3.6 Fase de carga
Tensiones en VSI trifsico
14,4 Los inversores actuales Fuente ............................................... ....................... 241
14.4.1 carrier-based PWM Tcnicas de CSI 14.4.2 onda cuadrada operacin de tres-
Fase CSI 14.4.3 Eliminacin selectiva de armnicos en trifsico CSI 14.4.4 espacio
Las tcnicas basadas en vectores de modulacin en los CSI 14.4.5 Tensin de CC en trifsicos de CSI
14,5 En lazo cerrado de inversores ............................................ .......... 250
14.5.1 Tcnicas Feedforward en conversin de potencia 14.5.2 Tcnicas Feedforward
Inversores en la fuente de corriente 14.5.3 Tcnicas de Comentarios en conversin de potencia
14.5.4 Tcnicas de Comentarios en convertidores fuente de corriente
14,6
14,7
14,8
La regeneracin de Inversores ............................................... ...................... 256
14.6.1 Motor modo de operacin en el VSI trifsico 14.6.2 Modo de funcionamiento regenerativo
en el VSI trifsico 14.6.3 Modo de funcionamiento Regenerativa trifsico CSI
Los inversores de varias etapas ................................................ ............................. 260
14.7.1 Multicell Topologas 14.7.2 multinivel Topologas
Agradecimientos ................................................. .............................. 267
Referencias ................................................. ......................................... 267
14.1 Introduccin
El objetivo principal de los convertidores estticos de potencia es
producir un
Forma de onda a la salida de una fuente de alimentacin de corriente
continua. Estos son el
tipos de formas de onda necesarias en variadores de velocidad
(TEA), sistemas de alimentacin ininterrumpida (UPS), static var
compensadores, activos ltros , exibles de corriente alterna de
transmisin de los sistemas de
(Hechos) y compensadores de tensin, que son slo unos pocos
aplicaciones. Para sinusoidales salidas de corriente alterna, la magnitud,
la frecuencia y la fase debera ser controlable. De acuerdo con
el tipo de forma de onda de salida de corriente alterna, estas topologas
pueden ser
considerados como inversores fuente de tensin (VSI), donde los
controlado independientemente de salida de corriente alterna es una
forma de onda de tensin.
Estas estructuras son los ms ampliamente utilizados debido a que
Derechos de autor #2001 por Academic Press.
Todos los derechos de reproduccin en cualquier forma
reservada.
naturalmente se comportan como fuentes de tensin como es requerido
por muchos
aplicaciones industriales, tales como variadores de velocidad
(TEA), que son la aplicacin ms popular de los inversores;
vase la fig. 14.1a. Del mismo modo, estas topologas se puede
encontrar como
inversores de corriente de fuente (CSIS), donde el independiente
control de salida de corriente alterna es una forma de onda actual. Estas
estructuras
todava se utiliza ampliamente en medio voltaje aplicaciones industriales,
donde alta calidad formas de onda de tensin se requieren.
Los convertidores estticos de potencia, SPECI camente inversores,
son
construido a partir de interruptores de alimentacin y las formas de onda
de corriente alterna de salida
por lo tanto se compone de valores discretos. Esto conduce a la
generacin de formas de onda que muestran transiciones rpidas en
lugar
que las lisas. Por ejemplo, el voltaje de salida de corriente alterna
producido por el VSI de un TEA es un estndar de tres niveles
225
226 J. Espinoza
FIGURA 14.1 Un estndar de velocidad ajustable esquema de accionamiento y formas de onda asociada: (a) la topologa de conversin de energa elctrica,
(b) la entrada ideal
(Corriente alterna) y salida (carga) formas de onda, y (c) formas de onda de la entrada real (toma de corriente alterna) y salida (carga).
onda (Fig. 14.1c). Aunque esta forma de onda no es Sin-
soidal como se esperaba (Fig. 14.1b), su componente fundamental
se comporta como tal. Este comportamiento debe ser garantizada por un
tcnica de modulacin que controla la cantidad de tiempo y
la secuencia utilizada para cambiar las vlvulas de encender y apagar.
La
tcnicas de modulacin ms utilizados son el soporte basado en
tecnologa
nique (por ejemplo, sinusoidal modulacin amplitud de pulso, MASP), el
el espacio vectorial (SV), tcnica, y el selectivo-armnica-elim
minacin (SHE) tcnica.
La forma discreta de las formas de onda de corriente alterna de salida
generada por
estas topologas impone restricciones bsicas de las aplicaciones
de los inversores. El VSI genera una salida de corriente alterna de forma
de onda de voltaje
compuesto de valores discretos (alta dvadt); por lo tanto, la carga
debera ser inductiva a las frecuencias armnicas con el fin de
producir una onda de corriente suave. Una carga capacitiva en el
VSI se generan grandes picos de corriente. Si este es el caso, un
inductivo ltro entre el lado de corriente alterna VSI y la carga debe ser
utilizada. Por otro lado, el CSI genera una salida de CA
onda de corriente compuesta de valores discretos (alta diadt);
por lo tanto, la carga debe ser capacitiva en la armnica
frecuencias con el fin de producir una onda de tensin suave.
Una carga inductiva en los CSI va a generar grandes picos de tensin. Si
este es el caso, un capacitiva ltro entre el lado de corriente alterna y
CSI
la carga debe ser utilizado.
Una forma de onda de tensin de tres niveles no se recomienda para
de media tensin TEA debido a la alta dvadt que se aplicara
a los terminales del motor. Varios efectos secundarios negativos de esta
enfoque han sido reportados (rodamiento y el aislamiento
problemas). Como alternativas para mejorar la salida de CA de onda
se forma en varias etapas de la VSI son topologas (multinivel y
multicelular). El principio bsico es construir el necesario CA
salida de forma de onda de varios niveles de voltaje, que alcanza
de media tensin en las formas de onda reducida dvadt. Aunque estos
topologas estn bien desarrollados en trastornos del espectro autista,
que tambin son adecuadas
compensadores estticos de VAR, los activos ltros , y la tensin de
compensacin
sators. Tcnicas especializadas de modulacin han sido desarro-
desarrollado para cambiar el nmero ms alto de las vlvulas elctricas
que participan en
estas topologas. Entre otros, la compaa con sede en (MASP)
y SV-basados en tcnicas han sido, naturalmente, extendido a
estas aplicaciones.
En muchas aplicaciones, se requiere tomar energa del
el lado de CA del inversor y enviarlo de vuelta en el lado de CC. Para
ejemplo, cuando TEA necesita ya sea freno o ralentizar
el de velocidad del motor, la energa cintica se enva dentro de la
tensin de corriente continua
eslabn (Fig. 14.1a). Esto se conoce como el modo regenerativo
funcionamiento y, en contraste con el modo de motor, el enlace de
corriente continua
direccin de la corriente se invierte debido al hecho que el enlace de
corriente continua
tensin ja. Si un condensador se utiliza para mantener el enlace de
corriente continua
tensin (como en los TEA estndar) la energa sea deben ser
, disipado o alimentada de nuevo en el sistema de distribucin, de lo
contrario
la tensin del circuito de corriente continua se incrementa gradualmente.
El enfoque RST
requiere el condensador enlace de corriente continua se conecta en
paralelo con un
resistencia, que debe ser debidamente conectado solamente cuando el
energa ujos de la carga del motor en el circuito intermedio. Una mejor
alternativa es alimentar de nuevo tal energa en la distribucin
sistema. Sin embargo, esta alternativa requiere una reversible de
corriente
topologa conectado entre el sistema de distribucin y el
CC condensador de enlace. Un enfoque moderno de este requisito es
utilizar el front-end activo rectos tecnologas de ER, donde el
modo regeneracin es un modo operativo natural del sistema.
14 Inversores
CUADRO 14.1
Estado
Sest encendido y Sest
apagado
Sest encendido y Sest
apagado
sy Sson todos fuera
227
Conmutador estados para un medio puente monofsico
VSI
Estado #
1
2
3
vo
vyoa2
AVyoa2
AVyoa2
vyoa2
Componentes
La realizacin de
S
D
D
S
D
D
si io
si io
si io
si io
si io
si io
>0
<0
>0
<0
>0
<0
En este captulo, los inversores monofsicos y trifsicos, en su
alternativas de cdigo de voltaje y corriente ser revisado. La
enlace de corriente continua se supone que es una corriente continua
perfecta, ya sea de tensin o
fuente de corriente que podran jado como la tensin del circuito
intermedio en
trastornos del espectro autista estndar, o variables, como el enlace de
corriente continua en algunos
media tensin fuente de corriente. Especi camente, el Topol-
logas, tcnicas de modulacin, y los aspectos de control, orientadas a
aplicaciones estndar, se analizan. Con el fin de simplificar el
anlisis, los inversores se consideran topologas sin prdida, lo que
se compone de las vlvulas de alimentacin ideales. No obstante,
algunos
prcticos condiciones no ideales tambin se consideran.
14,2 monofsica Voltaje de la fuente
Inversores
Monofsicos inversores fuente de tensin (VSI) se puede encontrar
como
medio puente y puente completo topologas. Aunque el poder
oscilar cubren es el bajo, que son ampliamente utilizados en el poder
suministros, UPS monofsicas y en la actualidad de forma elaborada
de alta potencia de energa esttica topologas, tales como, por ejemplo,
el
multicelulares estafadores guraciones que se analizan en la Seccin
14.7. La
principales caractersticas de ambos enfoques se revisan y se present
en el siguiente.
La figura muestra las formas de onda 14,3 ideal asociado con el
de medio puente inversor mostrado en la figura. 14,2. Los estados de la
interruptores Sy Sson de nido por la tcnica de modulacin,
que en este caso es una portadora PWM basado.
14.2.1.1 El portaaviones Pulsewidth modulacin
(PWM) Tcnica
Como se mencion anteriormente, se desea que la tensin de salida de
corriente alterna
vovaN seguir una forma de onda dada (por ejemplo, sinusoidal) en un
manera continua por conmutacin adecuadamente las vlvulas de
potencia.
La compaa con sede en la tcnica PWM til ls como un requisito
ya que de NES el dentro y fuera de los estados de los interruptores de
una pierna de un
VSI comparando una seal de modulacin vc(Deseada de salida de CA
tensin) y una forma de onda triangular vD(Seal portadora). En
la prctica, cuando vc>vDel interruptor Sest encendido y el interruptor
Sest apagado, de manera similar, cuando vc<vDel interruptor Sest
apagado y el
cambiar Sest encendido.
Un caso especial es cuando la seal de modulacin vces un
"sinusoidal a la frecuencia fc y la amplitud vc,
Y el triangular
"seal vDEs a la frecuencia FDy la
amplitud vD. Este es el
PWM sinusoidal (MASP) rgimen. En este caso, la modulacin
el ndice de ma (Tambin conocida como la modulacin de amplitud
ratio) es de nido como
ma
"vc
"vD D14: 1 Tes
14.2.1 Half-puente VSI
La figura muestra la topologa de 14,2 poder de una VSI de medio
puente,
donde dos condensadores se requieren grandes para proporcionar un
neutro
punto N, De tal manera que cada condensador mantiene una tensin
constante
vyoa2. Debido a que los armnicos de corriente inyectada por la
operacin
del inversor son bajos armnicos de orden, un conjunto de grandes
condensadores (Cy C) Se requiere. Es evidente que tanto
interruptores Sy Sno puede estar en forma simultnea, porque una
cortocircuito en la fuente de tensin del circuito intermedio vyosera
producido. Hay dos de nido (estados 1 y 2) y un
unde NED (estado 3) estado del interruptor como se muestra en la
Tabla 14.1. En
Para evitar el cortocircuito a travs del bus de cc y el
unde NED condicin de salida de CA de tensin, la modulacin de
tecnologa
nica siempre redundar que en cualquier instante la parte superior o
el interruptor inferior de la pierna inversor est encendido.
y la frecuencia portadora normalizada mf (Tambin conocido como el
modulacin de frecuencia proporcin) es
mf
FD
fc
D14: 2
Figura 14,3 (e) muestran claramente que la tensin de salida de
corriente alterna
vovaN es bsicamente un forma de onda sinusoidal, ms armnicos,
qu caractersticas: (a) la amplitud de la componente fundamental
"permanente de la tensin de salida de CA vo1
satisfacer los siguientes
expresin:
""vo1 vaN 1
vyo
m
2un
D14: 3
FIGURA 14.2 Monofsico de medio puente VSI.
228 J. Espinoza
FIGURA 14.3 El medio puente VSI. Ideal formas de onda para el MASP (mun0:8, mf 9): (A) portador y las seales de modulacin, (b) cambiar SEstado, (c)
Cambiar SEstado, (d) de corriente alterna de voltaje de salida, (e) de salida de CA del espectro de tensin; (f) de salida de corriente alterna, (g) de corriente
continua; (h) del espectro de corriente continua, (i) el interruptor S
actual, (j) diodo Dactual.
se discutir ms adelante), (b) para valores impares de la normalizada
frecuencia portadora mf los armnicos en la tensin de salida de
corriente alterna
aparecen en las frecuencias normalizadas FH centrada alrededor mf y
sus mltiplos, SPECI Cally,
hFMI k
l1, 2, 3; F F F
D14: 4
alrededor de la frecuencia portadora normalizada mf y sus mltiplos,
especi automticamente,
pFMI k1
l1, 2; F F F
D14: 5
donde k2, 4, 6; F F F para l1, 3, 5; F F F , Y k1, 3, 5; F F F
para l2, 4, 6; F F F (C) la amplitud de la tensin de salida de corriente
alterna
armnicos es una funcin del ndice de modulacin ma y es
independiente de la frecuencia portadora normalizada mf para
mf >9, (d) los armnicos en el enlace de corriente continua (debido a la
modulacin) aparecen en las frecuencias normalizadas fp centrado
donde k2, 4, 6; F F F para l1, 3, 5; F F F , Y k1, 3, 5; F F F
para l2, 4, 6; F F F . Otras cuestiones importantes son: (a) para
valores pequeos de mf (MF<21), la seal portadora vDy el
seal de modulacin vcdeben estar sincronizados entre s
(MFentero), que se requiere para mantener las caractersticas anteriores,
si
este no es el caso, subarmnicos estar presente en la corriente alterna
voltaje de salida, (b) para grandes valores de mf (MF>21), el
subarmnicos son insignificantes si un PWM asncrono
14 Inversores 229
vo1 / vi
41
2
1
2
14.2.1.2 onda cuadrada tcnica de modulacin
Ambos interruptores Sy Sestn en un ciclo para la mitad de la corriente
alterna
salida de perodo. Esto es equivalente a la tcnica con MASP
uno en el ndice de modulacin nite ma . La figura 14.5 muestra la
siguientes: (a) las normalizadas de corriente alterna armnicos de voltaje
de salida
son a frecuencias h3, 5, 7, 9; F F F , Y por un enlace de corriente
continua dada
tensin, (b) la fundamental tensin alterna de salida presenta una
amplitud dada por
""vo1 vaN 1
4vyo
;
p2
D14: 6
y los armnicos disponen una amplitud dada por
"voh
"vo1
h
D14: 7
FIGURA 14.4 Fundamental componente alterna de la tensin de salida en un
medio puente VSI MASP modulada.
tcnica se utiliza, sin embargo, debido al potencial muy bajo orden
subarmnicos, su uso debe ser evitado; nalmente (c) en el
sobremodulacin regin (mun>1) algunas intersecciones entre
la portadora y la seal de modulacin se pierden, lo que conduce
a la generacin de armnicos de orden bajo, pero superior una
tensin fundamental de salida de CA se obtiene, por desgracia,
"la linealidad entre ma y vo1 logrado en la regin
lineal
La ecuacin. (14,3) no se cumple en la regin de sobremodulacin,
Adems, un efecto de saturacin se puede observar (Fig. 14,4).
La tcnica PWM permite una tensin de salida de corriente alterna
para ser
genera que rastrea la seal emitida de modulacin. Un caso especial
es la tcnica MASP (la seal de modulacin es una senoidal)
que proporciona en la regin lineal una tensin de salida de corriente
alterna que
vara linealmente como una funcin del ndice de modulacin y el
armnicos estn en as-de frecuencias y amplitudes de ned.
Estas caractersticas simplifican el diseo de los componentes de ltrado
.
Desafortunadamente, la mxima amplitud de la fundamental de corriente
alterna
voltaje es vyoa2 en este modo de funcionamiento. Los voltajes ms altos
son
obtenida mediante el uso de la regin sobremodulacin (mun>1);
Sin embargo, bajo armnicos de orden aparecen en la tensin de salida
de corriente alterna.
Valores muy grandes de que el ndice de modulacin mun>3:24) dar
lugar a
uno totalmente cuadrado de CA voltaje de salida que es considerado
como el
onda cuadrada tcnica de modulacin que se describe en el
siguiente seccin.
Se puede observar que la tensin de salida de corriente alterna no se
puede cambiar
por el inversor. Sin embargo, podra ser cambiada mediante el control
la tensin del circuito intermedio vyo. Otras tcnicas de modulacin que
son
aplicable a medio puente con guraciones (por ejemplo, la
armonizacin selectiva-
la eliminacin NIC) son revisados aqu, ya que puede ser fcilmente
ampliado para modular otras topologas.
14.2.1.3 Eliminacin selectiva de armnicos
El principal objetivo es obtener un voltaje de corriente alterna sinusoidal
de salida
forma de onda donde se puede ajustar el componente fundamental
forma arbitraria dentro de un rango y los armnicos intrnsecas seleccin
relativamente eliminado. Esto se consigue matemticamente ge-
ING en el instante exacto de la vuelta-y desactivar el poder de
vlvulas. La tensin de salida de CA cuenta con la mitad y extraa
trimestre
simetra de onda, por lo tanto, incluso armnicos no estn presentes
(Voh 0; h2, 4, 6; F F F). Adems, la tensin por fase
forma de onda (vovaN en la figura. 14,2), debe ser cortada N
veces por medio del ciclo con el fin de ajustar la fundamental y
eliminar N1 armnicos en la forma de onda de tensin alterna de
salida.
Por ejemplo, para eliminar la tercera y armnicos FTH y para
realizar el control de magnitud fundamental (N 3), la ecuacin
ciones que hay que resolver son los siguientes:
vcos1a1 Un cos1a2
cos1a3 D2 p " o1 AVyoa4
cos3a1 Un cos3a2 cos3a3 1a2
cos5a1 Un cos5a2 cos5a3 1a2
D14: 8
donde los ngulos un1, un2, y un3 son de ne como se muestra en la fig.
14.6a. Los ngulos se encuentran por medio de algoritmos iterativos
como
no hay soluciones analticas pueden ser derivadas. Los ngulos un1, un2,
y
FIGURA 14.5
espectro.
El medio puente VSI. Ideal formas de onda para la tcnica de modulacin de onda cuadrada: (a) la tensin de salida de corriente alterna, (b)
la tensin de salida de corriente alterna
230 J. Espinoza
FIGURA 14.6 El medio puente VSI. Ideal formas de onda para la tcnica de ELLA: (a) la tensin de salida de corriente alterna para la tercera y la eliminacin
FTH armnica, (b)
espectro de (a), (c) la tensin de salida de corriente alterna para tercero, FTH , y eliminacin de armnicos sptimo, (d) del espectro de (c).
"un3 se representan grficamente para diferentes valores de vo1
AVyoen la figura. 14.7a. La
expresiones generales para eliminar incluso una N1
DN A 12, 4, 6; F F F) nmero de armnicos son
2 p " o1 AVyov
1 cosak
4k = 1
k
N
?
control de magnitudes fundamentales (N 13), las ecuaciones
a resolver son:
cos1a1 Un cos1a2 cos1a3 Un cos1a4 D2 a p " o1
AVyoa4v
cos3a1 Un cos3a2 cos3a3 Un cos3a4 1a2
cos5a1 Un cos5a2 cos5a3 Un cos5a4
1a2
cos7a1 Un cos7a2 cos7a3 Un cos7a4
1a2 D14: 10
1
1 cosnak
2k = 1
k
N
? para n3, 5; F F F ;2N 1
D14: 9
donde un1, un2;F F F ;unNdebe satisfacer un1<un2<A A A <unN<
PA2. De manera similar, para eliminar un nmero impar de armnicos,
por ejemplo, la tercera, FTH y sptima, y para realizar
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
0 0.1 0.2 0.3 0.4
donde los ngulos un1;un2;un3, y un4 son de ne como se muestra en la fig.
14.6b. Los ngulos un1;un2, un3 y un4 se representan grficamente para diferentes
"valores de vo1 AVyoen la figura. 14.7b. Las expresiones generales
a
100
90
( 4
( 3
( 2
( 1
vo1 / vi
0.5
vo1 / vi
b) a)
FIGURA 14.7 Cortar los ngulos de SHE y control de la tensin fundamental en la VSI de medio puente: (a) la tercera y la eliminacin FTH armnica, (b) en
tercer lugar,
FTH, y eliminacin de armnicos sptimo.
14 Inversores 231
eliminar a un extrao N1 (N 13, 5 y 7; F F F) nmero de
armnicos estn dadas por


N
?
k = 1
N
?
k = 1
1kcosnak
1kcosnak
2p " o1 AVyov
4
1
2
para n3, 5; F F F ;2N 1
D14: 11
donde VO1 es la fundamental rms voltaje de salida de corriente alterna,
Io es el
rms la corriente de carga, Fes un factor de induccin arbitraria de
alimentacin de carga,
y Ii es el actual enlace de corriente continua que puede ser ms sim
Ed
Ii
VO1
Yo cosf
Vi o
D14: 14
14.2.2 puente completo VSI
La figura muestra la topologa de 14,8 poder de una VSI de puente
completo.
Este inversor es similar al inversor de medio puente, sin embargo, un
pierna segundo proporciona el punto neutro a la carga. Como se
esperaba,
ambos interruptores S1 Tes y S1A (o S2 y S2a) no puede estar en
al mismo tiempo debido a un cortocircuito a travs del enlace de
corriente continua
fuente de tensin vyose producira. Hay cuatro de nido
(Estados 1, 2, 3 y 4) y un unde NED (estado 5) interruptor de los
estados
como se muestra en la Tabla 14,2.
El unde condicin NED debe evitarse a fin de ser
siempre es capaz de Ning de la tensin de salida de corriente alterna.
Para
evitar el cortocircuito en el bus de CC y la unde ne ac
condicin de salida de voltaje, la tcnica de modulacin debera
garantizar que la parte superior o el interruptor inferior de cada pata es
en en cualquier instante. Se puede observar que la tensin de salida de
corriente alterna
puede tomar valores de hasta el valor de enlace de CC vyo, Que es el
doble que
obtenidos con medio puente VSI topologas.
Varias tcnicas de modulacin que se han desarrollado son
aplicable a todo el puente VSI. Entre ellos se encuentran el PWM
(Bipolares y unipolares) tcnicas.
donde un1;un2;F F F ;unNdebe satisfacer un1<un2<A A A <unN<
PA2.
Para implementar la tcnica de modulacin de ELLA, la modu-
Lator debe generar el patrn de puerta de acuerdo con el
ngulos como se muestra en la figura. 14,7. Esta tarea se realiza
normalmente
por los sistemas digitales que normalmente se almacenan los ngulos de
look-up
tablas.
14.2.1.4 Corriente DC Enlace
Los condensadores parciales se consideran parte del inversor y
por lo tanto, un balance de potencia instantnea no puede ser conside-
Ered debido a los componentes de almacenamiento de energa (Cy C).
Sin embargo, si un inversor sin prdidas se supone, la potencia media
absorbida en un perodo por la carga debe ser igual a la
potencia media suministrada por la fuente de corriente continua. Por lo
tanto, podemos escribir
T
0
vyo t ii t dt
T
0
vo t io t dt
D14: 12
donde Tes el perodo de la tensin de salida de corriente alterna. Para
una
carga inductiva y una frecuencia de conmutacin relativamente alta, el
la corriente de carga io es casi sinusoidal y por lo tanto, el nico
componente fundamental de la tensin de salida de CA proporciona
energa a la carga. Por otro lado, si la tensin del circuito de corriente
continua
permanece constante vyot Vi , La ecuacin. (14.12) puede
simplificarse Ed
T
0
1
ii t dt
Vi
Tp???p???
2VO1 sinot 2Io sinot fth dt Ii
0
D14: 13
TABLA 14.2
Estado
S1 Tes y S2a estn encendidos y S1a y S2 estn apagados
S1a y S2 estn encendidos y S1 Tes y S2a estn apagados
S1 Tes y S2 estn encendidos y S1a y S2a estn apagados
s1a y S2a estn encendidos y S1 Tes y S2 estn apagados
S1a ,S2a ,S1 Tes , Y S2 son todos fuera
FIGURA 14.8 Monofsico de puente completo VSI.
Cambiar de estado para un puente completo monofsico
VSI
Estado #
1
2
3
4
5
vaN
vyoa2
AVyoa2
vyoa2
AVyoa2
AVyoa2
vyoa2
vBN
AVyoa2
vyoa2
vyoa2
AVyoa2
vyoa2
AVyoa2
vo
vyo
AVyo
0
0
AVyo
vyo
La realizacin de los componentes
S1 Tes y S2a
D1 Tes y D2a
D1a y D2
S1a y S2
S1 Tes y D2
D1 Tes y S2
D1a y S2a
S1a y D2a
D1a y D2
D1 Tes y D2a
si
si
si
si
si
si
si
si
si
si
io
io
io
io
io
io
io
io
io
io
>0
<0
>0
<0
>0
<0
>0
<0
>0
<0
232 J. Espinoza
14.2.2.1 PWM bipolar Tcnica
Estados 1 y 2 (Tabla 14,2) se utilizan para generar la salida de CA
tensin en este enfoque. As, la tensin de salida de corriente alterna de
onda
forma cuenta con slo dos valores, que son vyoy AVyo. A
generar los estados, una tcnica basada en portador puede ser utilizado
como
en el medio puente con guraciones (Fig. 14.3), donde slo uno
seal moduladora sinusoidal se ha utilizado. Debe ser
seal que el estado en el interruptor de Sen el medio puente
corresponde a ambos interruptores S1 Tes y S2a que estn en el sobre
Estado en el guracin de puente completo CON . De manera similar,
Sen el sobre
estado en el medio puente corresponde a ambos interruptores S1A y
S2 estar en el estado en el puente completo CON guracin. Este
Se llama trastorno bipolar con base en portaaviones MASP. La tensin
de salida de corriente alterna
forma de onda en una VSI de puente completo es bsicamente una onda
sinusoidal
"forma que cuenta con un
componente fundamental de la amplitud vo1
que la satisfaccin es la expresin
""vo1 vab1 vi ma
D14: 15
aproximadamente el doble de la frecuencia portadora normalizada mf y
su
mltiplos. Especi automticamente,
hFMI k
l2; 4; F F F
D14: 17
donde k1, 3, 5; F F F y los armnicos en la corriente de enlace CC
aparecen en las frecuencias normalizadas fp en torno a dos veces el
frecuencia de la portadora normalizada mf y sus mltiplos. Especi
automticamente,
pFMI k1
l2; 4; F F F
D14: 18
donde k1, 3, 5; F F F. Esta caracterstica se considera que es un
ventaja ya que permite el uso de ltrado ms pequeo
componentes para obtener alta calidad de la tensin y corriente de onda
formas durante el uso de la frecuencia de conmutacin igual que en VSI
modulado por el enfoque bipolar.
14.2.2.3 Eliminacin selectiva de armnicos
En contraste con VSI de medio puente, este enfoque se aplica en una
por lnea de moda para todo el puente VSI. La tensin de salida de
corriente alterna
caractersticas simetra impar medio y un cuarto de onda, por lo tanto,
incluso
armnicos no estn presentes (" oh 0, h2, 4, 6; F F F). Ms-v
ms, la salida de corriente alterna de tensin de forma de onda (vovab
en la figura. 14,8),
debe figurar Npulsos por medio ciclo con el fin de ajustar el
componente fundamental y eliminar N1 armnicos. Para
ejemplo, para eliminar la tercera, FTH y armnicos sptimo
y para realizar el control magnitud fundamental (N 4), el
ecuaciones a resolver son las siguientes:
vcos1a1 Un cos1a2
cos1a3 Un cos1a4 p " o1 advyo4
cos3a1 Un cos3a2 cos3a3 Un cos3a4 0
cos5a1 Un cos5a2 cos5a3 Un cos5a4
0
cos7a1 Un cos7a2 cos7a3 Un cos7a4
0
D14: 19
donde los ngulos un1;un2;un3, y un4 son de ne como se muestra en la fig.
14.10 (a). Los ngulos un1;un2;un3, y un4 se representan grficamente para diferentes
"valores de vo1 AVyoen la figura. 14.11a. Las expresiones
generales a
eliminar una arbitraria N1 (N 13, 5 y 7; F F F) nmero de
armnicos estn dadas por


N
?
k = 1
N
?
k = 1
en la regin lineal de la tcnica de modulacin (mun1),
que es el doble que el obtenido en el VSI de medio puente. Idntico
se pueden sacar conclusiones de las frecuencias y amplitudes
de los armnicos en la tensin de salida de corriente alterna y corriente
continua enlace,
y para las operaciones en valores ms pequeos y ms grandes de
extraa mf
(Incluyendo la regin sobremodulacin (mun>1)), que en un medio-
puente VSI, pero teniendo en cuenta que el mximo de salida de CA
tensin es la tensin del circuito intermedio vyo. As, en la
sobremodulacin
"regin de la componente fundamental
de la amplitud vo1 satisfaccin es
la expresin
4
""vyo<vo1 vab1 <vyo
p
D14: 16
14.2.2.2 Tcnica PWM unipolar
En contraste con el enfoque bipolar, el PWM unipolar
tcnica utiliza los estados 1, 2, 3 y 4 (Tabla 14,2) para generar
la tensin de salida de corriente alterna. As, la tensin de salida de
corriente alterna de onda
instantnea puede tomar uno de tres valores, a saber, vyo;AVyo,
y 0. Para generar los estados, una tcnica basada en portador puede ser
utilizado como se muestra en la fig. 14.9, donde dos de modulacin
sinusoidal
seales (vcy AVc) Se utilizan. La seal vcse utiliza para generar
vaN , Y AVcse utiliza para generar vBN ; As vBN 1 de Av.aN 1.
Por otro lado, vo1 vaN 1vBN 12vaN 1, por lo
""vo1 2vaN 1ma vyo. Esto se llama unipolar portador basado
MASP.
Idnticas conclusiones se pueden extraer para la amplitud de la
componente fundamental y armnicos en la salida de CA
tensin y de corriente continua vnculo actual, y para las operaciones a
menor
y los valores ms grandes de mf , (Incluyendo la regin sobremodulacin
(Mun>1)), que en el puente completo VSI modulado por el trastorno
bipolar
MASP. Sin embargo, debido a que la fase voltajes (vaN y vBN ) Son
idntica pero 180fuera de fase, la tensin de salida
(Vovab vaN vBN ) No contienen armnicos pares.
As, si mf se toma, incluso, los armnicos en la salida de CA
tensin de aparecer en las frecuencias normalizadas impares FH
centrado
1kcosnak
?pvo1
4vyo
para n3, 5; F F F ;2N 1
D14: 20
1kcosnak 0
donde un1;un2;F F F ;unNdebe satisfacer un1<un2<A A A <unN<
PA2.
Figura 14.10c muestra un caso especial en que slo la funda-
tensin mental de salida de CA se controla. Esto se conoce como
salida de control por cancelacin de tensin, que deriva de
el hecho de que su aplicacin es fcilmente alcanzable mediante
dos con desplazamiento de fase de onda cuadrada seales de
conmutacin como se muestra en
14 Inversores 233
FIGURA 14.9 El VSI de puente completo. Ideal formas de onda para la unipolar MASP (mun0:8, mf 8): (A) portador y las seales de modulacin, (b) cambiar
S1 Tes
Estado, (c) Interruptor S2 estado, (d) de corriente alterna de tensin de salida, (e) de salida de ca espectro tensin; (f) de salida de corriente alterna; (g)
corriente continua; (h) Espectro de corriente continua; (i)
cambiar S1 Tes actual, (j) diodo D1 Tes actual.
FIGURA 14.10 El medio puente VSI. Ideal formas de onda para la tcnica de ELLA: (a) la tensin de salida de corriente alterna para el tercero, FTH , y la
eliminacin de armnicos sptimo;
(B) espectro de (a), (c) la tensin de salida de corriente alterna para el control fundamental, (d) del espectro de (c).
234
100 100
J. Espinoza
o1 yo o1 yo
FIGURA 14.11 Cortar los ngulos de SHE y control de la tensin fundamental en la VSI de medio puente: (a) de control fundamental y en tercer lugar, FTH ,
y el sptimo
la eliminacin de armnicos, (b) el control fundamental.
Fig. 14.12. El ngulo de desplazamiento de fase se convierte en 2 un1
(fig. 14.11b).
As, la amplitud de la componente fundamental y
armnicos en la tensin de salida de corriente alterna estn dadas por
4 1
?voh vyocosha1 ;
ph
h1, 3, 5; F F F
D14: 21
14.2.2.4 Corriente DC Enlace
Debido al hecho de que el inversor se supone sin prdidas y
construido sin los componentes de almacenamiento de energa, la
instantaneidad
equilibrio de poder nea indica que
vyo t ii t vo t io t
D14: 23
Tambin se puede observar en la figura. 14.12c que para un10
cuadrados
operacin de onda se logra. En este caso, la fundamental de corriente
alterna
voltaje de salida est dada por
4
?vo1 vyo
p
D14: 22
Para cargas inductivas y de frecuencias de conmutacin relativamente
altos,
la corriente de carga io es casi sinusoidal. Como RST aproximacin
cin, la tensin de salida de corriente alterna puede considerarse
tambin sinusoidal.
Por otro lado, si la tensin del circuito de corriente continua se mantiene
constante
vyot Vi , La ecuacin. (14.23) puede simplificarse Ed
ii t
p???1p???
2VO1 sinot 2Io sinot fth
Vi
D14: 24
donde la tensin de carga fundamental puede ser controlado por el
la manipulacin de la tensin del circuito intermedio.
FIGURA 14.12 El VSI de puente completo. Ideal para el control de formas de onda de salida por la cancelacin de tensin: (a) cambiar S1 Tes Estado, (b)
cambiar S2 Estado, (c) ac
voltaje de salida, (d) de salida de ca espectro de voltaje.
14 Inversores 235
donde VO1 es la fundamental rms voltaje de salida de corriente alterna,
Io es el
rms la corriente de carga, y Fes un poder arbitrario carga inductiva
factor. Por lo tanto, el enlace de corriente continua puede ser ms sim
Ed
ii t
Vo1V
Io cosf o1 Io cos2ot fth
ViVi
D14: 25
La expresin anterior pone de manifiesto una cuestin importante, es
decir,
la presencia de un gran segundo orden armnico en el enlace de
corriente continua
actual (su amplitud es similar al enlace corriente continua). Este
segundo armnico se inyecta de nuevo en la fuente de voltaje de
corriente continua,
por tanto, su diseo debe considerar con el fin de garantizar una
casi constante Tensin del circuito intermedio. En trminos prcticos, el
DC
fuente de tensin es necesaria para ofrecer grandes cantidades de
Capaci-
tancia, que es costoso y el espacio demandas, tanto indeseable
caractersticas, sobre todo en medio de los suministros de alta potencia.
FIGURA 14.13 Trifsico VSI topologa.
14.3 de la tensin trifsica Fuente
Inversores
Monofsico VSI cubrir la gama baja y aplicaciones de la energa
trifsicos VSI cubrir el mediano y alto poder de aplicacin
ciones. El propsito principal de estas topologas es proporcionar un
trifsico voltaje de la fuente, donde la amplitud, fase, y
frecuencia de los voltajes siempre debe ser controlable.
Aunque la mayora de las aplicaciones requieren de tensin senoidal
formas de onda (por ejemplo, trastornos del espectro autista, UPS,
Hechos, compensadores de VAR),
tensiones arbitrarias tambin son necesarios en algunos pases
emergentes aplicacin
ciones (por ejemplo, activos ltros , compensadores de voltaje).
El estndar de tres fases VSI topologa se muestra en la fig.
14,13 y los ocho estados vlidos del interruptor se dan en la Tabla 14,3.
Al igual que en una sola fase VSI, los interruptores de cualquier pierna
del inversor
(S1 y S4, S3 y S6, o S5 y S2) no se puede activar
simultneamente, porque esto dara lugar a un cortocircuito
a travs de la fuente de tensin continua enlace. De manera similar, a fin
de evitar
unde NED estados de la VSI, y por lo tanto unde ne la lnea de
salida de corriente alterna
tensiones, los interruptores de cualquier rama del inversor no puede ser
desconecta simultneamente como esto dar como resultado tensiones
que
depender de la polaridad de la lnea actual respectiva.
De los ocho estados vlidos, dos de ellos (7 y 8 en la Tabla 14,3)
producen cero tensiones de lnea de corriente alterna. En este caso, la
lnea de CA corrientes
rueda libre a travs de cualquiera de los componentes superiores o
inferiores. La
TABLA 14.3
Estado
S1,
S2,
S3,
S4,
S5,
S6,
S1,
S4,
S2,
S3,
S4,
S5,
S6,
S1,
S3,
S6,
y
y
y
y
y
y
y
y
S6
S1
S2
S3
S4
S5
S5
S2
son
son
son
son
son
son
son
son
en
en
en
en
en
en
en
en
y
y
y
y
y
y
y
y
S4,
S5,
S6,
S1,
S2,
S3,
S4,
S1,
S5,
S6,
S1,
S2,
S3,
S4,
S6,
S3,
y
y
y
y
y
y
y
y
S3
S4
S5
S6
S1
S2
S2
S5
son
son
son
son
son
son
son
son
de
de
de
de
de
de
de
de
los estados restantes (1 a 6 en la tabla 14.3) producen distinto de cero
de corriente alterna
tensiones de salida. Con el fin de generar un voltaje dado de onda
forma, el inversor se mueve de un estado a otro. As, el
resultantes voltajes de salida de lnea consistir en valores discretos de
tensiones que son vyo, 0, y AVyopara la topologa que se muestra en la
fig.
14.13. La seleccin de los estados a fin de generar la propuesta
forma de onda se realiza mediante la tcnica de modulacin que debe
garantizar el uso de slo los estados vlidos.
14.3.1 sinusoidal PWM
Esta es una extensin de la presentacin de una sola fase VSI.
En este caso, y con el fin de producir 120fuera de la fase de carga
voltajes, tres seales de modulacin que son 120fuera de fase son
utilizada. Figura 14,14 muestra las formas de onda ideal de tres fases
VSI MASP. Con el fin de utilizar una sola seal portadora y preservar
las caractersticas de la tcnica PWM, el portador normalizado
frecuencia mf debe ser un mltiplo impar de 3. As, todas las fases
voltajes (vaN ,vBN , Y vcN ) Son idnticas, pero 120desfasado
sin armnicos pares, y ello, a frecuencias armnicas unos
mltiplo de 3 son idnticos en amplitud y fase en todos
fases. Por ejemplo, si el noveno armnico en fase aN es
?vaN 9t v9 sin9ot
el noveno armnico en fase BN ser
?vBN 9t v9 sin9ot 120
?v9 sin9ot 1080
?v9 sin9ot
D14: 27
D14: 26
Valild interruptor de estados para un VSI trifsico
Estado #
1
2
3
4
5
6
7
8
vab
vyo
0
AVyo
AVyo
0
vyo
0
0
vbc
0
vyo
vyo
0
AVyo
AVyo
0
0
vCalifornia
AVyo
AVyo
0
vyo
vyo
0
0
0
Espacio Vectorial
V1
V2
V3
V4
V5
V6
V7
V8
1j0: 577
J1: 155
A1 j0: 577
de A1 a j0: 577
aj1: 155
1j0: 577
0
0
236 J. Espinoza
FIGURA 14.14 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para el MASP (mun0:8, mf 9): (A) portador y las seales de modulacin, (b) cambiar S1Estado, (c)
cambiar S3Estado, (d) de corriente alterna de voltaje de salida, (e) de salida de CA del espectro de tensin; (f) de salida de corriente alterna, (g) de corriente
continua; (h) del espectro de corriente continua, (i) el interruptor S1
actual, (j) diodo D1actual.
Por lo tanto, la salida de corriente alterna de voltaje de lnea vab vaN
vBN no se
contener el noveno armnico. Por lo tanto, para mltiplo impar de
3 valores de la frecuencia portadora normalizada mf , Los armnicos
en la tensin de salida de corriente alterna aparecen en las frecuencias
normalizadas FH
centrada alrededor mf y sus mltiplos, SPECI automticamente, en
hFMI k
l1, 2; F F F
D14: 28
Para la corriente de carga casi sinusoidal de corriente alterna, los
armnicos en la corriente continua
actual enlace a frecuencias son dadas por
hFMI k1
l1, 2; F F F
D14: 29
donde l1, 3, 5; F F F para k2, 4, 6; F F F , Y l2; 4; F F F para
k1; 5; 7; F F F , De tal manera que hno es un mltiplo de 3. Por lo
tanto,
los armnicos ser a mf 2, mf 4; F F F , 2mF1,
2mf 5; F F F , 3mF2, 3 mF4; F F F , 4 mF1, 4 millonesF5; F F F
.
donde l0, 2, 4; F F F para k1; 5; 7; F F F , Y l1, 3, 5; F F F
para k2, 4, 6; F F F , De tal manera que hlmf kes positiva y no
un mltiplo de 3. Por ejemplo, la fig. 14.14h muestra la sexta
armnica (h 6), que es debido a h19216.
Las conclusiones idnticas se pueden extraer para la operacin en
valores pequeos y grandes de mf como para la con una sola fase G-
urations. Sin embargo, debido a la amplitud mxima de la
voltaje de fase fundamental en la regin lineal (mun1) es
14 Inversores 237
vyoa2, la mxima amplitud de la fundamental de salida de ca
p???
?voltaje de lnea es vab1 3vyoa2. Por lo tanto, se puede
escribir
?vab1
p??? v
ma 3yo;
2
0<ma 1 D14: 30
que son inversamente proporcionales a su orden armnico (Fig.
14.15d). Sus amplitudes son
?vABH
1 4 p??? vyo
3
hp2
D14: 33
Para aumentar an ms la amplitud de la tensin de carga, el
?amplitud de la seal moduladora vcse puede
hacer mayor
?que la amplitud de la seal portadora vD, Lo
que conduce a
sobremodulacin. La relacin entre la amplitud de
fundamental de la salida de corriente alterna de voltaje de lnea y la
tensin del circuito intermedio
se convierte en no lineal como en una sola fase VSI. As, en el
regin de sobremodulacin, la lnea de tensiones en el rango
p??? vyo4p??? vyo
???33 <vab1 vBC1 vca1 <
22p
14.3.3 Eliminacin selectiva de armnicos en la
Trifsico VSI
Al igual que en una sola fase VSI, el SHE tcnica se puede aplicar a
trifsico VSI. En este caso, las vlvulas de potencia de cada pata de
el inversor se conmutan a fin de eliminar un nmero dado de
armnicos y para controlar la fase fundamental-voltaje
amplitud. Teniendo en cuenta que en muchas aplicaciones requieren el
tensiones de lnea de salida debe ser equilibrada y 120fuera de fase,
los armnicos mltiples de tres (h 3, 9, 15; F F F), que
podran estar presentes en las tensiones de fase (vaN ,vBN , Y vcN ),
no estarn presentes en las tensiones de carga (vab ,vbc , Y vCalifornia ).
Por lo tanto, estos armnicos no estn obligados a ser eliminado,
por lo tanto los ngulos de cortar se utilizan para eliminar slo el
armnicos a frecuencias h5, 7, 11, 13; F F F como se requiere.
Las expresiones para eliminar un nmero determinado de armnicos
son los mismos que los utilizados en inversores monofsicos. Para
ejemplo, para eliminar la FTH y sptimo y armnicos
realizar el control de magnitud fundamental (N 3), la ecuacin
ciones que hay que resolver son
vcos1a1 Un cos1a2
cos1a3 D2 p? aN 1AVyoa4
cos5a1 Un cos5a2 cos5a3 1a2
cos7a1 Un cos7a2 cos7a3 1a2
D14: 34
D14: 31
14.3.2 onda cuadrada operacin de tres fases
VSI
Los valores grandes de ma en la tcnica de conducir a la completa
MASP
sobremodulacin. Esto se conoce como onda cuadrada como operacin
ilustrado en la figura. 14,15, donde las vlvulas de alimentacin estn en
para
180. En este modo de funcionamiento, el VSI no puede controlar la carga
tensin, excepto por medio de la tensin del circuito intermedio vyo. Esto
se basa
fundamental en la lnea de CA voltaje de expresin
?vab1
4p??? vyo
3
2p
D14: 32
La lnea de corriente alterna de voltaje de salida contiene los armnicos
FH , Donde
h6k1 (k 1, 2, 3; F F F ) Y cuentan con amplitudes
donde los ngulos un1, un2, y un3 son de ne como se muestra en la fig.
14.16a y se representan en la figura. 14.17. La figura 14.16b muestra
que el
novena tercera, fteenth, F F F armnicos estn presentes en el
tensiones de fase, sin embargo, no se encuentran en las tensiones de
lnea (fig.
14.16d).
FIGURA 14.15
espectro.
El VSI trifsico. De onda cuadrada operacin: (a) cambiar S1Estado, (b) cambiar S3Estado, (c) la tensin de salida de corriente alterna, (d) de
corriente alterna de tensin de salida
238 J. Espinoza
FIGURA 14.16 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para la tcnica de ELLA: (a) la tensin de fase vaN para la FTH y la eliminacin de armnicos sptimo;
(B) espectro de (a); voltaje de la lnea (c) vab para FTH y eliminacin sptima armnica, (d) del espectro de (c).
14.3.4 espacio vectorial basado en modulacin
Tcnicas
En la actualidad, las estrategias de control se implementan en formato
digital
sistemas y tcnicas de modulacin digital son por lo tanto tambin
disponible. La tcnica de modulacin de SV-basado es un dispositivo
digital
tcnica en la que el objetivo es generar carga PWM
tensiones de lnea que son en promedio igual a la lnea determinada
carga
tensiones. Esto se hace en cada perodo de muestreo por correctamente
seleccionar los estados interruptor de los vlidos de la VSI (Tabla
14,3) y mediante el clculo apropiado del perodo de veces que son
utilizada. La seleccin y los tiempos de clculo se basa en el
espacio-vector de transformacin.
14.3.4.1 Espacio-vector de transformacin
Cualquier conjunto de tres fases de las variables que se suman a cero
en el
estacionario abc marco se puede representar en un plano complejo por
un vector complejo que contiene un verdadero (a) y un imaginario (b)
componente. Por ejemplo, el vector de lnea trifsica-
seales de modulacin ?vc?abc ?vCalifornia vcb vcc ?Tpuede ser
representado
por el vector complejo Vc ?vc?ab ?vCalifornia vcb ?Tpor medio de
la transformacin siguiente:
2
vCalifornia ?vCalifornia 0:5 dvcb vcc ?
3
p???
3
dv vcc vcb
3cb
D14: 35
D14: 36
Si las seales de la lnea de la modulacin ?vc?abc son tres equilibrada
?formas de onda sinusoidal que cuentan
con una amplitud vcy un
frecuencia angular O, las seales resultantes de modulacin en el
ab bastidor estacionario Vc ?vc?ab convertirse en un vector de jo
?mdulo vc, Que gira a una frecuencia o(Fig. 14.18). Simi-
particularmente, la transformacin SV se aplica a las tensiones de lnea
de
vc
3camioneta 1 / vi
FIGURA 14.17 ngulos de cortar para ELLA y la tensin fundamental
control de VSI de tres fases: FTH y la eliminacin de armnicos sptimo.
FIGURA 14.18 La representacin del espacio-vector.
14 Inversores 239
los ocho estados de la VSI normalizados con respecto a vyo(Tabla
14,3), que genera los vectores espaciales ocho (Vyo,
yo1, 2; F F F ;8) en la figura. 14.18. Como se esperaba, V1 a V6 son
NULL vectores de tensin de lnea y V7 y V8 son de lnea nula
vectores de tensin.
El objetivo de la tcnica SV es aproximar el
la lnea de la modulacin de la seal del espacio Vc con los ocho
vectores espaciales
(Vyo,yo1, 2; F F F ;8) disponibles en VSI. Sin embargo, si la modu-
lando la seal Vc por la que se est entre los vectores arbitrarios Vyoy
Vi1 , Slo una aproximacin de dos vectores distintos de cero (Vyoy Vi1 )
Y
un cero SV (VzV7 o V8) debe ser utilizado. As, el
tensin mxima de la lnea de carga es mxima y la conmutacin
frecuencia se reduce al mnimo. Para asegurarse de que el voltaje
generado
en un perodo de muestreo T (Formado por las tensiones previstas
por los vectores Vyo,Vi1 , Y Vzutilizada durante los tiempos Ti ,Ti1 , Y
Tz ) Es en promedio igual al vector Vc, La siguiente
expresin debe contener:
Vc T VyoTi Vi1 Ti1 VzTz D14: 37
frecuencia de conmutacin. Aunque no hay una sistemtica
enfoque para generar una secuencia de SV, una representacin grfica-
cin muestra que la secuencia Vyo,Vi1 ,Vz(Donde Vzes
alternativamente elegido entre V7 y V8) ofrece rendimiento de alta-
Mance en trminos de minimizar los armnicos no deseados y
reducir la frecuencia de conmutacin.
14.3.4.3 La frecuencia de muestreo normalizado
La frecuencia de la portadora normalizada mf en tres fases portadora
tcnicas basadas PWM es elegido para ser un nmero entero impar
mltiplo de 3 (mF3n, n 1, 3, 5; F F F). As, es posible
para minimizar los armnicos parsitas o no intrnseco en el PWM
formas de onda. Un enfoque similar puede ser utilizado en la SVM
tcnica para minimizar los armnicos no caractersticos. Por lo tanto,
Se encontr que la frecuencia de muestreo normalizado fsn debe ser
un mltiplo entero de 6. Esto es debido al hecho de que para
producen tensiones simtricas de lnea, todos los sectores (de un total
de 6)
debe utilizarse igualmente en un perodo. Como un ejemplo, la fig.
14,19 muestra las formas de onda pertinentes de una SVM VSI para fsn
18
?y vc0:8. Figura 14.19 CON eficaz que la RST conjunto de
armnicos relevantes en el voltaje de la lnea de carga se encuentran en
fsn , Que
es tambin la frecuencia de conmutacin.
La solucin de las partes real e imaginaria de la ecuacin. (14.37)
para una tensin de lnea de carga que cuenta con una amplitud limitada
a
?0vc1 da
?Ti T vcsinpa3
?Ti1 T vcsiny
Tz T Ti Ti1
D14: 38
D14: 39
D14: 40
14.3.5 Enlace de CC actual en VSI trifsico
Debido al hecho de que el inversor se supone que es sin prdidas y
construido sin los componentes de almacenamiento de energa, la
instantaneidad
equilibrio de poder nea indica que
vyo t ii t vab t ia t vbc t ib t vCalifornia t
IC t
D14: 41
donde ia t, ib t, y IC t son las corrientes de carga de fase como
se muestra en la fig. 14.20. Si la carga es equilibrada e inductivo, y
una frecuencia de conmutacin relativamente alta se utiliza, las
corrientes de carga
convertirse en formas de onda casi sinusoidal equilibrado. Por el otro
mano, si las tensiones de salida de corriente alterna se consideran
sinusoidal y
la tensin del circuito de corriente continua se supone constante vyot
Vi , La ecuacin. (14.41)
puede simplificarse Ed
WV p???p???
bb 2Vsinot 2Io sinot fthun
p???1`p??? o1
ii t 2Vsinot 120 2Io sinot 120 fth
bp???Vi bp??? o1YX
2VO1 sinot 2402Io sinot 240fth
D14: 42
donde VO1 es la fundamental RMS de salida de CA voltaje de lnea, Io
es
el valor eficaz de la carga de la fase actual, y Fes una arbitraria inductivo
el factor de carga de alimentacin. Por lo tanto, la expresin enlace
corriente continua puede ser
simplifica an ms Ed
ii t 3
p??? VVo1
Io cosf 3o1 Il cosf
ViVi
D14: 43
Las expresiones anteriores indican que el mximo
fundamental de la amplitud de voltaje de lnea es la unidad como 0 y
PA3.
Esto es una ventaja sobre la tcnica que logra SPWM
p
3a2 una mxima fundamental de la lnea de tensin de amplitud en la
regin de operacin lineal. Aunque, la tcnica de SVM selecciona
los vectores para ser utilizados y sus tiempos en los respectivos, los
secuencia en la que se utilizan, la seleccin del cero
espacio vectorial, y la frecuencia normalizada muestreado permanecen
indeterminado.
Por ejemplo, si la modulacin de voltaje de lnea vector es en
sector 1 (fig. 14.18), los vectores V1, V2, y Vzdebe ser
utilizado dentro de un perodo de muestreo por intervalos dados por T1,
T2,
y Tz , Respectivamente. La pregunta que queda es si
la secuencia de (i) V1V2Vz, (Ii) VzV1V2Vz,
(Iii) VzV1V2V1Vz, (Iv) VzV1V2Vz
V2V1Vz, O cualquier otra secuencia debe ser realmente
utilizada. Finalmente, la tcnica no indica si Vz
debe ser V7, V8, o una combinacin de ambos.
14.3.4.2 Vector Space-Secuencias y Cero
El espacio vectorial de Seleccin
La secuencia que se utilice deber garantizar las tensiones de lnea de
carga que
caracterstica de cuarto de onda simetra con el fin de reducir no
deseado
armnicos en sus espectros (los armnicos pares). Adems, el
cero seleccin SV se debe hacer a fin de reducir el
240 J. Espinoza
FIGURA 14.19 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para el espacio de modulacin vectorial (? c0:8, fsn 18): (A) las seales de modulacin, (b) cambiar
S1del Estado;v
(C) cambia S3Estado, (d) de corriente alterna de voltaje de salida, (e) de salida de CA del espectro de tensin; (f) de salida de corriente alterna, (g) de corriente
continua; (h) del espectro de corriente continua, (i) el interruptor S1
actual, (j) diodo D1actual.
p???
donde Illinois Io es la lnea de carga de corriente eficaz. La corriente
continua que resulta
la expresin de enlace actual indica que en virtud armnica libre
tensiones de carga, slo una corriente continua limpia se debe esperar
en el
bus de corriente continua y, en comparacin con una sola fase VSI, no
hay
presencia de segundo armnico. Sin embargo, como la lnea de carga de
corriente alterna
voltajes contienen armnicos de todo el muestreo normalizado
frecuencia fsn, La corriente del circuito intermedio contendr armnicos,
pero
en torno a fsn como se muestra en la fig. 14.19h.
14.3.6 Fase de carga Tensiones en VSI trifsico
FIGURA 14.20
cargar.
Fase de carga de las corrientes de definicin en un delta-
conectado
La carga es a veces conectado en estrella y la carga de fase
tensiones vun ,vbn , Y vcn puede ser necesario (Fig. 14.21). A
14 Inversores 241
que no es singular y por lo tanto
P
TU T
Rvbn SR0
vcn1
P
FIGURA 14.21
cargar.
Fase de carga-tensin de definicin de una estrella-conectado
vun
Q P
1 A1
1
1
2
1T
RA1
3
A1
UU T
A1 S R vbc S
01
QPQ
1 1vab
UTU
1 1 SR vbc S
A2 10
0
QA1 P
vab
Q
D14: 47
obtencin de las mismas, se debe considerar que la lnea de tensin
vector es
P Q PQ
vun vbnvab
Rvbc SRvbn vcn S
vCaliforniavcn vun
que puede ser ms sim Ed
PQ
2vun
1R
Rvbn S A1
3
A1vcn
P Q
!1
vab
1S
vbc
A2
D14: 48
D14: 44
que puede ser escrita como una funcin del vector de fase de voltaje
?vun vbn vcn ?Tcomo,
Q P
1vab
Rvbc SR0
vCaliforniaA1
P
A1
1
0
QPQ
0vun
A1 SR vbn S
vcn1
D14: 45
La expresin nal para las tensiones de carga de fase es slo un
funcin de vab y vbc , Que es debido al hecho de que la ltima fila de
La ecuacin. (14.45) es elegida para ser nicos. La figura muestra el
14,22
lnea y de fase voltajes obtenidos con la ecuacin. (14,48).
14.4 Los inversores fuente de corriente
El objetivo principal de estos convertidores estticos de potencia es
producir formas de onda de corriente alterna corriente de salida de una
corriente continua
fuente de alimentacin. Para salidas de corriente alterna sinusoidal, su
magnitud,
la frecuencia y la fase debera ser controlable. Debido al hecho
que la lnea de CA corrientes IOA ,IOB , Y COI (Fig. 14.23) caracterstica
de alta
diadt, un ltro capacitiva debe estar conectado a la corriente alterna
terminales en las aplicaciones de carga inductiva (tales como trastornos
del espectro autista).
Por lo tanto, las tensiones de carga casi sinusoidales que se generan
justifica es el uso de estas topologas de media tensin industrial
aplicaciones de prueba, donde de alta calidad son las formas de onda de
tensin
necesario. Aunque una sola fase puede CSI de la misma manera como
trifsico CSI topologas se desarrollar bajo principios similares-
cipios, slo tres aplicaciones de fase son de uso prctico y
se analizan en el siguiente.
Con el fin de puerta correctamente los interruptores de alimentacin de
un nio de tres
fase de CSI, dos principales limitaciones siempre se deben cumplir: (a) la
lado de corriente alterna es principalmente capacitiva, por lo tanto, no
debe ser de corta
circuito, lo que implica que, a lo sumo un interruptor superior (1, 3, o
5 (fig. 14.23)) y un interruptor de fondo (4, 6, o 2 (fig. 14.23))
La expresin (14.45) representa un sistema lineal, donde el
incgnita es el vector ?vun vbn vcn ?T. Desafortunadamente,
el sistema es singular, como las filas suman cero (tensiones de lnea
aadir hasta cero), por lo tanto, las tensiones de carga de fase no puede
ser
obtenerse a travs de inversin de la matriz. Sin embargo, si la fase de
carga
tensiones suman cero, la ecuacin. (14.45) se puede reescribir como
Q P
1vab
Rvbc SR0
01
P
A1
1
1
QPQ
0vun
A1 SR vbn S
1vcn
D14: 46
FIGURA 14.22 El VSI trifsico. Line-y la fase de carga de tensiones:
(A) la lnea de tensin de carga vab (B) la fase de carga de tensin vun .
FIGURA 14.23 Trifsico CSI topologa.
242
TABLA 14.4
Estado
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S1
S3
S5
y
y
y
y
y
y
y
y
y
S2
S3
S4
S5
S6
S1
S4
S6
S2
son
son
son
son
son
son
son
son
son
en
en
en
en
en
en
en
en
en
y
y
y
y
y
y
y
y
y
S3,
S4,
S5,
S6,
S1,
S2,
S2,
S1,
S6,
S4,
S5,
S6,
S1,
S2,
S3,
S3,
S2,
S1,
S5,
S6,
S1,
S2,
S3,
S4,
S5,
S4,
S3,
y
y
y
y
y
y
y
y
y
S6
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S5
S4
son
son
son
son
son
son
son
son
son
de
de
de
de
de
de
de
de
de
J. Espinoza
Los estados vlidos de cambio de un CSI de tres
fases
Estado #
1
2
3
4
5
6
7
8
9
IOA
ii
0
Aiyo
Aiyo
0
ii
0
0
0
IOB
0
ii
ii
0
Aiyo
Aiyo
0
0
0
COI
Aiyo
Aiyo
0
ii
ii
0
0
0
0
Espacio Vectorial
I1
I2
Yo3
Yo4
I5
I6
I7
I8
I9
1j0: 577
J1: 155
A1 j0: 577
de A1 a j0: 577
aj1: 155
1j0: 577
0
0
0
debe ser cerrado en cualquier momento, y (b) el bus de cc es del
fuente de corriente tipo y por lo tanto no se puede abrir, por lo tanto,
debe haber por lo menos un interruptor de la parte superior (1, 3, 5) y
una
conmutador inferior (4, 6, o 2) cerrada en todo momento. Ntese que
ambos
las limitaciones se pueden resumir diciendo que en cualquier momento,
slo un interruptor de la parte superior y un interruptor de la parte inferior
debe estar cerrado.
Hay nueve estados vlidos en tres fases CSI. Los estados 7,
8 y 9 (Tabla 14.4) producen cero corrientes de lnea de corriente alterna.
En este
caso, el DC ruedas libres, ya sea a travs de enlaces actuales de los
interruptores
S1 y S4, cambia S3 y S6, o interruptores S5 y S2. La
los estados restantes (de 1 a 6 de la Tabla 14.4) producen distinto de
cero de corriente alterna
corrientes de salida de lnea. Con el fin de generar un conjunto dado de
la lnea de CA
onda de corriente, el inversor debe pasar de un estado a
otro. As, las corrientes de lnea resultantes consisten discreta
valores de corriente, que son ii , 0, y Aiyo. La seleccin del
los estados con el fin de generar formas de onda dada es realizada por
el
tcnica de modulacin que debe garantizar el uso de slo el
estados vlidos.
FIGURA 14.24 El CSI de tres fases. Gating generador de patrones para la grabacin analgica en lnea con
base en portaaviones PWM.
14 Inversores
TABLA 14.5
(Fig. 14,24)
243
Truthtable para la etapa del generador de impulsos de conmutacin Hay varias tcnicas de modulacin que tienen que ver con la
necesidades especiales de los CSI y puede ser implementado en la
lnea.
Estas tcnicas se clasifican ed en tres categoras D (a) el
portador, (b) la eliminacin selectiva de armnicos, y la (c)
vector espacio-basados en tcnicas. Aunque son diferentes,
que generan seales de disparo que satisfacen los requisitos especiales
de
gobiernos de los CSI. Para simplificar el anlisis, un enlace de corriente
continua constante
fuente de corriente se considera (iyoIi ).
Interruptores Top
Sa1
0
0
0
0
1
1
1
1
Sa2
0
0
1
1
0
0
1
1
Sa3
0
1
0
1
0
1
0
1
Sc1
0
0
0
0
1
1
0
0
Sc3
0
0
1
0
0
0
1
0
Sc5
0
1
0
1
0
0
0
0
Cambia de fondo
Sc4
0
0
1
1
0
0
0
0
Sc6
0
1
0
0
0
1
0
0
Sc2
0
0
0
0
1
0
1
0
14.4.1 carrier-based PWM Tcnicas de CSI
Se ha demostrado que la base portadora PWM tcnicas que
Se desarrollaron inicialmente para tres fases VSI se puede extender
de tres fases CSI. El circuito mostrado en la figura. 14,24 obtiene
el patrn de puerta para un CSI a partir del patrn de puerta desarrollado
para una VSI. Como resultado, la corriente de lnea que parece ser
idntica a
la tensin de lnea en un VSI para el soporte similar, y la modulacin
seales.
Se compone de una generador de impulsos de conmutacin,
uncortocircuito de pulso
generador, uncortocircuito distribuidor de impulsos, y un conmutacin y
cortocircuito pulso combinador. El circuito bsicamente produce el
seales de disparo ?S?1FFF6 ?S1F F F S6?Tde acuerdo con un
portador yoD
y tres seales de modulacin ?yoc?abc ?yoca licitacin pblica internacional ICA
?T. Por lo tanto,
cualquier conjunto de seales de modulacin que cuando se combinan
en un resultado
sinusoidal de lnea a lnea de conjunto de seales, va a satisfacer los
requisitos-
cin de un patrn de lneas de corriente sinusoidal. Ejemplos de tal
seales de modulacin son el estndar sinusoidal, sinusoidal con
tercera inyeccin de armnicos, trapezoidal, y la banda muerta de onda
formas.
El componente RST de esta etapa (Fig. 14,24) es el conmutador-
Ing. generador de impulsos, donde las seales ?Sun?123 se generan
de acuerdo con:
@
?Sun?123
ALTA 1
BAJA 0
si ?yoc?abc >vc
de otra manera
D14: 49
que: (a) slo una pata de la CSI es un cortocircuito, ya que slo uno de
los
seales es alta en cualquier momento, y (b) existe una distribucin
uniforme
del impulso de cortocircuito, como ?Se?123 es alta para 120en cada
perodo. Esto asegura que las corrientes rms son iguales en todas las
piernas.
Figura 14,25 muestra las formas de onda correspondiente, si un
triangular
portador yoDy sinusoidales seales de modulacin ?yoc?ABC se utilizan en
combinacin con el circuito de puerta generador de patrones (fig.
14.24), lo que es MASP en CSI. Se puede observar que algunos de
las formas de onda (fig. 14,25) son idnticos a los obtenidos en
trifsico VSI, donde una tcnica SPWM se utiliza (fig.
14.14). Especi automticamente: (i) la tensin de lnea de carga (fig.
14.14d) en
el VSI es idntica a la lnea de corriente de carga (fig. 14.25d) en el
CSI, y (ii) el enlace de corriente continua (Fig. 14.14g) en el VSI es
idntica a la tensin del circuito intermedio (Fig. 14.25g) en el CSI.
Esto trae a colacin el tema de la dualidad entre los dos topologas
cuando los enfoques similares de modulacin se utilizan. Por lo tanto,
para
mltiplo impar de 3 valores de la frecuencia portadora normalizada
mf , Los armnicos en la corriente de salida de corriente alterna
aparecen en normal
frecuencias especializados FH centrada alrededor mf y sus mltiplos,
especi automticamente, en
hFMI k
l1, 2; F F F
D14: 50
Las salidas del conmutacin del generador de impulsos son las
seales
?Sc?1FFF6, que son bsicamente las seales de disparo de la CSI
sin los impulsos de cortocircuito. Estos son necesarios para la rueda libre
el actual enlace de corriente continua ii al cero las corrientes de salida de
CA son
necesario. Tabla 14.5 muestra la tabla de verdad ?Sc?1FFF6 para todos
combinaciones de sus entradas ?Sun?123. Puede verse claramente que
ms a un interruptor de la parte superior y un interruptor de fondo est
encendida, el cual
satisfactoria es la restriccin RST de la compuerta indica como se
indica
antes.
A fin de satisfacer la segunda restriccin, el pulso de cortocircuito
DSd1 Tes se genera (un cortocircuito generador de impulsos (Fig.
14.24))
cuando ninguno de los interruptores principales DSc1 Sc3 Sc5 0 o
ninguno
de los interruptores de fondo DSc4 Sc6 Sc2 0 se estn cercadas.
Entonces,
este pulso se aade (utilizando puertas OR) a slo una pierna del CSI
(Ya sea a los interruptores 1 y 4, 3 y 6, o 5 y 2) por medio
de los conmutacin y cortocircuito de pulso combinador (Fig. 14,24). La
seales generadas por el cortocircuito generador de impulsos ?Se?123
garantizar
donde l1, 3, 5; F F F para k2, 4, 6; F F F y l2; 4; F F F para
k1; 5; 7; F F F , De tal manera que hno es un mltiplo de 3. Por lo
tanto,
los armnicos ser a mf 2, mf 4; F F F , 2mF1,
2mF5; F F F , 3mF2, 3 mF4; F F F , 4 mF1, 4 millonesF5; F F F
.
Para tensiones de carga de casi sinusoidal de corriente alterna, los
armnicos en la corriente continua
tensin del circuito se encuentran en las frecuencias dadas por
hFMI k1
l1, 2; F F F
D14: 51
donde l0, 2, 4; F F F para k1; 5; 7; F F F , Y l1, 3, 5; F F F
para k2, 4, 6; F F F , De tal manera que hlmf kes positiva y no
un mltiplo de 3. Por ejemplo, la fig. 14.25h muestra la sexta
armnico dh 6, que es debido a h19216.
Idnticas conclusiones se pueden extraer para la operacin en
valores pequeos y grandes de mf de la misma manera como para tres
fase VSI CON guraciones. As, la amplitud mxima de
244 J. Espinoza
FIGURA 14.25 El CSI de tres fases. Ideal formas de onda para el MASP Mun0:8, mf 9): (A) portador y las seales de modulacin, (b) cambiar S1Estado, (c)
cambiar S3Estado, (d) de corriente alterna de salida de corriente, (e) del espectro de salida de corriente alterna, (f) la tensin de salida de corriente alterna, (g)
de tensin de corriente continua; (h) del espectro de voltaje de corriente continua, (i) el interruptor S1
actual, (j) del interruptor S1tensin.
fundamental de la salida de corriente alterna de la lnea es
?OA1 yo
por lo tanto se puede escribir
?oa1i
p???
3
mai;
2yo
p???
3ii a2 y Para probar el generador de seal de puerta de circuito (Fig.
14.24), un conjunto sinusoidal armnica tercera y la novena inyeccin
seales de modulacin cin se utilizan. La figura muestra el 14,26
formas de onda de referencia.
0<ma 1 D14: 52
Para aumentar an ms la amplitud de la corriente de carga, el
enfoque sobremodulacin puede ser utilizado. En esta regin, el
corrientes esenciales de la lnea varan en
p???p???
34 3yo<?OA1 ?OB1 ?OC1 <yo:iii
p2yo2yo
14.4.2 onda cuadrada operacin de tres fases
CSI
Como en VSI, los valores grandes de ma a la cabeza de la tcnica
MASP
sobremodulacin completo. Esto se conoce como onda cuadrada
operacin.
Figura 14,27 describe este modo de funcionamiento en un CSI de tres
fases,
donde las vlvulas de alimentacin estn en 120 para. Como se
presume, el CSI
no puede controlar la corriente de carga, salvo mediante el enlace de
corriente continua
D14: 53
14 Inversores 245
FIGURA 14.26
Figura 14,24.
Gating generador de patrones. Formas de onda de la tercera inyeccin y la novena armnica PWM (mun0:8, mf 15): como se describe en
las seales
corriente ii . Esto es debido al hecho de que la fundamental lnea de
corriente alterna
expresin actual es
?oa1i
p???
4 3
yo
p2yo
D14: 54
El tema de la dualidad entre ambos el VSI trifsico y CSI
Debe observarse especialmente en trminos de la lnea de carga de
onda
formas. El voltaje de la lnea de carga producida por un VSI es idntica a
la actual lnea de carga producida por el CSI cuando ambos estn
modulada mediante tcnicas idnticas. La seccin prxima
demostrar que esto tambin es vlido para ELLA tcnicas basadas en.
La actual lnea de CA contiene los armnicos FH , Donde
h6k1Dk 1, 2, 3; F F FTH, y cuentan con amplitudes
que son inversamente proporcionales a su orden armnico (Fig.
14.27d). Por lo tanto,
?IAH
p???
14 3
yo
hp2yo
14.4.3 Eliminacin selectiva de armnicos en la
Trifsico CSI
Las tcnicas de modulacin de SHE-basados en VSI de nir la
gating tales que un nmero dado de armnicos son seales
eliminado y es la fase fundamental-tensin de amplitud
D14: 55
246 J. Espinoza
FIGURA 14.27
espectro.
El CSI de tres fases. De onda cuadrada operacin: (a) cambiar S1Estado, (b) cambiar S3Estado, (c) la salida de corriente alterna, (d) de
corriente alterna de salida de corriente
controlada. Si las tensiones de lnea de salida requeridos estn
equilibrados
y 120fuera de fase, los ngulos troceadoras se utilizan para
eliminar slo los armnicos a frecuencias h5, 7;
11; 13; F F F como se requiere.
El circuito mostrado en la figura. 14,28 utiliza las seales de disparo
?Sun?123
desarrollado para un VSI y un conjunto de seales de sincronizacin
?yoc?ABC para
obtener las seales de disparo ?S?1FFF6 de un CSI. El sincronismo
seales ?yoc?abc son sinusoidales equilibradas que son
FIGURA 14.28 El CSI de tres fases. Gating generador de patrones de SHE PWM tcnicas.
14 Inversores 247
14.4.4 espacio vectorial basado en modulacin
Tcnicas de CSI
El objetivo del vector espacial (SV)-basado modulacin
tcnica consiste en generar PWM corrientes de lnea de carga que estn
en
igual al promedio de las corrientes de lnea de carga dadas. Esto se
realiza digitalmente
en cada perodo de muestreo seleccionando adecuadamente los estados
interruptor
de las vlidas de la CSI (Tabla 14.4) y el buen
clculo del perodo de veces que se utilizan. Como en VSI, el
clculos de seleccin y el tiempo se basan en el espacio-
vector de transformacin.
yoOA1 / ii
FIGURA 14.29 De cortar los ngulos de SHE y la corriente fundamental
de control en tres fases CSI: FTH y la eliminacin de armnicos sptimo.
sincronizada con las seales ?Sun?123 con el fin de simtricamente
distribuir el pulso cortocircuito y generar as simtrica
los patrones de activacin peridica. El circuito de la lnea asegura una
onda de corriente que
la lnea de tensiones en un VSI. Por lo tanto, cualquier nmero arbitrario
de
armnicos puede ser eliminado y actual de la lnea fundamental
puede ser controlado en CSI. Adems, los ngulos troceadoras mismos
obtenido para VSI se puede utilizar en los CSI.
Por ejemplo, para eliminar la FTH y armnicos sptimo,
los ngulos de cortar se muestra en la figura. 14,29, que son
idntico al obtenido para una VSI utilizando la ecuacin. (14,9). Figura
14.30 muestra que la formacin actual no contiene la FTH y
los armnicos sptimo como se esperaba. Por lo tanto, cualquier nmero
de
armnicos pueden ser eliminados en tres fases por medio de los CSI
el circuito (Fig. 14.28) sin la molestia de cmo satisfacer la
limita la seal de gating.
14.4.4.1 Espacio-vector de transformacin en CSI
De manera similar a VSI, el vector de lnea trifsica moduladora
seales ?yoc?abc ?yoca licitacin pblica internacional ICC ?Tpuede ser
representado por el complejo
vector Ic ?yoc?ab ?yoca licitacin pblica internacional ?Tpor medio de
ecuaciones. (14,35) y
(14,36). Para trifsico equilibrado sinusoidal moduladora
formas de onda, que cuentan con una amplitud ?cy un angularyo
frecuencia O, las seales resultantes de modulacin vectorial complejo
yo
Ic ?yoc?ab convierte en un vector de mdulo jo ?c, Que gira
a la frecuencia o(Fig. 14.31). De manera similar, la transformacin SV es
se aplica a las corrientes de lnea de los nueve estados de la CSI
normalizados con respecto a ii , Que genera nueve espacio
vectores (Iyo,yo1, 2; F F F , En la figura 9. 14,31). Como se esperaba,
Yo1 a
Yo6 son vectores no nulos de la lnea actual y Yo7, Yo8, y Yo9 son nulas
alinear los vectores de intensidad.
La tcnica de SV se aproxima a la lnea de seal moduladora
espacio vectorial Ic mediante el uso de los nueve vectores espaciales
(Iyo;yo1, 2; F F F , 9)
disponible en los CSI. Si el vector de seal de modulacin Ic es entre
los vectores arbitrarios Yoyoy Yoi1 , Entonces Yoyoy Yoi1 combinado
con un cero SV (IzYo7 o Yo8 o Yo9) se debe utilizar para
generar Ic . Para asegurar que la corriente generada en un
perodo de muestreo T (Compuestos de las corrientes proporcionadas
por
los vectores Yoyo,Yoi1 , Y Yozutilizada durante los tiempos Ti ,Ti1 , Y Tz
)
FIGURA 14.30 Las tres fases CSI ideales formas de onda para la tcnica de ELLA: (a) patrn de puerta de VSI FTH y la eliminacin de armnicos
sptimo, (b)
CSI patrn de puerta de enlace para FTH y la eliminacin de armnicos sptimo, (c) la lnea actual IOA para FTH y eliminacin sptima armnica, (d) del
espectro de (c).
248 J. Espinoza
yoc
FIGURA 14.31 La representacin del espacio-vector en los CSI.
es en promedio igual al vector Ic, Las siguientes expresiones
debe mantener:
iTi T ?csinpa3
iTi1 T ?csiny
Tz T Ti Ti1
D14: 56
D14: 57
D14: 58
para minimizar los armnicos no caractersticos. Como un ejemplo, la fig.
14.33 muestra las formas de onda se trate de un SVM CSI para fsn 18
y ?c0:8. Figura 14,33 muestra tambin que el conjunto de RSTyo
armnicos relevantes en la actual lnea de carga se encuentran en fsn .
FIGURA 14.32 Posibles transiciones de estado en el Sector que implica un2
SV cero. (A) de transicin: Yo1DYozDYo2o Yo2DYozDYo1(B) la transicin:
Yo1DYozDYo1(C) de transicin: Yo2DYozDYo2.
donde 0 ?c1. Aunque, la tcnica de SVM se selecciona elyo
vectores para ser utilizados y sus respectivos en los tiempos, la
secuencia
en el que se utilizan, la seleccin del vector espacial cero,
y la frecuencia normalizada muestreada siendo indeterminado.
14.4.4.2 Vector Space-Secuencias y Cero
El espacio vectorial de Seleccin
Aunque no existe un enfoque sistemtico para generar una SV
secuencia, una representacin grfica muestra que la secuencia
Yoyo,Yoi1 ,Yoz(Donde el elegido Yozdepende del sector)
proporciona un alto rendimiento en trminos de reducir al mnimo
deseado
armnicos y la reduccin de la frecuencia de conmutacin. Para obtener
el SV cero que minimiza la frecuencia de conmutacin, es
supone que Ic establece en el Sector . A continuacin, Fig. 14.32
muestra all2
las transiciones posibles que se podan encontrar en el Sector 2. Se
puede
Se observa que el vector cero I9 debe ser elegido para minimizar
la frecuencia de conmutacin. Tabla 14.6 ofrece un resumen de la
cero vector de espacio para ser utilizado en cada sector para
minimizar la frecuencia de conmutacin. Sin embargo, debe ser
constata que el cuadro 14.6 es vlida slo para la secuencia de
Yoyo,Yoi1 ,
Yoz. Otra secuencia requerir reformular el espacio cero-
vector algoritmo de seleccin.
14.4.4.3 La frecuencia de muestreo normalizado
Como en VSI moduladas por un enfoque espacio-vector, el normal
frecuencia de muestreo Ized fsn debe ser un mltiplo entero de 6
14.4.5 Tensin de CC en trifsicos de CSI
Un balance de potencia instantnea indica que
vyo t ii t vun t IOA t vbn t IOB t vcn t
COI t
D14: 59
donde vun t, vbn t, y vcn t son la fase voltajes ltro como
se muestra en la fig. 14.34. Si el ltro es lo suficientemente grande y
relativamente un
TABLA 14.6 Zero SV por un mnimo
frecuencia de conmutacin en el CSI y
secuencia Ii ,Ii1 ,Iz
Sector
1
2
3
4
5
6
Yoyo
I6
I1
I2
I3
I4
I5
Yoi1
I1
I2
I3
I4
I5
I6
Yoz
I7
I9
I8
I7
I9
I8
14 Inversores 249
FIGURA 14.33 El CSI de tres fases. Ideal formas de onda para el espacio vectorial de modulacin ?c0:8, fsn 18: (A) las seales de modulacin, (b) cambiar
S1Estado, (c)yo
cambiar S3Estado, (d) de corriente alterna de salida de corriente, (e) del espectro de salida de corriente alterna, (f) la tensin de salida de corriente alterna, (g)
de tensin de corriente continua; (h) del espectro de voltaje de corriente continua, (i) el interruptor S1
actual, (j) del interruptor S1tensin.
alta frecuencia de conmutacin se utiliza, las tensiones de fase se
formas de onda casi sinusoidal equilibrado. Por otro lado, si
las corrientes de salida de corriente alterna se considera sinusoidal y la
corriente continua
actual enlace se supone constante ii t Ii , La ecuacin. (14.59)
puede ser
simplifica Ed
vyot
WV p???p???
bb 2Von sinot 2Io1 sinot fth
bb
un
p???1`p???
2Vsinot 120 2Io1 sinot 120 fth
bIi bp??? enbbp???YX2Von sinot
240 2Io1 sinot 240 fth
D14: 60
FIGURA 14.34 La tensin de fase de definicin en un ltro conectado en
estrella .
250 J. Espinoza
donde Von es el valor eficaz de salida de corriente alterna de tensin de
fase, Io1 es el valor eficaz
corriente de la lnea fundamental, y Fes arbitraria ltro de carga
ngulo. Por lo tanto, el enlace de corriente continua expresin de tensin
puede ser an ms
simplifica ed a lo siguiente:
vyot 3
p??? IIo1
Von cosf 3o1 Vo cosf
IIIi
D14: 61
inversores en los siguientes, aunque se obtienen resultados similares
de una sola fase VSI.
14.5.1 Tcnicas Feedforward en voltaje
Inversores de origen
El voltaje del bus de VSI se considera generalmente como una constante
fuente de tensin vyo. Desafortunadamente, y debido al hecho de que la
mayora
aplicaciones prcticas generar la tensin de bus de corriente continua
por medio de
un diodo rectos ER (Fig. 14.35), la tensin del bus CC contiene baja
armnicos de orden, como el sexto, F XII, F F (Debido a seis impulsos
diodo rectos ERS), y la segunda si la fuente de voltaje de corriente
alterna
dispone de un desequilibrio, que es generalmente el caso. Adems,
si la carga trifsica est desequilibrado, como en las aplicaciones de
UPS,
la corriente de entrada de CC en el inversor ii Tambin contiene el
segundo
armnico, que a su vez contribuye a la generacin de una
segunda tensin armnica en el bus de CC.
El principio bsico de los enfoques feedforward es detectar
la perturbacin y luego modificar la entrada con el fin de
compensar su efecto. En este caso, el voltaje de corriente continua
enlace
debe ser detectada y si la tcnica de modulacin
Por consiguiente modi ed. Lo fundamental ab la lnea de tensin en
un SPWM VSI se puede escribir como
' p???
3vca1 t vCB1 t
vt, un
vab1 t
???2yovDvD
Y
???vD>vca1 ;vCB1
D14: 62
???donde vDes el pico de la seal portadora,
vca1 y vCB1 son el
picos de modulacin de seal, y vCalifornia t y vcb t son la modulacin-
lando seales. Si la tensin de CC vyovara en torno a un valor nominal
Vi valor, entonces la tensin de la lnea fundamental de la proporcin
vara-
?aliado, sin embargo, si el pico de la seal
portadora vDes rede ne como
???vDvDm
vyot
Vi D14: 63
p???
donde Vo 3Von es la carga rms voltaje de la lnea. El resultante
tensin del circuito intermedio de expresin indica que la RST lnea de
corriente
armnico Io1 genera una corriente continua limpia. Sin embargo, como el
corrientes de carga de lnea contienen armnicos alrededor de la
normalizada
frecuencia de muestreo fsn, La corriente enlace CC contendr
armnicos, pero en todo fsn como se muestra en la fig. 14.33h. De
manera similar,
en el carrier-based tcnicas PWM, el enlace de corriente continua se
contienen armnicos alrededor de la frecuencia portadora mf (Fig.
14.25).
En implementaciones prcticas, un CSI requiere una corriente continua
fuente que debe comportarse como una constante (como es requerido
por PWM
ICS) o variable (como los CSI de onda cuadrada) fuente de corriente. Tal
fuentes de corriente debe ser aplicado en unidades separadas y
que se describen anteriormente en este libro.
14,5 en lazo cerrado de inversores
Inversores de generar formas de onda variable de corriente alterna a
partir de una corriente continua
proveer a la alimentacin, por ejemplo, trastornos del espectro autista.
Como las condiciones de carga
usualmente cambian, las formas de onda de corriente alterna debe ser
ajustada para estos
las nuevas condiciones. Tambin, como las fuentes de alimentacin de
corriente continua no son ideales
y las cantidades de corriente continua no se jado , el inversor debe
compensar estas variaciones. Tales ajustes pueden ser
realiza automticamente por medio de un enfoque de ciclo cerrado.
Los inversores tambin proporcionan una alternativa a los cambios en la
carga
condiciones de funcionamiento (es decir, la velocidad en un TEA).
Hay dos alternativas para el funcionamiento en bucle cerrado
comentarios y los enfoques feedforward. Se sabe que el
enfoque de retroalimentacin puede compensar tanto las perturbaciones
(CC
variaciones de potencia) y las variaciones de carga (los cambios de
carga de par).
Sin embargo, la estrategia de alimentacin en avance es ms eficaz en
miti-
Ing perturbaciones, ya que evita sus efectos negativos en la carga
lado. Estas cuestiones de causa-efecto se analizan en tres fases
?donde vDm es la seal portadora de pico (fig. 14,36), entonces el
que resulta fundamental ab voltaje de lnea en un MASP VSI es
v t vt
vab1 t ca1 CB1
???vDmvDm
Y 'p???
3
V
2yo
D14: 64
FIGURA 14.35 Trifsico topologa con un diodo basado en front-end er rectos .
14 Inversores 251
FIGURA 14.36 El VSI trifsico. Tcnica de control de Feedforward
CC rechaza las variaciones de tensin de bus.
donde claramente el resultado no depende de las variaciones
de la tensin de bus de corriente continua.
Fig. 14.37 muestra las formas de onda generada por el MASP
con una variacin de tensin severa del bus de CC (un segundo
armnico
Se ha aadido manualmente a una constante Vi ). Como consecuencia,
la tensin de lnea de corriente alterna generada por el VSI est
distorsionada, ya que
contiene armnicos de orden inferior (Fig. 14.37e). Estos operativo
condiciones no puede ser aceptable en las aplicaciones estndar
tales como TEA porque la carga extraer distorsionada de tres fases
corrientes, as. El rendimiento del lazo feedforward es ilu-
trado en la figura. 14.38. Como era de esperar, la seal portadora es
modi ed
as como para compensar la variacin de la tensin de bus de CC (fig.
14.38b). Esto se probaron por el espectro de la tensin de lnea de
corriente alterna
que no contiene armnicos de orden bajo (Fig. 14.38e). Lo
???Cabe sealar que vD>vca1 ,vCB1 Por lo tanto, la
compensacin
capacidades cin estn limitados por el voltaje de la lnea de corriente
alterna requerida.
El rendimiento del enfoque anticipativo depende
de la frecuencia de los armnicos presentes en el bus de cc
voltaje y la frecuencia portadora de la seal. Afortunadamente, el
pertinentes armnicos no deseados que se encuentran en el bus de cc
tensin son el segundo debido a la tensin de alimentacin
desequilibrada,
andaor la sexta como la tensin de bus de corriente continua es
generada por medio de
un diodo de seis pulsos rectos ER. Por lo tanto, una seal portadora
con
una frecuencia de 15-PU se encuentra que es sufi ciente
adecuadamente
compensar las variaciones de corriente continua de voltaje de bus.
FIGURA 14.37 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para regular de
MASP Mun0:8, mf 9): (A) la tensin del bus de corriente continua, (b)-portador
y modulando
ales, (c) Salida de tensin alterna, (d) de salida de CA del espectro de tensin.
FIGURA 14.38 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para MASP
incluyendo un bucle anticipativo Mun0:8, mf 9): (A) portadora y modulacin
lando seales, (b) Modi portadoras ed y seales de modulacin, (c) de salida de
corriente alterna
tensin, (d) de salida de ca espectro de voltaje.
252 J. Espinoza
Cargas desequilibradas generar una entrada de corriente continua ii
que
contiene un segundo armnico, lo que contribuye a la DC
variacin de la tensin de bus. El enfoque anticipativo anterior
puede compensar tal perturbacin y mantener equilibrada
Los voltajes de carga.
Las tcnicas digitales tambin pueden ser modifi ed con el fin de
compensar-
Debe compensar las variaciones de voltaje de corriente continua de bus
por medio de una alimentacin en avance
enfoque. Por ejemplo, las tcnicas de SVM indican que el
en los tiempos de los vectores Vyo,Vi1 , Y Vzson
?Ti T vcsinpa3
?Ti1 T vcsiny
Tz T Ti Ti1
D14: 65
D14: 66
D14: 67
14.5.3 Tcnicas de Comentarios en fuente de tensin
Inversores
A diferencia del enfoque anticipativo, la retroalimentacin tcnicas
corregir la entrada al sistema (seales de disparo) dependiendo
en la desviacin de la salida al sistema (por ejemplo, la carga de
corriente alterna
corrientes de lnea en VSI). Otra diferencia importante es que
tcnicas de realimentacin necesario para detectar las variables
controladas. En
general, las variables controladas (salida al sistema) son
elegidos en funcin de los objetivos de control. Por ejemplo, en
TEA, por lo general es necesario mantener las corrientes de lnea de
motor
igual a un conjunto dado de referencias senoidales. Por lo tanto, el
variables controladas convertido en las corrientes de lnea de corriente
alterna. Hay
varias alternativas para poner en prctica tcnicas de retroalimentacin
en el VSI, los
y tres de ellos se discuten en el siguiente.
14.5.3.1 Control de histresis actual
El objetivo principal aqu es forzar a la lnea de corriente alterna para
seguir una
dado de referencia. El estado de las vlvulas de alimentacin S1 y S4 son
cambiado cada vez que el real IOA actual va ms all de un determinado
referencia IOA, ref DIA2. Figura 14,39 muestra la histresis actual
controlador para la fase una. Controladores idnticos se utilizan en fase
b
y c. La aplicacin de este controlador es simple, ya que
requiere una operacin del amplificador operacional en el modo de
histresis, por lo tanto el
controlador y modulador se combinan en una unidad.
Desgraciadamente, hay varios inconvenientes asociados con
la tcnica en s. En primer lugar, la frecuencia de conmutacin no puede
ser
predijo que en base portadora moduladores y por lo tanto el
contenido de armnicos de las tensiones de lnea de corriente alterna y
corrientes se convierte en
aleatorio (fig. 14.40d). Esto podra ser una desventaja cuando
el diseo de los componentes ltrado . En segundo lugar, como tres
fases
cargas no tienen el neutro conectado como en TEA, la carga
corrientes suman cero. Esto significa que slo dos de lnea de CA
corrientes pueden ser controlados de forma independiente en cualquier
instante dado.
Por lo tanto, uno de los controladores de histresis es redundante en una
dado tiempo. Esto explica por qu la corriente de carga va ms all del
lmites e introduce ciclos lmite (Fig. 14.40a). Por ltimo,
aunque las corrientes de carga de corriente alterna se suman a cero, los
controladores
no se puede asegurar que todas las corrientes de lnea de carga cuentan
con un cero de corriente continua
componente en un ciclo de carga.
14.5.3.2 control lineal de VSI
Controladores proporcional integral y proporcional-tambin puede
usarse en VSI. La finalidad principal es la generacin de la
seales de modulacin vCalifornia ,vcb , Y vcc en una forma de bucle cerrado
?respectivamente, donde vces la amplitud de la deseada
lnea de corriente alterna
tensin, como se muestra en la fig. 14.18. Por la Red Ning esta
cantidad de
0
???vcvcm
Vi
vyot
1 D14: 68
donde Vi es la tensin nominal del bus de CC y vyot es la real
DC tensin del bus. Por lo tanto, los tiempos en los convertido
?Ti T vcm
Vi
sinpa3
vyot
Vi
siny
vyot
D14: 69
?Ti1 T vcm
D14: 70
D14: 71 Tz T Ti Ti1
?donde vcm es el mximo deseado voltaje de lnea AC. La
expresiones de cuenta previa de las variaciones del voltaje de CC de bus
y se comportan como un bucle de alimentacin en avance como se
necesita para detectar el
perturbacin a fin de ser aplicado. El anterior
?expresiones son vlidas para la regin
lineal, por lo tanto vcse limita
?a 0 vc1, que indica que la compensacin es de hecho
limitada.
14.5.2 Tcnicas en Feedforward actual
Inversores de origen
El principio de la dualidad entre la fuente de voltaje y corriente
inversores indica que, como se ha descrito anteriormente, la-feedfor
enfoque sala puede ser utilizado para ICS, as como para VSI.
Por lo tanto, bajo armnicos de orden presentes en el bus de corriente
continua
puede ser compensada antes de que aparezcan en el lado de carga.
Esto puede hacerse por tanto analgico basado (por ejemplo, portador
basado)
y digital basados en (por ejemplo, el espacio vectorial) tcnicas de
modulacin.
FIGURA 14.39
(Fase uno).
El VSI trifsico. Histresis de control actual
14 Inversores 253
FIGURA 14.40 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para el control de histresis actual: (a) real corriente alterna de carga y de referencia, (b) del interruptor
S1Estado, (c) ac
voltaje de salida, (d) de salida de ca espectro de voltaje.
como se representa en la figura. 14.41. Las seales de modulacin
puede ser utilizado
mediante una tcnica basada en portador como el MASP (como se
representa en
Fig. 14,41) o por la modulacin de espacio vectorial. Debido a la carga
corrientes de lnea sea igual a cero, la lnea de carga de las referencias
actuales
debe ser igual a cero. As, la transformacin puede ser abcaabg
utilizado para reducir a dos controladores de la ejecucin global
esquema como el gcomponente es siempre cero. Esto evita lmite
ciclos en las corrientes de carga de CA.
La transformacin de un conjunto de variables en el estacionaria abc
marco ?x?ABC en un conjunto de variables en el fijo ab marco
?x?ab viene dada por
?x?ab
2 1

3 0
A1a2
p???
3a2
!
A1a2
p????x?abc
3a2
D14: 72th
La seleccin del controlador (P, PI, F F F ) Se realiza de acuerdo
procedimientos de control, tales como error de estado estacionario, la
sedimentacin del tiempo,
sobreimpulso, y as sucesivamente. Figura 14,42 muestra el
correspondiente
formas de onda de una SPWM VSI controlado por medio de un PI
controlador como se muestra en la fig. 14.41.
A pesar de que es culto DIF para demostrar que no son ciclos lmite
generada, la corriente de lnea de corriente alterna parece mucho
sinusoidal.
Adems, el voltaje de la lnea de corriente alterna generada por el VSI
conserva
las caractersticas de las formas de onda generada por tales SPWM
moduladores. Se trata CON rmado por el espectro de armnicos
se muestra en la fig. 14.42d, donde el conjunto RST de caracterstica
armnicos son en torno a la frecuencia de la portadora normalizada
mf 15.
Sin embargo, un error entre el real IOA y la lnea de corriente alterna
corriente de referencia IOA, ref se puede observar (Fig. 14.42a). Este
error es inherente a los controladores lineales y no puede ser totalmente
eliminado, pero puede ser minimizada mediante el aumento de la
ganancia del
el controlador. Sin embargo, el ruido en el circuito es tambin
aumentado, lo que podra deteriorar el rendimiento global
del esquema de control. La presencia inherente de error en el
este tipo de controladores es debido al hecho de que el controlador
necesita un error sinusoidal para generar la modulacin sinusoidal
seales vCalifornia ,vcb , Y vcc , Como es requerido por el modulador. No-
tanto, un error que debe existir entre lo real y la lnea de CA
referencias actuales.
No obstante, como corriente regulada VSI son en realidad la
bucles internos en las estrategias de control de muchos, sus errores
inherentes
son compensados por el bucle exterior. Este es el caso de los trastornos
del espectro autista,
donde el lazo de velocidad exterior compensa la interna actual
bucles. En general, si el bucle exterior se implementa con cc
cantidades (tales como la velocidad), se puede compensar los bucles de
corriente alterna interiores
(Tales como corrientes de lnea de corriente alterna). Si es obligatorio
que un cero estacionario
error de estado se lograr con las cantidades de corriente alterna, a
continuacin, una estacin de-
aria o la transformacin de rotacin es una alternativa vlida para su uso.
FIGURA 14.41 El VSI trifsico. Control de retroalimentacin sobre la base de los
controladores lineales.
254 J. Espinoza
FIGURA 14.42 El VSI trifsico. Ideal formas de onda para un controlador PI en un bucle de realimentacin Mun0:8, mf 15): (A) real de corriente alterna de
carga y
referencia, (b) portadora y las seales de modulacin, (c) de voltaje de salida CA, (d) de salida de ca espectro de voltaje.
14.5.3.3 control lineal de VSI en el Giro
Coordina
El directo de cuadratura de cero (DQ0) permite la transformacin de
corriente alterna
trifsicos circuitos para ser operado como si fueran circuitos de corriente
continua.
Esto se basa en una operacin matemtica que es el
transformacin de un conjunto de variables en el estacionaria abc
marco ?x?ABC en un conjunto de variables en el marco giratorio DQ0
?x?DQ0. La transformacin se da por
P
2TU
?x?DQ0 Rcosot cosot 2pa3 cosot 4pa3 S?x?abc
p???p???p???3
1a 21 bis 21 bis 2
D14: 73
donde oes la frecuencia angular de las cantidades de corriente alterna.
Para
ejemplo, el vector de corriente dada por
P
T U TU
?yo?abc Rib SRYosinot 2pa3 j S
ici sinot 4pa3 j
se convierte en el vector
P
?yo?DQ0
T U TU
RyoqSRAI sinj S
yo00
yod
Q P
Yocosj
Q
D14: 75
ia
Q P
Yosinot j
Q
D14: 74
sinot sinot 2pa3 sinot 4pa3
Q
FIGURA 14.43 El VSI trifsico. Comentarios de control basado en DQ0
transformacin.
eliminado debido a que las corrientes de lnea en el lado de carga
suman cero.
Los controladores de la figura 14,43 incluir un integrador que
genera las salidas de corriente continua adecuados mdy mq incluso si el
referencias reales y la lnea actual son idnticas. Este
asegura que el cero error de estado estacionario se alcanza. El decou-
Pling bloque en la figura. 14,43 se utiliza para eliminar la cruz-
efecto de acoplamiento generado por la transformacin DQ0 y para
permitir un diseo ms fcil de los parmetros de los controladores.
La transformacin DQ0 requiere el uso intensivo de mltiples
complicaciones y funciones trigonomtricas. Estas operaciones pueden
fcilmente se realiza por medio de microprocesadores digitales. Adems,
implementaciones analgicas de hecho estaran involucrados.
14.5.4 Tcnicas de Comentarios en fuente de corriente
Inversores
La dualidad indica que los CSI se debe controlar la forma ms equitativa
VSI, excepto que los voltajes y corrientes a ser corrientes
convertido en tensiones. As, histresis, lineal y dq lineal basado
estrategias de control son tambin aplicables a los CSI, sin embargo, el
variables controladas son las tensiones de carga en lugar de la carga
corrientes de lnea.
Por ejemplo, el control lineal de un CSI basado en un dq
transformacin se representa en la figura. 14.44. En este caso, una
pasiva
equilibrio de carga se considera. Con el fin de mostrar que estacionario
cero
donde Yoy json la amplitud y fase de la lnea
corrientes, respectivamente. Se puede observar que: (a) el cero
componente yo0 es siempre cero como las cantidades de tres fases aadir
igual a cero, y (b) los componentes de la D y Q yod, yoq son de corriente continua
cantidades. Por lo tanto, los controladores lineales debera ayudar a
lograr cero
error de estado estacionario. La estrategia de control mostrado en la
figura. 14,43 es
una alternativa donde el controlador cero componente ha sido
14 Inversores 255
FIGURA 14.44 El CSI de tres fases. Control de retroalimentacin sobre la base de DQ0
transformacin.
error de estado se logra, las ecuaciones de la fase por el convertidor de
se escriben como
d
?v? ?yoo?abc ?yol?abc
dt p abc
d
?yo? ?vp?abc R?Illinois ?abc
dt l abc
Una aproximacin RST es asumir que la desvinculacin
bloque no est all, en otras palabras, ?yoc?dq ?m?dq. Por el otro
mano, el modelo de los controladores puede ser escrito como
1
kf?VP; ref ?dq ?vp?dq g
T
t
?vp; ref ?dq ?vp?dq dt
AI
C D14: 76
?m?dq
D14: 77 L
D14: 82
donde ky Tson las ganancias proporcional e integral de
el controlador PI que se eligen para lograr una dinmica deseada
respuesta. Combinando el modelo de los controladores y el
modelo del convertidor en dq coordenadas y utilizando el
La transformada de Laplace, la siguiente relacin entre el
de referencia y los reales de la fase de carga de tensin se encuentra:
?vp?dq
'&' & '&
ii1RR
sI WYosk sI WYo
TLLC
!A1& '
iiiis
Yo?vp; ref ?dqYoTha s2Yos W kI
LCCCT
D14: 83
las corrientes de lnea de corriente alterna son de hecho impuesta por el
modulador y
que cumplan
?yoo?abc ii ?yoc?abc D14: 78
Sustitucin de la ecuacin. (14,78) en el modelo del convertidor
ecuaciones (14.76) y (14.77), mediante la transformacin DQ0
y asumiendo que los componentes de cero nula, el modelo de la con-
ter se convierte en
di1
?vp?dq AW ?vp?dq yo?yoc?dq ?yol?dq
CDTC
d1R
?yol?dq AW ?yol?dq ?vp?dq ?yol?dq
dtLL
donde Wviene dada por
0
W
o
Ao
0
!
D14: 81
D14: 79
Con el fin de demostrar que Finalmente cero error de estado
estacionario es
logrado para entradas escaln ya sea en la d o componente q del
la referencia de voltaje de carga de fase, la expresin anterior es
evaluado en s0. Esto da como resultado lo siguiente:
!A1'&' && '&
ii 1RRII
IWYo?vp; ref ?dqWYo
C TCTLL
?vp; ref ?dq D14: 84
D14: 80
?vp?dq
256 J. Espinoza
Como era de esperar, los valores reales y de referencia son idnticos.
Por ltimo, la ecuacin relacin. (14.83) es una matriz que no es
diagonal. Esto significa que tanto real y de referencia de carga
tensiones de fase estn acoplados. Con el fin de obtener una
desacoplado
control, el bloque de desacoplamiento en la figura. 14,44 debe ser
adecuadamente
elegido.
reduce la velocidad de una mquina elctrica que esto puede ser consi-
Ered una condicin transitoria. Cuesta abajo las cintas transportadoras
en la minera
aplicaciones puede ser considerado una condicin de funcionamiento
normal.
Con el fin de simplificar la notacin, se podra decir que un
inversor opera en el modo de motor cuando el poder ujos
a partir de la corriente continua al lado de corriente alterna, y en el modo
regenerativo cuando
el poder ujos de la CA al lado de CC.
14.6 La regeneracin de Inversores
Las aplicaciones industriales se caracterizan por una potencia
ujo que va desde el sistema de distribucin de corriente alterna a la
carga. Este
es, por ejemplo, el caso de una operacin TEA en el automovilismo
modo. En este caso, la potencia activa ujos desde el lado de corriente
continua
hacia el lado de corriente alterna del inversor. Sin embargo, hay una
importante
nmero de aplicaciones en las que la carga puede suministrar energa a
el sistema. Adems, esto podra ser una condicin ocasional como
as una condicin de funcionamiento normal. Esto se conoce como el
modo de funcionamiento regenerativo. Por ejemplo, cuando un TEA
14.6.1 Motor modo de operacin en tres fases
VSI
Este es el caso en que la potencia ujos desde el lado de corriente
continua a la
el lado de CA del inversor. La figura 14.45 muestra un esquema de
simplificacin ed
de la CIA que ha sido el motor de modelado por tres RLE
ramas, donde las fuentes ?e?ABC son la parte de atrs-fem. Porque
las tensiones de lnea de corriente alterna aplicada por el inversor son
impuestas por la
amplitud de pulso-modulacin tcnica que se utiliza, pueden ser
ajustarse de acuerdo con los requisitos espec c. En particular,
FIGURA 14.45 Trifsico VSI topologa con un diodo basado en front-end er rectos .
FIGURA 14.46 La CIA sobre la base de una VSI. Modo de Automovilismo: (a) la tensin del bus de CC, (b) de corriente continua de autobuses, (c) la lnea de
CA, la tensin de carga, (d) de corriente alterna de fase la tensin de carga;
(E) del motor de lnea actual y la espalda fem; (f) potencia en el eje.
14 Inversores 257
Fig. 14,46 muestra las formas de onda pertinentes en estado
estacionario para el
motor modo de operacin de la CIA. Para simplificar el anlisis,
una constante de corriente continua tensin de bus vyoVi Se ha
considerado.
Se puede observar que: (i) el bus de corriente continua ii cuenta con un
cd
valor Ii que es positivo, y (ii) la corriente de lnea del motor est en
fase con la fuerza contra-electromotriz. Tanto Con caractersticas rm
que el activo
energa ujos de la fuente de corriente continua al motor. Esto tambin
es
Con rmado por la trama potencia en el eje (fig. 14.46f), que es
obtuvo como:
pl t ea tila t EB tilibra t CE tilc
t
D14: 85
14.6.2 Modo de funcionamiento Regenerativa
Trifsicos VSISs
Las fuentes de fem- ?e?abc son funciones de la velocidad de la mquina
y, como tal, lo ideal sera cambiar al igual que los cambios de velocidad.
La
el modo de regeneracin de funcionamiento se puede conseguir
adecuadamente
modificar las tensiones de lnea de corriente alterna aplicada a la
mquina. Este
se hace por el bucle de velocidad exterior que podra basarse en un
escalar
(Por ejemplo, Vaf ) O vectorial (por ejemplo, ELD orientado a) la
estrategia de control.
Como se indic anteriormente, hay dos casos de regeneracin
modos de funcionamiento.
14.6.2.1 Modo de funcionamiento ocasional Regenerativa
Este modo se requiere durante condiciones transitorias, como en
ocasionales de frenado de las mquinas elctricas (TEA). Especi
automticamente,
la velocidad debe ser reducido y la energa cintica se toma
en el bus de CC. Debido a que el voltaje de la lnea del motor es
impuesta por
el VSI, la reduccin de velocidad debe hacerse de tal manera que
las corrientes de lnea del motor no sobrepase los valores mximos.
Esta condicin lmite limitar la velocidad de deceleracin a un
tiempos de frenado mnimos, pero ms corta requerir un mecnico
sistema de frenado.
Figura 14,47 muestra una transicin de la automocin para
modo de funcionamiento regenerativo para una TEA como se muestra
en la fig.
14.45. Aqu, una tensin de corriente continua rgido bus ha sido
utilizado. Zona I en la figura.
14,47 es el modo de motor, la Zona II es una condicin de transicin,
y la Zona III es el modo de regeneracin. El voltaje de lnea es
ajustarse dinmicamente para obtener nominales corrientes de lnea de
motor
durante la regeneracin (fig. 14.47d). Zona III muestra claramente que
la potencia del eje se invierte.
La regeneracin de vez en cuando significa que la unidad rara vez va
en este modo de funcionamiento. Por lo tanto, dicha energa puede ser:
(a)
no se controla, o (b) se quema en las resistencias que estn en paralelo
al bus de CC. La opcin RST se utiliza en baja a media-
aplicaciones de la energa que utilizan a base de diodos frontales rectos
res .
Por lo tanto, el bus de CC AA actuales en el condensador del bus de
CC
y la tensin de CC se eleva en consecuencia a
Dvyo
1
YoDt
C i
D14: 86
regeneracin, y Dt es la duracin de la regeneracin
el modo de funcionamiento. Normalmente, las unidades tienen el
condensador C
diseado para permitir un 10% de sobretensin en el bus de cc.
La segunda opcin utiliza resistencias de la quema RR que son
paralelo en el bus de cc como se muestra en la fig. 14,48 por medio de
el interruptor SR . Una estrategia de bucle cerrado sobre la base de la
corriente continua real
la tensin del bus modi es el ciclo de trabajo de la vuelta-onaturn-off
de
el interruptor SR con el fin de mantener la tensin tal en virtud de un
determinado
referencia. Esta alternativa se utiliza cuando la energa recuperada
por el VSI dara lugar a una tensin de bus de cc aceptable
variacin si una alternativa no controlada se utiliza.
Hay algunos casos especiales en que la regeneracin de Operac
modo de ING se utiliza con frecuencia. Por ejemplo, las palas elctricas
en
las empresas mineras tienen ciclos repetitivos de trabajo y 157%
de la energa se enva de nuevo en el bus de cc. En este caso, una
vlida
alternativa es enviar de vuelta la energa en la distribucin de corriente
alterna
sistema.
El esquema que se muestra en la fig. 14,49 es capaz de tomar la
energa cintica y de enviarlo a la red de corriente alterna. Como se ha
revisado
anterior, el modo de operacin de regeneracin se invierte la polaridad
de la corriente DC ii , Y porque el diodo basado frontal
convertidor no puede tomar las corrientes negativas, basadas en un
tiristor
frontal convertidor se aade. De manera similar a la quema-resistencia
enfoque, una estrategia de bucle cerrado basado en el bus de CC real
voltaje vyoModi es el ngulo de conmutacin undel tiristor
rectos er el fin de mantener la tensin tales en virtud de una referencia
dada.
14.6.2.2 Modo de funcionamiento normal como Regenerativa
Modo de funcionamiento
Menos aplicaciones industriales son capaces de volver energa
en el sistema de distribucin de corriente alterna en una base continua.
Para
ejemplo, las empresas mineras por lo general el transporte de su
producto
descenso de pocos kilmetros antes de procesarlos. En tales casos,
la unidad mantiene la cinta transportadora en el transporte
velocidad constante y toma la energa cintica. Debido a la gran
cantidad de energa y el modo de funcionamiento continuo, el
unidad debe ser capaz de tomar la energa cintica, trans-
formacin en energa elctrica, y enviarlo a la corriente alterna
sistema de distribucin. Esto hara que la unidad de un generador
que compensar la potencia activa requerida por otras
cargas conectadas a la red elctrica.
El esquema que se muestra en la fig. 14.50 es una alternativa moderna
para agregar capacidades de regeneracin de la unidad de VSI basado
en la
una base continua. En contraste con las alternativas anteriores,
este sistema utiliza una topologa VSI como un front-end activo
convertidor, que se denomina generalmente una fuente de tensin de
rectos ER
VSR. El VSR opera en dos cuadrantes, que es de corriente continua
positiva
tensiones y corrientes en positiveanegative CC como revisado
anterior. Esta caracterstica lo convierte en un complemento perfecto
para los TEA base
en una VSI. Algunas de las ventajas de utilizar una topologa VSR son:
(I) el suministro de corriente alterna puede ser tan sinusoidal segn sea
necesario (por
el aumento de la frecuencia de conmutacin del VSR o la lnea de
corriente alterna
inductancia), (ii) la operacin se puede hacer en una unidad
el desplazamiento del factor de potencia, tanto en motor y regenerativa
donde Dvyoes el bus de continua variacin de la tensin, Ces el bus de
CC
condensador de voltaje, Ii es el promedio actual del bus de CC en
258 J. Espinoza
FIGURA 14.47 La CIA sobre la base de una VSI. Motor de la transicin regenerativa modo de operacin: (a) de bus de corriente continua, (b) la lnea de CA
tensin del motor, (c) ac
fase de la tensin del motor, (d) la fem lnea de corriente del motor y la espalda; (e) potencia en el eje.
FIGURA 14.48 La CIA sobre la base de una VSI. Grabacin de la estrategia
de resistencia.
14 Inversores 259
FIGURA 14.49 La CIA sobre la base de una VSI. Diodo-tiristor basado en front-end de rectos ER con capacidad de
regeneracin.
FIGURA 14.50 La CIA sobre la base de una VSI. Front-end activo rectos ER con capacidad de
regeneracin.
modos de funcionamiento, y (iii) el control de la VSR se realiza en
tanto en automovilismo y los modos de operacin de regeneracin por
un solo
bus de corriente continua de voltaje de bucle.
14.6.3 Modo de funcionamiento Regenerativa
Trifsico CSI
Hay unidades donde el convertidor del lado del motor es un CSI. Este
es generalmente el caso en que cerca de voltajes sinusoidales de motor
son
necesario en lugar del tipo PWM de forma de onda generada por
VSI. Este es normalmente el caso de media tensin aplica-
ciones. Tales convertidores requieren una fuente de corriente continua
que es
construido por medio de una controlada er rectos .
La figura 14.51 muestra un TEA CSI basado en la corriente continua
fuente se genera por medio de un tiristor basado rectos ER en
combinacin con un inductor de enlace CC Ldc . A fin de mantener
una constante enlace de corriente continua ii Ii , Los rectos tiristor
basado ER
ajusta el ngulo de conmutacin unpor medio de un bucle cerrado
estrategia de control. Si se asume una corriente constante de CC, la
el modo de regeneracin de operacin se alcanza cuando el enlace de
corriente continua
voltaje vi invierte su polaridad. Esto puede hacerse mediante la
modificacin
el patrn PWM aplicada a la CSI como en la unidad basada en VSI.
Para mantener la constante de enlace de corriente continua, el tiristor
basado en
rectos ER tambin invierte la tensin del circuito intermedio vr.
Afortunadamente, el
tiristor rectos ER opera en dos cuadrantes, es decir, CC positivo
corrientes de los enlaces y las tensiones positiveanegative enlace de
CC. As, ninguna
FIGURA 14.51 La CIA sobre la base de un CSI. Tiristor basado en rectos
ER.
260 J. Espinoza
se requiere equipo adicional para incluir la regeneracin
capacidades de CSI-basados en las unidades.
De manera similar, un activo frontal rectos ER se podra utilizar para
mejorar el rendimiento general del tiristor basado en rectos-
ER. Una fuente de corriente PWM de rectos ER RSE podra
reemplazar a la
tiristor basado en rectos ER con las siguientes ventajas aadidas:
(I) el suministro de corriente alterna puede ser tan sinusoidal segn sea
necesario (por ejemplo,
mediante el aumento de la frecuencia de conmutacin de la RSC), (ii) el
operacin se puede realizar en un factor de potencia unidad de
desplazamiento en
ambos modos de funcionamiento de automovilismo y regenerativa, y los
(iii)
el control de la RSE se realiza tanto en motor y regenerativa
los modos de funcionamiento de un bucle de bus de corriente continua.
14.7 Los inversores de varias etapas
El ms popular de tres fases fuente de voltaje del inversor VSI
consta de una topologa de seis interruptor (fig. 14.52a). La topologa
puede generar un conjunto trifsico de tensiones de lnea de corriente
alterna de manera que cada
voltaje de lnea vab (Fig. 14.52b) cuenta con una fundamental lnea de
corriente alterna
voltaje vab1 y los armnicos no deseados Fig. 14.52c. La funda-
tensin mental de la lnea de CA se requiere generalmente como una
senoidal
forma de onda en amplitud y frecuencia variables, y el
armnicos no deseados se encuentran en las frecuencias altas. Estos
se cumplen los requisitos por medio de una tcnica de modulacin como
mostrado anteriormente. Entre las aplicaciones de baja tensin vara
de VSI de seis interruptores son los controles de velocidad ajustable
(ASD). La
rango es en bajas tensiones debido a: (a) la alta dvadt presentes en
las tensiones de lnea de corriente alterna PWM (Fig. 14.52b), que sern
inacep-
aceptable en el mediano a alto voltaje vara, y el (b)
potencia de la carga se comparte slo entre los seis interruptores. Este
puede requerir en paralelo y conectados en serie vlvulas de potencia,
un
opcin suele evitar el uso compartido simtrica del poder es
no es natural en estos acuerdos.
Dos soluciones estn disponibles para generar casi sinusoidal
formas de onda de tensin durante el uso de seis interruptor de
topologas. La
RST es una topologa basada en un CSI en combinacin con un
capacitiva ltro. La segunda solucin es una topologa basada en una
VSI como un ltro inductivo o inductiveacapacitive en el
terminales de carga. Aunque ambas alternativas generar cerca-
sinusoidales de tensin, ambos siguen compartiendo el
de alimentacin de carga slo entre los seis vlvulas elctricas.
Las soluciones basadas en la fuente de voltaje de etapas mltiples
topologas
Se han propuesto. Ellos proporcionan tensiones del medio en el
ca terminales mientras se mantiene baja dvadts y un gran nmero de
Las vlvulas de potencia que simtricamente cuota de la potencia de
carga total.
El VSI puede clasificar de varias etapas disfuncin erctil en los
multicelulares y multi-
nivel de topologas.
14.7.1 Multicell Topologas
El objetivo es desarrollar una nueva estructura con la mejora de
rendimiento basado en estructuras estndar que se conocen como
clulas. Por ejemplo, la fig. 14.53a muestra una clula con una de tres
fase de entrada y una salida de una sola fase. La conversin de front-
end
ter es una de seis diodos basado en rectos ER, y un VSI monofsico
genera una tensin alterna monofsica vo. Figura 14.53b, c muestra
formas de onda caracterstica donde una senoidal PWM unipolar
(MF6, ma 0:8) ha sido utilizada para modular el inversor.
Clulas estndar estn destinados a ser utilizados a bajas tensiones,
as
pueden utilizar componentes estndar que son menos costosos y
ampliamente disponibles. La nueva estructura debe generar a corto
sinusoidales tensiones de carga de corriente alterna, se acercan
sinusoidal de lnea de CA
corrientes, y lo ms importante de las tensiones de carga deben
cuentan con moderada dvadts.
FIGURA 14.52
Seis interruptor de voltaje de la fuente del convertidor (mF9, ma 0:8): (A) de poder topologa, (b) Salida de tensin alterna, (c) la salida de
CA del espectro de tensin.
14 Inversores 261
FIGURA 14.53
ma 0:8).
De tres fases de entrada de una sola fase de salida de la clula: (a) de poder topologa, (b) la entrada de corriente CA, la fase un; (C) la
tensin de salida de corriente alterna (mF6,
Figura 14,54 muestra un convertidor multicelda que genera una
tres fases de tensin de salida de una distribucin de tres fases de
corriente alterna
sistema. La estructura utiliza tres clulas estndar (como se muestra en
Fig. 14,53) conectados en serie para formar una fase, por lo que el
carga de fase voltajes son la suma de los voltajes monofsicos
generada por cada clula. Por ejemplo, el voltaje de fase unes
propuesta por
vun vo11 vo21 vo31
D14: 87
Con el fin de maximizar los voltajes de fase de carga, la corriente
alterna
tensiones generadas por las clulas que cuentan con idnticas fun-
componentes mentales. Por otro lado, cada clula genera una
PWM forma de onda de tensin en el lado de corriente alterna, que
contiene
armnicos no deseados de tensin. Si una modulacin de portadora
basado
tcnica se utiliza, los armnicos generados por cada celda estn en
as-de las frecuencias Ned (Fig. 14.53c). Algunos de estos armo-
nics no estn presentes en el voltaje de fase de carga si el portador
seales de cada celda estn correctamente desplazamiento de fase.
De hecho, la figura. 14,55 muestra los voltajes generados por las
clulas c11,
c21, y c31, que son vo11 ,o21 , Y vo31 , Respectivamente, y la forma
la tensin de carga de fase una. Ellos se generan mediante el unipo-
LAR SPWM enfoque, es decir, una seal de modulacin vCalifornia y
tres seales portadoras vD1 ,vD2 , Y vD3 que son utilizados por las clulas
c11,
c21, y c31, respectivamente (Fig. 14.55a). Las seales portadoras tienen
una frecuencia normalizada mf , Lo que asegura una mf el cambio
frecuencia en cada vlvula de alimentacin y el menor conjunto deseado
de
armona 2% mf MFeven en las tensiones de corriente alterna vo11
,vo21 ,
y vo31 . Ms importante an, las seales portadoras son c120
fuera de fase, lo que asegura el menor conjunto deseado de tensin
armona 6% mf en la tensin de carga de fase vun , Es decir, el
bajo conjunto de armnicos en la figura. 14.55f) es 6 mf 6636.
Esto se puede explicar como sigue. Los armnicos de tensin
presentes en el voltaje de PWM de cada clula son menos lmf k,
l2; 4; F F F (Donde k1, 3, 5; F F F); por ejemplo, para mf 6,
el conjunto RST de armnicos es a 12 1; 12 3; F F F en todas las
clulas.
Debido a que las clulas en una fase de uso de seales portadoras que
son 120
fuera de fase, todos los armnicos de tensin % l mf en todas las
clulas son
l120fuera de fase. Por lo tanto, para l2, la clula c11 genera
los armnicos lmf k2mf ken una fase dada j, la
clula c21 genera los armnicos 2 mf ken una fase
jl120j2120j240j120, Y el
clula c21 genera los armnicos 2 mf ken una fase
jl120j2120j240j120; Por lo tanto, si
los voltajes tienen amplitudes idnticas, los armnicos
2% mf suman cero. De manera similar, para l4, la clula c11
genera los armnicos lmf k4mf ken un determinado
fase j, la clula c21 genera los armnicos 4 mf ken un
fasejl120j4120j480j120,
y la clula c21 genera los armnicos 4 mf ken un
fasejl120j4120j480j120;
por lo tanto, si las tensiones tienen amplitudes idnticas, los armnicos
4% mf suman cero. Sin embargo, para l6, la clula c11
genera los armnicos lmf k6mf ken un determinado
fase j, la clula c21 genera los armnicos 6 mf ken un
fase jl120j6120j720j, y el
clula c21 genera los armnicos 6 mf ken una fase
jl120j6120j720; Por lo tanto, si las tensiones
tienen amplitudes iguales, los armnicos 6% mf convertirse en
triplicados en vez de cancelado.
262 J. Espinoza
FIGURA 14.54 Conversor de mltiples etapas sobre la base de un acuerdo
multicelular.
FIGURA 14.55 Multicell topologa. Tensin de las clulas en fase de unutilizando un SPWM unipolar (mF6, ma 0:8): (A) y seales portadoras de modulacin,
(b) de clulas
c11 voltaje de corriente alterna de salida, (c) de clulas c21 voltaje de corriente alterna de salida, (d) de clulas c31 voltaje de corriente alterna de salida, (e) fase
untensin de carga. (F) la fase uncarga-tensin espectro.
14 Inversores 263
En general, debido al hecho de que nc 3 clulas estn conectadas en
serie en cada fase, nc portadores se requiere, que debe ser
c360uncfuera de fase. El nmero de clulas por fase nc
depende del voltaje de fase requerido. Por ejemplo, un 600-V
p
celular DC genera un voltaje de corriente alterna de % 600a 2424 V.
Entonces
tres celdas conectadas en serie generar una tensin de fase
p
de 3 424 1:27 kV, que a su vez genera un 1:27 3
02:02 kV de lnea a lnea de tensin.
Fases by cse generan de forma similar a la fase una. Sin embargo,
las seales de modulacin vcb y vcc debe ser de 120fuera de fase.
Con el fin de utilizar las seales portadoras en idnticas fases by c, la
portadora de frecuencia normalizada mf debe ser un mltiplo de 3.
As, tres seales de modulacin y nc seales portadoras son
requerido para generar tres voltajes de fase por medio de un
enfoque multicelular, donde nc depende de la requerida
cargar la tensin de lnea y la tensin de bus de corriente continua de
cada celda.
El suministro de corriente alterna de cada celda es un tipo de seis
impulsos de
actual como se muestra en la fig. 14,56, que cuentan con armnicos en
la
6k1Dk 1, 2; F F FTH. De manera similar al lado de la carga, la
corriente alterna
corrientes de alimentacin de cada clula se combinan con el fin de
lograr
de alto rendimiento corrientes de suministro global. Debido a que la parte
frontal-
Conversor de final de cada clula es una de seis pulsos de diodo rectos
ER, un
enfoque multipulso se utiliza. Esto se basa en lo natural
cancelacin armnico cuando, por ejemplo, una estrella a deltaawye
transformador se utiliza para formar una N12 pulsos CON guracin
a partir de dos de seis pulsos res diodo rectos . En este caso, la FTH
y
sptimo armnicos se anulan porque la oferta
voltajes aplicados a cada uno de seis pulsos rectos er convertido en
30fuera de
fase. En general, para formar una N6ns Con el pulso guracin,
ns un conjunto de tensiones de alimentacin que debe ser de 60unsfuera
de fase es
necesario. Esto asegurara la RST de la corriente no deseada
armnicos a las 6 ns 1.
La con guracin representado en la figura. 14,54 contiene nc 9
clulas, y un transformador capaz de proporcionar ns 9 conjuntos de
tres voltajes de fase que debe ser de 60uns60a9 fuera de
fase para formar una N6ns 6954-Con el pulso guracin
se requiere. Aunque este alternativa sera proporcionar una cerca-
corriente sinusoidal del suministro, un menor nmero de impulsos es
tambin es aceptable que permita reducir la complejidad del
transformador.
Un N18-Con el pulso guracin por lo general satisfactoria es toda
la
requisitos. En el ejemplo, esta con guracin puede ser
consigue por medio de un transformador con nc Aislado 9
secundarias, sin embargo, slo ns 3 conjunto de voltajes trifsicos
que son 60uns60a3 20fuera de la fase se generan (fig.
14,54). La con guracin del transformador limita la
conexin de las clulas en grupos de tres, como se muestra en la fig.
14.54. En este caso, la FTH , sptimo, undcimo, decimotercero y
armnicos se anulan y por lo tanto el conjunto de armnicos RST
en las corrientes de alimentacin son los siglos XVII y XIX, la.
Figura 14.56d muestra la corriente de alimentacin resultante que est
cerca-
senoidal y la fig. 14.56f muestra el espectro correspondiente.
La FTH , sptimo, undcimo, decimotercero y armnicos son todava
all, lo cual es debido al hecho de que las corrientes de entrada de
corriente alterna en
cada celda no son exactamente los seis impulsos tipo de formas de onda
como
visto en la fig. 14.56a, by c. Esto se debe principalmente porque: (i) la
CC
enlace de las clulas contiene un pequeo inductor L, que no hace
suavizar sufi cientemente la corriente del bus de CC (Fig. 14.53a), y
(Ii) el transformador de la inductancia de fuga (o aadido lnea de
induccin
FIGURA 14.56 Multicell topologa. Corriente de entrada, la fase una: (A) de clulas c11 (B) de clulas c21 (C) de clulas c31 (D) La oferta global actual, (e) la
tensin de alimentacin de fase;
(F) del espectro global actual.
264 J. Espinoza
TABLA 14.7
S1a
1
S1b
1
1
0
tancia) suaviza los bordes de la corriente, que tambin
contribuye a la potencia reactiva requerida por las clulas. Este
ltimo efecto no se muestra en la fig. 14.56a, by c.
Los estados vlidos de cambio de un VSI de tres niveles,
la fase un
S4a
0
1
1
S4b
0
0
1
vo
vyoa2
0
AVyoa2
La realizacin de los componentes
S1a ,S1b si IOA >0
D1a ,D1b si IOA <0
S1b ,Dth si IOA >0
S4a ,DAA si IOA <0
D4a ,D4b si IOA >0
S4a ,S4b si IOA <0
14.7.2 Topologas de multinivel
El interruptor de seis VSI se suele llamar un VSI de dos niveles debido a
la
hecho de que la fase del inversor tensiones vaN ,vBN , Y vcN (Fig.
14.52a) son ya sea instantneamente vyoa2 o AVyoa2. En otras palabras,
palabras, las tensiones de fase puede tomar uno de dos niveles de
tensin.
Topologas multinivel ofrecen una alternativa a estas tensiones
tomar un valor de Nlos niveles. Por ejemplo, la fig. 14,57
muestra una N3-nivel topologa, donde los valores de la
inversor de fase de voltaje son o bien vyoa2, 0, o AVyoa2 (Fig.
14.58d). Un problema interesante es cmo obtener la compuerta
patrn de los 12 interruptores necesarios en un N3-nivel de Topol-
ga. Hay varias tcnicas de modulacin para superar esta
problema, que puede clasificar ed como analgico (por ejemplo,
portador basado)
y digital (espacio vectorial). Ambos enfoques tienen que hacer frente
con los estados de conmutacin del convertidor vlidos.
14.7.2.1 Estados modificador vlido en un VSI de tres niveles
La forma ms sencilla de obtener los estados de conmutacin es vlido
analizar cada fase por separado. Fase uno contiene los interruptores
S1a, S1b, S4a, y S4b, que no puede estar en forma simultnea
porque un cortocircuito a travs del bus de cc se producira,
y no puede estar fuera de forma simultnea, ya que un unde NED fase
de
voltaje vaN se producira. Un resumen del interruptor vlido
combinaciones se dan en la Tabla 14,7. Es importante tener en cuenta
que todas las combinaciones de interruptores vlidos satisfacer la
condicin de que
cambiar S1a estado es siempre la opuesta a cambiar S4a del Estado, y
que el interruptor SEstado 1b es siempre la opuesta a cambiar SEstado 4b.
0
0
Cualquier otro interruptor de estado combinacin dara lugar a una unde-
NED inversor de fase una tensin debido a que depender del
carga de la fase actual IOA polaridad. Los estados de conmutacin para
las fases b
y cson idnticos a los de la fase un; adems, porque
estn en paralelo, pueden operar de manera independiente.
14.7.2.2 El MASP tcnica en tres niveles VSI
El objetivo principal es generar la correspondiente compuerta 12
seales con el fin de obtener fundamentales voltajes de fase del inversor
igual a un conjunto dado de seales de modulacin. Especi
automticamente, el
MASP en tres niveles inversores utiliza un conjunto sinusoidal de modu-
seales lando (vCalifornia ,vcb , Y vcc para las fases a, b, y c,
respectivamente) y N12 tipo triangular de seales portadoras de
(VD1 y vD2 como se ilustra en la figura. 14.58a. Los mejores resultados
son
obtenerse si las seales portadoras estn en fase y disponen de un
extrao
frecuencia normalizada mf 15. De acuerdo con la fig. 14.58a,
cambiar S1a est bien encendido si vCalifornia >vD1 o fuera de si vCalifornia <vD1 ,
y el interruptor S1b o bien se enciende si vCalifornia >vD2 o fuera de si
vCalifornia <vD2 . Adems, el interruptor SEstado 4a se obtiene como
lo contrario para cambiar S1a, y el interruptor SEstado 4b se obtiene
como lo contrario para cambiar S1b. Con el fin de utilizar el mismo conjunto de
FIGURA 14.57 Trifsico de tres niveles VSI topologa.
14 Inversores 265
FIGURA 14.58 VSI de tres niveles de topologa. Formas de onda correspondiente utilizando un MASP (mF15, ma 0:8); (A) las seales de modulacin y el
portador, (b) cambiar S1a
estado, (c) cambiar S4b el estado, (d) la fase del inversor untensin, (e) inversor de fase untensin de espectro; (f) la tensin de carga de lnea, (g) de la lnea de
carga del espectro de tensin; (h)
fase de carga untensin.
seales portadoras para generar las seales de disparo para las fases
by
c, la frecuencia normalizada de la seal portadora mf debera
ser un mltiplo de 3. As, los valores posibles son mf
3, 9, 15, 21; F F F .
Figura 14,58 muestra las formas de onda pertinentes para una de tres
niveles
inversor modulado por medio de una tcnica MASP (mF15,
ma 0:8). Especi automticamente, fig. 14.58d muestra la fase del
inversor
tensin, que es claramente un tipo de tres niveles de tensin, y la fig.
14.58f muestra el voltaje de lnea de carga, lo que demuestra que el
paso
voltajes son a lo sumo vyoa2. Ms importante, el inversor de fase
tensin (fig. 14.58e) contiene armnicos a lmf kcon
l1, 3; F F F y k0, 2, 4; F F F , Y en lmf kcon
l2; 4; F F F y k1, 3; F F F . Por ejemplo, el conjunto de RST
armnicos l 1, mf 15) se encuentran en 15, 15 2; 15 4; F F F . La
tensin del inversor de lnea (Fig. 14.58g) contiene los armnicos en
lmf kcon l1, 3; F F F y k2; 4; F F F , Y en
lmf kcon l2; 4; F F F y k1, 2; F F F . Por ejemplo,
el RST conjunto de armnicos en las tensiones de lnea dl 1, mf
15)
estn en 15 2, 15 4; F F F .
Todas las otras caractersticas de soporte basados en tcnicas de
PWM tambin
se aplican en inversores multinivel. Por ejemplo: (I) la fundamental
componente de la fase del inversor tensiones de satisfacer
???vaN 1vBN 1vcN 1ma
vyo
;
2
0<ma 1 D14: 88
y por lo tanto satisfacer las tensiones de
lnea
p??? v
???vab1 vBC1 vca1 ma 3yo;
2
0<ma 1 D14: 89
donde 0 <ma 1 es la regin de funcionamiento lineal. Para profundizar
aumentar la amplitud de las tensiones de carga, el overmodula-
cin regin de funcionamiento puede ser utilizado por aumentar an ms
el
amplitudes de seal de modulacin mun>1), donde la lnea
voltajes variar en,
p??? vyo4p??? vyo
???33 <vab1 vBC1 vca1 <
p22
D14: 90
266 J. Espinoza
FIGURA 14.59 De cinco niveles VSI topologa. Formas de onda correspondiente utilizando un MASP (mF15, ma 0:8): (A) inversor de fase untensin, (b)
inversor de fase un
espectro de tensin, (c) de la lnea de tensin de carga, (d) espectro de lnea de carga de tensin.
Tambin: (II) de las seales de modulacin puede ser mejorada por
la adicin de un tercer armnico (secuencia cero), lo que aumentar
la regin lineal hasta ma 01:15. Esto resulta en un mximo
fundamental de la lnea de tensin de elemento igual a vyo. (III) una
conjunto de seales de modulacin sinusoidal tambin podra ser
utilizado
por la tcnica de modulacin. Este es el caso cuando nonsinu-
voltajes soidal lnea son necesarios como en activos aplicaciones ltro;
y (IV) a causa de la operacin de dos cuadrantes de VSI, el
inversor multinivel podra igualmente ser utilizado en aplicaciones donde
la potencia activa ujo va desde la DC hacia el lado de corriente alterna
o de
el aire acondicionado para el lado de CC.
En general, para un NNivel modulado por medio de un inversor
soporte basado en la tcnica, las siguientes conclusiones pueden ser
dibujado: (a) tres seales de modulacin 120fuera de fase y
N1 seales portadoras se requieren, (b) la fase de tensiones en el
inversores tienen un valor de pico de vyoa2; (C) la fase de tensiones en el
inversores son formas de onda discreta construido a partir de los valores
vyovyovyov2vyov
;;yo;FFF;yo
2 2 N1 2 N12
(D) el paso de tensin mxima en las tensiones de carga es
vyo
N1 D14: 92
D14: 91
transformador; especi automticamente, una estrella principal de delta-
estrella de segunda
aries transformador que t los requisitos. Adems, el
corrientes de alimentacin mejorar su rendimiento como la FTH y
armnicos sptimo ser cancelado.
14.7.2.3 El espacio de modulacin vectorial en tres niveles
VSI
Las tcnicas digitales tienen su continuacin natural de multinivel Inver-
tros. De hecho, la tcnica de espacio vectorial de modulacin puede ser
aplicarse utilizando los mismos principios utilizados en los inversores de
dos niveles.
Sin embargo, el mayor nmero de niveles de voltaje aumenta el
complejidad de la aplicacin prctica de la tcnica.
Por ejemplo, en N3-nivel de inversores, permite que cada pierna N3
combinaciones diferentes de conmutacin como se indica en la Tabla
14,7.
Por lo tanto, hay N327 combinaciones en total interruptores vlidos,
que generan N327 tensiones de lnea de carga que estn
representados
por N327 vectores en el espacio (V1 ;V2;F F F V27) en la figura. 14.60. Para
por ejemplo, un N5-nivel de inversor requiere cuatro portadora
seales, los valores discretos de las tensiones de fase son: vyoa2,
vyoa4, 0, AVyoa4, y AVyoa2, y la tensin de paso mxima a
el lado de la carga es vyoa4. Formas de onda clave se muestran en la
figura. 14.59.
Uno de los inconvenientes del inversor multinivel es que el
condensadores del bus de CC no pueden ser suministrados por una sola
tensin de corriente continua
fuente. Esto es debido al hecho de que las corrientes requerido por el
inversor en el bus de cc no son simtricas y por tanto el
condensadores no igualmente compartir la tensin de alimentacin de
corriente continua vyo. A
superar este problema, N1 independiente tensin de corriente continua
suministros son necesarios. Por ejemplo, un inversor de tres niveles se
requieren dos fuentes que pueden ser construidos por un multipulso
FIGURA 14.60 La representacin del espacio de vector en una VSI de tres
niveles.
14 Inversores 267
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ejemplo, V20:5 j0: 866 es debido a las tensiones de lnea
vab 0:5, vbc 0:5, vCalifornia A1: 0 en pu. As, aunque el
principio de funcionamiento es el mismo, el espacio vectorial digitales
algoritmo tendr que lidiar con un mayor nmero de estados N3.
Adems, dado que algunos vectores espaciales (por ejemplo, V13 y V14 en
Fig. 14.60) producen el mismo voltaje de carga, las terminales
algoritmo tendr que decidir entre los dos sobre la base de
criterios adicionales y que el enfoque de espacio vectorial de base.
Claramente, como el nmero de incrementos de nivel, el algoritmo
se vuelve ms y ms elaborado. Sin embargo, los beneficios son TS
no evidente a medida que aumenta el nmero de nivel. Cinco niveles es
el
nmero mximo utilizado en aplicaciones prcticas. Esto se basa
en un compromiso entre la complejidad de la implementacin
cin y los bene cios de la forma de onda resultante.
Los inversores actuales Fuente
14.8 Reconocimientos
El autor agradece el apoyo financiero de la
Fondo de Chile para Scienti c y Desarrollo Tecnolgico
(FONDECYT) a travs de proyectos 199 0401 y 799 0071, y
AEn la Universidad de Concepcin a travs del proyecto P.I.
No.
98.092.040-1.In.
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15
Resonante y suave de conmutacin-
Convertidores
Prof. S. Y. (Ron) Hui
El Dr. Henry S. H. Chung
Departamento de Electrnica
Ingeniera
City University de Hong
Kong
Chee Tat Avenue, Kowloon,
Hong Kong
15,1
15,2
15,3
15,4
15,5
15,6
15,7
15,8
15,9
15,10
15,11
15,12
15,13
15,14
Introduccin ................................................. .................................... 271
Clasi cacin ............................................... ..................................... 272
Interruptor de resonancia ................................................ ............................... 272
15.3.1 Interruptor de resonancia ZC 15.3.2 ZV resonante interruptor
Convertidores cuasi-resonantes .............................................. ................... 273
15.4.1 ZCS-QRC 15.4.2 ZVS-QRC 15.4.3 Las comparaciones entre ZCS y ZVS
ZVS en aplicaciones de alta frecuencia ............................................ ....... 275
15.5.1 ZVS con abrazadera de tensin 15.5.2 desfasadas Converter con un cero de tensin
Transicin
Multiresonant Convertidores (MRC) ............................................. ...........
Cero-Voltaje-Transicin (ZVT) Convertidores ......................................... ...
Red Nondissipative Clamp activo .............................................. ....
Carga de convertidores resonantes ............................................... ...................
15.9.1 de la serie convertidores resonantes 15.9.2 Convertidores resonante paralelo 15.9.3 de la
serie-
convertidor resonante paralelo
280
282
283
284
Los circuitos de control para convertidores resonantes ............................................. 287
15.10.1 QRC y MRC 15.10.2 desfasadas, ZVT FB Circuito
Extensin del perodo de cuasi-resonante (EP-QR) Convertidores ............................ 289
15.11.1 del circuito de funcionamiento 15.11.2 Procedimiento de
diseo
De conmutacin por software y supresin EMI ............................................ ........ 293
Amortiguadores y de conmutacin por software para dispositivos de alta potencia
............................. 293
De conmutacin por software DC-AC Inversores de corriente .......................................... .......
294
15.14.1 resonancia (pulstil) de corriente continua del inversor Enlace 15.14.2 Active-Sujeta un enlace
de corriente continua de resonancia
Inversor 15.14.3 resonante DC Inverter Enlace con el estrs de bajo voltaje 15.14.4 cuasi-
Resonante Soft-Switched inversor [47] 15.14.5 inversor resonante Polo y Auxiliar
Resonante Polo inversor conmutado
Referencias ................................................. ....................................... 304
15.1 Introduccin
Los avances en la electrnica de potencia en las ltimas dcadas han
llevado a
no slo a las mejoras en los dispositivos de potencia, sino tambin a los
nuevos
conceptos de convertidor de topologas y control. En la dcada de 1970,
convencional de ancho de pulso modulatioin (PWM) de potencia conver-
tros fueron operados en el modo de conmutacin. Interruptores de
alimentacin que
corte la corriente de carga en el encendido y apagado tiempos
bajo las condiciones de conmutacin dura. Conmutacin duro se refiere
a
el comportamiento de conmutacin de tensin de la electrnica de
potencia
dispositivos. La trayectoria de conmutacin de un poder duro de
conmutacin
dispositivo se muestra en la fig. 15,1. En el encendido y apaga-
procesos, el dispositivo de alimentacin tiene que soportar alta tensin y
la corriente simultneamente, lo cual resulta en prdidas de conmutacin
de alta
y el estrs. Disipadores de amortiguadores pasivos normalmente se
aaden a
los circuitos de alimentacin de modo que el dvadt y diadt de la potencia
dispositivos se pueden reducir, y puede la prdida de conmutacin y el
estrs
ser desviadas a los circuitos snubber pasivos. Sin embargo, la
conmutacin
prdida es proporcional a la frecuencia de conmutacin, lo que limita el
frecuencia mxima de conmutacin de los convertidores de potencia.
Tpicamente-
Cal convertidor de frecuencia de conmutacin se limitaba a unas pocas
decenas de
kilohertzios (tpicamente 20 a 50 kHz) en 1980. Parsita induccin
componentes preventivas y capacitiva en los circuitos de potencia y
dispositivos de energa siguen causando considerables efectos
transitorios, que
por su parte dar lugar a interferencias electromagnticas (IEM)
problemas. La figura 15.2 muestra tanto el cambio tpico ideal
formas de onda y prctica formas de onda de conmutacin del interruptor
tensin. Los efectos transitorios de llamada son la causa principal de la
EMI.
271
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Todos los derechos de reproduccin en cualquier forma
reservada.