Electronica Industrial - Timothy J. Maloney

Electrónica
industrial
Dispositivos y Sistemas
Timóthy J. Malón ey
Monroe County Cornmunity-. cillepe
Mon'roe, Mfehif-in
Traducción de
Ing. Iván E. Ramos C. M.S. ..EPFL,
Lausanne (Suiza) Profesor .Universidad del
Valle Cali, Colombia
PRENTICE-HALL HISPANOAMERICANA, S.A.
México ■ Englewood Cliffs ■ Londres ■ Sydney ■ Toronto '

Nueva Delhi ■ Tokio ■ Singapur n Rio de Janeiro
ELECTRONICA INDUSTRIAL
Prohibida la reproducción total o parcial de esta obra,

por cualquier medio o método, sin autorización escrita del editor.
DERECHOS RESERVADOS © 1983, respecto a la primera edición en español por
PREN TICE-HALL HISPANOAMERICANA, S.A.
53500 Naucalpan de Juárez, Edo. de México

Miembro de la Cámara Nacional de la Industria Editorial Reg. Núm. 1524
ISBN 968-880-059-7
Traducido de la primera edición en inglés de
INDUSTRIAL SOLID STATE ELECTRONICS: DEVICES AND SYSTEMS
Copyright © M C M L X X X by Prentice-Hall Inc.
ISBN 0-13-250225-9
4567890123 IP-85 8612345790
Impreso en México Printed in México

□
AG0
TIPOGRAFICA BARSA, S.A. Pino 343 Local 71-72 México 4, D.F.
( 1 1993
ooo
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□
Contenido
PROLOGO xvii
EL TRANSISTOR COMO UN DISPOSITIVO

DE CORTE Y SATURACION 10
1- 1. El transistor como interruptor, 1
1- 1-1. Cálculos relacionados con el transistor
como interruptor, 2
1- 1-2. Comparación del transistor como interruptor con
un interruptor mecánico, 4
1- 1-3. Prueba de los transistores que operan como
interruptor, 6
1- 2. Variantes del circuito básico del transistor como interruptor, 7
1- 3. Aplicaciones del transistor como interruptor, 12
1- 3-1. Lámparas indicadoras, 12

1- 3-2. Inter
face entre diferentes niveles de voltaje, 16' : '' 1
/ Contenido
2 EL TRANSÍTOR COMO INTERRUPTOR ACTUANDO COMO ELEMENTO

DECISORIO
2- 1. Sistemas con circuitos lógicos, 21

2- 2. Circuitos lógicos implementados con relés magnéticos, 22
2- 3. Circuito lógico de relés para un sistema clasificador • de piezas
manufacturadas, 25
2- 4. Lógica implementada con transistores, 30

2-5. Puertas lógicas—Módulos para construcción de circuitos lógicos, 32
2- 5-1. Puertas no-inversoras: AND, OR, 32

2- 5-2. Puertas inversoras: NAND, ÑOR, NOT, 34
2- 5-3. Lógica positiva versus lógica negativa, 36
2-6). Circuito lógico de estado sólido para el sistema

clasificador de piezas manufacturadas, 37
2-1. Dispositivos de entrada para la lógica de estado sólido, 40

2- 8. Dispositivos de salida para la lógica de estado sólido, 47
2- 9. Comparación entre la lógica de estado sólido y la lógica de relés, 49
2- 10. Circuito de estado sólido para controlar el ciclo de operación de una

rebajadora automática, 52
2-11. Circuito lógico para un anunciador de primera falla, 55

2-12. Circuito lógico para controlar el ciclo de operación de un taladro automático,
58
2-13. Familias lógicas—Sus características y principales cualidades, 61
2- 13-1. La familia RTL, 62

2- 13-2. La familia DTL, 67
2-13-3. La familia HTL, 69 2-13-
4. La familia TTL, 72 2-13-5. La
familia CMOS, 74
Contenido / vii
EL TRANSISTOR COMO INTERRUPTOR EN CIRCUITOS CON MEMORIA Y

CONTADORES 79
3- 1. Flip-flops, 80
3- 2. Circuito de control para un soldador utilizando flip-flops RS, 83
3- 3. Flip-flops RS con entrada de reloj, 84

3- 4. Control de una cepilladora utilizando flip-flops RS con
entrada de reloj, 87
3-5. Flip-flops JK, 90
3-6. Registros de desplazamiento, 93

3- 6-1. Registros de desplazamiento implementados
con flip-flops JK, 93
3- 6-2. Sistema de inspección y transporte usando un
registro de desplazamiento, 94
3- 6-3. Registros de desplazamiento integrados, 97
3-7. Contadores, 99
3- 7-1. El sistema binario, 99

3- 7-2. Conteo en binario, 99
3- 7-3. Decimal codificado en binario (BCD), 100
3- 7-4. Contadores con base en flip-flops, 101
3- 7-5. Contadores decadales, 103
3-7-6. Contadores decadales en cascada, 106
3-8. Decodificación, 108
3-9. Sistema estampador que utiliza contadores decadales y decodificadores, 1W
3- 10. Monoestables, 113
3- 11. Relojes, 117
3- 12. Sistema de llenado automático de recipientes que usa un reloj y

monoestables, 119
3- 13. Contadores regresivos y codificadores, 122

3-13-1. Contadores decadales regresivos, 122 3-13-2.
Codificadores decimal a BCD, 123
/ Contenido
3-14. Temporizadores, 125

3-14-1. Retardos en circuitos con relés, 126 3-14-2.
Circuito serie resistencia-condensador:
Constantes de tiempo, ¡28 3-14-3.
Temporizadores de estado sólido, 130
3-15. Sistema envasador que utiliza un contador regresivo, un
codificador y temporizadores, 134
4 EL SCR 14
5 1. Teoría y operación de los SCR, 142
6 2. Formas de onda en el SCR, 144
7 3. Características de puerta del SCR, 145
8 4. Circuitos típicos de control de puerta, 146
9 5. Otros circuitos de control de puerta, 150
10 5-1. Retardos en el disparo usando condensadores, 150

11 5-2. Uso de dispositivos de disparo en el manejo de La puerta, 152
12 6. Métodos alternativos de conexión de los SCR a la carga, 154

13 6-1. Control unidireccional de onda completa, 154
14 6-2. Control bidireccional de onda completa, 154
15 6-3. Circuitos puente con SCR, 154
16 7. Los SCR en circuitos DC, 155
17 EL UJT 16
18 1. Teoría y operación de los UJT, 164
19 1-1. Disparo del UJT, 164
20 1-2. Curvas características voltaje-corriente del UJT, 165
21 2. Osciladores de relajación con UJT, 168
22 3. Circuitos de tiempo con UJT. 173
23 3-1. Relé temporizado con UJT, 173

24 3-2. Monoestable mejorado utilizando un UJT, 174
25 4. Uso del UJT en circuitos de disparo de los SCR, 176
26 4-1. Circuito de disparo con UJT (Sincronizado con la línea) para

un SCR, 176
Contenido / ix
4- 4-2. Magnitud de los componentes de un circuito de disparo

con UJT, i 78
4- 4-3. Circuito de conmutación secuencial que utiliza un
UJT, para el control de puerta, 181
4- 4-4. Amplificador de salida lógico utilizando una
combinación UJT-SCR, 184
27 EL TRIAC Y OTROS TIRISTORES

191
28 1. Teoría y operación de los triacs, 192
29 2. Formas de onda en los triacs, 193
30 3. Características eléctricas de los triacs, 195
31 4. Métodos de disparo para triacs, 197

32 4-1. Circuitos RC de control de puerta, 197
33 4-2. Dispositiuos de disparo en circuitos de control de puerta
para triacs, 198
34 5. Interruptores bilaterales de silicio, 200
35 5-1. Teoría .y operación de un SBS, 200

36 5-2. Utilización del terminal de puerta de un SBS, 202
37 5-3. Eliminación de la histeresis del triac con un SBS, 202
38 6. Dispositivos de disparo unilaterales, 206

39 7. El diodo de cuatro capas utilizado para disparar un triac, 208
40 8. Velocidad de aumento crítica del voltaje aplicado a un triac bloqueado (dv/dt),

211
41 9. Los UJT como dispositivos de disparo para triacs, 212

42 9-1. Circuito de disparo con UJT, y con realimentación por resistencia, 212
43 9-2. Circuito de disparo con UJT, y con realimentación por
voltaje, 217
44 SISTEMA AUTOMATICO INDUSTRIAL DE

SOLDADURA CON CONTROL DIGITAL 226
45 1.
Descripción física del sistema de soldadura de riñes, 227 Secuencia de operaciones
46 2.
para hacer una soldadura, 228 Diagrama de bloques del circuito de control para la
6- 3.
secuencia. 233
x/ Contenido
6- 3-1. Un sistema complejo segmentado en pequeños subcircuitos

o bloques—explicación del diagrama de bloques aproximado, 231
4- 3-2. Cómo el circuito de la secuencia de iniciación (bloque A) encaja en
el sistema total, 234
4- 3-3. Cómo el circuito de la etapa de disparo y permisión (bloque B)
encaja en el sistema total, 236
4- 3-4. Cómo el circuito de la etapa paso a paso (bloque C) encaja en el
sistema total, 236
4- 3-5. Como el circuito predeterminados de la etapa contadora de tiempos (bloque
D) encaja en el sistema total. 237 7-3-6. Como la etapa contadora de tiempos
(bloque E) encaja en el sistema total, 237
7-3-7. Como el circuito paso a paso de caliente-frío y permisión (bloque F) encaja
en el sistema total, 238 7-3-8. Como el circuito predeterminados del contador
caliente- frío (bloque G) encaja en el sistema total, 238 7-3-9. Como el contador
caliente-frío (bloque H) encaja en el sistema total, 239
7-3-10. Como el circuito de potencia del soldador (bloque I) encaja en el sistema
total, 239
4- 4. Descripción detallada del circuito de iniciación de la

secuencia y del circuito de la etapa de disparo y permitidor, 2c
7-4-1. Notación usada en los diagramas esquemáticos y en el texto escrito, 239 7-4-
2. Funcionamiento del circuito, 242
4- 5. Descripción detallada del circuito de la etapa paso a paso y

decodificadora, 246
7-5-1. El circuito de la etapa a paso, 246 7-5-2. El decodificador, 249
4- 6. La etapa contadora de tiempos y el circuito predeterminador de la etapa

contadora de tiempos, 250
7-6-1. La etapa contadora de tiempos, 250

7-6-2. Funcionamiento de los circuitos de predeterminación, 252 7-6-3. Conexión
entre sí de los separadores, 255
4- 7. Circuito paso a paso caliente-frío y permitidor, 257

4- 8. Circuitos contador caliente-frío y predeterminador del contador caliente-frío,
260
5- 9. Circuito de potencia del soldador, 262

7-9-1. Una visión simplificada del circuito de potencia del soldador, 262
7-9-2. Circuito de potencia real del soldador, 266
Contenido / xi
AMPLIFICADORES OPERACIONALES 276
6- 1. Características de los Op Amps, 277
5- 1-1. Capacidades básicas, 278

5- 1-2. Ganancia de voltaje de bucla abierta, 278
5- 1-3. Resistencia de entrada. 279
5- 1-4. Otras consideraciones concernientes a los Op Amps, 280
5- 2. El comparador de voltaje, 283
5- 3. El Op Amp amplificador inversor, 284
5- 4. El inversor de fase, 289
5- 5. Circuitos sumadores con Op Amps, 289
5- 6. Amplificador noinversor, 291
7- 7. Corrección del problema de desbalance (OFFSET), 292
7- 8. El Op Amp amplificador diferencial, 294
6- 9. Un Op Amp conversor voltaje-corriente, 295
6- 10. Op Amps integradores y diferenciadores, 296
SISTEMAS REALIMENTADOS Y
SERVO MECANISMOS 302
7- 1. Sistemas de bucla abierta versus sistemas de bucla cerrada, 303
7- 2. Diagramas y nomenclatura de los sistemas de bucla cerrada, 307

8- 2-1. Diagrama general de bloques de un sistema de bucla cerrada, 307
8- 2-2. Nomenclatura utilizada en los sistemas de bucla cerrada, 309
6- 2-3. Características de un buen sistema de bucla cerrada, 310
6- 3. Ejemplos de sistemas de control de bucla cerrada, 310

6- 3-1. Servo mecanismo simple de cremallera y piñón, 311
6- 3-2. Máquina duplicadora de perfiles, 312
6- 3-3. Sistema de control de temperatura con bimetal, 313
6- 3-4. Sistema de control de presión utilizando moto-posicionador, 314
xii / Contenido
6- 4. Modos de control en sistemas industriales de bucla cerrada, 316
6- 5. Control todo o nada, 317
6- 5-1. Zona de actuación, 319

7- 6. Control proporcional, 320
9-6-1. Banda proporcional, 321

9-6-2. Los efectos del control proporcional, 327
9-6-6. Desbalance en control proporcional, 329
9-6-4. Controlador eléctrico proporcional de temperatura, 331
9- 7. Control proporcional-integral, 334
9- 8. Control proporcional-integral-derivativo, 339

9-8-1, Controlador eléctrico proporcwnal-derivativo, 340 9-8-2. Controlador
eléctrico proporcional-mtepral-derivativo, 342
9- 9. Respuesta del proceso, 344

9-9-1. Tiempo de retardo (Retardo de la reacción) en los procesos industriales,
345 9-9-2. Atraso de transferencia, 347 9-9-8. Atraso de transmisión y tiempo
muerto, 350
9- 10. Relaciones entre las características del proceso y el

modo de control apropiado, 352
10 AMPLIFICADORES Y DISPOSITIVOS
CORRECTORES FINALES 360
10- 1. Válvulas solenoide, ,36'2
10- 2. Válvulas de dos posiciones operadas por motor eléctrico,. 363
10- 3. Válvulas de posición proporcional operadas por motor, 366
10- 4. Válvulas electroneumáticas, 367

8- 4-1. Operador electroneumático de válvula, 367
7- 4-2. Conversar de señal electroneumático para
operar un posicionador neumático, 369
7- 5. Válvulas elect rohidráulicas, 372
7- 6. Características de flujo de una válvula. 373

7- 7. Relés y contactores, 377
7- 7-1. Control todo o nada de corriente a la carga, 377
7- 7-2. Histéresis de los relés, 377
7-7-3. Contactor trifásico para conmutar entre delta y Y, 380
7- 8. Tiristores, 383
7- 9.Motores AC de fase partida, 384
9- 10.Servo motores AC, 392
9- 11. Servo amplificadores AC de estado sólido, 401

8- 11-1. Servo amplificador 1: Amplificador transistorizado de
cuatro etapas con salida push-pull, 401
8- 11-2. Servo amplificador 2: Amplificador transistorizado de
cuatro etapas estabilizado -con troceador, con realimentación
negativa y fuente de sin filtraje para el devanado de control,
406
10- 11-3. Servo amplificador 3: Amplificador híbrido utilizando
un op amp Cl en la etapa de entrada y con una etapa de
salida discreta push-pull, 412
10- 12. Servo motores DC, 413
10- 13. Amplificadores para servo-motores DC, 414
11 TRANSDUCTORES DE ENTRADA—DISPOSITIVOS
DE MEDIDA 423
11- 1. Potenciómetros, 425
11- 2. Transformadores diferenciales de variación lineal (LVDTs), 430
11- 3. Transductores de presión, 432

9- 3-1. Tubos bourdon, 432
11-3-2. Fuelles, 432
9- 4. Termocuplas, 435
10- 5. Termistores y detectores resistivos de temperatura (RTDs), 439
10- 6. Fotoceldas y dispositivos fotoeléctricos, 443

8- 6-1. Celdas fotovoltáicas, 444
8- 6-2. Celdas fotoconductoras, 448
8- 6-3. Acoplamiento y aislamiento ópticos: Fotutrnnsistores,
diodos emisores de luz, 452
8- 7. Galgas extensiométricas, 457

xiv / Contenido
11-8. Tacómetros, 460
8- 8-1. Tacómetro generador DC, 461

8- 8-2. Tacómetros drag cup, 461
8- 8-3. Tacómetros AC de campo rotatorio, 462
8- 8-4. Tacómetros de rotor dentado, 462
8- 8-5. Tacómetros de captador fotoeléctrico, 464
11-8-6. Tacómetros de frecuencia versus tacómetros de magnitud, 464
9- 9. Transductores de humedad, 465

11-9-1. Higrómetros resistiuos, 465 11-9-2. Sicrómetros, 466
11-9-3. Detección de las condiciones en un material sólido, 468
\2 NUEVE EJEMPLOS DE SISTEMAS

INDUSTRIALES DE BUCLA CERRADA 473
10- 1. Control por termistor de la temperatura del aceite de
apagado, 474
9- 2. Sistema de control de presión, modo proporcional, 478
9- 2-1. Fosos de calentamiento para lingotes de acero, 478
9- 2-2. El comparador/controlador electrónico, 481
9- 3. Controlador de temperatura proporcional-integral con

entrada de termocupla, 486
9- 3-1. Circuito puente tcrmocupla-valor de referencia, 486

9- 3-2. El preamplificador, el troceador y el demodulador, 487
9- 3-3. Control proporcional-integral, 492
9- 4. Controlador de la tensión de una tira, 495
9- 5. Control de borde para un rodillo recolector, 500
11- 6. Sistema de pesaje automático, 505
11- 6-1. La distribución mecánica, 505

10- 6-2. Circuito electrónico de pesaje, 506
10- 6-3. 1 Lector óptico del peso, 509
12- 6-4. El ciclo lógico automático, 512
12-6-5. Otros códigos y métodos de codificación, 515
12- 7. Controlador de bióxido de carbón para un horno de carburación,

516
12-7-1. El proceso de carburación, 516 12-7-2. Medida de la concentración de
C O ¿ , 518 ¡2-7-3. El detector de error, el controlador y el dispositiuo corrector
final, 523
Contenido / xv
12- 8. Control de la humedad relativa en un proceso de

humedecimiento de textiles, 527
12- 9. Control de humedad de una bodega, 531
SISTEMAS DE CONTROL DE
VELOCIDAD DE MOTORES 537
13- 1. Motores DC-características y operación, 538
13- 1-1. Variación de la velocidad de un motor shunt DC, 540

13- 2. Control por tiristor de voltaje y corriente de armadura, 542
13- 3. Sistema de control de velocidad monofásico y de media

onda para un motor shunt DC, 542
11- 4. Otro sistema monofásico de control de velocidad, 545
11- 5. Control reversible de velocidad, 546
12- 6. Sistemas operadores trifásicos para motores DC, 548
13-7. Ejemplo de un sistema operador trifásico, 550
13-8. Control de velocidad de los motores de inducción, 553
INDICE 559
Prólogo
Este libro está dirigido a dos grupos de personas. El primer grupo está formado por estudiantes
que siguen un programa de electrónica en instituciones de dos años de formación técnica o
cuatro años de formación tecnológica. El segundo grupo lo forman Ingenieros y Técnicos que
tabajan en mantenimiento industrial.
Los dispositivos y sistemas que se presentan, han sido escogidos como representativos de
un amplio rango de aplicaciones industriales. El objetivo principal es mostrar cómo los
dispositivos y circuitos pueden interrelacionarse para formar sistemas útiles. Los objetivos
particulares de cada capítulo son establecidos en su comienzo, de este modo se les tiene en
cuenta a medida que el material va siendo estudiado.
Cada vez que se presenta un dispositivo, se describen primero sus características
fundamentales y luego su uso en sistemas industriales. Los aspectos físicos intrínsecos del
funcionamiento de los dispositivos son dejados a otros libros, los cuales se interesan en estos
aspectos y no en s,us aplicaciones. Por ejemplo, cuando se discuten los amplificadores operacio-
nales integrados, el problema de'1 desajuste se pone de manifiesto y se dan las técnicas usuales
para corregirlo. Sin embargo, su causa interna no''se discute, dado que este aspecto no concierne
realmente a un libro de aplicaciones. /
Si dos dispositivos tienden a superponerse en un área de aplicaciones, se hacen las
distinciones precisas. Sus ventajas y desventajas relativas en aplicaciones industriales similares
se destacan cuando sea necesario. Por ejemplo, históricamente los relés magnéticos han
intervenido en la ma
XVII
x v i i i / Prólogo
yoría de los circuitos lógicos industriales. En la última década, la lógica de estado

sólido ha intervenido en muchos de los circuitos lógicos previa mente del dominio de
los relés, sin embargo, los circuitos lógicos con relés tienen aún características
atractivas para su utilización en sistemas in dustriales; estas características se
explican claramente y se comparan con los beneficios de una lógica de estado
sólido.
Los circuitos y sistemas usados para mostrar las ideas en discusión son tomados
de la realidad industrial. Estos circuitos no son generalmente una réplica; han sido
simplificados de modo que el lector pueda concen trarse en las partes fundamentales
y no se detenga de pronto en el estu dio de cosas sin importancia. Por ejemplo, si el
lema de discusión es una red de desacople entre las etapas de un servo amplificador
y la fuente de alimentación, naturalmente los componentes de este circuito deben
dibujarse; pero si nuestro interés son otros aspectos del servo amplificador, los com -
ponentes de la red de desacople se suprimen del diagrama del circuito y así éste se
presenta de una manera más simple.
No se requiere un conocimiento en cálculo o trigonometría. Sin embar go la
manipulación de fórmulas y la notación de potencias de diez se utiliza en la solución
de los problemas de ejemplo, y el lector debe estar familiariza do con los prefijos y
símbolos de la notación en Ingeniería (mili, micro, kilo, etc.). No se requiere
tampoco un conocimiento especial del sistema binario, todo lo que de él deba
saberse será cubierto en este libro. Se asume, sin embargo, que el lector conoce las
leyes fundamentales de la electricidad (Ley de Ohm, Ley de Kirchhoff), y está
familiarizado con los amplificadores y fuentes de alimentación electrónicas, y con
las ideas básicas de los circuitos en alterna (relaciones de fase en adelanto y atraso,
por ejemplo). En resumen, el material es apropiado para un segundo curso de
electrónica que pretenda aplicar las ideas aprendidas en un primer curso. Los
dispositivos electrónicos que no se acostumbran tratar en un primer curso de es -
tudio. se presentan y estudian en detalle. De hecho, no se requiere un conocimiento
previo de los SCR, UJT, tiristores, o de los amplificadores operacionales.
Para lectores que están trabajando en mantenimiento electrónico indus trial, este
libro pretende llenar las lagunas que existen entre el tratamiento académico de la
electrónica y el tratamiento de “cook book” que se le da en algunos manuales de
instrucción de mantenimiento.
Mis agradecimientos y afectos para Jeanne Deinzer por su estupendo trabajo de
mecanografía del manuscrito final. Agradezco también a Dan Metzger por su
acertada corrección del manuscrito, y a Frank McElhannon por su colaboración en la
preparación de algunos de los dibujos.
TIMOTHY J. MALONEY
Monroe, Mi chi gan.
**
Una de las constantes de la naturaleza humana ha sido la voluntad de compartir la

buena fortuna. En el norte, nuestra buena fortuna de este si-
Pró logo / xix
glo es debida, en medida considerable, a la aplicación efectiva de la electricidad y la

electrónica a las tareas industriales. Por tanto, modestamente, esta edición en Español de
Electrónica industrial puede mirarse como una forma de compartir la buena fortuna y, por
inferencia, como un acto dé amistad.
Es del todo verdadero, como dijo Cervantes, que una golondrina no hace verano. A pesar
de esto, espero que los estudiantes de la técnica de Centro y Sur América, para quienes está
dirigida esta edición, la considerarán tan sólo como una indicación de nuestro deseo abierto de
compartir las oportunidades y prosperidades del nuevo mundo.
TIMOTHY J. MALONEY
1
El transistor como un
dispositivo de corte y
saturación*
OBJETIVOS
Al terminar este capítulo, se estará en capacidad de:
1. Explicar el funcionamiento de un transistor como interruptor y sus diferencias con un

amplificador lineal de transistores
2. Calcular el valor de las resistencias necesarias para que el transistor opere como interruptor
3. Explicar las ventajas de algunas variantes comunes del circuito básico del transistor como
interruptor
4. Discutir el uso del transistor como interruptor, en circuitos indicadores e interfaces
1- 1 EL TRANSISTOR COMO INTERRUPTOR

Además de su uso en amplificadores para señales variables en el tiempo, el transistor puede ser
usado como interruptor. El transistor no duplica
*Algunos autores españoles, acostumbran llamar a este tipo de dispositivos como “de todo o nada” (N. de T.).
1
2 / El transistor como un dispositivo de corte y saturación
Figura 1-1. Circuito elemental de un transistor como interruptor.
exactamente la acción de un interruptor de contactos mecánicos, pero presenta ciertas ventajas

sobre éstos. La Figura 1-1 muestra un diagrama esquemático donde el transistor es empleado
como interruptor.
La Figura 1-1 muestra la resistencia de carga colocada en el circuito del colector y en serie
con éste. El voltaje de entrada V¡„ determina cuando el transistor como interruptor se
encuentra abierto, impidiendo el flujo de corriente por la carga, o cerrado, permitiendo el flujo
de corriente. Cuando V¡n es un voltaje bajo, no hay flujo de corriente por la unión base-emisor.
Con una corriente de base nula, no hay corriente de colector, y por tanto, no circulará corriente
por la carga. Bajo esta condición el transistor opera como un interruptor abierto en serie con la
carga. Cuando el transistor opera de esta manera se dice que está CORTADO o EN CORTE.
1- 1-1 Cálculos relacionados con el transistor como interruptor
Cuando un transistor como interruptor se supone EN CORTE, Vin debe encontrarse por
debajo de 0,6 V si el transistor es de silicio. Esto asegura que no fluye corriente de base al
transistor, porque se necesita como mínimo 0,6 V de polarización directa de la unión base-
emisor para que exista corriente a través de ella. Para garantizar el CORTE del transistor, los
circuitos de conmutación se diseñan de modo que Vin sea menor a 0,30 V cuando el transistor
se supone EN CORTE. Si el terminal de entrada se lleva a tierra, lo más probable es que el
transistor se corte.
Para energizar (dar corriente a) la carga, el transistor debe operar como un interruptor
cerrado. Esto se consigue elevando Vin a un valor suficientemente alto para llevar el transistor a
saturación. La condición de saturación es aquella en la cual la corriente de colector es lo
suficientemente grande para que todo el voltaje de alimentación, Vcc, aparezca en los terminales
de la resistencia de carga. Idealmente, esta corriente de colector está dada por la expresión:
V ce
J
C( sa l) R LD
El transistor como interruptor / 3
que es la ley de Ohm aplicada al circuito del colector. La corriente de base viene dada por la
expresión
I ___ ^Clsa l) VCC
p - j3RLD (1-1)
la cual relaciona las corrientes directas del colector y base. El término /3 de la Ecuación (1-1)
significa el /3„c (ganancia de corriente directa) del transistor en oposición al /3ac. El ftdc y el pac
pueden ser diferentes en algunos transistores.
De todas maneras, para cerrar el interruptor, V1D debe ser suficiente, para entregar la
cantidad de corriente de base necesaria de acuerdo con la Ecuación (1-1). Dado que el circuito
de base es simplemente una resistencia en serie con la unión base-emisor, Via puede calcularse
a partir de:
y in— B ~r 0,6 V, +
V — yCC^B (1-2)
in
0RÍD0,6 V.
Si el voltaje de la base es igual o mayor al dado por la Ecuación (1-2), el transistor opera como
un interruptor cerrado y la totalidad del voltaje de alimentación es aplicado a la carga.
En resumen, un transistor puede operar como un interruptor mecánico en serie con la
carga; esto significa que la acción de abrir o cerrar el interruptor, la ejecuta el voltaje de entrada
tal como un actuador mecánico, el pistón de un solenoide, o la armadura de un relé, que son
métodos comunes para la operación de interruptores mecánicos.
Para evitar confusiones, los transistores usados como interruptor en este capítulo, son del
tipo npn. Ciertamente, los transistores del tipo pnp pueden ser igualmente usados, pero son
menos frecuentes.
Ejemplo 1-1 ^ -
Refiérase a la Figura 1-2. ¿Cuál es la magnitud del voltaje de entrada necesario para cerrar
el interruptor (saturar el transistor)? ¿Cuánta corriente circula por la carga cuando esto sucede?
¿Cuál es la magnitud de la corriente de base necesaria?
Figura 1-2. Transistor utilizado como interruptor para encender o apagar una lámpara.
Solución. De la Ecuación (1-2); en saturación, la totalidad de la fuente de alimentación es

aplicada a la carga, de modo que,
y
cc 24 V
1,5 A.
J<L 16 íi
D
de la Ecuación (1-1):
, _ Ver _ 24 V , A .
*<sa,) ¡ÓRLD (150X16 Q) ““ "
El voltaje de entrada está dado por:
Fin - Imsa¡)RB A 0,6 V — (10 m A)( 1 K) -f 0,6 V =- 10,6 V
El ejemplo (1-1) muestra que una gran corriente de carga, 1,5 A, puede ser conmutada por
pequeños valores de voltaje y corriente de entrada. Contrariamente a lo que podría esperarse, el
transistor utilizado no es necesariamente un transistor de potencia montado en un disipador,
porque la gran cantidad de corriente del colector viene acompañada por un voltaje colector-
emisor muy bajo e inclusive cero y así la potencia disipada (el producto de la corriente de
colector por el voltaje colector-emisor) es pequeña.
1- 1-2 Comparación del transistor como interruptor con

un interruptor mecánico
Hasta ahora,, la discusión de la operación del transistor como interruptor se ha hecho
suponiendo que se comporta como un cortocircuito cuando está cerrado. Esto no es del todo
cierto. El transistor no puede saturarse hasta el punto de que el voltaje colector-emisor sea
absolutamente cero. La mayoría de los transistores de silicio para pequeña señal tienen un vol-
taje de saturación colector-emisor, V(;K (sat), de alrededor 0,2 V. Los transistores de
conmutación tienen un bajo V(f (sat), generalmente del orden de 0,1 V para valores razonables de
corriente de carga. Para valores altos de corriente de carga, V f;£(sat) tiende a aumentar un poco.
En la gran mayoría de los cálculos, no es necesario considerar el valor de V C E l s a t ) pero es
importante estar consciente de su magnitud cuando se hacen mediciones en circuitos de
conmutación. Esta pequeña caída de voltaje es la principal desventaja del transistor como
interruptor frente a un interruptor mecánico. La pequeña caída de voltaje es en sí un problema,
porque esto impide que se puedan conectar en serie varios transistores operando como inte -
rruptores, como se hace con los interruptores mecánicos. Por ejemplo, los contactos de los relés
comúnmente se conectan en serie entre ellos y con otros interruptores, como se muestra en la
Figura l-3(a). El circuito equivalente con transistores, Figura 1 -3(b), no es una práctica
aconsejada, porque las pequeñas caídas de los transistores se suman y producen una caída de
voltaje apreciable.
Sin embargo, el transistor como interruptor puede operar en paralelo tal como se muestra
en la Figura 1-4.
Los transistores presentan algunas ventajas sobre los interruptores mecánicos
convencionales:
El transistor como interruptor / 5
-Ih ■"Vo
(a) (b)
Figura 1-3. (a) Interruptores mecánicos conectados en serie. Todos los interruptores deben
cerrarse para completar el circuito, (b) Transistores como interruptor conectados en serie. Esto
es generalmente inadmisible.
+Vcc
Figura 1-4. Transistores como interruptor conectados en paralelo. Cerrando uno cualquiera, se
enciende la lámpara.
a. No tienen partes móviles, por tanto no sufren desgaste y pueden operar un número ilimitado
de veces. Los contactos de los interruptores convencionales están sujetos a desgaste y esto
limita su vida útil a unos pocos millones de operaciones. Además, como los transistores no
tienen contactos físicamente expuestos, es imposible que sustancias extrañas se adhieran a su
superficie e impidan un buen cierre. Este problema es muy común en los interruptores
mecánicos, sobre todo cuando están localizados en ambientes polvorientos o sucios.
b. El transistor como interruptor es mucho más rápido que un interruptor convencional; los
cuales tienen tiempos de cierre del orden de los mi-lisegun- dos, mientras que el transistor
operando como interruptor tiene tiempos de cierre (tiempo de encendido) del orden de
losmicrosegundos.
c. El transistor como interruptor no presenta el rebote inherente de los interruptores
mecánicos. El rebote es un problema que se presenta en los contactos de un interruptor, el cual-
se cierra y abre varias veces (en una sucesión rápida) antes de efectuarse el cierre perfecto. La
Figura l-5(a) muestra’ la forma de onda (ampliada) del voltaje en la carga contra el tiempo,
cuando
6 / El transistor como un dispositivo de corle y saturación
^carga V car g a
-5- t
1
(b)
Figura 1-5. (a) Forma de onda del voltaje que muestra el rebote del contacto de un
interruptor mecánico. E) interruptor rebota cuatro veces antes de producirse el cierre
final, (b) Forma de onda del voltaje en un transistor, donde claramente se aprecia la
ausencia del rebote. En ambos casos el interruptor es accionado en el instante t,.
un interruptor mecánico energiza la carga. La Figura l-5(b) muestra la correspondiente forma de

onda del voltaje en la carga cuando es un transistor operando como interruptor el que la
energiza.
d. Cuando un transistor como interruptor acciona una carga inductiva, no se produce arco al
momento de la desconexión. Cuando un interruptor mecánico que actúa sobre una carga
inductiva se abre, la fuerza contra-electromotriz inducida, algunas veces produce un arco entre
los contactos. Este arco no solamente deteriora la superficie de los contactos, sino que también
puede ser peligroso en determinadas circunstancias.
1- 1-3 Prueba de los transistores que operan como interruptor

Desafortunadamente, por simple inspección visual es imposible determinar si un transistor
se encuentra abierto o cerrado, tal como sucede con los interruptores mecánicos. Es necesario un
medidor para detectar el cierre del interruptor. La Figura 1-6 se usará para ilustrar
elprocedimien-
+vr
Figura 1-6. Voltajes que deben medirse cuando se buscan las fallas en un transistor
operando como interruptor.
Variantes del circuito básico del transistor como interruptor / 7
to que se sigue en el chequeo de un transistor de conmutación en el circuito. En general, cuando un

transistor está CONDUCIENDO, VCE será cercano a 0 V, y cuando está en CORTE VCE será igual a
Vcc.
La lectura de Vcc cuando el transistor está abierto es debido a que no existe corriente por la
carga y por tanto no hay caída de voltaje. La totalidad del voltaje aplicado, cae en terminales del
transistor tal como sucede en un interruptor convencional.
Si. la carga no está energizada como se espera, es necesario chequear
. Este voltaje debe ser lo suficientemente alto para garantizar la CONDUCCION del transistor.
Si esto no sucede, el problema es la fuente de señal y no el transistor.
Si V¡B es lo suficientemente alto para CONDUCCION del transistor y la carga está aún
desenergizada, la falla puede estar en la fuente de alimentación.
En el estado de CONDUCCION, un transistor de silicio debe tener un VBE de alrededor de 0,6
V. Si ViB es lo suficientemente alto para saturar el transistor pero VBE es más alto o más bajo que 0,6
V, por ejemplo,
1.5 ó 0,2 V, la unión base-emisor está dañada y el transistor debe ser remplazado. Los transistores
de potencia están diseñados y construidos para manejar grandes corrientes y algunas veces tienen
un VBE por encima de IV. Por tanto, en caso de que VBE sea 1,5 V esto no significa necesariamente
una unión dañada. Es aconsejable referirse a las características dadas por el fabricante cuando se
presenta esta situación.
Si VBE es normal y existe corriente de base, entonces se debe inspeccionar VCE. Si VCE es cercano
al voltaje de alimentación V cc, el transistor tiene dañada la unión colector-base y debe ser
remplazado.
Si VCE es 0V y la carga está desenergizada, probablemente ella está en circuito abierto. En este
caso la carga debe ser remplazada.
Cuando Vin cae a un voltaje bajo, el transistor se supone CORTADO y la carga desenergizada.
Si la carga permanece energizada, la falla se debe probablemente a la existencia de un cortocircuito
entre colector y base o entre colector y emisor, por tanto el transistor debe ser remplazado.
1- 2 VARIANTES DEL CIRCUITO BASICO

DEL TRANSISTOR COMO. INTERRUPTOR
Algunas veces no es cierto que el supuesto voltaje bajo de entrada será lo suficientemente bajo para
CORTAR el transistor. Esto sucede cuando el voltaje de entrada es cercano a 0,6 V, digamos 0,5 V.
En estas situaciones marginales deben tomarse precauciones que garanticen el CORTE del tran-
sistor. La Figura 1-7 muestra dos métodos comúnmente utilizados para este propósito.
En la Figura 1 -7(a) se muestra un diodo conectado en serie con el circuito de base. Esto causa
un aumento en el voltaje de entrada necesario para inyectar una corriente de base al circuito. Los
0,6 V necesarios para que el diodo entre a conducir, son sumados a los 0,6 V necesarios para que la
unión base-emisor, entre también en conducción. Por consiguiente, si V in es cercano a 0,6 V debido a
una falla en la fuente de señal, el transistor permanecerá CORTADO, y el interruptor abierto.
/ El transistor como un dispositivo de corte y saturación
(a) (b)
Figura 1-7. Variantes del circuito básico del transistor como interruptor para asegurar el
CORTE, (a) Un diodo en serie con el circuito de base, (b)
Una resistencia de sujeción para llevar el voltaje de base por debajo de 0,6 V.
La Figura l-7(b) muestra una resistencia de sujeción, R2, agregada al circuito básico. Esta
resistencia hace lo que su nombre indica, esto es, sujeta el transistor en CORTE cuando V,„ está
en una condición marginal. Un estudio de la Figura 1 -7(b) muestra que fíj y R2 forman un di-
visor de voltaje siempre y cuando la unión base-emisor no esté conduciendo. El voltaje en el
terminal de base es siempre más negativo (menos positivo) que V i a . Por consiguiente, si V¡„ es
marginal, el voltaje de base es llevado por debajo de 0,6 V por la resistencia de sujeción
conectada a una fuente de voltaje negativo. Cuando V in está en el rango de valores altos, el
voltaje de base es suficiente para llevar el transistor a CONDUCCION aún con la resistencia de
sujeción presente en el circuito.
Ejemplo 1-2
Suponga tres valores diferentes de voltaje de entrada en el circuito de la Figura 1-8: (a) 0,1 V, (b) 0,6
V y (c) 3,5 V. Para cada voltaje de entrada, calcular el voltaje de base v el estado en el cual se encuentra el
transistor (CORTADO o CONDUCIENDO).
Solución
a. Comencemos por asumir que la unión base-emisor se encuentra polarizada inversamente, de modo que
las resistencias se encuentran efectivamente en serie. Entonces, para V ¡n =0,1 V,
(6,8 K)(2,1 V)
1,6 V,
6,8 K + 2,2 K
donde VB, es el voltaje a través de R2. La cantidad 2,1 V es la diferencia de potencial total a través de la
combinación de resistencias en serie, o la diferencia en
Variantes del circuito básico del transistor como interruptor / 9
+5 V
Figura 1-8. Circuito de un transistor como interruptor con valores específicos para ser usado en
el ejemplo 1-2.
tre los voltajes de +0,1 y — 2,0 V. El voltaje de base respecto a tierra puede hallarse por:
VB = -2,0 V + 1,6 V = -0,4 V.
De acuerdo con el divisor de voltaje, VB será — 0,4 V. Esto indica que la unión base-emisor está
inversamente polarizada; por tanto, el supuesto original es válido y R¡ y i?2 pueden ser tratadas como
resistencias en serie. Debido a que la base es negativa con respecto al emisor, el transistor está
CORTADO, y el interruptor está abierto.
b. Para un valor marginal de voltaje de 0,6 V, la caída de voltaje en R2 puede determinarse por
v (6,8 K)(2,6 V)
1,9 V
*' 6,8 K + 2,2 K
Por tanto, VB = — 2,0 V + 1,9 V = -0,1 V. Nuevamente, la unión base-emisor está polarizada
inversamente, el supuesto es válido y R¡ y R 2 están efectivamente en serie. El transistor se encuentra EN
CORTE y el interruptor abierto,
c. Si el voltaje de entrada es +3,5V, los cálculos dan:
(6,8 K)(5,5 V) V.
Rl
~ 6,8 K + 2,2 K
Los 5,5 V en la ecuación anterior corresponden al voltaje a través de la combinación de resistencias, + 3,5
V a — 2,0 V. El voltaje de la base es:
VB= -2,0 V +4,1 V= +2,1 V,
lo cual es imposible. En este caso, la unión báse-emisor se encontrará polarizada directamente y no

permitirá que el voltaje de base esté por encima de 0,6 V, por tanto, la combinación de resistencias no
puede considerarse como uri circuito serie. El cálculo del voltaje de base, produce un valor inaceptable
porque el supuesto inicial es falso. El transistor estará CONDUCIENDO, y el interruptor estará cerrado.
Condensadores de Conmutación. Para aumentar la velocidad de respuesta de los

transistores como interruptor en aplicaciones donde se requiere alta velocidad de
conmutación, se utiliza una variante como la que se muestra en la Figura 1-9. El
condensador en paralelo con R„ se denomina generalmen te condensador de
conmutación o aceleración. porque acelera el paso hacia CONDUCCION o CORTE
del transistor. Cuando U¡„ aumenta por encima del nivel cero y comienza a entregar
corriente al transistor, el condensador en un primer instante actúa como un
cortocircuito, dado que no puede cargarse instantáneamente. Por tanto, la corriente
por la base durante este primer instante de CONDUCCION es mayor que la normal
porque R H está efectivamente cortocircuitada. .Esta gran corriente de base lleva el
transistor rápidamente a saturación. Más tarde, una vez el condensador se ha
cargado completamente, se comporta como un circuito abierto y no afecta la
operación del transistor.
Cuando el voltaje de entrada cae al nivel cero para llevar el transistor a CORTE,
el condensador tiende a polarizar inversamente la unión base- emisor durante un
tiempo pequeño, porque se encuentra cargado con el + a la izquierda, como lo
muestra la Figura 1-9 al instante en que V¡„ co mienza a caer. Cuando V'„ alcance el
nivel cero, el terminal de entrada queda efectivamente conectado al emisor, el
voltaje entre los terminales del condensador polarizan inversamente la unión base-
emisor, llevando el transistor más rápidamente a CORTE que cuando C no existe.
Una buena selección del condensador de conmutación, puede reducir el tiempo
de acceso a CONDUCCION o CORTE de los transistores de con mutación a pocas
décimas de microsegundos o menos. El valor de la mayoría de los condensadores de
conmutación es del orden de algunos cien tos de picofaradios.
Algunas veces la carga en un transistor de conmutación, no se encuen tra
conectada en serie con el colector sino como se muestra en la Figura
1- 10. Este método es similar al utilizado para conectar una carga a un am -
plificador ac para pequeñas señales, con la diferencia que aquí no se uti liza el
condensador de acople. Es de notar que la carga es energizada cuan do el transistor
está en CORTE y desenergizada cuando se encuentra en
+v cc
Figura 1-9. Un condensador de conmutación en paralelo con la resisten cia de base. C es

del orden de 100 a 1.000 pF.
Vanantes del circuito básico del transistor como interruptor / 11
CONDUCCION. Esta situación es opuesta a la situación previa, en la cual la carga estaba en serie
con el colector. Es importante tener bien claras estas dos situaciones porque ambas son frecuentes.
+
Vcc
Figura 1-10. Circuito de un transistor de conmutación con la carga conectada entre

colector y tierra en lugar de conectada en serie con el colector.
Interruptor Totem-pole* En aplicaciones donde la carga tiene asociada una capacitancia (considerada
en paralelo con R^), el método de la Figura 1-10 no es adecuado porque produce un aumento lento
del voltaje en la carga después que el transistor entra en CORTE. Esto es debido al tiempo necesario
para cargar la capacitancia asociada a través de la resistencia de colector R^. A medida que
aumenta el valor de la capacitancia y/o el valor de la resistencia Rc, mayor será la constante de
tiempo (CRc), y mayor el tiempo de subida del voltaje en la carga. Si un tiempo de subida grande no
es aceptable, el circuito a usarse es el de la Figura 1-11.
El cricuito denominado Totem-pole es llamado así porque un transistor está localizado encima
del otro. Para energizar la carga, Ti es llevado a CONDUCCION y T2 a CORTE; esto hace que el
extremo superior de la carga quede conectado a Vcc. Para desenergizar la carga. T¡ es llevado a
CORTE y T2 a CONDUCCION; esto hace que el extremo superior de la carga quede conectado a
tierra. Cuando el transistor está CONDUCIENDO, la resistencia que.presenta es nula (como se
muestra en la Figura 1-11) o muy pequeña, por tanto, el tiempo de subida disminuye y el efecto de
retardos es prácticamente eliminado. Cuando Ti CONDUCE, el extremo superior de la carga queda
conectado al positivo de la fuente. Se dice entonces que Ti “ha llevado la carga arriba” y es llamado
un transistor de pull-up. T2 es llamado un Transistor de pull-down.
El circuito de entrada de la Figura 1-11 es el encargado de llevar Tt y T2 a CORTE y
CONDUCCION e impedir la CONDUCCION simultánea de los dos transistores en el mismo
instante. Si ambos entrasen en CONDUCCION, en el mismo instante, se producirá un cortocircuito
y oca-
Totémico, por su semejanza con los postes totémicos (N.deT.)

12 /El transistor como un dispositivo de corte y saturación
+
Vcc
Figura 1-11. Interruptor Totem-pole. En todo momento, un transistor está en CONDUCCION y

el otro en CORTE.
sionaría el daño de al menos uno de los transistores. Por la misma razón, los interruptores Totem-
pole no pueden conectarse en paralelo como se muestra en la Figura 1-4. Si el transistor T, de un
interruptor y el transistor T2 de otro interruptor son llevados a CONDUCCION en el mismo
instante se produce un cortocircuito de la fuente de alimentación. Si lo desea, puede dibujar un par
de interruptores Totem-pole con sus salidas unidas y observar que esto puede suceder.
1- 3 APLICACIONES DEL TRANSISTOR

COMO INTERRUPTOR
1- 3-1 Lámparas indicadoras

El transistor como interruptor es usado comúnmente para manejar lámparas indicadoras. Una
lámpara indicadora es aquella que^visualiza la condición de un cierto punto de un circuito. Puede
ser usada para mostrar que un cierto arrancador está energizado, o que un cierto interruptor de fin
de carrera está cerrado, o que una cierta línea de un circuito digital se encuentra en nivel alto.*
Por ejemplo, la Figura l-12(a) muestra un transistor como interruptor utilizado para visualizar
la salida de un flip-flop, elemento de memoria que estudiaremos más adelante. Cuando la salida del
flip-flop es nivel alto, aproximadamente 5 V para la mayoría de los flip-flops, el transistor CON -
DUCE y la lámpara se enciende. Un observador puede con sólo un vistazo, darse cuenta del estado
del flip-flop sin tener que recurrir a un instrumento para medirlo.
Algunas veces la fuente de señal tiene poca capacidad de corriente, y aún la corriente que toma
la base del transistor que opera como interrup-
E1 significado de) término nivel alto será explicado en el capítulo 2.

Aplicaciones del transistor como interruptor / 13
+5 V
+5 V
(a) (b)
Figura 1-12. Manejo de lámparas transistores como interruptor, (a)

Directo, (b) Con un seguidor de en acoplado para aumentar la impe-
dancia de entrada.
tor es una carga inaceptable. En estos casos, otra variante del circuito básico es utilizada, como se
muestra en la Figura l-12(b). Cuando la salida alcanza el nivel alto T,, que está conectado como un
seguidor de emisor, entra en CONDUCCION. Debido a la alta impedancia de entrada inherente al
seguidor de emisor, la corriente que toma del flip-flop es muy pequeña. La corriente de colector de
T\, fluye hacia la base de T2, el cual entra en CONDUCCION y enciende la lámpara.
Indicadores digitales. El circuito de la Figura l-12(a) es usado repetitivamente en aplicaciones como

los Indicadores digitales. Un Indicador digital es un medio que permite tomar un número binario
contenido en un circuito lógico y presentarlo de modo que sea fácilmente comprensible por un
operador y/o un observador. Como ejemplo, un contador decadal.^s un circuito lógico capaz de
contar hasta 9; estos circuitos los estudiaremos en detalle en el Capítulo 3. El hecho importante
aquí, es que el contenido del contador decadal no es de fácil comprensión para un operador. Esto es
debido al hecho que el operador está obligado a tomar medidas de voltaje en cuatro puntos distintos
del circuito para determinar su contenido; además, esté número estará en código binario y debe
pues convertirlo a decimal. Este proceso es inconveniente y se presta para errores. Para evitar estas
dificultades, los fabricantes de circuitos electrónicos han desarrollado circuitos especializados que
convierten los voltajes de un contador decadal en su número decimal equivalente y con capacidad
para encender lámparas y así, hacer visible ej número. Los circuitos que realizan esta operación
son llamados decoder/drivers o simplemente decodi-
Línea de Alimentación a -f-1 80 V.
Figura 1-13. Transistores como interruptor formando la etapa de salida de un decoder/driver.

Los 10 electrodos del tubo indicador están conectados cada uno a un colector de un transistor.
ficadores. La etapa final de salida de los decodifícadores está formada por transistores
operando como interruptor.
La Figura 1-13 muestra la etapa de salida de un decodificador el cual maneja un dispositivo
indicador 1 de 10 decimal, tal como un tubo Nixie* El tubo Nixie está formado por 10 electrodos y
están hechos como los números decimales del 0 al 9. El decodificador muestra el número que ha
sido seleccionado encendiendo el electrodo apropiado a través de su respectivo transistor como
interruptor (El circuito seleccionador asociado al decodi- fícador no se muestra en la Figura 1-13,
sólo se muestra el circuito de salida). La conexión entre el terminal positivo de la fuente y los
electrodos se realiza a través de un gas ionizado. Una resistencia limitadora de corriente, de 15 K se
coloca en serie entre el terminal positivo de la fuente y el terminal positivo del tubo indicador.
Otros decodificadores tienen solamente 7 transistores en lugar de 10. Estos están diseñados
para ser usados con un tipo de indicador diferente, llamado indicador de siete segmentos. Un
número se forma encendiendo una combinación particular de los siete segmentos. La distribución
geométrica de los segmentos se muestra en la Figura 1-14.
’Marca registrada de Burroughs Corporation.
Figura J-14. Distribución de los segmentos en un dispositivo indicador de siete segmentos.

a
f b
d
_ Aplicaciones del transistor como interruptor / 15
Por ejemplo, el número 7 se forma encendiendo los segmentos a, b, ye. El número 6 se forma
encendiendo los segmentos f, e, d, c, y g. En lo que a los transistores de salida concierne, la sola
diferencia entre un indicador de siete segmentos y uno decimal (algunas veces llamado decodificador
1 de 10) es que el decodificador de siete segmentos debe tener más de un transistor CONDUCIENDO
a la vez. Esto se entiende mejor si nos referimos a la Figura 1-15, la cual muestra los siete transistores
de salida y su conexión con los segmentos. La resistencia de 220 fi tiene por objeto limi tar la
corriente.
Alimentación de +5V
Figura 1-15. Transistores como interruptor formando la etapa de salida de un decodificador de

siete-segmentos. Los siete segmentos se encuentran conectados a través de resistencias a los siete
transistores de salida.
Los segmentos, están hechos de diversas formas en los dispositivos indicadores modernos.
Pueden ser filamentos incandescentes, diodos emisores de luz (LEDs), ligth-emiting diodes), o cristal
líquido.
La Figura 1-15 muestra una línea de alimentación de 5 V, mientras que la Figura 1-13 muestra
una línea de 180 V. Los dispositivos indicadores cubren un amplio rango de voltajes de alimentación.
Desde luego, el transistor que se utilice para manejar indicadores de alto voltaje, deben ser capaces
de soportarlo y por tanto, su voltaje de ruptura colector-emisor debe ser grande, dado que en todo
momento el voltaje de ruptura colector- emisor debe ser mayor que el voltaje de la fuente de
alimentación.
Es de notar que tanto en la Figura 1-13 como en la Figura 1-15 el terminal positivo de los
dispositivos indicadores forman un terminal común, mientras que su correspondiente terminal
negativo va unido, por separado, a un transistor como interruptor. Esta configuración se denomina
ánodo
El transistor como un dispositivo de corte y saturación
común y es la configuración que con mayor frecuencia se encuentra en la industria. Sin

embargo, existen algunos indicadores que han sido diseñados de tal manera que el terminal
común es la unión de los terminales negativos y su correspondiente terminal positivo va unido
al transistor como interruptor y son llamados dispositivos de cátodo común. Los términos
ánodo y cátodo son el resultado del hecho que la mayoría de los seg mentos son diodos (LEDs)
los cuales, como sabemos, tienen ánodo y cátodo. Si los segmentos son filamentos
incandescentes, se utiliza la misma terminología aun cuando sabemos que no tienen cátodo ni
ánodo.
Ejemplo 1-3
En la Figura 1-15, ¿cuáles transistores deben estar en CONDUCCION para que el indicador muestre
el número 2? ¿Cuáles deben estar en CONDUCCION para que muestre el número 8?
Solución. Para formar el número 2, los transistores que manejan los segmentos a, b, g, e, y d, deben
estar CONDUCIENDO. Para formar el número 8, todos los transistores deben estar CONDUCIENDO.
1- 3-2 Interface entre diferentes niveles de voltaje
Las aplicaciones industriales de los circuitos lógicos de estado sólido serán considerados en
detalle en el Capítulo 2, pero a modo de introducción podemos decir que todo circuito de control
industrial puede dividirse en tres partes. Estas tres partes son llamadas, sección de entrada, sec ción
lógica y sección de salida. En los sistemas industriales para una operación confiable y segura, las
secciones de entrada y salida deben operar a voltajes altos, generalmente 115 V ac. El porqué de
ésta necesidad se discutirá en el Capítulo 2. Dado que la sección lógica está formada por dispositivos
de estado sólido de bajo voltaje, tenemos que establecer un método que nos permita hacer
compatibles las secciones de entrada y salida, operando a voltajes altos, y la sección lógica operando
a voltajes bajos. Este problema de acoplamiento de secciones diferentes entre sí, se denomina un
problema de interface, y los circuitos que hacen posible este acoplamiento, se denominan circuitos
de interface. El transistor como interruptor es de uso frecuente en este tipo de circuitos.
Una aplicación del transistor como interruptor, que salta a la vista en este momento, es su uso
como energizador de un relé. La Figura 1-16 muestra esta aplicación y podemos decir que es un
método sencillo y barato para acoplar las secciones lógica y de salida. Una señal de bajo voltaje
proveniente de una parte del circuito lógico, entrega la corriente de base necesaria al transistor
como interruptor, el cual al entrar enCONDUCCION, energiza la bobina del relé. El contacto del
relé, el cual está aislado eléctricamente del circuito lógico, aplicará el alto voltaje al dispositivo de
salida, en este caso, el solenoide de una electro-válvula como se muestra en la Figura 1-16.
El diodo en paralelo con la bobina del relé es un diodo amortiguador o diodo contra-
electromotriz. Su función es la de cortocircuitar la fuerza contra-electromotriz inducida en la
bobina en el instante de su desenergi- zación. Si el diodo no existiese, la fuerza contra-electromotriz,
se presentaría como un transitorio de alto voltaje, el cual puede dañar el transistor.
Aplicaciones del transistor como interruptor / 17
------------115 Vac -
Contacto Solenoide
del relé
Figura 1-16. El transistor como interruptor, usado como interface entre la sección lógica y la
sección de salida de un circuito de control. Cuando el transistor conduce el relé es energizado y
el contacto del relé hace que el solenoide de la electro-válvula se energice.
Para interfazar las secciones de entrada y lógica, el transistor como interruptor puede usarse
como se muestra en la Figura 1-17 cuando el interruptor de fin de carrera se cierra, el
transformador reductor se energiza, y hace que el rectificador de onda completa entregue
corriente directa a la base del transistor. El transistor entra en CONDUCCION y su voltaje de
colector cae a cero. Esta señal de OV es interpretada por el circuito lógico como el cierre del
interruptor de fin de carrera.
Si el interruptor de fin de carrera se abre, el transformador se desenergiza, el transistor entra
en CORTE, y el voltaje del colector será Vcc. El circuito lógico ha sido diseñado para interpretar esta
señal de voltaje Vcc correspondiendo al interruptor de fin de carrera abierto.
Hacia
la sección
lógica
Figura 1-17. El transistor como interruptor usado como parte del circuito de interface entre las
secciones de entrada y lógica.
En la Figura 1-17, la carga (el circuito lógico) no está conectado en se rie con el colector sino
entre éste y tierra, tal como se muestra en la Figura 1-10. Este circuito es también un circuito de
conmutación y no un am-
plificador convencional, puesto que el transistor en todo momento va a estar en corte o saturación.
En ningún momento, se encontrará operando en su región activa o lineal. Los valores de las
resistencias Rlt R2, y Rc de la Figura 1-17 deben calcularse para garantizar la operación en
conmutación.
PREGUNTAS Y PROBLEMAS
1. Si la carga en la Figura 1-2, está constituida por dos lámparas en paralelo c/u de 20Í2, ¿cuál es la
magnitud del voltaje de entrada necesario para llevar el transistor a CONDUCCION?
2. En la Figura 1-4, Fini. es tal que mantiene al primer transistor CONDUCIENDO, ¿qué efecto tiene
sobre la lámpara el hecho que Kin, aumente?
3. En un transistor de silicio usado como interruptor, ¿cuál es el problema que se presenta si el voltaje
base-emisor mide 2,5 V?
4. Si entre colector y emisor de un transistor el voltaje medido es V cc y está fluyendo corriente por la
base, ¿cuál es el problema que se presenta?
5. ¿Cuál es el problema que se presenta en un circuito que tiene un transistor co mo interruptor, si el
voltaje de entrada es 0 V y la carga está energizada?
6. En aspecto de diseño, ¿cuál es la diferencia entre un transistor de conmuta ción y un transistor
estándar para pequeña señal?
7. Dé tres razones prácticas por las cuales un transistor de conmutación debe preferirse sobre un
transistor de pequeña señal en circuitos donde el transistor se usa como interruptor.
8. En términos generales, ¿de qué orden es la vida útil de un interruptor mecánico?
9. ¿De qué orden es la vida útil de un transistor como interruptor, si el circuito es un buen diseño?
10. En la Figura 1-1, V¡„ = V cc = 10V, R c = 500n, y RS=70K. Determinar el 0 dc mínimo para que el
transistor entre en saturación.
11. En la Figura 1-1 supongamos que el valor de la resistencia de carga no es fijo. Si V in = 3 V, Vcc = 12
V, RB = 10K, y /3dc = 80, ¿cuál es la magnitud de la resistencia de carga que permite que el transistor
entre en saturación? ¿Es este valor el máximo o el mínimo que puede escogerse? Explique.
12. En la Figura 1-8, asuma que R ¡ = 10 K, R 2 = 56 K, y el valor de la fuente negativa de voltaje es —
4 V. Si el transistor es de silicio,
a. El transistor se encontrará en CORTE o en CONDUCCION para Via = 4-
2,0 V?
b. Repita el procedimiento anterior para V iD = 0,8 V.
c. ¿Cuál es la magnitud del voltaje V¡n que causará incertidumbre sobre el estado de salida del
circuito?
PRACTICAS DE LABORATORIO SUGERIDAS
PRACTICA 1-1
Propósitos
a. Cóntruir un circuito con un transistor como interruptor y medir los niveles de los voltajes
de entrada y salida para las dos condiciones de operación.
Prácticas de laboratorio sugeridas / 19
b. Observar la situación impredecible que se presenta en un transistor como interruptor cuando el voltaje
de entrada es marginal.
c. Modificar el circuito básico del transistor como interruptor con el fin de elimi nar toda situación
impredecible.
Procedimiento
a. Monte el circuito de la Figura 1-1, con los siguientes valores de las resistencias, R c = 220 fi, /?B =
10K, Vcc. = 10 V, y como voltaje de entrada V , una fuente de alimentación de y variable. El beta de del
transistor que se va a emplear debe conocerse.
1. Aumente Vin hasta que el transistor entre en saturación y mida el voltaje colector-emisor para este
valor particular de la corriente de colector (medida de
^C£(sat ))-
2. ¿Cuál es el voltaje de entrada necesario para saturación del transistor? ¿Está este resultado de
acuerdo con el calculado por la Ecuación (1-2)?
b. Disminuya gradualmente Vin hasta que el transistor entre en corte.
1. Mida Vin. ¿Corrobora esta medida lo que Ud. ya sabe acerca de los transistores de silicio?
2. Este valor de V¡ n es el valor marginal. Verifique esta condición cambiando el transistor por otros
del mismo tipo. ¿Por qué la situación no es consistente si se remplaza el transistor?
3. Agregue un diodo en serie con el circuito de base tal como se muestra en la Figura l-6(a). Repita el
Paso 2. ¿Es la situación del circuito consistente? ¿Por qué?
4. Quite el diodo y monte la variante que se muestra en la Figura l-6(b). Utilice una fuente negativa de
— 3V y una resistencia de sujeción de 15 K. Repita el paso 2.
5. Para el circuito con la resistencia de sujeción, mida el nuevo valor mínimo de V ¡n que produce el
corte del transistor. ¿Está este valor de acuerdo con el calculado siguiendo los pasos del ejemplo 1-
2?
PRACTICA 1-2
El efecto que produce el condensador de conmutación puede demostrarse usando el circuito de la Práctica
1-1. La fuente de variable se .remplaza por un generador de pulsos y V CE debe medirse con un
osciloscopio de alta frecuencia para poder observar el efecto en el tiempo de transición (tiempo necesario
para cambiar de estado) del circuito cuando se le agrega un condensador de conmutación.
En general, el tiempo de subida de un osciloscopio debe ser como mínimo cinco veces menor que el
tiempo de subida del pulso que se quiere medir para poder realizar una medida de buena precisión. De
todas maneras, si el transistor tiene un tiempo de transición del orden de 200 nseg con el condensador, lo
cual es razonable, el osciloscopio debe tener un tiempo de subida del orden de 40 nseg o menos. Un
osciloscopio con un ancho de banda de 10 MHz tiene un tiempo de subida de 33 nseg, luego un
osciloscopio con estas características será adecuado. El generador de pulsos debe tener también un tiempo
de subida de 40 nseg o menos.
Los mejores resultados se obtienen para un pulso de una frecuencia de 1 MHz y un osciloscopio con
tiempo de barrido del orden de 0,1 ^seg/cm.
Sustituya el condensador de conmutación por varios valores y mida los tiempos de subida y de bajada
de V CE , de esta manera podrá observar el efecto del condensador en el tiempo de transición del transistor
como interruptor.
2
El transistor como
interruptor actuando
como elemento decisorio
En cualquier sistema industrial, los circuitos de control reciben y procesan información sobre las
condiciones en el sistema. Esta información representa hechos tales como, posiciones mecánicas de
partes móviles, temperaturas en varios lugares, presiones existentes en tubos, ductos y cámaras;
caudales; fuerzas ejercidas sobre dispositivos de detección; velocidades de desplazamiento, etc. El
circuito de control debe tomar toda esta información empírica y combinarla con la que le
suministra el operador. La información suministrada por el operador, usualmente proviene de un
conjunto de interruptores y/o potenciómetros. Esta información representa la respuesta deseada
del sistema, es decir, el resultado esperado.
Basándose en la información suministrada por el operador y los datos tomados del sistema, el
circuito de control, toma decisiones. Estas decisiones son la próxima acción que debe ejecutar el
sistema, ya sea arrancar o parar un motor, aumentar o disminuir la velocidad de un movimiento
mecánico, abrir o cerrar una electro-válvula, o aún, parar el sistema completamente a causa de una
condición peligrosa.
Obviamente, la decisión que toma el sistema de control no es una elaboración propia.
Solamente es el reflejo de los deseos del diseñador, quien
Sistemas con circuitos lógicos / 21
previendo todas las posibles condiciones de entrada, ha programado o elaborado la salida

apropiada del sistema. Sin embargo, como el circuito de control opera como lo haría su diseñador,
en iguales condiciones, es con frecuencia llamado circuito de toma de decisiones o decisorio, o
simplemente circuito lógico.
OBJETIVOS

1. Enumerar las tres partes de un circuito de control industrial y describir las funciones generales de
cada una
2. Describir cómo los relés pueden ser usados como elementos decisorios
3. Distinguir entre contactos normalmente abiertos y contactos normalmente cerrados de un relé
4. Dibujar esquemas lógicos con relés, en los que se muestren contactos conectados en serie y contactos
conectados en paralelo
5. Describir en detalle el funcionamiento de una parte específica de un sistema Jógico con relés
6. Explicar la operación de las cinco puertas lógicas de estado sólido más comunes: AND, OR, NAND,
ÑOR y NOT
7. Describir en detalle el funcionamiento de una parte específica de un sistema lógico de estado sólido
8. Enumerar y explicar el funcionamiento de varios circuitos usados como etapas de entrada a un
sistema lógico de estado sólido
9. Explicar el propósito y el funcionamiento de los amplificadores de salida usados en sistemas lógicos
de estado sólido
10. Discutir las ventajas y desventajas relativas de un circuito lógico de estado sólido y de un circuito
lógico de relés
11. Describir en detalle el funcionamiento de tres sistemas lógicos de estado sólido reales: una rebajadora
automática, un anunciador de primera falla, y un taladro automático
12. Discutir las características de las cinco familias lógicas industriales más comunes: RTL, DTL, HTL,
TTL y CMOS
2- 1 SISTEMAS CON CIRCUITOS LOGICOS

El circuito de control eléctrico de un sistema industrial puede dividirse en tres partes o secciones
distintas a saber: (a) sección de entrada, (b) sección lógica y (c) sección de salida.
La sección de entrada, algunas veces llamada sección de adquisición de datos en este libro,
está formada por los dispositivos encargados de recoger la información proveniente del operador y
del sistema mismo. Algunos de los dispositivos usados comunmente como entradas son: botones
pulsadores, interruptores de fin de carrera, interruptores de presión y fotoceldas.
La sección lógica, algunas veces llamada sección de toma de decisiones o decisoria en este
libro, es la parte del circuito que actúa de acuerdo con la información suministrada por la sección de
entrada, toma decisiones con
22 / El transistor como interruptor actuando como elemento decisorio
base en dicha información y envía órdenes a la sección de salida. Los cir cuitos de la sección lógica
son generalmente construidos con relés magnéticos, circuitos transistorizados discretos, o circuitos
transistorizados integrados.* Los dispositivos neumáticos también pueden ser usados para
implementar circuitos lógicos pero son menos frecuentes que los dispositivos electrónicos y
electromagnéticos, por esta razón, no se discutirán. De todas maneras, los principios fundamentales
de los circuitos lógicos son únicos y universales y no interesa qué dispositivo se use para implemen-
tarlos.
La sección de salida, algunas veces llamada sección actuadora en este libro, está formada por
los dispositivos que toman las señales de salida de la sección lógica y las convierten o amplifican a
formas utilizables. Los más comunes son: arrancadores de motores y contactores, solenoides y
lámparas indicadoras.
La Figura 2-1 ilustra la relación entre estas tres partes de un circuito de control.
Lógica
(adquisición de datos) (toma de decisiones) (dispositivos actuadores)
Figura 2-1. Relación entre las tres partes de un sistema de control industrial.
2- 2 CIRCUITOS LOGICOS IMPLEMENTADOS CON

RELES MAGNETICOS
Por muchos años, las funciones lógicas industriales, fueron implementadas casi exclusivamente con
relés operados magnéticamente, y aún hoy en día, esta lógica goza de una amplia popularidad. En
este método de construc-
*Un circuito integrado (IC, integrated Circuit) es un circuito en el cual todos los componentes
(transistores, diodos, resistencias, etc.) están construidos con base en un solo cristal de silicio.
Hablaremos sobre CIs más adelante.
Circuitos, lógicos implementados con relés magnéticos / 23
Figura 2-2. Un circuito lógico de relé en el cual la bobina es controlada por dispositivos de
entrada llamados interruptor de fin de carrera e interruptor de presión.
ción, la bobina del relé es energizada cuando el circuito principal de la bobina se completa cerrando
ciertos interruptores o contactos. La Figura 2-2 muestra cómo el relé A (RA) se energiza, si
simultáneamente se cierran el interruptor de fin de carrera 1 (IFC1) y el interruptor de presión 4
(IP4).
El relé A del circuito de la Figura 2-2 se energiza si una cierta combina ción de eventos ocurre en
el sistema. La combinación necesaria, es el cierre de IFC1 por el aparato que lo opere, y al mismo
tiempo, el cierre de IP4 por un aumento en la presión del líquido o gas que lo afecte. Si estas dos
acciones se suceden en el mismo instante, el relé A se energizará.
Por el contrario, si uno o los dos interruptores es abierto, entonces el relé A será desenergizado,
lo mismo ocurrirá si uno de los interruptores se cierra y el otro permanece abierto.
Si RA es desenergizado, sus contactos asociados volverán a su estado normal, es decir, los
contactos normalmente cerrados (N.C.) se cierran y los contactos normalmente abiertos (N.A.) se
abren. En cambio, si RA es energizado, todos sus contactos asociados cambian de estado, es decir,
los contactos N.C. se abrirán y los contactos N.A. se cerrarán. La Figura 2-2 muestra solamente un
contacto de cada clase, es de notar, que los relés de uso industrial tienen asociados varios contactos
de cada clase (algunos contactos N.C. y algunos N.A.).
Aun cuando este circuito es bastante simple, sirve para ilustrar las dos ideas fundamentales de
los circuitos lógicos de relés y aplicables a todos los circuitos lógicos.
a. Un resultado positivo (en este caso enérgización del relé), está condi cionado a la ocurrencia de
una serie de eventos, y depende de cómo los
contactos de mando se encuentren conectados. En el circuito de la Figura

2- 2, ambos interruptores IFC1 e IP4, deberán cerrarse porque se encuentran conectados en
serie, si estuviesen conectados en paralelo, bastaría que uno cualquiera de los interruptores se
cerrase para energizar el relé,
b. Una vez que un resultado positivo ocurre, éste puede transferirse a otros lugares del circuito.
De este modo, el resultado puede manifestarse en varios lugares a través del circuito de control. En
la Figura 2-2, el relé A tiene asociado un contacto N.C. y otro N.A. conectados a otros lugares del
circuito. Por tanto, la acción sobre RA se manifestará sobre estos lugares del circuito.
Para ampliar los conceptos sobre las ideas básicas de circuitos lógicos, en la Fig. 2-3 se muestra
cómo los contactos de mando de una bobina, pueden ser contactos asociados a otros relés en lugar
de interruptores independientes como los de presión y de fin de carrera.
Figura 2-3. Circuito lógico de relés en el cual las bobinas están controladas por contactos
asociados a otros relés.
En la Figura 2-3, el interruptor de fin de carrera (operado mecánicamen te) se cerrará cuando
el pistón del cilindro hidráulico #3 se encuentre completamente extendido. El cilindro hidráulico #3
se encuentra en un sitio cualquiera del sistema mecánico y acciona el interruptor por medio de una
especie de leva que los une. Cuando el contacto N.A. del interruptor IFC3 se cierra, RB se energiza.
La idea de “transferencia” o “ramificación” se ilustra muy bien aquí porque los tres contactos
asociados con RB están conectados a otras partes del circuito, por tanto, la acción de RB se
manifestará en estas tres partes, que en este caso son los relés RF, RG y R H. La idea de
“ramificación” es algunas veces asociada como un fan-out {factor de carga del circuito).
Para apreciar mejor la habilidad que tienen estos circuitos para tomar decisiones,
consideremos el relé RG. Supongamos que RG controla el solé-
Circuito lógico de relés para un sistema clasificador de piezas manufacturadas /í 25
noide de una electro-válvula la cual permite o no que el agua fluya por un determinado tubo.
Tenemos pues, que el agua fluirá si las siguientes condiciones se cumplen:
a. RB está energizado, y
b. RD está energizado, y
c. RE está desenergizado.
Hemos visto que RB está controlado por la posición del pistón del cilindro hidráulico =3 a través del
interruptor IFC3. Los relés RD y RE, aunque no se describen en la Figura 2-3, representan
cualquier condición en el sistema mismo, o datos del operador o una combinación de ambos. Para
concretar, supongamos que RD se energizará cuando se tiene una determinada presión del agua y
RE cuando se detecte en el agua cierto tipo de contaminación.
La decisión que tome RG sobre permitir o no el flujo del agua, depende de las tres condiciones
siguientes (estado de los contactos):
a. RE (N.A.): Pistón del cilindro hidráulico #3, completamente extendido.

b. RD (N.A.): Presión del agua, adecuada.
c. RE (N.C.): No hay contaminación presente en el agua.
Este es un ejemplo simple de cómo los relés pueden emplearse para construir circuitos lógicos.
2- 3 CIRCUITO LOGICO DE RELES PARA UN SISTEMA

CLASIFICADOR DE PIEZAS MANUFACTURADAS
Para cimentar lo que hemos aprendido acerca de los sistemas lógicos en general, consideremos el
sistema lógico para un sistema específico. La Figura 2-4(a) muestra el diagrama esquemático de la
distribución del sistema.
Se trata de piezas manufacturadas de distinto peso y tamaño que se desplazan hacia la derecha
por una banda transportadora. Un detector de tamaño las clasifica en grandes o pequeñas
dependiendo de si se encuentran por encima o por debajo de un cierto tamaño de referencia. De la
misma manera, un detector de peso las clasifica en pesadas o livianas de acuerdo con un cierto peso
de referencia. Al final, cada pieza se encontrará clasificada en uno de los siguientes grupos: a)
pequeña liviana, b) pequeña pesada, c) grande liviana, o d) grande pesada1.
El sistema identifica (de acuerdo con un código establecido) las partes, dibujándole una raya de
pintura del color apropiado; una vez pintada, la pieza es enviada al conducto correspondiente de
acuerdo con su clasificación. Existen cuatro conductos, uno para cada clasificación, ha salida de la
pieza de la banda transportadora hacia su respectivo conducto se efectúa abriendo una compuerta,
la cual se encarga de dirigirla hacia la salida correspondiente. Cada conducto tiene su propia
compuerta.
El sistema está dividido en tres partes, tal como se muestra en la Figura
2- 4(a); el peso y tamaño se miden en la zona de prueba. Cuando la pieza sale de la zona de
prueba hacia la zona de pintura, en su paso acciona el
26 / El transistor como interruptor actuando como elemento decisor
Verde
Zona de clasificación (vista superior)

IFC4 IFC6
□— —□
Pequeña/Pesada Grande/Pesada
Pequeña /Liviana Grande/Liviana —□

CF—
IFC3 IFC5
(b)
Figura 2-4. (a) Distribución física del sistema clasificador de piezas ma -

nufacturadas. (b) Vista superior de la zona de clasificación, donde se mues tra
la posición de las cuatro compuertas y los cuatro interruptores de fin de
carrera.
interruptor IFC1. Este interruptor es un interruptor de fin de carrera con una extensión especial (cat-
whisker extensión) y se utiliza cuando el objeto que debe detectar no se encuentra siempre en la misma
posición; los objetos que se mueven por una banda transportadora son un buen ejemplo, dado que pueden
encontrarse en cualquier sitio, a uno y otro lado del centro de la misma, luego, para detectar el paso de una
pieza, el interruptor debe ser capaz de detectarla en cualquier parte del ancho de la banda (so bre la línea de
acción del interruptor).
Pieza en la zona de
1 pintura
Pieza en la zona de
3
clasificación
5 Ciclo
terminado
6
9 Pieza grande
10
11 Pieza pesada
12 La pieza es pequeña
y liviana La pieza es
pequeña y pesada
13
Grande y Liviana
14
15
Grande y Pesada
16
Pintura azul
17
Pintura amarilla
18
Pintura roja
19
Pintura verde
20
Director P/L
21
Director P/P
22
23 Director G/L
24
Director G/P
Figura 2-5. Circuito de cont rol para el sistema clasificador de piezas manu facturadas.
con la lógica ¡mplementada con .relés magnéticos. 27
Cuando la pieza entra en la zona de pintura, una de las cuatro electro- válvulas de pintura se
abre y dibuja una raya a medida que la pieza se mueve bajo la boquilla. Cuando la pieza sale de la
zona de pintura hacia la zona de clasificación, acciona IFC2, que es también un interruptor
especial como IFC1. En este instante, la electro-válvula se cierra y una de las cuatro compuertas se
abre para guiar la pieza hacia su respectivo conducto. La Figura 2-4(b) muestra cómo la
compuerta bloquea el paso de la pieza y la dirige hacia el conducto correspondiente. Una vez que la
pieza ha caído en el conducto respectivo, acciona el interruptor correspondiente (colocado en cada
conducto), sea IFC3, IFC4, IFC5, o IFC6, cuando esto sucede, la compuerta vuelve a su posición
original, y el sistema total está disponible para recibir una nueva pieza en la zona de prueba.
El sistema manipula las piezas de manera que una nueva pieza no puede entrar en la zona de
prueba hasta tanto no se accione uno de los interruptores de los conductos. Esto es debido en
efecto, a que el sistema debe retener la clasificación peso/tamaño hasta tanto la pieza no deje por
completo el sistema; la clasificación debe memorizarse para poder operar la com puerta
correspondiente en el momento que la pieza entre en la zona de clasificación.
El circuito lógico de relés que ejecuta toda la operación anterior se muestra en la Figura 2-5.
El circuito lógico de estado sólido equivalente será tratado y explicado en la Sección 2-6. Ahora se
explica el funcionamiento del circuito de la Figura 2-5, y de esta manera, nos podremos
familiarizar con un circuito lógico práctico que ha sido implementado con relés; una vez que se
tenga entendido como funciona, se estudiará el mismo sistema usando los más modernos métodos
de construcción.
Partamos de la línea 9 de la Figura 2-5. El contacto N.C. RTER* está cerrado cuando una
pieza entra en la zona de prueba'. Mientras la pieza se encuentre en la zona de prueba, el detector
de tamaño cierra su contacto si la pieza es grande o lo deja abierto si es pequeña; si la pieza es
grande, el relé RGRA es energizado, si es pequeña permanece desenergizado. Si RGRA es
energizado, se autoenergíza por medio del contacto N.A. RGRA de la línea 10, esto es necesario
porque el contacto del detector de tamaño retorna a su estado inicial (N.A.), una vez la pieza salga
de la zona de prueba, y como se dijo anteriormente, el sistema debe memorizar el resultado de la
prueba hasta que la pieza deje por completo el sistema.
La forma como el detector de tamaño opera no nos interesa en este mo mento, dado que lo
importante es el funcionamiento del sistema lógico.
El detector de peso de la línea 11 opera de una forma análoga, es decir, si la pieza es pesada, el
contacto se cierra y energiza el relé RPES el cual se autoenergiza por su contacto N.A. de la línea
12. Si la pieza es liviana, el contacto del detector de peso permanecerá abierto y el relé RPES des -
energizado.
"Los relés generalmente se les denomina de acuerdo con la función que realizan en el circuito.
El nombre del relé es una abreviación de su función. Por ejemplo, en la nominación RTER, las
letras TER son una abreviación de la palabra terminado. La letra R que precede la abrevia ción
de la función es usada para significar relé. Una descripción más completa de la función del relé
se escribe a un lado de la bobina como una ayuda para entender la operación del cir cuito. Este
método se sigue en la Figura 2-5.
Adquisición de Datos Toma de Decisiones Dispositivos Actuadores
(Entrada) (Lógica) (Salida)
IFC1, IFC2, IFC3, IFC4, Relés RZP, RZC, RTER, Solenoides del azul,
IFC5, IFC6, detector de RGRA, RPES, RPL, RPP, amarillo, rojo y verde;
peso, detector de tamaño RGL, RGP, y sus solenoides P/L, P/P,
contactos asociados G/L y G/P
operación de todo el sistema se ha completado y el sistema está nuevamente en condiciones de

recibir una nueva pieza para clasificar.
Se dijo en la Sección 2-1 que todo circuito de control puede dividirse en tres partes: entrada,
lógica y salida. Los dispositivos de la Figura 2-5 quedan clasificados como se muestra en la Tabla
2-1.
2- 4 LOGICA IMPLEMENTADA CON TRANSISTORES

Pudimos observar en la discusión anterior cómo los relés pueden ser utilizados para la toma de
decisiones o como elementos decisorios. En términos simples, cuando dos contactos se encuentran
conectados en serie, se dice que la función del circuito es una función AND porque para energizar
la carga, el primer contacto y el segundo deben cerrarse. Cuando dos contactos se encuentran en
paralelo, la función del circuito es una función OR porque para energizar la carga, cualquiera, el
primer contacto o el segundo debe cerrarse. Estas dos configuraciones básicas de los circuitos de
relés se muestran en la Figura 2-6, junto con dos circuitos de estado sólido para realizar las mismas
funciones.
s
AND OR
RELE
+5 V +5 V
Figura 2-6. (a) La función lógica AND ejecutada por un circuito de relés y
por un circuito de estado sólido, (b) La función OR ejecutada por un cir cuito
de relés y por un circuito de estado sólido.
Lógica implementada con transistores
En la lógica de estado sólido, en lugar de contactos que se abren y cierran, las líneas de
entrada estarán en nivel alto (HI) o en nivel bajo (LO). Por tanto, en los circuitos de estado sólido de
la Figura 2-6, que la entrada X esté en nivel alto (sea + 5 V) es equivalente a tener cerrado el
contacto RX en el circuito de relés. Que la entrada X esté en nivel bajo (0 V) es equi valente a tener el
contacto RX abierto. Esta convención es válida también para las entradas Y y Z.
En cuanto al resultado del circuito, en un circuito de relés, el resultado se considera como la
energización de la bobina del relé y la consecuente conmutación de sus contactos asociados. En un
circuito de estado sólido, el resultado se asocia con un nivel alto a la salida.
Teniendo en cuenta estas equivalencias, estudiemos el circuito de la Figura 2-6(a). Si
cualquiera de las entradas está en nivel bajo (0V, conectada a tierra), el diodo conectado a dicha
entrada quedará polarizado directamente, su corriente de polarización va a tierra y proviene de la
fuente de +5V a través de R¡. En un diodo polarizado directamente el potencial del ánodo no puede
ser mayor que 0,6 V con respecto del potencial del cátodo. Por tanto, el nodo de unión de los ánodos
en la Figura 2-6(a) estará a + 0,6 V con respecto a tierra, si cualquiera de las entradas X, Y, o Z se
encuentra en nivel bajo. Con sólo -f 0,6 V en el nodo de unión de los ánodos, se encontrará en
CORTE, de acuerdo con lo estudiado en el Capítulo 1. Con Qlt en CORTE, su colector está en nivel
alto y por tanto entregará comente a la base de Q2 llevándolo a CONDUCCION. Con Q2 en
saturación, su voltaje de colector es aproximadamente 0 V y por tanto, la salida del circuito será un
nivel bajo.
Por el contrario, si todas las entradas X, Y, y Z están en nivel alto ( + 5V), el nodo de unión de
los ánodos no será forzado a 0,6 V. Por tanto, la corriente que fluye a través de R¡ encontrará un
camino hacia la base de Q¡. Q, entra en saturación llevando Q¿ a CORTE, lo que forza la salida a
+5V, un nivel alto. La acción que realiza el circuito de estado só lido, es equivalente a la del circuito
de relés que se muestra en la parte superior de la Figura 2-6(a). Todas las entradas deben estar
energizadas para obtener una salida.
La Figura 2-6(b) muestra la función OR. En el circuito de estado sólido si cualquiera de las
entradas está en nivel alto, Q, entra en CONDUCCION. (Las resistencias están calculadas para que
esto suceda), y su colector es llevado a tierra. Por tanto, no fluirá corriente a la base de Q2, y éste
entra en CORTE, forzando la salida, Wa un nivel alto. Nuevamente, la acción que realiza el circuito
de estado sólido es equivalente a la del circuito de relés que se muestra en su parte superior. Si una
cualquiera de las entradas está energizada, se produce una salida.
En ambos circuitos OR, el de relés y el de estado sólido, si todas las entradas están
desenergizadas (todos los contactos abiertos en el circuito de relés, todas las entradas en nivel bajo en
el circuito de estado sólido), el circuito no producirá una salida. Es decir, el circuito de relés estará
im- *
*En los esquemas electrónicos los transistores pueden identificarse por las letras Q o T . Usaremos la letra
Q en muchos casos, y usaremos la letra T cuando Q se utilice para otros propósitos en el esquema.
pedido para energizar la bobina del relé W, y el circuito de estado sólido producirá un nivel bajo a
la salida W.
2- 5 PUERTAS LOGICAS—MODULOS PARA CONSTRUCCION DE

CIRCUITOS LOGICOS
En la Sección 2-4 mostramos que los circuitos de estado sólido, pueden realizar funciones lógicas,
pero será muy incómodo y a la vez confuso, mostrar en un diagrama lógico los transistores, diodos,
y las resistencias que intervienen; para evitar esto, se han inventado símbolos que dan a entender
que las funciones lógicas serán ejecutadas por circuitos individuales. Podemos entonces construir
circuitos lógicos complejos interconectando circuitos lógicos individuales y simples, similares al
circuito AND de la Figura 2-6(a).
Estos circuitos lógicos individuales y simples, constituyen módulos lógicos con los cuales se
pueden implementar sistemas lógicos complejos, en los cuales, cada módulo está representado por
un símbolo especial. Estos módulos comúnmente se denominan puertas lógicas o simplemente puer-
tas.
2- 5-1 Puertas no-inversoras: AND, OR

En la Sección 2-4, encontramos puertas AND y OR y, podemos decir que una puerta AND es
un circuito en el cual la salida será un nivel alto solamente cuando todas las entradas se encuentran
en nivel alto. La Figura 2-7(a) muestra el símbolo de la puerta AND, seguido de su tabla de verdad
y de una explicación en palabras sobre su funcionamiento.
La Figura 2-7(a) muestra una puerta AND de tres entradas. En realidad, cualquier número de
entradas es posible, pero las más comunes son de dos, tres, cuatro y ocho entradas.
En la tabla de verdad de la Figura 2-7(a), el dígito binario 1 representa un nivel alto de voltaje,
y el dígito binario 0 un nivel bajo de voltaje. La tabla de verdad da la salida de un circuito digital
para cada una de las posibles combinaciones de las entradas.
Por ejemplo, la tabla de verdad para la puerta AND, en la Figura 2-7(a), muestra todas las
ocho posibles combinaciones de las tres entradas, A, B y C, y para cada combinación, específica, el
nivel de salida de la puerta AND. Como ejemplo, tomemos la segunda fila de la tabla de verdad.
Esta nos dice que si las entradas A, B y C son 001, respectivamente, la salida será 0. La tercera fila
nos dice que para la combinación 010 de las entradas A, B y C, la salida será también 0. La octava
fila dice que para la combinación 111 de las entradas A, B y C, la salida es 1.
Las tablas de verdad son útiles porque eliminan cualquier ambigüedad que pueda presentarse
al tratar de explicar, con palabras, la acción del circuito. Para el caso de una puerta AND, la tabla
de verdad puede aparecer como un medio complicado para entender algo que fácilmente se
comprende con palabras, el caso es que, a medida que aumenta la complejidad del circuito digital,
es más difícil expresar su acción en palabras.
A B C Salida
0 0 0 0
0 0 1 0
0 1 0 0
0 1 1 0
ó
1 0 0
1 0 1 0
1 1 0 0
1 1
1 1
C
A B : Salida
0
0 0 0
0 0 1 1
0 1 0 1
0 1 1 1
1 0 0 1
La salida es un nivel alto
1 0 1 1
solamente cuando todas las
1 1 0 1 entradas están en nivel alto. La
1 1 1 salida es un nivel bajo si
1
cualquiera de las entradas está
en nivel bajo.
La salida es un nivel alto si

cualquiera de las entradas está
en nivel alto. La salida es un
nivel bajo solamente si todas
las entradas están en nivel bajo.
Figura 2-7. (a) Funcionamiento de una puerta AND. (b) Funcionamiento de una puerta OR.
Es bueno aprender a interpretar las puertas lógicas de una manera intuitiva, para poder saber,
casi sin pensar, cuál será la salida para una combinación dada de las entradas. Esta habilidad puede
lograrse leyendo y entendiendo la descripción, en palabras, de la puerta y chequeando men talmente
la tabla de verdad, fila por fila, con dicha descripción.
La Figura 2-7(b) muestra el símbolo de una puerta OR, seguido de su tabla de verdad y de una
descripción en palabras de su funcionamiento. La puerta OR, toma este nombre porque su salida es
un nivel alto, si A o B o C están en nivel alto. La tabla de verdad muestra esto claramente.
Los esquemas electrónicos dibujados en la Figura 2-6 muestran algunos métodos posibles para
construir una puerta AND y una puerta OR. Lógicamente, no son los únicos métodos y no
necesariamente los mejores. Aun cuando es instructivo y útil saber como puede construirse una
puerta, una vez que ésta se encuentra adecuadamente conectada en un circuito lógico, su
construcción interna es irrelevante. La relación entrada-salida, mirándola como una caja-negra, es
lo único importante.
2-5-2 Puertas inversoras: NAND, ÑOR, NOT
Las puertas inversoras son aquellas en las cuales la salida es un nivel bajo cuando la adecuada
combinación de las entradas es alta (con relación a lo visto anteriormente). La Figura 2-8 muestra
los símbolos, las tablas de verdad, y dá las descripciones de las puertas inversoras.
La puerta inversora más simple, es la puerta NOT, comúnmente llamada inversora. La salida
es un nivel bajo cuando la entrada es un nivel alto y es un nivel alto cuando la entrada es un nivel
bajo. Las puertas NOT son útiles cuando se requiere, en un cierto lugar de un circuito ló gico, el
inverso de un nivel digital para realizar una determinada acción. La puerta NOT cambia un nivel
alto a nivel bajo y viceversa. La construcción electrónica de una puerta NOT es simplemente un
transistor como interruptor, tal como el que se muestra en la Figura l-7(a).
La puerta NAND es aquella en la cual la salida es un nivel bajo cuando todas sus entradas
están en nivel alto; dicho de otra forma, la salida es un nivel alto si cualquiera de las entradas está
en nivel bajo. Esto puede constatarse con la tabla de verdad correspondiente.
La puerta NAND es equivalente a una puerta AND seguida de una puerta NOT, tal como lo
sugiere la Figura 2-9(a). Sería pues, más adecuado llamarla puerta AND-NOT, pero el uso
corriente ha impuesto la N precediendo el nombre.
La puerta ÑOR es aquella en la cual la salida es un nivel bajo si cual quiera de las entradas está
en nivel alto; dicho de otra forma, la salida es un nivel alto, solamente si todas las entradas están en
nivel bajo. La tabla de verdad de la Figura 2-8(c) ilustra este comportamiento.
La puerta ÑOR es equivalente a una puerta OR seguida de una puerta NOT. Nuevamente, el
nombre adecuado sería OR-NOT, pero por la misma razón anterior, el nombre ÑOR se ha
impuesto. La Figura 2-9(b) ilustra lo dicho.
Es de sorprenderse porqué se fabrican y utilizan puertas NAND y ÑOR dado que son menos
fáciles de entender intuitivamente y también es cierto que, rastrear un circuito implementado con
puertas NAND y ÑOR es más difícil que rastrear un circuito implementado solamente con puertas
AND y OR. A medida que aumenta la complejidad del circuito, más confusa se vuelve la lógica
invertida; esto es cierto, úsense o no, técnicas matemáticas para explicar el funcionamiento del
circuito.
Las razones de la popularidad de las puertas inversoras son sencillas:
a. Son baratas
b. Son rápidas
c. Disipan menos potencia
La razón a, se desprende del hecho que una puerta ÑOR puede construirse exactamente de la
misma manera que la puerta OR de la Figura
2- 6(b) excepto que Q2 no es necesario. La única razón para haber incluido a Q2 es conseguir
que la salida “siga” a las entradas. Si estamos dis-
A SALID
A
0 1
1 0
A SALID
B c A
0 0 0 1
0 0 1 1
0 1 0 1
0 1 1 1
1 0 0 1 Puertas lógicas—Módulos para construcción de circuitos lógicos / 35

1 0 1 1
1 1 0 1 Tabla
Puerta Símbolo de verdad Acción
1 1 1 0
A B
c SALID
A La salida es un nivel alto
NOT SALIDA
0 0 0 rsora)
1 si la entrada está en nivel
{Inve
bajo. La salida es un
0 0 1 0 nivel bajo si la entrada
0 1 0 0 está en nivel alto
0 1 1 0
1 0 0 0
1 0 1 0
1 1 0 0
1 1 1 0
La salida es un nivel bajo

solamente si todas las entradas
están en nivel alto. La salida es
un nivel alto si cualquiera de las
entradas está en nivel bajo.
La salida es un nivel bajo

si cualquiera de las
SALIDA
ÑOR entradas está en nivel alto.
La salida es un nivel alto
solamente si todas las
entradas están en nivel bajo.
Figura 2-8- (a) Funcionamiento de una puerta NOT. (b) Funcionamiento de una puerta NAND.
(c) Funcionamiento de una puerta ÑOR.
puestos a trabajar con puertas en las cuales la salida no sigue a las entradas, podemos eliminar un
transistor y así simplificar la fabricación. Para constatar lo dicho, mentalmente removamos Q2 del
circuito de la Figura
2- 6(b) y tomemos la salida en el colector de Q,, el circuito electrónico que resulta es una
puerta ÑOR.
NAND ÑOR
A A
SALIDA SALIDA
B B
A
SALIDA
B
Figura 2-9. (a) Equivalencia de una puerta NAND con un par AND-NOT. (b) Equivalencia de
una puerta ÑOR con un par OR-NOT.
En las puertas comerciales, más de un transistor se elimina al cambiar de no inversora a

inversora, y por supuesto, las resistencias asociadas. Esto implica ahorro de componentes y
disminución en el costo.
Con respecto a la razón b, si menos transistores deben conmutarse, la puerta puede responder
más rápidamente. Cuando se habla de velocidad de respuesta de una puerta, el término usualmente
empleado es, tiempo de propagación, que es el tiempo que transcurre entre el instante en que la
entrada cambia de nivel y el instante en que la salida cambia de nivel co mo respuesta. El tiempo de
propagación se reduce hasta en un 40% cuando se utilizan puertas inversoras. En algunas
aplicaciones industriales, esta velocidad de respuesta es un factor de mucha importancia.
Por último, si hay menos transistores en la puerta, ésta drena menos corriente de la fuente y
por tanto, disipa menos potencia; este hecho es importante si las puertas son alimentadas con
baterías o cualquier fuente de energía limitada.
2-5-3 Lógica positiva versus lógica negativa

En un sistema de lógica positiva, el dígito binario 1, o el nivel alto, representa el más positivo de
los dos niveles de voltaje utilizados. Luego, un sistema que tenga -f 5 V y 0V como niveles de
operación, tendría el nivel alto (1) representado por -f-5 V y el nivel bajo (0) representado por cero
potencial. Esta es la manera natural para la definición de los niveles lógicos alto y bajo. A través de
todo este libro se asume lógica positiva.
Sin embargo, algunos fabricantes de circuitos lógicos usan lógica negativa. En un sistema de
lógica negativa, el dígito binario 1 está representado por el más negativo de los dos niveles utilizados.
Un sistema de lógica negativa se encuentra generalmente asociado con una fuente de voltaje negativo
para los colectores de los transistores, es decir, utiliza transistores pnp.
Circuito lógico de estado sólido para el sistema clasificador de ... / 37
Por ejemplo, una línea industrial de puertas lógicas, bastante popular, utiliza — 20 V y 0 V
como niveles de voltaje. Los transistores se encuentran conectados en emisor común, tal como se
muestra en la Figura 2-6, pero son del tipo pnp y su voltaje de colector es — 20 V. El nivel lógico 1
es considerado — 20 V, y el nivel lógico 0 es 0V. Las expresiones nivel alto y nivel bajo son engañosas
en lógica negativa y por tanto, se evita utilizarlas. En su lugar, los niveles lógicos se identifican
siempre por los símbolos 1 y 0.
Como se estableció antes, asumiremos que tratamos con lógica positiva; más sin embargo, la
lógica negativa también se usa corrientemente; el estudiante de sistemas industriales debe estar
consciente de esto y además debe conocer cuál es su diferencia con la lógica positiva.
2-6 CIRCUITO LOGICO DE ESTADO SOLIDO PARA EL SISTEMA CLASIFICADOR DE

PIEZAS MANUFACTURADAS
Ahora veremos en detalle, la versión de estado sólido del circuito lógico para controlar el sistema
clasificador de la Figura 2-4.
En la Figura 2-10, el nivel lógico alto es -(-15V. Cuando la pieza pasa por la zona de prueba, los
detectores de tamaño y peso cierran sus contactos, si su tamaño y/o su peso se encuentran por
encima del valor de referencia. Concentrémonos primero en el detector de tamaño. Si su contacto se
cierra, se aplicará un nivel alto a la entrada 1 de OR3, esto produce un nivel alto a su salida, el cual
es realimentado a la entrada 1 de la AND3, y produce el enclavamiento de OR3, tal como sucede en
un relé. Esto sucede porque la entrada 2 de AND3 está en nivel alto en este momento, luego es
energizada (su salida es un nivel alto), y aplica un nivel alto a la entrada 2 de OR3. En este arreglo
circuital, OR3 permanece autoenergizada aún después que la pieza haya salido de la zona de prueba
y que el contacto del detector de tamaño se haya abierto. La única manera de romper este
enclavamiento de OR3, es removiendo el nivel alto de la entrada 2 de AND3 .
Se dijo arriba que la entrada 2 de AND3 es un nivel alto mientras la pieza se encuentra en la
zona de prueba; esto depende de la situación de 12, la cual alimenta la entrada 2 de AND3. La
entrada de 12 recibe información de los interruptores de fin de carrera IFC3-IFC6, los que se
encuentran conectados en paralelo. Dado que estos interruptores se encuentran abiertos cuando la
pieza se encuentra en la zona de prueba, los + 15 V no estarán aplicados a la entrada de 12'durante
este tiempo. Tampoco aparece una señal de 0 V aplicada a su entrada, sin embargo, la resisténcia de
1 K que aparece conectada entre la entrada y tierra, hace que la puerta inversora tome esta
situación como un nivel bajo.
Por tanto, con la entrada 12 en nivel bajo, su salida es un nivel alto, el cual es aplicado a la
entrada de AND3. La salida de OR3 permanecerá en nivel alto hasta que la pieza accione uno
cualquiera de los interruptores de los conductos., Cuando esto sucede, la salida de 12 cae a un nivel
bajo, desenergizando AND3 y de hecho, removiendo el nivel alto de la entrada de OR3. Cuando esto
sucede, se rompe el enclavamiento de OR3 y su salida regresa al nivel bajo. i
Figura 2-10. Circuito de control para el sistema clasificador de piezas manufacturadas
de la Figura 2-4, con la lógica implementada con puertas de estado sólido.
Circuito lógico de estado sólido para el sistema clasificador de ... / 39
Toda la discusión anterior se hizo en el supuesto que el contacto del detector de tamaño se
cerrase, lo cual indicaría una pieza grande. Naturalmente, si la pieza es pequeña, el contacto no se
cierra y OR3 permanece desactivada (su salida en nivel bajo) durante todo el ciclo del sistema.
La anotación sobre la línea de salida de 0R3 describe lo que significa dicha línea cuando se
encuentra en nivel alto. Entonces, si la salida de OR3 es un nivel alto, podemos concluir que la pieza
es grande. Por el contrario, si la salida de OR3 es un nivel bajo, la salida de 13 será un nivel alto, lo
que significa que la pieza es pequeña. La anotación en la línea de salida de 13 corresponde a este
significado.
El circuito para el pesaje, formado por el detector de peso, OR4, AND4 e 14, es igual al circuito
para detección de tamaño. Haga un seguimiento del funcionamiento de estas puertas para estar
seguros que se entiende como trabajan.
Las puertas AND 5-8 pueden considerarse como las puertas de clasificación, y sus entradas son
las salidas que producen las circuiterías de de tamaño y de pesaje. Cada una de las puertas AND
tiene dos entradas, las cuales corresponden a una cierta combinación de tamaño y peso. Por ejemplo,
las entradas de la AND5 son dos líneas que indican (a) la pieza es pequeña y (b) la pieza es liviana.
Por tanto, si la pieza es pequeña y liviana, la AND5 se energizará. Si la pieza es pequeña y pesada, la
AND6 se energizará, y así sucesivamente.
Las salidas de las puertas AND de clasificación alimentan otros grupos de puertas AND. Un
primer grupo formado por las AND9, 10, 11 y 12, las cuales controlan los solenoides de las electro-
válvulas de pintura, y un segundo grupo formado por las AND 13, 14, 15 y 16 las cuales controlan las
compuertas directoras.
Las puertas AND 9, 10, 11 y 12 tienen sus entradas 1 conectadas entre sí y a la línea
denominada “en la zona de pintura”. Esto significa que cuando la pieza entra en la zona de pintura,
todas las entradas 1 de las puertas 9-12 son llevadas a nivel alto, y dependiendo de cuál puerta de
clasificación se encuentra energizada, una de las cuatro puertas de control de las electroválvulas de
pintura se habilitará y por tanto, el solenoide correspondiente se energizará. Por ejemplo, si la
puerta de clasificación, grande/liviana (AND7), se encuentra energizada, un nivel alto se aplicará a la
entrada 2 de la ANDll. Cuando la pieza entra en la zona de pintura, la línea “en la zona de pintura”
pasa a nivel alto, y la ANDll es habilitada. El solenoide de la pintura roja se energiza y permanecerá
así hasta que la línea “en la zona de pintura”,, regrese al nivel bajo, inhabilitando la AND 11.
Las puertas que controlan las compuertas directoras, AND 13, 14, 15 y 16, trabajan de forma
análoga. Sus entradas 1 están conectadas entre sí y son manejadas por la línea “en-la zona de
clasificación”. Cuando esta línea pasa a nivel alto, una de las cuatro puertas de control de las com -
puertas se habilitará, por tanto, el correspondiente solenoide de la compuerta se energizará. Por
ejemplo, si la puerta de clasificación, grande/ liviana (AND7) está energizada, aplica un nivel alto a
la entrada 2 de la AND 15. Cuando la línea “en la zona de clasificación” está en nivel alto, la entrada
1 de la AND15 estará en nivel alto, su salida será entonces, un
nivel alto y energizará el solenoide, lo cual produce el desplazamiento de la compuerta

grande/liviana de la Figura 2-4(b) hacia la banda. Este solenoide permanecerá energizado hasta
que la línea “en la zona de clasificación”, regrese al nivel bajo, inhabilitando la AND 15.
El circuito que aparece en la parte superior de la Figura 2-10, suministra la información
concerniente a la localización de la pieza en la banda transportadora, las señales que entrega se
denominan “en la zona de pintura” y “en la zona de clasificación”.
Cuando la pieza entra en la zona de pintura, acciona el interruptor IFCl, el cual aplica los -+-
15V (nivel alto) a la entrada 1 de la ORI. La salida de ORI pasa a nivel alto y se autoenergiza
debido a la realimentación con la ANDl. Después de esto, y durante el tiempo que la entrada 2 de la
AND1 permanezca en nivel alto, la puerta AND estará habilitada, y la ORI permanecerá
energizada en virtud del nivel alto aplicado a su entrada 2. Tal como se muestra en el diagrama, la
salida de la ORI no es otra cosa que la línea “en la zona de pintura”.
Cuando la pieza abandona la zona de pintura y entra en la zona de clasificación, acciona el
interruptor IFC2, este aplica un nivel alto a la entrada 1 de la OR2, su salida pasa a nivel alto. La
salida de OR2 ejecuta varias cosas; primero, aplica un nivel alto a la entrada de II, lo cual produce
un nivel bajo a la entrada 2 de la ANDl. La ANDl se inhabilita y suspende el enclavamiento de ORI,
la línea “en la zona de pintura” cae al nivel bajo, desenergizando el solenoide de la electro-válvula
de pintura; segundo, la salida de OR2 alimenta la entrada 1 de la AND2 y dado que su entrada 2
está también en nivel alto, en este instante, la AND2 se habilita y energiza a OR2. Tercero, la salida
de OR2 es la señal “en la zona de clasificación” la cual se dirige hacia la parte inferior de la Figura
2-10 y activa las puertas de control de las compuertas directoras, tal como se discutió antes.
Una vez que la pieza dirigida hacia el correspondiente conducto, cae, el respectivo interruptor
de fin de carrera se cierra, aplicando un nivel alto a 12. La salida de 12 cae a un nivel bajo,
aplicándolo a AND2, AND3 y AND4. El nivel bajo en la AND2 suspende el enclavamiento de OR2,
forzando la línea “en la zona de clasificación” a un nivel bajo. Cualquiera sea la compuerta que se
ha desplazado, retorna a su posición inicial. La aplicación de un nivel bajo a las AND3 y AND4 las
inhabilita, por tanto aplican un nivel bajo a las entradas número 2 de OR3 y OR4. Esto hace que se
suspenda el enclavamiento sobre OR3 y OR4, si es del caso. Por tanto, los circuitos detectores de
peso y tamaño son inicializados y queda el sistema listo para recibir una nueva pieza en la banda
transportadora.
2-7 DISPOSITIVOS DE ENTRADA PARA LA LOGICA DE

ESTADO SOLIDO
La Figura 2-10 muestra los interruptores directamente conectados entre la fuente de voltaje (nivel
lógico alto) y la entrada de las puertas. Por ejemplo, IFCl conecta directamente la línea de +15V de
la fuente de a la entrada 1 de ORI. Mientras que teóricamente esta disposición circuital es
aceptable, prácticamente no es aconsejable por varias razones.
Dispositivas de entrada para la lógica de estado sólido / 41
La razón primordial es que los interruptores mecánicos no efectúan un contacto firme en el

momento del cierre. Las superficies de los contactos siempre “rebotan” una contra otra varias veces
antes de efectuar el cierre permanente. Este fenómeno se denomina rebote de contacto y se ilustra en
la Figura 2-11.
A la
+
entrada
" Vdc del
osciloscopio
(a) (b)
Figura 2-11. El problema del rebote de contacto.
En la Figura 2-ll(a), cuando el interruptor mecánico se cierra para conectar la resistencia R a la

fuente de, V, la forma de onda a través de R, es similar a la que se muestra en la Figura 2-ll(b). El
tiempo que transcurre entre el contacto inicial y el cierre definitivo (t2 —tx en la gráfica) es
generalmente bastante corto, del orden de los milisegundos o menos. Aunque el rebote es bastante
rápido, las puertas lógicas responden rápidamente, de modo que es posible que una puerta lógica
cambie de estado cada vez qué se presente un rebote. Estos cambios de estado indeseados pueden
causar serios problemas en el funcionamiento del circuito lógico total.
Interruptor con filtro capacitivo. La solución a este problema es instalar algún tipo de dispositivo de
filtro entre el interruptor y la entrada de la puerta lógica. El dispositivo de filtro debe tomar la
entrada con rebote y convertirla en una salida continua. Un método sencillo para conseguirlo se
muestra en la Figura 2-12(a).
En el primer contacto, cuando el interruptor se cierra, el condensador C comienza a cargarse a
través de la resistencia Thevenin R l / / R 2 . Dado que el interruptor permanece cerrado durante el
primer rebote por un tiempo muy pequeño, la carga almacenada en C, no es suficiente para afec tar
la entrada de la puerta. Esto es también cierto para todos los subsecuentes rebotes (el interruptor
nunca permanece cerrado el tiempo suficiente para afectar la puerta a causa de la necesidad de
cargarêl condensador C). Cuando ocurre el cierre permanente, C puede cargarse a la tensión
umbral de la puerta y activarla. El filtro de la Figura 2-12(a) sirve también para rechazar señales de
ruido de fuentes externas. Esto es, si un pulso extraño de alta velocidad ocurriese en el extremo del
interruptor, sería rechazado por el filtro paso bajo y por tanto, no aparecería en las en tradas de la
puerta.
(b)
Figura 2-12. (a) Interruptor con filtro RC para eliminar el efecto del rebote de contacto,
(b) Eliminador de rebote implementado con puertas de estado sólido.
Obviamente, cuando el condensador se ha cargado completamente, su nivel de voltaje no es

igual al de la fuente de alimentación. Solamente puede cargarse al voltaje Thevenin del divisor de
voltaje formado por R ¡ y R 2 . Esto normalmente no es un problema, porque las puertas de
estado sólido operan confiablemente con un voltaje de entrada, menor que el voltaje de la fuente
de alimentación.
Eliminadores de rebote. Otro método para eliminar el rebote de contacto, se muestra en la Figura 2-
12(b). Este método difiere del ilustrado en la
Dispositivos de entrada para la lógica de estado sólido / 43
Figura 2-12(a) en que el disparo ocurre en el primer rebote del contacto, en lugar de esperar al cierre
definitivo. Después de activado, el eliminador ignora los subsecuentes rebotes. Una desventaja de este
circuito es que requiere un interruptor de doble tiro en lugar de un simple contacto N.A. Veamos
como funciona.
Cuando el interruptor de fin de carrera está desactivado, su contacto N.C. está cerrado y un
nivel alto está aplicado a R2 y a la entrada 2 de la NOR2. Por tanto, la salida de la NOR2 es un nivel
bajo, lo que hace que la entrada 2 de la NOR1 se encuentre en nivel bajo. La entrada 1 de la NORl es
también un nivel bajo porque la resistencia Rl la referencia a tierra. Con las dos entradas en nivel
bajo, la salida de la NORl es un nivel alto; la puerta inversora I hace entonces que la salida final sea
un nivel bajo.
La secuencia de eventos, durante el proceso de conmutación es:
a. Primero se abre el contacto N.C. (interruptor del tipo abre-antes de cerrar), haciendo que la
entrada 2 de la NOR2 caiga a nivel bajo. La NOR2 no cambia de estado porque su entrada 1 está aún
en nivel alto.
b. El contacto N.A. se cierra momentáneamente durante el primer cierre. Esto produce un nivel
alto momentáneo en la entrada 1 de la NORl, y ésta cambia su salida a nivel bajo. La inversora
produce una salida final de nivel alto. La salida de la NORl alimenta la entrada 1 de la NOR2, ahora,
la NOR2 tiene sus dos entradas en nivel bajo, por tanto, su salida es un nivel alto. Este nivel alto es
aplicado a la entrada 2 de la NORl. La NORl tiene ahora sus dos entradas en nivel alto.
c. El contacto N.A. rebota y se abre en el primer rebote. Esto produce un nivel bajo a la entrada 1
de la NORl, pero la entrada 2 mantiene su nivel alto. Por tanto, la NORl no cambia de estado, y la
salida final permanece en nivel alto.
d. Durante los siguientes rebotes, cada uno de éstos cambia el nivel lógico de la entrada 1 de la
NORl. Sin embargo, como el contacto N.C. del interruptor continúa abierto, el nivel alto permanece
a la entrada de la NORl, manteniéndola estable.
Cuando el interruptor de fin de carrera es desactivado un poco más tarde, el eliminador de
rebote ejecuta la misma secuencia pero al contrario, produciendo una transición brusca de la salida
final al nivel bajo. Esto se puede constatar siguiendo la operación del circuito.
Convertidores de señal. Tanto para el filtro capacitivo como para el eliminador de rebote que
consideramos anteriormente, se asume que los dispositivos de entrada están conmutando un nivel
lógico de voltaje (-)-15 V en la Figura 2-12). Además, prácticamente todas las puertas industriales
utilizan una fuente de voltaje de 20 V o menos, por tanto, los dispositivos de entrada deben ser
capaces de operar confiablemente bajo condiciones de voltaje y corriente relativamente bajas para
poder efectuar una conmutación de este tipo. Esto es algunas veces practicable, pero existen muchas
situaciones en las cuales no es posible. Algunas veces, el dispositivo de adquisición de datos no puede
operar confiablemente en condiciones de bajo voltaje.
Hay dos razones que explican este inconveniente. Primero, el dispositivo de entrada se
encuentra lejos físicamente de la sección de toma de decisiones o lógica. Los conductores que unen
el dispositivo de entrada con los circuitos de la sección lógica son largos y necesariamente su
resistencia es mayor que si fuesen cortos. Una alta resistencia produce una gran caída de voltaje
( I R ) a lo largo del conductor. Si el voltaje inicial es pequeño, una gran caída de voltaje ( I R ) en
los conductores no puede tolerarse porque el circuito lógico puede confundir un nivel alto con un
nivel bajo. Es mejor hacerlo a partir de un voltaje alto de tal manera que el sistema pue da afrontar
las pérdidas en los conductores.
Segundo, las superficies de los contactos de los dispositivos de entrada, tienden a acumular
polvo y residuos del ambiente; también se puede formar en las superficies óxidos y otros
recubrimientos químicos. Esto hace que la resistencia de los contactos aumente y se necesite por
tanto, un alto nivel de voltaje, para garantizar que este aumento de la resistencia de los con tactos
no será significativo.
Además, el hecho de conmutar un voltaje alto produce arco entre los contactos; estos arcos
eliminan óxidos y residuos, y ayudan a mantener limpias las superficies.
En muchas situaciones industriales, por consiguiente, es necesario utilizar un nivel alto de
voltaje para manejar los dispositivos de entrada. Cuando esto sucede, hay necesidad de un
dispositivo interfazador que convierte la señal de entrada de alto voltaje a una señal lógica de bajo
voltaje. Tales dispositivos son llamados convertidores de señal, convertidores de entradas iniciales,
interfazadores de entradas lógicas, etc. En este libro utilizaremos el término convertidores de señal.
La Figura 2-13(a) presenta el símbolo esquemático del convertidor de señal y la Figura 2-13(b) un
circuito con tres convertidores de señal.
En la mayoría de los diagramas industriales, los convertidores de señal se dibujan con dos
terminales, tal como aparece en la Figura 2-13(b), aun cuando, la mayoría en la realidad, tienen
cuatro terminales. La representación esquemática es simple y clara e indica la acción de un
convertidor de señal, es decir, un bajo voltaje lógico correspondiente al nivel 1, aparece a la salida,
cuando una señal de entrada de alto voltaje es aplicada por el cierre del contacto del dispositivo de
entrada.
La Figura 2-14 muestra la estructura interna de dos convertidores de señal típicos, utilizados
para convertir una señal ac de 115 V a un nivel lógico de de + 15 V.
El circuito de la Figura 2-14(a) es la ya familiar fuente de alimentación de onda completa a
partir de un transformador con toma central. El dispositivo de entrada conmuta los 115 V ac al
primario del transformador, y el rectificador y el filtro convierten la tensión del secundario a + 15V
de. Note que este tipo de convertidor de señal tiene cuatro terminales, sin embargo, el símbolo
esquemático está dibujado con dos únicamente.
Este convertidor de señal proporciona aislamiento eléctrico entre la entrada de alto voltaje y el
bajo voltaje de los circuitos lógicos, gracias al acoplamiento magnético de los devanados del
transformador.
El aislamiento eléctrico entre los dos circuitos es deseable, porque tiende a prevenir que
ruidos electromagnéticos y electrostáticos generados por
Dispositivos de entrada para la lógica de estado sólido / 45
<2>
115Vac Convertidores Puertas
(b)
Figura 2-13. Convertidores de señal para convertir una señal de entrada de alto voltaje en una
señal lógica de bajo voltaje.
!a forma y distribución del circuito de entrada, alcancen el circuito lógico. En un sistema lógico
industrial, la captación de ruidos por el circuito de entrada es un problema. Esto es debido a la
longitud de los conductores que unen el panel lógico con los dispositivos de entrada y a la tendencia
de llevar dichos conductores por ductos cercanos a las líneas de potencia. Las líneas de potencia
manejan motores y cajas de control, que son inherentemente ruidosos, y pueden fácilmente inducir
ruidos eléctricos indeseados en las líneas que unen los dispositivos de entrada con la sección lógica.
El convertidor de señal ilustrado en la Figura 2-14(b) utiliza un relé de láminas (reed relay). La
salida del puente rectificador de onda completa, energiza la bobina del relé, y sus contactos
conmutan la fuente de alimentación lógica a los terminales de salida del convertidor. El relé aísla el
circuito lógico del circuito de entrada. Este tipo de convertidor de señal no produce su propia señal
lógica de voltaje, y por tanto, debe tener una fuente lógica externa. Es por esto, que tiene cinco
conexiones, sin embargo,puede dibujarse esquemáticamente como se muestra en la Figura 2-13(b).
Salida
A la tierra
lógica
+ 15 V de
-----O
RL
Salida
—O
—O------------►
A la tierra
lógica
__________l
Figura 2-14. (a) Convertidor de señal que utiliza un transformador para aislar el circuito
lógico del circuito de entrada, (b) Convertidor de señal que utiliza un relé de láminas
para aislar el circuito lógico del circuito de entrada.
Los convertidores de señal ilustrados en la Figura 2-14 tienen ambos un condensador, el cual
sirve para filtrar el ruido de alta frecuencia y el rebote de contacto. Por tanto, no requieren de un
circuito de filtrado o de un eliminador de rebote conectado a su salida.
Una luz piloto indicadora puede conectarse en el convertidor de señal como se muestra con las
líneas punteadas en la Figura 2-14(b). Esta es una ayuda para el personal de mantenimiento. La
condición de entrada puede visualizarse rápidamente, y no es necesario conectar un voltímetro para
conocer el estado de dicha entrada.
Dispositivos de salida para la lógica de estado sólido / 47
Ocasionalmente los dispositivos de entrada en sistemas industriales son manejados por un alto
voltaje de en lugar de los 115 V ac. Un gran voltaje de produce un arco entre los contactos, mayor
que el producido por una fuente ac de la misma magnitud. Por consiguiente, un voltaje de es más
efectivo para eliminar residuos y materiales depositados en la superficie de los contactos. En estos
casos, se necesita un convertidor de señal dc-dc. El circuito de la Figura 2-14(b) es adecuado para
esta aplicación.
En los últimos años, los convertidores de señal con acoplamiento óptico se han popularizado,
debido principalmente a que son livianos, confiables y de bajo costo. No requieren transformador ni
relé para aislar eléctricamente los circuitos de entrada de los circuitos lógicos, y además su capa-
cidad de aislamiento es muy buena. Hablaremos de ellos en el Capítulo 11 donde se discutirán los
dispositivos fotoeléctricos.
2-8 DISPOSITIVOS DE SALIDA PARA LA

LOGICA DE ESTADO SOLIDO
El diagrama lógico de estado sólido del sistema clasificador de piezas manufacturadas (Figura 2-10)
muestra los solenoides de pintura y los solenoides directores, manejados directamente por puertas
AND. Aunque es posible manejar dispositivos actuadores (solenoides, arrancadores de motor, etc.)
directamente a partir de puertas lógicas, esta práctica no es muy usual. Más bien, un amplificador
de salida se intercala entre el circuito lógico y el dispositivo actuador. El propósito del amplificador
de salida es aumentar la potencia de salida del circuito lógico (convertir el bajo voltaje/baja
corriente del circuito lógico en un alto voltaje/alta corriente a su salida).
Figura 2-15. Amplificadores de salida, que entregar, una salida de alta potencia, a partir de una
señal lógica de baja potencia.
115 V ac
Solenoide
Arrancador
-.de motor
O
Bocina
(a) (b)
El símbolo utilizado para representar un amplificador de salida (algunas veces llamado

manejador o buffer) se muestra en la Figura 2-15(a). La Figura 2-15(b) presenta un diagrama
industrial, en el cual aparecen los amplificadores de salida.
El término AS en el símbolo del amplificador de salida algunas veces se omite o se
remplaza por una M, que significa manejar (Driver). Igual que los convertidores de señal, los
amplificadores de salida se representan esquemáticamente con dos terminales, uno de entrada
y uno de salida. Cuando el terminal de entrada recibe un nivel lógico alto, el terminal de salida
energiza el dispositivo actuador. Los amplificadores de salida que actualmente se construyen
tienen realmente cuatro terminales.
La mayoría de los amplificadores de salida, se diseñan para manejar una carga que opera
con 115 V ac, además, la mayoría de los actuadores industriales, electro-válvulas,
arrancadores de motor, bocinas, etc., están ^diseñados para operar a 115 V ac. Esta situación
se presenta en la Figura 2-15(b), en la cual se muestra el terminal común de los actuadores
conectado a la línea de 115 V ac.
Otros amplificadores de salida obtienen su potencia de operación a partir de una fuente
separada de de de alto voltaje en lugar de una línea de 115 V ac. Tales amplificadores son
utilizados con dispositivos actuadores diseñados para operar a tales voltajes particulares de
de. Los niveles particulares de voltajes de son 24, 48, y 115 V de. Un ejemplo de construcción
de un amplificador de salida de se muestra en la Finirá 2-16(a).
Los amplificadores de salida de de, están constituidos por un transistor de potencia,
manejado por un pequeño transistor de señal con una resistencia en el emisor. La carga se
conecta en serie con el colector del transistor de potencia, y es alimentado por una fuente de
24 V. La fuente de alimentación de 24 V está referenciada a la tierra del circuito lógico por
una conexión en la cabina del circuito de control. Todo esto se presenta en la Figura 2-16(a).
El voltaje de la fuente de alimentación del circuito lógico se utiliza como voltaje de
polarización de Q,. Cuando el terminal de entrada recibe un nivel alto, Q, entra en
CONDUCCION, y el voltaje a través de aumenta lo suficiente para hacer que el transistor de
potencia entre en CONDUCCION. La corriente de colector de Q, energiza el dispositivo
actuador. El diodo en paralelo con la carga es el diodo amortiguador, y su función es suprimir
la reacción de inducido de la carga cuando se desenergiza.
Debido a la existencia de una tierra común entre los circuitos lógicos y de salida, no existe
un completo aislamiento eléctrico entre éstos y el amplificador de salida de la Figura 2-16(a).
Se deben tomar precauciones para evitar inyecciones de ruido al circuito lógico.
La Figura 2-16(b) es un ejemplo de un amplificador de salida que utiliza un relé de
láminas. Cuando la entrada del amplificador pasa a un nivel alto, el transistor entra en
CONDUCCION y energiza el relé. Los contactos del relé conectan la carga a la línea de 115
V ac. Esta disposición proporciona aislamiento eléctrico entre los circuitos lógicos y los
circuitos de salida.
Los actuales amplificadores ac de salida, utilizan dispositivos de estado sólido en lugar de
relés de láminas. El dispositivo principal de estos amplificadores generalmente es un SCR, el
cual, a menudo es disparado por
Composición entre la lógica de estado sólido y la lógica de relés / 49
un transistor monojuntura (UJT). Un diseño típico de un amplificador ac de salida implementado

con dispositivos de estado sólido se presentará en el Capítulo 5.
2-9 COMPARACION ENTRE LA LOGICA DE ESTADO .

SOLIDO Y LA LOGICA DE RELES
Por muchos años, los relés magnéticos han suplido la mayor parte de los requerimientos lógicos de
la industria del siglo veinte, y aún son amplia-
+15 V de +24 V de
+ 15 V de
115 Vac
s __^
A
(b)
Figura 2-16. (a) Amplificador de salida que utiliza un transistor de potencia para controlar la
corriente a través del dispositivo de salida, (b) Amplificador de salida que, utiliza el contacto de
un relé, para controlar la corriente a través del dispositivo de salida.
mente utilizados. A causa de los mejoramientos en los diseños y en los materiales de construcción,
los relés actuales tienen una vida útil de varios millones de operaciones, bajo condiciones normales.
Sin embargo, bajo ciertas condiciones y en ciertas circunstancias, se ha demostrado que la lógica de
estado sólido es superior a la lógica de relés. Discutiremos ahora las condiciones bajo las cuales, la
lógica de estado sólido es preferida y también trataremos algunas de las consideraciones
importantes utilizadas para decidir entre los dos tipos de lógica.
Confiabilidad. En la mayoría de las situaciones industriales, la consideración más importante para
seleccionar los elementos del circuito lógico, es su confiabilidad de operación libre de
mantenimiento. Los relés tienen enlaces mecánicos móviles y contactos, los cuales están sujetos a
desgaste. También, sus bobinas demandan una considerable cantidad de corriente para poder crear
la fuerza necesaria para mover los enlaces. Esta fuerza también se ejerce sobre los conductores de
la bobina y sobre su aislamiento. Estas son las razones por las cuales la esperanza de vida de los
relés está limitada a pocos millones de operaciones, como se mencionó anteriormente. Aun cuando
esto puede parecer como una extraordinaria longevidad, realmente, debemos pensar cuánto tiempo
durará un relé, si su ciclo de operación es de dos veces por minuto. Dos operaciones por minuto son
2.880 operaciones por día, y algo más de un millón por año. A esta rata de operación, un relé con
una vida útil de 2 millones de operaciones, escasamente duraría 2 años. El considerar dos
operaciones por minuto durante 24 horas, es normal en un circuito industrial. Muchos relés deben
operar a frecuencias mayores que ésta, con su correspondiente reducción en el tiempo de vida útil.
Por el contrario, las puertas de estado sólido, tienen una esperanza de vida ilimitada. No tienen
partes móviles y su demanda de corriente es reducida. Salvo por aumentos de temperatura
excesivos o sobrecorrientes, un dispositivo de estado sólido duraría para siempre. Es obvio que esta
es una ventaja grande de la lógica de estado sólido sobre la lógica de relés.
Las partes constitutivas de un relé están expuestas al ambiente. Partículas de polvo pueden caer
en la armadura del relé, interfiriendo su libre movimiento. Sustancias químicas y polvorientas del
ambiente pueden adherirse a la superficie de los contactos, causando porosidades. Cuando la
superficie del contacto no está libre de suciedad, éste puede llegar a soldarse. El aislante de la
bobina también puede deteriorarse por la acción química.
Por el contrario, las puertas de estado sólido pueden ser, y comúnmente son selladas en
paquetes que evitan los perjuicios causados por el medio ambiente. Los agentes químicos y las
partículas que hay en el ambiente, no pueden interferir en su operación.
Ambientes explosivos. El hecho que los relés estén expuestos al medio ambiente tiene otra
consecuencia importante. Los contactos de los relés producen chispas cuando operan, debido al
choque de los metales y a la reacción de la carga. Si el ambiente contiene gases explosivos, las
chispas son inaceptables. En estos ambientes, los relés pueden utilizarse solamente en recintos
herméticos, los cuales resultan costosos.
Las puertas de estado sólido cambian de estado sin que se produzcan chispas, esto las hace
apropiadas para ambientes explosivos.
Comparación entre la lógica de estado sólido y la lógica de relés / 51
Requerimientos de espacio. Considerando tamaño y peso físicos, la lógica de estado sólido es

obviamente más compacta. Este no es generalmente un factor determinante en los sistemas
industriales, pero ocasionalmente lo es. Un ejemplo puede ser la situación en la cual, un sistema
nuevo se va a instalar en un lugar ocupado previamente por otro sistema y el espacio disponible es
escaso. Si el circuito de control fuese extenso, el ahorro de espacio al usar lógica de estado sólido
puede ser un factor importante.
Velocidad de operación. Con relación a la velocidad de operación, no es ciertamente un concurso
entre los relés y las puertas lógicas. La velocidad de operación de los relés es del orden de los
milisegundos, mientras que la mayoría de los dispositivos de estado sólido responden con
velocidades de microsegundos e incluso nanosegundos. En términos generales, una puerta de estado
sólido es 1.000 veces más rápida que un relé. Nuevamente, esta alta velocidad no es generalmente un
factor importante en la lógica industrial, pero podría serlo. La velocidad de operación es impor-
tante, si son necesarios cálculos matemáticos en el proceso de toma de decisiones.
Costo. En los circuitos lógicos extensos, que contienen cientos de elementos decisorios, la lógica de
estado sólido es barata en su construcción y operación, comparada con el circuito lógico equivalente
implementado con relés. Esto, debido a que el bajo costo por puerta, absorve los gastos extras
asociados con la lógica de estado sólido. Los gastos extras incluyen una fuente de potencia de, los
convertidores de señal y los amplificadores de salida, además del material especial para el montaje
de los circuitos impresos.
Las puertas lógicas de estado sólido consumen solamente una fracción de la potencia
consumida por los relés. Por tanto, en circuitos lógicos extensos, el ahorro de energía puede ser
considerable.
Ventajas de la lógica de relés. Mirando el lado positivo de los relés, estos presentan cualidades que no
poseen los circuitos de estado sólido. Primero, tal como quedó explícito arriba, la lógica de relés es
barata si se trata de circuitos pequeños. Esto se debe a que, los relés no necesitan una fuen te de
voltaje adicional, no requieren el desarrollo de interfaces para el acoplamiento de los dispositivos de
adquisición de datos (entrada) o para los dispositivos actuadores (salida), y su montaje en los
paneles es fácil.
Segundo, los relés no están sujetos a la captación de ruidos. Ellos no son afectados por señales
de ruido, en cambio, las puertas lógicas sí son susceptibles a dichas señales.
Tercero, los relés pueden operar en ambientes de alta temperatura que se encuentran con
frecuencia en la industria. La lógica de estado sólido, en estos ambientes, requiere de un
enfriamiento por aire forzado o por un sistema acondicionador de aire. Esto contradice su ventaja
relativa al consumo de potencia y confiabilidad, dado que el acondicionador de aire requiere energía
para funcionar, y la lógica de estado sólido es confiable solamente, en la medida que lo sea el sistema
acondicionador de aire.
Cuarto, y frecuentemente de interés crítico, es que mucho personal de mantenimiento está
bastante familiarizado con la lógica de relés y poco familiarizado con la lógica de estado sólido.
Dada esta situación, el tiem-
po de reparación de una falla, puede ser largo si se trata de un sistema de estado sólido. De hecho,
los procesos de búsqueda de fallas en los sistemas de estado sólido no difieren mucho de los
utilizados en los sistemas de relés, sin embargo, hay bastante personal de mantenimiento que no lo
realiza.
2-10 CIRCUITO DE ESTADO SOLIDO PARA CONTROLAR EL CICLO DE

OPERACION DE UNA REBAJADORA AUTOMATICA
Ahora veremos otros ejemplos de circuitos que utilizan puertas lógicas. El circuito que se presenta
en esta sección es simplemente un circuito cíclico que utiliza puertas no-inversoras, AND y OR. Los
circuitos lógicos que utilizan puertas no-inversoras son más fáciles de explicar y entender que
aquellos que utilizan puertas inversoras.
El circuito que se presenta en la Sección 2-11, es un circuito lógico no muy complicado, que
utiliza puertas inversoras NAND.
Finalmente, en la Sección 2-12 veremos un circuito lógico más complejo, y que utiliza puertas
NAND. Los circuitos que utilizan puertas NAND y ÑOR son más confusos a causa de la constante
necesidad de pensar al contrario de lo acostumbrado, pero es conveniente aprender a tratar con
tales circuitos. Estas son populares en control industrial por las razones dadas en la Sección 2-5:
son más baratas, más rápidas y drenan menos corriente que las AND y OR.
Considere la aplicación ilustrada en la Figura 2-17. El propósito de este montaje es practicar
dos canales en la parte superior de una pieza de tra bajo, ambos en la dirección este-oeste. El
primer canal es practicado en la parte norte de la pieza y el segundo en la parte sur. Este trabajo se
realiza colocando la pieza en una mesa estacionaria y entre dos barras cuadradas, que impiden su
deslizamiento en la dirección este-oeste, pero permiten su movimiento en la dirección norte-sur. La
pieza se coloca en la mesa de tal manera que su lado norte se ajuste contra el bloque vertical, el
cual toca a la mesa en su extremo norte. El bloque vertical está pegado a la mesa por medio de unos
potentes resortes, los Guales solamente permiten el desplazamiento de la pieza, hacia el norte,
cuando ésta es forzada por un cilindro hidráulico. El pistón del cilindro hidráulico B debe
extenderse y presionar la pieza de trabajo contra el bloque vertical, y de esta manera se obtiene su
desplazamiento hacia el norte, de algunas pulgadas.
La rebajadora está montada en una armazón móvil, y puede desplazarse hacia el este y hacia el
oeste. Cuando el pistón del cilindro A está extendido, la armazón se mueve hacia el este. Cuando el
pistón del cilindro A está retraído, la armazón se mueve hacia el oeste.
El ciclo de la máquina es como sigue:
a. Cuando la pieza de trabajo está colocada correctamente, es decir, entre las barras cuadradas y
ajustada contra el bloque vertical, el operador presiona el botón START. El pistón del cilindro A se
extiende hacia el este, y practica el canal del lado norte.
El bloque vertical
IFC1 es sostenido
IFC2
Figura 2-17. (a) Distribución física de la rebajadora automática, (b) Circuito de control de la
rebajadora automática.
53
b. Cuando el pistón del cilindro A hace actuar IFC2, indicando que el primer canal está
terminado, el pistón del cilindro B se extiende y desplaza la pieza hacia el norte. Cuando el
cilindro B alcanza su posición de máxima extensión, acciona a IFC3.
c. El pistón del cilindro A se retrae hacia el oeste y practica el canal del lado sur, y se detiene
cuando IFCl se acciona.
d. El pistón del cilindro B se retrae hacia el sur, permitiendo que los resortes retornen la
pieza de trabajo a su posición original. Esto completa el ciclo.
El esquema del control se presenta en la Figura 2-17(b). Veamos ahora, como trabaja.
Cuando la pieza de trabajo está adecuadamente colocada entre las barras y pegada al bloque
vertical, los contactos de “en posición”, los cuales influyen en el convertidor de señal CS4, se
cierran. Cuando el botón START se presiona, la salida de CS4 pasa a nivel alto, habilitando
ORI. La salida de ORI habilita ASI, el cual energiza el solenoide asociado al cilindro A. La
válvula hidráulica del cilindro A se opera y el pistón es movido hacia el este. Se practica el
primer canal.
ORI se enclava al enviar un nivel alto a la entrada 1 de la ANDl. Esto hace que la salida
de la ANDl pase a nivel alto, ya que su entrada 2 está siempre en nivel alto. Esto es debido al
hecho que IFC3 está desactivado en este momento, lo que causa un nivel bajo a la entrada de
II, y por tanto un nivel alto a su salida.
Cuando el cilindro A termina su operación y la mecha de la rebajadora ha completado el
canal, una leva acciona el interruptor IFC2, esto causa un nivel alto a la entrada de OR2 a
través de CS2. La salida de OR2 pasa a nivel alto y energiza el solenoide del cilindro B por
medio de AS2. La válvula del cilindro B se opera y el pistón es extendido. Entre tanto OR2 se
enclava a través de AND2. Esto sucede porque OR2 entrega un nivel alto a la entrada 1 y de la
AND2 y la entrada de la AND2 es siempre un nivel alto. El nivel alto de la entrada 2 proviene
de 12, el cual tiene un nivel bajo a su entrada porque el interruptor IFCl está abierto.
Cuando el pistón del cilindro B está completamente extendido, colocando la pieza en la
posición precisa para el segundo corte, el interruptor IFC3 es accionado. El contacto N.A. de
IFC3 se cierra, aplicando 115 V ac a la entrada de CS3. 11 por tanto, tendrá un nivel alto a la
entrada, lo que produce un nivel bajo a la entrada 2 de la ANDl. Este hecho suspende el encla-
vamiento de la puerta ORI, e inhabilita ASI y desenergiza el solenoide asociado al cilindro A.
La válvula hidráulica regresa a su posición inicial, haciendo que el aceite fluya hacia el
cilindro y por tanto su pistón se retrae hacia el oeste. A medida que la rebajadora se mueve
hacia el oeste, practica el segundo canal.
Cuando el pistón del cilindro A está completamente retraído, se acciona IFCl. Esto hace
que se apliquen 115 V ac a la entrada de CSl, lo que produce un nivel bajo a la salida de 12.
Este nivel bajo se aplica a la entrada 2 de la AND2, y esto hace que se suspenda el
enclavamiento de OR2. Cuando la salida de OR2 cae a nivel bajo, AS2 desenergiza el
solenoide asociado al cilindro B. El pistón del cilindro B se retrae hacia el sur, permitiendo
que los resortes del bloque vertical muevan la pieza a su posición
Circuitp lógico para un anunciador de primera falla / 55
original. El ciclo de la máquina se completa, y el operador retira la pieza trabajada y coloca una
nueva.
2-11 CIRCUITO LOGICO PARA UN ANUNCIADOR DE

PRIMERA FALLA
La Figura 2-18 presenta el esquema de un anunciador de primera falla. Un anunciador de primera

falla es un circuito que informa a los operadores del sistema que uno de los dispositivos de entrada
ha dado una señal de aviso y esto ha causado la parada del sistema. Por experiencia, muchos
sistemas industriales tienen dispositivos de entrada cuya función es monitorear condiciones del
sistema, para asegurarse que no existen situaciones peligrosas. Si una condición peligrosa llega a
ocurrir, estos dispositivos hacen que el sistema se detenga, eliminando así la situación peligrosa;
simultáneamente activan una bocina para avisar a los operadores. Desafortunadamente, cuando los
operadores lleguen, puede suceder que la falla se haya autosubsanado; o por el hecho de parar el
sistema, puede suceder que sea imposible determinar con exactitud cuál fue la condición peligrosa
que causó el problema. En una situación así, se necesita un circuito que pueda recordar cuál fue el
dispositivo de entrada que dió la alarma inicial e ignore cualquier otra señal de alarma, la cual
puede ser causada por el proceso mismo de parar el sistema. Este es el propósito del anunciador de
primera falla.
Consideremos como sistema específico, un horno calentado por una mezcla aire/gas. Son tres las
condiciones peligrosas que podrían ocurrir en este sistema, (a) la presión de la fuente de gas natural,
es muy alta, (b) la presión del aire para la combustión, es muy baja, y por tanto inadecuada para
quemar todo el gas, o (c) la temperatura excede el máximo valor seguro de este horno en particular;
el máximo valor seguro de temperatura se denomina comúnmente límite superior de temperatura, o
simplemente límite superior.
Cualquiera de estas condiciones es suficientemente peligrosa como para demandar el apagado
del horno. Durante el tiempo que el operador tarde en darse cuenta cuál ha sido el problema, puede
suceder que la condición peligrosa haya desaparecido. La presión del gas puede aumentar brusca -
mente y luego normalizarse. La presión del aire puede descender y luego recobrarse, etc. El
operador no tendrá ningún indicio acerca de la naturaleza del problema, y no será posible ninguna
acción correctora. Por tanto, es necesario un anunciador de primera falla. Debe quedar claro que la
Figura 2-18 no muestra los circuitos que apagan el horno; muestra solamente los circuitos del
anunciador de primera falla.
Para monitorear la operación correcta del horno, la situación es como sigue. El interruptor de
presión alta de gas, está abierto porque la presión del gas se encuentra por debajo de la presión de
calibración del interruptor. Por tanto, CSl no tiene aplicada la señal de entrada de 115 V ac, y por
consiguiente, aplica un nivel lógico bajo a la entrada 2 de la NANDl. El contacto N.C. del
interruptor de presión baja de aire está abierto porque la presión del aire se encuentra por encima
de la presión de calibración
+15 V ac
Linea de habilitación
Figura 2-18. Anunciador de primera falla, el cual indica la causa inicial de falla del sistema.
56
Circuito lógico para un anunciador de primera falla / 57
del interruptor. Por tanto, CS2 no tiene aplicada la señal de entrada de 115 V ac, y por consiguiente,
aplica un nivel lógico bajo a la entrada 2 de la NAND2. Igualmente, el interruptor de límite superior
de temperatura está abierto porque la temperatura del horno se encuentra por debajo de su valor
límite, de modo que la entrada 2 de la NAND3 también está en nivel bajo. Las puertas NAND 1, 2 y 3
tienen todas su salida en nivel alto debido al nivel bajo que tienen aplicado a sus entradas número 2.
Concentrémonos ahora en la NAND5. Su entrada 2 está en nivel alto porque la salida de la
NANDl es nivel alto. Su entrada 1 está también en nivel alto debido a una acción anterior en la línea
de REINICIO. Veamos qué pasó en el circuito cuando se efectuó un reinicio: Cuando el botón de
REINICIO fue pulsado, la salida del eliminador de rebote pasó a nivel alto. Por tanto, la salida de 12
(la línea de REINICIO) pasó a nivel bajo, aplicando un nivel bajo a la entrada 1 de la NANDL Un
nivel bajo en esta entrada garantizó un nivel alto a la salida de la NANDL Este nivel álto fue
realimentado a la éntrada 1 de la NAND5. Con ambas entradas en nivel alto, la salida de la NAND5
fue un nivel bajo, el cual fue aplicado a la entrada 2 de la NANDL Luego, cuando el botón de
REINICIO regresó a su posición original, llevando la línea de REINICIO de nuevo a nivel alto, el
estado de la NAND4 no cambió. Su salida permaneció en nivel alto por que tenía un nivel bajo
aplicado a su entrada número 2.
El párrafo enterior muestra, que mientras el circuito está monitoreando la operación del horno,
la NAND4 tiene su salida en nivel alto y la NAND5 tiene su salida en nivel bajo. El mismo raciocinio
puede aplicarse a las NAND6 y NAND7 como también a las NAND8 y NAND9. Por tanto, las
NAND6 y 8 tienen su salida en nivel alto y las NAND 7 y 9 tienen su salida en nivel bajo. Dado que
esto es cierto, los tres amplificadores de salida tienen un nivel bajo a su entrada, proveniente de las
NAND 5, 7 y 9. Por tanto, las tres lámparas indicadoras están apagadas.
La NAND10 tiene sus tres entradas en nivel alto, provenientes de las NAND 4, 6 y 8. Su salida
es por tanto, un nivel bajo, el cual es aplicado a la entrada de AS4. La bocina está desenergizada. 11
tiene un nivel alto a la salida, el cual es aplicado a las entradas 1 de las NAND 1, 2 y 3. Esta es la
situación completa bajo condiciones normales de funcionamiento del horno.
Supongamos ahora que se presenta una falla en la presión del gas, que consiste en una subida
brusca bastante alta. Esto hace que que se aplique un alto voltaje a la entrada de CSl, el cual
entregará un nivel alto a la entrada 2 de la NANDl. Las dos entradas de la NANDl están ahora en
nivel alto, por tanto, su salida cae a un nivel bajo. Esto produce un nivel bajo a la entrada 2 de la
NAND5 y hace que su salida pase a nivel alto. Por tanto, ASI tiene un nivel alto en su entrada, y
enciende la lámpara ALTA PRESION DE GAS. La salida de la NAND5 también aplica un nivel alto
a la entrada 2 de la NAND4 y lleva su salida a nivel bajo. La salida de la NAND4 cae a nivel bajo,
porque su entrada 1 está siempre en nivel alto. El nivel bajo proveniente de la NAND4 es
realimentado a la entrada 1 de la NAND5, y esto enclava la salida de la NAND5 en nivel alto. Es
decir, la salida de la NAND5 será alta tanto tiempo como dure el nivel bajo
a la salida de la NAND4. Asi mismo, la salida de la NAND4 será baja tanto tiempo como dure el
nivel alto a la salida de la NAND5. La única manera de suspender este enclavamiento es pulsando el
botón REINICIO, y así aplicar un nivel bajo a la entrada l_de la NAND4.
Hemos visto como la NAND4 y la NAND5 se enclavan y como se enciende la luz indicadora
asociada.-Ahora, miremos la NAND10. Cuando su entrada 1 pasa a nivel bajo,' su salida cambia a
nivel alto. Este nivel alto es llevado abajo a la entrada de AS4, el cual hace sonar la bocina de alar -
ma. Entretanto, la salida de II (la línea de HABILITACION) pasa a nivel bajo, el cual es aplicado a
las entradas 1 de las NAND 1, 2 y 3. El nivel bajo a las entradas de las NAND2 y NAND3 amarra
sus salidas en sus condiciones de arranque, es decir, nivel alto. No hay manera de que CS2 o CS3
influyan después de esto, porque las salidas de la NAND2 y de la NAND3 están amarradas a nivel
alto por la presencia del nivel bajo en sus entradas número 1. Por tanto, la combinación NAND6-
NAND7 no puede cambiar de estado y la combinación NAND8-NAND9 está también congelada.
Entonces es imposible que cualquier otra lámpara indicadora se encienda, una vez que la primera
se enciende.
Aún, si el interruptor de presión del gas regresa a la condición de abier to (ciertamente puede
suceder cuando el horno se apague), la lámpara indicadora de alta presión de gas permanecerá
encendida por el enclavamiento de la combinación NAND4-NAND5.
La discusión anterior se basó en que la presión del gas fuese la primera falla, pero desde luego,
la acción del circuito es la misma si la presión de aire o el límite superior de temperatura fuese la
primera falla. Una falla en la presión de aire enclava la combinación NAND6-NAND7 y amarra la
NAND1 y la NAND3 en sus condiciones de arranque, es decir, nivel alto. Una falla de temperatura
límite enclava la combinación NAND8-NAND9 y amarra la salida de NANDl y de NAND2 al nivel
alto, cuando la línea de HABILITACION cae a nivel bajo.
Cuando se presiona el botón de REINICIO, la línea de REINICIO cae a nivel bajo y suspende
cualquiera de los enclavamientos que hubiese ocurrido. Esto hace que el sistema entero regrese a
las condiciones de arranque.
2-12 CIRCUITO LOGICO PARA CONTROLAR EL CICLO DE

OPERACION DE UN TALADRO AUTOMATICO
La Figura 2-19(a) muestra un esquema simplificado del taladro automático. La pieza es puesta en
posición y asegurada por medio de tornillos. Dos perforaciones deben practicarse a la pieza. Una
perforación vertical y una horizontal, y ambas deben pasar por el mismo punto interno. Por tanto,
las perforaciones no pueden practicarse simultáneamente. El circuito lógico pone en ejecución el
siguiente ciclo:
a. Cuando la pieza es atornillada en posición, el operador presiona el botón START, lo cual causa
que el pistón del cilindro A se extienda. La broca desciende y practica la perforación vertical.
b. Cuando el pistón del cilindro A ha descendido completamente, acciona IFC2, esto hace que el
pistón del cilindro A se retracte y que la broca se retire de la pieza.
(b)
Figura 2-19. (a) Distribución de la operación del taladro automático, (b) Circuito de control para
la operación del taladro automático.
59
c. Cuando el pistón del cilindro llega arriba, acciona IFC1, lo que hace que el pistón del
cilindro B se extienda y que la segunda broca practique la perforación horizontal.
d. Cuando el pistón del cilindro B está completamente extendido, acciona IFC3, lo cual hace
que el pistón del cilindro B se retracte y que la broca se retire de la pieza.
El circuito de control se muestra en la Figura 2-19(b). La descripción de este circuito es
más compleja que la descripción de los circuitos de las Figuras 2-17(b) ó 2-18. Veamos ahora
cómo funciona.
Cuando la pieza es atornillada en posición, el contacto “en posición” se cierra, y luego el
operador presiona el botón START. Estas acciones dan como resultado un alto voltaje a la
entrada de SC4, el cual forza la entrada 1 de la NANDl a nivel alto. Dado que IFCl está
accionado en este momento (el pistón del cilindro A se encuentra retraído al comienzo del
ciclo), la entrada 2 de la NANDl está también en nivel alto. Por tanto, la salida de la NANDl
es nivel bajo y es aplicado a la entrada 1 de la NAND2. La salida de la NAND2 pasa a nivel
alto, lo cual activa a ASI y éste energiza el solenoide del cilindro A. Por consiguiente, la
válvula hidráulica se acciona, y el pistón del cilindro A comienza a descender.
Entretanto, la NAND2 se enclava en nivel alto debido a la realimentación a través de la
NAND3. La NAND2 aplica un nivel alto a la entrada 2 de la NAND3. Dado que IFC2 está
desactivado en este momento, su contacto N.C. está cerrado y la salida de CS2 es nivel alto.
Por tanto, la entrada 1 de la NAND3 está en nivel alto en el mismo instante. Con sus dos en-
tradas en nivel alto, la salida de la NAND3 es nivel bajo, el cual es aplicado a la entrada 2 de
la NAND2. Por consiguiente, no interesa qué sucede a la entrada 1 de la NAND2, dado que su
salida será nivel alto, lo cual, es garantizado por el nivel bajo aplicado a su entrada 2.
Cuando el pistón del cilindro A está completamente extendido, acciona a IFC2 y abre su
contacto N.C. IFC2. Cuando los 115 V ac son removidos de la entrada de CS2, su salida cae a
nivel bajo y se producen las dos acciones siguientes:
a. Suspende el enclavamiento de la NAND2. Cuando la entrada 1 de la NAND3 cae a nivel
bajo, su salida pasa a nivel alto. Este nivel alto es aplicado a la entrada 2 de la NAND2. La
entrada 1 de la NAND2 está siempre en nivel alto porque IFCl ha sido desactivado (y el botón
de START ha sido desactivado). Con sus dos entradas en nivel alto, la salida de la NAND2 es
nivel bajo y desenergiza el solenoide del cilindro A. Por tanto, el pistón del cilindro A
comienza a retraerse.
b. El nivel bajo de CS2 también es aplicado a la entrada 1 de la NAND4. La salida de la
NAND4 pasa a nivel alto y se enclava a través de la NAND5. Esto es posible porque IFC3 está
desactivado en este instante, y aplica un nivel alto a la entrada 1 de la NAND5. Con sus dos
entradas en nivel alto, la salida de ia NAND5 es nivel bajo y lo aplica a la entrada 2 de la
NAND4. Esto enclava en nivel alto la salida de la NAND4, y no interesa que suceda en su
entrada 1. Por consiguiente, la NAND4 mantiene el nivel alto aún después que IFC2 sea
desactivado.
Familias lógicas—Sus características y principales cualidades / 61
Los eventos descritos en los dos párrafos anteriores suceden en el instante en que IFC2 sea
desactivado. Dado que el solenoide del cilindro A es desenergizado, su pistón comienza a retraerse y
desactiva IFC2. Esto hace que se restablezca el nivel alto en la entrada 1 de la NAND3 y en la
entrada 1 de la NAND4, pero estos niveles no afectan el estado de dichas puertas. Cuando el pistón
del cilindro A está completamente retraído, acciona IFCl y la salida de CSl pasa a nivel alto. Este
nivel alto es aplicado a la entrada 2 de la NAND6. Dado que la entrada 1 de la NAND6 está siempre
en nivel alto (la salida de la NAND4 está enclavada en nivel alto), la salida de la NAND6 cae a nivel
bajo. Este nivel bajo es invertido por II, permitiendo que AS2 energice el solenoide del cilindro B.
Por tanto, su pistón comienza a extenderse para practicar la perforación horizontal.
Cuando el pistón del cilindro B, está completamente extendido, acciona IFC3 y abre el contacto
N.C. IFC3. La salida de CS3, cae a nivel bajo, lo cual hace que la salida de la NAND5 pase a nivel
alto. Esto suspende el enclavamiento de la NAND4, la cual queda con sus dos entradas en nivel alto
en este instante. La salida de la NAND4 cae a nivel bajo, el cual es aplicado a la entrada 1 de la
NAND6. La salida de la NAND6 pasa a nivel alto, de modo que 12 entregará un nivel bajo a AS2.
Por consiguiente, el solenoide del cilindro B se desenergiza, su pistón comienza a retraerse y la
broca es retirada de la perforación horizontal.
Cuando comienza la retracción, IFC3 es desactivado y su contacto N.C. se cierra. Esto restaura
el nivel alto a la entrada 1 de la NAND5, pe>o el estado de la NAND5 no se afecta debido a que su
entrada 2 está en nivel bajo en este instante.
Así se termina el ciclo de operación del taladro automático, y el operador retira la pieza.
2-13 FAMILIAS LOGICAS—SUS CARACTERISTICAS Y

PRINCIPALES CUALIDADES
Hasta este momento, no es mucho lo expuesto acerca del comportamiento interno de las puertas
lógicas de estado sólido. Hemos venido tratándolas como una caja negra, la cual, a una cierta
combinación de entradas digitales produce una cierta salida también digital. Esta es la manera
apropiada para entender la esencia de las puertas lógicas de estado sólido y es también la manera
más apropiada de tratarlas en la mayoría de las situaciones industriales donde se aplican. Sin
embargo, es conveniente tener un conocimiento somero de la acción interna de los circuitos lógicos
de estado sólido. Esto habilitará al usuario de la lógica para reconocer y/o evitar malas aplicaciones
en los circuitos lógicos, y lo ayudará a entender las especificaciones y recomendaciones que el
fabricante da para su uso apropiado.
Una familia lógica representa un método general de construcción de circuitos lógicos de estado
sólido. La esencia de la noción de familia lógica es que ella describe qué clase de componentes son
utilizados para construir los circuitos y cómo estos componentes se interconectan.
2-13-1 La familia RTL (lógica resistencia-transistor)
La familia RTL (resistor-transistor logic) es la familia lógica más fácil de entender. Como
su nombre lo indica, resistencias y transistores son los componentes utilizados para construir
los circuitos. Siendo más específicos, la R significa que la entrada del circuito está conectada a
una resistencia y la T significa que la salida del circuito se toma de un transistor.
La puerta básica es la ÑOR. En la Sección 2-4 expusimos ya la lógica RTL. La Figura 2-6(b)
muestra una puerta OR de tres entradas, construida bajo los principios de la RTL. Otra manera
popular para construir puertas RTL es haciendo corresponder a cada resistencia de entrada un
transistor, y luego unir entre sí los colectores de los transistores. Esta otra forma se muestra en
la Figura 2-20(a).
Figura 2-20. (a) Diagrama esquemático de una puerta ÑOR RTL. (b) La RTL es una
familia lógica emisión de corriente, (c) Fan-out de la familia RTL. (d) Conexión-AND de
las puertas RTL.
+V5
(a)
Vs
62 (b)
Puerta
manejada
(d)
Figura 2-20. (cont.)

63
En la Figura 2-20(a), si una cualquiera de las entradas A, B, o C pasa a nivel alto, su

transistor asociado CONDUCE y lleva la salida a tierra. Por tanto, cualquier entrada en nivel
alto produce un nivel bajo a la salida. Esta puerta es una ÑOR. Otros tipos de puertas lógicas
pueden implementarse en la familia RTL adicionando componentes extras.
Familia emisión de corriente. La familia RTL está clasificada como familia emisión de
corriente. Una familia emisión de corriente tiene la característica que la corriente en
sentido convencional fluye hacia afuera de la puerta manejadora y hacia adentro de la
puerta manejada (la carga). La Figura 2-20(b) muestra una puerta con su salida en nivel alto, la
puerta manejadora, siendo aplicada al terminal de entrada de otra puerta, la puerta manejada.
Las puertas no están dibujadas completamente, solamente el circuito de salida de la puerta
manejadora y el circuito de entrada de la puerta manejada han sido dibujados. Como muestra la
Figura 2-20(b), la corriente en sentido convencional fluye de la puerta manejadora hacia la
puerta manejada. La puerta manejadora es una fuente de corriente (de allí el término lógica
emisión de corriente). Las familias lógicas emisiónde- corriente son opuestas a las familias
lógicas absorción de corriente, las cuales encontraremos un poco más adelante.
Fan-out (llamado también factor de carga). El contraste entre emisión de corriente y
absorción de corriente, es importante cuando se trata del fan- out. El fan-out de una puerta
lógica es el número de puertas lógicas, de la misma clase, que se pueden conectar a su salida.
Es decir, el fan-out es el número de puertas que una puerta puede manejar, asumiendo que las
puertas manejadas son idénticas a la puerta manejadora. La Figura 2-20(c) muestra una puerta
manejadora conectada a varias puertas manejadas. El fan out es una cantidad limitada debido a
que si a la salida de una puerta conectamos muchas puertas manejadas, la corriente a través de
R c de la puerta manejadora será muy grande. La suma de las corrientes que toman las puertas
manejadas producen una gran caída de voltaje en R c , de modo que el voltaje del colector no
será lo suficientemente grande como para ser tomado como nivel alto. El voltaje de nivel alto
habrá caído a un punto tal, que las puertas manejadas no lo reconocerían como nivel alto. Lo
podrían interpretar como un nivel bajo.
En una familia lógica emisión de corriente, el problema del fan-out (también llamado el
problema de carga), se presenta siempre cuando la salida se encuentra en nivel alto, y no
cuando se encuentra en nivel bajo. Es fácil ver que cuando la salida se encuentra en nivel bajo,
no importa el número de puertas manejadas que se conecten.
El fan-out de una puerta RTL está generalmente en el rango de 4 a 10.
Interconexión de las salidas. Ocasionalmente puede suceder que un usuario quiera
conectar entre si las salidas de dos puertas, tal como se muestra en la Figura 2-20(d). A esto se
le llama sencillamente conexidn-AND o conexión- OR. Esta práctica no es siempre
permisible, un ejemplo es cuando las salidas son del tipo totem-pole, como la discutida en el
Capítulo 1. Las puertas lógicas RTL generalmente no tienen salidas del tipo totem-pole, de
modo que la conexión-AND es permitida.
Entradas al aire. Frecuentemente en lógica de estado sólido no todas las entradas de una puerta son
necesarias, y surge entonces la pregunta de qué hacer con las entradas no utilizadas. Es una buena
idea conectar las entradas no ¡utilizadas a alguna parte del circuito. Pueden ser conectadas a la línea
de ¡alimentación o a la línea de tierra, o a otra entrada, dependiendo de las circunstancias, pero no
siempre es absolutamente necesario hacerlo. Cuando una entrada no utilizada se deja sin conectar,
nos referimos a ella como una entrada al aire, o como una entrada flotante.
Una entrada al aire es más susceptible a señales indeseadas de ruido que una entrada que se
encuentre conectada a alguna parte del circuito. Si el circuito tiene buena inmunidad al ruido esta
situación no es importante. Lo que sí es siempre importante es saber cómo la puerta lógica interpreta
una entrada al aire. Efectivamente, algunas familias lógicas interpretan una entrada al aire como
nivel bajo, y otras la interpretan como nivel alto. Por ejemplo, una puerta OR de una familia lógica
que veremos más adelante, no tolera una entrada al aire. Si la entrada al aire se interpretase como
nivel alto, la salida de la puerta OR será amarrada a nivel alto, sin importar qué pueda suceder en
sus otras entradas. Esto volvería la puerta inútil. Este es un buen ejemplo de cuando no es
conveniente dejar entradas al aire, sino que es absolutamente esencial conectarlas a algún lugar del
circuito. En este ejemplo, la entrada probablemente debe conectarse a tierra.
Las puertas RTL interpretan una entrada al aire como nivel bajo. Esto es obvio, dado que una
entrada al aire, no puede entregar corriente al transistor asociado, y esto sucede cuando la entrada
es nivel bajo.
Otras cualidades. La familia RTL tiene una velocidad de operación mediana, lo cual no es
generalmente de suma importancia en aplicaciones industriales. Tiene un tiempo de
propagación típico del orden de 12 nseg, pero puede variar dependiendo del fabricante.
Los circuitos RTL son sencillos, fáciles de visualizar y de entender. Tienen una mediana
inmunidad al ruido eléctrico, y su fan-out es aceptable. En un tiempo la RTL fue la familia lógica
más popular de uso industrial, pero actualmente ha sido remplazada.
Las puertas lógicas RTL se presentan en tres formas físicas diferentes, a saber:
a. Componentes discretos montados en una placa de circuito impreso.

b. Componentes discretos encapsulados en un recipiente de plástico cerrado herméticamente.
c. Circuitos integrados (CIs)
La apariencia física de estos circuitos lógicos se muestra en la Figura 2-21. La Figura 2-21
(a) muestra un circuito impreso con resistencias y transistores discretos.
La Figura 2-21 (b) muestra un recipiente de plástico cerrado herméticamente. Los
componentes discretos se encuentran montados internamente y en tres dimensiones; el montaje
no está limitado a un solo plano.
El transistor como interruptor actuando como elemento decisorio
Figura 2-21. Apariencia física de los circuitos lógicos RTL. (a) Componen tes discretos
montados en una placa de circuito impreso, (b) Componentes discretos encapsulados
y cerrados al ambiente. (Cortesía de Square D Com- pany.t (c) CI doble-en-
línea. (Cortesía de Motorola, Irte.) (d) C1 plano. (Cortesía de Motorola,
Inc.) (e) CI de cápsula metálica. (Cortesía de Motorola, l o e . )
Las Figuras 2-21 (c), (d), y (e) muestran tres empaquetaduras diferen tes de los circuitos
integrados. La empaquetadura doble-en-línea, abrevia damente DIP (dual-in-line package), se
muestra en la Figura 2-21 (c). Usual mente de plástico y es la empaquetadura industrial más
utilizada.
La empaquetadura plana se muestra en la Figura 2-21 (d). Son usualmente de cerámica y

pueden resistir mejor las altas temperaturas que los DIP de plástico.
La empaquetadura de cápsula metálica se muestra en la Figura 2-21 (e). La cápsula metálica es
usada solamente en circuitos integrados de 10 terminales o menos. Actualmente, no son
predominantes como una vez lo fueron, debido a que la mayoría de los CIs tienen más de 10
terminales. La cantidad de terminales más común es 14 y 16.
2-13-2 La familia DTL (lógica diodo-transistor)

La familia DTL (diode-transistor logic) tiene sus entradas conectadas a diodos y la salida se
toma de un transistor. Antes vimos una puerta DTL en la Figura 2-6(a). Una configuración más
convencional de una puerta DTL se muestra en la Figura 2-22(a).
La puerta básica es la NAND. La puerta mostrada en la Figura 2-22(a) corresponde a una NAND.
Veamos como funciona. Si una cualquiera de sus entradas A, B, o C es nivel bajo, su diodo asociado
no permite que la base de Q, se encuentre a más de 0,6 V por encima del nivel de tierra. La fuen te de
voltaje de + 5 V entregará corriente a través de las resistencias de 1,75 K y 2K, y a través de ellas la
caída será de 4,4 V, dado que el diodo, que tiene su cátodo a nivel bajo, solamente tumba 0,6 V. Con
este bajo voltaje en la base de Q,, este no CONDUCE, más aún con la presencia de otro diodo en su
terminal de emisor, el cual estará también cortado. Con corriente de emisor nula en Q h no se
entregará corriente de base a Q.,, por tanto, Q2 estará en CORTE. La salida pasa al nivel de voltaje de
+ 5 V de la fuente.
Si sus tres entradas se encuentran en nivel alto, la corriente proveniente de la fuente a través de
las resistencias de 1,75 K y 2 K, ya no fluirá por los diodos a tierra, por tanto, fluye hacia la base de
Q¡. Otra manera de decirlo, es que el voltaje en los ánodos subirá por encima de los 0,6 V que estaba
antes. Este alto voltaje en la base de Q,, lleva Q¡ a CONDUCCION. Q, entrega entonces suficiente
corriente a la base de Q2 para saturarlo, llevando la salida a tierra.
Por consiguiente la salida cae a nivel bajo si y sólo si todas sus entradas están en nivel alto. Esto
es una función NAND. Otros tipos de puertas pueden construirse en DTL, agregando componentes
extras.
Absorción de corriente. La familia DTL está clasificada dentro de la lógica absorción de corriente. La
familia absorción de corriente tiene la característica que la corriente en sentido convencional fluye
hacia la puerta manejadora proveniente de la puerta manejada. La Figura 2-22(b) muestra un nivel
bajo de salida de una puerta, la puerta manejadora, que está siendo aplicado a uno de los terminales
de entrada de otra puerta, la puerta manejada. Nuevamente, las puertas no han sido dibujadas en su
totalidad. Como se muestra en la figura, la corriente en sentido convencional fluye de la puerta
manejada hacia la puerta manejadora. La puerta manejadora es un sumidero de corriente (de allí el
término lógica absorción de corriente).
manejadora i manejada
(b)
Figura 2-22. (a) Diagrama esquemático de una puerta NAND DTL. (b) La DTL es una
familia lógica absorción de corriente. (Cortesía de Motorola, I r t e . )
Fan-out. En lógica absorción de corriente, el problema del fan-out ocurre siempre cuando la
salida es nivel bajo, y no cuando la salida es nivel alto. En este caso, imagine varias puertas
manejadas conectadas a la salida de la puerta manejadora de la Fig. 2-22(b). Si la salida es
nivel alto, poca o ninguna corriente fluirá entre las puertas, no es pues importante el número de
puertas manejadas que estén conectadas.
Sin embargo, cuando la salida cae a nivel bajo, cada una de las puertas manejadas inyectará
corriente al transistor de salida de la puerta maneja
dora. Si hay muchas puertas manejadas, la suma de sus corrientes puede forzar al transistor de
salida a salir de saturación. Recuerde que la-máxima corriente que puede circular por el colector está
dada por:
Si las puertas manejadas inyectan mucha corriente en el colector del transistor, en el cual la corriente
de colector es cercana a 7máx , el transistor de salida comienza a disminuir la corriente a través de su
resistencia de colector de 6K. Esto hará que menos de 5V caigan a través de esta resistencia, y el
transistor de salida se sale de saturación. Bajo estas circunstancias el voltaje de salida no será un
nivel bajo firme, y algunas de las puertas manejadas podrán interpretarlo como nivel alto.
El fan-out de las puertas DTL es generalmente 8 ó más.
Interconexión de las salidas. Las puertas DTL pueden interconectarse en conexión-AND mientras que
no haya transistores de pull-up a la salida (salida totem-pole). La mayoría de las puertas DTL tienen
solamente una resistencia de colector, como se muestra en la Figura 2-22(b), de modo que la
conexión-AND es segura y permitida.
Entradas al aire. Las puertas DTL interpretan una entrada al aire como nivel alto. Como se mencionó
en la Sección 2-13-1, una puerta OR o ÑOR DTL no tolera una entrada al aire. Las entradas que no
se utilicen deben conectarse a una entrada que esté siendo utilizada, o deben conectarse a tierra. Una
puerta AND o NAND DTL si tolera entradas al aire. El hecho de conectar a alguna parte o dejar al
aire una entrada que no se utilice, depende de las condiciones de ruido y otras circunstancias.
Las puertas DTL interpretan una entrada al aire como nivel alto porque una entrada al aire no
permite que fluya corriente hacia afuera del terminal de entrada; este mismo resultado se obtiene
cuando la entrada está en nivel alto.
Otras cualidades. La familia lógica DTL tiene una inmunidad al ruido medianamente buena, y tiene
un fan-out mayor que el de la familia RTL. La disipación de potencia por puerta es bastante baja,
pero esto no es de mucha importancia en la industria. Una puerta DTL típica podría disipar una
potencia de 8 mW.
Las puertas DTL, al igual que las puertas RTL, a menudo se construyen con componentes
discretos montados en placas de circuito impreso. También son comunes como CIs y estos pueden ser
empaquetados como DIPs, planos, y cápsula metálica.
2-13-3 La familia HTL (lógica de umbral alto)

La familia HTL (high-threshold logic) es muy similar en operación y construcción a la lógica
DTL. El esquema de la puerta básica se muestra en la Figura 2-23(a).
La puerta básica es la NAND. La puerta HTL de la Figura 2-23(a), opera exactamente igual que la
puerta DTL de la Figura 2-22(a) excepto que el
+ 15 V
(a)
V Alimentación = 15 V V alimentación = 5 V
V}ut Vout
(V) (V)
Figura 2-23. (a) Diagrama esquemático de una puerta NAND HTL. (b) Curva de
transferencia Vnul vs. Vin de una puerta HTL. (c) Curva de transferencia de una puerta
DTL. (Cortesía de Motorola, ¡nc.)
70
voltaje de entrada necesario para que Q, entre en CONDUCCION es mucho mayor. El voltaje de
entrada debe ser suficientemente alto para poner a conducir una unión base-emisor y el diodo zener
de 7 V. (El diodo de entrada compensa una de las dos uniones base-emisor).
Por consiguiente, el voltaje de entrada debe alcanzar como mínimo 7,6 V para poner a
CONDUCIR a Q, y Q2. Desde luego, todas las entradas deben alcanzar este nivel para hacer que los
transistores entren en CONDUCCION y la salida caiga a un nivel bajo. La puerta básica de la
Figura 2-23(a) es una NAND. Es posible implementar otras puertas adicionando componentes extras.
Características de la familia HTL. La ventaja importante de la familia HTL es su excelente

inmunidad al ruido. Esta excelente inmunidad al ruido es el resultado de necesitar 7,6 V a la entrada
para poner en CONDUCCION los transistores. La curva de transferencia de una puerta HTL se
muestra en la Figura 2-23(b). Una curva de transferencia es el gráfico de voltaje de salida versus
voltaje de entrada, aun cuando sabemos que el voltaje de entrada no varía en forma continua cuando
la puerta está en uso.
Compare esta curva de transferencia con la correspondiente a una puerta DTL, la cual se
muestra en la Figura 2-23(c).
La curva de transferencia para la HTL muestra que cualquier voltaje de entrada entre 0 y 6,5 V
será interpretado como un nivel bajo. Una puerta HTL utilizada correctamente tiene un nivel bajo
de salida garantizado entre 0 y 1,5 V, de modo que la entrada de la puerta en cuestión con segu ridad
estará en este rango [V[ n Nivel Bajo en la Figura 2-23(b)]. Por tanto, estamos ante una situación en la
cual el nivel bajo de entrada proveniente de la salida de otra puerta HTL no será mayor que 1,5 V,
pero la puerta que hemos venido investigando, interpreta cualquier voltaje por debajo de 6,5 V como
una señal de nivel bajo. Esto produce un margen de seguridad de 5,0 V (6,5 V — 1,5 V), denominado
margen de ruido de nivel bajo en la Figura 2-23(b). Esto significa que la línea de nivel bajo de entrada
puede tolerar hasta 5,0 V de señal de ruido, sin que por esto se produzca un falso cambio de estado
de la puerta HTL.
Una situación similar ocurre para las señales de entrada de voltaje de nivel alto. La curva de
transferencia muestra que una puerta HTL interpretará cualquier valor de voltaje de entrada entre
8,5 y 15 V como nivel alto. Una puerta HTL utilizada correctamente garantiza un nivel alto de salida
comprendido entre 13,5 y 15 V, de modo que la entrada de la puerta en cuestión, con seguridad
estará en el rango [V¡n Nivel Alto en la Figura 2-23(b)]. Esto proporciona un margen de ruido de nivel
alto de 5,0 V, tal como se muestra en la gráfica. Esto significa que la línea de nivel alto de entrada
puede tolerar hasta 5,0 V de señal de ruido sin que se produzca un disparo falso de la puerta HTL.
Un estudio de la curva de transferencia de una puerta DTL muestra que éstas tienen también
márgenes de ruido, pero no son tan grandes como los de las puertas HTL. Una puerta DTL típica
tiene un margen de ruido de nivel bajo de 1,2 V (1,6 V — 0,4 V), y un margen de ruido de nivel alto
de 2,2 V (4,6 V — 2,4 V). Al comparar las dos familias, vemos que una puer ta HTL es menos
susceptible a dispararse falsamente que una puerta DTL, porque sus márgenes de ruido son mucho
mayores. Esta cualidad hace a la familia HTL atractiva para ser utilizada en ambientes industriales
con altos niveles de ruido eléctrico.
La gran magnitud de la fuente de alimentación utilizada por la familia HTL, necesita de
resistencias de mayor valor para mantener a un nivel aceptable la disipación de potencia. No
obstante, su disipación de potencia es medianamente alta y es del orden de 20 mW por puerta. El
valor alto de las resistencias disminuye la velocidad de respuesta de las puertas, y se tiene como
resultado un tiempo de propagación del orden de 120 nseg. Son bastante lentas en comparación con
las otras familias lógicas, pero como ya se dijo, una baja velocidad no es un gran defecto en
controles industriales. En efecto, esto puede ser una cualidad, dado que automáticamente filtra
toda señal de ruido que ocurra a muy altas frecuencias.
El fan-out de una puerta HTL es del orden de 10. Desde el punto de vista de este análisis, las
puertas HTL son un poco mejores que las DTL. La familia HTL es también de absorción de
corriente, igual que la DTL. Las entradas al aire son interpretadas como nivel alto.
Está permitida la conexión-AND de puertas HTL, mientras que no tengan transistor pull-up a
la salida. Sin embargo, los transistores de pull-up t se utilizan frecuentemente en las puertas HTL [su circuito de
salida es
! diferente al mostrado en la Figura 2-23(a)], de modo que el usuario, debe
1
ser conciente de esto si desea efectuar una conexión-AND de las salidas
de las puertas HTL.
Las puertas lógicas HTL son generalmente CIs, y siempre vienen empaquetadas en la forma
DIP.
2-13-4 La familia TTL (lógica transistor-transistor)

La familia TTL (transistor-transistor logic) tiene sus entradas conectadas a transistores y su
salida se toma de un transistor. La Figura 2-24 muestra la puerta básica TTL.
La puerta básica es la NAND. En la Figura 2-24, si una cualquiera de las tres entradas está en nivel
bajo, Q1; CONDUCE. Q4 es un transistor multi-emisor, de modo que si se establece un camino para
el flujo de corriente entre base y uno cualquiera de los emisores, el transistor CONDUCE. Con
Q¡ en CONDUCCION, su colector es llevado a tierra. Esto hace que caiga la polarización de base
de Q2 y éste entra en CORTE. Cuando Q2 entra en CORTE, impide el paso de corriente de base a
Q4, de modo que Q4 entra también en CORTE. Sin embargo, el transistor Q3 puede alimentarse a
través de la resistencia de 1,6 K, de modo que Q3 entra en CONDUCCION, llevando la salida a 5V.
Q3 y Q4 forman un par de salidas totem-pole; Q4 es el transistor pulí- down, y Q3 es el transistor
pull- up.
Si las tres entradas están en nivel alto, no hay corriente base-emisor a través de ninguno de los
tres emisores, en estas condiciones está en CORTE. La unión base-colector de Q, estará polarizada
directamente y habrá paso de corriente hacia la base de Q2■ El transistor Q2 entra en
Familias lógicas—Sus características y principales cualidades , 73
+5 V
Figura 2-24. Diagrama esquemático de úna puerta NAND TTL, donde se muestra el transistor
multi-emisor de entrada.
CONDUCCION, haciendo que Q4 entre en CONDUCCION y la salida es llevada a nivel bajo.

Entretanto, Q3 entra en CORTE porque su voltaje de base cae por debajo de 1 V, lo cual no es
suficiente para hacer que con- duza la combinación de la unión base-emisor de Q3 más el diodo
colocado en su emisor. El transistor pull-up por consiguiente libera (abre) la conexión entre el
terminal de salida y los + 5 V de la fuente.
La puerta básica es pues la NAND, otras puertas son posibles adicionando componentes
extras.
Características de la familia TTL. La familia TTL combina una buena inmunidad al ruido con una
baja disipación y una velocidad medianamente alta. La inmunidad al ruido de la familia TTL no es
tan buena como la de la HTL, pero es generalmente mejor que la de las RTL y DTL. Su disipa ción
de potencia es baja y es del orden de 10 mW por puerta, y tiene un tiempo de propagación del orden
de 10 nseg. La mayoría de las puertas TTL tienen un fan-out de 10.
La familia TTL es de lógica absorción de corriente, dado que la corriente en sentido
convencional fluye hacia afuera de un emisor de la puerta manejada y hacia el colector del
transistor pull-down de la puerta manejadora. En TTL una entrada al aire es interpretada como
nivel alto.
La mayoría de las puertas TTL tienen un transistor pull-up activo en el circuito de salida, de
modo que no pueden conectarse en conexión-AND. Unas puertas TTL especiales, denominadas de
colector-abierto están disponibles si el usuario desea interconectar las salidas.
La familia TTL nunca se implementa con componentes discretos. Las puertas TTL vienen
siempre como circuito integrado. La forma DIP y plana son comunes. Actualmente, la familia
TTL es la que ofrece la mayor colección de circuitos lógicos comparada con cualquier otra
familia y es la más ampliamente usada de todas las familias lógicas.
2-13-5 La familia CMOS (metal-óxido-semiconductor complementario)

La familia CMOS (complementary metal-oxide-semiconductor) no utiliza un transistor bipolar
corriente como su dispositivo de amplificación. En su lugar, utiliza un transistor de efecto de
campo (FET, field-effect transistor), específicamente, un transistor de efecto de campo metal-
óxido-semiconductor (MOSFET). La Figura 2-25 muestra el diagrama de una puerta ÑOR
CMOS.
No es objeto de este libro los detalles de la operación de las puertas lógicas CMOS. Para
hacerlo necesitaríamos una amplia explicación de'muchas nociones no triviales acerca de los
FETs, tales como la diferencia entre FETs canal -p y canal -n, y la diferencia entre deplexión y
ensanchamiento en un FET. Para detalles específicos de la operación de los circuitos lógicos
CMOS, consulte cualquier buen libro que trate los FETs en detalle.
+10 v
Figura 2-25. Diagrama esquemático de una puerta ÑOR CMOS, donde se muestran los
transistores de efecto de campo.
Preguntas y problemas / 75
Basta con decir que la mayor ventaja de la familia CMOS es su consu mo de potencia
extremadamente bajo. Una puerta CMOS consume y disipa solamente unos 2 nW de potencia
cuando es conmutada a 1 KHz; esto es menos de la millonésima parte de la potencia disipada por
una puerta TTL, por ejemplo. Además de su minúsculo consumo de potencia, la fami lia CMOS
tiene la cualidad de una inmunidad al ruido mejor que la inmunidad de la familia TTL y tan buena
como la que posee la familia HTL. No es usual encontrar estas dos ventajas en un mismo circuito
electrónico.
Note también que el esquema de la puerta CMOS en la Figura 2-25 no muestra ni resistencias
ni diodos. Los circuitos CMOS no utilizan sino MOSFETs como componentes del circuito. Esto los
facilita para su fabricación como CIs más baratos. También, dado que un CI MOSFET requiere
menos área de cristal de silicio que un CI con diodos y resistencias, la den sidad de
empaquetamiento puede ser mucho más alta. Esta particularidad permite fabricar circuitos
extensos y complejos en un solo “chip” de CI.
A medida que pasa el tiempo la CMOS se vuelte más popular y posiblemente se convertirá en
la familia lógica más popular de todas.
Otras características de la CMOS. La familia CMOS no puede clasificarse como lógica emisión de
corriente ni como lógica absorción de corriente, dado que prácticamente no circula corriente entre
la puerta manejadora y la puerta manejada. Esto es una consecuencia de la alta resistencia de de
entrada de un MOSFET, cercana a 1 trillón de ohmios (10 12fi). La alta resistencia de entrada de un
MOSFET permite que un gran número de entradas se puedan conectar a una sola salida. En otras
palabras, la familia CMOS tiene un fan-out alto. La mayoría de las puertas CMOS tienen un fan-
out por encima de 100, dependiendo de la frecuencia a la cual es conmutada la puerta. Esta es pues
otra ventaja de esta familia.
No está permitida la conexión-AND de las puertas CMOS, dado que siempre tienen un FET
pull-up en el circuito de salida.
Las puertas lógicas CMOS y otros circuitos digitales CMOS son siempre CIs, nunca
componentes discretos. Son empaquetados en la forma DIP y plana.
1. Explique el propósito de cada una de las tres secciones de un circuito lógico de control
industrial.
2. Enumere algunos dispositivos de adquisición de datos (entrada) comúnmente utilizados
en sistemas lógicos industriales.
3. Enumere algunos dispositivos actuadores (salida) comúnmente utilizados en sistemas
lógicos industriales.
4. ¿Cuáles son los dos tipos de información general que un dispositivo de entrada entrega a
un circuito lógico industrial?
5. ¿Cuál es el voltaje comunmente utilizado en los circuitos de entrada para control
industrial en los Estados Unidos?
6. Explique la diferencia entre interruptor de fin de carrera de contacto normal-, mente
cerrado e interruptor de fin de carrera de contacto normalmente abierto. Dibuje el
símbolo esquemático de cada uno.
7. Repita la pregunta 6 para contactos de relé.

8. Explique porqué contactos conectados en serie constituyen un circuito AND.
9. Explique porqué contactos conectados en paralelo constituyen un circuito OR.
10. Explique en palabras, la operación de una puerta AND. Haga la tabla de verdad para una puerta
AND de dos entradas. Haga luego la tabla de verdad para una puerta AND de cuatro entradas.
¿Cuántas combinaciones diferentes son posibles con cuatro entradas?
11. Repita la pregunta 10 para una puerta OR, una puerta NAND, y una puerta ÑOR.
12. Con relación a la Figura 2-6(a), dibuje todos los caminos de la corriente si las líneas X y Y están a +
5 V y la línea Z se encuentra a 0V.
13. Repita la pregunta 12, pero con las tres entradas a + 5 V .
14. Con relación a la Figura 2-6(b), dibuje todos los caminos de la corriente si las líneas X y Y están a
+ 5 V y la línea Z se encuentra a OV.
15. Repita la pregunta 14, pero con las tres entradas a OV.
16. Dibuje el circuito lógico que implemente las siguientes condiciones: El solenoide es energizado si
IFCl e IFC2 son ambos actuados o si IFC3 es actuado. Dibuje el circuito utilizando la lógica de
relés, dibújelo también utilizando la lógica de estado sólido.
17. Repita la pregunta 16 para estas condiciones: El solenoide se energiza si IFCl, IFC2, e IFC3 son
actuados o si IFCl no es actuado.
18. Repita la pregunta 16 para estas condiciones: La lámpara se enciende si ningu no de los dos, IFCl e
IFC2 es actuado, o sí IFC2 es actuado mientras IFC3 no es actuado.
19. Repita la pregunta 16 para estas condiciones: El arrancador de motor se energiza si, IFCl o IFC2 es
actuado en el mismo instante que, IFC3 es actuado o IFC4 no es actuado.
20. Explique el significado del término fan-out aplicado a los circuitos lógicos en general y a una
puerta en particular.
21. Explique el significado del término fan-in aplicado a los circuitos lógicos en general y a una puerta
en particular.
22. Describa la diferencia entre un sistema de lógica positiva y un sistema de lógica negativa.
23. Explique la diferencia entre un circuito discreto y un circuito integrado.
24. ¿Por qué es necesario algunas veces interruptores con filtro capacitivo? Describa qué hacen, y
enumere algunos de los beneficios que se consiguen al utilizarlos.
25. Repita la pregunta 24, pero relacionada con los eliminadores de rebote.
26. ¿Qué es un convertidor de señal lógico, y qué hacen?
27. Si un convertidor de señal, construido comercialmente, se utiliza para interfazar un dispositivo de
entrada con un circuito lógico de estado sólido, bajo circunstancias normales se necesitará también
un eliminador de rebote o un interruptor con filtro? ¿Por qué?
28. El convertidor de señal de la Figura 2-14(a), trabajará en de también como en ac. ¿Por qué?
29. Repita la pregunta 28, pero con relación al convertidor de señal de la Figura 2-14(b).
30. ¿Por qué es buena idea efectuar un aislamiento eléctrico entre los circuitos de entrada y los
circuitos lógicos de estado sólido?
31. Enumere algunas condiciones bajo las cuales la lógica de estado sólido es preferida a la
lógica de relés.
32. Enumere algunas condiciones bajo las cuales la lógica de relés sería preferida a la lógica
de estado sólido.
33. ¿Cuál es el propósito del amplificador de salida utilizado con la lógica de estado sólido?
34. ¿Cuál es el propósito del diodo en el circuito de colector de Q 2 en la Figura 2-16(a)?
35. ¿Cuál es el propósito del diodo en el terminal de base de Q.¿ en la Figura 2-16(a)?
36. ¿Puede el amplificador de salida de la Figura 2-16(b) efectuar un aislamiento eléctrico
entre el circuito lógico y el circuito de salida? Explique cuidadosa mente.
Las preguntas 37 a 39 están relacionadas con el circuito de estado sólido del sist ma
clasificador de piezas manufacturadas de las Figuras 2-4 y 2-10.
37. ¿Qué condiciones son necesarias para habilitar la AND9?
38. ¿Qué condiciones son necesarias para habilitar la AND14?
39. Explique cómo el cierre momentáneo de uno de los interruptores de fin de carre ra de los
conductos suspende el enclavamiento de la OR2, OR3, y _OR4 si esta era la situación.
Las preguntas 40 a 42 están relacionadas con el anunciador de primera falla ilu^ irados en la
Figura 2-18.
40. Explique como la primera falla hace que el circuito ignore las fallas subsecuentes.
41. Explique como el circuito recuerda la falla ocurrida, aun si ésta se autocorrige.
42. Trate de explicar qué pasaría si dos fallas ocurriesen exactamente en el mismo instante.
(Lo cual sería una fantástica coincidencia).
Las preguntas 43 a 45 están relacionadas con la rebajadora automática ilustrada en la Figura
2-17.
43. Si IFC3 se quedase pegado en posición cerrado, ¿qué pasaría cuando el operador pulsase
el botón START?
44. Si el cierre de IFC3 fallase cuando el pistón del cilindro B esté extendido, ¿qué pasaría?
45. Si CS3 funcionase mal de modo que no pudiese entregar un nivel alto a su sali da, ¿qué
pasaría durante el ciclo de la máquina?
Las preguntas 46 a 52 están relacionadas con el taladro automático ilustrado en la Figura 2-
19.
46. El contacto IFCl es normalmente abierto, pero se le dibujó en posición cerrado. ¿Por
qué?
47. Al principio del ciclo, cuando se presiona el botón START, ¿qué hace la NANDl?
Explique.
48. Cuando el botón START es presionado, explique cómo se enclava la NAND2 (su salida
en nivel alto).
49. ¿Qué acción en el sistema suspende el enclavamiento de la NAND2? Explique.
78 / El transistor como interruptor actuando como elemento decisor
50. ¿Qué acción en el sistema produce el enclavamiento de la NAND4 (salida en nivel alto)?
Explique cómo se produce dicho enclavamiento.
51. ¿Cuáles son las dos condiciones necesarias para que la salida de la NAND6 caiga a nivel
bajo? Explique.
~ 52. ¿Qué acción en el sistema suspende el enclavamiento de la NAND4? Explique.
53. Explique por qué está permitida la conexión-AND de las puertas que tienen en su
circuito de salida solamente una resistencia de colector, y no está permitida para las
puertas que tienen un transistor pull-up en su circuito de salida.
54. Explique por qué el problema del fan-out, en lógica emisión de corriente, se pre senta
cuando la salida es nivel alto, pero, en lógica absorción de corriente se presenta cuando
la salida es nivel bajo.
55. ¿A qué deben las puertas HTL su inmunidad al ruido?
56. Explique por qué una entrada al aire, en lógica emisión de corriente, se inter preta como
un nivel bajo, pero en lógica absorción de corriente se interpreta como un nivel alto.
3
El transistor como interruptor en
circuitos con memoria y contadores
Además de su gran utilidad como elementos decisorios, el transistor como interruptor también
puede ser utilizado para construir dispositivos lógicos con memoria y circuitos lógicos que pueden
contar. Veremos en este capítulo cómo trabajan tales dispositivos y circuitos y se describirán
algunos ejemplos de su aplicación en sistemas industriales.
OBJETIVOS
Al terminar este capítulo se estará en capacidad de:

1. Explicar la operación de los flip-flops RS y JK, considerados como un bloque
2. Describir el funcionamiento de los flip-flops como dispositivos con memoria en los circuitos
de control presentados como ejemplo
3. Explicar la operación de los registros de desplazamiento, considerados como un bloque
4. Describir cómo un registro de desplazamiento rastrea información digital concerniente a
piezas que se mueven por una banda transportadora
5. Contar hasta 9 en binario
6. Convertir de binario a decimal cualquier número superior a 9
79
80 / El transistor como interruptor en circuitos con memoria y contadores
7. Convertir de decimal a BCD v viceversa números mayores que 9

8. Explicar la operación de un contador decadal, considerado como un bloque.
9. Explicar cómo los contadores decadales en cascada pueden contar por encima de 9
10. Explicar el funcionamiento de un decodificador 1 de 10
11. Describir en detalle el funcionamiento de un sistema estampador de cajas de cartón que utiliza
contadores decadales y un decodificador 1 de 10
12. Explicar la operación de un monoestable, considerado como un bloque
13. Explicar la utilización de un reloj digital y el funcionamiento de un reloj basado en un
multivibrador astable.
14. Describir en detalle el funcionamiento de un sistema de llenado de recipientes que utiliza:
monoestabies, flip-flops, contadores decadales y un reloj astable
15. Describir la operación de un contador decadal regresivo
16. Explicar el funcionamiento de un codificador decimal a BCD
17. Describir la operación de los relés temporizados incluyendo los cuatro tipos de contactos
temporizados
18. Explicar la operación de un temporizador de estado sólido basado en un circuito serie RC
19. Describir en detalle el funcionamiento de un sistema de suministro de material a partir de una tolva,
y que utiliza un contador regresivo, un codificador y temporizadores de estado sólido
3- 1 FLIP-FLOPS
Un flip-flop* es un circuito digital con memoria. Su salida es nivel alto o nivel bajo, tal como una
puerta lógica, pero se diferencia de ésta en que el flip-flop permanecerá en un estado dado aun
cuando la señal de entrada, que produjo dicha salida, sea removida. La salida de un flip-flop
cambiará de estado solamente cuando le sea ordenado por otra señal de entrada.
El circuito, el cual es la esencia de todo flip-flop se muestra en la Fi gura 3-1. En todo momento
uno de los transistores está en CONDUCCION y el otro está en CORTE. El funcionamiento del
circuito es como sigue: Suponga que el transistor T ] está saturado. El colector de T, estará
prácticamente a OV, lo cual implica polarización nula de la base de T¿. Con polarización nula de
base el transistor T¿ estará en CORTE y su voltaje de colector será prácticamente -f V s. Esto hace
que fluya corriente a través de R B , a la base de T¡, manteniéndolo en saturación. El colector de T,
permanecerá en OV, mientras que el colector de T¿ permanecerá en nivel alto, casi V s. El colector
de T 2 es la salida del flip- flop, la cual será identificada en este libro, por la letra Q. Bajo estas con-
diciones, Q permanecerá en nivel alto por siempre, es decir, por el tiempo que dure aplicada la
alimentación al circuito.
Por otra parte, si hubiéramos supuesto que quien está saturado es T¿ en lugar de T,, el
razonamiento nos hubiera conducido a otra condición.
"Algunos autores españoles, denominan a este tipo de circuitos, circuitos basculantes o mul- tivibradores
biestables. (N. del T.)
Flip-flops / 81
+VS
Figura 3-1. Diagrama esquemático de un flip-flop básico.
Hubiésemos encontrado que el colector de T x estaría cercano a +V S, mientras que el colector de

T¿ estaría a 0 V. Bajo este supuesto hubiésemos concluido que Q permanecería en nivel bajo por
siempre, es decir, por el tiempo que durase aplicada la alimentación al circuito.
De acuerdo con la explicación anterior, podemos decir que el circuito tiene memoria. Si es
llevado por una señal externa al estado en el cual Q es nivel alto, mantendrá este nivel alto aun
cuando la señal de mando desaparezca. Igualmente, si Q es llevada a nivel bajo, mantendrá este
nivel bajo aun cuando la señal de mando desaparezca.
La Figura 3-2(a) muestra cómo las señales de mando pueden lograrlo. Si la entrada marcada S
pasa a nivel alto, el transistor T¡ es llevado a CONDUCCION porque se le entrega una corriente
de base de saturación a través de la resistencia de acoplamiento de 100 K. Cuando T x entra en
CONDUCCION, T ¿ es llevado a CORTE y Q pasa a nivel alto. Si el nivel alto de la entrada S
desaparece, y por tanto la línea S cae a nivel bajo, el circuito no cambia de estado. El circuito
“recuerda” que la última entrada en pasar a nivel alto fue la entrada S.
Si la entrada R pasa a nivel alto (después que S haya pasado a nivel bajo), pone a T 2 en
CONDUCCION a través de su resistencia de entrada de 100 K. Por consiguiente, Q cae a nivel
bajo. T\ es llevado a CORTE porque el colector de T 2 pasó a 0 V. El colector de T l sube a V s y se
convierte en otra fuente de corriente de base para T 2 . Si el nivel alto de la entrada R desaparece, el
circuito mantiene el mismo estado. El circuito “recuerda” que la última entrada en pasar a nivel
alto fue la entrada R.
Para el valor de las resistencias de la Figura 3-2(a), los transistores deben tener betas mayores
que 55, para poder que realmente se saturen. Esto es debido a que la resistencia total en el circuito
de base es ligeramente mayor que 50 veces la resistencia del circuito de colector, y aún más por el
hecho que parte del voltaje aplicado a la base cae en la unión base-emi sor cuando ésta entra a
conducir.
El circuito de la Figura 3-2(a) es de hecho, un modelo simple de un tipo particular de ñip-flop,
denominado flip-flop RS. Las letras R y S hacen re-
s Q
R Q
(b)
Figura 3-2. (a) Diagrama esquemático de un flip-flop R S donde se muestran las entradas
de mando, (b) Símbolo de un flip-flop R S .
ferencia a los términos reset y set. La Figura 3-2(b) presenta el símbolo esquemático de un flip-flop
RS. Cuando aparezca este símbolo, no se necesita recordar la acción interna de los transistores y
resistencias. Basta únicamente recordar las relaciones entrada-salida que se describieron para un
flip-flop RS. Es decir, Q puede ser nivel alto o nivel bajo; un nivel alto en la entrada S lleva (set) a
Q a un nivel alto; un nivel alto en la entrada R regresa (reset) a Q a un nivel bajo. La salida Q
permanecerá por siempre en un estado dado, hasta tanto no lo sea ordenado el cambio de estado
por la señal de entrada correspondiente.
En casi todos los flip-flops comerciales, hay una segunda salida, denominada Q (y se pronuncia
“no Q”). Esta salida siempre es la opuesta a la salida Q y se obtiene conectando un terminal
de_salida al colector de T¡ en la Figura 3-2(a). Cuando Q está en nivel alto, Q está en nivel bajo;
cuando Q está en nivel bajo, Q está en nivel alto. En circuitos digitales, comunmente se utiliza el
término complemento para indicar el opuesto de una señal lógica, de modo que Q se denomina
algunas veces complemento de Q.
Circuito de control para un soldador utilizando Flip-flops RS / 83
De hecho, la salida Q puede o no ser utilizada, todo depende de la aplicación particular del flip-
flop, pero siempre está disponible.
De ahora en adelante, utilizaremos la barra sobre una letra para significar su complemento.
Entonces A significa el complemento de la línea A, donde la línea A es una línea en alguna parte de
un circuito digital. Si la línea A es 1 (nivel alto), A es 0 (nivel bajo); si A es 0, A es 1.
3- 2 CIRCUITO DE CONTROL PARA UN SOLDADOR UTILIZANDO

FLIP-FLOPS RS
Imaginemos una situación en la cual dos soldadores automáticos son alimentados de la misma
línea. La línea de alimentación es capaz de entregar la corriente necesaria para manejar uno,de los
soldadores, pero su capacidad no es suficiente para manejarlos simultáneamente. Por tanto, si una
señal de entrada al sistema automático indica que el segundo soldador debe comenzar a soldar
cuando el primero está soldando, la iniciación del segundo soldador debe posponerse. Cuando el
primer soldador termine, la señal del segundo soldador será habilitada.
Figura 3-3. Circuito de control de un soldador, donde se ilustra la capacidad de

meraorizar de los flip-flops RS.
Para cumplir con esto, se necesita un circuito, el cual conozca si actualmente se ejecuta una
soldadura y además que pueda recibir y recordar los requerimientos de entrada para una segunda
soldadura. Dado que el circuito debe recordar algo, éste debe contener flip-flops. La Figura 3-3
muestra un circuito que puede ejecutar esta acción.
Veamos cómo trabaja. Si una soldadura es solicitada por el cierre de uno cualquiera de los
contactos START SOLDADOR, el flip-flop correspondiente se ACTIVA (su salida Q pasa a nivel
alto). Es decir, FFl o FF3 se ACTIVA porque se aplicará un nivel alto a su entrada S. A modo de
ilustración, suponga que el contacto START del soldador A se cierra, lo cual hace que la salida Q
de FFl pase a nivel alto. Este nivel alto se aplicará a la entrada 1 de la ANDl. Si el soldador B no
ejecuta en este momento una soldadura, la entrada 2 de la ANDl estará también en nivel alto. Esto
se explicará en el párrafo siguiente. En este caso, la salida de la ANDl será un nivel alto, el cual será
aplicado a la entrada S de FF2. La salida Q de FF2 pasa a nivaLalto, lo cual hace que el
amplificador energize el contactor del soldador A. Este contactor conectará el transformador del
soldador A a la línea de alimentación y se ejecuta la soldadura. La descripción anterior es igual-
mente aplicable si la soldadura se solicita al soldador B cuando el soldador A está apagado; FF3 se
ACTIVARA, habilitando la AND2, la cual ACTIVARA al FF4.
Por tanto, si una soldadura es solicitada por el sistema de control, se atenderá inmediatamente,
siempre y cuando el otro soldador no esté soldando en ese instante. Por otro lado, consideremos qué
pasaría si el contacto START del soldador A se cierra mientras el soldador B está soldado. En este
caso, la entrada 1 de la puerta ÑOR estaría en nivel alto porque se encuentra conectada a la salida
Q de FF4. La salida de la ÑOR cae a nivel bajo. Este nivel bajo es aplicado a la entrada 2 de la
ANDl, lo cual garantiza un nivel bajo de salida de la ANDl y previene que FF2 sea ACTIVADO.
Por tanto, el soldador A no puede ser puesto en marcha.
Tan pronto el soldador B haya terminado, el contacto STOP del soldador B se cierra, y apljca
un nivel alto a la entrada R de FF3. FF3 se DESACTIVA y su salida Q pasa a nivel alto. Este nivel
alto se aplica a la entrada R de FF4, DESACTIVANDO dicho flip-flop. Por consiguiente, la salida
Q de FF4 cae a nivel bajo, removiendo el nivel alto de la entrada de la puer ta ÑOR, a mismo
tiempo, desenergiza el contactor B. La salida de la ÑOR pasa a nivel alto, habilitando la ANDl. En
este instante, el nivel alto será aplicado a la entrada S de FF2, lo cual enciende el soldador A.
Por tanto, un requerimiento de soldadura es pospuesto si el otro soldador está en ese momento
operando. Sin embargo, el circuito de la Figura
3- 3 recuerda el requerimiento y actúa en consecuencia cuando se libera el otro soldador.
3- 3 FLIP-FLOPS RS CON ENTRADA DE RELOJ
Aunque el flip-flop RS sencillo de la Sección 3-2 tiene mú’chos usos en electrónica industrial, el
flip-flop que comunmente se encuentra es el flip-flop RS con entrada de reloj. Un flip-flop RS
con entrada de reloj es el que no responde a las entradas S y R al instante que lleguen, sino que
respon-
Flip-flops RS con entrada de reloj / 85
Figura 3-4. (a) Símbolo de un flip-flop RS con entrada de reloj, (b) Un método para
construir un flip-flop RS con entrada de reloj.
de más tarde, luego que se reciba una señal de reloj en su entrada de reloj. La Figura 3-4(a) muestra
el símbolo esquemático del flip-flop RS con entrada de reloj y la Figura 3-4(b) muestra un método
para crear la característica de reloj.
La Figura 3-4(b) contiene un diferenciador RC. Un diferenciador RC es un circuito RC con
una constante de tiempo muy pequeña. Cuando la línea CLK de la Figura 3-4(b), pasa a nivel alto, el
condensador se carga rápidamente al voltaje aplicado. Durante el período de carga aparece un pico
de voltaje a través de la resistencia, el cual es aplicado a las dos puertas AND. Por tanto, las puertas
AND son habilitadas en el instante mismo en que la línea pasa de nivel bajo a nivel alto. Si hay un
nivel alto en una cualquiera de las entradas S o R en este instante, el flip-flop responderá a dicho
nivel alto de entrada y será ACTIVADO o DESACTIVADO según se desee.
Note que en el único momento en que aparece un nivel alto al común de las entradas de las dos
puertas AND es el instante mismo en que la línea de reloj pasa a nivel alto. La línea de reloj
permanece un tiempo en nivel alto pero no entregará un nivel alto al común de las entradas porque
el condensador se cargará completamente y no habrá voltaje a través de la resistencia. En el instante
en que la línea de reloj pasa de nivel alto a nivel bajo, aparece un pico de voltaje negativo en la
resistencia. Un pico negativo no influye en las puertas AND. Por consiguiente, el único instante en el
cual el flip-flop responde a las entradas y R es el instante mismo que la señal de reloj pasa de nivel
bajo a nivel alto. Por esa razón, a dichos flip- flops se les denomina flip-flops de borde positivo o de
flanco de subida-, el flip-flop de la Figura 3-4(b) será un flip-flop de disparo en el flanco de su-
bida o flip-flop de disparo en el borde positivo. En la Figura 3-4(a), el pequeño triángulo
dibujado deíitro del bloque en el terminal CLK indica que el flip-flop es de disparo por flanco.
Muchos flip-flops con entrada de reloj son disparados en el flanco de bajada (borde negativo).
Estos flip-flops operan exactamente igual a lo expuesto en los párrafos anteriores, excepto que
responden a las entradas 6’ y R solamente en el instante que la línea de reloj pasa del nivel alto al
nivel bajo. En un conjunto industrial, se encontrarán los dos tipos de flip-flops, de disparo en el
flanco de subida y de disparo en el flanco de bajada. Sin embargo, para evitar confusiones,
asumiremos a lo largo de este libro que
5 R
0 0 Q„
01 0
1 0 i
11 AMBIGUA
todos los flip-flops con entrada de reloj son de disparo en el flanco de ba jada. Esquemáticamente, los
ñip-flops de disparo en el flanco de bajada se distinguen de los flip-flops de disparo en el flanco de
subida por la presencia de un pequeño círculo dibujado en la parte de afuera del bloque y en el
terminal CLK. La Figura 3-5 muestra ejemplos de esta notación.
Los flip-flops generalmente se describen por medio de tablas de verdad. Las tablas de verdad
de los flip-flops se interpretan un poco diferente a las tablas de verdad de las puertas lógicas, pero
tienen el mismo propósito. Ellas muestran la salida del flip-flop para cada combinación de las entra -
das. La Tabla 3-1 es la tabla de verdad del flip-flop RS con entrada de reloj.
Veamos como se interpreta la tabla de verdad. El dígito binario en la columna S se refiere al
nivel lógico de la entrada S en el instante que el flanco de reloj se presenta. Como es usual, el dígito 1
significa nivel alto y el dígito 0 significa nivel bajo. El dígito en la columna R se refiere al nivel lógico
de la entrada R cuando el flanco de reloj se presenta. El término Q„ +, en la parte superior de la
tercera columna se entiende como el estado de la salida Q, justo después que el flanco se ha
presentado. El subíndice n + 1 quiere decir que el flip-flop ha sido disparado “una vez más”.
Comencemos por la primera fila de la tabla, vemos que si S y R, ambas se encuentran en 0
cuando el flanco se presenta, el estado de la salida Q es Q n , lo cual significa que Q después del
flanco de reloj ( Q „ + l ) es igual a Q antes del flanco de reloj (Q„), es decir, el flip-flop no ha
cambiado de estado. Si Q estaba en nivel alto, permanecerá en nivel alto; si Q estaba en nivel bajo,
permanecerá en nivel bajo. En algunas tablas de verdad se escribe “no cambia” en lugar de Q n . Esta
situación es justamente lo que esperaríamos que el flip-flop hiciese en estas condiciones, dado que
sabemos que él, mantendrá su estado presente hasta tanto no se le ordene que cambie.
La segunda fila indica que si 6’ es 0 y R es 1, cuando se presenta el flanco, la salida Q sería 0. Se
dice que el flip-flop está DESACTIVADO.
La tercera fila indica que si S es 1 y R es 0, cuando se presenta el flanco, la salida Q será 1
después que el flanco haya ocurrido. Se dice que el flip-flop está ACTIVADO.
La cuarta fila indica que si S y R son ambas nivel alto cuando se presente el flanco, el estado de
salida es ambiguo. No se puede asegurar a qué
Control de una cepilladora utilizando flip-flops RS con entrada de reloj / 87
estado pasará el flip-flop. A esta combinación de las entradas se le llama algunas veces combinación
“ilegal” o “no permitida”. El diseñador de una aplicación deberá asegurarse que esta combinación
de las entradas nunca ocurra en el circuito real.
3- 4 CONTROL DE UNA CEPILLADORA UTILIZANDO FLIP-

FLOPS RS CON ENTRADA DE RELOJ
Imaginemos la operación de maquinación en la cual una mesa es desplazada hacia adelante y hacia
atrás por un motor reversible. Esto sucedería en una operación de cepillado en la cual el buril de
cepillado permanece estacionario y la pieza a trabajar se encuentra montada en una mesa oscilato-
ria. La Figura 3-5(a) muestra dicha disposición. Cuando el motor gira en una dirección, el conjunto
cremallera-piñón mueven la mesa hacia la derecha; cuando el motor gira en la otra dirección, la
cremallera y el piñón mueven la mesa hacia la izquierda. Cuando la mesa se ha movido totalmente
a la derecha, acciona IFC DERECHO, el cual indica al circuito de control que invierta el sentido de
giro al motor y la mesa se mueva hacia la izquierda; cuando se ha movido completamente a la
izquierda, acciona IFC IZQUIERDO, el cual indica al circuito de control, que la mesa debe
moverse ahora a la derecha. Esta acción continúa tanto tiempo como sea necesario para completar
la operación de cepillado.
Cuando el operador juzgue terminada la operación, conmuta un interruptor selector a la
posición DETENER CEPILLADO. La mesa continuará moviéndose hasta llegar al extremo
izquierdo.
Veamos como trabaja. Asumamos que la mesa se está desplazando hacia la derecha y que el
interruptor selector de dos posiciones se encuentra en la posición CONTINUE CEPILLADO. El
hecho que el interruptor se haya dibujado cerrado en la Figura 3-5(b) significa que el contacto está
cerrado cuando el operador ha seleccionado esta posición. Contrariamente, el contacto se abre
cuando el operador selecciona la posición DETENGA CEPILLADO.
Si la mesa se está desplazando hacia la derecha, es debido a que el arrancador de motor
DESPLAZAMIENTO A DERECHA está energizado, lo cual implica que FFl está activado.
También, dado que el arrancador de motor DESPLAZAMIENTO A IZQUIERDA está
desenergizado, este es el resultado de tener FF2 DESACTIVADO. Por consiguiente, la situación es
la siguiente: el nivel alto en Q¡ pone un nivel alto en S de FF2 y a través de 12 un nivel bajo en R de
FF2; el nivel bajo en Q. ¿ pone un nivel bajo en la entrada 1 de la puerta AND, la cual aplica un
nivel bajo a la entradaS y un nivel alto R de FFl.
Cuando el interruptor IFC DERECHO es accionado, energiza el convertidor de señal, el cual
aplica un nivel alto a la entrada 2 de la puerta ÑOR. La salida de la ÑOR pasa a nivel bajo y
entrega un flanco de bajada a las entradas CLK de los dos flip-flops. Dado que las entradas de FFl
le están ordenando que se DESACTIVE, FF1 hace justamente esto; la bobina del arrancador
DESPLAZAMIENTO A DERECHA se desenergiza. Las entradas de FF2 en el instante que el
flanco se presenta, son: S = 1 y R = 0, entonces, FF2 se ACTIVA. Cuando Q 2 pasa a nivel alto
habilita el amplifi-
115 V ac 115 V ac
Figura 3-5. (a) Apariencia física de la cepilladora, (b) Circuito de control del sistema dé
cepillado,, donde se ilustra la aplicación de los flip-flops R S con entrada de reloj.
cador de salida y él energiza la bobina del arrancador DESPLAZAMIENTO A IZQUIERDA. Por

tanto, invierte su desplazamiento y comienza a moverse hacia la izquierda.
Control de una cepilladora utilizando flip-flops RS con entrada de reloj / 89
Cuando la mesa alcanza el extremo izquierdo, el interruptor IFC IZQUIERDO es accionado.

En este instante se sucede la situación contraria. Q -2 es nivel alto y Q, nivel bajo, entonces FFl tiene S
= 1, R = 0 y FF2 tiene S = 0, R = 1. Esto es válido si IS (interruptor selector) está todavía en la
posición CONTINUE CEPILLADO y se está aplicando un nivel alto a la entrada 2 de la puerta AND.
Cuando IFC IZQUIERDO se cierra y los terminales de reloj reciben el flanco de bajada proveniente
de la ÑOR, FFl se ACTIVA y FF2 se DESACTIVA. El motor invierte nuevamente el giro y la mesa
comienza a moverse hacia la derecha.
Supongamos ahora que el operador decide dar por terminada la operación de cepillado. En este
momento, conmuta IS a la posición DETENER CEPILLADO. Esta acción elimina el nivel alto de la
entrada 2 de la puerta AND, forzando su salida a nivel bajo. Por consiguiente, FFl tiene un nivel bajo
en S y un nivel alto en R, sin importar el estado de la entrada 1 de la puerta AND. La próxima vez
que la mesa accione IFC IZQUIERDO, ambos flip-flops se desactivarán porque tienen sus entradas S
= 0 y R= 1. Esto es válido para FFl por el nivel bajo proveniente de la salida de la AND; y es válido
para FF2 porque Q, está en nivel bajo mientras la mesa se desplaza a la izquierda. Con ambos flip-
flops DESACTIVADOS, las dos salidas Q, y Q2 están en nivel bajo y por consiguiente, los dos
arrancadores desenergizados. El motor se detiene dejando la mesa en el extremo izquierdo.
Si la mesa se estaba moviendo hacia la derecha cuando el operador conmutó IS, la inversión de
giro del motor se sucede cuando la mesa acciona el interruptor IFC DERECHO, porque FF2 está
listo para ser ACTIVADO, independiente de la condición de salida de la puerta AND. La mesa siem-
pre se detendrá en el extremo izquierdo.
Podría preguntarse cómo se inicia el ciclo cada vez que una nueva pieza es colocada en la mesa.
Este problema se ha dejado como ejercicio al final del capítulo.
Cuando se intenta entender la acción de un flip-flop RS con entrada de reloj en un circuito, es
importante fijarse en las condiciones de las entradas S y R en el momento exacto que el flanco se
presente. En muchas circunstancias, el hecho de disparar un flip-flop produce cambios casi instantá-
neos en el estado de las entradas. Este es el caso en la Figura 3-5(b). No de be prestarse mucha
atención al hecho de que las entradas cambien de estado inmediatamente después de recibir el pulso
de reloj. La único importante en el flip-flop es el estado de las entradas en el momento exacto que se
presente el flanco de reloj*. Para aclarar esta idea, es conveniente pensar que el flanco de reloj se
produce infinitamente rápido. Es decir, pasa de nivel alto a nivel bajo prácticamente en cero tiempo.
Si esto fuese cierto, entonces cualquier cambio en las entradas debido al disparo del flip-flop ocurri-
ría un poco más tarde, de modo que el flanco negativo habrá ya pasado cuando se produzcan los
cambios.
Desde luego un flanco de reloj real tiene un tiempo de transición un poco mayor que cero, pero
esta aproximación nos ayuda a explicar y entender
‘Este planteamiento es válido solamente para los flip-flop construidos bajo el principio deno minado
Ordenador-Seguidor (master-slave). En este libro se asume que todos los flip-flop son construidos bajo
este principio.
J K e*+,
0 0 <2„
01 0
10 i
11
Q„
La segunda y tercera filas muestran la misma situación ya estudiada en los flip-flops RS con
entrada de reloj. Si J=0 y K = 1, la salida Q pasa a 0. Si J = 1 y K = 0, la salida Q pasa a 1.
La última fila muestra una nueva posibilidad. Ahora, las dos entradas en nivel alto es una
condición válida. Si ambas, J y K son iguales a 1, el flip-flop cambiará al estado opuesto, o
conmutará. Es decir, la salida de Q después del flanco es el complemento de la salida de Q antes
del flanco (Q„+i = Q„). Dicho de otra forma, si J y K son ambas nivel alto cuando el flanco de reloj
se presente, el flip-flop se ACTIVARA si estaba DESACTIVADO y se DESACTIVARA si estaba
ACTIVADO.
La Figura 3-6(a) presenta el símbolo esquemático de un flip-flop JK, la Figura 3-6(b) presenta
una manera de construir un flip-flop JK a partir de un flip-flop RS.
En la Figura 3-6(b) puede verse porque el flip-flop JK conmuta cuando sus dos entradas_y y K
se encuentran en nivel alto. Si el flip-flop está DESACTIVADO, Q es nivel alto y Q es nivel bajo.
Por consiguiente, la ANDl estará habilitada cuando se presente el pico positivo de voltaje
proveniente del diferenciador RC. Esto sucederá, debido a la presencia del inversor, cuando se
presente el flanco de bajada en la linea CLK. Cuando la salida de ANDl pasa a nivel alto, la entrada
S pasa a nivel alto y ACTIVA el flip- flop.
J Q
> CLK
K Q
Figura 3-6. (a) Símbolo esquemático de un flip-flop t/F\ (bi Un método para
construir un flip-flop JK.
Por otra parte, si el flip-flop está ya ACTIVADO. Q es nivel alto y Q es nivel bajo. Dado que K
es también nivel alto, y la AND2 está habilitada cuando se presenta el pico positivo de voltaje
proveniente del diferenciados Todo esto hace que se aplique un nivel alto a R v por tanto el flip-
flop se DESACTIVA.
La capacidad de conmutación de los flip-flops JK los hace extremadamente útiles en
numerosas aplicaciones, especialmente aquellas en las cuales se necesita contar. En la Sección 3-7
veremos cómo los flips-flops JK pueden ser utilizados para contar.
Preset y clear. Es importante conocer una característica más de los flip- flops. Muchos de ellos
tienen unas entradas que se denominan preset y clear. Estas entradas usualmente se muestran
provenientes de la parte superior e inferior de un flip-flop, tal como se muestra en la Figura 3-7(a).
Las entradas preset y clear son independientes de las entradas J y K; no requieren de un
flanco de reloj para manejar el flip-flop. La entrada preset ACTIVA el flip-flop independiente de
que pasa en las entradas J, K y CLK. La entrada clear DESACTIVA el flip-flop, nuevamente sin
importar qué pasa en las entradas J, K y CLK. / —
En la mayoría de los flip-flops, la entrada preset debe pasar a nivel bajo para ACTIVAR el
flip-flop y la entrada clear debe pasar a nivel bajo para DESACTIVARLO. Sin embargo esto no es
universal, y algunos flip-flops responden a sus entradas preset y clear cuando pasan a nivel alto.
Con el fin de evitar confusiones, asumiremos en este libro que las entradas pre set y clear deben
pasar a nivel bajo para afectar el estado del flip-flop (activas bajas). Usareníos un pequeño círculo
dibujado fuera del bloque y en los terminales preset y clear para que en todo momento recordemos
que el flip-flop responde a un nivel lógico bajo.
Una razón obvia por la cual se hace necesaria la presencia de las entra das preset y clear es que
el estado de los flip-flops es aleatorio cuando se aplica la alimentación. Por esta razón, el diseñador
del circuito no está seguro de las condiciones de arranque cuando se aplica la alimentación del
circuito. Las entradas preset y clear son necesarias pará^ poner los flip- flops en los estados
apropiados antes que el circuito inicie su operación.
(a)
Figura 3-7. Flip-flop JK con entradas preset y clear. (b) Inicialización de una cadena
de flip-flops.
En estos casos, las entradas preset y clear son generalmente controladas por interruptores
manuales.
Por ejemplo, si un circuito formado por seis flip-flops tiene como condi ciones iniciales, que los
flip-flops 1, 3 y 5 estén ACTIVADOS y los flip-flops 2, 4 y 6 estén DESACTIVADOS antes que el
circuito sea funcional, la situación podría manejarse tal como se muestra en la Figura 3-7(b).
Cuando el botón pulsador INICIALIZAR sea pulsado, la salida del eliminador de rebote cae a nivel
bajo. El nivel bajo se aplica a los flip-flops tal como se indica, los flip-flops 1, 3 y 5 son
ACTIVADOS y los flip-flops 2, 4 y 6 son DESACTIVADOS.
Generalmente, los mandos preset y clear rechazarán las señales provenientes de las entradas J,
K y CLK. Es decir, si un flip-flop JK recibe una orden de ACTIVAC/ÍÓN proveniente de sus
entradas J, K y CLK mientras la entrada CL estáffen nivel bajo, ignorará las señales sincronizadas
con el' reloj y obedecerá a/la señal clear.
Inicializar los ílip-flops cuando se aplica la alimentación es uno de los usos de las entradas
preset y clear. Estas entradas son a menudo de gran
J
^
3
> CLK
Q
K
CL 3
J
> CLK
Registros de desplazamiento / 93
K
CL
O utilidad en el funcionamiento normal de un circuito con flip-flops. Veremos ejemplos de algunos de
estos usos a medida que avancemos.
3- 6 REGISTROS DE DESPLAZAMIENTO
Un registro de desplazamiento está formado por una cadena de flip-flops, los cuales transfieren su
contenido de uno a otro. La mejor manera de entender el funcionamiento de un registro de
desplazamiento es mirar su diagrama esquemático y observar como trabaja.
3- 6-1 Registros de desplazamiento impiementados con

flip-flops JK
La Figura 3-8 muestra cuatro flip-flops JK interconectados de manera que las safidas de un
flip-flop manejan las entradas del siguiente. Es decir, Qj y Q lt están conectadas a J y K de FF2, Q 2 y
Q¿ están conectadas a J y K de FF3 y así sucesivamente. El circuito así constituido es un registro de
desplazamiento de cuatro bits; se denomina de cuatro bits porque tiene cuatro elementos de
memoria (flip-flops) y por consiguiente puede almacenar cuatro elementos de información binaria,
o bits.
Cuando se presenta un flanco de bajada en la línea CLK, es aplicado simultáneamente a los
terminales CLK de los cuatro flip-flops. En este instante, todos los flip-flops responden a los niveles
de entrada en sus terminales J y K. Sin embargo, dado que las entradas J y K de un flip-flop son
precisamente las salidas Q y Q del flip-flop precedente, el resultado es que toda la información es
transferida, o desplazada, un lugar hacia la derecha. Por consiguiente si FFl está ACTIVADO en el
instante que se presente el flanco de bajada en los terminales CLK, FF2 será ACTIVADO. Si FF2
está DESACTIVADO en el instante que se presente el flanco de bajada, FF3 será DESACTIVADO.
El único flip-flop que no responde de esta manera es FFl, al cual se le deben aplicar en sus entradas
J y K, señales provenientes de algún circuito externo.
Como ejemplo específico, suponga que la línea ACLARAR en la Figura
3- 8 pasa a nivel bajo para inicializar todos los flip-flops al estado DESACTIVADO. Asumamos
también que la entrada J de FFl está conectada a un
Figura 3-8. Registro de desplazamiento implementado con flip-flops JK.

FFl FF2 FF3 FF4
Nivel alto
O- Q
i
—TLTL
Pulsos de O— 0> CLK > CLK
desplazamiento
K
K
CL Q 1 CL Q 2
v
Aclarar O-
nivel lógico 1 y K está conectada a un 0, tal como muestra el dibujo. Veamos ahora qué pasa cuando
el pulso de marcha se presenta en la línea DESPLAZAMIENTO.
Cuando el primer flanco de bajada alcanza el registro, FF4 es forzado a DESACTIVARSE,
porque tiene J = 0 y K = l . Esto es debido a que FF3 está ya DESACTIVADO, y tiene Q 3 = 0 y Q3 =
1. Dado que FF4 está ya DESACTIVADO la orden de desactivación no lo afecta; simplemente per-
manece DESACTIVADO. _
FF3 es ordenado a DESACTIVARSE vía Q ¿ y Q > , y también permanece inalterado. Esto es
igualmente válido para FF2, el cual es ordenado por Q , y Q ¡ , y permanece también
DESACTIVADO. Sin embargo, FFl es ACTIVADO porque tiene un 1 en J y un 0 en K . Por
consiguiente, al final del primer pulso de desplazamiento, el estado del registro de desplazamien to,
leído de izquierda a derecha, es:
1000.
Consideremos ahora qué sucede cuando el segundo flanco de bajada alcance los terminales
CLK. FF4 es ordenado a DESACTIVARSE por FF3 porque FF3 está DESACTIVADO en este
instante. FF3 es igualmente ordenado a DESACTIVARSE por FF2. FF2, sin embargo, es ordenado
a ACTIVARSE porque su entrada J está en nivel alto, debido a Q ¡ , y su entrada K está en nivel
bajo debido a Q ¡ . FF2 se ACTIVA en este instante. FFl todavía tiene J = 1 y K = 0 provenientes
del exterior, de modo que es ACTIVADO nuevamente, o, en otras palabras, mantiene su estado
ACTIVADO. El nuevo estado del registro es:
1100.
Lo que está sucediendo es que toda la información almacenada en los flip- flops es desplazada un
lugar a la derecha cada vez que ocurre una señal de desplazamiento. El circuito externo continúa
manteniendo un 1 a la entrada del primer flip-flop.
Después del tercer flanco de bajada, la condición sería:
1110,
y después del cuarto pulso de desplazamiento el estado sería:
lili.
Cualquier nuevo pulso de desplazamiento no afectará el contenido del registro, dado que esto
causaría la pérdida de un 1 en el extremo derecho (FF4) mientras que otro 1 llegaría por el extremo
izquierdo (FFl).
3-6-2 Sistema de inspección y transporte utilizando registros

de desplazamiento
El uso de los registros de desplazamiento está muy difundido sobre todo en aplicaciones
industriales que involucran un sistema de banda transportadora, donde cada flip-flop del registro
de desplazamiento representa una zona del sistema de banda transportadora. El estado de un flip-
flop en particular, ACTIVADO o DESACTIVADO, representa alguna característica de la pieza
que se encuentra en dicha zona. La característica debe
ser una característica digital, es decir que pueda representarse por un bi nario 1 ó 0. Un ejemplo
que salta a la vista es un sistema de aceptación/ rechazo; si la pieza pasa la inspección, será dirigida
al próximo puesto de producción, si no pasa la inspección será rechazada.
Pensemos en un sistema de banda transportadora, el cual está dividido, al menos mentalmente,
en cuatro zonas físicas. Cada vez que una pieza pasa de una zona a la siguiente, envía una señal de
desplazamiento a un registro de desplazamiento. De este modo, la característica binaria de la pieza
es desplazada al siguiente flip-flop, al tiempo que ella misma se mueve a la zona siguiente.
Cuando la pieza abandona la cuarta zona de la banda, el bit de información deja el cuarto flip-
flop del registro de desplazamiento. Cuando una nueva pieza entra en la primera zona de la banda,
un nuevo bit de información es enviado al primer flip-flop del registro. De este modo, el registro de
desplazamiento sigue la pista de la información acerca de las piezas en la banda.
En muchas situaciones, a medida que la información es desplazada de un flip-flop a otro,
alcanzará un cierto flip-flop donde será obedecida por un circuito detector. El circuito detector lee
el bit de información y hace que se ejecute una determinada acción en dicha zona del sistema
industrial.
Veamos un ejemplo específico. Suponga que disponemos de una línea ' de producción en la
cual una persona inspecciona una serie de piezas igualmente espaciadas que se mueven por una
banda transportadora. Al puesto donde se realiza la inspección la llamaremos zona 1. Unos
trabajadores, más adelante, en las zonas 2 y 3 ejecutarán un trabajo adicional sobre la pieza. Sin
embargo, si la pieza no pasa la inspección de la zona 1, es inútil ejecutarles algún trabajo en las
zonas 2 y 3. Esto es debido al hecho que si al realizarse la inspección en la zona 1, la pieza no pasa
dicha inspección, no serán trabajadas en su paso por las zonas 2 y 3.
Debido a ciertas restricciones físicas, las piezas que no pasan la inspección no son retiradas de
la banda y colocadas en el recipiente de rechazadas, directamente en la zona 1. En lugar de esto, la
pieza continúa por la banda al igual que las piezas buenas hasta llegar a la zona 4. En la zona 4, una
compuerta directora se abre hacia la banda y dirige la pieza defectuosa hacia el recipiente de
rechazadas. Las piezas buenas abandonan la zona 4 de manera normal y continúan su camino.
El inspector es quien decide si una pieza pasa o nó la inspección. Cuando una pieza no pasa la
inspección, pulsa el interruptor RECHAZADA mientras la pieza esté todavía en su zona; además
marca la pieza para que sea identificada por los trabajadores de las zonas 2 y 3. Esto podría hacerlo
pintándola con una brocha, volteándola o cualquier otra cosa. Esta marca indica a los trabajadores
en las zonas 2 y 3 que no se haga ningún trabajo a dicha pieza, porque es una pieza rechazada.
Cuando la pieza deja la zona 1, el registro de desplazamiento almacena la información
referente si la pieza pasó o nó la inspección. A medida que la pieza pasa por las distintas zonas, la
información de aceptación/rechazo se acomoda en el registro de desplazamiento. Cuando la pieza
llega a la zona 4, el registro de desplazamiento informa a la compuerta, si ésta debe abrirse o nó
para mandar la pieza al recipiente de rechazadas.
FF3
J Q
> CLK
K Q
FF4
J Q
>
CLK
K Q
115 Vac
AS
(b)
Figura 3-9. (a) Disposición física del sistema de transporte e inspección, (b) Circuito de
control del sistema de transporte e inspección, donde se ilustra la utilización de un registro
de desplazamiento para rastrear el progreso de las piezas a través del sistema.
96
Una distribución como la explicada se muestra en la Figura 3-9(a), y el correspondiente

circuito de control se muestra en la Figura 3-9(b).
El circuito de la Figura 3-9(b) es realmente bastante simple. Si el interruptor RECHAZADA se
presiona mientras la pieza se encuentra en la zona 1, la salida de 11 pasa a nivel bajo, llevando la
entrada preset de FFl a nivel bajo. Esto hace que FFl pase al estado ACTIVO ( Q ¡ pasa a nivel
alto). Recordemos que se asumió que los flip-flops responden a un nivel bajo en su entrada preset
(preset es activa baja). Esto podría ser confuso, dado que lo más natural es que respondiese a un
nivel alto. Sin embargo, lo más usual es que responda a un nivel bajo.
A medida que la pieza defectuosa deja la zona 1 y pasa a la zona 2, el interruptor de fin de
carrera es accionado momentáneamente. Esto hace que la salida de 12 pase a nivel bajo, lo cual
entrega un flanco de bajada a los terminales CLK de los flip-flops. FF2 se ACTIVA en este instante
porque Q ¡ envía un 1 a su entrada J , y Q ¡ un 0 a su entrada K . Por consiguiente cuando la
pieza defectuosa entra en la zona 2, la información referente a su condición de defectuosa, pasa al
flip-flop 2. Una pieza defectuosa en una zona, se indica por la ACTIVACION del correspondiente
flip-flop.
FFl regresa a su estado DESACTIVADO cuando el flanco de bajada se presenta en su terminal
jCLK debido a que su entrada J está conectada a un nivel bajo y su entrada Kaun nivel alto.
Dado que las piezas están igualmente espaciadas, cada pieza en la banda pasa a una nueva
zona en el instante que se cierra el contacto del interruptor de fin de carrera, por el paso de una
pieza de la zona 1 a la zona 2. De este modo cuando la pieza defectuosa entra en la zona 3, IFC se
cierra nuevamente porque la pieza siguiente ha pasado a la zona 2. Se produce un nuevo flanco de
reloj, el cual ACTIVA FF3. Cuando la pieza entra en la zona 4, IFC produce un nuevo flanco de
reloj, el cual ACTIVA FF4. Cuando Q 4 pasa a nivel alto, energiza el solenoide de la compuerta
directora y ésta se abre hacia la banda. A medida que la banda sigue avanzando, la pieza defectuosa
es guiada hacia el recipiente de rechazadas, por la compuerta.
Cuando la pieza siguiente entra en la zona 4, FF4 regresa a su estado DESACTIVADO si la
pieza es buena. Inmediatamente, la compuerta directora regresa a su posición normal, antes que la
pieza llegue a ella.
3-6-3 Registros de desplazamiento integrados

Hasta aquí, nuestras ilustraciones de los registros de desplazamiento han mostrado un
conjunto de flip-flops interconectados en serie. Con seguridad, todos los registros de desplazamiento
integrados están construidos de esta manera, pero no siempre se les ilustra de esta forma. Un
registro de desplazamiento integrado usualmente se muestra como un bloque que tiene una entrada
de reloj (CLK), una entrada de clear (CL), una entrada preset para cada bit (PRn), entradas de
desplazamiento para el primer bit ( J y K ) , y salidas por cada bit (Q n y Q„). La Figura 3-10(a)
presenta el símbolo de un registro de desplazamiento de cuatro bits.
Las longitudes comunes de los registros de desplazamiento son cuatro, cinco y ocho bits. Si se
necesita un registro de mayor longitud, se pueden conectar en cascada dos o más unidades menores,
tal como se muestra en la
Entradas del
primer bit
(b)
Figura 3-10. (a) Símbolo esquemático de un registro de desplazamiento de 4 bits con entrada
clear común y entradas preset individuales, (b) Conexión en cascada de dos registros de
desplazamiento.
Figura 3-10(b). En esta figura, dos registros de desplazamiento de 4 bits se han conectado en
cascada para formar un registro de 8 bits. Como se muestra en la figura, esto se hace conectando
entre si, las entradas CLK y clear (CL), y por último, se conectan las salidas del último bit a las
entradas del primer bit del siguiente registro.
Hay muchos tipos de registro de desplazamiento. Todos presentan la misma operación básica
que consiste en el desplazamiento de un bit de información de un lugar al siguiente. Sus
características secundarias difieren de uno a otro y de las que hemos discutido. Por ejemplo,
algunos registros pueden desplazar la información a derecha o a izquierda. Naturalmente dichos
registros de desplazamiento tienen más terminales de los mostrados en la Figura 3-10(a) porque se
les debe indicar en qué dirección debe ser el desplazamiento. Algunos registros de desplazamiento
tienen una entrada especial denominada LOAD para indicar cuando los bits deben ser “carga dos”
al registro. Para evitar confusiones, trabajaremos con un solo tipo, el ilustrado en la Figura 3-10(a).
3-7 CONTADORES
Un contador digital es un circuito capaz de contar y recordar el número de pulsos de entrada

ocurridos. Cada vez que un pulso de entrada es aplicado al terminal CLK del contador, el número
almacenado en el circuito se incrementa en uno.
Parece simple, pero no lo es tanto. Dado que los contadores digitales son construidos en base a
flip-flops y puertas lógicas, los únicos dígitos que pueden utilizarse son 0 y 1. Esto es debido al
hecho que los transistores en los flip-flops y en las puertas lógicas como sabemos, están siempre en
CONDUCCION o en CORTE. No hay una posición intermedia. Por consiguiente, no les es posible
almacenar los dígitos 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8 ó 9, dado que para almacenarlos demandaría otros estados
posibles a los transistores.
Este no es un problema insoluble. Significa que en lugar de trabajar con el sistema de
numeración decimal que para nosotros es bastante cómodo, los contadores digitales electrónicos,
deben trabajar con el sistema de numeración binario.
3-7-1 El sistema binario

No nos alcanzaría el tiempo si tratásemos en este libro de adentrarnrs en detalles de los
sistemas de numeración. Si ya se entiende las bases fi'j- sófícas sobre las que un sistema de
numeración se construye es mucho mejor. Pero si no se está familiarizado con la construcción de
sistemas de numeración en general y en particular del sistema binario, se querrá leer al respecto.
Hay disponibles muchos y buenos libros, los cuales explican el sistema binario, como contar en él,
como convertir de decimal a binario, etc. Sin embargo, para comprender los contadores digitales en
sistemas de control industriales, lo que realmente se necesita saber acerca de los números binarios
son dos cosas:
a. Cómo contar hasta 9 en binario

b. Cómo interpretar un número decimal codificado en binario (BCD)
3-7-2 Conteo en binario

Contar en binario es realmente simple si sabemos que moviéndose una columna (lugar) a la
izquierda se aumenta en una potencia de 2. Dijimos que solamente necesitamos saber contar hasta
9, de modo que veamos el código de la Tabla 3-3.
En la Tabla 3-3(a) el número binario equivalente está escrito en la línea correspondiente al
dígito decimal entre 0 y 9. Esta secuencia de números debe memorizarse completamente. Se debe
ser capaz de convertir mentalmente un dígito decimal en su correspondiente número binario
rápidamente. También se debe ser capaz de realizar la conversión en el sentido contrario, de
binario a decimal.
En la Tabla 3-3(b) cada número binario se presenta ocupando cuatro lugares, aunque todos los
números no requieren de ellos. Es decir, los ceros no significativos no han sido eliminados de las
columnas de la izquierda y
99
0 0
1 1
2 10
3 11
4 100
5 101
6 110
7 111
8 1000
9 1001
Código binario incluyendo ceros no significati

0 0000
1 0001
■y 0010
3 0011
4 0100
5 0101
6 0110
7 0111
8 1000
9 1001
se han dejado para completar los cuatro lugares. La razón para hacerlo será más
clara a medida que avancemos. Estemos preparados para reconocer números
binarios escritos en cualquier formato.
3-7-3 Decimal codificado en binario (BCD)

Los números decimales mayores que 9 pueden escribirse en binario pu ro. y es
lo que hacen los sistemas de computación. En la mayoría de los sis temas
industriales, los números decimales grandes son manejados por me dio de la
representación decimal codificado en binario (BCD). En BCD, cada dígito decimal
está representado por un número binario de cuatro bits. Entonces, el número
decimal 47 será:
0100 0111
en BCD. El número 92 será
1001 0010
en BCD.
Estos dos ejemplos anteriores explican la razón por la cual se deben in cluir
ceros no significativos en un número binario. Si cada dígito decimal
Contadores / 101
FFD FFC FFB FFA

Pulsos contar
Entrada del
contador
Figura 3-11. Circuito contador construido con flip-flops J K .
se representa por su equivalente binario, debemos reservar cuatro lugares para poder manejar los
dígitos 8 y 9. Si se ha definido un campo de cuatro lugares pero el número decimal no requiere de
todos ellos, algo debe colocarse en los espacios libres. Este algo generalmente son ceros.
3-7-4 Contadores en base a flip-flops

La Figura 3-11 muestra de qué manera pueden interconectarse cuatro flip-flops JK para
formar un contador. La mejor manera para entender este contador es aplicar pulsos, uno a la vez, a
la entrada CLK de FFA y observar cuidadosamente qué sucede. Antes de comenzar, notemos
algunas pequeñas diferencias en la manera que se muestran los flip-flops. Las entradas J y K se han
dibujado ahora al lado derecho del bloque y las salidas al lado izquierdo. También, en lugar de
denominar las salidas Q y Q, las denominaremos con la letra_que identifica al flip-flop. Es decir, las
salidas de FFA se denominan A y A, las salidas de FFB se denominarán B y B, y así sucesivamente.
Ninguna de las entradas J y K de los flip-flops ha sido conectada a alguna parte. Son entradas
al aire. Asumiremos que se trata de una familia lógica la cual considera las entradas al aire como
nivel alto. Por tanto, todas las entradas J y K son iguales a 1. Bajo estas circunstancias, todos los
flip- flops pasarán al estado opuesto, o conmutarán, cada vez que se presente un flanco de bajada en
su correspondiente terminal CLK.
Los terminales de reloj no se encuentran conectados en paralelo como cuando se les utilizó en
los registros de desplazamiento. En el contador de la Figura 3-11, el terminal de reloj de un flip-flop
es manejado por la salida Q de su flip-flop vecino a la derecha. En estas condiciones un flip-flop
dado, conmutará, si y sólo si, el flip-flop de la derecha pasa del estado ACTIVA DO al estado
DESACTIVADO. Es decir, FFB conmutará cuando A pase de nivel alto a nivel bajo. FFC
conmutará cuando B pase de nivel alto a nivel bajo. FFD conmutará cuando C pase de nivel alto a
nivel bajo.
Asumamos que los cuatro flip-flops están aclarados (su salida en nivel bajo) al empezar el
conteo, y dejemos que llegue un pulso al terminal CLK de FFA, que de aquí en adelante
denominaremos ENTRADA DEL CONTADOR. Cuando ocurre el flanco de bajada', FFA conmuta
del estado DESAC-
El estado dei
contador es
Después D c B A
del pulso
0 0 0 0 0
I 0 0 0 1
7 0 0 1 0
3 0 0 1 1
4 0 I 0 0
Contadores / 103
Si hacemos una tabla del estado del contador, después de cada pulso, aparecerá como la Tabla
3-4. La Tabla 3-4 es exactamente igual a la primera mitad de la Tabla 3-3(b). Por tanto, el circuito
de la Figura 3-11 está contando apropiadamente. El número binario almacenado en los flip-flops
del contador es igual al número de pulsos que han ocurrido.
Si continuamos entregando pulsos, uno a la vez. y rastreamos la operación del contador hasta
el noveno pulso, podremos verificar que el circuito cuenta correctamente hasta 9.
3-7-5 Contadores decadales

El contador que se muestra en la Figura 3-11 es excelente, pero desde nuestro punto de vista
tiene un serio problema. No parará de contar cuando llegue a 9. En lugar de esto, continuará
contando hasta el equivalente binario de 15 y en el dieciseisavo pulso, volverá a cero. Como
mencionamos antes, en una situación de computación pura, esto sería deseable, pero en una
situación de control industrial, es generalmente indeseable. Los circuitos industriales generalmente
están restringidos a números decimales codificados en binario. En el código BCD. el número
binario más grande, que siempre deseamos ver es 1001. ó 9. Por tanto, necesitamos un contador
que pueda contar hasta 9 y luego regrese a 0 en el décimo pulso. Un conta dor capaz de hacer esto
se denomina contador decadal. La Figura 3-12 muestra una manera de construir un contador
decadal.
El funcionamiento del contador de la Figura 3-12 es un poco más difícil de entender que el de
la Figura 3-11 dado que algunos de los flip-flops no están siendo utilizados estrictamente en modo
de conmutación. Específicamente, FFB, y FFD no tienen sus entradas J y K ambas en nivel alto (al
aire). La entrada J de FF£! está unida a la salida D, y la entrada J de FFD está manejada por la
puerta AND. Las entradas K de todos los flip-flops es-
C B A
Figura 3-12. Una manera de construir un contador decadal con flip-flops J K y una puerta AND.
tán al aire, por consiguiente están en nivel alto. Para entender el funcionamiento de este contador,
empecemos por hacer algunas observaciones acerca de cada flip-flop y nos referiremos a ellas a
medida que vayamos viendo como sucede el proceso de conteo.
Primero, FFA. Este flip-flop recibe un flanco de bajada en cada pulso. Dado que J y K ambas
están en nivel alto, FFA conmuta en cada flanco de bajada.
Segundo, FFB. Este flip-flop recibe un flanco de bajada solamente cuando FFAes
DESACTIVADO. Su entrada J está conectada a la salida D, de modo que J es nivel alto si FFB
está DESACTIVADO. Por tanto, FFB conmutará solamente si FFB está DESACTIVADO en el
instante que se presente el flanco de bajada. FFB será DESACTIVADO si FFB está ACTIVADO
cuando se presente el flanco, porque J estará en nivel bajo y K estará en nivel alto.
Tercero, FFC. Este flip-flop recibe un flanco de bajada cuando B pase de nivel alto a nivel
bajo, es decir, cuando FFB sea DESACTIVADO. Dado que sus entradas J y K están ambas en
nivel alto, FFC conmutará cada vez que reciba un flanco de bajada.
Por último, FFB. Este flip-flop recibe un flanco de bajada cuando FFA sea DESACTIVADO.
Si ambas salidas, B y C están en nivel alto, la puerta AND entregará un nivel alto a J . Por
consiguiente, FFB conmutará si FFB y FFC están ACTIVADOS cuando se presente el flanco. Si
una cualquiera de las salidas B o C están en nivel bajo, J será nivel bajo. K está siempre en nivel
alto, entonces FFB será DESACTIVADO si uno cualquiera FFB o FFC está DESACTIVADO
cuando se presenta el flanco.
Armados con la información de los párrafos precedentes, vamos a proceder a entregar pulsos,
uno a la vez, y a observar cual es la progresión del circuito. Asumamos que al empezar, todos los
flip-flops están aclarados, luego el estado inicial del contador es:
D C B A = 0000.
El primer flanco de bajada se presenta al final del primer pulso. FFA con muta al estado
ACTIVADO. Ningún otro flip-flop recibe un flanco de bajada, de modo que no son afectados. El
estado del contador después del primer pulso es:
D C B A = 0001.
Cuando se presenta el segundo flanco, FFA conmuta al estado DESACTIVADO. FFB recibe
un flanco de bajada cuando A pasa a nivel bajo. Dado que FFB está DESACTIVADO en este
momento, FFB conmuta al estado ACTIVADO. FFB también recibe un flanco de bajada cuando A
pasa a nivel bajo. FFC está DESACTIVADO en este momento, entonces FFB recibe una señal de
DESACTIVACION. Debido a que ya está DESACTIVADO, permanece en dicho estado. El estado
del contador después del segundo pulso es:
BCBA = 0010.
Cuando recibe el tercer pulso, FFA conmuta al estado ACTIVADO. Los flip-flops B , C y B
no reciben un flanco de bajada, entonces permanecen en
Contadores / 105
el estado que estaban. El estado del contador después del tercer pulso, es
DCBA — 0011.
Cuando recibe el cuarto pulso, FFA conmuta al estado DESACTIVADO. FFD recibe un flanco
de bajada cuando A pasa a nivel bajo, y conmuta al estado DESACTIVADO dado que FFD está
DESACTIVADO en este momento. FFC recibe un flanco de bajada cuando B pasa a nivel bajo, y
conmuta al estado ACTIVADO. FFD también recibe un flanco de bajada cuan do A pasa a nivel
bajo. FFD recibe una señal de DESACTIVACION ¡dado que C estaba en nivel bajo en el instante
que se presentó el flanco de baja da. Como mencionamos en la Sección 3-4, no nos dejemos
confundir por el hecho que las entradas cambien después que el flanco se presente. Todo cuanto
interesa saber es que C estaba en nivel bajo y por consiguiente la salida de la puerta AND estaba
también en nivel bajo, en el instante que el flanco de bajada se presentó en el terminal CLK de FFD.
Entonces, FFD recibe una señal de DESACTIVACION y permanece DESACTIVADO.. El estado
del contador después del cuarto pulso, es:
DCBA = 0100.
Cuando recibe el quinto pulso, FFA conmuta al estado ACTIVADO.. Ningún otro flip-flop
recibe un flanco de bajada, de modo que permanecen en su estado anterior. El estado del contador
después del quinto pulso es.:
DCBA = 0101.
Cuando recibe el sexto pulso, FFA conmuta al estado DESACTIVADO. Este cambio de estado
produce un flanco de bajada, el cual es aplicado a FFD y FFD. FFD conmuta al estado ACTIVADO
dado que FFD está DESACTIVADO en este instante. FFD recibe una señal de DESACTIVACION
porque B estaba en nivel bajo en el instante que se presentó el flanco. FFC no recibe un flanco de
bajada y por consiguiente no cambia. El estado del contador después del sexto pulso es:
DCBA = 0110.
Cuando recibe el séptimo pulso, FFA conmuta al estado ACTIVADO. Ningún otro flip-flop
recibe un flanco de bajada, entonces permanecen en el estado que estaban. El estado del contador
después del séptimo pulso es:
DCBA — 0111.
Cuando recibe el octavo pulso FFA conmuta al estado DESACTIVADO. Cuando A pasa a nivel
bajo, entrega un flanco de bajada a FFD y FFD. FFD conmuta al estado DESACTIVADO porque
FFD está DESACTIVADO, cuando se presenta el flanco. FFD conmutará al estado ACTIVADO
porque B y C están ambas en nivel alto cuando se presenta el flanco. Cuando B pasa a nivel bajo y
entrega un flanco de bajada a FFC, entonces FFC conmutará al estado DESACTIVADO.
Si nos parece confuso este funcionamiento, mirémoslo de esta manera. Inspeccionemos el estado
del contador, antes que se presente el flanco de bajada. Partiendo de este estado, identifiquemos la
condición de las en
iradas J y K. Utilizando luego la tabla de verdad para el flip-flop JK veremos que sucederá en cada
ñip-flop cuando el pulso de bajada se presente.
Antes que haya ocurrido el octavo pulso, el estado del contador es A = 1, B = 1, C = 1 y O = 0.
Con las salidas B y C ambas en 1, la puerta AND está habilitada y envía un 1 a la entrada J de FFD.
Entonces las dos entradas J y K de FFD están en 1. Por consiguiente, en el próximo flanco de
bajada que se presente FFD conmutará. Nuevamente, el estado del contador, antes del octavo pulso
es A = L_B = 1, C = 1 y D = 0. la entrada J de FFB está en nivel alto, dado que ü = 1. FFB
conmutará en el próximo flanco de bajada que se presente. Sin importar de qué manera lo veamos,
el estado del contador después del octavo pulso, es:
DCBA = 1000.
Cuando recibe el noveno pulso, FFA conmuta al estado ACTIVADO. Todos los otros flip-flops
permanecen en el mismo estado. El estado del contador después del noveno pulso es:
DCBA = 1001.
Cuando recibe el décimo pulso FFA conmuta al estado DESACTIVADO. Este cambio de estado
produce un flanco de bajada, el cual es aplicado a FFB y FFD. FFB recibe una señal de
DESACTIVACION porque FFD está ACTIVADO cuando se presenta el flanco. Dado que FFB está
ya DESACTIVADO, entonces permanece en este estado. FFD recibe una señal de
DESACTIVACION, dado que B (y C) está en nivel bajo en este momento. Por consiguiente FFD
pasa al estado DESACTIVADO. El estado del contador después del décimo pulso es
DCBA = 0000.
La Tabla 3-5 resume los estados de salida del contador. La característi ca fundamental que hace
el contador decadal de gran utilidad es el hecho que regresa a cero, o “inicializa” en el décimo
pulso.
3-7-6 Contadores decadales en cascada

El símbolo, como un bloque, de un contador decadal se muestra en la Fi gura 3-13(a). Se
inicializa al estado DCBA = 0000 cuando la linea de aclarado (CL) pasa a nivel bajo. Si la línea de
aclarado está en nivel alto, el contador se incrementa en 1 cada vez que un flanco de bajada se
presenta en el terminal de reloj. A menudo, al terminal CLK se le denomina CONTEO o
ENTRADA DEL CONTADOR.
Para contar cantidades mayores que 9 decimal, los contadores decadales pueden conectarse en
cascada tal como se muestra en la Figura 3-l3(b). El primer contador decadal contiene la
representación binaria de las unidades, el segundo contador decadal contiene el código binario
para las decenas y el tercer contador decadal contiene el código binario para las centenas.
La salida D del contador de unidades maneja la entrada CLK del conta dor de decenas tal como
se muestra. La salida D del contador de unidades pasa de nivel alto a nivel bajo cuando el contador
pasa de 9 (1001) a 0 (0000)
TABLA 3-i>. Estadó del < pulso contador decadal despué de
s
de entrada, y donde cializa en se muestra que el contad cada r
cero en el décimo pulso. o se in i -
Estados de salida del contador
Número de pulsos D C B A
contados
0 0 0 0 0
1 0 0 0 -1
0 0 1 0
3 0 0 1 1
4 0 1 0 0
5 0 1 0 1
6 0 1 1 0
7 0 1 1 1
8 I 0 0 0
9 1 0 0 1
10 0 0 0 0
en el décimo pulso. Cuando esto sucede, entrega un flanco de bajada a la entrada CLK del
contador de decenas y éste se incrementa en uno. Por consiguiente, el contador de decenas se
incrementa en uno, cada vez que el contador de unidades recorre su rango completo y regresa a
cero.
La relación entre el contador de centenas y el contador de decenas es exactamente la misma.
Para ilustrarlo con números, después que se hayan recibido 9 pulsos de reloj en la ENTRADA
DEL CONTADOR de la Figura 3-13(b), el estado de salida del contador de tres etapas es:
0000 0000 1001
Cuando se recibe el décimo pulso, el estado de salida pasa a ser:
0000 0001 0000.

Después que se hayan recibido 99 pulsos, el estado de salida es:
0000 1001 1001,

y al final del centésimo pulso, el estado de salida será:
0001 0000 0000.

B
CLK
C
D
CL
Centenas Decenas Unidades
(b)
Figura 3-13. (a) Símbolo de un contador decadal como un bloque, (b) Contadores decadales
conectados en cascada para contar cantidades mayores
que 9.
El contador de tres etapas que se muestra en la Figura 3-13(b) puede contar hasta 999. Si se
adiciona una cuarta etapa, la cantidad más alta que podría contar sería 9.999.
Si se reciben 257 pulsos en la ENTRADA DEL CONTADOR de la Figura 3-13(b), las salidas
del contador serían:
0010 0101 0111.

Si se reciben 890 pulsos, el estado de salida sería:
1000 1001 0000.

En este momento debemos ser capaces de escribir el estado de salida del contador de tres
etapas para cualquier número de pulsos entre 0 y 999.
3-8 DECODIFICACION
En muchas aplicaciones industriales donde se utilizan contadóres-decadales, el operador del
sistema posiciona un interruptor selector de 10 posiciones para “vigilar” el contador y así ejecutar
una determinada acción, cuan-
Decodificación / 109
do el estado del contador coincida con la selección en el interruptor. Esta idea se ilustra en la
Figura 3-14.
Interruptor selector de
Decodificador diez posiciones
------------O 0
—O 1
2
---------o
O5 Salida (pasa a
nivel alto cuando
o6 el estado del
contador coincide
—O 7 con la selección
del interruptor)
-------O 8
------------------09
Una de éstas lineas

es nivel alto
información BCD y dependiendo del
la convierte contenido del
(decodifica) a 1 de contador
10
Figura 3-14. Combinación de un contador decadal, un decodiíicador 1-de- 10, y un interruptor

selector de 10 posiciones. Esta es una combinación que se encuentra a menudo en circuitos para
ciclos de control industriales.
El contador decadal tiene cuatro líneas de salida, D, C, B y A, las cuales contienen el código
binario del número almacenado en el contador. El bloque que se encuentra entre el contador y el
interruptor selector en la Figura 3-14, se denomina decodificador porque toma la información
codificada en binario y la convierte a información decimal que el operador puede entender. Es
decir, si la información binaria representa el dígito decimal 2 (DCBA = 0010), el decodificador pone
la salida 2 en nivel alto. Si la información binaria representa el dígito decimal 3 (DCBA = 0011), el
decodificador pone la línea de salida 3 en nivel alto, y así sucesivamente. Dado que convierte
números codificados a números decimales no-codificados, el dispositivo se denomina un
decodificador.
En la Figura 3-14, si la salida del decodificador coincide con la selección del selector, el
terminal común del interruptor pasará a nivel alto. En general, la SALIDA del circuito pasa a nivel
alto cuando el contador alcanza el valor seleccionado en el selector de 10 posiciones. El nivel alto a la
salida del circuito puede ser utilizado para ejecutar una acción determinada en el
sistema. Esta es la manera como un selector operado manualmente, puede "vigilar” un contador y
así ejecutarse alguna acción cuando éste haya contado una cierta cantidad.
La manera más sencilla para construir un decodificador se muestra en la Figura 3-15. Miremos
primero la Figura 3-15(a). En ella se presentan 10 puertas AND de cuatro entradas, cada puerta
con una combinación diferente de las entradas. Cada combinación de las entradas representa uno
de los posibles estados del contador. Por consiguiente, para cada uno cualquiera de los 10 posibles
estados de salida, una de las puertas AND será habilitada. Por ejemplo, si el estado del contador es
D C B A = 0101 (5 decimal), entonces todas las entradas de la puerta AND número 5 serán nivel
alto. La Figura 3-15(a) muestra que las entradas a la puerta son D , C , B y A . Si el estado del
contador es D C B A = 0101, entonces D C B A = l i l i ; cuando las cuatro entradas están en nivel alto,
la salida es nivel alto. De este modo, si el contador ha contado hasta 5, la salida número 5 del
decodificador pasa a nivel alto. Se puede verificar que el decodificador trabaja de igual manera
para cada uno de los otros estados de salida.
La Figura 3-15(b) muestra el mismo circuito de la Figura 3-15(a). La única diferencia es que
allí se muestran todas las intercomunicaciones. En el esquema dibujado resalta el hecho que
realmente hay solamente cuatro entradas al decodificador y que estas cuatro entradas son
decodificadas a números decimales entre 0 y 9.
El decodiñcador de la Figura 3-15 se denomina d e c od i f i c a d o r d e B C D a d e c i ma l o
de c o d i f i c a d o r d e B C D a 1 d e 1 0. Hay disponibles otros de decodificadores integrados
(BCD a siete segmentos, código Gray a decimal, código exceso tres a decimal, etc.), pero para
nuestros propósitos, el término d e c o d i f i c a do r se referirá a un decodificador BCD a decimal, a
menos que se especifique lo contrario.
3-9 SISTEMA ESTAMPADOR QUE UTILIZA CONTADORES DECADALES Y

DECODIFICADORES
Consideremos una situación en la cual se estampan cajas de cartón por me dio de una máquina
estampadora y luego son enrutadas por medio de una banda transportadora a uno de dos
apiladores. Los apiladores son máquinas que apilan las cajas de manera ordenada en plataformas.
Cuando una plataforma está completamente cargada, una compuerta directora gira y en ruta las
cajas hacia el otro apilador. Mientras la segunda plataforma se carga, la primera plataforma
cargada es removida y en su lugar se coloca una plataforma vacía.
Puesto que el sistema maneja cajas de diferente tamaño, el número de cajas por plataforma
variará. Por consiguiente, el operador debe poder cambiar fácilmente la indicación concerniente a
cajas por plataforma. La distribución, en forma general del sistema, se muestra en la Figura 3-
16(a), y la Figura 3-26(b) muestra su circuito de control.
Como se puede observar del dibujo, IFCA es accionado justo antes que una caja sea cargada
por el apilador A , e IFCB es accionado justo antes que una caja sea cargada por el apilador B .
Cuando el número indicado de cajas
OI
Ol
Figura 3-15. (a) Construcción de un decodif'icador 1 de 10, donde se muestran las

entradas a cada puerta decodificadora. (b) Decoriilicador 1 de 10 donde se muestran las
conexiones reales.
111
IFCB
(a)
Decodificador IS
de unidades Unidades
(b)
Figura 3-16. (a) Vista superior del sistema estampador, (b) Circuito de control del sistema
estampador donde se muestra la operación de los contadores, de los decodií'icadores 1 de
10. y del selector de 10 posiciones.
Monoestables / 113
ha sido cargado en uno cualquiera de los apiladores la compuerta directora gira hacia la posición
opuesta. Las cajas que vienen por la banda son entonces enrutadas al apilador opuesto.
El circuito de control trabaja como sigue. Asumamos que la compuerta directora está
enrutando las cajas hacia el apilador A. Esto implica que el SOLENOIDE DIRECTOR A está
energizado, lo cual significa que el flip- flop JK está DESACTIVADO. A medida que las cajas
pasan por el interruptor IFCA, se cierra momentáneamente su contacto N.A., lo que hace que la
salida de 11 pase a nivel alto. Cuando la salida de II pasa a nivel bajo, en trega un flanco de bajada
al contador decadal de unidades, el cual incrementa en uno su cuenta. Tal como se muestra en el
dibujo, los selectores están posicionados en 8 para las unidades y 2 para las decenas. Por tanto, la
plataforma será cargada con 28 cajas. Cuando la veintiochoava caja pasa por IFCA, el contador
pasa al estado:
Decenas Unidades
0010 1000
En este instante, la salida 2 del decodificador de decenas pasa a nivel alto y también la salida 8
del decodificador de unidades pasa a nivel alto. Por consiguiente los terminales comunes de ambos
IS pasan a nivel alto y de hecho las dos entradas de la NAND. Dado que la salida de la NAND pasa a
nivel bajo, entrega un flanco de bajada al flip-flop. Con sus entradas J y A_ambas en nivel alto, el
flip-flop conmuta al estado ACTIVADO. La salida Q cae a nivel bajo, y desenergiza el
SOLENOIDE DIRECTORA; simultáneamente la salida Q pasa a nivel alto y energiza el
SOLENOIDE DIRECTOR B. Esto hace que la compuerta directora gire a la posición insinuada a
trazos en la Figura 3-16(a), de este modo, las cajas siguientes serán enrutadas hacia el apilador B.
Entretanto, la salida de la NAND lleva el terminal CL de ambos contadores a nivel bajo. Esto
los inicializa al estado 0000, como preparación para el conteo de las cajas que irán al apilador B.
Cuando los contadores son aclarados, las entradas de la NAND regresan a nivel bajo. La salida de
la NAND pasa a nivel alto y así remueve la señal de nivel bajo a la entradas CL, dejando los
contadores habilitados y listos para contar.
Cuando se hayan cargado 28 cajas en la plataforma B, el flip-flop conmuta regresando al
estado DESACTIVADO, y los contadores son de nuevo aclarados. El sistema comienza de nuevo el
ciclo cargando la plataforma A.
Si se manipula un tamaño diferente de caja, el operador solamente posiciona los selectores en
los números correspondientes. Se puede seleccionar cualquier número de cajas entre 0 y 99.
3-10 MONOESTABLES
El monoestable (formalmente: multivibrador monoestable) es un circuito muy útil en sistemas

digitales de control industrial. Su salida pasa temporalmente a nivel alto cuando el circuito es
disparado; y luego regresa a nivel bajo después de un cierto tiempo fijo. Se utiliza un monoestable
siem
pre que la situación necesite que una cierta línea (de salida) pase a nivel alto por un momento si
otra línea (de entrada) cambia de estado.
La Figura 3-17 ilustra la acción de un monoestable. Asumamos que los monoestables son
disparados por un flanco de bajada en su terminal de disparo T (trigger). De hecho algunos
monoestables son disparados por un flanco de subida en T, pero para simplificar consideraremos
solamente monoestables disparados por flancos de bajada.
Pulso de
corta duración
M
( T ) j
Monoestable
V0u,
(Q1
(a) (b)
(T)
Cambio de
estado de
larga
duración
■— »t
V
out
(Q)
(c)
Figura 3-17. (al Símbolo de un monoestable como bloque, (b) Formas de onda de Vin y
V„u, cuando el monoestable es disparado por un pulso de corta duración, (c) Formas de
onda de entrada y salida cuando el monoestable es disparado por un cambio de estado de
larga duración de la señal lógica.
El símbolo de un monoest_able como bloque se muestra en la Figura 3-17 (a). Tiene dos salidas,
Q y Q. La salida Q es el complemento de la salida Q, tal como las salidas de un flip-flop. Cuando el
monoestable es disparado, la salida Q pasa a nivel alto mientras que la salida Q pasa a nivel bajo.
Después de transcurrido un período de tiempo (denominado tiempo de encendido o tiempo de
paso, t,), la salida regresa a nivel bajo y Q regresa a nivel alto.
Monoestables / 115
Las formas de onda en la Figura 3-17(b) muestran como un monoestable actúa cuando es
disparado por un pulso de corta duración. Cuando se sucede el flanco de bajada del pulso, el
monoestable se dispara, o enciende. La salida Q pasa rápidamente a nivel alto y permanece en nivel
alto por un período de tiempo igual a t,. El tiempo de encendido t, generalmente es ajustable por
medio de una resistencia o una capacitancia en el circuito.
Cuando el monoestable es manejado por un pulso de corta duración como en la Figura 3-
17(b), actuará como un ensanchador de pulso; es decir, un pulso de entrada de corta duración se
convierte a la salida en un pulso de larga duración. O podría actuar como un dispositivo de retardo;
es decir, cuando un flanco de bajada se presenta en T, otro flanco de bajada se producirá en Q,
pero retardado un tiempo t,. O puede utilizarse para conformar un pulso irregular, es decir, el
pulso de salida de un monoestable está bien formado en lo referente a los flancos tanto de subida
como de bajada, independiente de la condición misma del pulso de entrada.
Cuando un monoestable es manejado por un cambio de nivel de larga duración como se
muestra en la Figura 3-17(c), actúa más bien como un compresor o reducidor de pulso. Los
monoestables frecuentemente se utilizan en este modo para aclarar un contador (o un flip-flop)
cuando una cierta línea cambia de nivel. Por ejemplo, algunas veces es necesario ini ciar el conteo de
un contador, tan pronto se suceda un cambio de nivel, pero el contador debe iniciar de cero. Si el
cambio de nivel persiste después de suponer iniciada la próxima secuencia de conteo, entonces no
podemos utilizar este cambio de nivel por sí mismo para aclarar el contador. Esto es debido a que
este nuevo nivel mantendrá el contador en el estado de ini- cialización. Obviamente, lo que se
necesita es un circuito capaz de aplicar temporalmente una señal de reinicio al contador cuando se
produzca el cambio de nivel. La señal de reinicio deberá entonces desaparecer a tiem po para que la
próxima ronda de conteo se inicie. Un monoestable ejecuta perfectamente esta acción.
Hemos asumido en este libro que los contadores (y los flip-flops) son inicializados cuando se
aplica un nivel bajo a su terminal clear. El hecho que las formas de onda en la Figura 3-17
muestren un pulso de salida de nivel alto puede ser objeto de atención. Sin embargo, hemos visto
que los monoestables tienen una salida Q, la cual entrega un pulso de nivel bajo durante el tiempo
que la salida Q está entregando un nivel alto. La salida Q puede ser utilizada para inicializar un
contador en una situación como la descrita en los párrafos anteriores.
Hay muchas maneras de construir monoestables, pero la manera más popular se muestra en
la Figura 3-18.
Su funcionamiento es como sigue. Cuando el circuito está en reposo, T 2 está CONDUCIENDO
y saturado. Su corriente de base se entrega a través de R b , . El colector de T¿ está prácticamente a
tierra, de modo que la salida Q es nivel bajo. La base de T¿ está a sólo 0,6 V por encima de tierra
debido a la polarización directa de la unión base-emisor.
T, está CORTADO porque no tiene polarización de base. Su resistencia de base, R B I , está
conectada al colector de T¿, el cual está a OV. Por consiguiente, R Ct está completamente
desconectada del emisor a tierra de Ti, y está libre para que por ella circule corriente de carga al
con-
+ vs
Figura 3-18. Diagrama esquemático de un monoestable.
densador C. Dado que C está conectado a la base de T2, la cual está cercana al potencial de tierra, se
cargará casi al voltaje de la fuente V s . La polaridad de la carga en el condensador C es positiva ( + )
a su izquierda, y negativa (—) a su derecha, tal como se muestra.
Ahora, veamos qué sucede cuando un flanco de bajada se presenta en T. El inversor hace que
se aplique un nivel alto al diferenciador RC, el cual aplica un pico positivo de voltaje a la base de Ti.
Esto hace que T x entre en CONDUCCION, y que su colector sea llevado a tierra. Dado que la carga
en el condensador C no puede desaparecer instantáneamente, el voltaje entre placas del
condensador se mantiene. Con el lado positivo ( + ) del condensador llevado a OV por T¡, el lado
negativo ( —) pasa a un voltaje grande por debajo de tierra. Un voltaje negativo es pues aplica do a
la base de T 2 , llevándolo a CORTE. El colector de T 2 aumenta a un valor cercano a V s y es pues
capaz de entregar corriente a la base de T,. Por consiguiente. T l permanece en CONDUCCION aún
después que haya desaparecido el pico de voltaje del diferenciador. Q está ahora en nivel alto y Q en
nivel bajo.
A medida que el tiempo pasa, una corriente de carga fluye entre las placas de C. El camino de
la corriente es hacia abajo a través de R B t , a través de C, y a través del camino colector emisor de
Tj hacia tierra. Como puede verse, este camino trata de cargar a C en la polaridad contraria; lo que
pasa es que el voltaje a través de C se vuelve más pequeño. Cuando el voltaje a través de C pasa por
cero y alcanza 0,6 V en la polaridad contra-
Relojes / 117
ria, entregará una pequeña corriente a la base de T 2 ■ Esta pequeña corriente de base hace que
fluya corriente al colector de T 2 , bajando su voltaje de colector. La reducción del voltaje de colector
de T2 produce una reducción en la corriente de base de T,. Este cambio produce una reducción en la
corriente de colector de T ]. El voltaje de colector de T x aumenta ligeramente, y de este modo hace
aumentar el voltaje de la base de T -2 a un valor más alto aún. Esta acción es regenerativa; una vez se
comienza, se precipita. Al final, T¿ está saturada nuevamente, y T x está en CORTE. Q es nivel bajo,
y Q es nivel alto, y el circuito ha regresado a su estado original.
Los monoestables vienen algunas veces como circuitos integrados, y tienen el símbolo
esquemático que se presenta en la Fig. 3-17(a). Usualmente están provistos de terminales para que el
usuario pueda conectar una resistencia y/o un condensador externos para fijar el tiempo de en-
cendido. Los fabricantes de los monoestables integrados dan gráficos en los cuales se muestra la
relación entre t f y la magnitud de las resistencias y condensadores externos.
Los monoestables están clasificados como redisparables o no redisparables. Redisparable
significa que si un segundo flanco de bajada ocurre durante el tiempo de encendido del
monoestable, el pulso de salida resultante del primer flanco de bajada, será ampliado más allá de su
duración normal. Asumiremos que nuestros monoestables son del tipo no redisparable; estos
ignoran cualquier flanco de disparo que ocurra durante un pulso de salida. En las Secciones 3-12 y
3-14 presentaremos algunos ejemplos de utilización de monoestables en control industrial.
3-11 RELOJES
Muchas veces en circuitos digitales industriales es necesario mantener varios dispositivos digitales
sincronizados uno con otro. En otras situaciones, un tren de pulso continuo se necesita como fuente
de pulsos para un contador, si el sistema no genera de manera natural sus pulsos para ejecutar sus
funciones. En otros casos, lo que se requiere es un circuito el cual propor ciona un flujo continuo de
pulsos de flancos verticales. A dichos circuitos se les denomina relojes.
La Figura 3-19(a) muestra el símbolo de un reloj como un bloque. La forma de onda de salida es
una onda cuadrada. Se puede pensar también que es un tren de pulsos simétricos (50% duty cycle).
Muchos relojes tienen una salida como esta; y algunos otros tienen un ciclo diferente del 50%.
La frecuencia de salida (rata de repetición del pulso) de un reloj, es ajustada por la magnitud de
una resistencia, un condensador, o una inductancia internos del circuito. En el caso de un reloj
controlado por cristal, La frecuencia es determinada por el corte del cristal; los relojes controlados
por cristal son muy estables en frecuencia. Algunos relojes tienen conectados divisores de frecuencia
a la salida. Un divisor de frecuencia, toma la frecuencia de los pulsos de un reloj, la divide por un
número entero, y produce un tren de pulsos de salida de menor frecuencia. Algunos sistemas
requieren de dos o más señales de reloj de diferente frecuencia, con el objeto de poder sincronizar
adecuadamente los eventos.
-O
Reloj
Salida
I-
(a)
Divisor de
frecuencia por 2
Figura 3-19. (a) Símbolo de un reloj, como bloque, (b) Combinación de un reloj y un
divisor de frecuencia para obtener señales de diferente frecuencia.
La manera más simple para construir un reloj cuando la estabilidad de la frecuencia es un

factor poco importante, se ilustra en la Figura 3-20. No entraremos en detalles de la operación de
este circuito. Basta con decir que si los componentes de ambos lados del circuito son iguales, la
salida es
+ VS
Figura 3-20. Diagrama esquemático que muestra una manera de construir un reloj.
o— o-----
IL superior IL superior
IL superior IL superior
O—
IL inferior IL inferior IL inferior . ,^JL inferior^,
Recipiente 1 Recipiente 2 Recipiente 3 Recipiente 4

(a)
Figura 3-21. (Cont.)
tables. La Figura 3-21(b) muestra dicho circuito. La abreviación OS (one- shot), es utilizada para
indicar monoestable.
Veamos como trabaja. Cada recipiente tiene dos interruptores de límite, uno que se cierra
cuando el nivel del líquido es bajo y el otro cuando el nivel del liquido es alto.
Si el nivel en todos los recipientes es satisfactorio, FF5 está DESACTI VADO. Su salida Q es
nivel alto, de modo que la entrada 1 de la AND5, es nivel alto. El reloj está entregando una onda
cuadrada a la puerta AND, de modo que la salida de la AND es también una onda cuadrada de la
misma frecuencia de la del reloj. Por consiguiente, el contador decadal está contando en forma
continua. A medida que el contador va pasando por sus varios estados, el decodificador pasa
también por sus estados de salida.
Sistema de llenado automático de recipientes que utiliza un ... / 121
Es decir, primero la salida 1 pasa a nivel alto, luego la salida 2 pasa a nivel alto, mientras la 1
regresa a nivel bajo, luego la salida 3 pasa a nivel alto, mientras la 2 regresa a nivel bajo, y así
sucesivamente. Sin embargo, cuando el contador pasa por 5, la salida 5 del decodificador aplica un
flanco de bajada al terminal T de OS5 por la presencia del inversor. El monoestable se enciende por
algunos microsegundos, y aplica un nivel bajo al terminal CL del contador. El contador
inmediatamente es inicializado a cero, cuando esto sucede. El próximo pulso de conteo proveniente
de la AND5 hará que la cuenta del contador pase de 0 a 1, dado que la señal de aclarado desapareció
antes que el pulso llegara. Este es un ejemplo de como un monoestable puede ser utilizado para
reiniciar un contador y luego remover la señal de aclarado a tiempo, para el próximo pulso; esta
aplicación se sugirió en la Sección 3-10.
Por tanto, el contador cuenta continuamente a través de los estados 0 a 4; cuando alcanza el
estado 5, permanece en este estado solamente por el tiempo necesario para que la señal de aclarado
reinicie el contador a 0.-
La salida 1 del decodifícador habilita parcialmente la ANDl. La salida 2 del decodificador
habilita parcialmente la AND2, y así sucesivamente. Las puertas AND 1 a 4 son habilitadas
parcialmente en sucesión a medida que el decodificador pasa por sus estados.
Si uno de los interruptores de límite de nivel inferior se cierra, la puerta AND que controla,
queda habilitada completamente. Por ejemplo, supongamos que el interruptor de límite de nivel
inferior del recipiente 3 se cierra. Entonces, tan pronto la salida 3 del decodificador pasa a nivel
alto, la salida de la AND3 pasa a nivel alto. Esto hace que se aplique un nivel alto a la entrada S de
FF3, el cual se ACTIVA La salida Q de FF3 energiza AS3, el cual abre la válvula 3 y el recipiente
vuelve a llenarse.
Simultáneamente, la salida Q de FF3 aplica un nivel alto a la entrada 3 de la puerta ORI. Esto
hace que la puerta OR_ aplique un nivel alto a la entrada S de FF5, y éste se ACTIVA Cuando Q de
FF5 pasa a nivel bajo, la AND5 es inhabilitada y el contador no recibe más pulsos. Por tanto, el
contador queda “congelado” en este estado.
A medida que el líquido en el recipiente 3 aumenta, el interruptor de límite se abre,
inhabilitando la AND3 y remueve el nivel alto de la entrada S de FF3. El flip-flop permanece
ACTIVADO debido a su condición de memoria. El recipiente 3 continúa llenándose hasta que el
interruptor de límite de nivel superior se cierra. Esto hace que se aplique un nivel alto a la entrada
R de FF3, haciendo que éste se DESACTIVE. Cuando la salida Q pasa a nivel bajo, cierra la válvula
3 e inhabilita la ORI. Por tanto, se remueve el nivel alto de la entrada S de FF5. También el paso de
Q de FF3 a nivel bajo, produce un flanco de bajada, el cual se aplica a la entrada de disparo de OS3,
y éste se enciende. La salida Q de OS3 pasa a nivel alto por algunos microsegundos, habilitando la
OR2. La salida de OR2 pasa temporalmente a nivel alto y aplica un_nivel alto a la entrada R de
FF5. El flip-flop se DESACTIVA, y su salida Q regresa a nivel alto. Cuando esto sucede, los pulsos
de reloj son nuevamente enviados a través de la puerta al contador, y continúa la cuenta a partir del
estado en que se había detenido.
Si consideramos el problema del reinicio de FF5 cuando se haya completado la operación de
llenado, veremos porqué son necesarios los mono-
estables 1 a 4. La 0R2, la_cual inicializa FF5, no puede ser manejada directamente por la salida Q de
los flip-flops 1 a 4. En este diseño, guando uno cualquiera de los flip-flops se ACTIVA, las otras tres
salidas Q mantendrán la entrada R de FF5 en nivel alto, lo cual evitaría en todo momento que FF5
pasara al estado ACTIVO, de modo que el circuito no trabajaría. En lugar de esto, es necesario
aplicar temporalmente un nivel alto a la entrada R de FF5 cuando uno cualquiera de los flip-flops 1
a 4 se DESACTIVE. La mejor manera de hacerlo es por medio de monoestables.
3-13 CONTADORES REGRESIVOS Y CODIFICADORES

3-13-1 Contadores decadales regresivos
Los contadores que se discutieron en las secciones precedentes, todos cuentan de manera
progresiva. Es decir, siempre que se reciba un pulso, la cuenta se incrementa en uno. En muchas
situaciones de control industrial, es muy útil disponer de un contador que puede contar de manera
regresiva. Es decir, cada vez que se reciba un pulso, el número almacenado en el contador, es
decrementado en uno. Este tipo de contador es especialmente útil cuando se desea que se produzca
una señal de salida después de un cierto número preestablecido de pulsos y también para producir
otra señal de salida adelantada a un número fijo de pulsos. En la Sección 3-15 veremos un ejemplo
de un contador regresivo utilizado de esta manera.
La Figura 3-22(a) muestra, en forma esquemática, un contador decadal regresivo. Su
funcionamiento es similar al del contador decadal progresivo, salvo que cuenta de manera
descendente. Cuando su contenido es cero, el próximo pulso de entrada lo envía al estado 9 ( DCBA
= 1001).
El contador regresivo, además de las salidas, tiene entradas A, B, C y D para poder
inicializar con un número el contador. Cuando el terminal de entrada LOAD pasa a nivel bajo, el
número, codificado en BCD, que aparece en las entradas A, B, C y D es inicializado o cargado en el
contador. Durante la carga, es ignorado cualquier pulso que se presente en el terminal CLK.
Cuando el terminal LOAD regresa a nivel alto, las entradas A, B, C y D son inhabilitadas, y los
pulsos en el terminal CLK decrementarán el contenido del contador.
La Figura 3-22(b) presenta los estados de salida del contador regresivo para 10 pulsos sucesivos
de entrada y asumiendo que el contador fue iniciado con 9. Si el contador hubiese sido inicializado
en un número menor, naturalmente alcanzará el estado 0 en un menor número de pulsos. Cuando
alcanza el estado 0, el próximo pulso de entrada lo enviará de regreso al estado 9.
Algunos contadores pueden contar en una cualquiera de las maneras, ascendente o
descendente. Se les denomina contadores progresivos/regresivos y tienen una entrada especial de
control, la cual se utiliza para indicarle en qué sentido se desea la cuenta.
Los contadores regresivos pueden conectarse igual que los contadores progresivos. Un contador
regresivo para conectarse en cascada tiene una salida especial ¡a cual le indica al contador vecino
cuando se pasa de 0000
Pulso
s Salida de I
de contad
entrad D or C B A
a
Inic
ial 1 0 0 1
1 1 0 0 0
2 0 1 1 1
3 0 1 1 0
4 0 1 0 1
5 0 1 0 0
6 0 0 1 1
7 0 0 1 0
8 0 0 0 1
9 0 0 0 0
10 1 0 0 1
(b)
Figura 3-22. (al Símbolo de un contador decadal regresivo, como bloque.

(b) Estado del contador después de cada pulso de entrada.
a 1001. De esta manera el contador de decenas, por ejemplo, puede decre- mentarse en uno, cada
vez que el contador de unidades ha recorrido todo el rango y regresa a 9.
3-13-2 Codificador decimal a BCD

A menudo, un contador regresivo, tiene asociado un codificador, de modo que nos
ocuparemos ahora de los codificadores. Un codificador es un dispositivo el cual toma un número
decimal y entrega un número binario. Es el inverso a un decodificador.
Hay disponibles varios tipos de codificadores, pero nosotros nos concentraremos en el tipo que
convierte 1 de 10 entradas decimales en una salida BCD. Un codificador como tal se muestra
esquemáticamente en la Figura 3-23(a) y su correspondiente tabla de verdad se presenta en la Fi -
gura 3-23(b).
Como podemos ver en la tabla de verdad, la salida es el equivalente de la entrada decimal. Tal
como aparece la tabla de verdad, implica que en ningún momento hay dos entradas
simultáneamente en nivel alto. Es responsabilidad del diseñador del circuito de control hacerlo
seguro, si esto sucede.
Existe siempre la posibilidad que dos o más entradas pasen a nivel alto en el mismo instante,
debido a un mal funcionamiento de los circuitos de entrada al codificador. Si es importante saber
como responderá el codificador en estos casos, las especificaciones que da el fabricante, nos
ayudarán, dado que explican qué sucede en estas situaciones. La mayoría de los co dificadores
integrados, tienen sus entradas con prioridad superior por si este problema se presenta.
1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1
0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0
0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 1
0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0
0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 1 1
0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0
0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1
(b)
Figura 3-23. (a) Símbolo de un codificador 1 de 10, como un bloque, (b) Tabla de
verdad del codificador, donde se presenta el estado de salida para cada combinación
válida de las entradas.
Los codificadores generalmente reciben su entrada de un selector de 10 posiciones. El IS

posicionado manualmente por el operador del sistema, y el número seleccionado aparece a la salida
de la forma BCD. La salida del codificador puede ser conectado a la entrada de un contador
regresivo para inicializarlo. Cuando el terminal LOAD del contador regresivo pase a nivel
0
1
2
3 D
4 C
5 B
6
A
7
9
Contador
> CLK decadal regresivo
Entradas
al
contador
D D
c C
B B Salidas del
A A contador
Load
-C
Figura 3-24. Combinación de un interruptor selector de 10 posiciones, un

codificador de decimal BCD y un contador regresivo. Esta combinación se
encuentra a menudo en los sistemas de control industrial.
Debemos tener cuidado con las entradas a un codificador. Algunas familias lógicas interpretan
una entrada al aire como nivel alto. Si un codificador en particular, pertenece a una familia tal, el
método simple de entrada que se presenta en la Figura 3-24 no trabajará, porque todas las entradas
sin conexión serán tomadas como nivel alto. En tales familias lógicas, el fabricante a menudo
resuelve este problema construyendo codificadores que respondan a un nivel bajo, en lugar de
hacerlo a un nivel alto. Es decir, cualquiera de las 10 entradas que sea llevada a nivel bajo, será
considerada como el número de entrada deseado. Para simplificar nuestra discusión, de ahora en
adelante, asumiremos que todos nuestros codificadores integrados responden a un nivel bajo de
entrada, y usaremos_ los pequeños círculos dibujados en el exterior del bloque para recordar este
hecho. Por consiguiente, la tabla de verdad de la Figura 3-23(b) debe visualizarse con todas las
entradas 0 siendo 1, y todas las entradas 1 siendo 0. El nivel lógico aplicado al terminal común del
interruptor selector, es por tanto un nivel bajo (una conexión a tierra), en lugar de un nivel alto ( +
Vj, como se indica en la Figura 3-24.
3-14 TEMPORIZADORES
En control industrial, es necesario a menudo, producir un retardo entre la ocurrencia de dos
eventos. Por ejemplo, consideremos una situación en la
cual dos motores grandes deben ser arrancados casi al mismo tiempo. Si ambos motores se
alimentan de la misma red, no es una práctica aconsejable conectarlos a la línea en el mismo
instante, dado que los grandes motores demandan una gran corriente en el momento del arranque
y continúan tomando corriente en exceso de su valor nominal por varios segundos después del
arranque. La corriente en el motor cae a su valor nominal, solamente después que su rotor ha sido
acelerado y gira a la velocidad nominal. Durante el tiempo que el motor toma corriente en exceso,
la capacidad de corriente de la red de alimentación podría excederse. Durante este intervalo, no es
apropiado arrancar otro motor grande. Los fusibles y corta-circuitos de la línea de alimentación
podrían abrirse, desconectando por completo la red. Aún si esto no sucede, la suma de las dos
corrientes de arranque, podría producir una gran caída de voltaje en las líneas de alimentación, lo
cual resultaría en un bajo voltaje aplicado a los motores. Este hajo voltaje aplicado hace que se
prolongue el período de aceleración y podría producirse un sobrecalentamiento de los devanados
del motor.
Como acabamos de ver en el argumento anterior, cuando dos motores grandes son alimentados
de la misma red, debe existir un retardo entre sus instantes de arranque. Esto puede ejecutarse con
relés temporizados, tal como se muestra en la Figura 3-25.
3- 14-1 Retardos en circuitos con relés

En la Figura 3-25(b), dos motores ac trifásicos, de gran potencia son ali mentados por una red
común de 460 V. Los contacto res que conectan los devanados de los motores a la red son
controlados por el arrancador de motor A (AMA) y el arrancador de motor B (AMB). La situación
del control es tal, que solicita el arranque del motor A y del motor B aproximadamente al mismo
tiempo, pero no necesariamente deben arrancar exactamente en el mismo instante.
Cuando el contacto de inicialización en la Figura 3-25(a) se cierra, energiza la bobina de
AMA y la bobina del relé 1 (Rl). Los contactos asociados a AMA en el circuito de alto voltaje,
arrancan el MOTOR A. EL MOTOR A demanda una gran corriente, que puede llegar a ser del
orden del 1.000% de la corriente de plena carga. El contacto controlado por el relé Rl en la Figura
3-25(a) no se cierra inmediatamente. Su cierre se produce después que haya transcurrido un cierto
tiempo. Cuando ya ha transcurrido este tiempo, se cierra y energiza AMB, el MOTOR A ha
alcanzado su velocidad nominal y por consiguiente ha disminuido la demanda de corriente.
El cierre retardado del contacto puede conseguirse por varios métodos. El método más popular
consiste en utilizar un amortiguador neumático acoplado a la parte móvil del relé. Cuando se
energiza la bobina del relé, un resorte ejerce fuerza sobre la parte móvil, tratando de cerrar el
contacto, pero el amortiguador neumático (de aire comprimido), impide que esto su ceda. A medida
que es expulsado el aire comprimido en el amortiguador a través de una válvula de aguja, el
movimiento necesario ocurre y el contacto se cierra. De este modo el contacto normalmente abierto
no se cerrará inmediatamente después de energizado el relé. Este contacto se cierra des-
Temporizadores / 127
460 V 3 0 red de
alimentación
X
115 Vac (^
5 0 h p
5 0 h p
(a) (b)
Figura 3-25. (a) Circuito simple con relés con un contacto temporizado.
(b) Circuito de potencia para los motores, asociado al circuito de control de la parte
(a).
pués de un determinado retardo, el cual es ajustado por la calibración de la válvula de aguja. La

abreviación N.A.T.C. en la Figura 3-25(a) significa “normalmente abierto temporizado al cierre”. El
símbolo poco común, que aparece en la figura, es el aceptado por JIC (Joint Industry Conference)
para este tipo de contacto.
Comúnmente se utilizan otros tipos de contactos temporizados. La Tabla 3-6 da sus nombres,
símbolos y una breve explicación para cada tipo de contacto. Los dos superiores se denominan con
frecuencia, contactos temporizados a la activación, y a los relés que tienen dichos contactos, se les
denomina relés temporizados a la activación porque la acción retardadora se sucede cuando el
relé se energiza. Los dos contactos inferiores y los relés que los contienen se denominan con
frecuencia temporizados a la desactivación porque la acción retardadora se sucede cuando el relé
se desenergiza.
Notemos que un contacto temporizado siempre es temporizado en una sola dirección. En la otra
dirección, actúa prácticamente instantáneamente tal como contacto normal de un relé.
Un ejemplo de la utilización de un contacto N.C.T.C. se ilustra en la Figura 3-26. En la Figura
3-26(a), un vagón va a llenarse de un material pulverizado proveniente de una tolva en su parte
superior. El vagón es co-
activación) i l
energización Normalmente
abierto N.A.T.C. Cuando el relé se energiza, el contacto N. A.
temporizado al
cierre T retarda el cierre. Cuando el relé se
desenergiza, el contacto se abre inmediata-
mente.
3o
Normalmente N.C.T.A. - -------b | O------------ Cuando el relé se energiza, el
"S 5
cerrado
temporizado
X contacto N.C. retarda la aper-
tura. Cuando el relé se desener-
•£ £ a la apertura giza, el contacto se cierra inme-
rZ diatamente.
ti) 128 / El transistor como interruptor en circuitos con memoria y contadores
\
TABLA 3-6. Los cuatro tipos de contactos de relé temporizados.
Nombre Abreviación Símbolo Descripción
Normalmente N.A.T.A. Cuando el relé se energiza, el contacto

abierto, N.A. se cierra inmediatamente. Cuando el
temporizado a la relé se desenergiza, el contacto retarda
apertura su regreso a la condición inicial de abierto.
Normalmente N.C.T.C. Cuando el relé se energiza, el contacto

cerrado N.C. se abre inmediatamente. Cuando el
temporizado relé se desenergiza, el contacto retarda
su regreso a la condición inicial de
cerrado.
locado debajo de la boquilla de la tolva; el solenoide es energizado y se abre la válvula. Cuando el

vagón está suficientemente lleno, el solenoide se desenergiza, la válvula se cierra y el vagón es
avanzado. Sin embargo, por algunos segundos quedará un remanente de material en el conducto de
la boquilla después del cierre de la válvula solenoide. Para permitir que este material caiga al vagón,
su movimiento debe retardarse por algunos segundos después del cierre de la válvula. Un circuito de
relés que responde a estas condiciones se muestra en la Figura 3-26(b). Cuando el solenoide se
desenergiza, RA también se desenergiza. Un poco más tarde, el contacto N. C. de RA regresa a su
posición normal de cerrado; energiza AMV, el cual arranca el motor que mueve el vagón.
3-14-2 Circuito serie resistencia-condensador:

Constantes de tiempo
Los ejemplos previos han mostrado la manera de introducir retardos en un circuito de control,
mediante la acción de los contactos de un relé. Es posible también retardar o temporizar la
energización o desenergización del relé mismo. Esto generalmente se hace tomando partido del
hecho que debe transcurrir un cierto tiempo para que un condensador se cargue a través de una
resistencia.
Figura 3-26. (a) Distribución física que presenta el vagón que se llenará
a partir de una tolva, (b) Circuito de control simple con relés, donde se ilustra el uso de un
contacto temporizado para permitir que el material restante (después del cierre de la válvula
solenoide), caiga al vagón antes que éste se mueva.
Recordemos que cuando un condensador se carga a través de una resistencia, y a partir de una
fuente de, la acción de carga está descrita por la curva universal de constante de tiempo. Brevemente,
la velocidad con que aumenta la carga (aumenta el voltaje) en un condensador es grande cuando la
carga en el condensador es pequeña, y la velocidad decrece a medida que la carga (el voltaje) en el
condensador se vuelve grande. El funcionamiento de cualquier circuito serie, resistencia-
condensador, puede describirse convenientemente en términos de cuánta constante de tiempo ha
transcurrido. La constante de tiempo para un circuito serie RC dada por la fórmula:
T = RC (3-2)
donde r se refiere a la constante de tiempo, medida en segundos; R, se retire a la resistencia en
ohmios; y C la capacitancia medida en faradios, la unidad base de la capacitancia.
Una vez hayamos aceptado la idea de constante de tiempo, el funcionamiento de todos los
^circuitos serie RC puede describirse por medio de la curva universal de constante de tiempo y por
ciertas reglas bien conocidas. Las reglas más ampliamente usadas son:
a. Un tiempo igual a cinco constantes de tiempo es el necesario para cargar el condensador al 99,5%
del voltaje de la fuente (el 99,5% generalmente se asocia a la plena carga).
b. En una constante de tiempo, el condensador se cargará a un 63% del voltaje de la fuente.
El significado de estas reglas se encuentra ilustrado gráficamente en la curva universal de
constante de tiempo que se muestra en la Figura 3-27.
0 1r 2r 3T 4T 5T 6T 7T
Tiempo
(constantes de tiempo)
Figura 3-27. Curva universal de constante de tiempo. Esta curva ilustra en detalle
como se carga un condensador a partir de una fuente de. También representa
muchos otros fenómenos naturales e importantes.
En nuestras discusiones referentes a los temporizadores de estado sólido, haremos referencia a

estas reglas dadas para los circuitos serie RC. Estas reglas serán también muy útiles cuando
discutimos otros circuitos de tiempo en capítulos posteriores.
3-14-3 Temporizadores de estado sólido

En un sistema de control de estado sólido, la acción de los relés temporizados es duplicada por
los temporizadores de estado sólido. El símbolo, como un bloque, de un temporizador de estado
sólido, incluyendo sus formas de onda de entrada y salida se muestra en la Figura 3-28(a). También
en las Figuras 3-28(b), (c) y (d) se muestran métodos para alterar las formas de onda con el fin de
poder duplicar la acción de los diferentes tipos de contactos temporizados.
La Figura 3-29 presenta un método para construir un temporizador de estado sólido. Veamos
cómo trabaja. Cuando la entrada es nivel bajo, no fluye corriente a la base de T lt de modo que Ti
está en CORTE. Su colector está cercano a V s , haciendo que entren en CONDUCCION T¿ y T4 a
través de R 3 y R10. Con T4 en CONDUCCION, su colector está a nivel bajo y la salida total del
circuito es prácticamente 0 V. T 2 es un transistor como interruptor, el cual se encuentra cerrado a
tierra en este momento. Este interruptor descarga cualquier carga de C, a través de D,. Por
consiguiente, el voltaje en el extremo superior del condensador C, es prácticamente 0 V, lo cual
garantiza que el diodo zener D.¿ es un circuito abierto. No puede fluir corriente a la base de T 3 a
través de R 7 debido a la presencia del zener. Tampoco fluirá corriente a la base de T 3 a través de R6,
debido a que R 6 está conectada a OV. Por tanto, T 3 está CORTADO, y su voltaje de colector es
cercano a V s . El colector de
Formas de onda
t
1
V0 ‘ 1 tj (Retardol
u, 1^ d
r
1'
_____1_____
t
(a) Contacto de
relé
equivalente
M
n
t
V0 1
u,.
1
|
[ [t«,i
___________r. T
't
(b)
M
n
___________r
1 t N.C.T.A.
V
ou
t' ____L______
N.A.T.A.
r
(c)
Figura 3-28. Temporizadores de estado sólido y sus formas de onda de entrada-

salida. Esta figura muestra la equivalencia entre las cuatro configuraciones de
temporizadores y los cuatro tipos de contactos temporizados.
131
Figura 3-29. Diagrama esquemático donde se muestra una manera de construir un temporizador
de estado sólido basado en un circuito de carga RC.
T 3 entrega corriente a la base de T 4 a través de R A , constituyéndose en una segunda fuente de

corriente de base para mantener T4 en CONDUCCION.
Cuando la entrada pasa a nivel alto, el colector de T, es llevado a tierra. Esto hace que T 2 entre
en CORTE y también remueve una de las fuentes de corriente de base de T 4. T4 permanece en
CONDUCCION porque continúa recibiendo corriente de base a través de R 9. Cuando T 2 entra en
CORTE, se abre el transistor como interruptor, el cual impedía la carga del condensador de tiempo
C,. Por tanto C, comienza a cargarse con una constante de tiempo igual a (R f + R t )C,. El subíndice f
en R, se ha escogido porque es una resistencia fija. El subíndice t en R, es la resistencia de ajuste de
tiempo.
A medida que C, se va cargando, eventualmente alcanzará un voltaje tal que ponga a conducir
el diodo zener. Si simbolizamos el voltaje zener (voltaje de ruptura zener) por V z , el voltaje necesario
para hacer que fluya corriente a través del diodo zener, es 0,6 V mayor que V z , debido que cualquier
corriente por el diodo zener D¿ debe pasar a tierra a través de -la unión base emisor de T3.
Cuando el extremo superior de C, alcanza el voltaje necesario, inyecta una corriente muy
pequeña a la base de T 3 a través de D.¿ y ñ7. Esto hace que circule una pequeña corriente de colector
en T 3 y hace que su voltaje de colector caiga, en una pequeña cantidad. Esto reduce la corrien te de
base a través de /?9 y hace que el voltaje de colector de T 4 aumente un poquito. El aumento en el
voltaje de colector de T4 refuerza la corriente de base inicial en T 3 y la hace mayor. Por tanto, la
acción es tal que auto-refuerza, y se precipita. La acción regenerativa de la conmutación
lleva la salida a nivel alto en un tiempo muy pequeño, de modo que el flanco de subida en la forma
de onda de salida es prácticamente vertical. De este modo, la salida pasa a nivel alto un cierto tiempo
después que la entrada ha pasado a nivel alto. El tiempo de retraso depende de cuánto tiempo toma
el condensador C¡ en alcanzar el voltaje de ruptura del zener. Este tiempo depende de la constante
de tiempo de carga, la cual se ajusta con el potenciómetro R t .
Cuando la entrada regresa a nivel bajo, entra en CORTE, haciendo que su voltaje de colector
aumente. Esto pone inmediatamente en CONDUCCION a T 4 a través de í?10, de modo que el nivel de
salida cae inmediatamente a nivel bajo. El colector de lleva también a T 2 a CONDUCCION, se cierra
el interruptor a través de la combinación C t -D x . Cuando el interruptor T 2 se cierra, C( se descarga a
través de Z), y T 2 a tierra. Esto elimina la fuente de corriente para R 7 . La fuente de corriente para R
6 fue ya removida porque la salida cayó a nivel bajo. Por consi guiente T3 entra en CORTE, y todo
regresa a las condiciones iniciales.
Ejemplo 3-1
En la Figura 3-29, Vs = 20 V, el voltaje zener V z = 12 V, C, = 50 ¿¿F, R¡ = 10 K y R¡ es un
potenciómetro de 100K. ¿Cuál es el rango posible de retardos?
Solución. Para que circule corriente a través de D2 hacia la base de T3, el voltaje en el
condensador debe alcanzár 12,6 V. Esto está dado por:
V„= V*+0,6 V= 12,0 + 0,6= 12,6 V.
12,6 V. es exactamente el 63% del voltaje máximo de 20 V en el condensador. De acuerdo con
la regla b en la Sección 3-14-2, el condensador tarda una constante de tiempo en alcanzar el
63% de su voltaje máximo. Por consiguiente, transcurre una constante de tiempo para llevar a
T3 a CONDUCCION después que la entrada ha pasado a nivel alto. El retardo es igual a una
constante de tiempo. T está dada por:
T = (Rf + R,)Ct.
La mínima constante de tiempo ocurre cuando Rt está completamente fuera. En este caso
Tmín = (10 K + 0)(50 fiF) = 0,5 seg
La máxima constante de tiempo ocurre cuando Rt está al máximo. En este caso, r mi x = (10 K +
100 K)(50 pF) = 5,5 seg El rango de retardos posibles es por tanto de 0,5 a 5,5 seg.
Ejemplo 3-2
Supongamos que en el temporizador de la Figura 3-29, se sustituye el zener por otro que
tiene un V z = 16 V. ¿A qué valor se debe ajustar R, para obtener un retardo de 8 seg.?
Solución. En este caso, C, debe alcanzar 16,6 V para llevar a T 3 a CONDUCCION. Su

porcentaje'es
16,6
V 83%
20,0
del total de la fuente de voltaje. De la curva universal de constante de tiempo de la Figura 3-27,
podemos ver que se necesita aproximadamente 1,8 constantes de tiem-
po para cargar el condensador a un 83% del voltaie total. Por tanto

(1,8)(T) = 8 seg
3
r= = 4,44 sea
seg
tiempo de 4,44 seg. para producir un retardo de 8 seg. R,
De modo que se necesita una constante de 1,8
puede hallarse por:
T = {R f + R,)(C,)
/ ? = f- ! - / ? =6444
' C, 50 x 10- 10 x 103
R, = 88,8 x 103 10 x 103 = 78 x 103

R, = 78 K
3-15 SISTEMA ENVASADOR QUE UTILIZA UN CONTADOR

REGRESIVO, UN CODIFICADOR Y TEMPORIZADORES
El sistema ilustrado en la Figura 3-30 es un método eficiente para mantener muchos envases llenos
de material. En este ejemplo hay nueve envases de material los cuales son reenvasados por un
recipiente móvil, el cual se desplaza sobre rieles. El dispensador mismo es llenado por medio de unos
tubos dispensadores que se encuentran en la posición denominada de reposo. El operador envía el
recipiente móvil hacia uno cualquiera de los envases de material que deba llenarse de nuevo.
Cuando ha vaciado el material en el envase, el recipiente móvil regresa automáticamente a la
posición de reposo en espera de otra carga.
La operación debe ejecutarse rápidamente con el fin de mantener la eficiencia del sistema. Por
tanto, el motor que maneja las ruedas del recipiente es de dos velocidades. Cuando el recipiente
móvil deja la posición de reposo completamente cargado, arranca a baja velocidad. Después que se
ha vencido la inercia, cambia a alta velocidad. Se desplaza a alta velocidad hasta una posición antes
de su destino. En este momento, cambia nuevamente a baja velocidad para la aproximación final.
Cuando alcanza su destino, para y abre las compuertas de vaciado con el fin de vaciar el material en
el envase.
Las compuertas de vaciado permanecen abiertas por un cierto tiempo preestablecido y luego se
cierran. El recipiente móvil ya alivianado, regresa a su posición de reposo a alta velocidad.
El circuito de control para este ciclo debe generar dos salidas eléctricas. Una salida debe ocurrir
cuando el recipiente llega a su destino; esta hace que el motor se detenga. La otra salida debe
ocurrir a una distancia fija adelantada para hacer que el motor regrese a la baja velocidad. Esta
es el tipo de situación en la cual un contador regresivo es útil, tal como se men cionó en la Sección 3-
13. En la Figura 3-30(b) el contador rastrea la posición del recipiente móvil por la cuenta de pulsos
generados a medida que el dispensador pasa por la posición de los nueve envases. Para esto hay una
leva actuadora montada en el recipiente. A medida que el recipiente se mueve hacia la derecha,
actúa un interruptor de fin de carrera cada vez que pasa a través de una nueva posición.
Sistema envasador que utiliza un contador regresivo, un ... / 135
(a)
Figura 3-30. (a) Distribución física del sistema de envasado con un dispensador
móvil, (b) Circuito de control para el sistema de envasado, donde se ilustra el uso de
un interruptor selector de 10 posiciones, un codificador decimal a BCD, un contador
regresivo, y temporizadores.
Veamos cómo trabaja el circuito de control. El operador recibe la señal de que cierto envase
necesita material; el método de señalamiento no se muestra. Hace que el recipiente móvil sea
llenado con el material apropiado de los tubos dispensadores. Tampoco se muestra este mecanismo.
Cuando el recipiente ha sido llenado, el operador marca el destino en el interruptor selector de 10
posiciones. Por ejemplo, si el envase número 7 es el que necesita llenarse de nuevo, el operador
posiciona el IS en 7. Después de esto, presiona el botón pulsador LIBERAR, y el sistema de control
toma el mando del sistema.
La salida del convertidor de señal LIBERAR pasa a nivel alto, y hace que FFI pase al estado
ACTIVADO. Q, pasa a nivel alto, energizando la bobina del arrancador adelante del motor,
simbolizado ADE AM. Este arrancador alimenta el motor, el cual hace desplazar el recipiente móvil
hacia adelante, hacia la derecha en la Figura 3-30(a). Cuando está girando en la dirección adelante,
su velocidad depende de cuál de los dos contactores, LENTO o RAPIDO, está energizado. Cuando
la salida de la puerta OR es nivel alto, el contactor LENTO se energiza, y el motor gira lentamente.
Cuando la salida de la puerta OR es nivel bajo, el inversor 12 hace que se energice el contactor
RAPIDO, y el motor gira rápidamente.
Cuando la salida (?! inicialmente pasa a nivel alto, aplica un nivel alto a la entrada 1 de la
puerta NAND. La salida del TEMPORIZADOR 1 permanece en nivel bajo por un cierto tiempo
preestablecido, de modo que la entrada 2 de la NAND permanece en nivel bajo por dicho tiempo.
La puerta NAND entrega un nivel alto a la puerta OR, lo que hace que la sali-
IF
C
2
a
IF
C
8
115 Vac
Sistema envasador que utiliza un contador regresivo, un . . . / 137
da de la OR pase a nivel alto. Por tanto, el motor arranca en baja velocidad. Después de algunos
segundos, que corresponden al tiempo de temporizador, la salida del TEMPORIZADOR 1 pasa a
nivel alto, haciendo que la salida de la puerta NAND caiga a nivel bajo. Esto suspende el nivel alto de
la entrada 1 de la puerta OR. La entrada 2 de la puerta OR está proba blemente en nivel bajo en este
momento; consideraremos esta situación con atención un poco más adelante. Con sus dos entradas
en nivel bajo, la salida de la OR pasa a nivel bajo, y el motor conmuta a alta velocidad.
Entretanto, atrás en II, su salida pasa a nivel bajo cuando el operador pulsa el botón
LIBERAR. Este cambio produce un flanco de bajada el cual se aplica a la entrada T de OS1. Cuando
el OSl se enciende, su salida Q pasa a nivel bajo, el cual se aplica a la entrada LOAD del contador
regresivo. El número BCD presente a la salida del codificador es por tanto cargado en el contador
regresivo. Cuando el pulso de salida de OSl termina, la entrada CARGA regresa a nivel alto, y el
contador regresivo está listo para empezar el conteo, cuando se presenten pulsos en su entrada CLK.
Todo Lo anterior sucede en una fracción de milisegundo; de este modo no hay oportunidad de que el
contador pierda cualquier pulso generado, cuando el recipiente móvil accione uno de los
interruptores de fin de carrera, IFCl IFC9.
A medida que el motor acelera el recipiente móvil, éste se aproxima a IFCl. Cuando alcanza y
acciona a IFCl, el convertidor de señal del CONTADOR entrega un pulso positivo. 13 lo convierte en
un flanco de bajada, y el contador regresivo decrementa una vez. Asumamos que el número que se
cargó fue 7 (0111). Después que el recipiente móvil acciona IFCl, el contenido del contador regresivo
es 0110, ó 6.
A medida que el recipiente continúa moviéndose hacia la derecha a alta velocidad, entrega un
flanco de bajada al contador regresivo cada vez que acciona un interruptor de fin de carrera. Por
tanto, el contador está decrementando su contenido. Cuando el recipiente pasa por la posición 5 y
acciona IFC5, el quinto pulso se entrega al contador regresivo. Esto hace que su contenido sea 0010
(2) debido a que se inició en 7 y ha recibido 5 pulsos. El recipiente continúa su desplazamiento hacia
la derecha y a alta velocidad hasta llegar a IFC6. El sexto pulso hace que el contador pase al estado
DCBA = 0001. El decodificador reconoce inmediatamente este número como el código binario del
número 1 y en consecuencia, envía un nivel alto a su salida 1. Este nivel alto es enviado a la entrada 2
de la puerta OR y pone su salida en nivel alto. Por tanto el motor cambia a baja velocidad.
El recipiente, moviéndose ahora a baja velocidad, llega a su destino, encima del envase 7.
Acciona IFC7 y entrega el séptimo pulso al contador regresivo. El contador pasa al estado DCBA —
0000. El decodificador lo reconoce como el número 0, de modo que pone su salida 0 en nivel alto. El
inversor 14 invierte este nivel alto y enciende OS2. La salida Q de OS2 pasa a nivel alto, el cual se
aplica a la entrada R de FF1. Este flip-flop pasa al estado DESACTIVADO, y en consecuencia
desenergiza el arrancador adelante del motor y detiene el motor. El recipiente cargado tiene un bajo
momento dado que venía a baja velocidad; él no se desplaza después de desenergizado. Se detiene
encima del envase 7.
La salida Q de 0S2 se aplica a la entrada S de FF2, y lo lleva al estado ACTIVADO. Q 2 pasa a

nivel alto, energizando el solenoide de vaciado y a la vez arranca el TEMPORIZADOR 2. Las
compuertas de vaciado del recipiente se abren y hacen que el material se vacíe en el envase 7. Des-
pués de transcurrido el tiempo necesario para el vaciado completo del material, el
TEMPORIZADOR 2 responde, y su salida pasa a nivel alto. Este nivel alto es aplicado a las
entradas R de FF2 y S de FF3. FF2 se DESACTIVA, cerrando en consecuencia las compuertas de
vaciado, y FF3 se ACTIVA. Q3 pasa a nivel alto y energiza el arrancador de reversa del motor,
REV AM. Esto hace que el motor gire en la dirección de reversa y a alta velocidad. Por tanto, el
recipiente se desplazará rápidamente hacia la posición de reposo. Cuando acciona el IFC REPOSO,
el convertidor de señal REPOSO envía un nivel alto a la entrada R de FF3. El flip-flop se desactiva
y desenergiza a REV AM, de modo que el recipiente se detiene en la posición de reposo.
Dijimos que consideraríamos con atención la situación de la entrada 2 de la OR cuando el
recipiente comienza su movimiento. Antes asumimos que estaría en nivel bajo en ese momento.
Este supuesto es válido siempre y cuando el destino sea uno de los envases 2 a 9. Si el destino del
recipiente es uno cualquiera de estos envases, el número que se cargará en el contador no será
1(0001). Por tanto, cuando se inicie el movimiento del recipiente, el decodificador no estará
recibiendo un 1, de modo que su salida 1 no será nivel alto; será nivel bajo. Por tanto, la entrada 2
de la puerta OR es nivel bajo.
Sin embargo, si el destino es el envase 1, el contador será inicializado con DCBA — 0001, y la
salida 1 del decodificador estará en nivel alto cuando el recipiente inicie su desplazamiento. Bajo
esta condición, el motor nunca cambiará a alta velocidad; hará la travesía completa hasta el envase
1 en baja velocidad. Siga la operación del circuito y verifique usted mismo esta situación.
PREGUNTAS V PROBLEMAS
1. Explique por qué un flip-flop mantendrá su estado presente en forma indefinida en ausencia de
una orden de cambio de estado proveniente del exterior.
2. Explique por qué en la Figura 3-3 el contactor del soldador B no puede energizarse, si el
contactor del soldador A está ya energizado.
3. Explique detalladamente la diferencia entre un flip-flop RS y un flip-flop RS con entrada de
reloj.
4. Explique la diferencia entre un flip-flop de disparo en el flanco de subida y un flip-flop de
disparo en el flanco de bajada.
5. ¿Qué combinación de las entradas es ilegal en un flip-flop RS con entrada de reloj? ¿Por qué es
ilegal?
6. En la Figura 3-5(b), ¿es posible que alguna vez ambas entradas S y R de FF1 estén en nivel
alto en el mismo instante? ¿Por qué?
7. Explique por qué la mesa de la cepilladora de la Figura 3-5 siempre se detiene en su extremo
izquierdo y nunca en su extremo derecho.
8. Haga las adiciones necesarias a la Figura 3-5 para permitir que el operador ponga a oscilar la
mesa una vez instale la pieza de trabajo.
9. ¿Cuál es la gran diferencia entre un flip-flop JA y un flip-flop RS con entrada de reloj?
10. En un flip-flop, ¿es la señal clear prioritaria a una señal de ACTIVACION, que se
presente en sus entradas sincronizadas con reloj?
11. Si el registro de desplazamiento de la Figura 3-8 arranca en el estado 0000 y se aplican
dos pulsos de desplazamiento teniendo el terminal de entrada de FF1 en nivel alto, ¿cuál
será el nuevo estado del registro de desplazamiento?
12. Muestre como el registro de desplazamiento de la Figura 3-8 puede utilizarse pa ra
circular una información; es decir, la información en FF4 no se perderá cuan do se
reciba un pulso de desplazamiento, sino que será reciclada.
13. En la Figura 3-9, ¿por qué FFl siempre contendrá 0, a menos que el inspector cargue un 1
en él?
14. ¿Si se deseara construir un registro de desplazamiento de 10 bits, cuántos re gistros de
desplazamiento integrados de 4 bits se necesitarán? Dibuje un es quema donde se
muestren las interconexiones entre los registros integrados.
15. En pocas palabras, ¿por qué es difícil construir circuitos electrónicos que ope ren con el
sistema de numeración decimal?
16. ¿Por qué es tan popular en circuitos electrónicos digitales, el sistema de nume ración
binario?
17. Exprese en BCD el número 45. Hágalo también con los números 761, 834, y 902.
18. Convierta a decimal los siguientes números BCD:
a. 0100 0111
b. 1000 0101
c. 0100 0001 0011
19. Con relación al contador mostrado en la Figura 3-11, ¿cuál es el estado del con tador
después de tres pulsos? ¿Después de ocho pulsos?
20. Analizando la operación del circuito, ¿cuál es el estado del contador de la Figu ra 3-11,
después de 12 pulsos, después de 15 pulsos, y después de 16 pulsos?
Las preguntas 21 a 25 se refieren al contador de la Figura 3-12.
21. Explique por qué FFB no se ACTIVA cuando llega al décimo pulso.
22. ¿Qué hace que FFD se DESACTIVE en el décimo pulso?
23. Suponga que la puerta AND falló de tal forma que su salida fue siempre nivel bajo. Haga
una tabla mostrando la secuencia de conteo del contador en estas condiciones.
24. Suponga que cuando se aplica la tensión al circuito, los flip-flops quedan en un estado
aleatorio, tal que DCBA — 1110. Si no se aclara el contador antes que lleguen los
pulsos de conteo, qué hará el contador. Haga una tabla mostrando la secuencia de
conteo.
25. Repita la pregunta 24, pero con un estado aleatorio de los flip-flops igual a DCBA =
1010.
26. Explique en palabras la función de un decodificador BCD a decimal.
27. Refiérase a la Figura 3-15(a), qué línea de salida del decodificador_pasará a ni vel alto si
la situación de entrada es DCEA = lili. Repita para DCBA — lili.
Las preguntas 28 a 30 se refieren al sistema estampador de la Figura 3-16.
28. ¿Qué asegura que los contadores empiecen de cero el conteo, cada vez que se comienza
uno nuevo?
29. Suponga que las cajas de cartón se van a cargar en seis grupos de ocho cajas cada grupo.
¿Cuál será la selección de los selectores? ¿Cuál será la salida BCD de los dos contadores
que hará que la compuerta directora cambie de posición?
30. Repita la pregunta 29 pero para 7 grupos de 12 cajas cada grupo.
31. Explique en palabras qué hace un monoestable.
El transistor como interruptor en circuitos con memoria y contadores
32. A los monoestables algunas veces se les denomina elementos de retardo. ¿Por qué cree
usted que se les llama así?
33. ¿En la Figura 3-18, si se aumenta el valor de C, qué efecto tendría esto en el tiempo de
encendido? Explique por qué.
34. ¿Qué medio se utiliza para ajustar el tiempo de encendido de un monoestable integrado?
35. Suponga que disponemos de dos monoestables, uno redisparable y el otro no, ambos con
un tiempo de encendido de 10 mseg. Un pulso rápido se aplica a ambos en su entrada de
disparo y en el mismo instante. Siete milisegundos después, se aplica un nuevo pulso
rápido a las entradas de disparo de ambos monoestables. Haga un esquema que muestre
las formas de onda de salida de ambos monoestables.
36. Considere el reloj de la Figura 3-20. Si R B = 50 K y C — 0,05/iF, ¿cuál es apro -
ximadamente, la frecuencia de salida?
37. Si el reloj de la pregunta 36 tiene un divisor por cuatro de frecuencia conectado a su
salida, ¿cuál es la frecuencia de salida de la forma de onda resultante?
38. En términos generales, ¿cuál es el objeto de un temporizador industrial?
39. En palabras, explique la operación de cada uno de los cuatro tipos de contactos
temporizados de un relé, N.A.T.C., N.A.T.A., N.C.T.C., y N.C.T.A..
40. ¿Cuáles son los símbolos estándar para cada uno de los contactos de la pregun ta 39?
41. Considere un circuito RC con S=1,5K y C=0,lyuF. ¿Cuánto tiempo tomaría el
condensador en cargarse al total de la fuente de?
42. En un circuito serie RC con R = 6,8 K y C = 100 ¿¡F, si se le aplica una fuente de de 30
V, ¿qué tiempo tomará en cargarse a 18,9 V (63 xo de 30 V)?
43. Refiérase a la Figura 3-29, suponga que (R, -\- R,)C t =r= 0,2 seg. Si V¿¡ = 30 V y V z =
15 V, ¿cuál es el retardo del temporizador? Utilice la curva universal de constante de
tiempo de la Figura 3-27.
44. Repita la pregunta 43 pero con Vt — 24 V.
45. Explique cada uno de los circuitos de retardo que se muestran en la Figura 3-28. Es decir,
explique por qué cada circuito tiene la forma de onda Vm Vout que se muestra.
Las preguntas 46 a 51 se refieren al sistema envasador de la Figura 3-30.

46. El terminal común del selector de 10 posiciones está unido a tierra. Explique por qué esto
es correcto (en oposición a si se conectará al -f de la fuente de).
47. ¿Por qué el terminal LOAD del contador regresivo está conectado a la salida Q de OSl en
lugar de conectarse a la salida Q?
48. Describa completamente el proceso de carga (inicialización) del contador regre sivo con
el número apropiado.
49. ¿Qué hace que ADE AM se desenergice? Explique el proceso por medio del cual el
circuito desenergiza este arrancador de motor.
50. ¿Por qué es necesario que el recipiente móvil regrese a la baja velocidad antes de llegar a
su destino?
51. Explique cómo el circuito hace que el recipiente regrese a la baja velocidad an tes que
llegue a su destino.
52. ¿Por qué es necesario el diodo D¡ en la Figura 3-29?
53. ¿Cuál es el supuesto ideal que siempre se hace respecto a los flancos de subida y de
bajada de los pulsos de reloj que disparan los flip-flops?
4
El SCR
En la industria hay numerosas operaciones, las cuales requieren que se entregue una cantidad de
potencia eléctrica variable y controlada. La iluminación, el control de velocidad de un motor, la
soldadura eléctrica y el calentamiento eléctrico, son las cuatro operaciones más comunes. Siempre es
posible controlar la cantidad de potencia eléctrica que se entrega a una carga si se utiliza un
transformador variable para proporcionar un voltaje de salida variable. Sin embargo, para grandes
potencias, los transformadores variables son físicamente grandes y costosos y necesitan un man -
tenimiento frecuente; estos tres factores hacen que los transformadores variables sean poco
utilizados.
Otro método para controlar la potencia eléctrica que se entrega a una carga, es intercalar un
reóstato en serie con la carga, para así controlar y limitar la corriente. Nuevamente, para grandes
potencias, los reóstatos resultan de gran tamaño, costosos, necesitan mantenimiento y además,
desperdician una cantidad apreciable de energía. Los reóstatos no son la alternativa deseable frente a
los transformadores variables en el control de potencia industrial.
Desde 1960, está disponible un dispositivo electrónico, el cual no adolece de las fallas antes
mencionadas. El SCR es pequeño y relativamente
141
142 / El SCR
barato, no necesita mantenimiento y su consumo de potencia es muy pe queño. Algunos SCR

modernos pueden controlar corrientes del orden de varios cientos de amperios en circuitos que
operan a voltajes tan elevados como 1.000 V. Por estas razones, los SCR son muy importantes en el
campo del control industrial moderno. Estudiaremos los SCR en este capítulo.
OBJETIVOS
Al terminar este capítulo y después de realizar las prácticas de laboratorio sugeridas, se

estará en capacidad de:
1. Explicar el funcionamiento de un circuito de control de potencia con SCR para controlar
una carga resistiva
2. Definir ángulo de disparo y ángulo de conducción y mostrar como afectan el valor
promedio de la corriente de carga
3. Definir algunos de los parámetros eléctricos importantes asociados a los SCR, tales como
corriente de disparo de puerta, corriente de mantenimiento, voltaje directo en estado de
CONDUCCION, etc. y dar el rango aproximado de valores esperados para dichos
parámetros
4. Calcular aproximadamente la magnitud de la resistencia y de la capacitancia para un
circuito de disparo de un SCR
5. Explicar el funcionamiento y ventajas de los dispositivos de disparo utilizados con los SCR
6. Construir un circuito con SCR para ser utilizado con una fuente de 115 V ac, y medir la
corriente y el voltaje de puerta necesarios para el cebado del SCR
7. Construir un circuito detector de cruce de cero y explicar las ventajas de la conmutación a
tensión cero sobre la conmutación convencional
4- 1 TEORIA Y OPERACION DE LOS SCR
Un rectificador controlado de silicio (SCR, Silicon controlled rectifier) es un dispositivo de tres

terminales utilizado para controlar corrientes relativamente grandes de una carga. La Figura 4-1
muestra el símbolo esquemático de un SCR, junto con los nombres y letras de identificación de sus
terminales.
Anodo Cátodo
A-------------- K
Puerta
Figura 4.1 Símbolo esquemático y nombres de los

terminales de un SCR.
Teoría y operación de los SCR / 143
Un SCR actúa de una manera muy similar a un interruptor. Cuando está CONDUCIENDO
presenta un camino de baja resistencia para el flujo de corriente de ánodo a cátodo; por
consiguiente, actúa como un interruptor cerrado. Cuando está BLOQUEADO, no puede fluir
corriente de ánodo a cátodo; por consiguiente, actúa como un interruptor abierto. Debido a que es
un dispositivo de estado sólido, la conmutación de un SCR es muy rápida.
El valor promedio de la corriente que fluye por la carga, puede controlarse colocando un SCR
en serie con la carga. Esta disposición se muestra en la Figura 4-2. La fuente de alimentación en la
Figura 4-2 generalmente es una fuente ac de 60 Hz, pero puede ser una fuente de en circuitos espe -
ciales.
Figura 4-2. Relación circuital entre la fuente de voltaje, un SCR y la carga.
Si la fuente de alimentación es ac, el SCR permanece una cierta porción del período en el
estado de CONDUCCION y el resto del período en el estado BLOQUEADO. En una fuente ac de 60
Hz, el período es 16,67 mseg. Son estos 16,67 mseg los que deben repartirse entre el estado de
CONDUCCION y el estado BLOQUEADO. La cantidad de tiempo que permanece en cada estado se
controla por medio de la puerta. Más adelante describiremos como lo hace.
Si el SCR permanece en el estado de CONDUCCION durante una pequeña porción del
período, la magnitud promedio de la corriente por la carga es pequeña. Esto es debido a que la
corriente puede fluir de la fuente a la carga y a través del SCR solamente durante un tiempo
pequeño. Si la señal de puerta se cambia de tal manera que el SCR permanece en CONDUC CION
durante una gran porción del período, entonces la magnitud promedio de la corriente será grande.
Esto es debido a que ahora la corriente puede fluir desde la fuente a la carga y a través del SCR
durante un tiempo relativamente grande. En esta forma, la corriente por la carga puede variar se
ajustando la magnitud de la porción del período en la cual el SCR está en CONDUCCION.
Como su nombre lo sugiere, el SCR es un rectificador, de modo que so lamente permite el paso
de corriente durante el semiciclo positivo de la fuente ac. El semiciclo positivo es el semiciclo en el
cual el ánodo del SCR es más positivo que el cátodo. Esto significa que el SCR de la Figura 4-2 no
puede estar en CONDUCCION por más de medio ciclo. Durante el otro medio ciclo, la polaridad de
la fuente es negativa, y esta polaridad negativa hace que el SCR quede inversamente polarizado, lo
cual impide que circule cualquier corriente hacia la carga.
144 / El SCR
V,
carga
N
t
. (b)
Figura 4-3. Formas de onda ideales del voltaje en terminales del SCR ( V A K ) y
voltaje en la carga, (a) Para un ángulo de disparo de cerca de 60”, y un ángulo de
conducción de 120”. (b) Para un ángulo de disparo de cerca de 135", y un ángulo de
conducción de 45°.
4- 2 FORMAS DE ONDA EN EL SCR

Los términos popularmente utilizados para describir como está operando un SCR, son ángulo de
disparo y ángulo de conducción. El ángulo de conducción es el número de grados de un ciclo ac
durante los cuales el SCR está en CONDUCCION. El ángulo de disparo es el número de grados de
un ciclo ac que transcurren antes que el SCR pase al estado de CONDUCCION. Desde luego, estos
términos están basados en la noción que el período equivale a 360 grados (360°).
La Figura 4-3 muestra las formas de onda en un circuito de control con SCR para dos ángulos
de disparo distintos.
Interpretemos primero la Figura 4-3(a). Cuando el ciclo de ac comienza su alternancia positiva,
el SCR está BLOQUEADO. Por tanto, el voltaje instantáneo a través de sus terminales ánodo y
cátodo, es igual al voltaje de la fuente. Esto es justamente lo que sucedería si se colocara un
interruptor abierto en lugar del SCR. El SCR está tumbando la totalidad del voltaje de la fuente, el
voltaje a través de la carga (V carga ) es cero durante este tiempo. El extremo izquierdo de las formas
de onda de la Figura 4-3(a) ilustra este hecho. Más adelante, a la derecha del eje horizontal, la
Figura
4- 3(a) muestra que el voltaje de ánodo a cátodo (VAK) cae a cero después de cerca de un tercio del
semiciclo positivo; este es el punto correspondiente a 60°. Cuando VAK cae a cero, el SCR ha sido
“cebado” o ha pasado al estado de CONDUCCION. Por tanto en este caso, el ángulo de disparo es
60°. Durante los próximos 120° el SCR actúa como un interruptor cerrado sin voltaje a través de sus
terminales. El ángulo de conducción es 120°. El ángulo de disparo y el ángulo de conducción siempre
totalizan 180".
Características de puerta del SCR / 145
La forma de onda del voltaje en la carga en la Figura 4-3(a) muestra que cuando el SCR es
cebado, el voltaje de la fuente se aplica a la carga. El voltaje de la carga sigue al voltaje de la fuente
por el resto del semiciclo positivo, hasta cuando el SCR se BLOQUEA de nuevo. El BLOQUEO del
SCR ocurre cuando el voltaje de la fuente pasa por cero.
En general, estas formas de onda muestran que antes de cebado el SCR, la totalidad del voltaje
de la fuente cae en terminales del SCR y la carga recibe cero voltaje. Después de cebado el SCR, la
totalidad del voltaje de la fuente cae en la carga, y el SCR tumba cero voltaje. El SCR ac túa como
un interruptor de acción rápida.
La Figura 4-3(b) muestra las mismas formas de onda para un ángulo de disparo diferente. En
estas formas de onda, el ángulo de disparo es del orden de 135° y el ángulo de conducción del orden
de 45°. La carga recibe el voltaje de la fuente durante un tiempo mucho más corto comparado con el
de la Figura 4-3(a). Como resultado, la magnitud del promedio de la co rriente resultante es más
pequeña.
Ejemplo 4-1
¿Cuál condición causaría el mayor valor promedio de corriente en el circuito de la Figura
4-2, un ángulo de disparo de 30° o un ángulo de disparo de 45°?
Solución. El ángulo de disparo de 30°, debido a que el SCR permanecería más tiempo en el
estado de CONDUCCION. A mayor tiempo en CONDUCCION, mayor el valor promedio de
la corriente.
Ejemplo 4-2
Si el ángulo de Conducción de un SCR es 90° y se desea un valor promedio de la corriente
del doble, ¿cuál es el nuevo ángulo de conducción necesario? La fuente ac es senoidal.
Solución. 180°. En este caso, duplicando el ángulo de conducción se duplica el valor promedio
de la corriente por la carga, debido a que los primeros 90° de una onda senoidal son una
imagen de los segundos 90°. Sin embargo, en general, no es cierto que duplicando el ángulo de
conducción, se duplicará el valor promedio de la corriente.
4- 3 CARACTERISTICAS DE PUERTA DEL SCR

Un SCR es cebado por la inyección de un pulso de corriente en la puerta. Esta corriente de puerta
(ic) fluye a través de la unión entre puerta y cátodo y sale del SCR por el terminal de cátodo. La
magnitud de la corriente de puerta necesaria para cebar un SCR en particular se simboliza por IGT.
La mayoría de los SCR requieren una corriente de puerta comprendida entre 0,1 y 20 mA para
cebarse (ICT =0,1 a 20 mA). Dado que entre puerta y cátodo hay una unión pn estándar, el voltaje
entre estos terminales (V^) será ligeramente mayor que 0,6 V. La Figura 4-4 muestra las
condiciones que deben existir en la puerta de un SCR para el cebado.
Una vez cebado el SCR, no es necesario que continúe fluyendo corriente por la puerta. El SCR
permanece en CONDUCCION por el tiempo que fluya corriente a través de sus terminales
principales, de ánodo a cátodo.
146 / El SCR
V
GK
0.6-0,8 V
Figura 4-4. Voltaje puerta a cátodo (V :K ) y corriente de puerta ( i 0 ) necesarios para

cebar un SCR.
Cuando la corriente de ánodo a cátodo {i AK ) caiga por debajo de algún valor mínimo,
denominada corriente de mantenimiento, simbolizada por I Hl) , el SCR se BLOQUEARA.
Esto generalmente ocurre cuando el voltaje ac de alimentación pasa por cero hacia su zona
negativa. Para la mayoría de los SCR de mediana potencia, I H0 es del orden de 10 mA.
Ejemplo 4-3
En el circuito de la Figura 4-5, ¿qué nivel de voltaje se necesita en el punto x para cebar el
SCR? La corriente de puerta necesaria para cebar el SCR 2N3669 es 20 mA bajo condiciones
normales.
2N3669
Figura 4-5. Un SCR con una resistencia de 150íí en su terminal de puerta y su

terminal de cátodo conectado a la tierra del circuito.
Solución. El voltaje entre el punto X y el cátodo debe ser suficiente para polarizar directamente
la unión existente entre los puntos G y K y también para producir una corriente de 20 mA a
través de la resistencia de 150 í). El voltaje de polarización directo es del orden de 0,6 V. De la
ley de Ohm, V x0 = (20 mA)(150fl) = 3,0 V. Por tanto, el voltaje necesario es 3,0 + 0,6 = 3,6 V.
4- 4 CIRCUITOS TIPICOS DE CONTROL DE PUERTA
El circuito típico de control de puerta más simple, algunas veces denominado circuito de
disparo, se muestra en la Figura 4-6. Este es un ejemplo de utilización de la misma fuente de
voltaje para alimentar ambos circuitos, el circuito de control de puerta/y el circuito de carga.
Esta modalidad es muy común en circuitos con SCR. Las posiciones del SCR y de la carga
Circuitos típicos de control de puerta / 147
se han cambiado con relación a las de la Figura 4-2, pero esto no cambia la operación del circuito.
En la Figura 4-6, si la fuente es ac, el funcionamiento es el siguiente: Cuando el interruptor está
abierto, no es posible la circulación de corriente hacia la puerta. El SCR nunca pasará a
CONDUCCION, de modo que esencialmente es un circuito abierto en serie con la carga. Por tanto,
la carga está desenergizada.
Figura 4-6. Circuito simple de disparo para un SCR.
Cuando se cierra SW, habrá corriente hacia la puerta cuando la fuente de voltaje sea positiva.
El ángulo de disparo está determinado por la posición de R2, la resistencia variable. Si R2 es baja, la
corriente de puerta será suficientemente grande para cebar el SCR cuando la magnitud de la fuente
de voltaje sea baja. Por tanto, el ángulo de disparo será pequeño y la magnitud del promedio de la
corriente por la carga será grande. Si R2 es alta, la fuente de voltaje debe subir a un valor alto para
poder entregar suficiente corriente de puerta para cebar el SCR. Esto aumenta el ángulo de disparo
y reduce la magnitud del promedio de la corriente de carga.
El propósito de i?! es el de mantener algún valor fijo de resistencia en el terminal en caso que
R2 sea puesta en cero. Esto es necesario para proteger la puerta de sobrecorrientes, ñ, determina
también el mínimo ángulo de disparo. En algunos casos se inserta un diodo en serie con la puer ta
para proteger la unión puerta-cátodo contra voltajes inversos altos.
Una desventaja de este circuito de disparo simple es que el ángulo de disparo puede ajustarse
solamente de 0o a 90°. Este hecho puede entenderse si nos referimos a la Figura 4-7, en la cual se
muestra que la corriente de puerta tiende a ser una onda senoidal en fase con el voltaje a través del
SCR.
En la Figura 4-7(a), iG apenas si alcanza a I0T, la corriente de puerta necesaria para cebar el
SCR. Bajo esta circunstancia el SCR se ceba a los 90° del ciclo. Puede suceder que si iG fuese más
pequeña, no podría, de ninguna manera, cebarse el SCR. Por tanto, ángulos de disparo mayo res a
90° no son posibles con este tipo de circuito de control de puerta.
148 / El SCR
En la Figura 4-7(b), ic es un poco más grande. En este caso, IG alcanza el valor ICT relativamente
pronto durante el ciclo, lo cual produce un pronto cebado del SCR.
Figura 4-7. Formas de onda ideales del voltaje en los terminales principales del SCR
y de la corriente de puerta. La línea a trazos representa la corriente de puerta
necesaria para cebar el SCR ( I C T ) - (a) La corriente de puerta es baja, lo cual
produce un ángulo de disparo del orden de 90°. (b)
La corriente de puerta es grande, lo cual produce un ángulo de disparo cercano a o°.
Debemos entender que las formas de onda de ic de la Figura 4-7 son idealizadas. Tan pronto
como el SCR de la Figura 4-6 se ceba, el voltaje de ánodo a cátodo cae casi a cero (de hecho de 1 a 2
V para la mayoría de los SCR). Dado que el voltaje de puerta está derivado del voltaje ánodo-cátodo,
también caerá prácticamente a cero, suspendiendo la corriente de puerta. Además, dado que la
puerta está inversamente polarizada durante el semiciclo negativo de la fuente ac de voltaje,
realmente, no hay corriente negativa de puerta tal como se muestra en la Figura 4-7. Entonces en
realidad, la curva de iG es una onda senoidal en fase con la fuente de voltaje solamente en la región
comprendida entre 0o y el punto de disparo. En cualquier otro momento iG es cercana a cero.
Un punto más que debemos mencionar. Antes del disparo, la forma de onda de vAK es
prácticamente idéntica a la forma de onda de la fuente ac, debido a que la caída de voltaje en la
carga, en la Figura 4-6, es despreciable antes del disparo. El voltaje en la carga es pequeño debido a
que la resistencia de la carga en circuitos como éste, es mucho más pequeña que la resistencia en el
circuito de control de puerta. La resistencia de la carga casi siempre es menor que 100 íl y algunas
veces menor que 10 Q. La resistencia fija en el circuito de control de puerta, típicamente es del orden
de varios miles de ohmios. Cuando estas dos resistencias se conectan en serie, como sucede antes del
disparo, el voltaje a través de la pequeña re
Circuitos típicos de control de puerta / 149
sistencia de carga, es naturalmente menor. Esto hace que la casi totalidad del voltaje de la fuente
aparezca en los terminales del SCR.
Ejemplo 4-4
En la Figura 4-6, asumamos que el voltaje de la fuente es 115 V rms, I 0T = 15 mA, y ií, = 3K.
Se desea un ángulo de disparo de 90°. ¿A qué valor se debe ajustar R 2 ?
Solución. A 90°, el valor instantáneo del voltaje de la fuente es:
(115 V)(l,41)= 162 V.
Despreciando la caída de voltaje en la carga y los 0,6 V que caen en la unión puerta- cátodo
(ambos son despreciables comparados con 162 V), la resistencia total del circuito de puerta es:
162 V
10,8 K.
15 mA
Por tanto,
R 2 = 10,8 K - 3 K = 7,8 K.
Ejemplo 4-5
En la Figura 4-6, si la resistencia de la carga es 40 fi y el voltaje de la fuente es 115 V rms
(103,5 Vavg*, ¿cuál es el promedio de la potencia disipada por el SCR cuando el ángulo de
disparo es 0o? Asumamos que el voltaje directo a través del SCR es constante e igual a 1,5 V
cuando el SCR está en CONDUCCION y la corriente inversa de fuga a través del SCR es
pequeña y prácticamente despreciable. (La corriente inversa de fuga es menor que 1 mA en la
mayoría de los SCR.)
Solución. Dado que la potencia disipada por el SCR durante el semiciclo negativo es cero
(corriente inversa de fuga despreciable), la potencia promedio resultante es la mitad de la
potencia promedio del semiciclo positivo. El promedio de la potencia disipada durante el
semiciclo positivo es igual al producto del voltaje directo, V T , y el promedio de la corriente
directa durante el semiciclo positivo (I TaBg ):
-P(semi +)= (
103,5 V - 1,5 V
= 2,55 A
40 Q
P(sem¡ +)= (1,5 V)(2,55 A) = 3,83 W Pavg
= ¿(3,83 W) = 1,91 W
Del ejemplo anterior se desprende que el SCR es un dispositivo muy eficiente. En el Ejemplo 4-5
el SCR controla una corriente de carga de varios amperios y disipa solamente cerca de 2 W de
potencia. Esto es mucho mejor que un reóstato en serie, a modo de comparación.
La razón de la notoria eficiencia de un SCR es que cuando está BLOQUEADO, su corriente es
cercana a cero; y cuando está en CONDUCCION, su voltaje es muy pequeño. En cualquiera de estos
casos, el producto de la corriente y el voltaje es muy pequeño, lo cual resulta en una baja disipación
de potencia.
Es esta baja disipación de potencia, la cual permite que el SCR sea encapsulado en una
empaquetadura pequeña, haciéndolo económico. La eco
* Recuerde que Vavg = (0,90) V rms.

150 / El SCR
nomía y tamaño reducido son las dos características más atractivas de los SCR.
Operación con fuentes DC. Refirámonos nuevamente a la Figura 4-6; si la fuente de voltaje es de, el
circuito funciona de la manera siguiente: Cuando SW se cierra, el SCR se ceba. La resistencia en el
terminal de puerta debe seleccionarse para que esto ocurra. Una vez cebado, el SCR permanecerá en
CONDUCCION y la carga permanecerá energizada hasta tanto se suprima la fuente de voltaje. El
SCR permanece en CONDUCCION aún si el SW se abre, debido a que no se necesita una corriente
de puerta para mantener el SCR en CONDUCCION.
No obstante lo simple, este circuito es muy útil en aplicaciones de alarma. En una aplicación de
alarma industrial, el contacto SW puede cerrarse cuando ocurra un mal funcionamiento en un
proceso industrial. Como alarma contra ladrones, el contacto SW puede cerrarse al abrirse una ven-
tana o por la interrupción de un haz luminoso.
4-5 OTROS CIRCUITOS DE CONTROL DE PUERTA
4- 5-1 Retardos en el disparo usando condensadores

El método más simple para mejorar el circuito de control de puerta es adicionando un
condensador en el extremo inferior de la resistencia del terminal de puerta, tal como se muestra en la
Figura 4-8. La ventaja de este circuito es que el ángulo de disparo puede ajustarse a más de 90°.
Figura 4-8. Circuito de control de puerta de un SCR el cual es un mejoramiento del

circuito de la Figura 4-6. El condensador proporciona un rango amplio para el ajuste
del ángulo de disparo.
Esto puede entenderse si nos centramos en el voltaje a través del condensador C. Cuando la fuente ac
es negativa, el voltaje inverso a través del SCR es aplicado al circuito de disparo RC, cargando el
condensador con su placa superior negativa y su placa inferior positiva. Cuando la fuente entra en su
semiciclo positivo, el voltaje directo a través del SCR tiende a cargar C en la polaridad opuesta. Sin
embargo, la formación de voltaje en la dirección opuesta es retardada hasta cuando la carga negativa
sea remo
Otros circuitos de control de puerta / 151
vida de las placas del condensador. Este retardo en la aplicación de un voltaje positivo a la puerta,
puede extenderse más allá de 90°. Cuanto mayor sea la magnitud de la resistencia del potenciómetro,
más tiempo toma C en cargar positivamente su placa superior, y más tarde se cebará el SCR.
Esta idea puede ampliarse utilizando uno cualquiera de los circuitos de disparo de la Figura 4-
9. En la Figura 4-9(a), se ha adicionado una resistencia en el terminal de puerta, y se requiere por
tanto que el condensador se cargue por encima de 0,6 V para disparar al SCR. Con la resistencia
conectada, el voltaje del condensador debe alcanzar un valor lo suficientemente alto para inyectar la
corriente necesaria (IaT) a través de la resistencia y hacia el terminal de puerta. Dado que C ahora se
carga a un voltaje más alto, el disparo es aún más retardado.
La Figura 4-9(b) muestra una red RC doble para el control de puerta. En este esquema, el
voltaje retardado de C j es utilizado para cargar C 2, resultando aún más retardo en la formación del
voltaje de puerta. Los condensadores de la Figura 4-9 generalmente están en el rango de 0,01 a 1//F.
Para la magnitud dada de los condensadores, el mínimo ángulo de disparo (máxima corriente
de carga), se determina por medio de las resistencias Rx y J?3 y el máximo ángulo de disparo,
(mínima corriente de carga), se determina sustancialmente por la magnitud de la resistencia variable
R2.
Los fabricantes de SCR proporcionan curvas detalladas para ayudar a la selección de
resistencias y condensadores para los circuitos de control de puerta de la Figura 4-9. En términos
generales, cuando estos circuitos de control se utilizan con una fuente ac de 60 Hz, la constante de
tiempo RC del circuito debe estar en el rango de 1 a 30 mseg. Es decir, para el circuito simple RC de
la Figura 4-9(a), el producto (Rj 4-R2)C!, debe estar en el rango de lx 10 *3 a 30x 10-3. Para el circuito
doble RC de la Figura 4-9(b), (Rx debe estar comprendido en este rango, lo
mismo que R3C2.
Figura 4-9. Circuito mejorado de control de puerta de un SCR. Uno cualquiera de estos circuitos
proporciona un rango más amplio de ajuste del ángulo de disparo que el de la Figura 4-8.
(a) (b)
152 / El SCR
Este método de aproximación siempre causará que la operación de cebado se suceda en un

punto del rango. La operación de cebado exacta que se desee, puede conseguirse experimentalmente
ajustando estos valores aproximados de los componentes.
Ejemplo 4-6
Suponga que para el circuito de control de la Figura 4-9(b) se ha decidido utilizar los
condensadores C¡= 0,068 y C 2 = 0,033 F.
a. Determine aproximadamente los valores de R¡, R 2 y R 3 para tener un rango amplio en el
ajuste del cebado.
b. Una vez construido el circuito, se encuentra que no se puede ajustar el ángulo de disparo a
un valor menor de 40°; ¿qué resistencia debe cambiarse experimentalmente para obtener un
ajuste por debajo de 40o?
Solución \
a. La constante de tiempo (R¡ + R 2 )Ci, debe estar en el rango de 1 x 10~ 3 a 30x 10'3. Para
obtener un rango de ajuste amplio, la constante de tiempo debe poder ajustarse en una gran parte
de este rango. Como un estimativo, consideremos un rango de ajuste de 2x 10' 3 a 25 x 10'3.
La mínima constante de tiempo ocurre cuando R 2 está completamente fuera, de modo que:
(R, + 0)(0,068 x 10-6) = 2 x 10'3,
R! = 29,4 K.
se escoge el valor comercial más cercano, que es 27 K.
La máxima constante de tiempo (máximo ángulo de disparo) ocurre cuando R 2 está
completamente en el circuito, de modo que:
(R 2 + 27 x 103)(0,068 x 10'6) = 25 x 10'3,
= 340 K.
R2
El potenciómetro comercial de valor más cercano es 300 K.

La experiencia ha demostrado que la segunda constante de tiempo, R S C 2 , debe ser cercana
al menor valor del rango de ajuste. Asumamos entonces 5 mseg. Por tanto,
(/?3)(0,033 x 10'6) = 5 x IO-3,
y?3 = del orden de 150 K.
b. Caulquiera R¡ ó R 3 deben disminuirse para poder conseguir ángulos de disparo más pequeños,
dado que los condensadores se cargarán más rápidamente con resistencias más pequeñas
(constantes de tiempo más pequeñas). Usted probablemente ensayará primero con R 3 .
4- 5-2 Uso de dispositivos de disparo en el manejo de la puerta
Los circuitos de las Figuras 4-6, 4-8 y 4-9, todos adolecen de dos desventajas:
a. Dependencia de temperatura
b. La operación de cebado es inconsistente entre varios SCR del mismo tipo
Mirando la desventaja a, un SCR tiende a cebarse a más baja corriente a medida que aumenta
la temperatura (IGT se baja). Por tanto, con
Otros circuitos de control de puerta / 153
cualquiera de los circuitos discutidos antes, un cambio en la temperatura produce un cambio en el

ángulo de disparo y de hecho, un cambio en la corriente de carga. En muchas aplicaciones
industriales, este comportamiento es inaceptable.
El segundo problema es que los SCR, al igual que los transistores, presentan desviaciones en sus
características eléctricas con respecto al grupo al cual pertenecen. Es decir, dos SCR de un tipo dado,
pueden tener diferencias grandes en sus características. La variación en IGT es la diferencia más seria.
La Figura 4-10 muestra como pueden eliminarse estas dificultades.
Figura 4-10. Circuito de control de puerta que utiliza un diodo de cuatro capas (diodo Shock
lev). El diodo de cuatro capas proporciona consistencia en la operación de disparo y reduce la
dependencia de temperatura del circuito.
El diodo de cuatro capas de la Figura 4-10 tiene un cierto voltaje de disparo (ruptura positiva).
Si el voltaje a través del condensador está por debajo del punto de disparo, el diodo de cuatro capas
actúa como un interruptor abierto. Cuando el voltaje del condensador alcanza el punto de disparo, el
diodo de cuatro capas conduce y actúa como un interruptor cerrado. Esto produce una gran
inyección instantánea de corriente hacia la puerta, lo cual proporciona un cebado seguro del SCR.
La ventaja del diodo de cuatro capas es su independencia de la temperatura y el voltaje de
disparo puede mantenerse consistente en todas las unidades del mismo tipo. Por tanto, las
imperfecciones del SCR no tienen importancia, dado que es el diodo de cuatro capas quien determina
el punto de disparo.
Existen otros dispositivos los cuales pueden conectarse en el terminal de puerta y producen el
mismo efecto. Todos ellos presentan características de operación similares a las del diodo de cuatro
capas, son independientes de la temperatura y presentan pequeñas diferencias respecto a su voltaje
de ruptura. Algunos de los dispositivos de disparo más comunes son el interruptor unilateral de
silicio, SUS (Silicon unilateral switch),el interruptor bilateral de silicio, SBS (Silicon bilateral switch),
el diac y el transistor monojuntura, UJT (unijunction transistor), todos estos dispositivos se
discutirán en los Capítulos 5 y 6.
4- 6 METODOS ALTERNATIVOS DE CONEXION DE
LOS SCR A LA CARGA
4- 6-1 Control unidireccional de onda completa
La Figura 4-ll(a) muestra como dos SCR pueden combinarse con un transformador de toma
central para efectuar un control de onda completa. Este circuito se asemeja bastante al rectificador
de onda completa para una fuente de alimentación de. Cuando el devanado secundario está en el
semiciclo positivo, positivo arriba y negativo abajo, el SCR, puede cebarse. Esto conecta la carga a
la mitad superior del devanado secundario del transformador. Cuando el devanado secundario se
encuentra en el semiciclo negativo, el SCR2 puede cebarse, conectando la carga a la mitad inferior
del devanado secundario. La corriente a través de la carga siempre fluye en la misma dirección, tal
como sucede en una fuente de de onda completa. La Figura 4-1 1 (b) muestra las formas de onda de
voltaje en la carga y del voltaje ac de línea para un ángulo de disparo de 45° aproximadamente.
La Figura 4-ll(a) muestra dos circuitos de disparo, uno para cada SCR. A menudo estos dos
circuitos pueden combinarse en uno solo utilizando uno de los dispositivos de disparo mencionados
en la Sección 4-5. Esta práctica de diseño asegura que el ángulo de disparo es el mismo en ambos
semiciclos.
4- 6-2 Control bidireccional de onda completa

Otra configuración muy común de los SCR es la mostrada en la Figura 4-12(a). En este circuito,
el SCR, puede cebarse durante el semiciclo positivo y el SCR 2 durante el semiciclo negativo. La
corriente por la carga no es unidireccional. La Figura 4-12(c) muestra la forma de onda del voltaje
en la carga para un ángulo de disparo de 120° aproximadamente. La Figura 4-12(b) muestra el
mismo circuito redibujado de una manera más popular.
4- 6-3 Circuitos puente con SCR

Un solo SCR puede controlar ambas alternancias de una fuente ac cuando se conecta como se
muestra en la Figura 4-13(a). Cuando la línea ac está en su semiciclo positivo, los diodos A y C están
polarizados directamente. Cuando el SCR se ceba, el voltaje de línea es aplicado a la carga. Cuando
la línea ac está en su semiciclo negativo, los diodos B y D están directamente polarizados.
Nuevamente el voltaje de línea es aplicado a la carga cuando el SCR se ceba. La forma de onda en la
carga es similar a la mostrada en la Figura 4-12(c).
La Figura 4-13(b) muestra un puente rectificador controlado por un solo SCR, esta vez, la
carga está conectada en serie con el SCR. La corriente de carga es unidireccional, y su forma de
onda de voltaje es similar a la mostrada en la Figura 4-1 l(b).
154
Los SCR en circuitos DC / 155
Carga
Fuente
ac
(a)
V fuente
Figura 4-11. (a) Control de potencia de onda completa con rectificación, utilizando dos SCR y un
devanado con toma central, (b) Formas de onda del voltaje de la fuente y del voltaje en la carga.
Ambos semiciclos ac están siendo utilizados para la entrega de potencia, pero el voltaje en la
carga tiene una sola polaridad (es rectificado).
4- 7 LOS SCR EN CIRCUITOS DC
Cuando un SCR es utilizado en un circuito de, no ocurre BLOQUEO automático, porque, desde
luego, la fuente de voltaje no pasa por cero. En esta situación, deben utilizarse otros medios para
suspender la corriente principal del SCR (reducirla por debajo de IHÜ). El método obvio para
hacerlo es desconectar la fuente de alimentación de. En la mayoría de los casos, es impracticable.
A menudo, la corriente principal se suspende efectuando un cortocircuito temporal entre ánodo
y cátodo. Este procedimiento se ilustra en la Figura 4-14(a), en la cual un transistor como
interruptor está conectado en paralelo con el SCR. Cuando el SCR va a ser BLOQUEADO, el
circuito de disparo activa el transistor y lo lleva a saturación. La corriente de car ga circula
momentáneamente por el transistor haciendo que la corriente principal del SCR caiga por debajo
de IHn. El transistor se mantiene en
156 / El SCR
Figura 4-12. (a) Control de potencia de onda completa sin rectificación,

utilizando dos SCR. (b) El mismo circuito dibujado de otra manera, (c)
Forma de onda del voltaje en la carga. Ambos semiciclos de la onda ac son
utilizados en la entrega de potencia, y el voltaje de la carga no es rectifi -
cado.
CONDUCCION el tiempo suficiente para que el SCR se BLOQUEE. Este hecho normalmente toma
algunos milisegundos en un SCR de mediana potencia. Luego el circuito de disparo suspende la
corriente de base, llevando el transistor a CORTE antes que sea dañado por el paso de la gran
corriente de carga.
En esta distribución el circuito de disparo es responsable tanto por la CONDUCCION como por
el BLOQUEO del SCR. Estos circuitos son naturalmente más complejos que los discutidos en la
Sección 4-5, los cuales son solamente responsables de la CONDUCCION.
Puede ejecutarse un BLOQUEO más efectivo si se polariza inversamente el SCR. Un circuito
capaz de efectuarlo se muestra en la Figura
4- 14(b). En este circuito el condensador se carga con la polaridad indicada cuando el SCR pasa a
CONDUCCION. Para el BLOQUEO, el circuito de disparo nuevamente satura el transistor, lo cual
efectivamente coloca al condensador en paralelo con el SCR. Dado que el voltaje a través del con-
densador no puede cambiar instantáneamente, el condensador aplica temporalmente un voltaje
inverso al SCR y lo BLOQUEA.
Los SCR en circuitos DC / 157
Figura 4-13. Un puente de onda completa combinado con un SCR para

controlar ambos semiciclos de la línea ac. (a) Con la carga conectada en una
de las lineas ac que alimentan el puente, el voltaje en la carga no es
rectificado, tal como el mostrado en la Figura 4-12(b). (b) Con la carga co-
nectada en serie con el SCR, el voltaje en la carga es rectificado, tal como el
de la Figura 4-ll(b).
Ejemplo 4-7 -
En la Figura 4-14(a), supongamos que el voltaje de la fuente de es 48 V y que el circuito de
disparo funciona como sigue:
1) Entrega un pulso de cebado a la puerta del SCR;
2) 6,0 mseg después entrega un pulso a la base del transistor;
3) Repite este ciclo de operación a una frecuencia de 125 Hz.
a. Describir la forma de onda en la carga. Despreciando VT.
b. Si la resistencia de la carga es 12 Q, ¿cuál es el promedio de potencia entregado a la carga?
Solución
a. Para una frecuencia de 125 Hz, el periodo es:
T=
7 = ñrm= 8 mse§-
158 / El SCR
Figura 4-14. Circuitos de conmutación con SCR. (a) El transistor como interruptor
cortocircuita el SCR y por tanto lo BLOQUEA, (b) El transistor como interruptor pone en
paralelo con el SCR un condensador cargado para polarizarlo inversamente y así
BLOQUEAR al SCR.
de modo que la forma de onda en la carga será una onda rectangular, con un nivel alto de 48,
permaneciendo 6 mseg en este nivel alto (a 48 V) y 2 mseg en nivel bajó (aO V).
V 2 4R2
b. Conducción = ^ » = ^ = 1 9 2 W
-Pou8 = (0,75) (i?onduccid^)>dado que el SCR está en CONDUCCION durante un 75% del total
del período. Por tanto,
Cv8 = (0,75)(192 W) = 144 W.
1. Las letras SCR significan rectificador controlado de silicio. Explique el uso de la palabra
rectificador en el nombre del dispositivo.
2. ¿Cuáles son las dos cosas que deben sucederse para cebar un SCR?
3. Explique, en palabras, qué significa cada uno de los siguientes símbolos:
a. IGT
0- 7T r m s
c
- 7HO d.
Vr
4. ¿Cuáles son los dos beneficios importantes que se consiguen al utilizar disposi tivos tipo-
ruptura para el disparo de un SCR?
5. Enumere algunos de los dispositivos tipo-ruptura comunes.
6. En términos generales, ¿cuál es la magnitud de corriente de puerta necesaria para disparar
un SCR de mediana potencia?
7. En términos generales, ¿cuál es la magnitud del voltaje que aparece entre los terminales de
ánodo y cátodo de un SCR de mediana potencia después del ce bado?
8. Describa los métodos utilizados para BLOQUEAR los SCR en un circuito de.
9. En la práctica 4-1, el instructor dice que el chasis del osciloscopio debe ser ais lado de la
tierra física si la fuente ac no lo está. Utilizando dibujos, explique cuidadosamente por
qué es esto necesario.
10. Explique por qué un SCR es superior a un reóstato en serie para controlar y li mitar la
corriente a través de la carga.
11. ¿Qué efecto tiene sobre VT un aumento de la corriente anódica? ¿Específica mente, si se
duplica la corriente anódica también se duplicará Vr?
12. Después de cebado un SCR, ¿qué efecto tiene sobre el SCR la señal de puerta?
13. En la Figura 4-6, el voltaje de la fuente es 115 V rms 60 Hz. El SCR tiene un IGT de 35
mA; R, = 1 K; ¿Qué valor de R¿ producirá un ángulo de disparo de 90o?
14. Si R2 es puesta a un valor de 2,5 K en la Pregunta 13, ¿cuál será el ángulo de disparo?
¿Cuál es el ángulo de conducción?
15. El circuito de control de puerta de la Figura 4-9(a) es utilizado con una fuente de de 60 V
y con interruptor. La carga, de baja resistencia, se encuentra conectada como se muestra
en la Figura 4-8. R [ = 1 K, R2 = 2,5 K, R3 = 1 K, y C = 0,5;itF. La magnitud de IGT del
SCR es 10 mA. Si súbitamente se enciende la fuente, ¿cuánto tiempo transcurrirá antes
que el SCR se cebe? Sug: Utilice la curva universal de constante de tiempo del Capítulo
3, además del Teorema de Thevenin.
16. Para el circuito de la Pregunta 15, ¿qué valor de C producirá un retardo de 70 mseg entre
el cierre del interruptor y el cebado del SCR?
17. Para el circuito de la Figura 4-8, el voltaje de la fuente es 220 V rms, 60 Hz. La
resistencia de la carga es 16íí. Desprecie el VT del SCR.
a. ¿Cuánta potencia se entrega a la carga, si el ángulo de disparo es 0o?
b. ¿Cuánta se entrega si el ángulo de disparo es 90o?
c. ¿Si el ángulo de disparo es 135°, la potencia en la carga será menor o mayor que la
mitad de la potencia entregada a un ángulo de disparo de 90 o? Explique.
18. Para la Figura 4-9(a), C — 0,47 ¿jF. Encuentre las magnitudes aproximadas de R) y R 2
para obtener un rango amplio en el ajuste del ángulo de disparo.
19. En la Figura 4-9(a), si R, = 4,7 K y R2 = 100 K, escoja una magnitud aproximada de C, el
cual permitirá ajustar luego el ángulo de disparo.

PRACTICA 4-1: UN CIRCUITO DE CONTROL DE
POTENCIA CON SCR
Propósito
a. Observar la operación y formas de onda de un SCR manejando una carga resis tiva.
b. Determinar las características eléctricas de un SCR en particular
c. Observar la estabilidad con respecto a temperatura y cambios en las caracterís ticas cuando
se utiliza un dispositivo de disparo (un diodo de cuatro capas)
Procedimiento
Monte el circuito de control de puerta de la Figura 4-9(a), con R¡ = 47 K, R2 — 500 K (un
potenciómetro), R3 = 1K y C = 0,1^F. La resistencia de carga y la fuente se conectan como
muestra la Figura 4-8. La fuente ac puede ser 115 V ac, aislada de la tierra física.
Si no es posible disponer de una fuente de 115 V ac aislada de la tierra física, entonces el
osciloscopio debe aislarse de ésta por medio de un adaptador de 3 a 2. Es necesario tener
cuidado, dado que el chasis del osciloscopio quedará “energizado” durante ciertas partes de
esta práctica de laboratorio. Es decir, el chasis tendrá una gran diferencia de potencial con
respecto a la tierra física y no debe ser tocado. Mu cha gente considera este aspecto inaceptable
por ser peligroso. El problema puede
160 / El SCR
resolverse por otros métodos: 1) Utilice un transformador reductor con 48 V de vol taje
secundario aproximadamente, para así aislar el circuito de la tierra física y tra bajar la totalidad
del circuito a voltaje reducido. 2) Verifique la polaridad de la lí nea ac para asegurarse que el
cátodo del SCR quede conectado a la tierra física. Entonces, utilizando un osciloscopio con
entrada diferencial, conecte permanente mente la tierra del osciloscopio al cátodo del SCR y
utilíce la entrada diferencial para las mediciones del voltaje en la carga y del voltaje en la
resistencia de puerta.
Utilice un SCR de mediana potencia y de puerta sensible como el tipo TIC106B o uno
equivalente. La carga debe ser una resistencia de potencia de 100 a 100 W o una bombilla de
100 W. Intercale un amperímetro de 0-1 Amp en serie con la carga.
a. Coloque las puntas del osciloscopio a través de la resistencia de carga.
1. Mida y anote los valores mínimo y máximo del .Ángulo de disparo.
2. Anote el promedio de la corriente bajo estas circunstancias. ¿Están estas lec turas de
acuerdo con lo que usted ya conoce acerca de la relación entre la co rriente de carga y el
ángulo de disparo?
3. ¿En cuál dirección se debe girar el potenciómetro de 500K para aumentar el ángulo de
disparo? Explique el porqué de esto.
4. Dibuje la forma de onda en la carga para un ángulo de disparo intermedio.
b. Sin modificar la posición del potenciómetro en el numeral 4, conecte el oscilosco pio entre
ánodo y cátodo del SCR.
1. Dibuje la forma de onda del voltaje en el SCR para el mismo ángulo de dispa ro
intermedio del numeral 4.
2. Compare la forma de onda del voltaje en el SCR con la forma de onda del voltaje en la
carga. ¿Qué pone de manifiesto esta comparación?
3. Mida el voltaje entre terminales del SCR una vez cebado ( V T ) . ¿Es justamente
constante? ¿Su magnitud es la esperada?
c. Coloque el osciloscopio a través de la resistencia de puerta de 1K. La corriente que fluye
hacia la puerta puede calcularse aplicando la ley de Ohm a la resistencia de 1 K.
1. Mida la corriente de puerta necesaria para cebar el SCR { I G T ) . ¿En cuánto cambia a
medida que variamos el ángulo de disparo?
d. Coloque el osciloscopio a través de la carga y ajuste el ángulo de disparo en algún valor
intermedio. Caliente el SCR y observe lo que sucede con el ángulo de disparo. Un cautín o un
fósforo que acerque al empaque plástico del SCR por algunos segun dos lo calentará lo
suficiente. No toque la envoltura metálica de un SCR con un cautín que tenga el elemento
calefactor a tierra. ¿Qué efecto produce en un SCR un aumento en la temperatura?
e. Conecte un diodo de cuatro capas (1N5793 o similar) en serie con la resistencia de puerta
de 1 K. Repita los pasos a y d. ¿Qué diferencia importante nota en este circuito?
f. Si dispone de varios diodos de cuatro capas del mismo tipo, reemplácelos en el circuito y
repita el numeral e. ¿Qué se puede concluir acerca de las características de los diodos de cuatro
capas del mismo tipo?
PRACTICA 4-2: CIRCUITO DE CONTROL DE PUERTA CON DOBLE RC

PARA EL DISPARO DE UN SCR
Propósito
a. Observar la posibilidad de ángulos de disparo mayores con un circuito de con trol de puerta
que utiliza un doble R C
b. Observar la forma de onda no sinusoidal que se presenta cuando un SCR maneja un motor o
cualquier otra carga inductiva
Procedimiento
Monte el circuito de control de puerta de la Figura 4-9(b). La carga y la fuente ac deben
conectarse como se muestra en la Figura 4-8. Nuevamente, la fuente ac de 115 V debe aislarse
de la tierra física, pero si no es posible, siga las sugerencias dadas en la práctica 4-1.
Utilice los siguientes valores de los componentes: fl, =4,7K, R 2 = 100K (potenciómetro) /?3
= 10K, C!=0,5 f i F , y C2 = 0,05 ¿¿F. Coloque un diodo recti ficador en el terminal de puerta,
en serie con la resistencia de puerta de 1 K para protegerla y limitar la corriente de puerta. El
SCR debe ser de mediana corriente y poder soportar un voltaje inverso de 200 V, tal como el
C106B. Como carga, utilice un motor universal (ac y de). Tal como el motor de */ 4 hp de un
taladro.
Observe la forma de onda del voltaje en la carga conectando el osciloscopio entre los
terminales del motor. Trate de explicar por qué el SCR no se BLOQUEA exacta mente cuando
el voltaje ac de línea pasa por cero hacia el semiciclo negativo.
PRACTICA 4-3: UN INTERRUPTOR POR CRUCE DE CERO PARA UN

SCR
L a conmutación por cruce de cero es la técnica que siempre conmuta al estado de

CONDUCCION un SCR en el instante mismo en que el voltaje de la fuente es cero. Esto es
deseable por dos razones, (a) Evita que se demande una gran canti dad de corriente lo cual
ocurre cuando un voltaje relativamente alto se aplica de improviso a una carga de baja
resistencia. Por tanto previene choques térmicos en la carga, (b) Elimina interferencia
electromagnética, la cual es el resultado de los grandes picos en la corriente de carga.
Figura 4-15. Circuito de control de potencia por detección de cruce de cero.

La potencia en la carga se controla por la variación del ancho del pulso.
115 V ac
162 / El SCR
La Figura 4-15 muestra un circuito de conmutación por cruce de cero. El prome dio de la
corriente de carga se controla por medio del ancho del pulso de la onda rectangular del
generador de pulsos.
Observe la forma de onda de V carga en un osciloscopio. Si se dispone de un osciloscopio de
doble trazo, visualice también la forma de onda del generador de pulsos al tiempo con la de carga.
Note que el voltaje en la carga siempre aparece como semiciclos completos y que el
número de semiciclos en CONDUCCION versus el número de semiciclos BLO QUEADO
puede variar. Esta es la esencia del control por detección de cruce de cero.
Coloque cerca al control por detección de cruce de cero, un radio barato. ¿Se oye alguna
interferencia electromagnética en el radio? Repita esta prueba con uno cual quiera de los
circuitos de las prácticas 4-1 ó 4-2. Comente la diferencia.
¿Puede usted explicar cómo trabaja este circuito? Sug: El condensador de 0,22 ¿ÍF se carga
durante el semiciclo negativo. El condensador es por tanto la fuente de energía para cebar el
SCR2 cuando la línea ac pasa por cero hacia positivo.
r
5
El UJT
El transistor monojuntura (UJT, unijunction transistor) es un dispositivo de conmutación del tipo

ruptura. Sus características lo hacen muy útil en muchos circuitos industriales, incluyendo
temporizadores, osciladores, generadores de onda, y más importante aún, en circuitos de control de
puerta para SCR y triacs. En este capítulo se introducirán su teoría y características de operación y
algunos ejemplos de cómo pueden utilizarse en tales circuitos. Una descripción más detallada de la
utilización de los UJT en circuitos de disparo para los triacs se da en el Capítulo 6.
OBJETIVOS
1. Interpretar la curva característica voltaje-corriente de un UJT e identificar el voltaje de

pico, la corriente de pico, el voltaje de valle, y la corriente de valle
2. Explicar las variables del UJT, voltaje de pico ( V y ) , relación intrínseca entre contactos
( r ¡ ) , y voltaje interbase (VB1Jj2), y calcular uno cualquiera de estos, dados los otros dos
3. Explicar el funcionamiento de un oscilador de relajación y de un temporizador con UJT y
calcular los valores apropiados de las resistencias y condensadores de tiempo en estos
circuitos
163
164 / E l U J T
4. Explicar el problema del enganche del UJT, porqué ocurre y cómo resolverlo
5. Explicar el funcionamiento de un circuito de disparo sincronizado con la línea, que utiliza
un UJT para el cebado de un SCR, y calcular los valores apropiados de los componentes de
tiempo y de estabilización
6. Explicar en detalle el funcionamiento de un circuito de conmutación secuencial de cargas
que utiliza varios UJT
7. Explicar el funcionamiento de un amplificador de salida lógico de estado sólido,
construido con un SCR disparado por un UJT
5- 1 TEORIA Y OPERACION DE LOS UJT
5- 1-1 Disparo del UJT

El UJT es un dispositivo de tres terminales, los cuales se denominan emisor, base 1, y base 2. La
Figura 5-1 (a) muestra el símbolo esquemático y la localización de los terminales. No es buena idea
tratar de relacionar mentalmente los nombres de los terminales del UJT con los de un transistor
bipolar. Desde el punto de vista del funcionamiento, no hay similitud entre el emisor de un UJT y el
emisor de un transistor bipolar. Lo mismo sucede con los terminales de base del UJT y con los del
transistor bipolar. En realidad, los nombres de los terminales obedecen a su funcionamiento
interno, el cual considera la acción de los portadores de carga, pero el fun cionamiento interno del
dispositivo no es de importancia para nosotros.
Figura 5-1. (a) Símbolo esquemático y nombre de los terminales del UJT.
(b) Un UJT conectado en un circuito simple. Este dibujo muestra la corriente de emisor
( I F ) el voltaje emisor a base 1 y el voltaje de ba
se 2 a base 1 ( V I I 2 H ¡ ) .
En pocas palabras, el UJT funciona como sigue. Refiérase a la Figura

5- 1(b).
a. Cuando el voltaje entre emisor y base 1, V E B i , es menor que un cierto valor denominado voltaje de
pico, VP, el UJT está CORTADO, y no puede fluir corriente de E a Bl (IE =0).
Teoría y operación de los UJT / 165
b. Cuando V E B i sobrepasa a VP en una pequeña cantidad, el UJT se dispara o CONDUCE. Cuando

esto sucede, el circuito E a B l es prácticamente un cortocircuito, y la corriente fluye
instantáneamente de un terminal a otro. En la mayoría de los circuitos con UJT, el pulso de
corriente de E a JBl es de corta duración, y el UJT rápidamente regresa al estado de CORTE.
Como se muestra en la Figura 5-1 (b), una fuente de externa está aplicada entre B2 y Si, siendo
B2 el terminal más positivo. Como se indica, el voltaje entre los dos terminales de base se simboliza
por VB2BI. Para un tipo dado de UJT, el voltaje de pico VP es un cierto porcentaje fijo del valor V B2B1,
más 0,6 V. Este porcentaje fijo se denomina la relación intrínseca entre contactos, o simplemente la
relación entre contactos, del UJT, y se simboliza por tj.
Por tanto, el voltaje de pico de un UJT puede escribirse como:
Vf = +0,6V, (5-1)
donde los 0,6 V corresponden a la caída de voltaje en sentido directo de la unión pn de silicio que
existe entre emisor y base 1.
Ejemplo 5-1
Si el UJT de la Figura 5-l(b) tiene una relación entre contactos r¡ = 0,55 y un voltaje externo
V B 2 B ¡ , de 20 V, ¿cuál es el voltaje de pico?
Solución. De la Ecuación (5-1),
V P = 0,55(20 V) + 0,6 V = 11,6 V.
En este caso, 1 deberá ser mayor que 11,6 V para poder disparar el UJT.
Refirámonos nuevamente al circuito de la Figura 5-1 (b). El condensador comenzará a cargarse
a través de R E en el instante mismo que se cierre el interruptor. Dado que el condensador está
conectado entre E y B l , cuando su voltaje alcance 11,6 V el UJT disparará (asumiendo >7 =0,55 co-
mo en el Ejemplo 5-1). Esto permitirá que la carga almacenada en las placas de C E se descargue
rápidamente a través del UJT. En la mayoría de las aplicaciones con UJT, este pulso de corriente de
E a JBl representa la salida del circuito. Este pulso de corriente puede ser utilizado para disparar
un tiristor*, o para poner en CONDUCCION un transistor, o simplemente para producir un voltaje
en bornes de una resistencia intercalada entre base 1 y tierra.
5- 1-2 Curvas características voltaje-corriente del UJT

Hay una cierta resistencia interna que existe entre los terminales de base B 2 y Bl. Esta
resistencia es del orden de 5 a 10 K ohmios en la mayoría de los UJT y se representa en la Figura 5-
2(a) por. r BB. En la estructura física de un UJT, el terminal de emisor toca el cuerpo del UJT en un
sitio entre el terminal B 2 y el terminal B l . Por consiguiente, se forma un
Término genérico que encierra a los SCR y t.riacs.

166 / E l U J T
divisor de voltaje, dado que r H B queda dividido en dos partes, r B 2 y r B l . Esta construcción se
muestra en el circuito equivalente de la Figura 5-2(a). El diodo en esta figura indica que el emisor
es material tipo p, mientras que el cuerpo del UJT es material tipo n . Por tanto entre el terminal
de emisor y el cuerpo del UJT se forma una unión p n .
Figura 5-2. (a) Circuito equivalente de un UJT. La resistencia total entre B 2 y B 1 se

denomina r H ¡ ¡ . Está dividida en dos partes, r62 y r B ¡ . El emisor está conectado a la
unión de r B 2 y r B t por medio de un diodo, (b) Curva característica voltaje versus
corriente de un UJT ( V E B l vs. /£). Los cuatro puntos importantes en esta curva se
denominan voltaje de pico ( V D ) , corriente de pico (7 P), del voltaje de valle (Vj,), y
corriente de valle (/J.
(a)
(b)
Teoría y operación de los UJT / 167
El voltaje total aplicado, V B 2 B i , está dividido entre las dos resistencias internas r B 2 y r B,. La
porción de voltaje que aparece a través de ' r B l está dada por:
V =
r
rtii + rB
la cual es simplemente la ecuación de un divisor de voltaje en serie, apli cada al circuito de la Figura
5-2(a).
Para disparar el UJT, el voltaje de£a5l debe ser lo suficiente para polarizar directamente el
diodo en la Figura 5-2(a) y entregar una pequeña corriente al terminal de emisor. El voltaje V E B x
necesario para realizar esto, debe ser igual a la suma del voltaje directo en el diodo, más la caída de
voltaje a través de r B 1 ó:
=
VEBI FD + -------------------4“ FB l B \ t
t Bl ‘ *Bl
para poder disparar el UJT. Comparando esta expresión con la Ecuación (5-1) se encuentra que la
relación entre contactos no es otra cosa que la relación de r B X con la totalidad de la resistencia
interna, o:
n =__ ' Bl (5-2)

rB\ + rB
La resistencia interna total, r B B , se denomina resistencia interbase.
Ejemplo 5-2
a. Si el UJT en la Figura 5-l(b) tiene una resistencia r Bl de 6,2 K y una resistencia rB2 de 2,2 K, ¿cuál
es la relación entre contactos?
b. ¿Cuál es la magnitud del voltaje de pico?
Solución
a. De la Ecuación (5-2),
rB i 6,2 K ._
n _
rB¡ + rB2 ~ 6,2 K + 2,2 K. ~ °’74’
b. De la Ecuación (5-1),
VP = (0,74)(20 V) + 0,6 V = 15,4 V.
El mecanismo por el cual el UJT se dispara, se muestra en la Figura 5 2(b). Cuando el voltaje
de emisor a base 1 alcanza el voltaje de pico Vp y comienza a fluir una pequeña corriente, el UJT
“cae bruscamente” a un pequeño voltaje entre los terminales de emisor y base 1. Este pequeño vol-
taje se denomina voltaje de valle y se simboliza por Vv en la Figura 5-2(b). Esta caída brusca ocurre
debido al drástico crecimiento del número de portadores de carga disponibles en la región de Bl
cuando la corriente de emisor comienza a fluir hacia el cuerpo del dispositivo. Visto de fuera,
aparece como si rB, cayese casi a cero ohmios en un tiempo muy pequeño.
Es conveniente pensar en rH, como una resistencia cuyo valor varía drásticamente, desde su
valor original en estado de CORTE a un valor
168 / E l U J T
cercano a cero ohmios. El valor de la resistencia r B 2 , por el contrario, permanece fijo en su valor
original de estado de CORTE. Cuando r B l cae a un valor cercano a cero ohmios, el circuito emisor a
base 1 permite que un condensador externo vacie su carga a través del dispositivo. Dado que r B i
mantiene su valor original de alta resistencia durante este período, no se produce una corriente
instantánea grande proveniente de la fuente y de B 2 hacia Si.
El condensador se descarga rápidamente hasta el punto donde ya no puede entregar el mínimo
de corriente requerida para mantener el UJT en CONDUCCION. Esta corriente mínima requerida
se denomina corriente de valle y está simbolizada por Iv como se muestra en la Figura 5-2(b).
Cuando la corriente de emisor a base 1 cae por debajo de la corriente de valle, el UJT regresa al
estado de CORTE. Una vez esté nuevamente en CORTE, no fluye corriente de E hacia Bl y VEB
¡ nuevamente comienza a aumentar hasta VP, para disparar el UJT por segunda vez.
5- 2 OSCILADORES DE RELAJACION CON UJT
El oscilador de relajación es el corazón de la mayoría de los circuitos temporizadores y osciladores

que utilizan en UJT. Es esencialmente el mismo circuito que se muestra en la Figura 5-1 (b), excepto
que se adicionan resistencias en los terminales 52 y fil para así obtener señales de salida. Estas
resistencias externas son pequeñas comparadas con la resistencia interna del UJT, rHB. Las
resistencias externas usualmente se simbolizan como R2 y SI. Las magnitudes típicas de dichos
componentes para un oscilador de relajación se dan en la Figura 5-3(a).
El oscilador funciona según el principio discutido en la Sección 5-1. Cuando se aplica la fuente,
CE se carga a través de RE hasta que su voltaje alcance el valor VP. En este momento, el UJT se
disparará, siempre y cuando Rt: no sea demasiado grande. La limitación en RE es necesaria porque
se debe entregar una cierta corriente mínima de la fuente al emisor, para poder que el UJT se
dispare una vez se alcance Vp. Dado que esta corriente debe llegar al emisor a través de R[:, el valor
de Rf: debe ser lo suficientemente pequeño para permitir el paso de la corriente mínima necesaria.
Esta corriente mínima se denomina punto de corriente de pico o simplemente corriente de pico
simbolizada por IP, y es del orden de algunos microamperios para la mayoría de los UJT. IP se
muestra gráficamente en la curva característica de la Figura 5-2(b).
La ecuación que da el máximo valor permitido de RF se obtiene fácilmente aplicando la ley de
Ohm al circuito de emisor.
R (5-3)
•^máx
En la Ecuación (5-3) Vs representa el voltaje de la fuente de. La cantidad V s - V p es el voltaje

disponible a través de R E en el instante del disparo.
Cuando el UJT se dispara, la resistencia interna r B, cae a un valor cercano a cero, permitiendo que
circule un pulso de corriente desde la placa
Vs
' VB,
-i____l\___ll_
(b)
-Figura 5-3. (a) Diagrama esquemático de un oscilador de relajación. Para un UJT dado ( r ;
dado), la frecuencia de oscilación depende de R F y C F . (b) Forma de onda del voltaje de base 1
a tierra (V,,,! para el oscilador de relajación, (c) Forma de onda del voltaje de base 2 a tierra
( ¿ ) . (d) Forma de onda del voltaje de emisor a tierra (V,,-).
169
170 / E l U J T
superior de C E hacia R { . Esto hace que aparezca un pulso de voltaje en el terminal 51, tal como se
muestra en la Figura 5-3(b). Simultáneamente con la aparición del pulso positivo en 51, aparece una
caída negativa en 52. Esto sucede porque la intempestiva caída de r B 1 produce una súbita reducción
de la resistencia total entre V s y tierra y en consecuencia un aumento de la corriente a través de R2 .
Este aumento en la corriente hace que se incremente la caída en R 2 , creando un pico de caída
negativo en el terminal 62, tal como se muestra en la Figura 5-3(c).
En el terminal de emisor, se produce una onda en diente de sierra, y se muestra en la Figura 5-
3(d). El diente de sierra no es lineal en su rampa de subida, dado que el condensador no se carga a
una rata constante. También, la parte baja de la onda no es exactamente cero voltios. Hay dos razo-
nes para esto:
a. El voltaje de emisor a base 1 nunca alcanza 0 V, únicamente el valor V v , como lo indica la

Figura 5-2(b).
b. Siempre existe alguna caída de tensión a través de j, debido a la corriente que fluye a través del
cuerpo del UJT. Es decir, siempre existe un camino para la corriente desde la fuente, a través de
R ¿ , a través del cuerpo del UJT y a través de 6, hacia tierra.
Sabemos, de una discusión anterior, que en un oscilador de relajación RE no debe ser muy
grande, de lo contrario el UJT estará inhabilitado para el disparo. Igualmente, hay un límite que
indica qué tan pequeña puede ser RE para garantizar que el UJT regrese a su estado de CORTE,
después de dispararse. Recordemos que la razón por la cual el UJT regresa a su estado de CORTE
es que el condensador se descarga a tal punto, que no puede entregar una corriente de emisor igual
a Iv, la corriente de valle |ver Figura 5-2(b)]. Esto implica que el UJT no debe estar habilitado para
drenar una corriente de emisor a través de una RE cualquiera. Por tanto, RE debe ser lo
suficientemente grande para impedir el paso de una corriente igual a Iv. La ecuación que permite
calcular este valor mínimo de RE, es
la cual es simplemente la ley de Ohm aplicada al circuito de emisor. La cantidad Us-V\, es el voltaje
aproximado a través de RE después del disparo. Esta expresión es cierta, dado que después del
disparo, el voltaje de emisor a tierra cae casi a Vv (despreciando el pequeño voltaje a través de 6,).
La frecuencia de oscilación de un oscilador de relajación del tipo mostrado en la Figura 5-3(a)
viene dada aproximadamente por:
f- 1 ... ]
J
T RECE (5-5)
La Ecuación (5-5) es bastante aproximada, siempre y cuando el UJT tenga un r¡ del orden de 0,63,
lo cual es generalmente el caso. A medida que esté por encima o por debajo de 0,63, la Ecuación (5-
5) es menos precisa.
Una manera intuitiva de ver la Ecuación (5-5) es recordando que un circuito RC se carga a un 63U
de la totalidad del voltaje aplicado en una cons
Osciladores de relajación con UJT / 171
tante de tiempo. Si >/= 0,63, CE debe cargarse casi a un 63% de Vs para poder disparar el UJT. Para
esto requiere un tiempo de carga igual a una constante de tiempo, o, en otras palabras:
l carga — R E ^ E - (5-6)
Dado que el disparo y consiguiente CORTE son ambos muy rápidos compa rados con el tiempo de
carga, el período total de oscilación es casi igual a RE CE . La frecuencia es el inverso del período, de
modo que la Ecuación (5-5) es válida.
La relación entre contactos de un UJT es bastante estable a cambios de temperatura, varía
menos de un 10% en un rango de temperatura de operación de — 50°C a + 125°C en un UJT de
buena calidad. Los osciladores de relajación pueden construirse con una estabilidad en frecuencia
del 1% en el mismo rango de temperatura si se ajusta adecuadamente el valor de R.¿ de la Figura 5-
3(a). La relación entre contactos tiende a decrecer cuando aumenta la temperatura, mientras que la
resistencia interna total r B B , tiende a aumentar con aumentos en la temperatura. La resistencia
externa R2 es constante con cambios en la temperatura, de modo que el voltaje entre los terminales
de base, V B 2 B i , aumenta con aumentos de temperatura, dado que r B B es una gran porción de la
resistencia total entre Vs. y tierra. Por tanto, VÍ2BI> aumenta a medida que r j disminuye. Estos dos
efectos tienden a cancelarse si R 2 está adecuadamente seleccionada. Bajo estas condiciones V p se
mantiene constante. Si V P es constante, la frecuencia de oscilación también es constante, dado que
C E siempre deberá cargarse al mismo valor para disparar el UJT sin importar la temperatura.
La estabilidad de grupo, es decir, la variación entre UJT del mismo número y tipo, no es tan
buena como su estabilidad con temperatura. Dos UJT supuestamente idénticos, pueden tener
relaciones entre contactos que difieren en un 30% o más. Por esta razón, los osciladores de
relajación con UJT contienen algún tipo de ajuste fino si se necesita una frecuencia de oscilación
precisa. Esto se consigue fácilmente conectando un potenciómetro en serie con R E .
Ejemplo 5-3
Refirámonos al oscilador de relajación de la Figura 5-3. Asumamos que el UJT tiene las
siguientes características:
r ¡ = 0,63, r B B = 9,2 K, V v = 1,5 V, r Bi = 5,8 K,
I P = 5 //A,
r B 2 = 3,4 K, I v = 3,5 mA.
a. Encuentre V P
b. ¿Cuál es aproximadamente la frecuencia de salida?
c. Probar que una R E de 10 K está en el rango aceptable. El rango es R E min < R E < R E máx
d. Describa la forma de onda que aparece a través de fi,. ¿Qué tan grandes son los picos?
¿Qué voltaje aparece a través de R t durante el tiempo que el UJT está en CORTE?
172 / El UJT
Solución
a. De la Ecuación (5-1)
V P = (0,63)(Efi2fi!) + 0,6 V.
El voltaje de base 2 a base 1 puede encontrarse por la proporción:
VMB I _ rBB __________________________ r_¿B___________
E, ^totai Ei ~r r BB + R!
yBi \ B 9200 n
24 V 470 Q + 9200 Q + 100 Q’
V B 2 B I = 22,6 V.
Por tanto,
E, = (0,63)(22,6 V) + 0,6 V = 14,8 V.
b. Dado tj =0,63, la Ecuación (5-5) predice con bastante precisión, una frecuencia de
oscilación de:
1 1 (10 K)(0,2 [j,F) 2
/= 500 Hz.
x lo"3
c. De la Ecuación (5-3),
_ V s — V P ____24 V - 14,8 V
= 1,84 M.
Ir 5 ¡J. A
De la Ecuación (5-4),
24 V - 1,5 V
6,4 K.
3,5 mA
El valor de R E de 10 K utilizado, se encuentra en el rango de 6,4 K a 1,84 M, luego, es

aceptable. Esto permitirá un flujo de corriente de emisor suficiente para disparar el UJT, pero
no lo suficiente para impedir su paso al estado de CORTE.
d. El valor máximo del pico a través de R¡ viene dado aproximadamente por:
Vp, = V P - V y = 14,8 V - 1,5 V = 13 3 V.
Esta ecuación es válida porque el voltaje en el condensador siempre es igual al voltaje del
emisor a base 1 más el voltaje a través de ñ,. En el instante del disparo, el voltaje en el
condensador es igual a Vp, y el voltaje de emisor a base 1 es aproximadamente igual a V .
Naturalmente, el valor de pico de V R ¡ ocurre en el instante mismo del disparo del UJT, de
modo que puede calcularse por la ecuación inmediatamente anterior.
El nivel de voltaje al cual VR, regresa cuando el UJT pasa a CORTE puede calcularse por la
fórmula de división en un circuito serie:
VR, VS
R1 Rtotal
E*, _________24V__________
100 O ~ 470 Í2 + 9200 Q + 100 Q’
E*. = 0,25 V.
La forma de onda de V R, puede describirse por tanto como una onda de voltaje con un valor
mínimo de 0,25 V en la cual se suceden picos de subida con un máximo de 13,3 V, los cuales
ocurren a una frecuencia de 500 Hz.
r
Circuitos de tiempo con UJT / 173
5-3 CIRCUITOS DE TIEMPO CON UJT
5- 3-1 Relé temporizado con UJT

La Figura 5-4 muestra un ejemplo de un circuito de tiempo con UJT para retardar la acción de
un relé. En este circuito, la alimentación de voltaje se aplica a la carga cuando acciona el relé CR.
Esto ocurrirá un cierto tiempo (ajustable) después de cerrarse SWl. El retardo se ajusta, ajustando
R E í i . El circuito trabaja como sigue.
Cuando SWl se cierra, se aplican los 24 V al extremo superior de R 3 , una cierta cantidad de
corriente comienza a fluir hacia la bobina del relé CR. R3 se ha calculado de tal manera que su
corriente no es lo suficiente para accionar el relé, pero es lo suficientemente grande para
mantenerlo energizado una vez haya sido accionado. Esto es posible debido a que la corriente de
mantenimiento es generalmente la mitad de la corriente necesaria para accionarlo. Es decir, la
bobina de un relé, la cual requiere una corriente de 0,5 A para mover la armadura y de hecho
conmutar los contactos, requerirá solamente 0,25 A para mantener el cierre de los contactos.
El condensador CE dé\20 gF se carga a través de RE/ y del potenciómetro Re¡1 de 1 M, a una rata
determinada por el valor seleccionado de R E u . Cuando C E alcanza un alto voltaje suficiente, el
UJT se dispara, llevando la carga del condensador hacia la bobina del relé C R . Esta corriente es
suficiente para energizar la bobina, accionando C R . El pulso de corriente en la bobina cesa casi
inmediatamente, pero ahora la corriente por R 3 es suficiente para mantener energizado el relé. El
contacto N.A. de C R se cierra y aplica la alimentación a la carga. El tiempo de retardo
Figura 5-4. Circuito de tiempo con UJT. El relé C R se acciona un cierto tiempo después del
cierre del interruptor. El tiempo de retardo puede variarse por medio del potenciómetro R E v .
+24 V o----------o —---------------------------------------------__________
SW1
CR
UJT
20 pF
10 M
174 / El UJT
está dado por la Ecuación (5-6):
f — (R EJ ó- ^£,)C£.
5- 3-2 Monoestable mejorado utilizando un UJT
En la Sección 3-10, encontramos los monoestables, y vimos algunas de sus aplicaciones en

circuitos digitales industriales. En la Figura 3-18 se introdujo un método para construir
monoestables. Este diseño es adecuado en la mayoría de las aplicaciones de monoestables, pero tiene
dos inconvenientes:
a. Cuando se completa el pulso de salida, el monoestable no está inmediatamente listo para ser
disparado nuevamente. Tiene un cierto tiempo de recuperación distinto de cero. El tiempo de
recuperación es el tiempo que debe transcurrir entre la terminación de un pulso de salida y la
llegada de un nuevo pulso de disparo.
b. Es difícil, con este diseño, conseguir tiempos largos de encendido. No pueden conseguirse pulsos
de salida mayores a pocos segundos.
Refirámonos a la Figura 3-18 y veamos que estos problemas existen realmente. Veamos la
razón del problema a.
En el instante que termina el pulso de salida, el voltaje a través de C es cercano a cero. De
hecho, es casi 0,6 V, con su terminal positivo a la derecha, lo suficiente para polarizar directamente
la unión base emisor de T 2. En este instante, T 2 entra en CONDUCCION y T¡ en CORTE. Cuando
esto sucede, C comienza a cargarse a través de R c , a través de la unión base- emisor de T 2 y a tierra.
Hasta cuando el condensador no se cargue completamente, el monoestable no está listo para ser
disparado nuevamente. Es decir, C debe cargarse a un voltaje igual a V s — 0,6 V, con su borne
positivo a la izquierda, antes que el monoestable pueda dispararse nuevamente. Si un pulso de
disparo llega al monoestable antes que el condensador se haya cargado completamente, el pulso de
salida resultante será muy corto.
Para la carga completa de C, debe transcurrir un tiempo igual a cinco constantes de tiempo.
Por tanto, el tiempo de recuperación viene dado por:
'r.c = 5(RCl)C.
Veamos la razón del problema b. La duración del pulso de salida (tiempo de encendido) es igual
al tiempo que toma C en descargarse cuando CONDUCE. El camino de descarga es hacia abajo de
Vs, a través de R B 2 , a través de C, a través de T,, hacía tierra. Cuando C se ha descargado a 0 V y ha
cambiado de polaridad (casi 0,6 V como se mencionó), pone en CONDUCCION a T 2 . Cuando T 2
entra en CONDUCCION, el monoestable regresa a su estado estable y se termina el pulso de salida.
Por tanto, las magnitudes de C y de R b2 determinan la duración del pulso de salida.
Para obtener pulsos de salida de larga duración, cualquiera de los dos C ó R b 2 O ambos deben
aumentar su valor. Sin embargo, sabemos de una discusión anterior que a medida que C se aumenta,
se aumenta el tiempo de recuperación. Por tanto, C debe mantenerse en un valor razonablemente
bajo. En cuanto a R p2 se refiere, no puede hacerse tan grande como que-
Circuitos de tiempo con UJT / 175
ramos, dado que puede impedir el paso de T 2 a saturación. Para que pase suficiente corriente de
base para saturar a T2, R b2 debe mantenerse en un valor razonablemente bajo. Dado que tanto C
como R B2 deben mantenerse en valores bajos, es por tanto imposible conseguir tiempos de encen-
dido largos.
Estos dos problemas pueden eliminarse si se utiliza el monoestable mejorado que se muestra en
la Figura 5-5, el cual contiene un UJT.
Veamos como funciona. En estado estable, T 2 está en CONDUCCION y Tj se mantiene en
CORTE. La razón por la cual T 2 está en CONDUCCION y no 71 j es que R B 2 es más pequeña que
R B 1 (10 K comparada con 56 K). Esto asegura que T 2 entre en CONDUCCION y su colector a 0V
mantiene a CORTADO. El hecho que el colector de T 2 esté a 0 V significa que el condensador C E
está completamente descargado.
Cuando llega un pulso de disparo al terminal de disparo, T l es llevado al estado de
CONDUCCION. Esto hace que T 2 pase a CORTE porque el colector de T x cae a 0 V. Cuando T 2
pasa a CORTE, su colector sube rápidamente a un voltaje casi igual a V s , por consiguiente, el pulso
de salida aparece en el terminal Q. Cuando esto sucede, C E comienza a cargarse. Su camino de
carga es partiendo de Vs, a través de R c 2 , a través de R e , y hacia C E . Cuando V CE alcanza el voltaje
de pico del UJT, el UJT se dispara. Este disparo produce un pulso de salida en i?! en la base 1 del
UJT. Este pulso positivo es realimentado a la base de T 2, lue-
Figura 5-5. Monoestable construido con un UJT. Este monoestable es superior al

monoestable de la Figura 3-18, dado que tiene un tiempo de recuperación igual a
cero y puede entregar pulsos de salida de larga duración.
Vs
176 / El UJT
go, lo hace regresar a CONDUCCION. El pulso de salida del monoestable termina en este instante.
Ahora preguntémonos si este circuito adolece de las inconveniencias del circuito de la Figura 3-
18. ¿Es necesario que transcurra un tiempo de recuperación para que el monoestable pueda ser
disparado nuevamente? La respuesta es no, porque el único condensador en el circuito, C E , está
completamente descargado y listo para cargarse nuevamente cuando se le requiera. (C E se descarga
completamente a través del circuito de E a 51 del UJT.)
¿Existe un límite en el tiempo de encendido? Nuevamente la respuesta es no, porque ahora el
tiempo de encendido está determinado por R E y C E . Estos componentes pueden escogerse de valores
altos sin que se produzcan efectos contrarios en el resto del circuito. Los valores de R E y C E dados
en la Figura 5-5 producirán un tiempo de encendido de cerca de 30 seg., dado que el tiempo para
alcanzar V P es casi una constante de tiempo, o:
t f = (1,5 M)(20 fi¥)

= (1,5 x 106)(20 x 10-6) = 30 seg.
5- 4 USO DEL UJT EN CIRCUITOS DE DISPARO DE LOS SCR
El UJT es casi el dispositivo ideal para el disparo de los SCR. La mayoría de los principios de
disparo del UJT discutidos en este capítulo en asocio con los SCR, se aplican igualmente bien a los
triacs, como veremos en el Capítulo 6.
Hay varias razones para la compatibilidad entre los UJT y los SCR:
a. El UJT produce una salida tipo pulso, la cual es excelente para efectuar con seguridad el paso a
CONDUCCION de un SCR sin que se exceda la capacidad de disipación de potencia de la puerta
del SCR.
b. El punto de disparo del UJT es prácticamente estable en un amplio rango de temperatura.
Puede hacerse más estable con un pequeño esfuerzo, como se explica en la Sección 5-3. Este hecho
anula la inestabilidad en temperatura de los SCR.
c. Los circuitos de disparo con UJT se facilitan para el control realimentado. A medida que
avancemos, exploraremos estos métodos de control.
5- 4-1 Circuito de disparo con UJT (sincronizado con la

línea) para un SCR
El método clásico para disparar un SCR con un transistor monojuntura, se muestra en la
Figura 5-6(a). En este circuito, el diodo zener DZl recorta la forma de onda de VL, al voltaje zener
(generalmente del orden de 20 V para ser utilizado con una fuente ac de 120 V) durante el semiciclo
positivo de la línea ac. Durante el semiciclo negativo, DZl está directamente polarizado y mantiene a
V s cercano a 0 V. La forma de onda de Vs se muestra en la Figura 5-6(b).
Carga
(c)
Figura 5-6. (a) Un UJT utilizado para disparar un SCR. Cuando el UJT se dispara,
dispara al SCR. El ángulo de disparo se ajusta por medio de R e . (b) Forma de onda
de V s . Es casi una onda cuadrada perfecta, (c) Forma de onda de V R1, la cuál se
aplica a la puerta del SCR. El voltaje residual de V R t (voltaje entre picos) debe ser
menor que el voltaje de puerta necesario para cebar el SCR. (d) Forma de onda del
voltaje en la carga, con un ángulo de disparo del orden de 60°.
177
178 / El UJT
Una vez se ha estabilizado el voltaje de V s , lo cual ocurre prontamente cuando la línea ac cruza
por cero hacia positivo, C E comienza a cargarse a través de R e. Cuando C E alcanza el valor de pico
del UJT, el UJT se dispara, produciendo un pulso de voltaje a través de R t. Este pulso ceba al SCR;
de este modo hace que fluya corriente por la carga durante el resto del semiciclo positivo. Las
formas de onda de VR| y Vcarga se muestran en las Figuras 5-6(c) y (d) respectivamente.
Este circuito proporciona una sincronización automática entre el pulso de disparo del UJT y la
polaridad del SCR. Es decir, cada vez que el UJT entregue un pulso, hay garantía de que el SCR se
encuentra con el voltaje de ánodo a cátodo en la polaridad correcta, para que pase al estado de
CONDUCCION. Un oscilador de relajación simple y alimentado con una fuente de, no proporciona
dicha sincronización; los pulsos del UJT tienen la misma probabilidad de ocurrencia tanto para el
semiciclo negativo como para el positivo. Desde luego, los pulsos que ocurran durante el semiciclo
negativo, serán inútiles.
La potencia en la carga se controla por medio del potenciómetro R B . Cuando R E es baja, C E se
carga rápidamente, lo cual produce un disparo temprano del UJT y de hecho del SCR. Cuando R E
es grande, C E se carga más lentamente, lo cual produce un disparo retardado y de hecho un bajo
promedio de corriente de carga.
5- 4-2 Magnitud de los componentes de un circuito de

disparo con UJT
En el circuito de la Figura 5-6(a), se debe tener especial cuidado en la selección de R { . El valor
de R, debe mantenerse tan bajo como sea posible y a la vez que sea capaz de generar un pulso de
voltaje suficiente para cebar realmente al SCR. Hay dos razones para esto:
a. Aún después de disparado el UJT, hay flujo de corriente a través de R i t debido a la conexión
entre el cuerpo del UJT y V s . Esta corriente fácilmente puede alcanzar varios miliamperios dado
que la resistencia de CORTE del UJT, r B B , es solamente del orden de 10 K. Esto se muestra por la
ecuación siguiente:
20V
/ ^ 2mA
* l R 2+ r M + l O K ~ Z m A
En este cálculo, R[ y R 2 se han despreciado, dado que siempre son pequeñas comparadas con r BB.
Debido a esta corriente no despreciable, R, debe mantenerse en un valor bajo, para que el voltaje en
sus terminales, el cual se aplica a la puerta del SCR, sea también bajo. De otra forma, el SCR puede
cebarse inadvertidamente.
b. Con un valor pequeño de R,, hay menos posibilidad que un pulso de ruido pueda cebar
falsamente al SCR. Las fuentes externas de ruido (la armadura de motores de, soldadores, cajas de
control, etc.), crean señales de ruido indeseables, las cuales pueden hacer que suceda esto. Las resis-
tencias de valor pequeño son menos propensas a captar señales de ruido que las de gran valor.
Específicamente, cuando R, se mantiene en valores bajos, hay menos posibilidad que una señal de
ruido que aparezca en ella pueda disparar el SCR.
Uso ded UJT en circuitos de disparo de los SCR / 179
Un método para seleccionar los componentes de la Figura 5-6(a) se presentará enseguida.

Asumamos que el UJT es del tipo 2N4947, el cual tiene las características típicas siguientes a una
tensión de alimentación de 20 V:
r BB = 6 K, I y = 4 mA,
rj = 0,60, V v == 3 V,
I P = 2 nA.
Si DZ1 tiene un voltaje de ruptura zener de 20 V, entonces la corriente a través de antes del
disparo está dada por:
/_ 20 V
Ri + r B B + R¡
Nuevamente despreciando. R 2 y R j, dado que son pequeñas comparadas con r BB, la corriente vale
aproximadamente:
20 V 20 V 3,3 mA
r BB 6 K.
Dado que la mayoría de los SCR se ceban a un V aK del orden de 0,7 a 1,0 V, es por tanto
razonable hacer que V B [ no sea mayor que 0,3 V mientras el UJT está esperando la señal de disparo.
Esto nos da un margen de ruido del orden de 0,4 V (0,7 V — 0,3 V), el cual es generalmente ade-
cuado. Por tanto:
V* . 0,3 V I B ¡ 3,3
R. ioo a.
mA
Como se explicó en la Sección 5-3, R E debe ser lo suficientemente pequeña para permitir la
circulación de la corriente necesaria, I P , hacia el emisor para disparar el UJT. También R E debe ser
lo suficientemente grande para impedir que el UJT quede enganchado; es decir, R E no debe permitir
que por el emisor circule una corriente igual o mayor a la corriente de valle, I v , después que C E se
haya descargado. Si una corriente igual a I v continúa fluyendo, el UJT no regresará al estado de
CORTE y se dice que está enganchado.
20 V - 3 V
4,25 K
4 mA
lo cual significa que R E debe ser mayor que 4,25 K para garantizar el CORTE del UJT.
Es necesario hacer notar para el circuito de la Figura 5-6(a), que el enganche del UJT no puede
durar más allá de un semiciclo, puesto que V s desaparece cuando la línea ac se invierte. Sin embargo,
aún un enganche durante medio ciclo es indeseable debido a que podría resultar en una co rriente de
puerta hacia el SCR en forma continua durante la totalidad del ángulo de conducción. Este efecto
hace que se incremente la disipación de potencia de la puerta y podría producir daño de la puerta del
SCR por acción térmica.
180 / El UJT
Siguiendo, encontramos que V p está dado por la Ecuación (5-1):

V P = nV B ÍB x + V D = (0,60)(20 V) + 0,6 V = 12,6 V,
donde V B 2B l ha sido tomado como 20 V, lo cual es bastante correcto debido a los valores de R 2 y Ri-
20 V - 12,6 V = 3,7 M,
2nA
lo cual significa que R E debe ser menor que 3,7 M para poder que entregue suficiente corriente al
emisor para el disparo del UJT.
El valor de R E , puede calcularse promediando R E m i n y RE m é tX . este valor de hecho es adecuado,
tendríamos entonces:
4,25 K + 3,7 M
RE 1,85 M.
2
Sin embargo, en situaciones en las cuales se desea encontrar el valor ópti mo entre dos valores que
difieren en varios órdenes de magnitud, se acostumbra a tomar la media geométrica, en lugar del
promedio (la media aritmética). Haciendo esto tenemos:
R E = VWZMZJ = V(4,25 X 103)(3,7 X 10*)

= 125 K.
El potenciómetro de valor estándar más cercano es 100 K, de modo que
R E . = 100 K.
Para calcular el valor correcto de C E , se admite que cuando toda la resistencia variable esté en
el circuito, el tiempo de carga para alcanzar V P será casi igual a la mitad del periodo de la línea ac
(tiempo de un semiciclo). Esto nos permitirá un amplio rango de ajuste en el ángulo de disparo.
El tiempo de carga para V P se dá aproximadamente por medio de la Ecuación (5-4). En una
línea ac de 60 Hz, el tiempo de un semiciclo es del orden de 8 mseg, luego:
R E ....,C B = 8 X 10'3,
o,
~ 8 X 10"3 ,, n7, T-.
c 073
*" norrio! = °’ "R
El valor estándar más cercano es C E = 0,068 ^F.
R 2 es difícil de calcular y generalmente se determina experimentalmente o con ayuda de
gráficas. Para la mayoría de los UJT, la mejor estabilidad con temperatura se consigue con un valor
de R 2 comprendido entre 500 0 y 3K. Las hojas de características detalladas que proporciona el
fabricante, contienen gráficos los cuales ayudan al usuario a la escogencia de R 2 para una respuesta
deseada con la temperatura. En la mayoría de los casos, se consigue buena estabilidad cuando R 2 = 1
K.
Una manera para determinar el valor de DZ1 y R d es como sigue. Asumamos que DZl es un
diodo zener de no más de 1 W. Esta es una condi
Uso del UJT en circuitos de disparo de los SCR / 181
ción razonable dado que las características de regulación del zener tienden a inclinarse a grandes
márgenes de potencia, y su costo aumenta considerablemente.
Si DZl puede disipar una potencia promedio de 1 W, puede disipar casi 2 W durante el
semiciclo positivo, porque la potencia disipada durante el semiciclo negativo es despreciable, debido
a la pequeña caída de voltaje cuando el diodo se polariza directamente (P — VI). Por tanto, la
corriente promedio permitida por el zener durante el semiciclo positivo será:
/ = í*™* = |__W _ '°0mA
R á debe seleccionarse de tal manera que no deje pasar más de 100 mA, en promedio, durante el
semiciclo positivo. En una aproximación aceptable, el voltaje promedio a través de R d durante el
semiciclo positivo será de 100 V, porque:
Vlinea— V, = 120 V - 20 V = 100 V.

Por tanto,
100V
R¿ =
100 mA ~
Naturalmente, R d debe escogerse de mayor valor, para así obtener un margen de seguridad. Si un
margen de seguridad en la disipación de potencia de 2 a 1 se considera aceptable, esto nos lleva a
hacer una escogencia:
Rd = 2,2 K.
El rango de potencia de R d puede determinarse asumiendo una caída de 100 V rms a través de
la resistencia.
, _ V1 _ (100)2 4,5 W
Rd 2,2 K
Esto nos lleva a seleccionar una resistencia de 5 W, que es el valor estándar más cercano por encima
de 4,5 W. Desde luego, todos estos cálculos son aproximados y deberán probarse experimentalmente.
5- 4-3 Circuito de conmutación secuencial que utiliza UJT para

el control de puerta
Un ejemplo interesante de la combinación UJT-SCR es el circuito de conmutación secuencial
que se muestra en la Figura 5-7. En este circuito, las tres cargas son energizadas en secuencia, y cada
una se energiza por un determinado período de tiempo. Los tiempos pueden variarse indivi-
dualmente. Es decir, sería posible tener la carga 1 energizada durante 5 seg, después de los cuales se
desenergizaría la carga 1 y se energizaría la carga 2 durante 10 seg, después de los cuales la carga 2
se desenergizaría y la carga 3 se energizaría durante 7 seg. Los tiempos de 5, 10, y 7 seg pue den
ajustarse independientemente.
Este circuito trabaja de la manera siguiente. La secuencia comienza cuando se aplica un pulso
positivo en el terminal START que aparece aba-
18
2
1.0 A»F NP 1.0 pF NP 1.0 MF NP
Figura 5-7. Circuito de conmutación secuencial que utiliza pares UJT- SCR. Cuando un
UJT se dispara, hace que el SCR siguiente se cebe. Cuando el SCR se ceba, conecta un
condensador de conmutación cargado, entre los terminales principales del SCR
precedente, con lo cual, lo BLOQUEA.
Uso del.UJT en circuitos de disparo de los SCR / 183
jo a la izquierda en la Figura 5-7. Esto produce un voltaje entre puerta y cátodo del SCRl, y el SCR
se ceba. Cuando el SCR1 se ceba, se energiza la carga 1 porque el extremo superior está conectado a
-f 48 V y su terminal inferior está conectado a tierra a través del SCR.
También cuando se ceba SCRl, el terminal izquierdo de C, es conectado a tierra a través del
SCR. El terminal derecho del condensador está conectado a través de la resistencia de la carga 2 a
los -f 48 V de la fuente. C ¡ se carga rápidamente a los 48 V porque la resistencia de carga es bas-
tante baja. La polaridad de la carga es con el mas en el lado derecho y el menos en el lado izquierdo.
Mientras por el SCRl y la carga 1 está circulando corriente, el transistor pnp también conmuta
al estado de CONDUCCION, debido a que la corriente de base fluye a través de la resistencia de
base de 33 K, a través del SCRl, a tierra. La red RC que incluye a CE1 se cargará hasta el voltaje de
pico del UJTl, haciendo que éste entregue un pulso de corriente a la resistencia de 68íl de su base 1.
Esto a su vez ceba el SCR2, energizando la carga 2. Cuando el SCR2 se ceba, el terminal positivo
(el derecho) de C, es conectado a tierra a través de SCR 2. El condensador se había cargado
previamente a 48 V, y dado que el condensador no puede descargarse instantáneamente, el potencial
de — 48 V del terminal izquierdo de C¡ se aplica al ánodo de SCRl. Esto efectivamente polariza
inversamente al SCRl durante un instante, lo lleva al estado de BLOQUEO y desenergiza la carga
1. El transistor Q, también es llevado a CORTE, de modo que C E! no puede cargarse nuevamente.
La acción que acabamos de mencionar se repite en la segunda etapa del circuito de
conmutación, con C E 2 que se carga a través de Q 2 a una rata determinada por el potenciómetro de 1
M en serie con C E2 ■ Cuando ha transcurrido el tiempo especificado, el UJT2 se dispara, lo cual ceba
el SCR3 y conecta los terminales de C 2 en paralelo con SCR 2. C 2 se cargó con el más a la derecha y
el menos a la izquierda, durante el tiempo que la carga 2 estuvo energizada, de modo que ahora
SCR2 es polarizado inversamente, y por tanto se BLOQUEA.
Cuando ha transcurrido el tiempo de energización de la carga 3, el UJT3 se dispara, haciendo
que SCR4 se cebe. El único propósito del SCR4 es conectar a C3 en paralelo con SCR3, para llevarlo
al estado de BLOQUEO. El SCR4 a su vez se BLOQUEA, después que termine el pulso de voltaje en
su puerta. Esto sucede porque la resistencia de 47 K en su terminal de ánodo es tan grande que la
corriente que circula a través de los terminales principales del SCR4 es menor que la corriente de
mantenimiento. Es decir:
r _ 48 V
AK
1 mA,
47 K
la cual está por debajo de la corriente de mantenimiento de un SCR de mediana potencia. La /Ho de
un SCR mediano es del orden de 10 mA, como se mencionó en la Sección 4-3.
El principio de operación de la Figura 5-7 puede extenderse fácilmente a cualquier número de
etapas. Tales circuitos podrían aplicarse fácilmente en una situación de control industrial en la cual
hay varias cargas que deben energizarse en una secuencia dada.
184 / El UJT
5- 4-4 Amplificador de salida lógico utilizando una

combinación UJT-SCR
En la Sección 2-8, discutimos los amplificadores de salida utilizados para interfazar un circuito
lógico de bajo voltaje y los dispositivos actuadores industriales. Como se mencionó, los
amplificadores de salida a menudo contienen un SCR con un UJT en su circuito de control de
puerta. Un diseño popular de tal amplificador de salida se muestra en la Figura 5-8(a).
Veamos cómo trabaja el amplificador de salida. Miremos primero el extremo derecho de la
Figura 5-8(a). La carga, en este caso una bobina sole- noíde, está conectada en la línea de potencia ac
y en serie con el puente rectificador, el cual está controlado por un único SCR. Por medio de este
método se pueden controlar ambos semiciclos de la línea ac, tal como se explicó en la Sección 4-6-3,
Figura 4-13(a). Recordemos que durante el semiciclo positivo de la línea ac, los diodos D¡ y D 3 están
polarizados directamente, y el SCR está también polarizado directamente y en capacidad de cebarse.
Si el SCR se ceba, el voltaje de la línea ac aparecerá a través de la carga por el resto del semiciclo
positivo. Durante el semiciclo negativo, los diodos D z y D 4 están polarizados directamente, y el SCR
está también polarizado directamente y en capacidad de cebarse. Por tanto, si se ceba, el voltaje
negativo de la línea ac aparecerá en terminales de la carga por el resto del semiciclo negativo.
^fuente Y
pulso de puerta
Uso del UJT en circuitos de disparo de los SCR / 185
(c)
v
v
carga
Figura 5-8. (a) Diagrama esquemático de un amplificador de salida lógico

que utiliza un UJT y un SCR. Cuando la línea de entrada pasa a nivel alto,
hace que el oscilador de relajación comience a oscilar a alta frecuencia, en-
tregando un tren de pulsos de puerta, poco espaciados, al SCR. (b) El tren
de pulsos de puerta, relacionados con la fuente ac de 115 V. (c) Forma de
onda de donde se muestra que el SCR se ceba prácticamente al comienzo
de cada semiciclo, (d) Forma de onda del voltaje en la carga.
La puerta del SCR se controla por medio de un transformador de pulsos. Los

transformadores de pulsos son transformadores diseñados especialmente para transformar pulsos
rápidos de voltaje. Frecuentemente se les encuentra en los circuitos de disparo de puerta de los SCR.
El devanado secundario del transformador se conecta entre la puerta y el cátodo del SCR. Por tanto,
si se produce un pulso de voltaje en el devanado secundario del transformador, el SCR pasará al
estado de CONDUCCION.
El devanado primario del transformador está conectado en el terminal de base 1 del UJT.
Luego, cuando el UJT se dispare, un impulso de corriente fluirá a través del devanado primario del
transformador. Este impulso crea un pulso de voltaje en el devanado secundario, el cual ceba al SCR.
El arreglo circuital de la Figura 5-8(aj'es un ejemplo de una situación en la cual la fuente de potencia
para el circuito de control de puerta no es la misma fuente que maneja la carga. En efecto, el circuito
de control de puerta está completamente aislado de los terminales principales del circuito. El
acoplamiento entre los dos circuitos, es el acoplamiento magnético entre los devanados primario y
secundario del transformador de pulsos. Esto proporciona las ventajas inherentes de un aislamiento
eléctrico entre un circuito de potencia ruidoso y el circuito electrónico de bajo voltaje.
El disparo de UJT se determina como siempre por R E y C E y la señal de entrada en el extremo
de R e . Si esta entrada es un nivel bajo, C E no puede cargarse, de modo que el UJT nunca se dispara.
En este caso, el SCR nunca se ceba, y la carga está desenergizada.
186 / El UJ7
Sin embargo, si la entrada de voltaje proveniente del circuito lógico es un nivel alto (+ 15 V en
este ejemplo), el circuito de emisor comenzará a cargarse con un tiempo de carga dado por la
Ecuación (5-6):
l carga “ EECE
= (10 K)(0,1 fj.F) = 1 mseg.
Por el tiempo que la señal de entrada permanezca en nivel alto, el circuito con el UJT operará como
un oscilador de relajación, produciendo pulsos de salida espaciados en casi 1 mseg. Estos pulsos de
salida crean continuamente pulsos de puerta para el SCR; de este modo le están continuamente
ordenando el cebado. La llegada continua de pulsos de disparo a la puerta, se ilustra en la Figura 5-
8(b).
Con esta cortina de pulsos de disparo llegando a la puerta del SCR, puede verse que el SCR es
forzado a CONDUCIR prácticamente al comienzo de cada semiciclo. Lo más tarde que entra a
CONDUCIR es 1 mseg después de iniciado el semiciclo; la mayor probabilidad es de que se cebe an -
tes que transcurra 1 mseg. No existe sincronización entre V A K y el circuito de control de puerta, pero
en este caso no es necesario.
La forma de onda del voltaje entre los terminales principales del SCR se ha dibujado en la
Figura 5-8(c), asumiendo casi 1 mseg de retardo entre el cruce por cero y el cebado. La forma de
onda resultante en la carga se muestra en la Figura 5-8(d). El resultado total es que la carga se
energiza cuando la señal de entrada pasa a nivel alto.
1. ¿El transistor monojuntura es un dispositivo de variación continua o un dispositivo de

conmutación? Explique.
2. En términos generales, ¿cuál es el rango de valores de p?
3. En el oscilador de relajación de la Figura 5-3, ¿qué efecto tendría en la frecuen cia de
oscilación el duplicar a C£? ¿El duplicar a /?,?
4. Explique por qué existe un límite máximo en el valor de la resistencia del circuito de
emisor de un UJT?
5. Explique porqué existe un limite mínimo en el valor de la resistencia del circuito de
emisor de un UJT.
6. ¿Por qué al intercalar una resistencia en el extremo B2 de un UJT en un oscilador de
relajación, la frecuencia de oscilación tiende a estabilizarse con cambios de la
temperatura? Explique los dos efectos de temperatura los cuales tienden a cancelarse uno
con otro.
7. La Ecuación (5-5) para un oscilador de relajación es aproximada solamente. Identifique
las dos razones por las cuales no es exacta.
8. En la Figura 5-4, del temporizador de relé con UJT, ¿cómo podría desenergizarse la
carga?
9. Cuando un UJT es utilizado para disparar un tiristor, tal como en la Figura 5-6, ¿por qué
es necesario limitar el valor de R¡?
10. ¿En el circuito de la Figura 5-6, el condensador C E comenzará a cargarse nuevamente,
inmediatamente después de disparado el UJT durante el semiciclo positivo? Explique.
11. En la Figura 5-7, C¡, C 2 y C3 están marcados no polarizados (NP). ¿Por qué deben ser no
polarizados?
12. En la Figura 5-7, los SCR 1 a 3 son CORTADOS conectándoles un condensador cargado
negativamente entre sus terminales de ánodo y cátodo. ¿Qué es lo que hace que el SCR4
se CORTE?
13. Explique detalladamente porqué el monoestable de la Figura 5-5 puede redispararse
inmediatamente después de encendido, a diferencia del monoestable de la Figura 3-18 el
cual no puede redispararse, sino hasta que haya transcurrido un cierto tiempo de
recuperación. Centre su explicación en C de la Figura 3-18 y C E de la Figura 5-5.
14. ¿Por qué es necesario que el oscilador de relajación en el circuito de control de puerta en
la Figura 5-8 tenga una alta frecuencia?
15. Es importante la relación de fase entre los devanados primario y secundario del
transformador de pulsos de la Figura 5-8(a). Explique qué sucedería si se cambia la fase.
16. En el circuito de la Figura 5-l(b), asuma que la relación entre contactos es 0,70. Calcule el
punto de voltaje de pico, V P .
17. En el oscilador de relajación de la Figura 5-3, si R E = 10 K, C E = 0,005 /¿F, y í/=0,63,
¿cuál es aproximadamente la frecuencia de oscilación? ¿Cuál sería el efecto en la
frecuencia si fuese mayor que 0,63? ¿Cuál el efecto si fuese menor que 0,63?
18. ¿Cuál es el mayor retardo posible en la Figura 5-4? Asuma t] — 0,63.
19. Para el monoestable de la Figura 5-5, calcule R e y C E para obtener un pulso de salida de
duración 5 seg. Asuma >7 = 0,63. ¿Es el valor de R c2 importante en la determinación del
tiempo de encendido?
20. En la Figura 5-7, suponga que los SCR tienen voltaje de disparo de puerta V GT = 0,7 V.
¿Cuál es el valor mínimo permitido de r BB para los UJT, de modo que los SCR no se
ceben sino hasta que se les ordene? Desprecie la consideración de margen de ruido.
PRACTICA 5-1: OSCILADOR DE RELAJACION CON UJT
Propósitos
a. Determinar la relación intrínseca entre contactos de un UJT
b. Observar y graficar las formas de onda de salida de un oscilador de relajación
con UJT
c. Observar la estabilidad con temperatura de un oscilador de relación con UJT
Procedimiento
a. Encontrar la relación entre contactos de un UJT.
1. Con un óhmetro, mida la resistencia interbase, r BB de un UJT.
2. Encuentre el valor individual de las dos resistencias de emisor de un UJT, r B\ y r B2 . Esto
no puede hacerse con precisión con un óhmetro. En lugar de ello, conecte una fuente de
variable entre emisor y base 1 en serie con un amperímetro de 0 a 10 mA en el terminal
de emisor. Ajuste el voltaje de la fuente de hasta que el amperímetro lea 5 mA. Mida el
voltaje V EB! y réstele 0,6 V que es la caída en la unión pn. Lo que queda de voltaje, de
hecho está aplicado a
188 / El UJT
rBl. Utilice la ley de Ohm para calcular r B i :

_ V E B I - 0,6 V
Bi
5 mA
¿Por qué un óhmetro dá una falsa lectura para r B, y r B 2 , y sí dá una lectura correcta para r B B ?
3. Repita el paso 2 en el circuito de emisor a base 2 para encontrar r B 2 .
4. Calcule la relación entre contactos del UJT, a partir de la Ecuación (5-2).
b. Encontrar el voltaje de pico del UJT.
1. Monte el circuito de la Figura 5-3, con R E = 100K, C E = 100 ^F, y Vs = 15 V de. Los valores
de R l y R 2 son los dados en el dibujo. Instale un interruptor en la línea de alimentación de Vs.
Coloque un voltímetro de 50 V a través de C E y un voltímetro de 10 V a través de R¡.
Descargue completamente a C£; luego cierre el interruptor y vigile los voltímetros. ¿Cuál es el
valor de V p para este circuito? ¿Está este valor de acuerdo con lo esperado según la Ecuación
(5-1)?
2. Repita el paso 1 anterior pero con Vs = 10 V.
3. Mida el retardo antes del disparo. ¿Está este valor de acuerdo con lo esperado según la
Ecuación (5-6)? ¿Depende el retardo de Vs ? Explique.
c. Abra el interruptor y cambie R E a 22 K y C E a 0,5 f i F . Retire los voltímetros y conecte a través
de C E y /?, las entradas verticales de los canales 1 y 2 de un osciloscopio de doble trazo, para así
observar las formas de onda de V c y Vsl. Si no dispone de un osciloscopio de doble trazo, utilice un
osciloscopio de un solo trazo y primero observe V c luego cambie la entrada y observe V B,.
1. Utilizando los métodos del Ejemplo 5-3, pronostique la apariencia de las formas de onda de
V C E y V R,. Bosqueje lo que espera ver en cada forma de onda.
2. Cierre el interruptor y ajuste los controles del osciloscopio hasta visualizar varios ciclos de las
formas de onda. Dibuje las formas de onda reales. ¿Están de acuerdo con su pronóstico? Trate
de explicar las discrepancias.
d. Caliente el UJT con un cautín. ¿La frecuencia de oscilación cambia a medida que cambia la
temperatura? Experimente con varios valores de R 2 hasta lograr la mejor estabilidad con
temperatura. En este momento, un contador de frecuencia sería muy útil, pero si no dispone de uno,
puede detectar los cambios en frecuencia vigilando atentamente el período de oscilación en la
pantalla del osciloscopio.
PRACTICA 5-2: CURVAS CARACTERISTICAS DEL UJT

Propósitos
a. Observar y graficar las curvas características voltaje-corriente de un UJT para varios
voltajes interbase
b. Observar las variaciones respecto a las características de grupo en varios UJT del mismo
tipo
Procedimiento
a. Monte el circuito de la Figura 5-9. Este circuito visualiza la curva del voltaje V E B | versus la
corriente I E de un UJT.
De acuerdo con la Práctica 4-1, la fuente ac debe aislarse de la tierra física. Si no es posible,
entonces el chasis del osciloscopio debe aislarse de la tierra física por medio de un adaptador
tres a dos y no debe tocarse.
Selector de
Figura 5-9. Circuito para visualizar la curva voltaje vs. corriente de ún UJT.
Vj.,,, se aplica a la entrada vertical del osciloscopio. La señal que aparece a
través de la resistencia de 1.00012, la cual representa a /*., se aplica a la
entrada horizontal.
Eí amplificador vertical del osciloscopio, en la Figura 5-9, se conecta entre el terminal del
emisor y el terminal de base 1, de modo que responde a V E B { .
Con el barrido horizontal inhabilitado y el selector horizontal en la posición EX- TERNAL, el
amplificador horizontal del osciloscopio se conecta a través de la resistencia de 1.000 Í2 del terminal
de base 1. La única manera de que fluya corriente a través de esta resistencia es que provenga del
emisor, dado que la corriente proveniente de base 2 retorna al terminal negativo de la fuente de antes
de pasar a través de la resistencia de 1.000 ü . Por tanto, la señal que aparece en esta resistencia
representa la corriente de emisor, dada por la siguiente ecuación:
/ __ Ufaoriz
E
íooo n'
Coloque la ganancia del amplificador horizontal a 1 vol/cm. Con esta selección, cada
centímetro de deflexión horizontal representa 1 mA de corriente de emisor, dado que:
Note que la Figura 5-9, muestra la señal IE aplicada al terminal de entrada negativo del
amplificador horizontal, porque la señal que aparece en la resistencia de 1.000 íí estará “atrasada” o
desfasada 180° con respecto a la situación real de la corriente. La entrada horizontal negativa la
reinvierte, o la pone en fase. Si su osciloscopio no dispone de una entrada horizontal negativa,
utilice la entrada positiva; y la curva característica aparecerá invertida respecto a la que se muestra
en la Figura 5-2(b).
b. Con la ganancia vertical del osciloscopio seleccionada a 2 V/cm, ajuste la fuente de variable para
obtener 10 V. "" v
1. Cierre el interruptor y observe la curva V-I del UJT. Haga cuidadosamente un dibujo de la
curva, poniendo especial atención a V P, Vv, lP e Iv. Deberá aumentar la sensibilidad horizontal
para ver con precisión el valor Ip. A una sensibilidad del orden de 5 mv/cm, cada centímetro
representa 5 nA de corriente de emisor.
2. Repita el paso 1 anterior pero con la fuente variable ajustada a 15 V (V B2B1 =
15 V).
3. Repita para V B2 E [ = 20 V, y luego a 30 V. Explique qué sucede en la curva.
c. Sustituya el UJT por varios del mismo tipo, y compare sus características a TJJÜB i = 20 V.
¿Qué tanto difieren los UJT del mismo grupo en cuanto a V P? ¿Qué tanto en /,.? ¿Qué tanto en
Vr ?
PRACTICA 5-3: CIRCUITO DE CONTROL DE PUERTA CON UJT PARA UN

SCR
Propósito
a. Montar y observar el funcionamiento de un circuito de control de puerta con UJT para
utilizarse con un SCR
Procedimiento
a. Monte el circuito UJT-SCR de la Figura 5-6. Utilice los valores de los componentes
calculados en la Sección 5-4-2. Si no dispone de una resistencia de 2,2 K a 5 W para R d , una
resistencia de 6,8 K a 2W puede servir. DZl puede entonces utilizarse a (/ó w.
Como es ya usual, la fuente ac debe aislarse de la tierra física, o el chasis del osciloscopio
debe aislarse y desde luego, no tocarse. Utilice cualquier UJT de buena calidad (2N4947, por
ejemplo) y cualquier SCR de mediana potencia y buena calidad (por ejemplo, el TIC106B).
1. Utilice el osciloscopio para estudiar las formas de onda de V CE , V,,,, V A K y Vcarga .
Grafique todas estas formas de onda con la misma referencia de tiempo para un ángulo
de disparo del orden de 90° . ¿Aparecen todas de la forma como las esperaba?
2. ¿Cuál es el mínimo ángulo de disparo?
3. ¿Cuál es el máximo ángulo de disparo?
b. Reajuste el ángulo de disparo a 90° aproximadamente. Caliente el SCR con un cautín.
¿Qué sucede con el ángulo de disparo? ¿Tiene sentido?
6
El triac y otros tir i
stores
El comportamiento de los triacs es semejante al de los SCR, con la excepción que pueden conducir
en cualquiera de las dos direcciones. Los triacs y los SCR forman parte de la familia de los
tiristores. El término tiristor incluye todos los dispositivos semiconductores los cuales presentan un
funcionamiento inherente como dispositivo de CORTE y CONDUCCION, en oposición a aquellos
que presentan un cambio gradual en la conducción. Todos los tiristores son dispositivos de
conmutación regenerativos, y no pueden operar en forma lineal. De este modo; un transistor no es
un tiristor porque aun cuando puede operar en CORTE y CONDUCCION, ésta no es su naturaleza
inherente; es posible para un transistor operar linealmente.
Algunos tiristores pueden llevarse al estado de CONDUCCION, tal como vimos en el Capítulo
4 para los SCR. Los triacs operan de manera idéntica. Otros tiristores no pueden llevarse al estado
de CONDUCCION, pero pasan a este estado cuando el voltaje aplicado alcanza un cierto valor de
ruptura. Ejemplos de este tipo de tiristor son los diodos de cuatro capas y los diacs. Los tiristores
pequeños, los cuales no conmutan la corriente principal, generalmente se denominan dispositivos
de disparo, usaremos dicho término en este libro. Estos dispositivos son muy útiles en circuitos de
disparo de puerta de los tiristores que conmutan grandes cargas, tales como los triacs. En este
capítulo trataremos los dispositivos tiristores de disparo además de los triacs.
191
192 / El triac y otros tiristores
OBJETIVOS
Al terminar este capítulo y después de realizar las prácticas de laboratorio sugeridas, se

estará en capacidad de:
1. Explicar el funcionamiento de un triac que controla ambas alternancias de una fuente ac

que maneja una carga resistiva
2. Definir y discutir los parámetros eléctricos importantes de los triacs, tales como corriente
de disparo de puerta, corriente de mantenimiento, etc.
3. Explicar el funcionamiento de los dispositivos tipo ruptura en circuitos de disparo de
triacs y discutir las ventajas de la utilización de dichos dispositivos
4. Describir el comportamiento voltaje-corriente de los siguientes dispositivos de disparo:
diacs, diodos de cuatro capas, interruptores bilaterales de silicio (SBS), e interruptores
unilaterales de silicio (SUS)
5. Explicar el fenómeno de histéresis que se presenta en los triacs y por qué ocurre, y
explicar cómo puede eliminarse con un circuito de disparo con SBS
6. Explicar en detalle el funcionamiento de una realimentación por resistencia para disparar
un UJT en un circuito de disparo para un triac
7. Explicar en detalle el funcionamiento de una realimentación por voltaje para disparar un
UJT en un circuito de disparo para un triac
8. Calcular el valor de las resistencias y condensadores en un circuito de disparo con UJT
para un triac bien sea que emplee realimentación por resistencia o por voltaje
9. Construir un circuito de control con triac para controlar una carga resistiva, y medir
algunos de los parámetros eléctricos del triac
10. Construir un circuito el cual permita visualizar en un osciloscopio la curva característica
voltaje-corriente de un tiristor
11. Interpretar la curva característica de un tiristor, identificando voltajes de ruptura directos,
voltajes de ruptura inversos y corrientes de mantenimiento
6- 1 TEORIA Y OPERACION DE LOS TRIACS

Un triac es un dispositivo de tres terminales utilizado para controlar el valor promedio de la
corriente que fluye a una carga. Un triac es diferente de un SCR en que puede conducir
corriente en una cualquiera de las dos direcciones cuando es llevado a CONDUCCION. El
símbolo esquemático de un triac se muestra en la Figura 6-l(a), junto con los nombres y
abreviaturas de sus terminales.
Cuando el triac es BLOQUEADO, no puede fluir corriente entre sus terminales principales
independiente de la polaridad de la fuente externa aplicada. Por tanto, el triac actúa como un
interruptor abierto.
Cuando el triac es llevado a CONDUCCION, presenta una resistencia muy baja al paso de
la corriente en el camino de un terminal principal al otro, donde el sentido del flujo depende de
la polaridad de la fuente externa aplicada. Cuando el voltaje es más positivo en MT2, la
corriente fluye de MT2 a MT 1. Cuando el voltaje es-más positivo en MT 1, la corriente fluye
de MT 1 a M T 2 . En cualquier caso el triac actúa como un interruptor cerrado.
Formas de ondas en los triaos / 193
Anodo 2 (A2)
ó
Terminal principal 2 (MT2)
ó
Terminal principal 1 (MT1)
(a) ¡b)
Figura 6-1. (a) Símbolo esquemático y nombre de los terminales de un triac. (b)
Circuito con triac donde se muestra cómo se conectan la fuente de voltaje, la carga y
el triac.
Las relaciones circuitales entre la fuente de voltaje, el triac y la carga se ilustran en la Figura 6-
1 (b). El triac está conectado en serie con la carga al igual que un SCR, tal como muestra la figura.
El valor promedio de la corriente que se entrega a la carga puede afectarse variando la cantidad de
tiempo por ciclo que el triac permanece en estado de CONDUCCION. Si permanece en el estado de
CONDUCCION durante una pequeña porción del tiempo de ciclo, el promedio de la corriente que
fluye durante muchos ciclos será bajo. Si permanece en el estado de CONDUCCION durante una
gran porción del tiempo de ciclo, entonces el promedio de la corriente será alto.
Un triac no está limitado a 180° de conducción por ciclo. Con el adecuado arreglo de disparo,
puede conducir por la totalidad de los 360° por ciclo. Entonces proporciona control de potencia de
onda completa en lugar del control de potencia de media onda posible con un SCR.
Los triacs tienen las mismas ventajas que tienen los SCR y los transistores sobre los
interruptores mecánicos. No tienen el rebote de contacto, no se produce arco en contactos
parcialmente abiertos, y pueden operarse mucho más rápido que los interruptores mecánicos, por
tanto permiten un control de corriente más preciso.
6- 2 FORMAS DE ONDA EN LOS TRIACS

Las formas de onda en los triacs son similares a las formas de onda en los SCR, excepto que pueden
cebarse en el semiciclo negativo. La Figura 6-2 muestra las formas de onda de voltaje en la carga y
voltaje en el triac (entre los terminales principales) para tres condiciones diferentes.
La forma de onda de la Figura 6-2(a) muestra al triac en CORTE durante los primeros 30° de
cada semiciclo; durante estos 30° el triac está actuando como un interruptor abierto. Durante este
tiempo la totalidad del voltaje de línea cae a través de los terminales principales del triac, y no se
aplica voltaje a la carga. Entonces no hay flujo de corriente por el triac
.. Angulo de y Angulo de
MT2-MT1 conducción MT2-MT1 conducción
^MT2-MT1
Figura 6-2. Formas de onda del voltaje entre los terminales principales del triac y del
voltaje en la carga para tres condiciones diferentes, (a) Angulo de disparo igual a 30°
en ambos semiciclos, positivo y negativo, (b) Angulo de disparo igual a 120° para
ambos semiciclos, (c) Angulos de disparo desiguales para el semiciclo positivo y el
semiciclo negativo. Generalmente, esto no es deseable.
Características eléctricas de los triacs / 195
o por la carga. La porción del semiciclo durante el cual existe esta sitúa ción se denomina ángulo
de disparo, igual que para el caso del SCR.
Continuando con la Figura 6-2(a), después de transcurridos los 30°, el triac se ceba o
CONDUCE, y actúa como un interruptor cerrado. En este instante el triac comienza a conducir a
través de sus terminales principales y a través de la carga y continúa la conducción de corriente por
el resto del semiciclo. La porción del semiciclo durante la cual el triac está en CONDUCCION se
denomina ángulo de conducción. El ángulo de conducción en la Figura 6-2(a) es 150°. Las formas
de onda muestran que durante el ángulo de conducción la totalidad del voltaje de línea se aplica a la
carga, y cero voltaje aparece a través de los terminales principales del triac.
La Figura 6-2(b) muestra la misma forma de onda con un ángulo de dis paro más grande. El
ángulo de disparo es 120° y el ángulo de conducción es 60° en la Figura 6-2(b). Dado que la
corriente fluye durante una pequeña porción de la totalidad del ciclo en este caso, el promedio de
corriente es menor que cuando se encontraba en la condición de la Figura 6-2(a). Poi tanto se
transfiere menos potencia de la fuente a la carga.
Los triacs, al igual que los SCR y muchos otros dispositivos semicon ductores, presentan un
notorio rango de variación en sus características eléctricas. Este problema es especialmente evidente
con los triacs porque usualmente sucede que los requerimientos de disparo son diferentes para las
dos polaridades de la fuente de voltaje. La Figura 6-2(c) muestra formas de onda las cuales ilustran
este problema. La forma de onda del triac en la Figura 6-2(c) muestra un ángulo de disparo más
pequeño en el semiciclo positivo que en el semiciclo negativo, esto es debido a la tendencia del triac a
dispararse más fácilmente en el semiciclo positivo. Otro triac del mismo tipo podría presentar una
tendencia a dispararse más fácilmente durante el semiciclo negativo; en este caso el ángulo de
disparo negativo sería más pequeño. Algunas veces tal inconsistencia en la operación de disparo no
puede tolerarse. En la Sección 6-3 se discutirán los métodos para eliminar desigualdades en los
ángulos de disparo.
6- 3 CARACTERISTICAS ELECTRICAS DE LOS TRIACS

Cuando un triac está polarizado con un voltaje externo más positivo en MT2 (llamada directa o
polarización de terminal principal positivo), generalmente se dispara por una corriente que fluye
de la puerta a MT 1. Las polaridades de los voltajes y las direcciones de las corrientes en este case se
muestran en la Figura 6-3(a).
Cuando está polarizado como se muestra en la Figura 6-3(a), el dispare del triac es idéntico al-
disparo de un SCR. El terminal G es positivo con respecto a MT 1, lo cual hace que la corriente de
disparo fluya hacia el dispositivo desde el terminal de puerta y hacia afuera del dispositivo por- el
terminal MT i.. El voltaje de puerta necesario para disparar el triac está simbolizado por V 0T ; la
corriente de puerta necesaria para el dispare está simbolizada por I CT. La mayoría de los triacs de
mediana potencia tienen un V GT del orden de 0,6 a 2,0 V y una I C T dé 0,1 a 20 mA. Come es usual
estas características varían considerablemente con cambios en la
Terminal
principal en
polarización
inversa
(b)
Figura 6-3. (a) Situación cuando un triac está con terminal principal polarizado
directamente. Normalmente, la corriente de puerta y el voltaje de puerta tendrán las
polaridades indicadas, (b) Situación en otro instante cuando el triac está polarizado
inversamente. Normalmente la corriente y el voltaje de puerta son también
invertidos.
temperatura. Las variaciones típicas de las características con la temperatura se encuentran

graficadas en las hojas de datos que proporciona el fabricante.
Cuando el triac está polarizado más positivo en MT 1 (denominado inverso o polarización de
terminal principal negativo), como se muestra en la Figura 6-3(b), el disparo generalmente se
ejecuta enviando corriente de puerta al triac por el terminal MT 1 y hacia afuera del triac por el
terminal G. El voltaje de puerta será negativo con respecto a MT 1 para realizarlo. La polaridad de
los voltajes y las direcciones de las corrientes para el caso de polarización inversa se ilustran en la
Figura 6-3(b).
Para un triac en particular, la I GT para polarización directa puede ser bastante diferente de la
I GT para polarización inversa, tal como se mencionó en la Sección 6-2. Sin embargo, si se consideran
muchos triacs del mismo tipo, la I fí T para polarización directa será igual a la I C T de polarización
inversa.
Un triac, al igual que un SCR, no requiere que continúe circulando corriente de puerta una vez
ha sido cebado. El triac permanece en CONDUCCION hasta que cambie la polaridad de sus
terminales principales o hasta que la corriente principal caiga por debajo de la corriente de
mantenimiento, /H0. La mayoría de los triacs de mediana potencia tienen una I H 0 del orden de 100 mA
o menos.
Otras características eléctricas importantes las cuales se aplican a los triacs son (a) el valor rms
de la máxima corriente principal permitida, ¡r (HMS) y (b) el valor del voltaje de ruptura, Vjj R0M, el
cual es el voltaje máximo de pico aplicado entre los terminales principales que puede bloquear el
triac en cualquier dirección. Si el voltaje instantáneo aplicado entre los terminales MT2 y MT 1
excediera VDR0M, el triac se rompe y comienza a dejar circular corriente por los terminales
principales. Esto no daña el triac, pero significa una pérdida del control de puerta. Para preve-
Métodos de disparo para triacs / 197
nir la ruptura, el triac deberá tener un valor de V DR0M mucho mayor que el valor de pico del voltaje
ac que maneja el circuito. Los valores más usuales de V DR0M para los triacs son 100, 200, 400 y 600
V.
Para muchos fabricantes, la secuencia de valores de I T (RMS) disponibles es 1, 3, 6, 10, 15, y 25 A;
otras secuencias similares son también usadas por fabricantes de triacs.
Otro valor eléctrico importante el cual lo dan los fabricantes en las hojas de especificaciones es
V TM , voltaje a través de los terminales principales en estado de CONDUCCION. Idealmente, el
voltaje en estado de CONDUCCION deberá ser 0 V, pero generalmente V T M está entre 1 y 2 V en
los triacs reales, lo mismo que para los SCR. Un valor de V T M bajo es deseable porque significa que
el triac en condición cerrado duplica la acción de un interruptor mecánico, aplicando la totalidad
del voltaje a la carga. También significa que el triac mismo disipa una potencia muy pequeña. La
potencia disipada en el triac está dada por el producto de la corriente principal y el voltaje entre los
terminales principales. Es indeseable una gran disipación de potencia desde el punto de vista de
protección del triac de las altas temperaturas y también desde el punto de vista de transferencia
económica de energía de la fuente a la carga.
6- 4 METODOS DE DISPARO PARA TRIACS
6- 4-1 Circuitos RC de control de puerta

El circuito de disparo más simple para un triac se muestra en la Figura
6- 4(a). En la Figura 6-4(a), el condensador C se carga a través de íj y R 2 durante la porción' del
semiciclo correspondiente al ángulo de disparo. Durante el semiciclo positivo, MT2 es positivo
respecto a MT 1, y C se carga con el positivo en su placa superior. Cuando el voltaje en C es lo sufi-
cientemente grande para entregar a través de R 3 la corriente de puerta (/ GT) necesaria para
disparar el triac, el triac se ceba.
115 V
60 Hz
(a) (b)
Figura 6-4. (a) Circuito simple de control de puerta (circuito de disparo) para un
triac. El ángulo de disparo se ajusta por medio del potenciómetro R 2 . (b) Un circuito
de control mejorado, el cual proporciona un amplio rango de ajuste del ángulo de
disparo.
Durante el semiciclo negativo, C se carga con el negativo en su placa superior. Nuevamente,

cuando el voltaje a través del condensador es lo suficiente para entregar a través de R 3 la corriente
necesaria de puerta en la dirección inversa para disparar el triac, el triac se ceba.
La velocidad de carga del condensador C se ajusta por medio de la resistencia R 2 . Con una R 2
grande, la velocidad de carga es lenta, produciendo un ángulo de disparo grande y un promedio de
corriente pequeño. Con una R 2 pequeña, la velocidad de carga es rápida, el ángulo de disparo es
pequeño, y la corriente de carga es grande.
Al igual que con los circuitos de disparo para los SCR, una red RC simple no puede retardar el
disparo del triac muy por encima de 90°. Para establecer un rango de ajuste amplio del ángulo de
disparo, la red RC doble de la Figura 6-4(b) es generalmente la utilizada. La figura muestra las
magnitudes típicas de los componentes que se utilizan con un triac de mediana potencia.
6- 4-2 Dispositivos de disparo en circuitos de control de

puerta para triacs
El circuito de control de puerta de la Figura 6-4 puede mejorarse adicionando un dispositivo de
disparo en el terminal de puerta, como se muestra en la Figura 6-5(a). El dispositivo de disparo
dibujado en la Figura
6- 5(a) es un diac, pero hay varios otros dispositivos de disparo los cuales también pueden
utilizarse. La utilización de un dispositivo de disparo en el circuito de disparo de puerta de un triac
presenta algunas ventajas importantes sobre los circuitos de control de puerta con RC simple. Estas
ventajas parten del hecho que un dispositivo de disparo entrega un pulso de corriente de puerta en
lugar de una corriente de puerta sinusoidal.
La habilidad de un dispositivo de disparo para proporcionar un pulso de corriente puede
entenderse al estudiar la Figura 6-5(b), la cual muestra una curva característica voltaje-corriente de
un diac. (Un diac también se conoce por el nombre de diodo bidireccional de disparo y diodo
simétrico de disparo.)
Interpretemos ahora la curva característica del diac. La curva muestra que para voltajes
aplicados en sentido directo menores que el voltaje de ruptura directo (simbolizado + V m ) ) el diac
prácticamente no permite flujo de corriente. Una vez alcanzado el voltaje de ruptura directo, el diac
conmuta a conducción y la corriente aumenta rápidamente a la vez que el voltaje a través de los
terminales disminuye. Refiérase a la Figura 6-5(b) para ver esto. Este aumento rápido de la
corriente en la curva característica explica la habilidad del diac para producir pulsos de corriente.
En la región de voltaje negativo, la operación es idéntica. Cuando el voltaje aplicado en sentido
inverso es menor que el voltaje inverso de ruptura (simbolizado — V U) ) el diac no permite flujo de
corriente. Cuando el voltaje aplicado alcanza — V Bl , el diac conmuta a conducción en la dirección
opuesta. Esto está graficado como una corriente negativa en la Figura 6-5(b). Los diacs se fabrican
de manera que son relativamente estables con temperatura y tienen una pequeña tolerancia en los
voltajes de ruptura. Hay una pequeñísima diferencia entre los valores del voltaje de
Métodos de disparo para triacs / 199
Corriente
<o
Figura 6-5. (a) Circuito de control de puerta que contiene un diac (diodo de disparo
bidireccional). Este método de disparo presenta varias ventajas sobre los métodos
mostrados en la Figura 6-4. (b) Curva característica voltaje-corriente de un diac. (c)
Otro símbolo esquemático para representar un diac.
ruptura directo y el voltaje de ruptura inverso en un diac. La diferencia es típicamente menor que 1
V. Esto permite que el circuito de.disparo mantenga prácticamente iguales los ángulos de disparo en
ambos semiciclos de la fuente ac.
El funcionamiento del circuito de la Figura 6-5(a) es igual al del circuito de la Figura 6-4(a) con
excepción que el voltaje en el condensador debe aumentar hasta alcanzar el voltaje de ruptura del
diac para poder entregar co
200 / El tnac y otros tiristores
rriente de puerta al triac. Para un diac, el voltaje de ruptura sería bastante más alto que el necesario
en la Figura 6-4(a). El valor más popular del voltaje de ruptura para los diacs es 32 V ( 4- V B ¡ = + 32
V", — V B ,= — 32 V). Este valor es conveniente para su uso con una fuente ac de 115 V. Por tan to
cuando el voltaje en el condensador alcanza 32 V, en una cualquiera de las polaridades, el diac se
dispara, entregando el pulso de corriente para CONDUCCION a la puerta del triac. Dado que el
voltaje del condensador debe alcanzar un valor más alto cuando se utiliza un diac, la constante de
tiempo de carga debe reducirse. Esto significa que la Figura 6-5(a) deberá tener componentes de
valor más pequeño (los valores de resistencia y capacitancia) que los de la Figura 6-4(a).
Un segundo símbolo esquemático para el diac se muestra en la Figura
6- 5(c). Este símbolo es usado con menos frecuencia y se prefiere el símbolo del diac que se
muestra en la Figura 6-5(a).
Ejemplo 6-1
Suponga que el circuito de la Figura 6-5(a) contiene un diac con V B , = ± 3 2 V . Suponga
también que los valores de la resistencia y el condensador son tales que el ángulo de disparo es
= 75°. ¿Ahora si el diac de 32 V se remplaza por otro de 28 V y no se cambia nada más, qué
sucede con el ángulo de disparo? ¿Por qué?
Solución. Si el diac de 32 V se remplaza por otro de 28 V, esto significa que el con densador
deberá cargarse solamente a ± 28 V para cebar el triac, en lugar de a ± 32 V. Con los valores
dados de los componentes C puede ciertamente cargarse a 28 V en menos tiempo del que toma
para cargarse a 32 V. Por tanto hace que el diac se dispare más tempranamente en el semiciclo,
y el ángulo de disparo se reduce.
6- 5 INTERRUPTORES BILATERALES DE SILICIO
6- 5-1 Teoría y operación de un SBS

Hay otro dispositivo de disparo el cual es capaz de disparar los triacs. Su nombre es el
interruptor bilateral de silicio (SBS), y es popular en circuitos de control de bajo voltaje. Los
SBS tienen un voltaje de ruptura menor que el de los diacs, el valor más popular es ± 8 V. La curva
característica voltaje-corriente de un SBS es similar a la del diac, pero el SBS tiene una región de
“resistencia negativa” más pronunciada. Es decir, su declinación en voltaje es más drástica después
que entra en el estado de conducción. La Figura 6-6(a) muestra esquemáticamente un SBS. Su
curva característica voltaje-corriente se muestra en la Figura 6-6(b). Nótese que cuando el SBS
conmuta al estado de conducción el voltaje a través de sus ánodos cae casi a cero (del orden de 1 V).
Se dice que SBS tiene un voltaje de descenso de 7 V, porque el voltaje entre A2 y Al decrece en
casi 7 V cuando entra en CONDUCCION.
La curva característica de la Figura 6-6(b) es para cuando el terminal de puerta del SBS esté
desconectado. El terminal de puerta puede utilizarse para alterar la operación básica voltaje-
corriente de un SBS, como lo veremos enseguida. Sin embargo, el SBS es bastante útil aun sin su
terminal de puerta, debido a su virtud de ruptura drástica de A2 a A 1.
Interruptores bilaterales de silicio / 201
Anodo 2 Anodo 1
(b)
Figura 6-6. (a) Símbolo esquemático y nombre de los terminales de un SBS (Silicon bilateral
switch). (b) Curva característica voltaje-corriente de un SBS, donde se indican los puntos
importantes.
Para utilizar un SBS sin su terminal de puerta, éste debe instalarse en lugar del diac en la
Figura 6-5(a). Debido al bajo V B ¡ del SBS, los componentes de tiempo de la red RC tendrán que
aumentarse en valor. Se preguntará por qué se quiere utilizar un SBS en un circuito de control en
lugar del diac. Bien, en términos generales el SBS es un dispositivo superior comparado con el diac.
El SBS no solamente presenta unas características de conmutación más vigorosas, como lo indica la
Figura 6-6(b), sino que el SBS es más estable con temperatura y más simétrico y presenta una dis-
persión de grupo menor que la del diac.
Para decirlo con números, un SBS moderno tiene un coeficiente de temperatura del orden de
+0,G2%/°C. Esto significa que su V B 0 aumenta en solamente 0,02% por grado de cambio en
temperatura, lo cual significa sola
mente una variación de 0,16 V/100°C, que es un índice de muy buena estabilidad con temperatura.
Los SBS son simétricos con un margen de casi 0,3 V. Es decir, la diferencia en magnitud entre
-f V m y — V m es menor que 0,3 V. Esto prácticamente proporciona ángulos de disparo idénticos en
los semiciclos positivo y negativo.
La variación de grupo que presentan los SBS es menor que 0,1 V. Esto significa que la
diferencia en V B ) entre todos los SBS de un mismo grupo es menor que 0,1 V. En contraste, la
variación de grupo de los diacs es del orden de 4 V.
6- 5-2 Utilización del terminal de puerta de un SBS

Como se mencionó en la Sección 6-5-1, el terminal de puerta de un SBS puede utilizarse para
alterar su operación básica de disparo. Por ejemplo, si se conecta un diodo zener entre G y Al, como
se muestra en la Figura
6- 7(a), el voltaje directo de disparo (+U«j) cambia aproximadamente al V z del diodo zener.
Con un diodo zener de 3,3 V conectado, + será igual a 3,3 V + 0,6 V (hay una unión pn interna). Esto
dará:
+ V^ = 3,9V.
El voltaje de disparo inverso no será afectado y permanecerá en — 8 V. La nueva operación voltaje-

corriente será como la dibujada en la Figura 6-7(b). Este modo de operación sería útil si se deseara
obtener ángulos de disparo diferentes para los semiciclos positivo y negativo (lo cual no sería usual).
6- 5-3 Eliminación de la histéresis del triac con un SBS

Una de las cosas más importantes acerca de la utilización de un SBS con terminal de puerta en
los circuitos de disparo de triacs es que puede eliminar el efecto de histéresis o centelleo.
Entendamos primero en qué consiste el problema de histéresis. La explicación de la histéresis es un
poco complicada, asi que veámosla.
Refirámonos a la Figura 6-5(a). Supongamos que R 2 está ajustada de tal forma que C no puede
cargarse completamente a los 32 V en ninguna de las dos direcciones. En este caso, el diac nunca se
disparará y la carga estará completamente desenergizada. Si la carga fuese una carga luminosa, no
se iluminaría. Dado que C nunca pierde su carga almacenada, siempre comienza un nuevo semiciclo
con una carga residual de la polaridad contraria. Es decir, cuando comienza un semiciclo positivo de
la fuente ac, la carga inicial en C es tal que su placa superior es negativa y la inferior positiva; esta
carga ha sido dejada por el semiciclo negativo precedente. Igualmente, cuando comienza un
semiciclo negativo de la fuente ac, la carga inicial en C es tal que su placa superior es positiva y la
inferior negativa, dejada por el semiciclo precedente. El efecto de esta carga inicial es que el
condensador tomará más tiempo en cargarse al voltaje de disparo del diac.
SBS
(b)
Figura 6-7. (a) Un SBS combinado con un diodo zener para alterar el punto de
disparo en dirección directa, (b) Curva característica de la combinación SBS-zener.
El voltaje de disparo directo es menor, pero el voltaje de disparo inverso permanece
invariable.
Supongamos ahora que hacemos decrecer lentamente el valor de R 2 hasta cuando el
condensador escasamente se cargue al V m del diac. Asumamos que la primera ruptura ocurre en el
semiciclo positivo (da lo mismo que ocurra en el semiciclo positivo o negativo). Cuando el diac se
dispara, descarga parte de la carga -f- que se ha almacenado en la placa superior de C. El camino de
descarga es a través del circuito de G a MT 1 del triac. Durante el resto del semiciclo positivo, no se
sucede más carga de C, porque el triac cortocircuita la totalidad del circuito de disparo cuando
entra en CONDUCCION. Por tanto cuando termina el semiciclo positivo,
comienza el próximo semiciclo negativo y la carga + inicial en la placa superior de C es menor de lo

que fue para los semiciclos negativos precedentes. Esta vez el condensador tiene un “arranque
rápido”, a la vez que intenta cargarse a — V B r
Debido a este arranque rápido, C alcanzará el valor — V B l más temprano en el semiciclo
negativo que para el caso de + V B ) en el precedente semiciclo positivo. Además dado que C perderá
parte de la carga — de su placa superior cuando el diac se dispare durante el semiciclo negativo,
comenzará el próximo semiciclo positivo con menos carga inicial que antes. Por tanto se disparará
más temprano en el próximo semiciclo positivo.
El resultado total de este fenómeno es: Podemos ajustar el valor de R 2 para escasamente cebar
al triac, esperando obtener una luz muy tenue de la lámpara, pero tan pronto se sucede el primer
cebado, todos los cebados siguientes se suceden más temprano en el semiciclo. Es imposible obtener
un ajuste fino desde la condición de apagado completo a la condición de encendido tenue. En lugar
de esto, la lámpara “centellea”.
Lo que se puede hacer, una vez la lámpara se ha encendido, es reajustar la resistencia R 2 a un
valor más alto para retardar el disparo del diac un poco más en el semiciclo. En otras palabras,
debemos girar el potenciómetro hacia atrás para poder obtener una luz verdaderamente tenue,
Esto se puede demostrar con casi cualquier atenuador luminoso comercial en su casa. A no ser que
sea uno muy bueno presentará centelleo y consiguiente reducción de la luz producida a medida que
se regrese la posición de la perilla.
Lo que tenemos aquí es una situación en la cual un mismo valor dado de R 2 puede producir dos
resultados completamente distintos de circuito, dependiendo de la dirección en la cual R 2 cambie.
Este fenómeno ocurre con bastante frecuencia en electrónica y de hecho, en la naturaleza. Su
nombre usual es histéresis. El centelleo de un triac es un ejemplo específico de histéresis.
Ejemplo 6-2
Supongamos que se requiere que el valor de la resistencia R ¿ sea de 5.000 Sí para escasamente
producir el disparo del diac de la Figura 6-5(a).
a. Si el valor de R 2 es 6.000 Sí y lo reducimos a 5.025 tí, ¿se producirá alguna iluminación?
b. Si el valor de R 2 es 4.700Sí y lo aumentamos a 5.025 Sí, ¿se producirá alguna iluminación?
c. ¿Con qué palabra se puede resumir este comportamiento?
Solución
a. Cuando R 2 — 6.000 íi, el diac no se disparará porque R ¿ debe caer a 5.000 Sí para escasamente
disparar el diac. Si reducimos el valor de R 2 a 5.025 Sí, el valor de la resistencia aún es un poco grande para
permitir el disparo del diac, de modo que el triac no se ceba, y no se produce ninguna iluminación.
b. Si el valor de R 2 es 4.700Sí, este valor es menor que el necesario para escasamente producir el
disparo, de modo que el diac se disparará y ceba el triac y encen derá la lámpara. Si aumentamos el valor
de la resistencia a 5.025Sí, el diac continuará disparándose porque el condensador siempre comenzará a
cargarse con una carga opuesta en sus placas, más pequeña que en el caso del numeral a. Esta carga
más pequeña resulta del hecho que el condensador se ha descargado parcialmente en el semiciclo
anterior. Con el diac disparado, se ceba el triac, y la lámpara emitirá algo de luz.
c. El hecho de que a 5.025 fi viniendo de arriba (de 6.000 0) no se produzca luz, pero que a 5.025 0
viniendo de abajo (de 4.7000) se produzca algo de luz significa que para un valor dado de resistencia
se producen dos resultados completamente diferentes, dependiendo de la dirección de aproximación.
Por tanto podemos describir el comportamiento como una histéresís.
La histéresis del triac puede eliminarse casi completamente con el circuito de la Figura 6-8(a).
Para entender cómo funciona, investiguemos la operación del SBS cuando fluye una pequeña
cantidad de corriente por su terminal de puerta. Refirámonos a las Figuras 6-8(b) y (c).
La Figura 6-8(b) muestra una resistencia R colocada en el terminal de puerta de un SBS y una
cierta cantidad de corriente, I a , fluyendo de A 2 a G. Esto implica que el voltaje aplicado a la
resistencia es negativo respecto a A 2.
Si fluye una pequeña corriente de puerta entre A2 y G, la característico de ruptura directa se
cambia drásticamente. El voltaje + V m cae casi a 1 V, como se muestra en la Figura 6-8(c). Esto
significa que el SBS se disparará tan pronto como el voltaje de A2 a Al alcance 1 V. Como muestra
la curva — no es afectado por la corriente de puerta de A 2 a G.
Miremos ahora la Figura 6-8(a). Supongamos que R 2 está ajustada de tal manera que el
condensador no puede alcanzar los ±8V para disparar el SBS. El triac no se cebará, y la lámpara
estará apagada. Dmante el semiciclo positivo, C se cargará con el positivo en su placa superior y el
negativo en la inferior. Veamos ahora qué sucede cuando la fuente ac completa el semiciclo positivo
y se aproxima a 0 V. Cuando la línea superior de la fuente es cercana a cero con relación a la línea
inferior, esto significa que el extremo superior dé R 3 es cercano a cero voltios con relación al extremo
inferior de C. Sin embargo, el extremo superior de C es positivo respecto a su extremo inferior en
este instante, porque el condensador está cargado. Por tanto hay un voltaje aplicado entre A 2 y el
extremo superior de J?3; este voltaje es positivo en A 2 y negativo en el extremo superior de R 3 . El
diodo Di queda polarizado directamente y permite que fluya una pequeña corriente de puerta al
SBS. El camino es hacia el SBS por A 2 y fuera de éste por G, a través de J5,, y a través de R 3 . Con
esta pequeña corriente I G, aún con un pequeño voltaje directo de >42 a Al el SBS se disparará como
muestra la Figura 6-8(c). Hay un pequeño voltaje directo entre á2 y Al en este instante, que
corresponde al voltaje en el condensador. Mientras este voltaje sea mayor de casi 1 V, el SBS se
disparará. Cuando el SBS se dispara, vacía la carga del condensador a través de R 4. Por tanto el
semiciclo negativo de la fuente ac comienza con el condensador descargado casi por completo. El
resultado total es que el condensador comenzará a cargarse con la misma carga inicial (casi cero) in-
dependiente de si el triac se ha cebado o no. Por tanto se elimina la histéresis del triac.
Se deja como pregunta al final del capítulo explipar el propósito del diodo D 2 ■
-8 -6 -4 -2
3*.
2 4 6 8
(b) (c)
Figura 6-8. (a) Circuito más complejo para el disparo de triaos. Por medio de este
circuito puede eliminarse el centelleo del triac. (b) Dirección de la corriente de
puerta a través del SBS a medida que la fuente ac se aproxima al cruce por cero, (c)
El voltaje de disparo directo es muy bajo cuando está fluyendo corriente de puerta
en el SBS.
6-6 DISPOSITIVOS DE DISPARO UNILATERALES
El diac y el SBS están clasificados como dispositivos de disparo bilaterales o bidireccionales porque
pueden dispararse en una cualquiera de las dos direcciones. Existen también dispositivos de disparo
los cuales se disparan en una sola dirección; estos se clasifican como dispositivos de dis paro
unilaterales o unidireccionales. Hemos visto ya un dispositivo unila
Dispositivos de disparo unilaterales / 207
teral de disparo, el diodo de cuatro capas, en la Sección 4-5. Ahora veremos en detalle dos
dispositivos de disparo unidireccionales, el diodo de cuatro capas y el interruptor unilateral de silicio
(SUS). Aún cuando los dispositivos de disparo unilaterales se encuentran más frecuentemente en los
circuitos de disparo para SCR, pueden utilizarse también en los circuitos de disparo para triacs si
tienen un circuito extra de soporte.
Los símbolos esquemáticos y nombres de los terminales de un diodo de cuatro capas y de un
SUS se muestran en las Figuras 6-9(a) y (b). Su característica de operación voltaje-corriente se
ilustra en la Figura 6-9(c).
Como podemos ver, el funcionamiento de los diodos de cuatro capas y de los SUS es similar al
de los SBS a excepción de que solamente es posible el disparo en sentido directo. La ruptura inversa
puede suceder, pero solamente a un voltaje mucho mayor que + VBI. La ruptura inversa es
destructiva para el dispositivo.
El SUS, al igual que el SBS, tiene un terminal de puerta el cual puede alterar el funcionamiento
básico de disparo que se muestra en la Figura 6-9(c). Conectando un diodo zener entre la puerta y
el cátodo del SUS, el voltaje de disparo puede reducirse a:
V„= V2+0,6V.
Cuando se hace esto, el cátodo del diodo zener debe conectarse a la puerta del SUS, y el ánodo del
zener debe conectarse al cátodo del SUS.
El SUS puede dispararse a un voltaje ánodo-cátodo muy bajo (casi 1 V) si hay flujo de
corriente de ánodo a puerta. Esta es la misma clase de control que se ilustra en la Figura 6-8 para
un SBS.
La operación de disparo de un diodo de cuatro capas no puede alterarse.
Diodo de cuatro capas
Anodo Cátodo
(a)
SUS
Anodo Cátodo
(c)
Figura 6-9. (a) Símbolo esquemático de un diodo de cuatro capas, (b) Sím bolo y
nombres de los terminales de un SUS (Silicon unilateral switch). (c) Curva
característica voltaje-corriente de un SUS.
Los diodos de cuatro capas están disponibles con voltajes de disparo que van desde 10 hasta
400 V. Pueden conducir grandes pulsos de corriente si estos son de corta duración. Algunos diodos
de cuatro capas pueden conducir pulsos de corriente de hasta 100 A.
Los interruptores unilaterales de silicio son dispositivos de bajo voltaje y baja corriente. La
mayoría de los SUS tienen un voltaje de disparo de 8 V y un límite de corriente menor que 1 A.
6-7 EL DIODO DE CUATRO CAPAS UTILIZADO PARA

DISPARAR UN TRIAC
La Figura 6-10(a) muestra un ejemplo de la utilización de un diodo de cuatro capas y su circuitería

de soporte en un circuito de control de puerta de un triac.
Veamos cómo funciona. A medida que la fuente ac pasa por sus alternancias positiva y
negativa, el puente rectificador entrega un voltaje rectificado de onda completa al circuito de
tiempo RC. Este voltaje se denomina Vpuente en la Figura 6-10(c). El voltaje a través del
condensador, Vc, tiende a seguir a Upenle, con un atraso determinado por la posición de R2. En al-
gún punto en el semiciclo Vc alcanzará el voltaje de disparo del diodo de cuatro capas, que se
muestra en la Figura 6-10(d) y que es 20 V. Cuando se alcanza dicho punto, el diodo de cuatro
capas se dispara y permite que el condensador se descargue a través del devanado primario del
transformador de pulsos.
La descarga del condensador produce un impulso de corriente en el devanado primario del
transformador, tal como se muestra en la Figura 6-10(e). El impulso de corriente continúa hasta
que el condensador se descarga al punto donde no puede entregar una corriente igual a la de
mantenimiento del diodo de cuatro capas.
El transformador de pulsos acopla este pulso de corriente al circuito G- MT1 del triac, con lo
cual ceba el triac. La forma de onda de la corriente de puerta está graficada en la Figura 6-10(f). El
transformador de pulsos es necesario porque el circuito de tiempo RC debe aislarse eléctricamente
del circuito G-MT1, debido a que el circuito RC está manejado por un puente rectificador el cual
está conectado a MT1. Es decir si se removiera el transformador de la Figura 6-10(a) y el circuito de
disparo se conectará directamente de G a MT 1, habría un cortocircuito a través del diodo inferior
derecho del puente. Puede verificarlo usted mismo.
Notemos que el pulso de Isec siempre fluye en la misma dirección sin hacer caso de la polaridad
de los terminales principales. Aun cuando no ha sido mencionado hasta ahora, la dirección de la
corriente de puerta del triac no tiene necesariamente que concordar con la polaridad de los ter-
minales principales. Es decir, un triac con polaridad positiva en sus teT- minales principales puede
cebarse con una corriente negativa de puerta. Así mismo, cuando el triac tiene polaridad negativa
en sus terminales principales, puede cebarse con una corriente de puerta positiva. Los SCR no son
así; una corriente inversa de puerta dañará al SCR.
Para hacer claridad, los cuatro modos de disparo de un triac se resumen como sigue:
El diodo de cuatro capas utilizado para disparar un triac / 209
a. Terminal principal con voltaje positivo, corriente de puerta positiva

b. Terminal principal con voltaje positivo, corriente de puerta negativa
(a)
Figura 6-10. (a) Diagrama esquemático completo de un circuito de control para un

triac que contiene un diodo de cuatro capas y un transformador de pulsos, (b) Forma
de onda del voltaje ac de la fuente, (c) Voltaje rectificado de onda completa (Vpuente)
el cual se aplica al circuito de disparo, (d) Forma de onda del voltaje en el
condensador, donde se muestra el alcance del Vut del diodo de cuatro capas, (e)
Corriente por el primario del transformador de pulsos, (f) Pulsos de corriente
invertidos producidos por el secundario del transformador, (g) Forma de onda del
voltaje en la carga.
c. Terminal principal con voltaje negativo, corriente de puerta negativa

d. Terminal principal con voltaje negativo, corriente de puerta positiva
La expresión terminal principal con voltaje positivo significa que MT2 es más positivo que MTV, el
terminal principal con voltaje negativo es lo contrario. Corriente de puerta positiva significa
corriente en sentido convencional fluyendo hacia la puerta y hacia afuera del terminal principal 1;
corriente de puerta negativa es lo contrario.
Los triacs modernos disparan muy bien en los modos a, b y c, pero son más difíciles de disparar
en el modo d. Por tanto se evita el modo d. Por esta razón, siempre que ambas polaridades de
terminal principal deban dispararse por la misma dirección de corriente de puerta, la dirección es la
negativa.
Un pulso de corriente de puerta puede entregarse fácilmente con sólo invertir el pulso del
secundario del transformador. Esto ha sido hecho en la Figura 6-10(a). Notemos que los puntos de
fase del transformador indican que cuando la corriente primaria entra al transformador por su
terminal superior, la corriente secundaria sale del transformador por el terminal inferior del
devanado. Esta es la dirección negativa de la corriente de puerta, como se estableció antes. 7 SCC se
muestra en dirección negativa_en la Figura 6-10(f).
r <f)
(g>
En el instante que ocurre el pulso de /sec en el circuito de puerta, el triac se ceba y hace que el
voltaje de línea aparezca a través de la carga. Esto se encuentra dibujado en la forma de onda de la
Figura 6-10(g). El ángulo de disparo puede reducirse o aumentarse ajustando el valor de a un valor
más pequeño o más grande respectivamente.
6-8 VELOCIDAD DE AUMENTO CRITICA DEL VOLTAJE APLICADO A UN
TRIAC BLOQUEADO (dv/dt)
En la Figura 6-10, notemos la presencia del circuito RC conectado en paralelo con el triac. Dichos
circuitos RC algunas veces se instalan a través de los triacs en las aplicaciones industriales. El
propósito de este circuito es el de impedir que señales transitorias de alta velocidad de aumento apa -
rezcan a través de los terminales principales del triac. La razón de la necesidad de eliminar los
aumentos rápidos de voltaje es que todos los triacs tienen un cierto valor de velocidad dv/dt, el cual
corresponde a la máxima velocidad de aumento del voltaje entre los terminales principales que
puede soportar. Si esta velocidad de aumento se excede, el triac puede acciden talmente pasar al
estado de CONDUCCION, aun cuando no ocurra señal de puerta.
Para la mayoría de los triacs de mediana potencia, el valor de dv/dt es del orden de 100V/^seg.
A pesar de lo grande que sea cualquier onda transitoria que aparezca a través de los terminales
principales, siempre que tenga una pendiente menor que el valor de dv/dt, el triac no pasará a
CONDUCCION sin señal de puerta. Si se presenta una onda transitoria que tenga una pendiente
voltaje vs tiempo mayor que el valor de dv/dt, el triac puede pasar a CONDUCCION.
Debemos enfatizar que esto no es lo mismo que el V UR0M de ruptura. El valor de V DR0M de un
triac es el máximo pico de voltaje que el triac puede soportar sin dispararse por ruptura, al
aproximarse lentamente a este valor de voltaje. El valor de dv/dt se refiere a ondas rápidas de
voltaje, las cuales pueden tener un valor de pico menor que Vôi^. El hecho es que aun cuando la
onda transitoria sea de pequeña magnitud, su pendiente causará el cebado del triac.
Si la fuente ac está garantizada libre de ondas transitorias, el circuito supresor RC de la Figura
6-10(a) no es necesario. Sin embargo, en los ambientes industriales las líneas ac están mezcladas con
ondas transitorias debidas a las operaciones de conexión y desconexión, etc. Por tanto el cir cuito
supresor RC casi siempre se incluye.
La supresión de transitorios de hecho es proporcionada por la parte C del circuito RC. El
condensador de 0,1 ¿tF en la Figura 6-10 tiende a cortocircuitar el triac para señales de alta
frecuencia. Por consiguiente cualquier transitorio de alta velocidad que aparezca en la línea ac,
caerá a través de la resistencia de carga, dado que C presenta una impedancia muy baja a cualquier
señal de alta velocidad.
La razón de la inclusión de R es limitar la gran corriente de descarga cuándo el triac pasa a
CONDUCCION bajo condiciones normales de operación. La resistencia R de hecho no interviene en
la supresión de los transitorios de alta velocidad; su único propósito es el de limitar la descarga del
condensador C a través de los terminales principales del triac.
Los valores de R y C que se muestran en la Figura 6-10 son típicos. Dichos circuitos supresores
RC se usan también con los SCR, porque éstos tienen el mismo problema con los transitorios de alta
velocidad de aumento.
211
6-9 LOS UJT COMO DISPOSITIVOS DE DISPARO PARA

TRIACS
Hasta ahora, el ángulo de disparo de todos nuestros circuitos con triacs y SCR ha sido seleccionado
ajustando el valor de resistencia de un potenciómetro. En el control de potencia industrial hay veces
que el punto de cebado se selecciona por medio de una señal de voltaje de realimentación. Una señal
de voltaje de realimentación es un voltaje el cual de alguna manera representa la condición actual
de la carga. Por ejemplo, en el caso de una carga luminosa, un voltaje proporcional a la intensidad
luminosa podría utilizarse como señal de realimentación para controlar automáticamente el ángulo
de disparo del triac y por consiguiente la intensidad de la luz producida; cuan do se tiene un motor
como carga, un voltaje proporcional a la velocidad del eje podría utilizarse como señal de
realimentación para controlar el ángulo de disparo y en consecuencia la velocidad del motor.
Siempre que se efectúa un control del cebado de un triac (o un SCR) por medio de una señal de vol -
taje de realimentación, el dispositivo popular de disparo es el UJT.
Algunas veces la señal de realimentación toma la forma de la variación de una resistencia en
lugar de la variación de un voltaje. En este caso también el UJT es compatible con la situación de
realimentación.
La Figura 6-11 ilustra un montaje de disparo con UJT visto con frecuencia para utilizarse con
realimentación. En la Figura 6-ll(a), la cual muestra un circuito completo de control de potencia, se
ha esquematizado una realimentación por resistencia. La resistencia RF es una resistencia variable
que varía a medida que cambian las condiciones de carga. El mismo circuito ha sido adaptado para
realimentación por voltaje sustituyendo RF por la red de alimentación de voltaje dibujada en la
Figura 6-11 (b). La realimentación por resistencia es un poco más simple, de modo que
comenzaremos por ésta.
6-9-1 Circuito de disparo con UJT y con realimentación por

resistencia
El transformador T, es un transformador de aislamiento. Un transformador de aislamiento tiene
una relación de vueltas 1:1, y su propósito es aislar eléctricamente los circuitos primario y
secundario. En este caso el transformador de aislamiento está aislando el circuito de potencia ac del
circuito de disparo. Muchos transformadores de aislamiento incluyen componentes para supresión
de transitorios. Cuando incluyen dichos componentes, las señales transitorias de alta frecuencia que
aparecen en el primario no son transmitidas al devanado secundario, de este modo ayudan a
mantener el circuito secundario libre de ruido.
La onda senoidal de 115 V ac proveniente del secundario de Tt se aplica a un puente
rectificador. La salida del puente rectificador de onda completa se aplica a una combinación
resistencia-diodo zener, la cual entrega entonces una forma de onda de 24 V sincronizada con la
línea ac. Esta forma de onda está dibujada en la Figura 6-11 (c) .
Cuando se ha estabilizado la fuente de 24 V, C, comienza a cargarse. Cuando se ha cargado al
Vp del UJT, el UJT se dispara y crea un pulso de
con triac. El circuito de disparo utiliza un UJT y una fuente de corriente constante, la
cual es controlada por la realimentación por resistencia, (b) El mismo circuito de
disparo de la parte (a) con la excepción que la fuente de corriente es controlada por la
realimentación por voltaje, (c) Voltaje de onda completa recortado por el zener, el
cual maneja el circuito de disparo, (d) Forma de onda cuando alcanza el V del UJT
P
(15V en este caso), (e) Pulsos de corriente provenientes del secundario del
transformador de pulsos. (f) Forma de onda del voltaje en la carga.
213
corriente en el devanado primario del transformador de pulsos T2. Este pulso se transmite al
devanado secundario, y el pulso del secundario se entrega a la puerta del triac, pasándolo a
CONDUCCION por el resto del semiciclo. Las formas de onda correspondientes al voltaje del
condensador, V c „ la corriente secundaria de T2, Isec, y al voltaje en la carga, U carga, están dibujadas
en las Figuras 6-11 (d), (e) y (f). En estas formas de onda el ángulo de disparo es del orden de 135°.
La velocidad a la cual C¡ se carga está determinada por la relación de RF a i?,. RF y ñj forman
un divisor de voltaje. Entre ellas se dividen los 24 V de la fuente de que alimenta al circuito de
disparo. Si RF es pequeña comparada con R¡, entonces E, recibe una gran parte de los 24 V de la
fuente. Esto hará que el transistor Q¡, pnp, conduzca bastante, dado que el voltaje en /?, está
aplicado a su circuito de emisor a base. Con Q, conduciendo bastante, C, se carga rápidamente,
porque Cj se carga por la corriente de colector de Q¡. Bajo estas condiciones el UJT se dispara tem-
pranamente en el semiciclo, y el promedio de la corriente es alto.
Los UJT. como dispositivos de disparo para triacs / 215
Por el contrario, si RF es grande comparada con R¡, entonces el voltaje en R¡ será más pequeño
que el anterior debido al efecto de la división del voltaje. Esto hace que aparezca un voltaje más
pequeño a través del circuito de emisor a base de Q l5 reduciendo la polarización de Qt. Con Q! con-
duciendo menos, la velocidad de carga de C¡ se reduce, y toma más tiempo en alcanzar el voltaje VP
del UJT. Por tanto el UJT y el triac se disparan más tarde en el semiciclo y el promedio de la
corriente de carga es menor que en el caso anterior.
El circuito de carga de Cj mostrado produce una velocidad constante para el crecimiento del
voltaje a través del condensador, tal como lo muestra la Figura 6-1 l(d). La pendiente de la forma de
onda del voltaje es constante porque la corriente de carga del condensador es constante. Ahora
analicemos cuantitativamente este circuito de una fuente de corriente constante.
Primero, considerando a y /?, como un circuito serie, podemos afirmar que:
K
*' = (24V)*r+*;’ (6_1)
lo cual expresa la proporcionalidad entre el voltaje y la resistencia de un cir cuito serie. Desde luego,
estrictamente hablando, R¡ y RF no conforman realmente un circuito serie. El terminal de base de
está conectado al punto de unión de las dos resistencias; debido a esto, por RF circula un poquito más
de corriente que por R1. Sin embargo, si estas resistencias están adecuadamente seleccionadas, la
corriente que drenan será bastante mayor que la corriente de base del transistor. Con una corriente
de base muy pequeña en comparación, el porcentaje de diferencia entre la corriente por RF y la
corriente por Rx es despreciable. Dado esto, es correcto entonces considerar a RF y R¡ como un
circuito serie, y la Ecuación (6-1) se justifica.
El voltaje VRí aparece a través de R2 y de la unión base-emisor de Qi. Dado que R2 está en el
terminal de emisor de (?! podemos afirmar que:
URI = (IE i )R2 + 0,6 V,
donde IE¡ corresponde a la corriente de emisor de Q,. Si (?! es un transistor de beta alto, su corriente
de colector es prácticamente igual a su corriente de emisor; esto nos lleva a una buena aproximación,
Vfil = (/Cl)í2+0,6V,
donde 7Cl es la corriente de colector en el transistor y también la corriente de carga del condensador
C¡. Despejando de esta ecuación ICl y combinando con la Ecuación (6-1), obtenemos
/ -ü. 0,6 V = J_ '(24 V)*,

0,6 V. (6-2)
Jr,----------- R
2 R-l R¡ + Rp
La Ecuación (6-2) muestra el hecho que la corriente de carga del condensador aumenta a
medida que RF disminuye, y muestra también que para un valor dado de RF la corriente de carga es
constante para todo tiempo.
Intuitivamente hablando, este circuito es capaz de mantener una corriente constante porque
reduce el voltaje colector-emisor de a medida que aumenta el voltaje en el condensador. Es decir,
por cada voltio que aumente Ve, » VCE de Qj decrece en 1 voltio. En esta forma, el aumento continuo
del voltaje en el condensador no puede retardar el flujo de corriente como normalmente sucede en
un circuito RC simple.
Con Ic, una constante, la velocidad de crecimiento del voltaje es constante, dado que para
cualquier condensador:
Av _ I c ) (6-3)
At C
donde Au/At es la velocidad de cambio del voltaje en el condensador. Por tanto siempre que la
corriente sea constante, le valocidad de crecimiento del voltaje será constante, como se muestra en la
Figura 6-ll(d).
Ejemplo 6-3
Para el circuito de la Figura 6-11 (a), asumamos las condiciones siguientes: R, = 5 K, RF =
8 K, R2 = 2,5 K, 0, = 150, C, = 0,5 ^F, TJ = 0,70.
a. Encontrar VXl.
b. Encontrar ICl.
c. ¿Cuál es la velocidad de crecimiento del voltaje a través de C, ?
d. ¿Cuánto tiempo transcurre entre el comienzo de un semiciclo y el cebado del triac?
e. ¿Cuál es el valor del ángulo de disparo?
f. ¿Qué valor de Rr podría producir un ángulo de disparo de 120o?
Solución
a. Asumiendo que fí, y RF están en serie, podemos utilizar la Ecuación (6-1):
K
*' = <24V)né?TK_’’2V-
b. De la Ecuación (6-2),
T1 |~(24 V)(5
K) 0,6 V 3,45 mA.
c
' 2,5 KL5K + 8 K
c. De la Ecuación (6-3),
AVc___[c_ - oirx =6’9 x 103 v/se§=6,9 v/ mseg-
AtC
d. El condensador debe cargarse al Vp del UJT, lo cual está dado por: VP =

t]VB2B1 +0,6V = (0,70)(24 V) + 0,6 V = 17,4 V.
El tiempo necesario para cargarse a este valor puede encontrarse de:

, _ VP 17.4 V , .
Av/At 6,9 V/mseg. 2,5mseg'
e. Llamamos $ al ángulo de disparo. Dado que 360" representan un ciclo y que el período de
una fuente de 60 Hz es 16,67 mseg, podemos establecer la siguiente proporción:
6 = 360°
2,5 mseg. 16,67 mseg
e = 54°.
Los UJT como dispositivos de disparo para triacs / 217
f. Para un ángulo de disparo de 120°, el tiempo transcurrido entre el cruce por cero y el cebado
está dado por la proporción:
t 16,67 mseg.
120° ~~ 360° ’
t = 5,55 mseg.
El punto de disparo del UJT sigue siendo 17,4 V, de modo que el ángulo de disparo corresponde
a 5,55 mseg, la velocidad de crecimiento del voltaje del condensador debe ser:
Av 17,4 V
A? = 5,55 mseg.= 4 v/mse8-
Aplicando la Ecuación (6-3), nos dá una corriente de carga de.r
¡c, Av
C, Ai’
■Ic. = 3,14 V (0,5 x lO"6) = 1,57 mA.

1 x 10~3 seg
De la Ecuación (6-2), podemos encontrar a RF:
1 f(24 V)(5 K) 0,6 V]
Ic, = 1,57 mA =
2,5 K L(5 K + Rf)
Resolviendo esta ecuación para RF, obtenemos:
RF = 21,4 K.
Por tanto si la resistencia de realimentación se aumenta a 21,4 K, el ángulo de disparo se
aumentará a 120°, y en concordancia se reducirá la corriente de carga.
6-9-2 Circuito de disparo con UJT y con realimentación por voltaje

Como se estableció anteriormente, los UJT son también compatibles con
circuitos con realimentación por voltaje. Mentalmente remplacemos la re-
sistencia RF de la Figura 6-11 (a) por el circuito con el transistor npn que
se muestra en la Figura 6-11 (b). Ahora el voltaje de realimentación variable
VF controla el ángulo de disparo del triac. Veamos, de una manera cuan-
titativa, como trabaja. Aplicando la ley de Ohm al circuito de. emisor a base
de O,, obtenemos:
VF = (TEI)R3+0,6V
en la cual IE¡ representa la corriente de emisor del transistor Q2. Dado
que la corriente de colector es casi igual a la corriente de emisor en un tran-
sistor de alta ganancia, esta ecuación puede escribirse como:
r VP - 0,6 V
lc
‘ R3
I c - , la corriente de colector de Q2, es la misma corriente que atra-
viesa a R ¡ si despreciamos la corriente de base de Q ¡ . Por tanto VRt , el
cual maneja a Q,, está determinado por Ic¡. Es decir,
UR, = (/c.W
v^=^r~ 0,6 V)- (6-4)

Be aquí en adelante, el funcionamiento del circuito es idéntico al circuito de realimentación por

resistencia. A mayor V R ¡ > mayor la velocidad de carga del condensador y más prontamente se
disparan el UJT y el triac. A menor V^,, menor la velocidad de carga del condensador y más tarde se
dispararán el UJT y el triac.
Notemos que Q 2 tiene un valor grande de resistencia conectada a su terminal de emisor. Esto
proporciona una alta impedancia de entrada para la fuente de V F lo cual implica que el circuito es
una carga liviana para la fuente de voltaje de realimentación. Notemos también que la fuente de
voltaje de realímentación está aislada eléctricamente de las líneas de la fuente ac principal mediante
los transformadores y T 2 , los cuales aislan completamente el circuito de disparo.
El beta y la temperatura de Q 2 no afectan el funcionamiento normal de el seguidor de emisor.
Es decir, si Q 2 trata de conducir mucho, el voltaje desarrollado a través de R ¿ subirá un poco y
regulará la corriente de base de Q 2. Esto cancela cualquier tendencia del transistor mismo a conducir
una corriente de colector mayor que la normal. Por el contrario, si Q ¿ arranca débilmente (no
conduciendo lo suficiente), el voltaje desarrollado a través de R 3 caerá un poco y permitirá una
corriente de base extra necesaria para cancelar la tendencia de Q 2 a conducir menos. En definitiva,
el transistor operará en tal forma que la ley de Ohm, Ecuación (6-4), se cumple.
Ejemplo 6-4
Para la situación de realimentación por voltaje que se muestra en la Figura 6-11 (b),
asumamos que / 3 2 — 200 y que R : ¡ = 2 K. Los valores de todos los otros componentes del
circuito de disparo son ¡os mismos del Ejemplo 6-3.
a. Si el rango del voltaje de realimentación es de 2 a 7 V de, ¿cuál es el rango de control del
ángulo de disparo?
b. ¿Cuál es el valor de la corriente?
Solución
a. Para V F = 2 V, la Ecuación (6-4) dá:
V
R, = f-£(2 V - 0,6 V) = 3,5 V
La Ecuación (6-2) es también aplicable a la situación de realimentación por voltaje

lue 0:
& , V R l — 0,6 V 3,5 V — 0.6 V
c
' Rx 2,lK ’
Je, ~ 1,16 mA.

La Ecuación (6-3) dá:
A v I c , 1,16 m A
2,32 V/mseg.
Ar ~ Cj — (¿5 ¿íF
El tiempo que toma en cargarse a V P es:
17.4 V
t = Viven------------------ = 7,5 nisee
2,32 V/mseg. ’ 6
El ángulo de disparo correspondiente a 7,5 mseg es:

6 __ 360°
7,5 mseg. i6,67 mseg.
e= i62°.
Esto es lo más tarde que se ceba el triac.

Cuando VF = 7 V,
Vjt, = !£(7V- 0,6 V)= 16,0 V,
VRl — 0,6 V 16,0 V — 0,6 V Cl _ Ri

~ 2,5 K 6,16 m A.
La pendiente de la rampa de voltaje es entonces:

Av _ Ic, _ 6,16 mA
At Ct 12,32 V/mseg.
0,5 Rp
El tiempo para cebarse es:
Vr ~ 17,4 V
' ~~ Av/At ~ 12,32 V/mseg.~ 1,4 mS6g' Lo
cual produce un ángulo de disparo de:
_e________ 360°
1,4 mseg. 16,67 mseg.
9 = 30°.
El rango de control del ángulo de disparo del UJT y del triac es por consiguiente de 30° a 162°.
b. La corriente máxima solicitada a la fuente de realimentación ocurrirá cuando VF = 7 V.
Esta corriente puede encontrarse aplicando la ley de Ohm a la entrada de Q2 ■ Primero
debemos encontrar la impedancia (resistencia) de entrada de Q.¿.
Recordemos de los fundamentos de electrónica que la resistencia de entrada de un seguidor
de emisor está dada aproximadamente por:
*1» = PRB,
donde (3 es la ganancia de corriente del transistor y RE la resistencia de emisor. En este caso,
RiD = (200)(2 K) = 400 K.
Por tanto la corriente máxima que se demanda a la fuente VF está dada por:
, VEmáx~ 0.6 V 7 V - 0,6 V
máx
Rin 400 K ’
7 máx “36 ji A.
1. Dibuje el símbolo esquemático de un triac e identifique sus tres terminales.
2. ¿A cuál polaridad del voltaje de terminal principal se le denomina polaridad po- sitiual
¿Cuál es la polaridad negativa?
3. ¿El ángulo de disparo de un triac durante el semiciclo positivo es necesariamente igual al
ángulo de disparo durante el semiciclo negativo?
4. Defina VaT. ¿Qué rango de valores tiene en los triacs de mediana potencia?
5. Repita la pregunta 4 para ICT.
6. Repita la pregunta 4 para IHlr
7. Defina V D R O M - Siendo todo lo demás igual, ¿cuál sería más costoso, un triac con un alto
VDR0M° un triac con un bajo V D R O M ?
8. Defina V T M . ¿Qué se considera mejor, un alto V T M o un bajo V T M 1 ¿Por qué?

9. Un triac controla el promedio de la corriente ac a través de una carga. Un reós- tato puede
hacer lo mismo. ¿En qué aspectos un triac es superior a un reóstato? ¿Existe algún
aspecto en el cual un reóstato es superior a un triac?
10. ¿Son los triacs inherentemente estables con temperatura? ¿Qué sucede con el ángulo de
disparo a medida que aumenta la temperatura asumiendo que todo lo demás es constante?
11. Dibuje el símbolo esquemático y grafique a grandes rasgos la curva caracterís- de un diac.
¿Qué otros nombres se utilizan para denominar los diacs?
12. En términos generales, ¿de qué orden es la máxima diferencia entre los valores + V a> y
— en un diac?
13. Compare las situaciones de utilizar un diac de 30 V en el terminal de puerta de un triac
versus la de disparar la puerta directamente del circuito de carga re? ¿Cuál de estas dos
situaciones requiere una menor constante de tiempo en el circuito de carga? Explique.
14. Defina voltaje de descenso de un tiristor.
15. ¿Cuál es aproximadamente la magnitud del voltaje de un SBS o de un SUS?
16. En términos generales, ¿qué tan simétricos son los SBS? ¿Cuándo es importante la
simetría?
17. Si se alteró la característica básica de un SUS de 8 V, de tal forma que el nuevo voltaje de
ruptura fue de 2,8 V, ¿cómo se hizo?
18. Si se alteró la característica básica de un diodo de cuatro capas de 40 V de tal forma que
el nuevo voltaje fue 16 V, ¿cómo se hizo?
19. ¿Cuál es la característica esencial que aparta los triacs de los otros semiconductores?
20. Estudie la siguiente frase y explique con sus palabras por qué es correcta: “Aunque un
triac no puede producir continuos cambios en la corriente instantánea, si puede producir
continuos cambios en el promedio de la corriente”.
21. Con la tendencia de ¡os diseñadores de circuitos a utilizar circuitos de bajo voltaje y baja
potencia siempre que les sea posible, ¿por qué son aún necesarios los triacs y SCR de alta
potencia? ¿Cuál es la justificación para su existencia?
22. En la Figura 6-5(a), si el triac no ha sido disparado, ¿explique por qué el conden sador
arranca cada semiciclo con una carga residual de polaridad “contraria”?
23. Para el mismo circuito de la pregunta 22, si el triac es disparado, ¿comenzará aún el
condensador cada semiciclo con una carga residual de polaridad contraria? Explique.
24. Trate de explicar el efecto de centelleo visto en el circuito de la Figura 6-5(a). Asegúrese
de explicar ¿por qué la potencia en la carga puede reducirse reajustando (aumentando) fí2
una vez el triac ha justamente comenzado a dispararse?
25. ¿En general qué es histéresis? ¿Conoce usted un buen ejemplo de histéresis en otras áreas
de la electricidad y magnetismo?¿Conoce de otro ejemplo en áreas no-eléctricas?
26. En la Figura 6-8(a), ¿cuál es el objetivo del diodo D2? Explique ampliamente.
27. ¿Cuál es la diferencia entre disparo y ruptura de un SUS? ¿Es la ruptura sana para un
SUS?
28. ¿Cuál palabra, disparo o ruptura, sería'la apropiada para describir la operación de un
diodo zener?
29. ¿Es la ruptura sana para un diodo zener?

30. Enumere los cuatro modos de disparo de un triac. Usualmente ¿cuál modo se evita?
31. ¿Por qué siempre entregamos corriente de puerta negativa cada vez que ambas
polaridades de terminal principal deben dispararse por una sola polaridad de corriente de
puerta?
32. Explique el significado del valor du/dt de un triac. ¿Tienen también los SCR un valor de
dv/dt?
33. ¿Qué precaución simple se debe tomar para proteger los tiristores de potencia del disparo
por dv/dt? Dé algunos valores típicos de los componentes.
34. En la Figura 6-ll(a), suponga J; = 0,55, Ri = 10K, R2 = 1,5 K y C¡ = l/iF.
¿Qué valor de RF producirá un ángulo de disparo de 90o? Haga un gráfico de
Vc t versus tiempo para esta situación.
35. Si todo permaneciera igual como en la pregunta 34 excepto que se utilice un UJT
diferente, con un i) = 0,75, ¿cuál seria el nuevo ángulo de disparo?
36. En el circuito de la Figura 6-11 (a), suponga i?, =50K, RF = 100 K, R2 = 1,2 K,
/3 = 100 y C, = 1/¿F. (a) Pruebe que éste no es un buen diseño porque la co-
rriente de base de Q, no es despreciable comparada con la que circula por el
divisor de voltaje formado por R¡ y Rr. (b) Cambie los valores de R l y Rf de modo que el
ángulo de disparo sea el mismo pero la corriente de base del transistor sea menor que un
décimo de la corriente por el divisor de voltaje.
37. Para el circuito de la Figura 6-ll(b), suponga R, = 10 K, R2 = 1 K, R3 = 15 K, C, =0,7mF y
7/ = 0,60.
a. ¿Cuál es el ángulo de disparo si VF = 3,2 V?
b. ¿Cuál es el ángulo de disparo si VF =8,8 V?
38. Para el circuito de la Figura 6-11 (b), R¡ = 18 K, R2 = 2,2 K, R3 = 25 K y TJ — 0,68. El
rango del voltaje de realimentación es de 3 a 12 V. Seleccione la magnitud de C! para
obtener un rango del ángulo de disparo del orden de 120" centrado aproximadamente a
90°. En otras palabras, el ángulo de disparo debe variar desde 30° hasta 150°. Es
imposible obtener un rango exacto. Trate de obtener el rango lo más cercano posible.
PRACTICA 6-1: CONTROL DE CORRIENTE AC CON UN TRIAC
Procedimiento
a. Monte el circuito de la Figura 6-4(b). Utilice, si es posible, una fuente ac aisla-
da. Si no es posible, siga los pasos al respecto de la Práctica 4-1.
Utilice los siguientes valores de los componentes y regímenes: RCBrgñ = 100 Í2,
100 W, una resistencia o una bombilla de 100 W; el triac T2302B (RCA), o cualquier
triac con un VDROM de al menos 200 V y una IT (RMS) de al menos 3 A, y con unas
características de puerta similares. Si las características (VGT e IGT) no son si-
milares a las del T2302B, los componentes del circuito de disparo deberán cambiarse.
R4 = 1 kfi;
R x = 10 K;
C, = 0,22 jí/F;
R % — 250-K pot;
C2 = 0,22 /¿F.
R 3 = 33 K;
1. ¿Cuál es el rango de ajuste del ángulo de disparo? ¿Son iguales los ángulos de disparo
para ambos semiciclos?
2. Haga una gráfica que muestre las formas de onda de V carga, VMTI-MTÍ, Y Vc, para la
misma referencia de tiempo.
3. Mida ICT, la corriente necesaria para disparar el triac, para las dos polaridades de
terminal principal. Esto debe hacerse midiendo el voltaje a través de f? 4 en el instante del
disparo y aplicando la ley de Ohm a f? 4. El osciloscopio deberá conectarse para
visualizar la forma de onda de VRt. Compare la 1GT medida con la dada en las
especificaciones del fabricante, si dispone de esta información.
4. Mida VTM, el voltaje a través del triac después de disparado. Compare con las
especificaciones del fabricante.
5. Caliente el triac con un cautín y note el efecto sobre el ángulo de disparo. ¿Tiene esto
sentido?
6. Investigue el efecto de sustituir el triac por otros del mismo número. Explique los
resultados.
b. Conecte un diac en el terminal de puerta del triac. Utilice un diac tipo TI43A o cualquiera
equivalente, con un voltaje de disparo del orden de 32 V. Cambie el valor de los siguientes
componentes:
Rz = 200-K o 250-K pot, C, =0,1 jiF,
R3 = 4,7 K, C2 = 0,02 n F.
y deje todo lo demás igual.
1. ¿Son iguales los ángulos de disparo para ambos semiciclos? ¿Por qué?
2. Investigue los efectos de calentar el triac. Explique sus resultados.
3. Investigue los efectos de sustituir el triac por otros del mismo número. Explique sus
resultados.
4. Investigue los efectos de sustituir el diac por otros del mismo número. Comente los
resultados.
PRACTICA 6-2: CARACTERISTICAS DE LOS DIACS Y SBS
Procedimiento
Monte el circuito de la Figura 6-12. Este circuito permite visualizar la curva característica
voltaje-corriente del dispositivo que se está probando. Ajuste la fuente ac variable a cero antes
de energizarla cada vez que se vaya a probar un nuevo dispositivo.
La señal horizontal que se aplica al osciloscopio representa el voltaje aplicado al dispositivo
de disparo. La señal vertical representa la corriente por el dispositivo, dado que está tomada en
la resistencia de 1.000 Q que se encuentra en serie con éste, y por consiguiente está recorrida
por la misma corriente. La sensibilidad de corriente del osciloscopio se puede calcular por
medio de la ley de Ohm,
voltios/cm
amps/cm = Tooo
a. Coloque un diac y ajuste la fuente ac hasta que pueda verse el punto de disparo.
1. Mida + VK, y — V¿Son aproximadamente iguales?
2. ¿Cuál es el valor del voltaje de descenso?
3. ¿Cuál es el valor de la corriente de mantenimiento (la corriente mínima necesaria para

mantener la conducción una vez disparado)?
4. Investigue la estabilidad con temperatura del diac. Comente sus resultados.
5. Investigue las desviaciones de grupo entre diferentes diacs de mismo número. Comente
sus resultados.
Figura 6-12. Circuito para visualizar en un osciloscopio la curva característica

voltaje-corriente de un dispositivo de disparo.
b. Coloque un SBS (MBS 4991 o equivalente) en lugar del diac. Ajuste la fuente ac hasta que
el disparo se haga visible en el osciloscopio. Repita los pasos 1 a 5 de la parte a. Haga una
comparación de los resultados obtenidos para los dos dispositivos.
c. Investigar la alteración de las características de un SBS lo cual puede hacerse con la
utilización de su terminal de puerta.
1. Coloque un diodo zener de bajo voltaje (V¡¡ menor que 6 V) como se describió en la
Sección 6-5-2 para alterar + Va). Grafique la curva voltaje-corriente obtenida. ¿Está esto
de acuerdo con lo esperado?
2. Repita el paso 1 para alterar — VH,r
3. Conecte dos zener que tengan diferente voltaje zener de modo que se alteren ambos + V„,
y - Vm>. Grafique la curva y explique.
4. Retire los zener y coloque una resistencia de 2,2K entre G y Al. Observe y grafique la
nueva curva característica. ¿Refuerza esto lo que ya sabe acerca de los SBS? Repítalo
pero con la resistencia de puerta conectada a A 2.
PRACTICA 6-3: UN REGULADOR DE VOLTAJE A 100 V rms

Nota: Para realizar esta práctica se necesita un voltímetro que lea valores rms (a ondas no
sinusoidales). Sin un voltímetro de esta clase no se puede observar la regulación del circuito.
El circuito de la Figura 6-13 es un regulador de voltaje rms que utiliza realimentación por
resistencia. El voltaje de la lámpara se mantendrá a 100 V rms en caso de que el voltaje de línea
varíe en cualquier dirección de 110 a 250 V rms.
La fotocelda deberá tener

una resistencia del orden
de 10 K a 2 foot candles
de iluminación. Su relación
de Luz y Oscuridad deberá
ser del orden de 1 00:1
Figura 6-13. Circuito que regula el voltaje rms aplicado a la lámpara. La fotocelda
proporciona realimentación por resistencia al circuito de disparo. (Cortesía de
Motorola, Inc.)
La cantidad de luz emitida por la lámpara depende del valor rms del voltaje a través de ella, dado que
la capacidad de transferencia de potencia de la fuente depende del valor rms de su voltaje. Por tanto si se
mantiene constante la cantidad de luz emitida por la lámpara, el valor rms en sus terminales es constante.
El circuito de la Figura 6-13 hace justamente esto, mantiene la iluminación constante.
La lámpara puede ser una bombilla incandescente de 100 W, montada en una caja con su interior
forrado con papel aluminio. Se hace un hueco en la caja y se inserta el tubo de cartulina. El tubo puede ser
de los utilizados en la cocina en los dispensadores de limpiadores desechables. La fotocelda se monta en el
otro extremo del tubo de tal forma que no reciba luz del ambiente. La fotocelda responderá únicamente a la
luz reflejada por el papel de aluminio hacia el tubo de cartón.
La resistencia de la fotocelda es la resistencia de realimentación en este circuito, RF. Su colocación es
diferente a la mostrada en la Figura 6-11 (a), la cual tiene a Rf en la parte inferior. En este circuito Rf está
en la parte superior. La. localización apropiada depende de si Rh aumenta a medida que aumenta la po-
tencia en la carga o de si Rf disminuye a medida que aumenta la potencia en la carga. En este ejemplo, la
resistencia de la fotocelda disminuye a medida que aumenta la potencia en la carga (a medida que aumenta
la intensidad luminosa), de modo que Rh deberá colocarse en la parte superior. Si lo contrario fuera lo nece-
sario, Rr deberá colocarse en la parte inferior.
Veamos ahora cómo hace el circuito para mantener constante la iluminación. Si el voltaje de línea
aumenta, tiende a aumentar la iluminación, más luz llega a la
fotocelda, y en consecuencia disminuye su resistencia. A medida que RF disminuye, el voltaje a

través de la fotocelda es una fracción menor de los 24 V de la fuente de. Esto reduce la
polarización del transistor Qlt y por consiguiente disminuye la velocidad de carga de C n lo cual
produce un disparo más retardado del triac. Este disparo más tardío del triac compensa el
aumento del voltaje de línea, y el voltaje rms de la lámpara solamente aumentará en una
cantidad muy pequeña.
Por otro lado, si el voltaje de la línea ac disminuye, tendiendo a disminuir el voltaje rms de
la lámpara, la reducción en la iluminación producirá un aumento de RF . Esto permite que RF
reciba una fracción mayor de los 24 V de la fuente de. El voltaje de polarización de Q, aumenta
por consiguiente, haciendo que C, se cargue más rápidamente y el triac se dispara más
temprano en el semiciclo. Este disparo temprano del triac cancela la disminución del voltaje de
línea ac, y el valor rms del voltaje en la lámpara se mantiene prácticamente constante.
Para probar este circuito, conecte un voltímetro rms en paralelo con la lámpara. Ajuste el
potenciómetro R¿ de tal forma que la lectura del voltímetro sea 100 V rms cuando el voltaje de
línea sea 110V rms (el voltaje de línea puede medirse con un voltímetro estándar dado que es
una onda senoidal). Aumente entonces el voltaje de línea a 250 V rms (si es posible) y ajuste el
valor del potenciómetro para que la lectura del voltaje en la lámpara sea también 100 V rms.
Habrá necesidad de realizar estas dos operaciones varias veces dado que los potenciómetros
interaccionan entre sí. Si no es posible aumentar el voltaje de línea hasta los 250 V rms, tome
el valor más alto que pueda obtener y con éste ajuste el potenciómetro /? :i.
Cuando se han completado los ajustes, podrá variar el voltaje de línea en cualquier
dirección entre 110 y 250 V rms con el voltaje de la lámpara mantenido en 100 V rms ±2 V.
Haga incrementos iguales en el voltaje de línea y haga una tabla que contenga los valores
del voltaje ac de línea, del voltaje rms de la lámpara, y del ángulo de disparo (medido en el
osciloscopio).
Note que cuando el ángulo de disparo se encuentre en las cercanías de 90", se sucede un
pequeño cambio en el ángulo de disparo para compensar un intervalo igual en el voltaje de
línea. Cuando el ángulo de disparo está lejos de 90", bien sea por encima o por debajo, el
circuito produce un gran cambio en el ángulo de disparo para compensar el mismo cambio en
el voltaje de línea. ¿Cómo puede explicar esto?
Si usted está inclinado a las matemáticas, puede resultarle interesante integrar algunas de
las formas de onda de voltaje. Refiérase a un buen libro de cálculo en ingeniería para saber
cómo hacer estas integrales y así encontrar el valor rms. La integración no es fácil porque no
integrará el voltaje de carga mismo, sino el cuadrado del voltaje de carga. La "s” en "rms”
significa squarc (cuadrado).
7
Sistema automático industrial de
soldadura con control digital
En este capítulo explicaremos el funcionamiento de un sistema automático de soldadura. El sistema

en cuestión es una versión ligeramente simplificada de un sistema real de soldadura de riñes de
automóvil capaz de un promedio de producción de 600 riñes por hora. Aun cuando el
funcionamiento del sistema se explica en términos de soldadura de riñes, el diseño del sistema tiene
mucho en común con el funcionamiento de otros soldadores que utilizan la secuencia básica de
soldadura automática así, (1) Ajustar, (2) Soldar, (3) Retener, (4) Soltar, (5) Alistar. En este
capítulo, estas cinco palabras se escribirán en negrilla siempre que se refieran a una etapa espe-
cífica de la secuencia automática de soldadura.
OBJETIVOS

1. Explicar en detalle cómo un sistema lógico de estado sólido recibe información de sus
convertidores de señal acerca de los aparatos que está controlando
2. Explicar cómo un sistema lógico de estado sólido ejerce control sobre maquinaria
automatizada a través de sus amplificadores de salida
226
Descripción física del sistema de soldadura de riñes / 227
3. Explicar cómo el operador del sistema puede determinar las especificaciones del ciclo
automático por medio de los interruptores selectores y cómo estas especificaciones son
cargadas en los dispositivos de memoria del sistema lógico
4. Explicar cómo el sistema lógico rastrea el progreso del ciclo automático, conociendo qué pasos
se han terminado y cuál es el próximo a ejecutar
5. Discutir el diagrama de bloques aproximado de un sistema industrial complicado, y explicar
las ventajas de segmentar un sistema complicado en pequeños subcircuitos
6. Interpretar un diagrama de bloques, identificando que bloques interactúan con otros y cuál es
la dirección de la interacción
7. Explicar en detalle la práctica industrial, bastante común de trasladar, o predeterminar, la
condición de los interruptores selectores hacia un contador regresivo
8. Discutir la práctica bastante común de utilizar las alternativas de la línea ac de potencia para
“temporizar” la ocurrencia de eventos
9. Explicar en detalle el funcionamiento de un circuito decodificador que convierte una
secuencia de bits binarios a una forma útil
10. Explicar en detalle la acción de un codificador por matriz de diodos en la con versión de la
selección de un interruptor selector a una forma compatible con los contadores regresivos
11. Mostrar porqué se prefieren los diodos de germanio a los de silicio en una matri , codificadora
12. Explicar el uso de los separadores (manejadores) para prevenir el degeneram! n- to de las
señales digitales
13. Enumerar las cuatro variables que se ajustan para producir la mejor soldadura posible en un
soldador automático y explicar con dibujos de formas de ondas el significado de cada variable
14. Describir un ignitrón, y puntualizar su ventaja sobre los SCR
15. Mostrar cómo un ignitrón puede ser cebado por un SCR
16. Describir cómo el ángulo de conducción de corriente de soldadura puede controlarse por
medio de un circuito de control ignitrón-SCR-UJT
17. Discutir la necesidad de descargar el condensador de emisor del UJT durante el semiciclo
negativo en el circuito de control anterior
18. Describir el problema de la saturación de los transformadores de soldadores. Utilizando
dibujos de formas de onda, muestre cómo puede resolverse el problema de la saturación
19. Describir el funcionamiento de un transformador de soldadura trifásico conectado en delta, y
explicar porqué el ángulo de conducción por fase debe limitarse a 120"
7- 1 DESCRIPCION FISICA DEL

SISTEMA DE SOLDADURA DE RIÑES
La distribución del mecanismo del manejo y levante del rin, así como los elec trodos y sus controles
hidráulicos asociados se muestran en la Figura 7-1.
228 / Sistema automático industrial de soldadura con control digital
La relación entre el aro y la araña del rin se muestra en la Figura 7 -1 (a), la cual es una vista
superior de la araña descansando dentro del aro. El aro de un rin de automóvil es la parte circular
externa donde se monta la llanta. La araña es la parte media en forma de pestaña la cual contiene
los huecos para los pernos de la rueda y el hueco central para la tapa del eje de tracción. La araña
es soldada al aro para formar un rin completo. La araña se denomina así porque está soldada al aro
en ocho puntos. La Figura 7-l(a) muestra que la araña tiene cuatro aletas, las cuales son las
protuberancias que descansan en el borde interno del aro. Cada aleta es soldada con puntos de
soldadura al aro en dos lugares, lo cual hace ocho soldaduras en total.
La Figura 7-1 (b) muestra una vista lateral de la combinación aro-araña descansando en la
plataforma de levante. La araña realmente no puede verse a través del metal del aro del rin, aunque
es visible en la figura. La plataforma de levante está colocada debajo de los cilindros hidráulicos los
cuales acercan y alejan los electrodos del soldador. La plataforma de levante es subida y bajada por
el cilindro de levante. Cuando el pistón del cilindro de levante se extiende, levanta la plataforma de
levante, y entonces posiciona el aro y la araña del rin de tal modo que los electrodos pueden
acercarse y hacer una soldadura. Cuando se ha terminado la soldadura y los electrodos se han
alejado, el pistón se retrae, bajando la plataforma de levante y el rin.
Encima de los cilindros de los electrodos del soldador hay una especie de techo el cual mantiene
el rin en perfecto alineamiento para los cilindros de los electrodos, pero por simplificación no se
muestra en la Figura 7-1 (b). Asimismo, los dos interruptores de fin de carrera que detectan cuando
el rin está perfectamente posicionado contra el techo se han omitido en la Fi gura 7-1 (b) para
mantener el dibujo claro.
Cuando la plataforma de levante ha sido subida y el rin está en posición, la línea hidráulica
denominada ACERCAMIENTO DE ELECTRODOS es sometida a presión, lo cual hace que los
pistones de los cuatro cilindros de electrodos se extiendan. Esto lleva a que se efectúe un contacto
eléctrico entre los electrodos en la parte externa con el aro del rin y con la araña por dentro. El
interruptor de presión hidráulica IPl es el encargado de detectar cuando se detiene el movimiento
de los pistones, lo cual significa que los electrodos están presionados contra las superficies metálicas
a soldar. La Figura 7-1 (b) muestra un solo par de electrodos del soldador. Como se men cionó
antes, la araña es soldada al aro en ocho sitios distintos, de modo que realmente hay ocho pares de
electrodos. Solamente se muestra un par de electrodos por simplicidad en el dibujo.
Después que se han hecho las soldaduras, la línea hidráulica ACERCAMIENTO DE
ELECTRODOS es descargada, y la línea hidráulica ALEJAMIENTO DE ELECTRODOS es
sometida a presión. Esto hace que se retracten los pistones de los cilindros de electrodo, retirando
los electrodos. El pistón del cilindro de levante se retrae, bajando el rin terminado.
7- 2 SECUENCIA DE OPERACIONES
PARA HACER UNA SOLDADURA
Cuando el rin está en posición para ser soldado, los electrodos del soldador avanzan hacia adelante
para acercarse al metal, como se mencionó en la
Araña del rin
Asas de la plataforma
de levante
soldaduras
(a)
X: Electrodos del soldador

Y: Aislante de los electrodos
Z: Conductores de potencia de los electrodos
ALEJAMIENTO DE
Araña del Rin

(dentro del Aro)
Aro del rin
Plataforma de Levante
Bajar el Rin
fuera de la Posición
de Soldadura
Montar el Rin a la Cilindro de Levante
Posición de Soldadura
(b)
Figura 7-1. (a) Vista superior de una araña de rin descansando en el re : borde interno
del aro del rin. Las asas de la plataforma de levante impiden que el aro del rin de
desplace horizontalmente, (b) Vista de lado donde se muestra la distribución física
del mecanismo de soldadura. Las notas indican las funciones de las diferentes líneas
hidráulicas.
229
Sección 7-1. Una vez los electrodos se han acercado al metal, se permite que hagan presión contra
las superficies por un corto tiempo antes de que circule la corriente de soldadura. Esto se hace para
permitir que los electrodos se acomoden a la curvatura de las superficies y así ejecutar un contacto
eléctrico perfecto. Esta parte de la totalidad de la secuencia de soldadura se denomina etapa de
Ajuste. El tiempo asignado para esta etapa en la secuencia de soldadura se denomina tiempo de
ajuste, y puede ser ajustado por el operador del sistema.
El tiempo de ajuste comienza cuando la presión hidráulica en los cilindros de electrodo ha
alcanzado su valor nominal, lo cual es detectado por IPl en la Figura 7-1 (b). El tiempo de ajuste
generalmente es del orden de 1 segundo. Cuando ha transcurrido el tiempo de ajuste, se termina la
etapa de Ajuste y comienza la etapa de Soldar.
Durante la etapa de Soldar, el transformador de soldadura que no se muestra en la Figura 7-1
(b) es energizado. La corriente fluye por los conductores de potencia hacia los electrodos y a través
del contacto metal-metal entre el aro y la araña del rin, con lo cual hace la soldadura. La etapa de
Soldar generalmente toma de 2 a 10 segundos.
La corriente de soldadura no fluye continuamente durante la etapa de Soldar. Es conectada y
desconectada en pequeños tramos, denominados pulsaciones. El operador determina el número de
pulsaciones que se usarán para efectuar la soldadura. Además del número de pulsaciones, también
el número de ciclos de corriente los cuales fluirán durante una sola pulsación es determinado por el
operador del sistema, al igual que el número de ciclos “perdidos” entre pulsaciones. La Figura 7-
2(a) muestra una gráfica de corriente versus tiempo durante la etapa de Soldar, asumiendo que la
corriente de soldadura fluye durante la totalidad de los 180" de un semiciclo ac.
En la Figura 7-2(a), puede verse que la corriente de soldadura fluye durante tres ciclos ac. Esto
es seguido por la ausencia de corriente durante dos ciclos. Al final de estos dos ciclos, la corriente es
conectada durante otros tres ciclos. Cada vez que se terminan tres ciclos de corriente, se dice que el
sistema ha completado una pulsación de corriente.
El ejemplo dado aquí muestra tres ciclos de flujo de corriente seguidos por dos ciclos de
ausencia de corriente. Debemos tener'claro que estos números son ajustables. El operador pudo
haber seleccionado cinco ciclos de flujo de corriente seguidos por tres ciclos de ausencia de
corriente, u ocho ciclos de flujo seguidos por los dos ciclos de ausencia, etc.
La parte de la etapa de Soldar durante la cual la corriente está fluyendo se denomina
subetapa Caliente. La parte de la etapa de Soldar durante la cual está ausente la corriente se
denomina subetapa Fría. El número de ciclos en las subetapas Fría y Caliente se ajusta de
acuerdo con el tipo de aleación y el calibre del material.
Hemos visto que el operador ajusta el número de pulsaciones en la etapa de Soldar, el
número de ciclos ac en la subetapa Caliente, y el número de ciclos en la subetapa Fría. En
adición a estas variables, también es ajustable el número de grados por semiciclo que fluye la
corriente de soldadura. Este número de grados por semiciclo durante los cuales realmente fluye co-
rriente se denomina ángulo de conducción. La Figura 7-2(b) muestra la forma de onda de una
corriente de soldadura en la cual el ángulo de conducción es aproximadamente 90". El tipo de
aleación y el calibre del metal y el tipo de
Secuencia de operaciones para hacer una soldadura / 231
Corriente
i\ i\
I\ I\ It/l /'
I\ IIJ
It
I\J IiJ _____ j___L t
_____ _____ L
(a)
Corriente
/ \ /\
/
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\
\
\
l\ / 1
I
I\
I1
i I l I l
I _ i. 1 1 t
i. L
(b)
Figura 7-2. Formas de onda de pulsaciones de corriente de soldadura, (a) Tres ciclos
de flujo de corriente rectificada, seguidos por dos ciclos de ausencia de corriente.
Esto significa que la subetapa Caliente está determinada a tres ciclos y la subetapa
Fría a dos ciclos. Durante la subetapa Caliente, hay flujo de corriente durante la
totalidad de los 180° de un semiciclo positivo, (b) La misma situación, salvo que la
corriente fluye solamente durante 90° del semiciclo positivo.
material del electrodo se toman en la cuenta cuando se hace la selección del ángulo de conducción.
Se han hecho muchas investigaciones para determinar la mejor combinación de estas cuatro
variables para cada situación diferente de soldadura. Cada variable tiene algún efecto sobre la
calidad final de la soldadura. Para cada situación de soldadura encontrada, el operador del sistema
se refiere a tablas estudiadas para la selección de cada una de las cuatro variables (pulsaciones por
etapa de Soldar, ciclos por subetapa Caliente, ciclos por subetapa Fría, y ángulo de conducción).
De esta manera el sistema produce soldaduras de la mejor calidad posible. Debido a que todas las
variables se mantienen perfectamente consistentes de una soldadura a otra, la firmeza de la
soldadura es perfectamente consistente. Desde luego, la consistencia es el beneficio que se consigue de
cualquier maquinaria automatizada.
Cuando se ha entregado el número apropiado de pulsaciones, el sistema deja la etapa de
Soldar y entra en la etapa de Retener. Durante la etapa de Retener, la presión de los electrodos
se mantiene sobre las superficies de metal, pero la corriente está desconectada. El propósito de la
etapa de Retener es permitir que el metal fundido de la soldadura se endurezca antes que se
suprima la fuerza mecánica ejercida por los electrodos sobre el rin. Esto evita cualquier distorsión en
el rin mientras el metal está en estado fundido.
Al final de la etapa Retener, la cual generalmente toma alrededor de 1 segundo, el sistema
entra en la etapa de Soltar. Durante la etapa de Soltar, el pistón del cilindro de electrodo se retrae,
liberando al rin de los electrodos.
Cuando termina la etapa de Soltar, el sistema entra en la etapa de Alistar, durante la cual se
retrae el pistón del cilindro de levante, haciendo que el rin terminado descienda de la posición de
soldadura. Una vez abajo, el rin es retirado de la plataforma de levante. El sistema permanece en
Alistar hasta cuando un nuevo aro y araña de rin se coloquen sobre la plataforma de levante, y el
cilindro de levante reciba de nuevo una orden de extensión.
Resumiendo, la secuencia total de soldadura consiste de cinco etapas. En orden de ocurrencia,
son: Alistar, Ajustar, Soldar, Retener, Soltar y regreso a Alistar.
Una vez entrado en la etapa de Alistar el sistema se mantiene allí hasta cuando se monte un
nuevo rin en la plataforma de levante y se dé la señal para que éste suba.
Después de la etapa de Alistar viene la etapa de Ajustar, durante la cual los electrodos del
soldador hacen contacto con el rin y lo presionan contra ellos. La cantidad de tiempo de
permanencia en esta etapa está determinado por el tiempo que toma el pistón de los cilindros de
electrodos en extenderse y efectuar un contacto firme, seguido por la cantidad de tiempo de ajuste
que ha determinado el operador del sistema. El tiempo de ajuste se determina por la posición de
dos interruptores selectores de 10 posiciones. Los detalles del circuito de estos interruptores
selectores y sus circuitos asociados están explicados en la Sección 7-6. En este mo mento basta con
darse cuenta que la posición de ¡os interruptores selectores determina cuanto tiempo adicional debe
transcurrir para completar la etapa de Ajustar. Un tiempo adicional en este sistema corresponde
al período de la línea ac, a saber 1/60 seg (16,67 mseg). Por consiguiente, el número seleccionado en
los interruptores selectores de 10 posiciones puede considerarse como el número de ciclos ac que
deben suceder, para que se termine la etapa de Ajustar.
La etapa de Ajustar es seguida por la etapa de Soldar. El sistema permanece en la etapa de
Soldar hasta que se entregue el número apropiado de pulsaciones de corriente de soldadura por
los electrodos. Este número de pulsaciones de corriente es determinado por el posicionamiento de
otros dos interruptores selectores de 10 posiciones. El número de ciclos por pulsación (el número de
ciclos de la subetapa Caliente) es determinado también por otro par de interruptores selectores de
10 posiciones. Lo mismo es aplicable para el número de ciclos entre pulsaciones (el número de ciclos
de la subetapa Fría); este número es también seleccionado de un par de interruptores selectores de
10 posiciones.
Cuando se ha entregado el número deseado de pulsaciones de corriente, el sistema deja la etapa
de Soldar y entra en la etapa de Retener. El tiempo de permanencia en la etapa de Retener
nuevamente se selecciona por un par de interruptores selectores de 10 posiciones. La cuenta de los
ciclos ac comienza inmediatamente se entra en la etapa de Retener. En la etapa de Ajustar, por
el contrario, hay un retardo considerable antes de que comience la cuenta de los ciclos ac; este
retardo ocurre dado que el sistema espera por la carrera del pistón del cilindro de electrodo y que
la presión hidráulica en la línea de ACERCAMIENTO DE ELECTRODOS alcance su valor
nominal. En la etapa de Retener no existe ningún retardo.
Diagrama de bloques del circuito de control para la secuencia / 233
Cuando se ha terminado la cuenta en la etapa de Retener (la etapa ha terminado), el sistema

entra en la etapa de Soltar. Nuevamente, la duración de la etapa de Soltar es seleccionada a
partir de los interruptores selectores de 10 posiciones. El número se selecciona para permitir el
tiempo adecuado para que el pistón de los cilindros de electrodo se retracten, liberando al rin del
contacto con los electrodos del soldador. Cuando se ha terminado la cuenta en la etapa de Soltar, el
sistema entra en la etapa de Alistar, lo cual hace que la plataforma que contiene el rin terminado,
descienda. Esto termina una secuencia de soldadura. Una secuencia completa toma de 6 a 15
segundos.
7- 3 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL CIRCUITO

DE CONTROL PARA LA SECUENCIA
La Figura 7-12 al final del Capítulo 7 muestra el circuito lógico completo para controlar la
secuencia de soldadura. Estos diagramas grandes son difíciles de entender tomándolos en su
totalidad. En lugar de esto, con circuitos complejos de este tipo, es mejor segmentarlo en varias
partes (subcircuitos). Podemos entonces concentrarnos en estos pequeños subcircuitos uno por uno
sin ser abrumados por la totalidad del circuito.
7- 3-1 Un sistema complejo segmentado en pequeños subcircuitos o bloques—

explicación del diagrama de bloques aproximado
En la Figura 7-3, el circuito completo para controlar la secuencia de sol dadura ha sido
segmentado en subcircuitos, con cada subcircuito identificado por un bloque. El circuito contenido
en un solo bloque tiene un cierto propósito único el cual contribuye a la totalidad de la operación del
sistema. Antes de estudiar los circuitos de un bloque en particular, es útil saber como encaja cada
bloque en el esquema total del control. En esta sección trataremos de entender el propósito de cada
bloque y de entender como cada bloque interactúa con los otros bloques. En las secciones subsi -
guientes de este capítulo haremos énfasis en el estudio de los circuitos de cada bloque.
En una discusión posterior del sistema de soldadura, se hace una distinción entre los términos
secuencia de soldadura y etapa de Soldar. En efecto ya hemos comenzado a diferenciarlos. La
secuencia de soldadura se refiere a la secuencia completa de acciones necesarias para soldar un rin,
desde Alistar, a través de cada etapa de la secuencia, y regresando nuevamente a Alistar. La
etapa de Soldar, por el contrario, se refiere a la parte (etapa) de la secuencia durante la cual se
entregan las pulsaciones de corriente a las superficies del rin.
En la Figura 7-3 hay nueve bloques. A cada bloque se le ha asignado un nombre corto que a
grandes rasgos describe su función. A cada bloque también se le ha asignado una letra de A a I.
Las líneas entre bloques muestran que hay interacción directa entre esos bloques o más
precisamente, que hay cables de conexión entre los cir
cuitos de estos bloques. La punta de flecha indica la dirección de flujo de información, desde el
transmisor de señal al receptor de señal. De esta forma, la línea que sale del bloque A hacia el
bloque B muestra que hay interacción entre el bloque A y el bloque B y además que el bloque A
está transmitiendo la información y que el bloque B está recibiendo la información.
El hecho que la Figura 7-3 muestre solamente una línea yendo de un bloque a otro no debe
interpretarse que hay solamente un cable conductor entre los circuitos en el cableado real. Pueden
haber varios cables conductores entre estos circuitos. La Figura 7-3 solamente simboliza el flujo de
información; esto no es exactamente un diagrama de cableado.
En la discusión que viene a continuación, una línea de conexión de un bloque será identificada
por dos letras las cuales muestran cuáles son los dos bloques que se conectan. La primera letra
denota el bloque transmisor y la segunda el bloque receptor. Por ejemplo, la línea AB será la línea
que va desde el bloque A hasta el bloque B. La línea BE es la línea que va del bloque B al bloque E.
La línea EB es la línea que va del bloque E al bloque B. Note que un bloque dado puede enviar
información a otro bloque lo mismo que recibir información de dicho bloque.
7- 3-2 Cómo el circuito de la secuencia de iniciación (bloque A)

encaja en el sistema total
El bloque A, circuito de iniciación de la secuencia, tiene la función de levantar un nuevo rin a la
posición para la soldadura, y detectar cuando el rin esté adecuadamente posicionado. Esto lo señala
al circuito de la etapa del circuito de disparo y permisión por medio de la línea AB, haciendo que el
bloque B pase al sistema de Alistar a Ajustar. La manera como el bloque B ejecuta esta acción se
explica en la descripción del circuito de la etapa de disparo y permisión en la Sección 7-3-3. Cuando
el bloque A recibe la señal vía la línea CA de que el sistema ha entrado en la etapa de Ajustar,
hace que los electrodos del soldador avancen y enganchen el aro y la araña del rin. Cuando la
presión hidráulica del aceite en el cilindro de electrodo es suficientemente alta, significa que el
tiempo de ajuste puede comenzar, esta condición es detectada e informada al bloque B. Tiempo
después el bloque A se torna inactivo hasta que el sistema entre a la etapa de Soltar.
Cuando el sistema entra en la etapa de Soltar, esta acción es informada al bloque A por medio
de la línea CA, haciendo que el bloque A retracte los pistones de los cilindros de electrodos y libere
el rin. Después que se termina la etapa de Soltar y el sistema reentra a la etapa de Alistar, el
bloque A recibe dicha información por medio de la línea CA. En este momento baja la plataforma
que contiene el rin terminado.
En resumen, el circuito de iniciación de la secuencia tiene la responsabilidad de subir y bajar el
rin y de acercar y alejar los electrodos del soldador en el momento apropiado. También envía
señales que le informan al circuito de disparo y permisión cuando el sistema ha entrado a la etapa
de Ajuste y cuando el tiempo de ajuste debe comenzar.
Señal de
inicio
Figura 7-3. Diagrama de bloques de la totalidad del sistema de soldadura de riñes. Cada bloque contiene
23 un subcircuito que tiene un cierto propósito específico en el esquema de control.
5
7- 3-3 Como el circuito de la etapa de disparo y permisión

(bloque B) encaja en el sistema total
El circuito de la etapa de disparo y permisión, el bloque B, tiene la tarea de recibir la

información de que una etapa se ha terminado, proveniente de la etapa contadora de tiempos.
Recibe esta información por la línea EB y entonces actúa de acuerdo con la información. Las
acciones que ejecuta son:
a. Dispara el circuito de la etapa de paso a paso por la línea BC, haciendo que el circuito pase a la
etapa siguiente de la secuencia de soldadura.
b. Informa al circuito de predeterminación del tiempo de conteo por la línea BD, haciendo que
predetermine la etapa contadora de tiempos con los números apropiados. Estos números han sido
seleccionados en los interruptores selectores de 10 posiciones, como se mencionó en la Sección 7-2.
c. Una vez que se han terminado estas dos primeras acciones, deja pasar* pulsos de 60 Hz hacia la
etapa contadora de tiempos para efectuar la temporización adecuada de la nueva etapa. Esto se
hace por medio de la línea BE. El dejar pasar se hace por medio de una puerta lógica del tipo
estudiado en el Capítulo 2.
La etapa de Soldar es la única excepción en la acción c. Durante la etapa de Soldar los pulsos
de conteo que pasan a la etapa contadora de tiempos no ocurren a 60 Hz; en lugar de esto, se
entrega un pulso de conteo cada vez que se termina una pulsación de corriente de soldadura. Note
que hay una línea que va del bloque F al bloque B. Durante la etapa de Soldar, la línea FB
entrega un pulso de conteo cada vez que se termina una pulsación de corriente de soldadura.
Entonces el bloque B deja pasar estos pulsos de conteo hacia la etapa contadora de tiempos, en
lugar de los usuales pulsos de 60 Hz.
7- 3-4 Como el circuito de la etapa pasa a paso (bloque C)

El circuito de la etapa paso a paso recibe un pulso por la línea BC cada vez que el bloque B se
entera que se ha terminado una etapa. Este pulso hace que la circuitería del bloque C avance un
paso. Este avance se hace disparando flip-flops, tal como se describirá en detalle en la Sección 7-5.
Por tanto el circuito de la etapa paso a paso está compuesto por flip- flops, y los estados de los flip-
flops indican er. qué etapa se encuentra el sistema en cualquier momento. La información acerca
de cuál es la etapa corriente en el sistema es importante para varios otros subcircuitos en el sistema,
como se desprende de la Figura 7-3. El diagrama de bloques muestra líneas de dirección del bloque
C a los bloques A, B, D, F, y G, lo cual indica que la información acerca de la etapa del sistema se
envía a todos estos bloques. La razón para que cada uno de estos subcircuitos
En inglés “gates” que se utiliza como “permitir” o dejar pasar (N. del T.).
Diagrama de bloques del circuito de control para la secuencia / 237
necesite saber cuál es la etapa corriente en el sistema será evidente cuando estudiemos los circuitos
específicos de cada bloque.
El circuito de la etapa paso a paso está acompañado por un decodificador, tal como lo dice la
etiqueta del bloque B. El decodificador convierte los estados de los flip-flops en una señal útil para
enrutarla alrededor de los varios bloques de subcircuitos. El decodificador tiene una línea de salida
para cada etapa, cinco líneas de salida en total.
Por ejemplo, si los flip-ñops en el circuito de la etapa paso a paso están indicando que el
sistema está corriente en la etapa de Retener, entonces la línea de salida Retener del
decodifícador pasará a nivel ALTO, mientras que las líneas de salida Alistar, Ajustar, Soldar, y
Soltar estarán en nivel BAJO. Por la detección de cuál de las cinco líneas de salida está en nivel
ALTO, los otros subcircuitos pueden darse cuenta cuál de las cinco etapas del sistema es la
corriente.
7- 3-5 Como el circuito predeterminador de la etapa contadora de

tiempos (bloque D) encaja en el sistema total
El bloque D, el circuito predeterminador de la etapa contadora de tiempos, tiene la tarea de
cargar el número correcto de dos dígitos en la el apa contadora de tiempos. Hace esto
inmediatamente después que el sistema entre en una nueva etapa. Como se mencionó en la Sección
7-2, cadn etapa, excepto Alistar, tiene dos interruptores selectores de 10 posit iones asociados, en
los cuales el operador del sistema selecciona el número deseado de incrementos de tiempo (ciclos de
la línea ac) para esta etapa. La etapa de Soldar es diferente en este aspecto, como se estableció
antes.
El circuito predeterminador de la etapa contadora de tiempos decide cuál par de interruptores
selectores de 10 posiciones se debe leer, dependiendo de la etapa de la secuencia en la cual acaba de
entrar el sistema. Conoce en qué etapa acaba de entrar gracias a la línea de conexión CD. El
circuito predeterminador del contador de tiempos desplaza entonces los números de estos
interruptores selectores hacia la etapa contadora de tiempos. Lo hace por medio de la línea DE.
7- 3-6 Como la etapa contadora de tiempos

(bloque E) encaja en el sistema total
La etapa contadora de tiempos es el circuito que de hecho cuenta los incrementos de tiempo
durante Ajustar, Retener, y Soltar y la duración de las pulsaciones de la corriente de soldadura
durante Soldar. Es un contador regresivo, cuenta hacia atrás a partir del número determinado
hasta cero. Cuando alcanza el cero, envía una señal por la línea EB al circuito de la etapa de disparo
y permisión indicándole que se ha completado la etapa y por tanto el sistema está listo para pasar a
la próxima etapa.
Por ejemplo, si el número predeterminado que se desplazó hacia la etapa contadora de tiempos
para la etapa de Retener es de 45, el contador se decrementará en una unidad cada vez que
ocurra un ciclo de la línea ac.
Después de 45 ciclos de la línea ac, la cual toma 45/60 seg, el contador alcanzará el cero. Cuando
esto sucede, informa al bloque B que el sistema está listo para ser disparado a la próxima etapa, en
este ejemplo, la etapa de Soltar.
7- 3-7 Como el circuito paso a paso de caliente-frío y permisión (bloque F)

El circuito paso a paso de caliente-frío y permisión tiene varias funciones:
a. Cuando el sistema se encuentra en la etapa de Soldar, este circuito lleva al sistema a uno y
otro lado entre las subetapas Caliente y Fría.
b. Siempre que es cargada una nueva subetapa, envía una señal por la línea FG al circuito
predeterminador del contador caliente-frío, haciendo que este circuito envíe al contador caliente-
frío el número apropiado.
c. Una vez se ha efectuado la predeterminación, el circuito paso a paso de caliente-frío y
permisión deja pasar pulsos de 60 Hz por la línea FH al contador caliente-frío de modo que éste
pueda contar el número de ciclos ac en la subetapa. Cuando se ha terminado una subetapa
Caliente o Fría, el circuito paso a paso de caliente-frío y permisión recibe esta información
proveniente del contador caliente-frío por medio de la línea HF. Esta es la manera como el circuito
sabe cuando pasar a la próxima subetapa, cuando ejecuta la función a.
Para resumir el propósito del circuito paso a paso de caliente-frío y permisión, hay que tener
cuidado de enrutar las señales apropiadas a aquellos bloques que tienen que ver con las subetapas
Caliente y Fría, los bloques G, H, e I. También envía una señal siempre que se termine una
pulsación de corriente de soldadura, de modo que otros subcircuitos (los bloques B y E) pueden
rastrear el progreso de la etapa de Soldar en sí misma.
7- 3-8 Como el circuito predeterminador del contador caliente-frío (bloque G)

El circuito predeterminador de caliente-frío es idéntico en concepción al circuito de la etapa
predeterminadora del contador de tiempos. El circuito predeterminador del contador caliente-frío
desplaza un número de dos dígitos de un par de interruptores selectores hacia el contador caliente-
frío. Esto se sucede en la línea GH. Hay un par de interruptores de 10 posiciones que determina el
número de ciclos de la línea ac en la subetapa Caliente y otro par de interruptores que determina
el número de ciclos ac en la subetapa Fría. El circuito predeterminador del contador caliente- frío
lee el par correcto de interruptores dependiendo de en que subetapa se encuentra el sistema. Tiene
acceso a esta información por medio de la línea FG.
Descripción detallada del circuito de iniciación de la secuencia y del.. . / 239
7- 3-9 Como el contador caliente-frío

(bloque H) encaja en el sistema total
Así mismo, el contador caliente-frío es idéntico en concepción a la etapa contadora de tiempos.
Cuenta hacia atrás desde el número predeterminado hasta cero, decrementándose en uno por cada
ciclo de la línea ac. Cuando llega a cero, envía una señal indicando que la subetapa ha terminado.
Esta señal es enviada al bloque F por la línea HF, informándole al bloque F que es tiempo de pasar a
la próxima subetapa.
7-3-10 Como el circuito de potencia del soldador (bloque I) encaja en

el sistema total
El circuito de potencia del soldador, el bloque I, recibe una señal pro veniente del bloque G
siempre que el sistema se encuentre en la subetapa Caliente de la etapa de Soldar. Cuando se recibe
la señal de Caliente, el circuito de potencia del soldador energiza el transformador del soldador y
por consiguiente entrega corriente a los electrodos del soldador. La manera como se hace esto y la
forma como el circuito de potencia del soldador ajusta el ángulo de conducción serán discutidas en
detalle en la Sección 7-9.
7- 4 DESCRIPCION DETALLADA DEL CIRCUITO DE

INICIACION DE LA SECUENCIA Y DEL CIRCUITO DE LA
ETAPA DE DISPARO Y PERMITIDOR
Partiendo de esta sección, y hasta la Sección 7-9, veremos de cerca los detalles del funcionamiento de
cada uno de los circuitos de la Figura 7-3. Antes de hacer esto efectivamente, nos decidiremos sobre
ciertas reglas de notación. Las reglas que utilizaremos están explicadas en la Sección 7-4-1.
7-4-1 Notación usada en los diagramas esquemáticos y en el texto escrito
La Figura 7-4 es un diagrama esquemático que muestra el circuito de iniciación de la secuencia

y el circuito de la etapa de disparo y permitidor. Notemos que algunos conductores están etiquetados
con letras mayúsculas. Cada una de estas letras se refiere a una nota en la parte inferior del dibujo,
las cuales explican el significado de dicho conductor, es una manera de decir qué trabajo ejecuta
dicho cable en el funcionamiento del circuito. En el texto explicativo, estos conductores se
identificarán por sus letras mayúsculas.
Si hay una nota explicativa entre paréntesis, la condición identificada entre paréntesis es la
condición necesaria en el conductor para que efectúe su propósito. Por ejemplo, la nota Y dice
“habilitación de la puerta de conteo (BAJO)”. Esto significa que el conductor etiquetado Y es el
conductor que
INTERRUPTORES DE
FIN DE CARRERA MONOESTABLE Predeterminar la
24
0
Figura 7-4. Diagrama esquemático del Circuito de Iniciación de la Secuencia (bloque A) y del Circuito de
la Etapa de Disparo y Permitidor (bloque B). Los círculos representan terminales de entrada y salida, los
cuales conectan con otros subcircuitos (otros bloques).
Descripción detallada del circuito de iniciación de la secuencia y del. . . / 241
habilita la puerta de conteo para que deje pasar los pulsos de conteo y que el conductor Y permite
que pasen los pulsos solamente cuando se encuentre en nivel BAJO.
Cuando un conductor llega a un subcircuito proveniente de otro subcircuito, su función se
identifica por un terminal circular que tiene una etiqueta que es una palabra o una frase corta. Por
ejemplo, el terminal circular etiquetado “soltar” en la Figura 7-4 indica que el conductor conectado
a dicho terminal originalmente viene del terminal Soltar de algún otro subcircuito y que el terminal
pasa a nivel ALTO cuando, el sistema entra en la etapa de Soltar.
Como otro ejemplo, el conductor conectado al terminal “cuenta terminada por la etapa
contadora de tiempos (BAJO)” viene de algún otro subcircuito. Cuando el terminal pasa a nivel
BAJO, significa que la etapa contadora de tiempos ha terminado de contar (contar hasta cero). Una
explicación precisa de la acción del terminal se dará en el texto escrito.
Además, un subcircuito en particular ilustrado en un diagrama esquemático, tendrá salidas
yendo a otros subcircuitos como entradas llegando de otros subcircuitos. Los terminales circulares
etiquetados se utilizan también para indicar esta situación. Cuando se hace esto, podemos suponer
que viene de la misma etiqueta en un terminal de entrada de algún otro esquema de un subcircuito.
Por ejemplo, el terminal etiquetado “predeterminar la etapa contadora de tiempos (ALTO)” tiene un
conductor conectado el cual va a algún otro subcircuito. El diagrama esquemático de este otro
subcircuito mostrará un terminal de entrada con exactamente la misma etiqueta.
No hay posibilidad de confundir un terminal de entrada con uno de salida porque los
terminales de entrada siempre están conectados a las entradas de las puertas de estado sólido, de los
flip-flops, etc. mientras que los terminales de salida siempre están conectados a las salidas de los
circuitos y dispositivos de estado sólido.
Miremos la identificación de partes del circuito en el texto explicativo, a continuación se da la
forma que seguiremos.
Las etapas y subetapas específicas de la secuencia de soldadura están escritas con la primera
letra en mayúscula y resaltadas en negrilla, ejemplos, Soltar, Alistar, Soldar, Caliente, Fría.
Los dispositivos particulares (puertas, flip-flops, etc.) que aparecen en el dibujo con nombre
específico están escritos en mayúscula; ejemplos: MONO ESTABLE DE LA ETAPA PASO A
PASO, BOTON PULSADOR DE LEVANTE DEL RIN, CONVERTIDOR DE SEÑAL 2, NOR3.
Los subcircuitos específicos que están definidos en el diagrama de bloques de la Figura 7-3-
están escritos con la primera letra en mayúscula; ejemplos: Etapa contadora de tiempos, Circuito de
la etapa paso a paso, Circuito predeterminador del contador caliente frío.
Las etiquetas de los terminales y las descripciones de los conductores (notas) se encierran entre
comillas; ejemplos “pulsos de conteo de pulsaciones de corriente de soldadura”, “cambiar paso en la
etapa paso a paso (flanco de bajada)”, “pulsos de 60 Hz”. Una excepción es si la etiqueta del terminal
es una de las etapas o subetapas específicas del sistema. Cuando esto sucede, se escribe en negrilla.
Ejemplo: Ajustar.
7-4-2 Funcionamiento del circuito
La secuencia de soldadura comienza cuando el operador presiona y mantiene el BOTON
PULSADOR DE LEVANTE DEL RIN, situado en el extremo izquierdo de la Figura 7-4. En el
proceso de producción esto supuestamente se hace cuando el operador ve que han sido colocados
adecuadamente un aro y una araña de rin sobre la plataforma de levante, como se describió en la
Sección 7-1. Si el proceso fuera completamente automático, habría un contacto de estado sólido o un
contacto de relé en lugar del interruptor pulsador. De cualquier modo, la aplicación de los 115 V ac
a la entrada del CONVERTIDOR DE SEÑAL 3 producirá un voltaje de + 15 V de, un nivel ALTO,
a la entrada de la OR2. La entrada superior de la OR2 está en nivel BAJO en este momento, debido
al hecho de que el terminal Alistar está en nivel ALTO mientras el sistema esté en Alistar, â
salida de la OR2 pasa a nivel ALTO, haciendo que el amplificador de salida ASI energice el relé
RLR. El contacto normalmente abierto del relé RLR localizado en la parte baja del extremo
izquierdo de la Figura 7-4 se cierra, aplicando 115 V ac al SOLENOIDE DE LEVANTE DEL RIN.
La energización de este solenoide desplaza la válvula hidráulica lo cual hace que se extienda el pistón
del cilindro de levante. Cuando la plataforma de levante ha llevado el aro y la araña del rin a la
posición adecuada para la soldadura, los interruptores de fin de carrera, en el extremo superior
izquierdo de la Figura 7-4, cierran sus contactos. Esto hace que se apliquen 115 V ac al
CONVERTIDOR DE SEÑAL 1, lo cual produce un nivel ALTO a la entrada del inversor II. Cuando
se presenta este nivel ALTO, la salida de II pasa a nivel BAJO, produciendo un flanco de bajada en el
conductor X. Este flanco de bajada aparece en el terminal Ti del MONOESTABLE DE LA ETAPA
PASO A PASO.
El MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO tiene dos terminales de disparo, Tj y T 2 .
Se encenderá cuando se presente un flanco de bajada en uno cualquiera de sus dos terminales de
disparo. Por consiguiente, el flanco de bajada en T x enciende el monoestable, y éste entrega un pulso
de 100/¿seg de duración. Conforme se enciende, la salida Q pasa a nivel BAJO, aplicando un flanco
de bajada al terminal etiquetado “cambiar paso en el circuito de la etapa paso a paso (flanco de
bajada)”. Esto hace que el Circuito de la etapa paso a paso salga de la etapa Alistar y en tre en la
etapa de Ajustar. Esta acción de paso está discutida en detalle en lsi Sección 7 _5
Entre tanto, la salida Q del MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO permanece en
nivel ALTO por 100/xseg, más de lo necesario para que el sistema pase a Ajustar. Durante estos
100 ¿jseg, el terminal “Predeterminar la etapa contadora de tiempos” está en nivel ALTO. El nivel
ALTO en este terminal traslada los dígitos seleccionados en los interruptores selectores de 10
posiciones de Ajustar, hacia la Etapa contadora de tiempos. Este traslado está discutido más
adelante en la Sección 7-6.
Cuando el sistema pasa de Alistar a Ajustar, el terminal Alistar pasa a nivel BAJO, y el
terminal Ajustar, a la izquierda de la Figura 7-4, pasa a nivel ALTO. Debido a que Alistar está en
nivel BAJO, la salida de 12 pasa a nivel ALTO. Dado que la entrada inferior de la AND 1 está
también en nivel ALTO, la salida de la ANDl pasa a nivel ALTO. Esto significa que el BO TON
PULSADOR DE LEVANTE DEL RIN puede soltarse, porque ahora-
Descripción detallada del circuito de iniciación de la secuencia y del. . . / 243
la entrada inferior de la OR2 está en nivel ALTO, eliminando así la necesi dad de que su entrada
superior esté en nivel ALTO. La puerta QR2 se ha enclavado, y por el tiempo que Alistar permanezca
en nivel BAJO. Esto mantiene energizado al relé RLR manteniendo el rin levantado en la posi ción de
soldar. La combinación OR2-AND1 que acabamos de describir es el circuito de enclavamiento ya
familiar visto varias veces en el Capítulo 2.
Como se estableció antes, el terminal Ajustar, a la izquierda de la Figura 7-4, pasa a nivel
ALTO cuando el sistema cambia a la etapa de Ajustar. Esto hace que la salida de la OR3 pase a nivel
ALTO. La salida es realimentada a la AND2, enclavándose la OR3 por el tiempo que el terminal
Soltar permanezca en nivel BAJO. La OR3 maneja al AS2, el cual a su vez maneja el relé RAES. Este
relé energiza el SÓLENOIDE DE ACERCAMIENTO DE ELECTRODOS, en la parte inferior de la
Figura 7-4, haciendo que se extiendan los pistones de los cilindros de electrodos, acercando los
electrodos a hacer contacto con el aro y la araña del rin. La combinación OR3- AND2 es otro circuito
de enclavamiento.
Cuando la presión en los cilindros de electrodos es lo suficientemente al ta, lo cual significa que
los electrodos del soldador han hecho contacto firme con el metal, el contacto IN.PR. PRESION
ALTA DE ELECTRODOS, en la parte superior izquierda de la Figura 7-4, se cierra. Cuando la
salida del CONVERTIDOR DE SEÑAL 2 pasa a nivel ALTO, la salida de la NOR1 pasa a nivel
BAJO. En este momento ambas entradas de la ORI están en nivel BAJO, haciendo que el conductor
Y pase a nivel BAJO. Esto habilita la PUERTA DE CONTEO, OR4, para que pase cualquier pulso,
los cuales aparecen en su entrada número 2. En este momento hay pulsos de 60 Hz presentes en la
entrada 2 de OR4, de modo que son enviados a través de OR4 al terminal “pulsos de conteo de la
etapa contadora de tiempos”. El tiempo de ajustar comienza, y la Etapa contadora de tiempos
qomienza la cuenta regresiva a partir del número predeterminado.
Hagamos en este momento una pausa para discutir el funcionamiento de la OR4 en la acción de
dejar pasar los pulsos de conteo a la Etapa contadora de tiempos. Por el tiempo que el conductor Y
estuvo en nivel ALTO, la OR4, no pudo dejar pasar pulsos de conteo porque su salida estuvo
bloqueada en nivel ALTO por la presencia del nivel ALTO en su entrada número 1. Bajo esta
condición, los pulsos que se presentaron en su entrada número 2 no pudieron transmitirse a la salida.
Ahora cuando la entrada 1 se encuentra en nivel BAJO, la salida de la OR4 está habilitada para
responder a los pulsos aplicados a su entrada número 2 (asumiendo que la entrada 3 está en nivel
BAJO). Este es un ejemplo de permitir pulsos al contador. La puerta deja pasar o bloquea los pulsos
de conteo, en respuesta a la señal de mando en su entrada número 1. Desde luego, la entrada 3 tiene la
misma capacidad de control para hacer que la PUERTA DE CONTEO deje Dasar o bloquee los
pulsos de conteo.
La entrada número 3 de la OR4 (la PUERTA DE CONTEO) está en nivel BAJO en este
momento debido a que el terminal Soldar está en nivel BAJO. La salida de 14 está en nivel ALTO,
haciendo que la salida de la NOR4 pase a nivel BAJO, llevando la entrada número 3 de la OR4 a un
nivel lógico BAJO.
Se estableció antes que los pulsos de 60 Hz realmente existen a la entra da 2 de la PUERTA DE
CONTEO en el momento que comienza el tiempo de ajustar. La Figura 7-4 muestra que dichos
pulsos deben venir de la salida de
la N0R3. La inspección de la N0R3 revela que los pulsos que aparecen en su entrada superior a
partir del terminal “pulsos de 60 Hz” pasarán a la salida de la NOR3 solamente si su entrada
inferior está en nivel BAJO. Cuando han pasado, los pulsos de conteo llegan a la salida de la NOR3
invertidos en fase, pero este hecho no es importante en esta aplicación. Esta situación es casi la
misma que la de la OR4. Si la entrada inferior fuese nivel ALTO, la salida de la NOR3 sería
bloqueada en nivel BAJO, y la NOR3 no pasaría los pulsos presentes en su entrada superior. Sin
embargo, su entrada inferior está en nivel BAJO en este momento porque el terminal Ajustar que
llega a la NOR2 está en nivel ALTO.
El resultado final de toda la acción de este circuito es que la Etapa contadora de tiempos está
habilitada para comenzar la cuenta regresiva a la velocidad de un pulso por ciclo ac. La etapa de
Ajustar ha comenzado a tran- currir. Cuando la Etapa contadora de tiempos alcanza el cero, el
terminal etiquetado “cuenta terminada por la etapa contadora de tiempos” pasa a nivel BAJO. Esto
produce un flanco de bajada, el cual se entrega al terminal T 2 del MONOESTABLE DE LA ETAPA
PASO A PASO, haciendo que se encienda de nuevo. Como antes, un flanco de bajada se presenta en
el terminal “cambiar paso en la etapa paso a paso”. El circuito de la Etapa paso a paso cambia a la
etapa de Soldar. La señal de nivel ALTO en la salida Q del monoestable repite su función de
desplazamiento de números hacia la Etapa Contadora de Tiempos. Esta vez desplaza los números
seleccionados en los interruptores selectores de 10 posiciones de Soldar.
Dado que el sistema se encuentra ahora en la etapa de Soldar, todas las tres entradas de la
NOR2 están en nivel BAJO, haciendo que su salida pase a nivel ALTO. Este nivel ALTO se aplica a
la entrada inferior de la NOR3, inhabilitándola al bloquear su salida en nivel BAJO. De este modo
se impide que los pulsos de 60 Hz pasen a través de la NGR3 durante la etapa de Sol dar, y no
pueden contarse por la Etapa contadora de tiempos. Sin embargo, el terminal Soldar que maneja la
entrada de 14 está ahora en nivel ALTO, lo cual produce un nivel BAJO en la entrada superior de la
NOR4. Este nivel BAJO habilita la NOR4 para que deje pasar cualquier pulso que se presente en el
terminal “pulsos de conteo de pulsaciones de corriente de soldadura”.
Recordemos que la etapa de Soldar difiere de las etapas de Ajustar, Retener y Soltar en
que el número predeterminado representa cuantas pulsaciones de corriente son requeridas para
comp'letar la etapa en lugar de cuantos ciclos de la línea ac. Cada vez que se completa una pulsación
de corriente, el Circuito de permisión y de los pasos caliente-fría entrega un pulso de conteo al
terminal “pulsos de conteo de pulsaciones de corriente de soldadura”. De allí el pulso es pasado a
través de la NOR4, a través de la OR4, y eventualmente hacia la Etapa contadora de tiempos.*
Tal como antes, la Etapa contadora de tiempos se decrementa en uno por cada pulso que
recibe. Cuando alcanza el cero, una vez más entrega un flanco de bajada a T 2 del MONOESTABLE
DE LA ETAPA PASO A PASO.
*La palabra tiempos es un poco errónea durante la etapa de Soldar, porque el contador de hecho no cuenta
incrementos de tiempo pero sí pulsaciones de corriente. Durante todas las otras etapas, la Etapa Contadora
de Tiempos realmente cuenta incrementos de tiempo (1/60 seg por incremento).
Descripción detallada del circuito de iniciación de la secuencia y del.. . / 245
El monoestable dispara el Circuito de la etapa paso a paso por medio del flanco de bajada que
aparece en el terminal “cambiar paso en el circuito de la etapa paso a paso”. El sistema deja Soldar y
entra en Retener, y la selección en los interruptores de 10 posiciones de Retener es desplazada hacia
la Etapa contadora de tiempos. El Circuito de la etapa paso a paso quita la señal de Soldar y envía la
señal de la etapa de Retener. Por tanto el terminal de Soldar en la Figura 7-4 pasa a nivel BAJO,
inhabilitando a la NOR4. El terminal Retener que llega a la NOR2, pasa a nivel ALTO, haciendo que
la entrada inferior de la NOR3 pase a nivel BAJO. Una vez más, los pulsos de 60 Hz son enrutados a
través de la NORíj, a través de la OR4, hacia la Etapa contadora de tiempos. La cuenta de la etapa de
Retener comienza.
Cuando Retener se termina, el MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO recibe otro
flanco de bajada en su entrada T 2 , y su salida Q entrega un flanco de bajada al terminal “Cambiar
Paso en el Circuito de la Etapa Paso a Paso (flanco de bajada)”. El flanco de bajada avanza al sistema
hacia Soltar. Las mismas acciones ocurren nuevamente, resultando en que la selección del
interruptor selector de Soltar es desplazada hacia la Etapa Contadora de Tiempos. La NOR3
comienza inmediatamente a dejar pasar pulsos de 60 Hz y comienza la cuenta en la etapa de Soltar.
El terminal Soltar en la parte inferior izquierda de la Figura 7-4 pasa a nivel ALTO en este
momento. Esto hace que la entrada superior de la AND2 pase a nivel BAJO, suspendiendo el
enclavamiento de la OR3 que se efectuó cuando el sistema entró en la etapa de Ajustar. El
amplificador de salida AS2 pasa a un nivel BAJO, desenergizando el relé RAES. Cuando se
desenergiza el SOLENOIDE DE ACERCAMIENTO DE ELECTRODOS, se retraen los pistones de
los cilindros de electrodos del soldador, liberando el rin. A pesar de que se abre el contacto del IN.PR.
PRESION NOMINAL DE ELECTRODOS, haciendo que el CONVERTIDOR DE SEÑAL 2 pase a
nivel BAJO, la salida de la NOR 1 permanece en nivel BAJO porque su entrada inferior ahora está
mantenida en nivel ALTO por el terminal Soltar. Es necesario mantener en nivel BAJO la salida de
la NORl para poder mantener al conductor Y en nivel BAJO, permitiendo que la PUERTA DE
CONTEO, la OR4, continúe dejando pasar pulsos. Cuando estos pulsos han llevado a cero la Etapa
contadora de tiempos, el MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO es disparado nuevamente
por el terminal “cuenta terminada por la etapa contadora de tiempos”.
Cuando el circuito de la Etapa Paso a Paso deja la etapa Soltar, el sistema pasa a la condición
de Alistar. El terminal Alistar, al centro izquierda de la Figura 7-4, pasa a nivel ALTO, haciendo que
la salida de 12 pase a nivel BAJO. Este nivel BAJO aplicado a la entrada superior de la ANDl,
suprime el enclavamiento de la OR2. El amplificador de salida ASI pasa a nivel BAJO, lo cual hace
que se desenergice el relé RLR. Esto desenergiza el SOLENOIDE DE LEVANTE DEL RIN, bajando
el rin ya terminado. Los INTERRUPTORES DE FIN DE CARRERA RIN ADECUADAMENTE
POSICIONADO se abren, haciendo que el CONVERTIDOR DE SEÑAL 1 pase a nivel BAJO. La
salida de 11 pasa a nivel ALTO, haciendo que el conductor X regrese a su nivel ALTO inicial. El
conductor Y está también en nivel ALTO en este momento.
Con esto se termina la discusión del funcionamiento del Circuito de iniciación de la secuencia y
del Circuito de la etapa de disparo y permisión.
En la próxima sección nos ocuparemos del Circuito de la Etapa Paso a Paso y Decodificadora.
7- 5 DESCRIPCION DETALLADA DEL CIRCUITO DE LA ETAPA PASO A

PASO Y DECODIFICADORA
La Figura 7-5 es un diagrama esquemático del Circuito de la Etapa Paso a Paso y Decodificadora.
Estos circuitos no son complejos. El Circuito mismo de la Etapa Paso a Paso está formado por tres
flip-flops y una puerta AND. El Decodificador es una matriz decodificadora de diodos que tiene seis
líneas de entrada y cinco de salida. El Decodificador tiene también cinco manejadores.
7-5-1 El circuito de la etapa paso a paso

En la Figura 7-5, las salidas de los flip-flops se han identificado por la letra que identifica cada
flip-flop individualmente. Es decir, las salidas del flip-flop A se han etiquetado A y A en lugar de Q
y Q, lo mismo ocurre en los flip-flop B y C. La Tabla 7-1 muestra la secuencia de los flip-flops a me-
dida que se entregan los pulsos. El dígito 1 en la Tabla 7-1 significa que el flip-flop está
ACTIVADO, mientras que 0 significa que el flip-flop está DESACTIVADO.
Los tres flip-flop son del tipo JK disparables con flanco de bajada, como los discutidos en la
Sección 3-5. Para entender el funcionamiento del Circuito de la Etapá'Paso a Paso, refirámonos a la
Tabla 7-1 y a la Figura 7-5.
En la condición Alistar todos los flip-flops están DESACTIVADOS. Cuando llega el primer
flanco de bajada al terminal de entrada del circuito, al terminal “Cambiar Paso en el Circuito de la
Etapa Paso a Paso (flanco de bajada)” que se encuentra a la izquierda en la Figura 7-5, FFA
conmuta al estado ACTIVADO porque sus dos entradas J y K están en nivel ALTO. La entrada J
de FFA está en nivel ALTO porque Ü está en nivel ALTO cuando FFC está DESACTIVADO.
El flanco de bajada a la entrada CLK de FFA también aparece a la entrada CLK de FFC. En
este preciso instante, la salida de la AND3 es nivel BAJO, manteniendo la entrada J de FFC en
nivel BAJO. Por consiguiente FFC.permanece DESACTIVADO. La salida de la AND3 es nivel
BAJO porque sus dos entradas A y B, están en nivel BAJO en el instante que se presenta el flanco
de bajada. Por tanto, después del primer pulso, el estado de los flip-flops es ABC = 100.
Cuando aparece, en el terminal de entrada, el segundo flanco de bajada, J de FFA está todavía
en nivel ALTO, de modo que FFA conmuta al estado DESACTIVADO. El flanco de bajada
también aparece en la entrada CLK de FFC, pero la salida de la AND3 es todavía ni'êl BAJO
porque B es nivel BAJO en este instante. Por consiguiente FFC permanece de nuevo DESAC -
TIVADO. Cuando la salida A cae a nivel BAJO entrega un flanco de bajada a la entrada CLK de
FFB. Esto hace que FFB conmute al estado ACTIVADO. El estado total del circuito después del
segundo pulso es ABC = 010.
Figura 7-5. Diagrama esquemático del circuito de la Etapa paso a paso y Decodificadora (blo que C).
Siempre que el sistema esté en una cierta etapa, el terminal de salida correspondiente está en nivel ALTO.
24 Los dígitos entre paréntesis hacen referencia al estado de los flip-flops A, B y C durante dicha etapa.
7
Flip-
flops
A B
c Etapa del Sistema
Iniciar 0 0 0 Alistar
1 1 0 0 Ajustar
Número de 2 0 1 0 Soldar
pulsos
paso a paso
entregados 3 1 1 0 Retener
4 0 0 1 Soltar
5 0 0 0 Alistar
Cuando aparece el tercer flanco de bajada de pulso de paso en el terminal de entrada, FFA
conmuta al estado ACTIVADO como antes, dado que J de FFA está en nivel ALTO. El flanco de
bajada aparece en la entrada CLK de FFC, pero una vez más J de FFC está en nivel BAJO. Es nivel
BAJO porque la entrada superior de la AND3 es nivel BAJO en el instante que se presenta el flanco
de bajada. Después del tercer pulso, el estado del circuito de flip-flops es ABC = 110.
En el cuarto flanco de bajada, FFA conmuta al estado DESACTIVADO porque su entrada J
está aún en nivel ALTO. El flanco de bajada se presenta también en la entrada CLK de FFC; esta
vez la salida de la AÑD3 es nivel ALTO, de modo que FFC conmuta al estado ACTIVADO. La
salida de la AND3 es nivel ALTO cuando se presenta el flanco de bajada porque ambos flip-flops,
FFA y FFB, están ACTIVADOS en este instante. Recordemos de la Sección 3-7-5 que lo que importa
es el estado de la entrada J en el instante que llega el flanco de bajada. FFB también recibe un
flanco de bajada en su entrada CLK cuando A cae a nivel BAJO. Por consiguiente, FFB conmuta al
estado DESACTIVADO. El estado del circuito de flip-flops después del cuarto pulso es ABC = 001.
Cuando aparece el quinto flanco de bajada de pulsos de paso en el terminal de entrada, J de
FFA es nivel BAJO, porque ahora ü es nivel BAJO. Por tanto FFA permanece en el estado
DESACTIVADO. El flanco de bajada como siempre, se presenta en la entrada CLK de FFC. Esta
vez la entrada J de dicho flip-flop está en nivel BAJO porque ambas entradas de la AND lo están
también. Por consiguiente, FFC pasa al estado DESACTIVADO, siendo el estado total del circuito
ABC = 000. Después de cinco pulsos de paso el Circuito de la Etapa Paso a Paso ha regresado a su
estado original.
Puede verse que el Circuito de la Etapa Paso a Paso se pasea a través de cinco estados
separados, sin variar nunca el orden. Permanece en cualquier estado dado hasta cuando recibe una
señal de paso para pasar a un nuevo estado. Estas características lo hacen ideal para rastrear cuál es
la
Descripción detallada del circuito de la etapa paso a paso y decodificadora / 249
etapa Corriente en el sistema. Todo lo que se necesita es convertir el estado de los flip-flops,
expresado como una secuencia de bits, en una forma útil para los otros subcircuitos del sistema. Esta
es la función del Decodificador.
7-5-2 El Decodificador
El Decodificador de la Figura 7-5 tiene el mismo propósito básico que el decodificador de BCD
a decimal discutido en la Sección 3-8. Toma una información codificada y entrega un nivel lógico
ALTO en uno de sus terminales de salida. Todos los otros terminales se mantienen en nivel BAJO
mientras el terminal apropiado pasa a nivel ALTO.
La manera como el Decodificador lo hace es por medio del examen de una parte de la
secuencia binaria que representa el estado completo del Circuito de la Etapa paso a paso. Centra su
atención en la porción que hace a un estado particular único. Por ejemplo, la Tabla 7-1 muestra que
cuando el Circuito de la Etapa paso a paso está en la etapa de Ajustar, el estado es 100. Un examen
de las otras entradas de la Tabla 7-1 revela que ninguna otra fila tiene A = 1 y B = 0. Por tanto la
combinación AB = 10 hace ese estado único, diferente de todos los otros estados. En la Figura 7-5, la
línea horizontal ajustar tiene dos diodos conectados, uno haciendo conexión con la línea de entrada
vertical A y el otro con la línea de entrada vertical B. Si una cualquiera de estas entradas está en
nivel BAJO, la línea ajustar será llevada a nivel BAJO por uno de los dos diodos. Pero si estas dos
entradas están en nivel ALTO, la línea ajustar será llevada a nivel ALTO. Una línea de salida pasará
a nivel ALTO si ningún diodo conectado a dicha línea conecta con un nivel BAJO de potencial {0 V).
Con ningún diodo conectado a un nivel BAJO, no hay camino para que la corriente fluya a tierra, y
por consiguiente no hay caída de voltaje a través de la resistencia de 10 K. Sin caída de voltaje en la
resistencia, la línea de salida está al mismo potencial de la fuente de voltaje, es decir -f- 15 V. De este
modo la línea ajustar pasa a nivel ALTO siempre que ambas líneas A y B estén en nivel ALTO.
Desde luego, que B pase a nivel ALTO es equivalente a que B pase a nivel BAJO (0). Por tanto la
línea ajustar pasa a nivel ALTO siempre que A = 1 y J3 = 0. Esto hace que el manejador D4 lleve a
nivel ALTO el terminal Ajustar, lo cual señala a los otros subcircuitos que el sistema se encuentra
en la etapa de Ajustar.
Si el sistema está en Ajustar, todas las otras cuatro líneas horizontales de salida se
encontrarán a^nivel BAJO, porque al menos un diodo lleva cada línea a nivel BAJO. Por ejemplo, la
línea de salida soldar es llevada a nivel BAJO por el diodo que la conecta a A (es también llevada a
nivel BAJO por el diodo que la conecta con B, pero un diodo es suficiente).
Una línea que esté llevada a nivel BAJO significa que la corriente está fluyendo a través de la
resistencia de 10 K, a la izquierda de la línea, y a través de un diodo a tierra. Los 15 V de la fuente
caen a través de la resistencia de 10 K, dejando solamente un pequeño voltaje a la línea misma. En
esta matriz de diodos se utilizan diodos de germanio debido a la baja caída en polarización directa
de su unión pn (casi 0,2 V para el germanio contra 0,6 V en el diodo de silicio).
Puede verificar usted mismo que las otras tres líneas horizontales de sa lida, alistar, retener y
soltar, son todas llevadas al nivel BAJO cuando AB =
10.
Otro ejemplo puede ayudarnos a aclarar el trabajo del decodificador. Consideremos la
etapa Soltar en la Tabla 7-1. El estado del Circuito de la Etapa Paso a Paso es A B C = 001.
Un examen del resto de la tabla revela que ninguna otra etapa tiene C = 1. Por tanto el solo bit
C=1 distingue la etapa Soltar de todas las otras etapas y lo hace único. El Decodificador saca
ventaja de este hecho en que tiene un solo diodo conectando la línea de salida soltar con la
línea vertical de entrada C. Si C es nivel ALTO, como sucede durante la etapa de Soltar, la
línea de salida soltar pasa a nivel ALTO. Si C pasa a nivel BAJO, como sucede durante
cualquier o t r a etapa, la línea de salida soltar es llevada a nivel BAJO. Por tanto, la línea de
salida soltar pasa a nivel ALTO cuando el flip-flop C se ACTIVA, y solamente cuando esto
sucede. Nuevamente, el Decodificador está examinando la porción ú n i c a del estado del
circuito de flip-flops y utilizándola para controlar la línea de salida.
El manejador conectado a cada línea tiene la función de aislar la línea de los otros
subcircuitos, de modo que dichos subcircuitos no puedan dege nerar la calidad del nivel de señal
en la línea de salida. La degeneración del nivel de señal (niveles ALTOS no suficientemente altos
o niveles BAJOS no suficientemente bajos) puede ocurrir si los subcircuitos drenaran mucha
corriente de la línea cuando ésta se encuentre en nivel ALTO. (Una familia fuente de corriente) o
si ellos tuviesen que entregar mucha corriente a la línea cuando se encuentre en nivel BAJO (una
familia de absorción corriente).
Sería instructivo que usted verificara que el Decodíf'icador de hecho identifica la porción
única del estado del circuito de la Etapa Paso a Paso para las otras tres etapas. Chequee que
para cada etapa, él entrega un nivel ALTO en el terminal apropiado, dejando todos los otros en
nivel BAJO.
7- 6 LA ETAPA CONTADORA DE TIEMPOS Y EL

CIRCUITO PREDETERMINADOR DE LA ETAPA
CONTADORA DE TIEMPOS
La Etapa contadora de tiempos está formada por un par de contadores decadales regresivos,
uno para las unidades y otro para las decenas, y un circuito permitidor simple para detectar
cuando el contador lee cero. Esto se encuentra esquematizado en la Figura 7-6, junto con el
Circuito predeterminador de la etapa contadora de tiempos.
7- 6-1 La etapa contadora de tiempos

Los contadores decadales regresivos decrementan en un dígito cada vez que se presenta un
flanco de bajada a su terminal de entrada CLK. El contenido de un contador decadal aparece
en forma BCD en los terminales de s a l i d a D C B A ( D = 8, C = 4, B = 2 , ,4=1). Los t
ennina les de e n t r a d a D C B A
La etapa contadora de tiempos y el circuito predeterminador de . . . / 251
Figura 7-6. Esquema de la etapa contadora de tiempos (Bloque E) y del Circuito

predeterminador de la etapa contadora de tiempos (Bloque D).
La duración de cada etapa (excepto Alistar) es seleccionada por un par de
interruptores selectores de 10 posiciones.
son utilizados para predeterminar un número en el contador antes de que se entreguen los
pulsos de conteo. El número binario que aparece! en los terminales de entrada I ) C B A es
cargado en el contador regresivo cuando el terminal CARGA pasa a nivel BAJO. Cuando el
terminal CARGA está en nivel ALTO, los niveles lógicos presentes en sus terminales de
entrada son ignorados por el contador. El funcionamiento del contador regresivo se discutió en
la Sección 3-13.
Por ejemplo, si el dato binario en los terminales de entrada es DCBA = 011 el número decimal
7 será cargado en el contador cuando el terminal
CARGA sea nivel BAJO. El decimal 7 aparecerá en los terminales de salida como D C B A =
0111. Una vez que el terminal CARGA retorne al nivel ALTO, los pulsos de conteo en el
terminal CLK pueden recibirse por el contador. Cualesquiera pulsos que aparezcan en el
terminal CLK mientras el terminal CARGA esté en nivel BAJO serán ignorados.
A medida que se están recibiendo los pulsos de conteo, el contador se decrementa en un
dígito por cada pulso. Como siempre, la transición real de cuenta ocurre en el instante que
llega el flanco de bajada. Cuando el contador llega a cero, todos sus terminales de salida están
en nivel BAJO ( D C B A = 0000). En el próximo pulso, la cuenta pasa al decimal 9, con
D C B A = 1001 en sus terminales de salida.
Puede verse en la Figura 7-6 que el contador decadal de unidades recibe los pulsos de
conteo del terminal etiquetado “pulsos de conteo a la etapa contadora de tiempos”. Este
terminal se origina en el circuito de la Etapa de disparo y permisión, como se discutió en la
Sección 7-4. El contador decadal de decenas recibe sus pulsos de conteo del contador decadal
de unidades, de modo que los dos contadores están en cascada. Cuando el contador decadal de
unidades pasa del estado 0 al estado 9, la línea de salida D pasa a nivel ALTO. Este nivel
ALTO se aplica a la entrada de 15, el cual entrega un flanco de bajada a CLK del contador
decadal de decenas. En este momento el contador decadal de decenas se decrementa en un dí-
gito. Por ejemplo, si el número contenido en la Etapa contadora de tiempos es 40, la década de
unidades tiene un 0 ( D C B A = 0000), y la década de decenas tiene un 4 { D C B A = 0100). En
el próximo pulso, la década de unidades pasa a 9 (1001), y el flanco de bajada proveniente de
la salida de 15 hace que la década de decenas pase a 3 (0011). El número contenido en la
Etapa contadora de tiempos es entonces 39.
Como se explicó en la Sección 7-2, los pulsos continúan llegando a la Etapa contadora de
tiempos hasta cuando alcanza cero, en dicho momento un flanco de bajada aparece en el
terminal etiquetado “cuenta terminada por la etapa contadora de tiempos”. Las OR5, OR6 y
OR7 son las puertas que detectan la condición cero y entregan el flanco de bajada a dicho
terminal. El flanco de bajada entonces dispara el MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A
PASO.
Específicamente, cuando la década de decenas contiene cero, la salida de la OR5 será nivel
BAJO porque todas s u s entradas serán nivel BAJO. Cuando la década de unidades contiene
cero, la salida de la OR6 será nivel BAJO porque todas s u s entradas serán nivel BAJO.
Cuando ambas décadas contienen 0, la Etapa contadora de tiempos ha terminado la cuenta.
Cuando esto sucede, la OR7 verá sus dos entradas en nivel BAJO, y su salida será nivel
BAJO. Este cambio hace que se entregue un flanco de bajada al terminal “cuenta terminada
por la etapa contadora de tiempos”.
7-6-2 Funcionamiento de los circuitos de predeterminación

El Circuito predeterminador de la etapa de contadora de tiempos consiste en lo siguiente:
a. Cuatro pares de interruptores selectores de 10 posiciones, un par por cada una d e l a s
etapas Ajustar, Soldar, Retener y Soltar; cada par de inte
La etapa contadora de tiempos y el circuito predeterminador de ■ / 253
rruptores tiene un interruptor para el dígito de unidades y un segundo interruptor para el dígito
de las decenas.
b. Un codificador por cada interruptor selector. Ocho codificadores en total.
c. Cuatro puertas NAND, una por cada una de las cuatro etapas y manejando los
correspondientes pares de interruptores.
Cuando el terminal “predeterminar la etapa contadora de tiempos” recibe una señal de
nivel ALTO proveniente del MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO del circuito
de la Etapa de disparo y permisión, suceden dos cosas. Primero, los terminales CARGA de los
dos contadores decadales regresivos son puestos en nivel BAJO por medio de 18,
permitiendo así que los contadores reciban su número de predeterminación. Segundo, las
puertas NANDl, NAND2, NAND3 y NAND4 son parcialmente habilitadas porque sus
entradas superiores están en nivel ALTO. Entonces, dependiendo de en qué etapa acaba de
entrar el sistema la salida de una de estas cuatro puertas pasara a nivel BAJO, aplicándose una
señal de nivel BAJO al terminal común del par de interruptores apropiados.
Por ejemplo, si el sistema acaba de entrar en la etapa de Retener, la salida de la NAND3
pasará a nivel BAJO, aplicando 0 V al terminal común de los interruptores selectores de
Retener. Los otros tres pares de interruptores selectores continuarán teniendo + 15 V en su
terminal común. Recordemos que dijimos que nuestros codificadores responderían a una
entrada decimal de nivel BAJO en lugar de a una de nivel ALTO. Este punto fue cubierto en ia
Sección 3-13-2. Por tanto solamente los interruptores selectores que reciban 0 V estarán
habilitados para entregar su codificación de predeterminación, de este modo los otros tres
pares de interruptores no cuentan.
En este ejemplo, con el sistema justamente entrando en la etapa de Retener, el
INTERRUPTOR UNIDADES DE RETENER aplica su número seleccionado a las líneas de
predeterminación de unidades, y el INTERRUPTOR DE DECENAS DE RETENER aplica su
número seleccionado a las líneas de predeterminación de decenas. Por consiguiente, los datos
en BCD están disponibles en las líneas de predeterminación de unidades y en las líneas de
predeterminación de decenas en el mismo instante que el terminal CARGA de los contadores
decadales de unidades y decenas se mantiene en nivel BAJO. De esta manera, la selección del
par de interruptores selectores apropiados es cargada en la Etapa contadora de tiempos..
Fijemos ahora nuestra atención a los codificadores de predeterminación. Los codificadores
de decimal a BCD están disponibles en empaquetaduras de CIs, pero la Figura 7-7(a) muestra
como podemos construirlos de manera artesanal. Todos los ocho codificadores de
predeterminación son idénticos y pueden construirse como se muestra en la Figura 7-7(a).
En la Figura 7-7(a), cualquier línea vertical de entrada es seleccionada en el interruptor
aplicándole 0 V (voltaje de tierra) a partir del terminal común del interruptor. Bajando el
potencial de una línea de entrada al nivel de tierra hace que el cátodo de los diodos conectados
a dicha línea quede conectado al terminal de tierra. Cuando el cátodo queda conectado a tierra,
la línea horizontal de salida la cual está unida al ánodo es también llevada a nivel BAJO. La
corriente fluye; a través de la resistencia de 1,5 K colocada a la izquierda de la línea de salida,
continúa por la línea de salida, a través del diodo, y a tierra. La corriente que fluye a través de
la resistencia es suficiente para tumbar la casi totalidad de los 15 V del voltaje de la fuente.
+ 15 V
+ 15 V
Linea D de las líneas
de predeterminación
de decenas
Hacia el terminal
^—»- de entrada D del
contador decadal
de decenas
Figura 7-7. (a)Esquema detallado de uno de los codificadores de predeterminación.

En total, hay ocho de estos codificadores de predeterminación, como se muestra en
la Figura 7-6. (b) Manera de conectar entre sí cuatro separadores inversores de
salida. Durante cualquier etapa, los tres separadores inversores que no están en uso
tienen su salida en nivel BAJO, y se encuentran aislados por medio de los tres
transistores correspondientes. El separador inversor el cual está en uso puede tener
su salida en nivel BAJO o en nivel ALTO. Si tiene un nivel BAJO de salida, su
transistor correspondiente está en CORTE haciendo que Q 5 entre en CONDUC-
CION; esto hace que la línea de predeterminación pase a nivel BAJO. Por el
contrario si su separador inversor tiene un nivel ALTO de salida, su transistor
correspondiente entra en CONDUCCION, haciendo que Q 6 entre en CORTE; esto
hace que la línea de predeterminación pase a nivel ALTO. Por tanto, la línea de
predeterminación sigue el estado de uno de los separadores inversores, el cual está
en* uso durante dicha etapa.
254
La etapa contadora de tiempos y el circuito predeterminador de. . . / 255
Solamente algunas décimas de voltio quedan en la línea de salida horizon tal misma (0,2 V para los
diodos de germanio). El nivel BAJO en una línea de salida se aplica al separador inversor colocado a
la derecha de dicha línea, haciendo que el terminal de salida de la línea pase a nivel ALTO. El
resultado es que toda línea que se encuentre conectada a través de un diodo a la línea de entrada en
nivel BAJO, será nivel BAJO. Aquellos terminales de salida del codificador son entonces llevadas a
nivel ALTO por medio de sus correspondientes separadores inversores. Los separadores in versores
sirven para aislar, o separar, los diodos en el codificador de sus terminales de salida y de los
subcircuitos conectados a éstos. También sirven para invertir las líneas internas de salida de modo
que el número codificado aparezca en los terminales de salida en lógica positiva.
Aquellas líneas de salida que no estén conectadas a través de diodos, a la línea de entrada a 0 V,
no tendrán flujo de corriente a través de sus resistencias de 1,5 K. Por tanto, no habrá caída de
voltaje a través de estas, quedando estas líneas de salida a + 15 V (nivel ALTO). Una señal de nivel
ALTO en una línea horizontal de salida que se aplique al separador inversor a la derecha de la línea,
produce un nivel BAJO en el terminal de salida.
A modo de ejemplo, consideremos que el interruptor selector está en el número 3. Así se aplica
un potencial de tierra a la línea vertical de entrada número 3. La corriente fluirá a través de los
diodos que conectan la línea de entrada 3 con las líneas de salida A y B. Esta corriente viene a través
de las resistencias de 1,5 K, localizadas en el extremo izquierdo de dichas líneas de salida, haciendo
que estas dos líneas caigan prácticamente a 0 V. Las líneas de salida C y D no tienen flujo de
corriente, de modo que su potencial permanece en + 15 V. Por tanto los separadores inversores A y B
reciben en sus entradas un nivel—BAJ-0 y los separadores inversores C y D reciben señales de nivel
ALTO. Los terminales de salida A y B pasan a nivel ALTO, y los terminales de salida C y D pasan a
nivel BAJO. El resultado es que el número decimal 3 ha sido codificado como /JOBA = 0011, lo cual
es correcto. Usted puede analizar el funcionamiento del codificador para otras varias posiciones del
interruptor selector y probar que codifica correctamente en BCD el número decimal seleccionado.
7-6-3 Conexión entre sí de los separadores

Notemos que en la Figura 7-6 los terminales de salida de los cuatro CO DIFICADORES DE
UNIDADES se muestran conectados entre sí para manejar las líneas de predeterminación de
unidades. Es decir, el terminal 1) del CODIFICADOR DE UNIDADES DE AJUSTAR está unido al
terminal de salida D del CODIFICADOR DE UNIDADES DE SOLDAR v también al terminal de
salida D del CODIFICADOR DE UNIDADES DE RETENER y al terminal de salida D del
CODIFICADOR DE UNIDADES DE SOLTAR* Bajo estas circunstancias, surgirá una “disputa”
entre las diferen
*Lo mismo es válido para los cuatro terminales de salida (' de los cuatro CODIFICADORES DE
UNIDADES y también para los cuatro terminales de salida B v A de los cuatro CODIFICADORES DE
UNIDADES. La misma situación también es válida para los cuatro CODIFICADORES DE DECENAS.
La Figura 7-6 muestra todo esto.
cias de los separadores inversores, con un separador inversor tratando de llevar la línea de
predeterminación a un nivel ALTO y los otros tres que tratan de mantenerla en un nivel BAJO.
Debido a estas posibles disputas, los separadores inversores no pueden conectarse entre sí
d i r e c t a m e n t e . Son necesarios circuitos de conexión de separadores. Los circuitos para la
conexión de separadores se diseñan de tal forma que el separador inversor que trata de llevar la
línea a un nivel ALTO “gane la disputa”.
La Figura 7-7(b) muestra como se consigue esto. El circuito para la conexión de
separadores de la Figura 7-7(b) está dibujado para las salidas D de los cuatro
CODIFICADORES DE DECENAS. Sin embargo, la totalidad del circuito mostrado en dicha
figura se repite oclto veces. Es repetido para todas las salidas C . B y A de los
CODIFICADORES DE DECENAS y nuevamente para las cuatro salidas D , C . B v A de los
DECODIFICADORES DE UNIDADES.
Veamos ahora cómo funciona el circuito de conexión de separadores. Los transistores
como interruptor Q l t y están conectados en pa
ralelo, con sus colectores conectados entre sí. Por tanto si la salida l ) del codificador que ha
sido habilitado pasa a nivel ALTO, el nodo de colector es llevado a nivel BAJO por ese
transistor. El nivel BAJO del nodo de colector se aplica a la base de Q - t . haciendo que la salida
final D pase a nivel ALTO. J
Por otro lado, si la salida D del codificador que ha sido habilitado pasa a nivel BAJO,
entonces el nodo de colector pasará a nivel ALTO. Esto ocurrirá porque ninguno de los
transistores Oí a Q \ entra en CONDUCCION. El nivel ALTO del nodo de colector se aplica a la
base de Q-, haciendo que la salida final D pase a nivel BAJO.
Por ejemplo, supongamos que ha sido habilitado el CODIFICADOR DE RETENER y que
los CODIFICADORES DE AJUSTAR, SOLDAR y SOLTAR están inhabilitados. Es decir, en
la Figura 7-<>, la salida de la NANDJ es nivel BAJO, aplicándose 0 V al terminal común de los
interruptores selectores de Retener y las salidas déla NAND1, NAND2y NAND4 están todas en
nivel ALTO, aplicando + 15 V al terminal común de sus respectivos interruptores selectores. En
este ejemplo, el único terminal de salida en la Figura 7-7(b) que t i e n e p o s i b i l i d a d e s d e
p a s a r a n i v e l A L T O es el terminal de salida ü del CODIFICADOR DE DECENAS DE
RETENER. Las otras tres salidas l ) están garantizadas en nivel BAJO debido a la presencia del
nivel ALTO en los terminales comunes de sus respectivos interruptores selectores. En otras
palabras, sus codificadores están inhabilitados.
Si la salida D del CODIFICADOR DE DECENAS DE RETENER pasa a nivel ALTO,
Q , t pasará a CONDUCCION. Esto pondrá un nivel BAJO en la base de Q - t , haciendo que este
transistor entre en CORTE. Por tanto la salida final U (la línea l . ) de las líneas de
predeterminación de decenas) pasará a nivel ALTO.
Ahora consideremos qué sucedería si el terminal de salida l ) del CODIFICADOR DE
DECENAS DE RETENER pasa a nivel BAJO. En este caso Q:j pasará a CORTE. Q,, Q . , y 0,
están garantizados en CORTE en este momento porque los CODIFICADORES DE AJUSTAR,
SOLDAR y SOLTAR están inhabilitados. Por tanto el nodo de colector pasará a nivel ALTO y
llevará a a CONDUCCION. El colector de pasa a nivel
Circuito paso a paso caliente-frío y permitidor / &&7
BAJO, aplicando un nivel BAJO a la línea D de las líneas de predeterminación de decenas.

El resultado total es que la línea D de las líneas de predeterminación de decenas obedece a la
salida del separador inversor D del CODIFICADOR DE DECENAS DE RETENER si éste es el único
habilitado. Desde luego, si algún otro codificador hubiera sido habilitado, la línea D hubiera obede-
cido al separador inversor de dicho codificador.
7-7 CIRCUITO PASO A PASO CALIENTE-

FRIO Y PERMITIDOR
El Circuito Paso a Paso Caliente-Frío y Permitidor entra en acción solamente durante la etapa de
Soldar. Durante dicha etapa, su función es rastrear las subetapas Caliente y Fría y controlar el
paso de una subetapa a la siguiente. El circuito se muestra esquemáticamente en la Figura 7-8.
El circuito comienza la operación cuando el terminal Soldar, en la mitad izquierda de la
Figura 7-8, pasa a nivel ALTO. Este terminal pasa a nivel ALTO cuando el sistema entra en la etapa
de Soldar. En ese mismo instante, el terminal “iniciar la primera subetapa Caliente (flanco de
bajada)” también pasa a nivel ALTO, proveniente de la salida Q del MONOESTABLE DE LA
ETAPA PASO A PASO. Por tanto la salida de la AND4 pasa a nivel ALTO porque sus dos entradas
están en nivel ALTO en este instante.
Cuando el pulso de salida, del MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO, termina
después de 100 ^seg, el terminal “iniciar la primera subetapa caliente (flanco de bajada)” regresa al
nivel BAJO, llevando de regreso a nivel BAJO la entrada superior de la AND4, haciendo que se
presente un flanco de bajada al terminal de disparo T, del MONOESTABLE CALIENTE-FRIO.JE1
encendido del MONOESTABLE CALIENTE-FRIO hace que su salida Q pase a nivel BAJO, lo cual
produce un flanco de bajada el cual se aplica al terminal de reloj del FLIP-FLOP CALIENTE-FRIO.
Esto hace que el flip-flop conmute al estado ACTIVADO. El FLIP-FLOP CALIENTE-FRIO estaba
DESACTIVADO antes que el sistema entrase en la etapa de Soldar porque su entrada de aclarado
estaba mantenida en nivel BAJO por el terminal Soldar. Un nivel BAJO en el terminal CL de un
flip- flop JK aclara el flip-flop, como se estableció en la Sección 3-5.
Mientras el MONOESTABLE CALIENTE-FRIO esté aún encendido, el terminal etiquetado
“predeterminar el Contador Caliente-Frío” junto con la señal de nivel ALTO del terminal Caliente.
Juntas, estas dos señales hacen que la selección del INTERRUPTOR SELECTOR DE CALIENTE sea
cargada en el Contador Caliente-Frío. Esta acción se discutirá totalmente en la Sección 7-8.
Cuando termina el pulso del MONOESTABLE CALIENTE-FRIO, la salida Q del monoestable
regresa a nivel ALTO. Esta señal de nivel ALTO es enviada-a'las AND5 y AND 6. La puerta AND6
tiene ahora sus entradas en nivefALTO, de modo que lleva a nivel ALTO el terminal “habilitar el cir-
cuito de control de puerta del SCR”, permitiendo que comience el cebado de los SCR del soldador.
Por consiguiente el transformador del soldador comien-
25 Iniciar la primera
8
Figura 7-8. Diagrama esquemático del Circuito paso a paso caliente-frío y permitidor (bloque F). Cada vez
que termina la cuenta del Contador caliente-frío, se enciende el MONOESTABLE CALIENTE-FRIO. Su
salida Q predetermina el Contador caliente-frío para la próxima subetapa, y su salida Q hace que el FLIP-
FLOP CALIENTE-FRIO conmute al estado opuesto.
Circuito paso a paso caliente-frío y permitidor / 259
za a entregar corriente de soldadura al rin y a la araña. Esto se explica com pletamente en la Sección
7-9.
Entre tanto, la AND5 ha sido habilitada p&ra que deje pasar pulsos de 60 Hz al terminal
etiquetado “pulsos de conteo hacia el contador caliente- frío”. Dado que el transformador del
soldador está enviando corriente de 60 Hz, se entrega un pulso al Contador caliente-frío por cada
ciclo de corriente de soldadura. El Contador caliente-frío cuenta regresivamente hasta cero igual que
la Etapa contadora de tiempos. Cuando ha transcurrido el número predeterminado de ciclos de
corriente de soldadura, el terminal “cuenta termina en el contador caliente-frío”, a la izquierda de la
Figura 7-8, pasa a nivel BAJO, disparando de nuevo el MONOESTABLE DE CALIENTE-FRIO,
esta vez a partir del terminal T 2 . El monoestable se enciende, poniendo un nivel ALTO en el terminal
“predeterminar el contadorcalien- te-frío” una vez y hace que el FLIP-FLOP CALIENTE-FRIO
conmute al estado DESACTIVADO. Esto hace que el terminal Caliente pase a nivel BAJO y el
terminal Frío pase a nivel ALTO. La etapa de Soldar está ahora en la subetapa Fría.
El flanco de bajada que se presenta en el terminal Q del FLIP-FLOP CALIENTE-FRIO como
consecuencia de su paso al estado DESACTIVADO se aplica al terminal 7\ del MONOESTABLE DE
PULSACIONES DE CORRIENTE DE SOLDADURA. Este monoestable entrega un pulso d¿ 25
¿¿seg al terminal “pulsos de conteo de las pulsaciones de corriente ce soldadura”, indicando que ha
terminado una pulsación de corriente des-J- dadura (se ha terminado una subetapa Caliente). Este
pulso es enviada a la NOR4 en la Figura 7-4. Es trasmitido a través de la NOR4 y la OR4 i la Etapa
contadora de tiempos tal como se describió en la Sección 7-4. Por tanto la pulsación de corriente de
soldadura que acaba de terminarse hace que la Etapa contadora de tiempos se decremente en un
dígito.
Dado que la etapa de Soldar acaba de entrar en la subetapa Fría, el terminal Frío está en
nivel ALTO y el terminal Caliente en nivel BAJO.La salida de la AND6 pasa a nivel BAJO,
haciendo que aparezca un nivel BAJO en el terminal etiquetado “habilitar el circuito de control de
puerta del SCR”. Esto se traduce en un corte del transformador del soldador por la inhabilitación
del circuito de control de puerta del SCR. Entre tanto, el terminal “predeterminar el contador
caliente-frío” está aún en nivel ALTO (permanece un nivel ALTO durante 100 ^seg cuando el
sistema pasa de Caliente a Fría), de modo que los números predeterminados en los
INTERRUPTORES SELECTORES DE FRIA son cargados en el Contador caliente-frío. Cuando
termina el pulso de salida del MONOESTABLE DE CALIENTE-FRIO,después de 100 pseg, la
AND5 es habilitada una vez más. El Contador caliente-frío nuevamente comienza la cuenta regresiva
a medida que recibe los pulsos de 60 Hz.
Cuando el Contador caliente-frío llega a cero, indicando que la subetapa Fría está terminada,
envía otro flanco de bajada al MONOESTABLE CALIENTE-FRIO vía el terminal “cuenta
terminada en el Contador caliente -frío”. El monoestable repite las acciones previas, o sea conmutar
el FLIP- FLOP CALIENTE-FRIÓ al estado ACTIVADO (Caliente), cargar la selección de los
INTERRUPTORES SELECTORES DE CALIENTE en el Contador Caliente-Frío y luego
rehabilitar la AND5 y la AND 6 cuando termina su encendido. Notemos que cuando el sistema va de
la subetapa Fría a la
/ Sistema automático industrial de soldadura con control digital
subetapa Caliente, un flanco de subida se entrega al terminal T, del MONOESTABLE DE

PULSACIONES DE CORRIENTE DE SOLDADURA. Este monoestable no se enciende con
un flanco de subida, y no aparece pulso en el terminal “pulsos de conteo de pulsaciones de
corriente de soldadura”. Esto es válido porque se ha supuesto que la Etapa contadora de
tiempos cuenta solamente cuando se termina una pulsación de corriente de soldadura. No ha
sucedido pulsación de corriente, entonces no se entrega pulso de conteo.
El ciclo anterior se repite una y otra vez hasta cuando la Etapa contadora de tiempos haya
contado el número apropiado de pulsaciones de corriente de soldadura. En ese momento, el
sistema dejará de Soldar y entrará en Retener. El terminal Soldar en la Figura 7-8 pasará a
nivel BAJO y la totalidad del Circuito paso a paso caliente-fría y Permitidor será inhabilitado.
-8 CIRCUITOS CONTADOR CALIENTE-FRIO Y

PREDETERMINADOR DEL CONTADOR
CALIENTE-FRIO
El Contador caliente-frío es idéntico a la Etapa contadora de tiempos. Está formado por dos
contadores regresivos en cascada, y tiene la misma cir- cuitería para la detección del cero. El
arreglo para predeterminar el Contador caliente-frío es también similar al arreglo
correspondiente de la Etapa contadora de tiempos. La Figura 7-9 muestra el Contador caliente-
frío junto con el circuito predeterminador del Contador caliente-frío.
Para predeterminar el Contador caliente-frío, el terminal CARGA debe llevarse a nivel
BAJO en el mismo instante que se entregan niveles BAJOS a los terminales comunes de un par
de interruptores selectores. Si el terminal común del INTERRUPTOR SELECTOR DE
CALIENTE pasa a nivel BAJO, los dígitos seleccionados en estos interruptores son cargados
en los contadores decadales. Esto es lo que se hace al comienzo de la subetapa Caliente. Si el
terminal común del INTERRUPTOR SELECTOR DE FRIA pasa a nivel BAJO, los dígitos
seleccionados en estos interruptores son cargados en los contadores decadales. Esto es lo que se
hace al comienzo de la subetapa Fría.
Cuando se enciende el MONOESTABLE CALIENTE FRIO de la Figura 7-8,
temporalmente lleva a nivel ALTO el terminal “predeterminar el contador caliente-frío”, que se
encuentra a la izquierda en la Figura 7-9. Este terminal aplica un nivel ALTO a 16, el cual
maneja el terminal CARGA de ambos contadores decadales, llevándolos a nivel BAJO,
permitiendo entonces que acepten los datos presentes en sus entradas de predeterminación.
Entre tanto, el pulso de 100 /useg en el terminal “predeterminar el contador caliente-frío”
también sube y habilita parcialmente a las NAND5 y NAND6. Si el sistema acaba de entrar en
la subetapa Caliente de la etapa de Soldar en este momento, entonces la NAND6 será
totalmente habilitada porque ambos terminales, Soldar y Caliente, se encuentran en nivel
ALTO. El nivel BAJO de salida de la NAND6 habilitará los CODIFICADORES DE
CALIENTE, y por consiguiente, carga el número de ciclos Calientes en el contador caliente-
frío.
Por otro lado, si el sistema acaba de entrar en la subetapa Fría, la sali-
Predeterminar
ei contador Contadores decadales regresivos (Predeterminadles)
Figura 7-9. Diagrama esquemático del Contador caliente-frío (bloque H) y del Circuito predeterminador
del contador caliente-frío (bloque G). El número de ciclos ac en la subetapa Caliente es seleccionado por
26 medio de dos interruptores selectores de Caliente y el número de ciclos ac en la subetapa Fría es
1 seleccionado por medio de los dos interruptores selectores de Fría.
da de la NAND5 pasa a nivel BAJO. Esto habilita los CODIFICADORES DE FRIA, cargando
el número de ciclos Fríos en el Contador caliente-frío.
Cuando, después de 100^seg, termina el pulso de salida del MONO- ESTABLE
CALIENTE-FRIO, la operación de predeterminación se termina, y el terminal CARGA
regresa a nivel ALTO. El Contador caliente-frío está ahora listo para comenzar a recibir los
pulsos de conteo de 60 Hz a partir del terminal etiquetado “pulsos de conteo hacia el contador
caliente-frío”. Este terminal se origina en la Figura 7-8, en la PUERTA DE CONTEO CA -
LIENTE-FRIA, AND5. Esta puerta comienza a dejar pasar los pulsos de 60 Hz tan pronto
como termina el pulso de salida del MONOESTABLE CALIENTE-FRIO.
Cuando ambos contadores decadales, en la Figura 7-9, llegan a cero, lo cual significa que
ha terminado la cuenta en el Contador caliente-frío, las salidas de OR8 y OR9 ambas pasan a
nivel BAJO. Esto hace que la salida de la ORlO pase a nivel BAJO, produciendo un flanco de
bajada en el terminal “cuenta terminada en el contador caliente-frío”. Este flanco de bajada es
realimentado al MONOESTABLE CALIENTE-FRIO en la Figura 7-8, donde hace que el
Circuito paso a paso caliente-fría y Permitidor pase a la siguiente subetapa. Esta acción la
describimos en la Sección 7-7.
7-9 CIRCUITO DE POTENCIA DEL SOLDADOR

El Circuito de potencia del soldador controla el flujo de corriente hacia los electrodos del
soldador. Su trabajo es responder a la señal que llega proveniente del Circuito paso a paso
caliente-fría y Permitidor vía el terminal “habilitar circuito de control de puerta del SCR”.
Cuando esta señal es nivel BAJO, el Circuito de potencia del soldador impide la circulación de
la corriente de soldadura. Cuando esta señal es nivel ALTO, permite el flujo de la corriente de
soldadura. En adición, el Circuito de potencia del soldador mantiene el ángulo de conducción
deseado durante el período en el que está permitido el flujo de corriente de soldadura.
7-9-1 Una visión simplificada del circuito de potencia del soldador
La Figura 7-10(a) muestra un esquema simplificado del Circuito de potencia del soldador.
Muestra que la corriente puede fluir a partir de las líneas de potencia a 460 V ac, y a través del
primario del transformador del soldador, solamente si ha sido cebado el i g n i t r ó n , porque el
ignitrón se encuentra en serie con el devanado primario del transformador.
Un ignitrón es un tubo rectificador de arco de mercurio. El funcionamiento del circuito de
un ignitrón es muy similar al funcionamiento del circuito de un SCR. Actúa como un
interruptor abierto en serie con la carga, o como un interruptor cerrado en serie con la carga.
Deja pasar corriente solamente en una dirección, de ánodo a cátodo. No entra en
CONDUCCION automáticamente cuando la polaridad del voltaje ánodo a cátodo sea positiva,
pero puede llevarse a CONDUCCION, o cebado, por medio de un tercer terminal de control,
denominado i g n i t o r .
Un impulso de corriente entrando por el ignitor y saliendo por el cátodo cebará el ignitrón,
después de lo cual permanecerá en CONDUCCION hasta cuando el voltaje ánodo-cátodo
cambie de polaridad.
Circuito de potencia del soldador / 263
La ventaja del ignitrón sobre el SCR es una muy simple: la capacidad de corriente. En
situaciones donde deben entregarse grandes cantidades de corriente a la carga, el ignitrón es
generalmente el dispositivo capaz de ejecutar dicha tarea. Hay disponibles ignitores que pueden
entregar sobrecorrientes regulares tan grandes como 10.000 amperios. No hay SCR capaces de
acercarse a tal capacidad de corriente.
La magnitud de la corriente por el ignitor necesaria para cebar un ignitrón es relativamente
grande, generalmente del orden de 25 A. Por tanto el solo circuito del ignitor es digno de un SCR.
Esta situación se muestra en la Figura 7-10(a), donde un SCR está conectado entre los terminales de
ánodo e ignitor de un ignitrón. Cuando se ceba el SCR, se establece un camino para el flujo de la
corriente como sigue: del terminal L, de la línea de potencia, a través del SCR, hacia el ignitor, el
cual conecta el mercurio de la cubeta dentro ignitrón, a través del mercurio líquido, y sale por el
terminal de cátodo. Por consiguiente el cebado del ignitrón coincide con el del SCR.
El SCR mismo es cebado cuando aparece un pulso en el devanado secundario del
transformador de pulsos T 2 en su circuito de puerta. Un pulso secundario aparecerá cuando el UJT
entregue un impulso de corriente al devanado primario de T¿, tal como vimos antes.
El circuito de disparo del UJT en la Figura 7-10(a) es prácticamente un circuito estándar.
Cuando la línea de potencia ac pasa a positivo, los diodos
y D 2 quedan polarizados directamente, aplicando un semiciclo positivo de voltaje ac a la
combinación R:i -DZl. El diodo zener DZl recorta la forma de onda a + 15 V tan pronto comienza el
semiciclo positivo y mantiene un voltaje de constante al circuito de disparo del UJT por el resto del
semiciclo. Esta relación está ilustrada en las Figuras 7-10(b) y (c).
Sin embargo, notemos la acción del transistor Q¿. El transistor es un transistor como
interruptor el cual puede cortocircuitar al diodo DZl y evita cualquier disparo del UJT. Q 2 está
manejado por Qi, el cual está controlado por el terminal “habilitar circuito de control de puerta del
SCR” que se encuentra en la parte inferior izquierda de la Figura 7-10(a). Este terminal se origina
en la Figura 7-8, el Circuito paso a paso caliente-frío y Permitidor. Cuando este terminal está en
nivel ALTO, está en CONDUCCION, entregando un nivel BAJO a la base de Q.,. Q 2 entra en
CORTE, y por consiguiente permite que se establezca un voltaje de a través del circuito de disparo
del UJT.
Sin embargo, si este terminal de control está en nivel BAJO, Q l entra en CORTE, haciendo
que Q¿ entre en CONDUCCION. Con Q., en CONDUCCION, el diodo zener es cortocircuito, y no
puede aparecer voltaje de a través del UJT. En este caso la totalidad del voltaje secundario de T, cae
a través de J?3.
De esta forma, el terminal “habilitar circuito de control de puerta del SCR” es capaz de
permitir o no que fluya corriente de soldadura.
Si está siendo permitida la corriente de soldadura, el voltaje de DZl hace que el condensador
C, comience a cargarse cuando comienza el semiciclo positivo. La velocidad de carga se selecciona
por medio de la resistencia variable R-. Si C, se carga rápidamente, su voltaje alcanza prontamente
el valor del voltaje de pico del UJT, el UJT, el SCR, y el igni-
D,
(a)
264
Voltaje
sec T1
(b)
Voltaje a través
dei circuito del UJT
t (c|
Id)
Corriente primaria
de T2
(e)
Corriente de
soldadura
Figura 7-10(a) Esquema simplificado del Circuito de Potencia del Soldador .(bloque
I). Cuando el terminal de entrada pasa a nivel ALTO. entra en CONDUCCION y Q.,
en CORTE. Esto elimina el cortocircuito del diodo DZ] y permite que C, comience a
cargarse cuando la línea ac cruce por cero hacia semiciclo positivo. El transformador
de pulsos dispara un SCR. el cual a su vez. ceba un ignitrón. El ignitrón es quien
envía corriente al transformador del soldador, (bl Forma de onda del voltaje
secundario de T, . (el Onda senoidal recortada, la cual alimenta el circuito de tiempo
del UJT. (d) Voltaje a través de C,. Cuando alcanza el V,, del l'JT. el UJT se dispara:
esto hace que se vacie la casi totalidad de la carga almacenada en C,. (el Pulsos de
corriente en el primario del transformador de pulsos, (f) La corriente de soldadura
rectificada.
265
trón se ceban tempranamente en el semiciclo. Esto produce un gran ángulo de conducción. Si C, se

carga lentamente, el UJT, el SCR y el ignitrón se ceban tardíamente, lo cual produce un pequeño
ángulo de conducción y por consiguiente un promedio bajo de la corriente de soldadura.
Las formas de onda de la corriente en el transformador de pulsos y de la corriente a través
del transformador del soldador se muestran en la Figura 7-10(e) y (f). La forma de onda de la
corriente de soldadura está algo idealizada. Realmente no aparece con tal limpieza debido a las
propiedades inductivas de los devanados del transformador.
7-9-2 Circuito de potencia real del soldador

En la discusión precedente del circuito de potencia del soldador en la Sección 7-9-1, han
sido hechos dos cambios simplifícatenos:
a. Hemos mostrado un transformador m o n o f á s i c o del soldador en lugar del transformador

t r i f á s i c o el cual es realmente el usado.
b. Hemos mostrado un solo par ignitrón-SCR, lo cual produce una dirección invariable del
flujo de corriente a través del transformador del soldador y a través del metal mismo del rin.
En el sistema real, hay dos pares ignitrón-SCR por fase, lo cual permite que la dirección
de la corriente de soldadura se i n v i e r t a de una pulsación de corriente a la próxima. Esto
impide la saturación del núcleo del transformador del soldador. La saturación del núcleo del
transformador puede ocurrir debido a la formación de un magnetismo residual si la corriente
siempre fluye en la misma dirección en los devanados del transformador.
La Figura 7-11 (a) muestra un transformador trifásico del soldador, teniendo en cada fase
d o s pares ignitrón-SCR. Los pares ignitrón-SCR están conectados en oposición, lo cual
permite la inversión de la corriente de soldadura de que se habló antes.
Cuando se utiliza el transformador del soldador trifásico, solamente u n a f a s e p u e d e
s e r e n e r g i z a d a a c u a l q u i e r i n s t a n t e . Para entender esto, refirámonos a la Figura
7-11 (a). Si se ha deseado energizar la fase A del transformador, esto puede hacerse por el
cebado del par ignitrón-SCR A x , permitiéndose así que fluya corriente a través del devanado
primario A de la línea de potencia L, a la L , ; o la fase A puede energizarse por el cebado
del ignitrón-SCR A v , permitiendo que la corriente fluya por el devanado primario A en la
dirección opuesta, de L , a L,. En cualquier caso, se inducirá voltaje en el devanado
s e c u n d a r i o de la fase A , con lo cual se entrega corriente de soldadura a los electrodos. Si
la fase A está entregando la corriente de soldadura, las fases B y C no deben interferir.
Notemos que los devanados secundarios B y C están conectados en serie con el devanado
secundario de la fase A en la Figura 7-11 (a). No debe haber voltaje inducido en los
devanados secundarios B y C durante el tiempo que el devanado de la fase A esté tratando
de entregar corriente a los electrodos del soldador. El secundario A debe ser capaz de dar un
claro “impacto” a los electrodos. Esta es la razón por la cual los devanados primarios B y C no
deben energizarse mientras esté energizado el devanado primario A . Desde luego, este
Devanados
secundarios del
del soldador
Voltaje
Figura 7-11. (a) Transformador del soldador trifásico con sus devanados primarios
conectados en delta.-JDurante una pulsación de corriente de soldadura se ceban los
ignitrones X, y durante la próxima pulsación de corriente de soldadura se ceban los
ignitrones Y. (b) El ángulo de disparo para la fase B no debe ser menor de 60"; esto
asegura que el devanado B no es energizado antes que el devanado A sea
desergenizado.
argumento es válido para cuando sea la fase B la que maneje los electrodos, o cuando la fase C esté
manejando los electrodos.
El requerimiento de que una sola fase esté energizada en cualquier instante puede lograrse
ajustando el diseño de los circuitos de control de puerta de SCR de modo que los ignitrones tengan
un ángulo de disparo no menor de 60° (ángulo de conducción no mayor de 120°). La Figura 7-11
(b) muestra el porqué de esta restricción. Cuando una fase del transformador está energizada, la
desenergización ocurre cuando el voltaje de fase que la maneja cruce por cero hacia la región
negativa. Esto siempre ocurre 60" después que el próximo voltaje de fase ha cruzado por cero hacia
la región positiva.
ABCABC
WWWABCABC
(d)
Figura 7-11. (c) Forma de onda de la corriente de soldadura para un ángulo de
disparo de 60". Solamente se muestra una pulsación, (d) Forma de onda de la
corriente de soldadura para un ángulo de disparo de 90". Se muestran dos
pulsaciones, donde se ilustra la inversión de la corriente de una pulsación a la
siguiente.
Esto se muestra claramente en la Figura 7-12 (b). Por tanto, si el cebado de los ignitrones es
retardado por al menos 60", es imposible que cualquier fase del transformador comience a
conducir mientras la fase precedente no haya terminado de conducir.
Esta idea completa está ilustrada en la Figura 7-11 (c), la cual muestra los tres voltajes de
fase. En esta forma de onda, el voltaje de la fase A pasa por cero hacia la región negativa 60°
después que el voltaje de la fase B ha entrado en la región positiva. Por medio del adecuado
dimensionamiento de los componentes del control de puerta del SCR, es posible evitar que el
ignitrón B se cebe durante los primeros 60" del ciclo de voltaje de la fase B . Esto asegura que
el voltaje de la fase A se ha vuelto negativo al momento que el ignitrón de la fase B se ceba,
garantizando que la fase A esté desenergizada antes que la fase B se energize.
El argumento dado aquí para la relación entre las fases A - B también es válido para la
relación de las fases B - C y para la relación de las fases C - A .
En la Figura 7-11 (c), el ángulo de disparo es exactamente 60". Desde luego, no tiene que
ser exactamente 60". El único requerimiento es que n o s e a m e n o r d e 60".
La inversión de la dirección del flujo de la corriente de soldadura de una pulsación a la
próxima es efectuado por la alternación de los pares ignitrón- SCR. Durante una pulsación de la
corriente de soldadura, los pares igni- trón-SCR etiquetados X en la Figura 7-11 (a) son cebados
secuencialmente. Durante la próxima pulsación de corriente de soldadura, los pares ignitrón-
SCR etiquetados Y son cebados secuencialmente. Es decir, durante una pulsación de la corriente
de soldadura, el par A x es cebado, luego se ceba el par B x , luego se ceba el par C x , y esta
secuencia se repite el número de veces que sea solicitado por los INTERRUPTORES
SELECTORES DE CALIENTE. Durante la próxima pulsación de corriente la soldadura, se
ceba el par A y , luego se ceba el par B v , luego se ceba el par Cv, y esta secuencia se repite el
número de veces correspondiente a la selección de los INTERRUPTORES SELECTORES DE
CALIENTE. La forma de onda
resultante está ilustrada en la Figura 7-11 (d), esta vez con un ángulo de disparo de 90°.
Dado que el circuito de potencia de un soldador real contiene sus pares ignitrón-SCR, el
circuito de control dibujado en la Figura 7-10(a) es de hecho repetido seis veces. También, la
alternancia entre los pares ignitrón- SCR X y los pares ignitrón-SCR Y, lo cual produce la inversión
de la corriente de soldadura, es controlado por el Circuito de paso a paso caliente-fría y de
Permisión discutido en la Sección 7-7. Será necesario hacer adiciones a este circuito para habilitarlo
en relación con la alternancia entre los pares X y Y. Estas adiciones no se muestran aquí. No porque
sea difícil entenderlas en sí mismas, pero si porque podría complicar más un arreglo circuital de
por sí confuso. En la Figura 7-12 se muestra un diagrama esquemático de la totalidad del circuito de
control de la secuencia de soldadura. Con el fin de mantener manejable la magnitud de las figuras,
no se incluye la figura del Circuito de Potencia del Soldador. En lugar de esto, la línea “habilitar los
circuitos de control de puerta de los SCR (ALTO)” se muestra saliendo de la Figura 7-12 en el lado
del extremo derecho. Esta línea informa al Circuito de potencia del soldador, cuando debe arrancar
o parar la operación real de soldadura, tal como se explicó en la Sección 7-9.
Figura 7-12. (a) Totalidad del circuito de control de la secuencia de soldadura.

Cada uno de los nueve subcircuitos está encerrado por líneas punteadas y
etiquetado.
!ia tubeiíba baiada
270
Figura 7-12(b)
Figura 7-12(d).
272
1. ¿Es necesario relevar la línea hidráulica ALEJAMIENTO DE ELECTRODOS cuando se

somete a presión la línea hidráulica ACERCAMIENTO DE ELECTRODOS en la Figura
7-1? Explique.
2. Enumere las cinco etapas principales de una secuencia automática de soldadura, en su
orden. Explique qué sucede durante cada etapa.
3. ¿Por qué es necesaria la etapa de Retener?
4. Enumere las dos subetapas de la etapa de Soldar. Explique qué sucede durante cada una
de ellas.
5. Haga una figura que muestre cuánto tiempo toma cada etapa.
6. En este sistema, ¿cuál es el tiempo más largo posible que podría tomar la etapa de
Retener?
7. Repita la pregunta 6 para la etapa de Soltar.
8. Repita la pregunta 6 para la etapa de Ajustar.
9. Repita la pregunta 6 para la subetapa Caliente.
10. Repita la pregunta 6 para la subetapa Fría.
11. Repita la pregunta 6 para la etapa de Soldar.
Las preguntas 12-15 pueden contestarse refiriéndose solamente a la Figura 7-3.
12. Cuando ha terminado la cuenta en la Etapa contadora de tiempos, ¿a cuál subcircuito se
debe pasar esta información?
13. ¿A cuáles subcircuitos, el circuito de la Etapa paso a paso y decodificador envía
información acerca de qué etapa es la corriente en el sistema?
14. ¿Qué línea es utilizada para enviar pulsos de conteo al Contador caliente-frío?
15. ¿Qué línea es utilizada para informarle al Circuito de la etapapaso a paso que
debe pasar a una nueva etapa?
16. ¿Qué condiciones son necesarias para llevar a nivel BAJO la salida de la ORI? Exprese su
respuesta en términos del sistema mismo, y no en términos del estado de otras puertas. Es
decir, no diga simplemente que la salida de la 11 debe pasar a nivel BAJO; diga qué debe
suceder físicamente en el sistema para hacer que la salida de la 11 pase a nivel BAJO.
17. ¿Qué condiciones son necesarias para energizar a RLR, el relé de LEVANTE DEL RIN?
Iguales instrucciones que para el caso de la pregunta 16.
18. ¿Qué condiciones son necesarias para energizar a RAES, el relé de ACERCAMIENTO
DE ELECTRODOS? Iguales instrucciones que para el caso de la pregunta 16.
19. ¿Durante qué etapas se entregan pulsos de conteo a la Etapa contadora de tiempos vía la
N0R3?
20. ¿Cuál es el propósito de la N0R1 y de la conexión del terminal Soltar a la N0R1 en la
Figura 7-4? ¿Por qué no podemos hacer que la salida de CS2 llegue directamente a la
ORI y así eliminar la NORl?
21. ¿Por qué se conecta el terminal Soltar a la entrada de la 13 en lugar del terminal Alistar?
¿Qué sucedería durante el ciclo automático, si por error se conectara el terminal Alistar?
273
22. ¿Por qué no es necesario inhabilitar la OR4 durante el tiempo de encendido del
MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO? (En una primera aproximación
aparece que sería necesario inhabilitarla para evitar que lleguen pulsos de conteo durante
la operación de predeterminación.)
23. ¿Cuándo el MONOESTABLE DE LA ETAPA PASO A PASO se dispara a partir del
terminal T, ? ¿Cuándo se dispara a partir del terminal T_>?
24. ¿Durante que intervalo(s) debe pasar a nivel ALTO la salida de la AND3?
25. En el circuito de la Etapa paso a paso, FFA recibe un flanco de bajada en su terminal
CLK cada vez que el sistema está listo para pasar a una nueva etapa. ¿Cuándo
exactamente, FFB recibe un flanco de bajada en su terminal CLK? Repita la pregunta
para FFC.
26. Explique por qué solamente se necesita un diodo )ara decodificar el estado co-
rrespondiente a la etapa de Soltar en el circuito de la Etapa paso a paso y decodificador.
¿Por qué no dos o tres diodos como en el caso de los otros estados?
27. La Figura 7-5 muestra una matriz decodificadora de diodos especialmente construidos
para este trabajo de decodificación. Es esta matriz realmente necesaria, ¿o podría usted
utilizar un decodificador estándar de BCD a 1 de 10? Explique cuidadosamente.
28. Suponga que el sistema acaba de entrar en la etapa de Retener v que la selección en los
INTERRUPTORES SELECTORES RETENER ha sido cargada en la Etapa contadora de
tiempos. Los interruptores selectores están seleccionando un tiempo equivalente a 47
ciclos. Identifique el nivel de cada una de las líneas de predeterminación de unidades D,
C, B, y A, y también de las lineas de predeterminación de decenas ü, C, B, y A.
29. ¿Bajo qué condiciones la salida de la OR5 es nivel BAJO?
30. ¿Bajo qué condiciones la salida de la OR6 es nivel BAJO?
31. ¿Bajo qué condiciones la salida de la ÜR7 es nivel BAJO?
32. El número de predeterminación cargado en la Etapa contadora de tiempos al comienzo de
la Etapa de Soldar no representa cuantos ciclos de la línea ac son ne- sarios para terminar
la cuenta del contador. ¿Qué representa entonces estos números?
33. ¿Cuándo la salida de la AND4 pasa a nivel ALTO? ¿Cuándo regresa a nivel BAJO?
Iguales instrucciones que para el caso de la pregunta 16.
34. ¿Cuándo el MONOESTABLE CALIENTE-FRIO es disparado a partir de su terminal T |?
¿Cuándo es disparado a partir de su terminal T, ?
35. El MONOESTABLE DE PULSACIONES DE CORRIENTE DE SOLDADU RA se
enciende cuando el sistema entra en la subetapa Caliente o cuando el sistema deja la
subetapa Caliente.
36. ¿Cuándo el FLIP-FLOP CALIENTE-FRIO es aclarado por la aplicación de un nivel
BAJO en su terminal CL?
37. ¿Qué condiciones son necesarias para llevar a nivel ALTO la salida de la AND6? Iguales
instrucciones que para el caso de la pregunta 16.
38. ¿En qué momento realmente sucede la cuenta cuando se cuentan las pulsaciones de la
corriente de soldadura por la Etapa contadora de tiempos? ¿Sucede en el flanco de subida
del MONOESTABLE DE PULSACIONES DE CORRIENTE DE SOLDADURA, o en el
flanco de bajada?
39. ¿Por qué es necesario conectar la salida Q del MONOESTABLE CALIENTE- FRIO a la
entrada de la AND6? Es decir, ¿porqué no podemos utilizar la puerta AND6 como una de
dos entradas olvidándonos de la entrada superior?
40. Si se desease ajustar el sistema de control para entregar 24 pulsaciones de corriente de
soldadura durante la etapa de Soldar, con cada pulsación formada por 15 ciclos de flujo
de corriente seguidos por 36 ciclos de ausencia de corriente, explique cómo el operador
podría ajustar los siguientes seis interruptores selectores: UNIDADES DE SOLDAR,
DECENAS DE SOLDAR, UNIDADES DE CALIENTE, DECENAS DE CALIENTE,
UNIDADES DE FRIA, Y DECENAS DE FRIA.
41. ¿Qué condiciones son necesarias para llevar la salida de la NAND5 a nivel BA-JOI
Iguales instrucciones que para el caso de la pregunta|16.
42. Explique la función de los inversores 15 y 17.
43. Refiérase a la Figura 7-10, explique por qué es imposible que el UJT se dispan cuando la
línea no está en la polaridad apropiada para el cebado del ignitrón
44. 0Para aumentar el valor promedio de la corriente de soldadura durante las pul saciones de
corriente, debe aumentarse o disminuirse el valor de la resistencia
? Explique.
45. ¿Por qué es imposible disparar al UJT cuando el terminal “habilitar circuito df control de
puerta del SCR” está en nivel BAJO?
46. ¿Exactamente qué tiempo transcurre entre el paso por cero del voltaje secunda rio de 7', y
el corte de la forma de onda + 15 V por el diodo DZl?
47. Explique por qué C, está en su estado descargado al comienzo de cada semici cío positivo
del secundario de T¡. Es decir, ¿por qué el condensador comienza a cargarse sin carga
residual del semiciclo positivo anterior?
48. ¿De qué orden es el pico de corriente de colector de Q., cuando cortocircuita DZl?
49. Encuentre la máxima y mínima constante de tiempo de la carga de C¡.
50. ¿Podría el circuito de la Figura 7-10 trabajar adecuadamente si se invirtiese la polaridad
del transformador 7V,? Explique.
51. La Figura 7-10(a) es una situación simplificada en la cual la dirección de la co rriente de
soldadura no está invertida. Asuma que esto significa que se estár usando los pares
ignitrón-SCR X. ¿Seria diferente para el caso de los pares ig nitrón-SCR V? Es decir,
¿habría que hacer algún cambio en el esquema de los pares V? ¿Exactamente cuál?
52. Hay alguna cosa en el circuito del Capítulo 7 que haga referencia a la relaciói de fase entre
los pulsos de conteo de 60 Hz y la línea de potencia ac?
8
A mplificadores
operacionales
El término amplificador operacional se refiere a un amplificador de de alta ganancia con una

entrada diferencial (dos terminales de entrada, ninguno de los cuales está aterrizado). Aun
cuando se construyen amplificadores operacionales discretos, los diseñadores de circuitería
electrónica industrial han comenzado a utilizar ampliamente los amplificadores en circuito
integrado, llegando a la casi exclusión de los amplificadores operacionales discretos. Por
consiguiente, concentraremos nuestros esfuerzos a los am plificadores operacionales en CI, en lo
sucesivo llamados op amps.
Un op amp en CI es un amplificador completo preempacado cuyas carac terísticas de
operación y funcionamiento dependen casi por completo de unos pocos componentes externos
conectados a sus terminales. Es decir, la ganancia de voltaje, impedancia de entrada, impedancia
de salida, y ancho de banda dependen casi exclusivamente de la estabilidad de las re sistencias y
condensadores externos. Esto significa que las diferentes ca racterísticas del amplificador pueden
ajustarse a la conveniencia de una aplicación en particular con sólo cambiar algunos
componentes, sin tener que rediseñar por completo el amplificador. Es esta versatilidad y facili -
dad de ajuste lo que hace los op amps populares en el control industrial.
276
OBJETIVOS

1. Explicar por qué y cómo un op amp en CI puede ajustarse a las necesidades de una aplicación
en particular
2. Dar el rango de valores aproximados de cada una de las características impor tantes de un op
amp típico, tales como margen de potencia de salida, ganancia de voltaje diferencial,
impedancia de entrada, relación de rechazo de modo común, etc.
3. Describir el problema del desbalance de los op amps y mostrar cómo puede corregirse
4. Explicar el funcionamiento de los siguientes circuitos de op amps encontrados con frecuencia:
el comparador de voltaje, el amplificador inversor, el circuito sumador (con y sin factores de
peso), el amplificador noinversor, el amplificador diferencial, y el convertidor voltaje-corriente
5. Calcular valores de la resistencia de realimentación para producir cualquier ganancia de
voltaje deseada (o factor de peso) de los circuitos anteriores
6. Explicar el funcionamiento de los diferenciadores e integradores con op amps y calcular valores
de la resistencia y del condensador de realimentación para producir cualquier constante de
tiempo deseada
8- 1 CARACTERISTICAS DE LOS OP AMPS

Todos los op amps tienen al menos cinco terminales. Estos terminales están identificados en el símbolo
del op amp que se da en la Figura 8-1 (a).
Figura 8-1. (a) Símbolo esquemático y nombres de los terminales de un op amp. (b)
Circuito de un op amp donde se muestra como se conectan las fuentes positiva y
negativa y la carga. El terminal común de las fuentes se considera como la tierra del
circuito. Por tanto, el terminal de salida puede entregar un voltaje positivo o un voltaje
negativo a través de la carga.
Fuente positiva
(a) (b)
277
278 / Amplificadores operacionales
Un op amp tiene dos terminales de fuente de alimentación, uno conectado al voltaje positivo de
la fuente y el otro conectado al voltaje negativo de la fuente. Tiene también dos terminales de
entrada; Uno denominado entrada inversora, marcado — , y el otro se denomina la entrada no-
inversora, marcada + . Hay un solo terminal de salida, al cual está conectada la carga. El otro
terminal de la carga debe conectarse a tierra. No hay una conexión directa a tierra del op amp
mismo, pero hay una referencia implícita a tierra debido a que las dos fuentes de voltaje están
referenciadas a tierra. Esto se ve claramente en la Figura 8-1 (b), la cual muestra fuentes de voltaje
positivo y negativo conectadas al op amp, asimismo que una carga conectada. La fuente de voltaje
de ± 15 V que se muestra en la Figura
8- 1 (b) es un valor de voltaje de fuente muy común para los op amps.
La mayoría de los op amps tienen otros terminales además de estos cinco terminales básicos.
Estos otros terminales son usados para la conexión de los componentes de compensación de
frecuencia, ajuste del desbalance, etc. Ignoraremos estos otros terminales en un principio y nos
concentraremos en los cinco mostrados en la Figura 8-1.
8- 1-1 Capacidades básicas

Hagámonos primero a una idea de la totalidad de capacidades y limitaciones de un op amp
típico. Un op amp no puede entregar mucha potencia de salida, dado que es solamente un pequeño
circuito integrado. Un dispositivo típico podría tener un máximo voltaje de salida del orden de 15 V
y una máxima corriente de salida de 20 mA. Esto producirá una potencia de salida dada por:
Tou. = (Eout)(/out) = (15 V)(20 mA) = 300 mW.
Hay disponibles algunos op amps que pueden entregar varios vatios de potencia de salida, pero
estos son la excepción y no la regla.
Los op amps pueden manejar frecuencias tan bajas como 0 Hz. Es decir, son amplificadores de.
En lo concerniente con su respuesta a alta frecuencia, los op amps típicamente tienen una
frecuencia superior de corte del orden de 1 MHz. (La frecuencia superior de corte es la frecuencia
a la cual la ganancia de voltaje es 0,707 veces el valor de la ganancia a frecuen cias medias). Se
dispone de op amps de propósito especial que tienen frecuencias superiores de corte de varios
cientos de megaherz.
El gran ancho de banda (el rango de frecuencias que el amplificador puede manejar) es otra
característica muy útil de los op amps. Si el circuito de una aplicación particular requiere de un
ancho de banda estrecho, esto puede proporcionarse por la simple conexión de los componentes
externos apropiados a los terminales de compensación de frecuencia (no mostrados en la Figura 8-
1). Esta facilidad en el ajuste de la frecuencia superior de corte es otro aspecto muy útil de los op
amps.
8- 1-2 Ganancia de voltaje de bucla abierta

La ganancia de voltaje de bucla abierta de un op amp es la ganancia diferencial del
amplificador sin componentes externos conectados. Es la re
Características de los OP AMPS / 279
lación de Vout a Vid en la Figura 8-l(b), o:
A VOL
donde AVOL es Ia ganancia de bucla abierta y Vid es el voltaje entre los terminales de entrada
diferencial. La ganancia de voltaje de bucla abierta de un op amp es bastante grande, generalmente
se encuentra entre 10.000 y 200.000. Esto significa que no se necesita mucho voltaje de entrada a tra-
vés de los terminales de entrada diferencial (V9 d) para llevar el amplificador a saturación. Para
tener una idea de qué tan pequeño tiende a ser Vid, consideremos este ejemplo.
Ejemplo 8-1
Un cierto op amp tiene una ganancia de bucla abierta de AVOL= 50.000. Si los voltajes de la fuente
son ± 15 V, ¿qué valor de Vti saturará el amplificador?
Solución. Para la mayoría de los op amps, los voltajes de saturación son del orden del 809c de los
voltajes de la fuente. Es decir, la salida no puede alcanzar un nivel de voltaje positivo o negativo
mayor que el 809ó deí voltaje de la fuente. En este ejemplo,
Fsa, = (0,80)(±15 V) = ±12 V,

= ±0 24 m v= ±240 uV
vu = ’
Por tanto solamente 240 a través de los terminales de entrada diferencial son suficientes para llevar
el amplificador a saturación.
El hecho que Vid sea tan pequeño nos da una herramienta muy útil para el análisis rápido de
muchos circuitos de op amps. La herramienta es asumir que dado que Vid es muy pequeño en
cualquier dirección, podríamos asumir que es cero. Diremos que el voltaje de la entrada diferencial
es virtualmente cero. Esta idea será más clara un poco más adelante.
En la Figura 8-l(b), es positivo si Vid es positivo en el terminal inferior y negativo en el superior.
Es decir, si el lado más positivo de V¡d está aplicado a la entrada no-inversora (la entrada +), entonces
Vout será positivo en el lado superior de la resistencia de carga y negativo en la parte inferior de la
resistencia de carga.
VoUt será negativo si Vta es positivo arriba y negativo abajo en la Figura 8-1 (b). Es decir, si el
lado más positivo de Vid está aplicado a la entrada inversora (la entrada —), entonces V out será
negativo en la parte superior de la resistencia de carga.
8- 1-3 Resistencia de entrada

La resistencia de entrada es la resistencia equivalente vista por una fuente externa, entre los
terminales de la entrada diferencial, tal como lo sugiere la Figura 8-2.
Figura 8-2. Ilustración de la resistencia de entrada (R¡) de un op amp. Debido a que R i es

bastante grande, la corriente entre los terminales de entrada (I : d ) es muy pequeña.
La resistencia de entrada de un op amp generalmente es bastante grande. Los op amps

utilizados popularmente tienen una resistencia de entrada, R¡, entre 10 kQ y lMfi, con la mayoría de
los op amps tendiendo al extremo más alto del rango. Una R¡ de 250 K es generalmente un buen es-
timativo de la impedancia de entrada de un op amp, si no se dispone de su hoja de especificaciones.
El hecho que R¡ sea tan alta significa que la cantidad de corriente que fluye entre los terminales
de entrada diferencial es bastante pequeña. Considerando el op amp del Ejemplo 8-1, si R¡ es igual a
250 K y que Via es suficientemente grande para saturar el amplificador, la corriente de entra da
diferencial está dada por:
= vu .. 240 fiW 0,98 nA.

R, 250 K
Es decir, la corriente que fluye de un terminal de entrada al otro es menor que una bimillonésima de
amperio. El hecho que I¡¡¡ sea tan pequeña nos da otra herramienta útilísima para entender el
trabajo de los circuitos op amps. La herramienta consiste en asumir que dado que Ijd es tan pequeña
en cualquier dirección, podríamos asumir que es cero. Este supuesto se hará claro más adelante.
Notemos que en la Figura 8-2 no se han dibujado las conexiones de la fuente de alimentación de
voltaje. Esta es una práctica común dado que se asume que cualquiera que mire un dibujo
electrónico que contenga op amps sabe que en el circuito real están presentes las conexiones de la
fuente. Para hacer más claro el diagrama esquemático, se omiten las conexiones de la fuente.
8- 1-4 Otras consideraciones concernientes a los op amps
Resistencia de salida. La resistencia de salida de los op amps se encuentra en el rango aproximado de

50 Q a 200 Q dependiendo del tipo. La resistencia de salida efectiva de un op amp se reduce cuando
se conectan los componentes externos de realimentación, de modo que en la mayoría de las
aplicaciones que se utiliza realimentación, la resistencia de salida total se considera Ofl.
Entradas de modo común. El op amp es básicamente un amplificador diferencial, de modo que
idealmente podría amplificar sólo la diferencia entre los voltajes que aparecen en sus dos entradas.
Esto significa que cualquier
Características de los OPAMPS / 281
componente de señal que aparezca simultáneamente en sus dos entradas sería completamente
eliminada y de ninguna manera afectaría la señal de salida. Esta situación está ilustrada en la Figura
8-3(a).
Figura 8-3. Una señal de de 3 V que aparece simultáneamente en ambos terminales

de entrada de un op amp. Dichas señales de modo común son rechazadas por el op
amp, mientras que la señal diferencial es amplificada y pasada a la salida.
La entrada noinversora tiene una señal de entrada de 3 V de, mientras que la entrada inversora
tiene una señal de entrada de 3 V de más 0,2 mV p-p ac. Un op amp ideal amplificaría la diferencia
entre las dos señales, a saber, 0,2 mV p-p ac e ignoraría por completo la señal de modo común de 3 V
de, la señal que aparece en ambos terminales de entrada. En la reali dad, sin embargo, una pequeña
parte de la señal de modo común aparecerá en el terminal de salida. Para la mayoría de los op amps
la parte que aparece a la salida es solamente del orden de una milésima (o menos) de la señal de modo
común que aparece en sus entradas. El factor exacto de atenuación de la señal de modo común se
denomina ganancia de modo común, simbolizada AVCM ■ En forma de ecuación:
^ Voltaje de salida de modo común

VCM
~ Voltaje de entrada de modo común
Entre más bajo sea el valor de ¿4VCM. mejor es el op amp.

Una especificación más utilizada para ver la capacidad de un op amp para ignorar una señal de
modo común es la relación de rechazo de modo común, abreviada RRMC (en inglés CMRR). Está
definida como la relación entre la ganancia diferencial de bucla abierta y la ganancia de modo común
de bucla abierta, o: -
RRMC = 4^k-
En un op amp con una ganancia diferencial de bucla abierta de 50.000, como se sugirió antes, y una
ganancia de modo común de 0,001, la relación de rechazo de modo común está dada por:
RRMC = 4^=50^000= 50.000.000 ■^VCM U,

(X)1
En términos concretos, esto significa que un op amp amplifica una señal diferencial 50 millones de
veces lo que amplifica una señal de modo común. Entre más alto sea la RRCM, mejor es el op amp.
282 /Amplificadores operacionales
El problema del desbalance. Otro aspecto de los op amps que merece mencionarse antes que
procedamos a los circuitos de aplicación de los op amps. Este aspecto es que los op amps están sujetos
a desbalance. El desbalance es el problema que hace que el voltaje de salida no sea cero cuando el
voltaje de entrada es cero. En términos gráficos, la curva de transferencia no pasa por el origen. La
Figura 8-4 ilustra en dos formas distintas el desbalance.
En la Figura 8-4(a), ambos terminales están unidos entre sí y conectados a tierra. Por tanto Via
= 0 V. No obstante el voltaje de salida, que debería ser 0 V, es realmente 1,6 V. El valor de 1,6 V se
tomó aleatoriamente; puede ser cualquier voltaje entre —V y + V de la fuente. El desbalance del
voltaje de salida varía individualmente de un op amp a otro del mismo número.
El problema del desbalance se ilustra gráficamente en la Figura 8-4(b). El op amp ideal
mostraría una relación salida-entrada como la mostrada por la línea de trazos. La curva ideal pasa
por el origen, lo cual significa que 0 V a la entrada producirán 0 V a la salida. La curva de
transferencia real corresponde a la línea continua, la cual muestra que V out = -+-1,6 V cuando Via = 0
V. Desde luego, una curva real puede encontrarse en cualquier parte por encima o por debajo de la
curva ideal.
El problema del desbalance podría parecemos serio, pero realmente no es difícil abordarlo en
la mayoría de las situaciones. Se resuelve aplicando al op amp un pequeño voltaje de entrada fijo de
magnitud y polaridad adecuada para cancelar el desbalance. Los métodos para hacerlo los ilustrare-
mos más adelante.
+ 12 --
-12 --
(a) (b)
Figura 8-4. (a) Diagrama esquemático que muestra el desbalance en un op amp. ib) Curva de
transferencia que muestra desbalance del op amp. En un op amp ideal, la curva de
transferencia pasaría por el origen, pero en la realidad esto no sucede.
8- 2 EL COMPARADOR DE VOLTAJE
Como mencionamos antes, el op amp en CI es utilizado normalmente con conexión de componentes

externos. Estos componentes externos proporcionan realimentación negativa la cual sirve para
reducir la ganancia de voltaje total a un valor razonable. La ganancia de voltaje cuando se utilizan
componentes externos se denomina ganancia de voltaje de bucla cerrada, simbolizada por A V C L -
Un op amp raramente se utiliza en la configuración de bucla abierta porque su ganancia de
bucla abierta es tan alta que dificulta el balance del voltaje de salida entré los puntos de saturación
positivo y negativo. Una aplicación en la cual se utiliza en bucla abierta es en el comparador de vol-
taje. Un comparador de voltaje (también llamado comparador) hace lo que su nombre implica.
Compara un voltaje con otro voltaje y señala cuál de ellos es mayor. Para un ejemplo de un
comparador de voltaje, refiérase a la Figura 8-5(a). En esta figura, la entrada inversora está
conectada a tierra y
+ 15 V + 15 V
(a) (b)
+ 15 V
Figura 8-5. Op amps comparadores, (a) Comparación de V¡ n con 0 V. La señal de salida

conmuta bruscamente de casi — 12 V a casi + 12 V, cuando V in es ligeramente mas positivo que 0
V. (b) De nuevo, comparación de V in con 0 V, pero la relación salida-entrada es invertida. La señal
de salida conmuta de + 12 V a - 12 V cuando V i n pasa por cero hacia positivo. (c) Comparación de
Vin con otra referencia de voltaje cualquiera. La referencia de voltaje puede variarse por medio del
ajuste del potenciómetro.
283
la fuente externa Vjn está conectada a la entrada noinversora. El circuito hace la comparación entre
Vin y tierra (OV). Si V, n es mayor que 0 V, lo cual significa que es positivo, la salida pasará a
saturación positiva, casi + 12 V. Si Vin es menor que 0 V, lo cual significa que es negativo, la salida
pasará a saturación negativa, casi —12 V. Siempre que Vin exceda una fracción de milivoltio, la
salida pasará a uno o al otro de estos extremos debido a la AVOL muy grande. De esta forma el
voltaje de salida de un comparador de voltaje indica el resultado de la comparación.
Un comparador de voltaje con las señales de entrada invertidas se muestra en la Figura 8-5(b).
Si Vin es mayor que 0 V, la salida pasará a — 12 V. Si V¡n es menor que 0 V, la salida pasará a + 12
V.
En la Figura 8-5(c) se muestra un comparador de voltaje que compara Vin con algún otro
voltaje distinto de OV. Por medio del ajuste del potenciómetro, puede aplicarse a la entrada
inversora cualquier voltaje entre — 15 y + 15 V. Si V in es mayor que el voltaje de ajuste del
potenciómetro, Vout pasará a + 12 V. Si V in es menor que el voltaje de ajuste del potenciómetro, Vo u t
pasará a — 12 V.
El op amp comparador de voltaje es aplicado en muchos circuitos industriales que deben
monitorear constantemente algunas señales de voltaje variables e indicar cuándo son mayores o
menores que alguna referencia de voltaje.
8- 3 EL OP AMP AMPLIFICADOR INVERSOR
Un op amp amplificador inversor es un amplificador en el cual la polaridad de salida (o fase) es

opuesta a la polaridad de entrada (o fase). Es decir, si la entrada es una señal de, la salida es una
señal de amplificada pero de polaridad contraria. Si la entrada es una señal ac, la salida es una
señal ac amplificada, 180° fuera de fase con respecto a la entrada. En la Figura
8- 6(a) se muestra un diagrama de un amplificador inversor. En esta apli-
Entrada
inversora
Salida
/•
/
Entrada
noinversora
(a) (b)
Figura 8-6. (a) Un op amp amplificador inversor donde se muestra como se conectan los
componentes externos, (b) Direcciones de corriente y polaridades de voltaje en un op amp
amplificador inversor, asumiendo V ln positivo respecto a tierra.
El OP AMP amplificador inversor / 285
cación, tenemos conectados componentes (resistencias) externos a los terminales del op amp para
proporcionar realimentación negativa. Este arreglo se denomina operación en bucla cerrada, tal
como se mencionó antes. En operación en bucla cerrada, la ganancia de voltaje y la impedancia de
entrada del amplificador total son casi completamente dependientes del valor de las resistencias
externas, e independientes del op amp en sí mismo. Veamos el porqué de esto.
La Figura 8-6(b) muestra los voltajes y corrientes que existen en un amplificador inversor.
Asumamos por un momento que Vln es positivo respecto a tierra. Un voltaje positivo tiende a
entregar corriente al amplificador a través de ñIN . En la Figura 8-6(b) esta corriente se ha denomi-
nado 7¡n. Cuando 7in fluye a través de 7? IN , produce una caída de voltaje a través de 7? IN el cual es
positivo a la izquierda y negativo a la derecha. Esta caída de voltaje tiende a ser ligeramente menor
que ViD, haciendo que Vid sea un pequeñísimo valor, positivo arriba y negativo abajo.
Recordemos ahora las dos herramientas de análisis que establecimos en la Sección 8-1:
a. El voltaje diferencial de entrada a un op amp es virtualmente cero.

b. La corriente que fluye a través de los terminales de entrada diferencial es virtualmente cero.
Dado que la entrada + está a tierra, la herramienta a nos dice que tam bién la entrada — está
virtualmente al potencial de tierra. Es usual referirse a la entrada inversora, en este circuito, como
una tierra virtual. En realidad, la entrada — puede estar a algunos millonésimas de voltio con
respecto a tierra, pero esta cantidad es despreciable.
Si la entrada — se asume al potencial de tierra, entonces la caída de voltaje en 7? IN debe ser
igual a V.m. En forma de ecuación, utilizando la ley de voltajes de Kirchhoff,
vRm = vía-vid = vla -0V,

V* m = Vi*.
La corriente de entrada Iln está dada por la ley de Ohm,

1. -Klm-Vn
in
~ RIN Ría (8-1)
Por ejemplo, si 7?IN = 20 K y Vin = 4 V de, entonces
7¡n = = 0,2 mA de.
Consideremos ahora la salida del amplificador. Recordemos que V out es un voltaje negativo
dado que Vin fue positivo y el amplificador invierte su entrada. Dado que la entrada — está
virtualmente al potencial de tierra, la caída de voltaje a través de la resistencia de realimentación RF
debe ser igual al voltaje de salida. Esto puede verse aplicando la ley de voltajes de Kirchhoff
alrededor de la bucla. En forma de ecuación,
VRF = ~VC
La corriente que fluye a través de RF está dada por la ley de Ohm,
RF
IF (8-2)
Utilicemos ahora la herramienta b, la cual dice que Iid de la Figura 8-6(b) es virtualmente cero. La
ley de corrientes de Kirchhoff nos dice que:
An — hi + h — 0 + IT,
/,» = JF- (8-3)
Combinando las Ecuaciones (8-1), (8-2) y (8-3), tenemos:
lo cual da:
Fout /i _ RF
(8-4)
~V~ ~ VCL “ ~R~ '
r
in
Esto significa que la ganancia de voltaje de huela cerrada de un op amp amplificador inversor
depende solamente de las resistencias externas RF y i?IN . De ahora en adelante, cuando hablemos de
ganancia de voltaje con referencia a un circuito con op amp, deberá entenderse que nos referimos a
la ganancia de voltaje de bucla cerrada.
Ejemplo 8-2
El amplificador inversor de la Figura 8-6(a) tiene RF = 50 K, Rm = 8 K, y Rcarga= 10K.
AV0L= 35.000.
a. ¿Cuál es el voltaje de salida si Vin = — 200 mV?
b. ¿Qué voltaje de entrada se requerirá para llevar la salida a saturación positiva? Asuma que
los voltajes de la fuente son ± 15 V.
Solución
a. La ganancia de voltaje del amplificador depende solamente de RF y de f?IN, no de AVOLo fícarga
Vput _ RF 50 K
AVCL RIN 6,25,
Un 8K
Vout = (— 6,25)( — 200 mV) = +1,25 V
b. Si el amplificador está en saturación positiva, el voltaje de salida deberá estar

aproximadamente en -f- 12 V. Debe entenderse que esto es sólo una aproximación y que el
voltaje real de saturación podría variar con la temperatura y con la resistencia de carga:
12 V
Vi n
“6,25
-1,92 V.
“6.25
Para tener un conocimiento intuitivo de que hace un amplificador inversor, consideremos su

funcionamiento de esta manera:
a. Cuando se aplica un voltaje de entrada l/ in positivo, este tiende a llevar a positivo la entrada
inversora.
El OP AMP amplificador inversor / 287
b. Cuando la entrada inversora pasa a positivo, V out pasa a negativo. El potencial positivo en V out
hace que fluya corriente a través de /? 1N y RF (son corrientes iguales), lo cual tiende a bajar el voltaje
de la entrada inversora.
c. Vou, tomará el valor necesario para poder bajar el voltaje de la entrada inversora a una tierra
virtual. Vout debe hacerlo, porque si no lleva a Vti a una tierra virtual, Vid tenderá a llevar a V out a un
valor más negativo.
Un ejemplo numérico aclarará la idea anterior. Consideremos el ampli-

ficador inversor de la Figura 8-7(a). Tiene una ganancia de bucla cerrada
dada por:
-4K 1 K ~
Av
1= 4v = 0.8mA
4K 5K
1K 4K
+ 1 VO—VWV--------9-------WW-----0-3 V
No hay flujo
de corriente + 0.02 V
por este camino
(b)
i-Ai. 1.2™» 1 = 5 V 5 : 1.0 mA

K
1K 4K
+ 1 vo—vwv—j-------------------VWV----O -5 V
01 } V¡d - -0.2 V
i
le) (d)
Figura 8-7. (a) Amplificador inversor con una ganancia de voltaje de bucla cerrada de
4. Para un V¡n de + 1 V, V out debe ser igual a — 4 V. (b) Se muestra por qué es
imposible un Vout de — 3 V. El voltaje de salida no es lo suficientemente negativo para
balancear al sistema, (c) Se muestra por qué es imposible un V out de — 5 V. El voltaje
de salida es demasiado negativo para balacear al sistema, (d) Se muestra por qué un
Vout de —4 V es el único resultado posible. El voltaje de salida es el valor justo para
balancear al sistema.
de modo que si Vin = +1 V, Vout = - 4 V. Supongamos por un minuto que V'out no quiere ir hasta —4 V
pero si hasta —3 V. ¿Será posible?
La respuesta es no, porque si V out fuese — 3 V, la situación sería como se muestra en la Figura
8-7(b). Las resistencias de 1 K y 4 K están efectivamente en serie dado que el op amp en sí mismo, no
drena corriente. De la ley de Ohm, la corriente por estas resistencias será igual a la totalidad de la
caída de voltaje, 4 V, dividido por las resistencias en serie, 5K. Esto es,
4V
1 = 4-1 = 0,8 mA.
^ IV
La caída de voltaje a través de la resistencia de 1 K sería entonces:
V1K = (0,8 mA)(l K) == 0.8 V.
Lo cual resultaría en un Vid de:
Vu = Vin — Kj K = 1,0 V - 0,8 V = 0,2 V.
Un Vid de + 0,2 V está lejos de ser una tierra virtual, y llevaría a V 0üt a un valor más negativo. Por
consiguiente el circuito no se contentará con quedarse en este punto sino que tratará de llevar la
salida a un valor más negativo.
Supongamos ahora que la salida quiso pasar más allá de — 4 V, hasta llegar a — 5 V. ¿Será
posible?
La respuesta nuevamente es no, porque entonces la situación sería la mostrada en la Figura 8-
7(c). La corriente sería igual a la caída de voltaje total, 6 V, dividida por las resistencias en serie, 5 K:
/ = |^ = 1,2 mA,
J JV
V, K = (1,2 mA)(l K) = 1,2 V.
Esto resultaría en un Vld de:
Vid = V¡n - V, K = 1,0 V - 1,2 V = -0,2 V.
Una vez más, un Vid de — 0,2 V no es tampoco una tierra virtual, y llevaría a Vout a un valor más
positivo (menos negativo). Por consiguiente el circuito tampoco se contentará con quedarse en este
punto, sino que tratará de llevar la salida a un valor más positivo que —5 V (menos negativo).
El único voltaje de salida aceptable es — 4 V, como se muestra en la Figura 8-7 (d):
5V
1 = 1 1 = 1,0 mA,
J Jv
V I K = (1,0 mA)(l K) = LOV.

Entonces V¡d está dado por:
Vu = Vln - V , K = 1,0 V - 1 0 V = 0 V.
Por consiguiente el voltaje diferencial de entrada es una tierra virtual, y no tratará de llevar a V out en
ninguna dirección. El circuito se estabilizará en este punto.
Tengamos presente que Vid no es absolutamente 0 V, es muy cercano a 0 V. Si V¡d fuese
absolutamente 0 V, no habría un voltaje de salida.
8- 4 EL INVERSOR DE FASE
Un caso especial de un op amp amplificador inversor es el inversor de fase. En un inversor de fase,
R1N es igual a RF de modo que la ganancia de voltaje es igual a 1. Sin embargo, Vout está invertida
con respecto a Víd. Si Vm es una forma de onda ac, V out es el duplicado de la forma de onda excepto
que es de polaridad opuesta, o desplazada en 180°.
8- 5 CIRCUITOS SUMADORES CON OP AMPS
Un op amp puede conectarse para que efectúe la operación matemática de suma. Es decir, puede
“sumar” dos o más voltajes de o ac. Cuando está conectado para efectuar esta función, el circuito se
denomina un circuito sumador o un sumador.
En la Figura 8-8(a) se muestra un verdadero circuito sumador. Con todas las resistencias
iguales, la salida es igual a la suma de V2, pero
está invertida. Esta relación está escrita en forma de ecuación debajo del esquema del circuito.
La ecuación salida-entrada para un circuito sumador puede derivarse utilizando las dos
herramientas de análisis que se usaron en la Sección 8-3. La caída de voltaje a través de cada
resistencia de entrada es igual al voltaje de entrada aplicado a ella, dado que Vtd = 0 V. La corriente
a través de RF es igual a la suma de las corrientes de entrada que circulan por las respectivas
resistencias de entrada, dado que Ild = 0. En forma de ecuación:
Ip — IR, + IR,
Combinando las ecuaciones anteriores obtenemos:

-Fout y\ , v2
RF R, "r R2
la cual puede escribirse
-v°*' = R ; V I + ¥tVi- (8 5)
'
Si todas las resistencias son iguales, como sucede en la Figura 8-8(a), esta ecuación se reduce a:
-Fout= V¡ + V2.
Si se desea un voltaje de salida positivo en lugar de uno negativo, basta simplemente conectar a
la salida un inversor de fase.
Un circuito sumador con op amp que además proporciona ganancia de voltaje se muestra en la
Figura 8-8(b). La Ecuación (8-5) siempre expresa
289
40 K
-vou, = V, + V2 -V,°ut ” UTK <v' T V2'
Si todas las resistencias son iguales.
Vout =4<v, +v2)
(b)
RF RF
-v„
40 K
(v,i + g£(v2)
10 K
:
4(V,) + 2(Vj)
(c) (d)
Figura 8-8. Circuitos sumadores con op amp. (a) Un verdadero circuito sumador,
sin ganancia, (b) Circuito sumador que además proporciona ganancia. (c) Circuito
sumador en el cual las diferentes entradas tienen diferente peso, (d) Circuito
sumador de tres entradas y su ecuación generalizada de entrada-salida.
el voltaje de salida en términos de los voltajes de entrada. Para ios valores de las resistencias de la
Figura 8-8(b), la Ecuación (8-5) se reduce a la ecuación dada debajo del esquema del circuito.
La Figura 8-8(c) muestra un circuito sumador con op amp que proporciona diferentes factores
de peso para los voltajes de entrada. La entrada V\ es de más peso que la entrada V2. Es decir, V! es
“más importante” que V2 en la determinación de Vout, dado que está amplificada por un factor 4,
mientras que V2 está amplificado solo por un factor 2. La ecuación correspondiente aparece debajo
del esquema del circuito.
Un circuito sumador con op amp puede manejar cualquier número de entradas. En la Figura 8-
8(d) se dan, un circuito sumador de tres entradas
El amplificador noinversor / 291
y su fórmula de salida-entrada. La idea fundamental a recordar es que las señales de entrada que
son llevadas a través de las resistencias de entrada más pequeñas son más pesadas dado que
experimentan una mayor ganancia de voltaje.
Ejemplo 8-3
Para el circuito de la Figura 8-8(d), R, = 5 K, R2 = 8 K, R3 = 6 K y RF = 24 K. Los voltajes de
entrada son: V¡ = — 0,5 V, V2 = + 0,7 V y V3 = — 1,4 V. Encontrar Vout.
Solución
-Fout = 4r(V\) + V 2 ) + %(V 3 ),
Ai I\2 A3
I7 24 K7 A C , 24 IC7 , A n , 24 K7 , A ^
—
Pout — — 0 , 5 V) +
-g-g-(+0,7 V) + —1,4 V),
- Kout = -2,4 V + 2,1 V - 5,6 V = -5,9 V,

ymt = +5.9 v,
8- 6 EL AMPLIFICADOR NOINVERSOR
En la Figura 8-9(a) se muestra un op amp conectado como amplificador r.o- inversor. Como su
nombre lo indica, el voltaje de salida de un amplifica Jor noinversor tiene la misma polaridad del
voltaje de entrada.
Una vez más, utilicemos las dos herramientas vistas anteriormentf. El hecho que Vid sea
virtualmente 0 V significa que el voltaje que aparece en la entrada inversora es el mismo V in. Por
tanto, la caída de voltaje a través de i? IN es igual a Vm, dado que el extremo izquierdo de Rm está
aterrizado. Refirámonos a la Figura 8-9(b). La corriente a través de i? IN está dada
al mismo potencial
(a) (b>
Figura 8-9. (a) Amplificador noinversor con op amp, donde se muestra como se
conectan las resistencias externas, (b) Direcciones de las corrientes \ y polaridades de los
voltajes en un amplificador noinversor, asumiendo V¡ n
' positivo respecto a tierra.
Consideremos ahora la salida del circuito. Dado que el extremo derecho de RF está conectado a
la salida y su extremo izquierdo está virtualmente al potencial I a caída de voltaje a través de RF está
dada por:
V=v—V.
r r r
Rp out m*
De la ley de Ohm,
J _ V* r Vou, - Kn
F
Rp Rp
Ahora, haciendo uso del hecho que I F = I i n porque I i d = 0, podemos decir que,
Kut - V, Zin
RIN
Rr
K out = Cjn | V i T ¡ V i a (Rp + R m ) R l f i ( R F )
RP RP {RIN)
KUÍ _ R F în _ Rp j_ j
R 1N R IN
=A (8-6)
Nuevamente, la ganancia de bucla cerrada depende solamente del valor de las resistencias
externas y no del op amp en sí mismo.
Ejemplo 8-4
Para el amplificador noinversor mostrado en la Figura 8-9(a), /J IN 1,2 K. En-
contrar RF para que la ganancia del amplificador sea 50.
Solución
A\ — ñ—11,
•KIN
RP
50 =
1,2 K
Rr = (50 — 1)(1,2 K) = 58,8 K,
El amplificador noinversor tiene una ventaja sobre el amplificador inversor y es que presenta
una impedancia de entrada más grande. La impedancia de entrada de un amplificador noinversor,
es mucho más grande que la resistencia de entrada de bucla abierta de un op amp, la cual es ya bas-
tante alta.
Por otro lado, la impedancia de entrada de bucla cerrada de un amplificador inversor es igual a
Rw , dado que su extremo derecho está virtualmente a tierra Figura 8-6(a).
8- 7 CORRECCION DEL PROBLEMA DE DESBALANCE (OFFSET)

Se estableció en la Sección 8-1-4 que los op amps reales no necesariamente dan 0 V de salida para 0
V a la entrada. Esto se denominó desbalance, y es un problema que debe abordarse en la circuitería
con op amps. La manera de corregir el desbalance es aplicando un pequeño voltaje fijo a la entrada
diferencial del amplificador. El pequeño voltaje fijo se denomina voltaje de
Corrección del problema de desbalance (OFFSET) / 293
desbalance de entrada. Se ajusta al valor y polaridad apropiados para exactamente cancelar la

tendencia de desbalance del op amp. Es decir, el voltaje de desbalance de entrada se ajusta hasta
que Vout sea igual a 0 cuando V¡„ = 0. La Figura 8-10 muestra los métodos más populares para
aplicar este voltaje de desbalance de entrada.
En la Figura 8-10(a), la entrada + , en lugar de aterrizarse, recibe un pequeño voltaje fijo
determinado por la posición del potenciómetro. El contacto móvil del potenciómetro proporciona el
voltaje de desbalance de entrada. La Figura 8-10(b) muestra un amplificador noinversor.
Normalmente, i?IN debería tener aterrizado su extremo izquierdo, pero aquí recibe el voltaje de
desbalance de entrada del contacto móvil del potenciómetro de 10 K.
Algunas veces el op amp tiene terminales especiales de ajuste de nulidad, tal como se muestra en
la Figura 8-10(c). En este caso no es necesario influir en la circuitería externa de entrada para
cancelar el desbalance.
+vs
(a) (b)
(c)
Figura 8-10. Corrección del problema de desbalance, (a) En un amplificador inversor,

el contacto móvil del potenciómetro aplica un pequeño voltaje de desbalance de
entrada al terminal de entrada + . Esto cancela el desbalance inherente del op amp.
(b) La misma idea aplicada a un amplificador noinversor. (c) Op amp con terminales
especiales de nulidad. Esto hace innecesaria la colocación de un potenciómetro en el
circuito de entrada.
294 /Amplificadores operacionales
Simplemente conectamos un potenciómetro entre los dos terminales de nulidad, conectamos su

contacto móvil a la fuente de voltaje negativo, y lo ajustamos hasta cancelar el desbalance. Para
entender por qué esto cancela el desbalance, sería necesario referirnos a la construcción interna de
la circuitería del op amp. Si tiene curiosidad por saberlo refiérase a cualquier buen libro dedicado
exclusivamente a los op amps.
8- 8 EL OP AMP AMPLIFICADOR DIFERENCIAL
Algunas veces es necesario amplificar la diferencia de voltaje entre dos líneas de entrada, ninguna
de las cuales está a tierra. En este caso, el amplificador se denomina amplificador diferencial. La
Figura 8-11 muestra un op amp amplificador diferecial.
En la mayoría de casos, R 1 = R 2 y R F = R D . Siendo así, la ecuación que relaciona la salida
con la entrada es:
K* = ^(F2 - V¡). (8-7)
La Ecuación (8-7) nos dice que un op amp amplificador diferencial amplifica la diferencia entre
las dos líneas de entrada y que tiene una ganancia de voltaje que depende solamente de las
resistencias externas, como siempre.
Cuando se utiliza un op amp amplificador diferencial, hay un límite en la cantidad de voltaje de
modo común que puede aplicarse a las dos entradas. Si se excede este máximo voltaje de modo
común puede arruinarse el op amp. Por tanto no es suficiente estar consciente solamente con la dife-
rencia entre V2 y . Se debe también estar consciente con el voltaje que tienen en común V2 y V,. Una
hoja de especificaciones de un op amp siempre especificará su máximo voltaje de entrada de modo
común.
Figura 8-11. Op amp amplificador diferencial. En un amplificador diferencial, ninguna de

sus dos entradas está conectada a la tierra del circuito Esto puede reducir la cantidad de
ruido inyectado al amplificador, porque cualquier ruido aparece simultáneamente en ambos
terminales de entrada. Dado que el ruido es una señal de modo común, el circuito
amplificador lo rechaza.
8- 9 UN OP AMP CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE
Ocasionalmente en electrónica industrial, es necesario entregar una corriente que es proporcional a

un cierto voltaje, aun cuando la resistencia de carga pueda variar. Si la resistencia de carga
permaneciese constante, no habría problema. Naturalmente, la corriente de carga sería
proporcional al voltaje aplicado, de acuerdo con la ley de Ohm. Sin embargo, si la resistencia de
carga varía de una unidad a otra, o si varía con la temperatura o con la edad, entonces entregar una
corriente exactamente proporcional a un cierto voltaje no es cosa fácil. Un circuito que puede
ejecutar este trabajo se muestra en la Figura 8-12. Se denomina un conversor voltaje-corriente. Este
circuito es capaz de convertir un voltaje a una corriente debido al cero virtual a través de sus
entradas diferenciales. Es decir, si V¡ n se presenta en la entrada -+- , entonces en la entrada —
aparecerá un voltaje virtualmente igual a Vin.
Corriente (Icarga )
La resistencia
Resistencia puede variar
estable
Figura 8-12. Un op amp conversor voltaje-corriente. La idea importante acerca del

conversor voltaje-corriente es que la corriente de carga es fijada por V¡ n aún cuando
la carga varíe.
La corriente a través de Rj se determina por la ley de Ohm,
/*
de modo que IRl no cambiará siempre que R x no cambie.

Debido al hecho que virtualmente no fluye corriente entre las entradas inversora y noinversora,
podemos decir que:
— /carga
Por tanto,
Vin
(8-8)
El resultado de la Ecuación (8-8) es independiente de la resistencia de carga. La corriente de carga

es garantizada proporcional al voltaje de entrada bajo cualquier condición de resistencia de carga
(con limitaciones).
295
Otra cosa buena del op amp conversor voltaje-corriente es que puede ser manejado por una
fuente de voltaje la cual no es capaz de entregar la corriente dada por la Ecuación ( 8-8). Esto es
debido al hecho que la fuente de voltaje solamente tiene que manejar un op amp noinversor, cuya
impedancia de entrada es alta (muchos megohmios). La corriente de carga es entregada por el op
amp.
8- 10 OP AMP INTEGRADORES Y DIFERENCIADORES

Además de ser capaces de ejecutar las operaciones matemáticas de suma (circuitos sumadores) y
multiplicación (amplificadores), un op amp puede ejecutar las operaciones matemáticas avanzadas
de integración y diferenciación. Mientras que estas funciones no son tan comunes como las funcio-
nes más básicas, son aún una parte importante de la utilización industrial de los op amps.
En términos simples, un diferenciador es un circuito cuya salida es pro porcional a que tan
rápidamente está cambiando la entrada. Un integrador es un circuito cuya salida es proporcional a
qué tanto tiempo ha estado presente la entrada*
La Figura 8-13(a) muestra un op amp diferenciador. El diferenciador puede entenderse
intuitivamente de esta manera:
a. Si Vin es un voltaje de estable, el condensador C se cargará a V¡„, no habrá corriente a través de

C o RF, de modo que V„ul será OV.
b. Si Vin es un voltaje que cambia lentamente, el voltaje a través del con densador C será siempre
un poco menor que V) )u, dado que probablemente tuvo una amplia oportunidad de cargarse. Esto
significa que solamente una pequeña corriente fluirá por los terminales del condensador y a través
de RF . Por tanto será pequeño.
c. Si Vin es un voltaje que cambia rápidamente, entonces el voltaje del condensador será
considerablemente menor que Vin dado que probablemente no tuvo tiempo de cargarse. Esto
resultará en un gran flujo de corriente a través de C y RF y en un U,m grande.
La relación exacta salida-entrada de un op amp diferenciador está expresada por la fórmula
que aparece debajo del esquema del diferenciador.
La Figura 8-13(b) muestra un op amp integrador. Un integrador puede entenderse
intuitivamente de esta manera:
a. Si Vw justamente acaba de aparecer en el terminal de entrada, no ha habido flujo de corriente a

través de PIN por mucho tiempo. Por consiguiente tampoco ha habido flujo de corriente por C por
mucho tiempo, y C no se ha cargado muy rápido. El voltaje al cual C se ha cargado es igual al voltaje
V^, , dado que un lado de C está conectado a la salida y el otro lado - de C está conectado a la tierra
virtual. Dado que el voltaje del condensador es pequeño si Un acaba de aparecer, Voul es también
pequeño.
*Esta definición es prácticamente una simplificación del funcionamiento de un integrador. De hecho, la

definición sólo será exacta si el voltaje de entrada es un voltaje de invariable.
OP AMP integradores y diferenciadores / 297
RF
(a)
V u
°<_RC ^
-vouí = -1- Vin (t)

H
in^
Si Vm es de.
(b)
Figura 8-13. (a) Un op amp diferenciador. Idealmente, el voltaje de salida es

proporcional a la velocidad de cambio del voltaje de entrada, (b). Un op amp
integrador. Idealmente, si V¡n es una señal de, el voltaje de salida es
proporcional a la cantidad de tiempo que estuvo presente la entrada.
b. Si Vin ha estado presente por algún tiempo, ha estado fluyendo corriente por Rm y C por el
mismo tiempo. Esto significa que C ha tenido tiempo de cargarse considerablemente y por
consiguiente tiene un voltaje considerable entre sus placas. Dado que V out es igual al voltaje del
condensador, Km es un voltaje considerable (no pequeño).
c. A más tiempo Vin persista, más se cargará C y más grande será el voltaje de salida. Entonces
V£ut es proporcional a cuanto tiempo V^„ ha estado presente.
La relación salida-entrada general para un op amp integrador está expresada en la primera

fórmula debajo del esquema del integrador en la Figura 8-13(b). La relación salida-entrada para el
caso especial de un voltaje de entrada de invariable está expresada en la segunda fórmula.
1. ¿En qué rango aproximado puede fluctuar el voltaje de salida del op amp de la Figura 8-
l(b)?
2. Explique la diferencia entre ganancia de voltaje de bucla abierta y ganancia de voltaje de bucla
cerrada.
3. ¿Qué significa decir que un op amp tiene una RRMC alta?
4. Dé un valor típico de la resistencia de entrada de un op amp.
5. Dé un valor típico de la A VOL de un op amp.
6. ¿Aproximadamente cuánta potencia de salida puede entregar un op amp típico?
7. ¿En términos generales, qué técnica se utiliza para ajustar la respuesta de frecuencia de un
op ampl
8. ¿Es posible coger un op amp que tenga una frecuencia superior de corte de 2 MHz y elevar
su frecuencia de corte a 3 MHz utilizando resistencias y condensadores compensadores de
frecuencia?
9. Explique porqué la entrada — en el amplificador inversor de la Figura 8-6 está
“virtualmente a tierra” aun cuando no está realmente aterrizada.
10. ¿Cuál es la impedancia de entrada (resistencia) vista por la fuente de señal en el
amplificador inversor de la Figura 8-6?
11. ¿Cuál amplificador tiene la más alta resistencia de entrada, el amplificador inversor o el
amplificador noinversor? Explique por qué.
12. ¿Cuándo sería más serio el desbalance, cuando se amplifica una señal de o cuan do se
amplifica una señal ac? Explique su respuesta.
13. ¿Si una onda senoidal de 100 Hz y 2 V p-p se aplica a ambas entradas del op amp en la
Figura 8-l(a), a que se parecería la forma de onda del voltaje de salida?
14. Si el amplificador diferencial de la Figura 8-11 tiene una ganancia de voltaje de 20 y una
entrada diferencial de V 2 — Vi = 3 V p-p, describa y dibuje la forma de onda de salida.
15. Sugiera una manera simple por la cual el ajuste del desbalance pueda hacerse “fino” en la
Figura 8-10(a) o (b). “FINO” significa que dada una cantidad de rotación del contacto del
potenciómetro se produce un pequeño cambio en el desbalance.
16. Explique intuitivamente porqué el conversor voltaje-corriente de la Figura 8-12 es capaz
de entregar una corriente invariable a una resistencia de carga variable.
17. ¿Qué es más probable que ocurra en un op amp desbalanceado, un voltaje de desbalance
de salida positivo o un voltaje de desbalance de salida negativo?
18. ¿Qué es mejor, una gran AVCM O una pequeña AVCM? Explique porqué.
Preguntas y Problemas / 299
19. Si el op amp diferenciador de la Figura 8-13(a) tiene aplicado un voltaje en diente de sierra, a
que se parecería la forma de onda del voltaje de salida?
20. Repita la pregunta 19 para una onda cuadrada de entrada.
21. Si el op amp integrador de la Figura 8-13(b) tiene aplicado una onda cuadrada, ¿a qué se
parecería la forma de onda del voltaje de salida?
22. Utilizando diagramas esquemáticos, muestre cómo podría medir experimentalmente la A V C L
de un op amp amplificador inversor. Establezca los instrumentos de laboratorio que necesitaría
para hacer las medidas.
23. Repita la pregunta 22 para cada uno de los siguientes parámetros: A V C M . impedancia de
entrada, V£ut(sat) , ^,ut(desbarance) , y la frecuencia superior de corte.
En las Preguntas 24-33 asuma que el desbalance de salida se ha corregido a 0 V.
24. El comparador de voltaje de la Figura 8-5(c) tiene ajustado el contacto móvil del
potenciómetro a dos tercios de su recorrido total, a partir de la izquierda. Si V¡ n es una onda
senoidal de 12 V p-p, grafique vout.
25. El op amp amplificador inversor de la Figura 8-6(a) tiene Rm = 5 K y Rr = 35 K.
a. ¿Cuál es el valor de Vout si V¡n = + 1,2 V?
b. ¿Cuál es el valor de Vo0t si Vj„~ —0,65 V?
c. Para la parte b, ¿qué voltaje indicaría un voltímetro tipo VOM a la entrada — respecto a
tierra?
d. Si VJn = — 3,9 V, ¿cuál es el valor de Vout ?
26. El amplificador inversor de la Figura 8-6(a) tiene Rm = 1,5 K.
a. Escoja una resistencia variable RF de tal forma que AVCL pueda variarse de 0 a 20.
b. ¿Cómo haría A V C L variable de 10 a 60?
c. ¿Cuál es el valor de la impedancia de entrada?
27. En el sumador de la Figura 8-8, R¡ — 10 K, R2 = 10 K, y RF = 50 K, V¡ = + 2,5 V y V2= — 0,9 V.
Encontrar V£,ut .
28. Diseñe un circuito sumador con factores de peso tal que de la siguiente relación salida-entrada:
— Vout = 4 V 1 + 2 V2 + V3 .
29. En el amplificador noinversor de la Figura 8-9(a), R IN = 6 K, RF = 48 K, R carga = 500 12 y Vh,= -
+- 750 mV de.
a. Encuentre AVCL» E>ut» ff» ® 1 carga •
b. ¿Qué voltaje indicaría la entrada — respecto a tierra si se utiliza un metro tipo VOM?
c. ¿Qué cantidad de potencia de salida está entregando el op amp?
30. Diseñe un amplificador noinversor que tenga las siguientes características: A V C L = 25, máxima
potencia de salida sin distorsión = 250 mW en una carga de 200 12 (sin distorsión significa que
la forma de onda del voltaje de salida no está cortada por saturación), y una impedancia de
entrada mayor que 1 M.
31. Se desea construir un conversor voltaje-corriente que maneje una carga de 1.200 12
(resistencia nominal). El factor de proporcionalidad es 5 m A / V .
a. Encuentre R¡ para proporcionar este factor de proporcionalidad.
b. Si Vin = 7,2 V, encuentre Jcarga si Rcarga = 1.200 12.
c. Si V'jn = 7,2 V, encuentre /carga si R carga cambia a 1.150 12.
d. Repita las partes b y c para un V¡n de — 10,5 V.
32. Para el diferenciador de la Figura 8-13(a), J? r=20K y C = 0,075/¿F. Vj„es una onda
triangular centrada a tierra, con un valor de 8 V p-p, a una frecuencia de 400 Hz. Grafique
la forma de onda del voltaje de salida, con los ejes de voltaje y tiempo marcados y
adecuadamente escalados.
33. Para el integrador de la Figura 8-13(b), FIN = 1 M y C = 2 /¿F. Vfuente= ± 15 V. V¡n es
una función rampa, con 5 V de techo. (Imagínese un interruptor que se cierra y de repente
aplica +5 V a la entrada). Grafique la forma de onda del voltaje de salida, con los ejes de
voltaje y tiempo marcados y adecuadamente escalados.
PRACTICA 8-1: UN OP AMP AMPLIFICADOR INVERSOR

Monte el amplificador inversor de la Figura 8-6. Use FIN = 1 K y RF = 12 K. f?carga = 1,5K.
Utilice una fuente de voltajes de ±15V. Para montar el circuito, refiérase al diagrama de pines
del op amp que utilice. Instale todas las resistencias y condensadores de compensación
sugeridos por el fabricante.
1. Observe el desbalance de salida cuando Vin=0V. Sustituya varios op amps diferentes y
observe la naturaleza aleatoria del desbalance.
2. Varíe el desbalance conectando un potenciómetro como se muestra en la Figura 8-10(c) si
el op amp dispone de los terminales apropiados. Sino, utilice el método de la Figura 8-
10(a). Observe como el desbalance puede corregirse hasta cero.
3. Aplique a la entrada una onda senoidal de 1 kHz y 1 V p-p, observe la salida. Determine
la ganancia de bucla cerrada real y compárela con la dada por la fórmula. Si dispone de
un osciloscopio de doble trazo, compare la fase de la salida y la entrada. ¿Es lo que
esperaba?
4. Lentamente aumente el valor de Vm hasta cuando la salida comience a saturarse. ¿Es este
voltaje de saturación del orden del esperado?
5. Con el osciloscopio en su escala de voltaje más sensible, observe el voltaje q la entrada
— . ¿Es del orden del esperado? Encuentre la ganancia de bucla abierta AVOL- Compare
con las especificaciones del fabricante.
6. Asegúrese que el valor de V permanezca constante, aumente la frecuencia de V in hasta
cuando Vout caiga a 0,707 del valor que tenía a 1 KHz. Esta frecuencia es la frecuencia
superior de corte. Compare su resultado con las especificaciones del fabricante con los
componentes de compensación utilizados. (La hoja de especificaciones puede utilizar el
término frecuencia superior de 3 db en lugar del término frecuencia superior de corte).
PRACTICA 8-2: UN OP AMP AMPLIFICADOR NOINVERSOR

Nota: Para las instrucciones de como medir la impedancia de entrada y la impedancia de
salida de un amplificador, refiérase a D. L. Metzger, Electronic Circuit Behavior, Prentice-
Hall, 1975, pág. 165-166.
Monte el amplificador noinversor de la Figura 8-9(a). Utilice fuentes de ±15V. R in= 4,7 K, RF
= 5,6 K, y í , a = l,5K. Ajuste el desbalance como en la práctica 8-1.
ca g
1. Aplique una entrada de 500 Hz y 3 V p-p. Mida el valor y la fase de V out y encuentre A C L - ¿Está
V
de acuerdo con lo previsto por la fórmula?

2. Trate de medir la impedancia de entrada del amplificador. Dado que la impedancia de
entrada es extremadamente alta, probablemente será imposible medirla con exactitud, pero al
menos puede mostrar que es mayor que algún valor alto (digamos l O M f l ) . No utilice un
potenciómetro para efectuar esta prueba dado que el potenciómetro captará o inyectará
mucho ruido al op amp. Utilice una resistencia fija en lugar de un potenciómetro.
3. Reduzca la señal de entrada hasta cuando Vout sea menor que 100 mV p-p. Mida la impedancia
de salida del amplificador. ¿Es del orden del valor esperado?
4. Conecte el osciloscopio directamente a través de las entradas diferenciales t y — y mida V¡ d.
¿Es lo esperado?
5. Quite la carga de 1,5 K y considere a 5,6 K como la carga. Ahora este circuito es un conversor
voltaje-corriente. Con un amperímetro de 1 mA colocado en serie con la resistencia de 5,6 K,
aplique un Vin de 4,5 V de. ¿Está la corriente de carga de acuerdo con su predicción? Varíe la
resistencia de carga por encima y por debajo de 5,6 K. Observe los efectos sobre la corriente
de carga. ¿Puede ver qué hace el circuito? ¿Conoce otro circuito que pueda entregar una
corriente de carga constante proporcional al voltaje de entrada frente de la resistencia de
carga?
PRACTICA 8-3: UN OP AMP INTEGRADOR

Monte el op amp integrador de la Figura 8-13(b) y ajuste cuidadosamente ei desbalance. Coloque un
interruptor cerrado en paralelo con el condensador para evitar que se cargue. Al instante que se
abra el interruptor, C comenzará a cargarse y comienza la integración. Utilice C = 1 pF,
nopolarizado y JRin= 1,5 M.
1. Prediga qué tan rápido integrará el integrador. Prediga el tiempo que tomará en integrar
hasta 10 V con V¡n= — 1 V.
2. Aplique Vin = 1 V, abra el interruptor y mida el tiempo requerido para integrar hasta 10 V.
Compare con su predicción.
3. Cambie C a 0,05 y f? in a 10 K. Aplique a la entrada una onda cuadrada de 300 Hz y 6 V p-p.
Prediga la forma de onda de la salida. Luego abra el interruptor y observe la forma de onda
de salida y compare con su predicción.
4. Cambie la forma de onda del voltaje de entrada a un tren de pulsos positivos, de 1 V de pico y
1 KHz. Asegúrese que no hay pulsos negativos aplicados a la entrada. Esto puede hacerse
utilizando un generador de pulsos o utilizando un generador de onda cuadrada con el
semiciclo negativo bloqueado por un diodo.
Abra el interruptor de corto para que comience la integración. Posiblemente verá a la salida una
forma de onda en escalera, montando hasta el voltaje de saturación de op amp. Ocurrirá una sola vez
por cada abertura del interruptor. Trate de explicar porqué ocurre esta forma de onda.
9
Sistemas
realimentados y servo
mecanismos
Todos los sistemas industriales que hemos discutido hasta aquí tienen una cosa en común: No son
auto-correctivos. La auto-corrección se utiliza aquí refiriéndonos a la habilidad de un sistema para
monitorear o “chequear” una cierta variable en el proceso industrial y automáticamente, sin
intervención humana, corregirla si no es aceptable. Los sistemas que pueden ejecutar dicha acción
auto-correctora se denominan sistemas realimentados o sistemas de bucla cerrada.
Cuando la variable que está siendo monitoreada y corregida es la posición física de un objeto,
al sistema realimentado se le asigna un nombre especial; se denomina servo sistema. Los sujetos de
este capítulo son las características básicas y los componentes de los sistemas de bucla cerrada.
OBJETIVOS
1. Explicar el diagrama de bloques generalizado de los sistemas de bucla cerrada y establecer el

propósito de cada uno de los bloques
302
Sistemas de bucla abierta versus sistemas de bucla cerrada / 303
2. Establecer las características que se utilizan para juzgar un sistema de control de bucla
cerrada; es decir, describir qué factores hacen la diferencia entre un buen sistema y un mal
sistema
3. Enumerar los cinco modos generales de control de bucla cerrada y explicar co mo actúa cada
uno para corregir el error del sistema
4. Citar las razones por las cuales el modo de control Todo o Nada es el más popular
5. Definir el término banda proporcional, y resolver problemas que involucran banda
proporcional, rango de plena escala del controlador, y los límites del control
6. Discutir el problema del desbalance en un control proporcional, y mostrar porqué no puede
eliminarse en un controlador estrictamente proporcional.
7. Explicar porqué el modo de control proporcional-integral supera el problema del desbalance
8. Describir los efectos de cambiar la constante de tiempo de integración (razón de reposición) en
un controlador proporcional-integral
9. Explicar las ventajas del modo de control proporcional-integral-derivativo sobre los modos
más simples de control. Establecer las condiciones del proceso que requieren la utilización de
este modo
10. Describir los efectos de cambiar la constante de tiempo de derivación (razón de tiempo) en un
controlador proporcional-integral-derivativo
11. Definir y dar ejemplos de los tres tipos diferentes de retardo exhibidos por los procesos
industriales, a saber, constante de tiempo de retardo, atraso de transferencia, y atraso de
transporte
12. Interpretar una tabla que relacione las características de un proceso industrial con el modo
apropiado de control a utilizarse con este proceso
13. Interpretar una tabla que relacione las características de un proceso industrial con las
referencias correctas de banda proporcional y razón de reposición
9- 1 SISTEMAS DE BUCLA ABIERTA VERSUS

SISTEMAS DE BUCLA CERRADA
Empecemos por considerar la diferencia esencial entre un sistema de bucla abierta (no auto-
corrector) y un sistema de bucla cerrada (auto-corrector). Supongamos que se desea mantener
constante un nivel dado de líquido en el tanque de la Figura 9-1 (a). El líquido entra al tanque por la
parte superior y sale de él por el tubo localizado en su parte inferior.
Una manera para intentar mantener el nivel apropiado es que un operador comience a ajustar la
válvula manual de modo que la, .velocidad de flujo de líquido hacia el tanque balancee exactamente
la velocidad de salida del líquido del tanque cuando el líquido esté en el nivel apropiado. Esto podría
requerir de un poco de cacería para lograr la abertura correcta de la válvula, y eventualmente el
operador podría encontrar la posición apropiada. Si luego permanece y vigila el sistema por un
período y ve que el nivel del líquido permanece constante, podría concluir que todo está bien, que ha
logrado la abertura apropiada de la válvula para mantener el nivel correcto. De hecho, esto es
correcto durante el tiempo que las condiciones de operación permanezcan exactamente las mismas.
304 / Sistemas realimentados y servo mecanismos
Válvula Tubo
manual fuente
X
/
tL
(a)
Figura 9-1. Sistema para mantener el nivel apropiado de líquido en un tanque, (a) Sistema de
bucla abierta; no tiene realimentación y no es auto- correctivo. (b) Sistema de bucla cerrada;
tiene realimentación y es auto- correctivo.
El problema es que en la vida real, las condiciones de operación no permanecen las mismas. Hay
numerosos cambios sutiles que podrían ocurrir y que trastornarían el balance que acaba de
establecer. Por ejemplo, la presión de la fuente localizada antes de la válvula manual podría
aumentar por alguna razón. Esto podría aumentar la velocidad de flujo de entrada sin un
correspondiente aumento de la velocidad del flujo de salida. El nivel del líquido podría comenzar a
aumentar y el tanque prontamente se desbordaría. (Realmente, hay algún aumento en la velocidad
del flujo de salida porque aumenta la presión en la parte baja del tanque cuando el nivel au menta,
pero habría una oportunidad en un millón de que esto pudiera balancear exactamente la nueva
velocidad del flujo de entrada.)
Un aumento en la presión de la fuente es justamente un ejemplo de un cambio que perturbaría
el ajuste manual. Cualquier cambio en la tempera
Sistemas de bucla abierta versus sistemas de bucla cerrada / 305
tura podría cambiar la viscosidad del líquido y en consecuencia cambiar las velocidades del flujo; un
cambio en las restricciones del sistema que utiliza el líquido que sale por el tubo de salida podría
cambiar la velocidad del flujo de salida, etc.
Consideremos ahora el arreglo de la Figura 9-1 (b). Si el nivel del líquido cae un poco demasiado
bajo, el flotador se mueve hacia abajo, abriendo en consecuencia la válvula cónica para admitir un
mayor suministro de líquido. Si el nivel del líquido aumenta un poco demasiado alto, el flotador se
mueve hacia arriba, y la válvula cónica se cierra un poco para reducir el suministro de líquido. Con
una construcción y dimensionamiento apropiados de la válvula y de los acoples mecánicos entre el
flotador y la válvula, sería posible controlar el nivel del líquido y mantenerlo muy cercano del punto
deseado. (Deberá existir alguna ligera desviación del nivel de líquido deseado para producir un
cambio en la apertura de la válvula.) Con este sistema las condiciones de operación pueden cambiar
todo lo que quieran. Sin importar en qué dirección el nivel del líquido experimente una variación del
punto deseado y sin importar cuál sea la razón para esta variación, el sistema tratará de restituirlo al
punto deseado.
Nuestra discusión a este punto estuvo relacionada con el problema específico de controlar el
nivel de líquido en un tanque. Sin embargo, en forma general, muchos diferentes sistemas de control
industrial tienen ciertas cosas en común. Sin importar cuál sea el sistema exacto, hay ciertas re -
laciones entre los mecanismos de control y la variable controlada que nunca difieren. Trataremos de
ilustrar estas reaciones causa-efecto dibujando diagramas de bloques de nuestros sistemas
industriales. Debido al “parecido” general entre los diferentes sistemas, somos capaces de visualizar
diagramas de bloques generalizados que se apliquen a todos los sistemas. La Figura 9-2(a) muestra el
diagrama de bloques generalizado de un sistema de bucla abierta.
Disturbios
Variable
Referencia t>- Controlador Proceso controlada
(a)
Disturbios
Referencia
Figura 9-2. (a) Diagramas de bloques que muestran las relaciones causa- efecto entre
las diferentes partes del sistema, (a) Para un sistema de bucla abierta, (b) Para un
sistema de bucla cerrada.
Ahora tratemos de relacionar los bloques de la Figura 9-2(a) con las partes físicas del sistema
de control de válvula manual de la Figura 9-1 (a). La Figura 9-2(a) muestra que un controlador (en
nuestro ejemplo, la válvula manual), afecta el proceso total (en nuestro ejemplo, el tubo que lleva el
líquido y el tanque que contiene el líquido). La flecha que sale del bloque controlador hacia el bloque
proceso significa que el controlador de alguna manera “envía señales a” o “influencia” o “afecta” el
proceso. El bloque controlador tiene una flecha apuntándole denominada referencia. Esto significa
que el operador de alguna manera debe entregar alguna información al controlador (al menos una)
que indique qué se supone que el controlador debe hacer. En nuestro ejemplo, la referencia sería la
posición de la válvula manual. El bloque proceso tiene una flecha apuntándole denominada dis-
turbios. Esto significa que condiciones externas pueden alterar el proceso y afectar su resultado. En
nuestro ejemplo, los disturbios son los cambios mencionados anteriormente tales como cambios de
presión, cambios de viscosidad, etc. La flecha variable controlada hace referencia a la variable en el
proceso que se supone que el sistema debe monitorear y corregir cuando necesite corrección. En
nuestro ejemplo, la variable controlada es el nivel de líquido en el tanque.
El diagrama de bloques es básicamente sólo un indicador de causa-efecto, pero muestra
bastante claramente que para una referencia dada no puede realmente conocerse el valor de la
variable controlada. Los disturbios que suceden al proceso hacen sentir sus efectos a la salida de éste,
en el valor de la variable controlada. Debido a que el diagrama de bloques de la Figura 9-2(a) no
muestra ninguna línea regresando para completar un círculo, o para “cerrar la bucla”, tal sistema se
denomina “sistema de bucla abierta”. Todo sistema de bucla abierta está caracterizado por su
inhabilidad para comparar el valor deseado y ejecutar una acción en base a esta comparación.
Por otro lado, el sistema que contiene el flotador y la válvula cónica de la Figura 9-l(b) está
representado en forma de diagrama de bloques en la Figura 9-2(b). En este diagrama la referencia y
el valor de la variable controlada son comparadas entre sí en un comparador. La salida del compara-
dor representa la diferencia entre estos dos valores. La señal diferencia es enviada al controlador,
permitiendo que el controlador afecte el proceso. El hecho que la variable controlada regrese en
círculo para ser comparada con la referencia hace ver el diagrama de bloques como una “bucla
cerrada”. Un sistema que tenga esta característica se denomina sistema de bucla cerrada. Todo
sistema de bucla cerrada está caracterizado por su habilidad para comparar el valor real de la
variable controlada con el valor deseado y automáticamente ejecutar una acción en base a esta
comparación.
Para nuestro ejemplo del control de nivel por flotador en la Figura 9-l(b), la referencia
representa la colocación del flotador en el tanque. Es decir, el operario selecciona el nivel que desea
colocando el flotador a una cierta altura por encima del fondo del tanque. Esta referencia puede
alterarse cambiando la longitud del vástago A que conecta el flotador al miembro de acople
horizontal B en la Figura 9-1 (b).
El comparador en el diagrama de bloques es el flotador mismo en nuestro ejemplo. El flotador
está enterándose constantemente del nivel real de líquido, porque se mueve arriba y abajo de acuerdo
con el nivel. También está
Diagramas y nomenclatura de los sistemas de bucla cerrada / 3Q7
enterado de la referencia, la cual es el nivel de líquido deseado, como se explicó antes. Si estas dos no
están de acuerdo, el flotador envía una señal la cual depende en magnitud y en polaridad de la
diferencia entre ellas. Es decir, si el nivel es demasiado bajo, el flotador hace que el miembro hori -
zontal B en la Figura 9-1 (b) se desplace (rote) en sentido contrario a las manecillas del reloj; la
cantidad de desplazamiento de B, en sentido contrario a las manecillas del reloj, depende de qué tan
bajo esté el nivel de líquido.
Si el nivel de líquido es demasiado alto, el flotador hace que el miembro B sea desplazado en
sentido de las manecillas del reloj. Nuevamente, la cantidad de desplazamiento depende de la
diferencia entre la referencia y la variable controlada; en este caso la diferencia significa qué tan alto
está el líquido del nivel deseado.
Entonces, el flotador en el dibujo mecánico corresponde al bloque comparador en el diagrama
de bloques de la Figura 9-2(b).
El controlador en el diagrama de bloques es la válvula cónica en el dibu jo mecánico real. La
válvula abre y cierra para subir o bajar el nivel del líquido, de la misma manera que el controlador en
la Figura 9-2(b) envía una señal de salida al proceso para afectar el valor de la variable controlada.
En nuestro ejemplo particular, existe una total correspondencia entre las partes físicas del
sistema real y los bloques en el diagrama de bloques. En algunos sistemas, la correspondencia no es
cercana a esta claridad. Podría ser difícil o imposible decir exactamente qué partes físicas compo nen
tales bloques. Una parte física puede ejecutar la función de dos bloques diferentes, o podría ejecutar
la función de un bloque y una porción de la función de otro bloque. Debido a esta dificultad en
establecer una correspondencia exacta entre las dos representaciones del sistema, no siempre lo
intentaremos para cada sistema que estudiemos.
El punto principal que ha sido visualizado aquí es que cuando el diagra ma de bloques muestre
el valor de la variable controlada siendo realimentada y comparada con la referencia, el sistema se
denomina sistema de bucla cerrada. Como se estableció antes, dichos sistemas tienen la habilidad
para tomar automáticamente una acción para corregir cualquier diferencia entre el valor real y el
valor deseado, sin importar porqué ocurre la diferencia.
9-2 DIAGRAMAS Y NOMENCLATURA DE LOS

SISTEMAS DE BUCLA CERRADA
9- 2-1 Diagrama general de bloques de un sistema de bucla cerrada

En la Figura 9-3 se muestra un diagrama de bloques general más detallado el cual describe
adecuadamente la mayoría de los sistemas de bucla cerrada.
Las ideas involucradas en este diagrama de bloques de un sistema general son las siguientes:
Una cierta variable de proceso que está siendo controlada (temperatura, presión, velocidad de flujo
de un fluido, concentración química, humedad, viscosidad, posición mecánica, velocidad me
cánica, etc.) es medida y enviada a un comparador. El comparador, el cual podría ser mecánico,
eléctrico o neumático, hace la comparación entre el valor medido de la variable y el valor de
referencia, el cual representa el valor deseado de la variable. El comparador genera entonces una
señal de error, la cual representa la diferencia entre el valor medido y el valor deseado. La señal de
error se considera igual al valor medido menos el valor deseado, de modo que si el valor medido es
demasiado grande, la señal de error es positiva, y si el valor medido es demasiado pequeño, la señal
de error es de polaridad negativa. Esto está expresado en la ecuación:
error = valor medido —valor de referencia.
Disturbios
Figura 9-3. Diagrama de bloques clásico de un sistema de bucla cerrada. Este dibujo
generalizado da los nombres de las partes principales (bloques) de un sistema de bucla cerrada.
También da los nombres de las señales que se envían entre los diferentes bloques.
El controlador, el cual también puede ser eléctrico, mecánico o neumático, recibe la señal de
error y genera una señal de salida. La relación entre la señal de salida del controlador y la señal de
error depende del diseño y ajuste del controlador y es un tópico detallado de su estructura. Todos los
controladores de bucla cerrada pueden clasificarse en cinco clases o modos de control. Entre estos
modos, hay ciertas variaciones, pero estas variaciones no constituyen una diferencia esencial de
control. El modo de control no depende de si el controlador es eléctrico, mecánico, o neumático;
depende solamente de que tan drásticamente y de qué manera el controlador reacciona a una señal de
error. Más precisamente, depende de la relación matemática entre la salida y la entrada del
controlador (su entrada es la señal de error). Veremos en detalle los cinco modos de control en las
Secciones 9-4 a 9-8.
La Figura 9-3 muestra que la salida del controlador es enviada a un dispositivo corrector final;
puede ser necesaria una amplificación si la señal de salida del controlador no tiene la potencia
suficiente para operar el dis
Diagramas y nomenclatura de los sistemas de bucla cerrada / 309
positivo corrector final. El dispositivo corrector final es con bastante frecuencia, un motor eléctrico,
el cual puede utilizarse para abrir o cerrar una válvula, mover algún objeto mecánico en una u otra
dirección, o cualquier función similar. El dispositivo corrector final podría ser también una vál vula
solenoide, una válvula reguladora operada neumáticamente, o un SCR o triac para controlar la
potencia en la carga en un sistema completamente eléctrico.
Un ejemplo de la necesidad de amplificación podría ser una situación en la cual la salida del
controlador es una señal de bajo voltaje, baja corriente (como la que se obtendría de un puente de
Wheatstone) y el dispositivo corrector final es un motor de 2 hp. Obviamente, la señal de baja
potencia proveniente del puente de Wheatstone no puede manejar directamente el motor de 2 hp, de
modo que deberá insertarse entre ellos un amplificador de potencia electrónico. En el Capítulo 10
exploraremos y estudiaremos los dispositivos correctores finales.
El dispositivo de medida en la Figura 9-3 podría ser una termocupla, una galga extensiométrica,
un tacómetro, o uno cualquiera de los dispositivos que pueden tomar la medida de una variable. Con
bastante frecuencia, el dispositivo de medida produce una señal de salida eléctrica (usualmente un
voltaje) aun cuando esté midiendo una cantidad no-eléctrica. Los dispositivos de medida que lo hacen
se denominan transductores. Veremos en detalle varios transductores en el Capítulo 11.
9- 2-2 Nomenclatura utilizada en los sistemas de bucla cerrada

Desafortunadamente, los términos utilizados para describir qué sucede en un sistema de control
de bucla cerrada no son universales. Veremos ahora varias palabras y frases utilizadas por diferente
gente, y decidiremos cuáles de ellas usaremos.
Comenzando de la izquierda en la Figura 9-3, el término valor de referencia se denomina
también “punto de referencia”, “referencia”, “valor deseado”, “valor ideal”, “comando”, y “señal de
referencia”. En este libro utilizaremos el término valor de referencia.
El comparador se denomina también “detector de error”, “detector de diferencia”, etc.
Utilizaremos el término comparador.
La señal de error se conoce también por los nombres “señal diferencia”, “desviación”, y
“desviación del sistema”. Utilizaremos señal de error.
El dispositivo corrector final también se denomina “elemento de corrección” y el “elemento
motor”. Utilizaremos dispositivo corrector final.
La variable controlada algunas veces se denomina “condición controlada”, “variable de
salida”, “condición de salida”, “variable de proceso”, etc. Utilizaremos variable controlada.
El dispositivo de medida es también conocido por “dispositivo de detección”, “detector”, o
“transductor”. Utilizaremos dispositivo de medida en la mayoría de casos, pero cuando deseemos
enfatizar la habilidad del dispositivo de medida para convertir una señal no-eléctrica en una señal
eléctrica, utilizaremos transductor.
El valor medido con frecuencia se denomina el “valor real”. Utilizaremos valor medido.
9- 2-3 Características de un buen sistema de huela cerrada

Parecería obvio que la medida de un “buen” sistema de control de bucla cerrada sea su
habilidad para mantener el valor medido en estrecha concordancia con el valor de referencia. En
otras palabras, un buen sistema reduce a cero la señal de error, o casi a cero. La diferencia final
entre el valor medido y el valor de referencia que el sistema permite (que no puede corregir)
usualmente se denomina desbalance. Por tanto un buen sistema tiene un desbalance bajo. Usamos
ahora la palabra desbalance con un significado diferente al que tuvo cuando se aplicó a los op amps
en el Capítulo 8.
Hay otras características de un sistema de bucla cerrada que son también importantes, en
algunos casos más importantes que un desbalance bajo. Una de éstas es la velocidad de respuesta. Si
ocurren circunstancias que saquen al valor medido de concordancia con el valor de referencia, un
buen sistema debe restaurar rápidamente esta concordancia. A más rápida restauración, mejor el
sistema.
Es posible diseñar sistemas que tengan un desbalance bajo y alta velocidad de respuesta pero a
veces tienden a ser inestables. Inestable significa que el sistema produce grandes variaciones
violentas en el valor de la variable controlada a medida que frenéticamente “busca” el valor
apropiado de salida del controlador. Esto sucede porque el sistema sobrereacciona a un error, de
este modo produce un gran error en la dirección opuesta. Trata entonces de corregir el nuevo error
y nuevamente sobrereacciona yéndose a la otra dirección. Cuando esto sucede, se dice que el sistema
está oscilando. La oscilación eventualmente se amortigua y el sistema establece el valor correcto de
la variable controlada. Hasta cuando esto ocurra, el proceso efectivamente ha estado fuera de
control, y podrían resultar malas consecuencias.
En ciertos casos las oscilaciones podrían no desaparecer del todo. Podrían en forma continua
aumentar y aumentar hasta que el proceso está permanentemente fuera de control. Si el sistema de
control es un sistema posicionador mecánico (servo sistema), estas oscilaciones podrían hacer que el
mecanismo mismo oscilara y se destruyese.
Como puede verse, entonces, un buen sistema es aquel que es estable. A menos violencia en las
oscilaciones de la variable controlada, más estable es, y mejor es el sistema.
9- 3 EJEMPLOS DE SISTEMAS DE
CONTROL DE BUCLA CERRADA
Normalmente es bastante fácil ver la correspondencia entre los componentes físicos reales y el
diagrama de bloques generalizado de la Figura 9-3 cuando el sistema es un servo sistema. Para
aprender a reconocer las funciones del diagrama de bloques de los componentes del sistema,
consideraremos ahora algunos ejemplos de servo sistemas.
Ejemplos de sistemas de control de bucla cerrada / 311
9- 3-1 Servo mecanismo simpie de cremallera y piñón

La Figura 9-4 muestra un sistema posicionador lineal. El indicador está amarrado a una
cuerda delgada que rueda sobre una polea fija, alrededor de una polea móvil, y sobre otra polea fija
y luego amarrada al objeto que debe posicionarse. El objeto está colocado sobre una cremallera
cuyo piñón es manejado por el motor. Si el indicador se mueve a la izquierda en la es cala, la polea
móvil es levantada por la cuerda, haciendo que el contacto móvil del potenciómetro se mueva hacia
arriba la misma cantidad. Cuando el contacto móvil del potenciómetro no está en el centro, el
circuito puente desbalanceado entrega un voltaje de entrada al amplificador. La salida del
amplificador hace girar el motor, el cual lleva el objeto hacia la izquierda. Cuando el objeto se ha
movido la misma ditancia que el indicador, la polea móvil regresa a su posición de reposo, y el
contacto del potenciómetro queda de nuevo en el centro. El puente regresa a su condición de
balance, produciendo cero voltaje de entrada al amplificador, lo cual para el motor.
Puede verse que siempre que el puente queda desbalanceado, enviará una señal de baja
potencia al amplificador, el cual la amplificará para manejar el motor. El motor mueve el objeto
controlado a una posición tal que el puente regrese a la posición de balance. Dado que el puente sólo
está balanceado cuando la polea móvil se encuentre en su posición de reposo, el objeto controlado
siempre se moverá exactamente la misma distancia que el indicador, debido a que solamente al
hacer esto la polea móvil regresa a su posición de reposo.
En este sistema, la posición del indicador representa el valor de referencia. La posición del
objeto representa la variable controlada. El conjunto cuerda y polea representa el comparador,
siendo la posición instantánea de
Figura 9-4 Sistema posicionador mecánico que utiliza una cremallera y un piñón. Este
es un ejemplo simple de un servo mecanismo.
la polea la señal de error. El circuito puente es el controlador, y la señal de salida del controlador es
el voltaje aplicado a la entrada del amplificador. El conjunto del motor con la cremallera y el piñón
representan el dispositivo corrector final.
9- 3-2 Máquina duplicadora de perñles

La Figura 9-5 ilustra la misma idea aplicada a un mecanismo más elaborado. Este sistema es
una máquina duplicadora de perfiles. La pieza patrón, o modelo, está ajustada a un soporte de
montaje, así como la pieza virgen. El soporte de montaje es movido entonces lentamente hacia la iz -
quierda. A medida que se mueve, la herramienta de corte movida por un motor, practica un perfil
idéntico en la pieza de trabajo.
El sistema trabaja de la siguiente forma. El palpador rígido se mantiene cerrado contra el
patrón por la acción de la tensión de un resorte colocado al lado derecho del pivote. A medida que
el palpador se mueve hacia arriba y abajo, este movimiento es transmitido a la polea móvil por
medio de la cuerda amarrada al lado derecho de la amarradura del palpador. Esta po lea móvil está
amarrada al contacto móvil del potenciómetro, a medida que la polea se mueve alejándose de su
posición central, el puente se desbalancea. El puente desbalanceado maneja un amplificador el cual
maneja un servo motor. El servo motor hace que la armazón se mueva arriba o abajo
Soporte de
montaje
Figura 9-5. Máquina duplicadora de perfiles. Este es un ejemplo de servo mecanismo más
complejo.
ia cantidad apropiada para conseguir que la polea móvil regrese a su posición central. A medida que
se mueve la armazón, la herramienta giratoria de corte corta la pieza de trabajo. A medida que la
herramienta de corte duplica la posición del palpador, el perfil cortado duplica el del patrón.
En este sistema realimentado, el valor de referencia es la profundidad del patrón, o posición del
palpador. La variable controlada es la posición de la herramienta de corte, o, equivalentemente, la
posición de la armazón móvil. Todas las otras partes del sistema ejecutan las mismas funciones del
diagrama de bloques que las descritas en la Figura 9-4.
9- 3-3 Sistema de control de temperatura con bimetal

La Figura 9-6 muestra un método popular para controlar temperatura el cual es utilizado en
los sistemas de calefacción domésticos y en algunos sistemas industriales. La tira bimetal en forma
de espiral es sumergida en el medio cuya temperatura se quiere controlar. Debido a que los dos
metales que la forman tienen diferente coeficiente de dilatación, la espiral puede desenrollarse o
enrollarse a medida que la temperatura de los metales cambia. Asumamos en este ejemplo que la
tira espiral está construida con el metal de mayor coeficiente de dilatación en su interior, de modo
que la espiral se desenrrolla a medida que la temperatura aumenta. Unido al extremo de la espiral
hay un interruptor de mercurio, un bulbo de vidrio sella-
Solenoide
Válvula
de control
de gas
Interruptor
de mercurio
Eje
gírate
Tira
espiral
bimetálica
Indicador de
referencia de temp
Figura 9-6. Sistema de bucla cerrada para controlar temperatura.

do que contiene mercurio líquido y dos electrodos. El mercurio, aun cuando es líquido bajo
condiciones normales, es un metal y un excelente conductor eléctrico. Cuando el interruptor de
mercurio se ladea hacia la derecha (rota en sentido de las manecillas del reloj) el mercurio se fluye
hacia el lado derecho del bulbo y abre la conexión eléctrica entre los electrodos. Cuando el
interruptor se ladea hacia la izquierda (rota en sentido contrario a las manecillas del reloj) el
mercurio fluye hacia el lado izquierdo del bulbo y efectúa una conexión eléctrica entre los electrodos.
Cuando se abre el interruptor de mercurio, el solenoide del gas es desenergizado, y se cierra la
válvula de control de gas, deteniendo el flujo de gas natural a través del tubo hacia el quemador.
Cuando se cierra el interruptor de mercurio, energiza el solenoide del gas, abriendo la válvula de
control de gas permitiendo que éste fluya hacia el quemador.
El eje al cual se encuentra unido el centro de la tira espiral bimetálica puede rotar. La posición
de este eje determina la posición inicial de la tira espiral. La posición inicial de la tira espiral
determina la temperatura deseada.
Veamos cómo trabaja el sistema. Si la temperatura está por debajo de la temperatura de
control deseada, la tira espiral bimetálica tenderá a enrrollarse. Esto hace que se cierre el
interruptor de mercurio, energizando el solenoide del gas y encendiendo el quemador. A medida
que la temperatura sube debido al calor entregado por la quema del gas natural, la espiral bimetálica
se desenrolla. A una cierta temperatura, la tira se habrá desenrollado lo suficiente para abrir el
interruptor de mercurio. Esto apaga el quemador. Con el quemador apagado, la temperatura
desciende lentamente hasta hacer que la tira se enrolle lo suficiente para cerrar el interruptor de
mercurio. El quemador se enciende de nuevo y vuelve a elevar la temperatura. El sistema continuará
de esta forma para mantener la temperatura real cerca de la temperatura deseada.
El eje rotativo solidario al indicador de referencia conforma el valor de referencia en el
diagrama de bloques generalizado. Para subir el valor de referencia, el indicador de referencia debe
moverse a la derecha. El valor medido del diagrama de bloques es la cantidad que la tira espiral
bimetálica se ha desenrollado. El comparador es el bulbo de mercurio; la posición del mercurio
puede considerarse la señal de error. El mercurio en combinación con los electrodos forman el
controlador. El dispositivo corrector final es la combinación válvula solenoide de gas y el quemador.
Su punto de vista podría ser que la válvula solenoide forma parte del controlador y que el
quemador sólo representa el dispositivo corrector final. Este punto de vista también es razonable y
podría adoptarse fácilmente. Esto nos pone de manifiesto que podría no existir una correspondencia
uno a uno entre los componentes del sistema real y el diagrama de bloques generalizado de la Figura
9-3. La correspondencia puede ser bastante confusa.
9- 3-4 Sistema de control de presión utilizando un

motor-posicionador
Consideremos el sistema de control que se muestra en la Figura 9-7. La presión a un cierto
punto de una cámara de proceso debe mantenerse a un
Escape
Figura 9-7. Sistema de bucla cerrada para controlar la presión de una cámara de
proceso.
valor deseado. El método de ajuste es la posición variable de un regulador el cual es movido por un
moto-posicionador de movimiento lento. Si el regulador en el ducto de entrada se abre un poco, la
presión en la cámara tiende a aumentar. Si el regulador se cierra para restringir el flujo de entrada,
la presión en la cámara tiende a bajar. Como comúnmente se hace, el motor del posicionador está
manejado por un amplificador cuyo voltaje de entrada lo suministra un puente de Wheatstone.
La presión del proceso es detectada por un fuelle. A medida que la presión aumenta, el fuelle se
expande, haciendo que su cara izquierda presione contra el resorte de compresión. El fuelle está
unido al contacto móvil del potenciómetro de error de presión, de modo que a medida que la presión
aumenta, el contacto móvil se mueve hacia arriba en la Figura 9-7. Por tanto si el sistema
experimenta un disturbio que haga que la presión aumente por encima del valor deseado, el fuelle
moverá hacia arriba el contacto móvil del potenciómetro de error de presión. Esto producirá un
desbalance temporal del circuito del puente, de modo que se aplicará un voltaje a la entrada del
amplificador.
.El amplificador llevará al motor en la dirección correcta para mover hacia arriba el contacto
móvil del potenciómetro de la izquierda. A medida que sucede esto el enlace del motor está cerrando
el regulador. Cuando el movimiento del contacto del potenciómetro de la izquierda iguala el
movimiento del contacto del potenciómetro de la derecha, el puente está balanceado de nuevo, y
todos los movimientos se detienen. El regulador se detiene en una
posición de mayor cierre, de este modo limita el aumento de presión a una pequeña cantidad.
En este sistema el valor de referencia es el tornillo de ajuste del resorte de compresión, el cual
puede alterar la fuerza que ejerce el resorte sobre la cara del fuelle. El dispositivo de medida es el
fuelle mismo. Una baja presión produce la contracción del fuelle, moviéndose hacia su derecha; una
alta presión produce la expansión del fuelle, moviéndose hacia su izquierda. El comparador es la
combinación del resorte de compresión, el fuelle y el contacto móvil del potenciómetro. La posición
del contacto móvil del potenciómetro representa la señal de error. Asumiendo que la posición media
exacta significa cero error, entonces posiciones hacia arriba indican errores positivos (valor medido
mayor que el valor de referencia) y posiciones hacia abajo indican errores negativos (valor medido
menor que el valor de referencia).
La combinación del puente de Wheatstone, el amplificador y el motor posicionador pueden
considerarse como el controlador. La posición variable del regulador es el dispositivo corrector
final.
9- 4 MODOS DE CONTROL EN SISTEMAS

INDUSTRIALES DE BUCLA CERRADA
Como se mencionó en la Sección 9-2, la manera como el controlador reacciona a una señal de error
es una indicación del modo de control. Es un poco difícil hacer una clasificación pormenorizada de
los modos de control, pero generalmente se coincide en que hay cinco modos básicos, a saber:
a. Todo o Nada
b. Proporcional (P)
c. Proporcional - Integral (PI)
d. Proporcional - Derivativo (PD)
e. Proporcional - Integral - Derivativo (PID)
La lista anterior está ordenada en orden de complejidad de los mecanismos y la circuitería
involucrada. Es decir, el primer modo, Todo o Nada, es el más simple de implementar; a medida
que nos movemos hacia abajo en la lista, la construcción física del controlador se vuelve más
compleja. Naturalmente el modo más complejo de control es también el más difícil de entender.
En general, entre más difícil el problema de control, se debe ir más abajo en la lista para
encontrar el modo apropiado de control. Sin embargo, en muchos procesos industriales el control
necesario no es muy preciso; o la naturaleza del proceso podría ser tal que es fácil realizar un
control preciso. Eñ estas situaciones, los modos de control más simples son completamente
adecuados. De hecho, el método más simple, Todo o Nada, es el más ampliamente utilizado. Es
barato, confiable, y fácil de ajustar y mantener.
En este libro nos concentraremos en controles industriales eléctricos y electrónicos, de modo
que los ejemplos específicos de los varios modos de control serán controladores eléctricos. Los
principios involucrados son los mismos cuando se discuten controladores neumáticos, hidráulicos, o
mecá
Control Todo o Nada / 317
nicos, aunque naturalmente los métodos de implementación son completamente diferentes.

En las secciones sucesivas de este capítulo, de la Sección 9-5 a la 9-9 estudiaremos cada uno de
los cinco modos de control. Comenzaremos por el más simple hasta llegar al más complejo. Cada
uno de los cinco modos se explica en términos de temperatura como la variable controlada. El con-
trol de temperatura es más fácil de visualizar que otras variables. Sin embargo, debemos tener
presente que los principios discutidos en este capítulo son aplicables también al control de otras
variables de proceso además de la temperatura.
9- 5 CONTROL TODO O NADA
En el modo de control Todo o Nada, el dispositivo corrector final tiene solamente dos
posiciones o estados de operación. Por esta razón, el control Todo o Nada también se conoce como
control de dos posiciones y también como control bang bang. Si la señal de error es positiva,
el controlador envía el dispositivo corrector final a una de las dos posiciones. Si la señal de error es
negativa, el controlador envía el dispositivo corrector final a la otra posición. El control Todo o
Nada puede visualizarse convenientemente considerando como dispositivo corrector final una
válvula operada por un solenoide, como la vista en la Sección 9-3-3. Cuando la válvula es operada
por un solenoide, la válvula está completamente abierta o completamente cerrada; no hay una
posición intermedia. Por consiguiente una válvula operada por un solenoide encaja perfectamente
en un sistema de control Todo o Nada. La Figura 9-8(a) muestra un gráfico de la posición del
dispositivo corrector final (porcentaje de abertura de la válvula) para un control Todo o Nada ideal.
En esta figura, se considera la temperatura como la variable controlada, con el valor de referencia
en 120°F. Como puede verse, si el valor medido de temperatura es menor que 120°F aún por una
cantidad muy pequeña, la válvula es posicionada 100% abierta. Si el valor medido de temperatura
es mayor que 120°F aún por una cantidad muy pequeña, la válvula es abierta al 0%, o
completamente cerrada.
La Figura 9-8(b) muestra una gráfica típica de valor medido de temperatura versus tiempo, con
la posición de la válvula dibujada contra el mismo eje de tiempo. Notemos que el valor real de
temperatura tiende a oscilar alrededor del valor de referencia. Esta es una característica universal
del control Todo o Nada. Este gráfico en particular muestra un sobrepaso de 4°F en la dirección
positiva y un sobrepaso de 4°F en la dirección negativa. Estos valores particulares se han tomado al
azar. El sobrepaso real depende de la naturaleza completa del sistema y podría ser diferente en las
direcciones positiva y negativa (el sobrepaso positivo podría ser diferente del sobrepaso negativo).
El sobrepaso sucede porque el proceso no puede responder instantáneamente al cambio de
posición de la válvula. Cuando la temperatura está subiendo, es debido a que la velocidad de
entrada de calor es mayor que la velocidad de pérdida de calor en el proceso. Un corte rápido de la
válvula no puede invertir instantáneamente esta tendencia, debido a que habrá
Temp.
real (°F)
Valor de
referencia ’
% abertura de
la váivula
110 115
120 125
(bi
Figura 9-8. Gráficas concernientes al modo de control Todo o Nada, (a) Posición de la válvula
versus temperatura medida, con un valor de referencia de 120“F. (b) Medida real de
temperatura versus tiempo y abertura de la válvula versus tiempo. En ¡a gráfica de abertura de
válvula versus tiempo las líneas continuas son para válvulas de acción rápida y las líneas a tra -
zos para válvulas de acción lenta.
calor residual almacenado en y alrededor del dispositivo calefactor el cual puede difundirse a través
de la cámara de proceso. A medida que este calor residual se distribuye, temporalmente continúa
haciendo aumentar la temperatura.
De la misma manera, una tendencia al descenso no puede invertirse instantáneamente porque
se necesita un determinado tiempo para que se distribuya nuevo calor a través del proceso. Hasta
cuando pueda ocurrir esta distribución, la tendencia al descenso continuará, produciéndose un
sobrepaso negativo.
Para estar seguros, el sistema debe diseñarse para que mantenga una pequeña amplitud de las
oscilaciones, pero tiende a producir una ocurrencia más frecuente. Esto agrava la otra desventaja del
control Todo o Nada, como el desgaste del dispositivo corrector final producido por la frecuente
operación. En este ejemplo específico, la válvula solenoide se desgastará más pronto si su frecuencia
de abertura y cierre es más alta.
La gráfica de la posición de la válvula en la Figura 9-8(b) refleja el hecho que la válvula es
abierta completamente cuando la temperatura está por debajo del valor de referencia y cerrada
completamente cuando la temperatura está por encima del valor de referencia. Las líneas a trazos
son para el caso en el cual la válvula no es una válvula de acción rápida. Esto se encuentra con
frecuencia cuando la válvula es grande. Las válvulas grandes y pesadas no pueden ser operadas con
éxito por medio de una acción rápida
Control Todo o Nada / 319
y deben operarse lentamente. Un motorreductor y enlaces es el método más efectivo para accionar
dichas válvulas.
9- 5-1 Zona de actuación

Ningún controlador Todo o Nada puede exhibir la operación ideal graficada en las Figuras 9-
8(a) y (b). Todos los controladores Todo o Nada tienen una pequeña zona de actuación, la cual se
ilustra gráficamente en la Figura
9- 9(a).
La zona de actuación de un controlador Todo o Nada está definida como el más pequeño rango
de valores medidos que debe atravesar para hacer que el dispositivo corrector vaya de una posición a
la otra. La zona de actuación está definida específicamente para un controlador Todo o Nada; no
tiene significado una zona de actuación en los otros modos de control. Usualmente se expresa como
un porcentaje de la plena escala.
La zona de actuación es una expresión del hecho que el valor medido debe pasar por encima del
valor de referencia cierta pequeña cantidad (la señal de error debe alcanzar un cierto valor positivo)
para poder cerrar la válvula. Igualmente, el valor medido debe caer por debajo del valor de refe-
rencia cierta pequeña cantidad (la señal de error debe alcanzar un cierto
Temp. (°F)
% abertura de
la válvula
Tiempo
min.
(a)
Tiempo
min.
Figura 9-9. Gráficas que ilustran la zona de actuación en un control Todo o Nada, (a)
Abertura de la válvula versus tiempo. El valor de referencia es 120"F, y la zona de
actuación es 6°F. (b) Medida real de temperatura versus tiempo y posición de la válvula
versus tiempo, con una zona de actuación 6"F.
320 / Sistemas realimentados y servomecanismos
valor negativo) para poder abrir la válvula. En el ejemplo dado en la Figura 9-9, la medida real de
temperatura debe pasar 3°F por encima del valor de referencia para cerrar la válvula, y debe caer
3°F por debajo del valor de referencia para abrir la válvula. Por tanto el cambio más pequeño
posible de temperatura que puede accionar la válvula de abierto a cerrado es 6°F. La zona de
actuación es entonces 6°F.
La zona de actuación puede expresarse también como un porcentaje de la plena escala del
controlador. Si el controlador tiene un rango de, digamos 60°F a 300°F, entonces el tamaño de este
rango sería 240°F (300°F-60°F). Una temperatura de 6°F representaría un 2,5% de la totalidad del
rango de control, dado que:
r
° = 0 02S = 25°/
240"F ’ ’ /o
Por tanto en este caso la zona de actuación podría expresarse como un 2,5% en lugar de 6°F.
El efecto práctico de la zona de actuación se muestra en el gráfico de tiempo de la Figura 9-9(b).
Como puede verse la amplitud de la oscilación es más grande, pero la frecuencia de oscilación es
más pequeña. Entonces la zona de actuación es una desventaja y una ventaja. Es una desventaja
porque el valor medido instantáneo puede tratar de alejarse del valor de referencia, pero es una
ventaja porque se reduce el desgaste del dispositivo corrector.
En muchos controladores Todo o Nada, la zona de actuación es fija. En tal caso, usualmente es
menor que un 2% de la plena escala. Algunos controladores Todo o Nada tienen una zona de
actuación ajustable de modo que el usuario puede seleccionar la cantidad que desee para su
aplicación.
Si está familiarizado con circuitos y materiales magnéticos, reconocerá que la zona de actuación
de un controlador Todo o Nada tiene el mismo efecto que la histéresis en un núcleo magnético. En
general, cuando el sitio de conmutación de la variable dependiente depende no solo del valor de la
variable independiente sino también de su dirección de aproximación, decimos que existe histéresis.
Recordemos que también hablamos de histéresis en el Capítulo 5 en el control de potencia con
triacs. En magnetismo, la variable dependiente es la densidad de flujo (B), y la variable
independiente es la fuerza magnetomotriz { H ) . En el modo de control Todo o Nada la variable
dependiente es la posición del dispositivo corrector final. (La válvula en una cualquiera de las
posiciones abierta o cerrada), y la variable independiente es la señal de error.
Un buen ejemplo de un controlador Todo o Nada es el sistema de control de temperatura que
utiliza la tira espiral y el interruptor de mercurio es la Sección 9-3-3. Mostraremos otros sistemas
de control Todo o Nada en el Capítulo 12.
9- 6 CONTROL PROPORCIONAL
En el modo de control proporcional, el dispositivo corrector final no es forza do a tomar toda o
ninguna posición. En lugar de esto, tiene un rango conti-
Control proporcional / 321
nuo de posiciones posibles. La posición exacta que toma es proporcional a la señal de error. En otras
palabras, la salida del bloque controlador es proporcional a su entrada.
9- 6-1 Banda proporcional

Asumamos que el dispositivo corrector final es una válvula de posición variable controlada por
un moto-reductor lento y unos enlaces, podemos ilustrar los efectos del control proporcional
dibujando un gráfico de porcentaje de abertura de la válvula versus temperatura. En la Figura 9-
10(a) está hecho. Para visualizar lo que está sucediendo, imaginemos que la válvula está
controlando el flujo de combustible a un quemador. Este conjunto está ilustrado esquemáticamente
en la Figura 9-10(b). Cuando la abertura de la válvula es grande, se entrega más combustible, y más
calor se libera en el proceso. Por tanto tiende a aumentar la temperatura del proceso. Cuando es
pequeña la abertura de la válvula, menos combustible se entrega al quemador, y la temperatura del
proceso tiende a bajar.
Figura 9-10. El modo de control proporcional, (a) Gráfica de posición de la válvula

versus temperatura. La posición de la válvula es proporcional a la señal de error, (b).
Distribución del sistema de control.
% abertura
de válvula
(b)
322 /Sistemas realimentados y servo mecanismos
La Figura 9-10(a) muestra la relación proporcional entre el porcentaje de

abertura de la válvula y la señal de error. Estudiemos cuidadosamente es-
ta gráfica. Para comenzar, imaginemos que el valor de referencia es actual-
mente 180°F. Además, asumamos que la temperatura del proceso es mante-
nida en 180°F con una abertura de válvula del 40%. No habría manera de
saber el porqué de esto, dado que el porcentaje de abertura de válvula ne-
cesario para mantener los 180°F dependería de muchas condiciones impre-
decibles del proceso. Cosas tales como la temperatura ambiente, la velocidad
de absorción de calor por la carga, la presión de suministros de combustible,
la capacidad calorífica del combustible, etc. tendrían un efecto sobre qué
abertura de válvula sería necesaria. Por tanto simplemente asumamos que
un 40% de abertura es correcto.
Ahora, si sucede algo que haga que cambie el valor medido de tempera-
tura, la válvula asumirá una nueva posición de acuerdo con el gráfico de la
Figura 9-10(a). Si por alguna razón la temperatura cayese a 175°F, la válvula
deberá abrirse al punto del 60%. Esto producirá el consiguiente aumento de
temperatura a 180°F. Si la caída original de temperatura fuese más drásti-
ca, digamos a 170°F, la válvula deberá abrirse a un 80%. Por tanto el contro-
lador responde no sólo al hecho que el valor medido de temperatura fuese
bajo; sino también a la cantidad de error. Entre más serio sea el error, más
drástica es la acción de corrección. Esta es la diferencia esencial entre el
control proporcional y el control Todo o Nada.
En esta situación la palabra proporcional es aplicada correctamente por-
que la cantidad de corrección introducida está en proporción con la canti-
dad de error. Cuando el error es 5°F (valor medido de 175°F), la válvula pasa
de un 40% de abertura a un 60%; esto significa que recorre un 20% de su
rango total. Si el error es dos veces más grande, a saber, 10°F (valor medido
de 170°F), la válvula pasa de un 40% de abertura a un 80%, o recorre un 40%
de su rango total. Entonces la acción de corrección es también dos veces
más grande cuando el error es dos veces más grande. En general, un deter-
minado cambio porcentual en el error ocasiona un correspondiente cambio
porcentual en la posición de la válvula.
En el ejemplo mostrado en la Figura 9-10(a), una medida de temperatura
de 165°F o menos hace que la válvula se abra en un 100%, y una medida de
temperatura de 190°F o más hace que la válvula se abra en un 0%. La dife-
rencia entre estos dos puntos se denominan banda proporcional de control.
En este caso la banda proporcional es de 25°F. Dentro de la banda, la res-
puesta de la válvula es proporcional al cambio de temperatura; fuera de la
banda la respuesta de la válvula cesa porque ha alcanzado sus límites.
Usualmente, la banda proporcional se expresa como un porcentaje de la
totalidad del rango del controlador. Si el valor de referencia del controlador
puede ajustarse en cualquier sitio entre 60°F y 300°F, como asumimos antes,
se tiene un rango de ajuste de 240°F. La banda proporcional expresada en
porcentaje daría:
25°F
0,104 = 10,4%
240°F
La definición formal de banda proporcional es la siguiente: Banda proporcional es el porcentaje
del rango total del controlador en el cual el valor medido cambiaría en orden de producir que el
dispositivo de corrección cambie en un 200%. La mayoría de los controladores proporcionales
tienen
una banda proporcional ajustable, usualmente comprendida entre poco porcentaje a no muchos
cientos por ciento.
Las Figuras 9-ll(a) a (f) son representaciones gráficas de diferentes ajustes de la banda
proporcional, cada par de gráficas tiene como base grados Fahrenheit y como base un porcentaje del
rango total del controlador. Cualquier par de gráficas dibujada una a continuación de otra están
dibujadas para el mismo porcentaje de banda proporcional, pero la de la izquierda está graficada
versus temperatura y la de la derecha versus porcentaje del rango total del controlador. Es decir, la
gráfica de la Figura 9-ll(a) muestra el porcentaje de abertura de válvula versus temperatura para
una banda proporcional del 20%, mientras que la gráfica de la Figura 9-ll(b) muestra el porcentaje
de abertura de válvula versus porcentaje del rango total del controlador, también para una banda
proporcional del 20%.
Las gráficas de las Figuras 9-ll(c) y (d) muestran lo mismo pero para una banda proporcional
del 50%. Las gráficas de las Figuras 9-11 (e) y (f) muestran nuevamente lo mismo pero para una
banda proporcional del 100%.
En todos los casos, el rango del controlador se asume de 60°F a 300°F, lo cual proporciona un
rango total de 240°F. En todas estas gráficas el eje ver tical indica porcentaje de abertura de válvula,
tal como se estableció antes.
En todas las gráficas tácitamente asumimos que el valor medido de tem peratura se va a
mantener al valor de referencia de 180°F con un 40% de abertura de válvula hasta cuando se
produzca un disturbio lo cual altera la medida de temperatura.
Estas gráficas merecen un estudio cuidadoso. Estudiando y entendiendo completamente los
números específicos indicados en estas gráficas, podemos alcanzar un conocimiento sólido del
significado de banda proporcional.
Veamos paso a paso la interpretación de la gráfica de la Figura 9-ll(a):
a. Si la medida de temperatura es 180°F, la válvula tomará la posición correspondiente a 40% de

abertura.
b. Si la temperatura cae por debajo de 180°F, la válvula comenzará a abrirse más. Por ejemplo, a
172°F, la válvula estará casi al 57% de abertura. A 164°F, la válvula estará casi al 73% de abertura.
Estos puntos pueden leerse de la gráfica. Cuando la temperatura medida caiga a 151,2°F, la válvula
estará al 100% de abertura. Cualquier caída posterior de temperatura por debajo de este punto no
producirá la correspondiente acción de corrección, dado que la válvula ha alcanzado su límite.
(Afortunadamente, si el sistema está diseñado adecuadamente, la temperatura debería ser capaz de
recobrarse desde este nivel y comenzar a regresar cerca a los 180°F con un 100% de abertura de la
válvula). La temperatura que produce una cobertura del 100% (151,2°F) está marcada
específicamente en el eje horizontal de temperatura en la Figura 9-ll(a).
c. Si por cualquier razón la temperatura medida monta por encima de los 180°F, la válvula
comenzará a cerrarse a menos del 40% de abertura. Por ejemplo, si la temperatura alcanzase 188°F,
la válvula se cerraría a casi un 23% de abertura, en un esfuerzo para tratar de regresar la
temperatura a 180°F. Si de alguna manera la temperatura alcanzase 199,2°F, la válvula se cerrará
completamente, estará a un 0% de abertura. La temperatura exacta que produce una abertura del
0% está marcada específicamente en el eje
% abertura
% abertura
de válvula
de válvula
(a) (b)
% abertura % abertura
de válvula de válvula
Temp.
(°F>
<d)
% abertura de % aberutra de
válvula válvula
Figura 9-11. Gráficas de porcentaje de abertura de válvula versus temperatura y también versus
porcentaje del rango total de control, (aj Banda proporcional = 20%. Abertura de válvula
graficada versus temperatura, (b) Banda proporcional = 20%. Abertura de válvula graficada
versus porcentaje del rango total de control, (c) Banda proporcional = 50%. Abertura de válvula
graficada versus temperatura, (d) Banda proporcional = 50%. Abertura de válvula graficada
versus porcentaje del rango total de control, (e) Banda proporcional = 100%. Abertura de válvula
graficada versus temperatura. (Ó Banda proporcional = 100%. Abertura de válvula graficada
versus porcentaje del rango total de control.
324
horizontal de temperatura en la Figura 9-ll(a). Mas allá de esta temperatura, se pierde el control
porque la válvula ha llegado a su límite. Sin embargo, con la válvula completamente cerrada y por
consiguiente no entra combustible al quemador en la Figura 9-10, la temperatura es forzada a caer y
a regresar hacia los 180°F.
Para demostrar que la representación mostrada en la Figura 9-11 (a) constituye una banda
proporcional del 20%, miremos los cálculos que se muestran cerca a dicha gráfica. El rango de
temperatura que hace que la válvula pase de abertura completa a cierre completo es de 151,2°F a
199,2°F, lo cual es un intervalo de 48°F. Un intervalo de 48°F representa un 20% del rango total del
controlador, dado que:
48°F
240°F = 0,2 = 20%.
Por tanto la Figura 9-ll(a) representa una banda proporcional del 20%.
Para ilustrar como se han hecho los cálculos de porcentaje en las gráficas del lado derecho, a
saber, las Figuras 9-11 (b), (d), y .(f), veamos como se calcularon los valores 58% y 38% en la Figura
9-ll(b).
La temperatura de 199,2°F es 139,2°F mayor que el menor valor de temperatura en el rango del
controlador (60°F). Es decir,
199,2°F - 60°F = 139,2°F.
Para calcular qué porcentaje es este valor del rango total del controlador, decimos:
= 0.58 = 58%.
Por tanto el porcentaje del rango total del controlador que hace que la válvula pase a un cierre
completo es 58%, y está marcado específicamente en el eje horizontal de la Figura 9-11 (b).
Los cálculos anteriores se repiten para la posición de abertura completa:
151,2°F — 60°F = 91,2°F,

91 2°F
1^ = 0,38 = 38%.
El porcentaje exigido del rango total del controlador que hace que la válvula pase a una abertura
completa es por consiguiente 38%, y está marcado específicamente en el eje horizontal de la Figura 9-
11 (b).
Como manera de asegurarnos si ha comprendido el significado de banda proporcional, podría
verificar los cálculos que se dan a continuación en la Figura 9-11 (d) para una banda proporcional del
50%. Luego podría efectuar los cálculos apropiados a la Figura 9-ll(f) y verificar los valores
marcados en el eje horizontal de la Figura 9-ll(f).
En las Figuras 9-11 (e) y (f) que son para una banda proporcional del 100%, las líneas se han
extrapolado por debajo de 60°F. La extrapolación se ha dibujado a trazos porque dicha medida de
temperatura es imposible; el controlador no puede detectar temperaturas por debajo de 60°F. Sin
embargo, es conveniente imaginar de cualquier manera estas temperaturas porque facilitan los
cálculos para demostrar la banda proporcional. En una sitúa-
ción real, esto significaría que la válvula no puede abrirse nunca hasta el 100%. El error necesario
para abrir la válvula hasta allá está fuera del rango del controlador. La posición máxima de la
válvula en esta situación sería del 90% de abertura. Puede chequear y verificar los cálculos que se
presentan a continuación de las Figuras 9-11 (e) y (f).
Variaciones en las condiciones del proceso. En todas las gráficas de la Figura 9-11 hemos asumido
que el valor de referencia de temperatura de 180°F puede conseguirse con una abertura de válvula
del 40%. Recordemos que esto podría cambiar drásticamente a medida que cambien las
condiciones del proceso. Por ejemplo, se requeriría una abertura de válvula del 65% para
mantener la temperatura en 180°F bajo condiciones mayores de carga; aun podría necesitarse una
abertura de válvula del 90% bajo condiciones de gran carga. Si estas condiciones diferentes de
carga existen realmente, las pendientes de las líneas permanecerían inalteradas, pero su localización
horizontal en la gráfica cambiaría. Esta idea está ilustrada en la Figura 9-12 para una banda
Figura 9-12. Gráficas de abertura de válvula versus temperatura con una banda
proporcional del 209c para tres condiciones diferentes del proceso.
Veamos la interpretación de las gráficas de la Figura 9-12. La gráfica de la izquierda es para

una abertura de válvula del 40% para producir uâ temperatura medida de 180°F, y es justamente
una repetición de la gráfia de la Figura 9-ll(a). La gráfica del centro de la Figura 9-12 es para una s.
tuación en la cual las condiciones del proceso han cambiado de modo qm se necesita una abertura de
válvula del 65% para producir una temperatura de 180°F. Notemos que la línea de temperatura de
180°F intersecta la gráfica central en un 65% de abertura de válvula.
La gráfica central indica que la válvula estará completamente abierta a 163,2°F y
completamente cerrada a 211,2°F. La banda proporcional de temperaturas es todavía 48°F, lo cual es
un 20% del rango total del controlador. Lo único diferente entre las gráficas de la izquierda y del
centro es la localización horizontal.
La gráfica de la derecha en la Figura 9-12 es para una situación en la cual las condiciones del
proceso han cambiado más drásticamente, de modo que se necesita una abertura de válvula del 90%
para producir una temperatura real de 180°F. Notemos que la línea de temperatura de 180°F inter -
secta la gráfica de la derecha en un 90% de abertura de válvula.
En la gráfica de la derecha, la temperatura de abertura total es 175,2°F, y la temperatura de
cierre total es 223,2°F. La banda de temperaturas es todavía 48°F, y la banda proporcional es por
consiguiente todavía del 20%.
9- 6-2 Los efectos del control proporcional

Discutamos ahora los efectos de control utilizando un modo de control proporcional. Como era
de esperarse, elimina la oscilación permanente que siempre acompaña al control Todo o Nada.
Podría haber una oscilación temporal hasta que el controlador se acomode en la temperatura final de
control, pero eventualmente la oscilación desaparece si se ajusta apropiadamente la banda
proporcional. Sin embargo, si la banda proporcional se escoge muy pequeña, de todos modos pueden
ocurrir oscilaciones, porque una banda proporcional muy pequeña hace que el control proporcional
opere de la misma forma que un control Todo o Nada. Piense cuidadosamente en esta frase. Si
entiende que significa banda proporcional) entenderá por qué es verdadera esta afirmación.
Podemos ver que el modo de control proporcional tiene una ventaja importante sobre el control
Todo o Nada. Elimina la constante oscilación alrededor del valor de referencia. Con esto proporciona
un control de temperatura más preciso, y reduce el desgaste y rotura de la válvula. La válvula de
posición variable se mueve solamente cuando sucede algún tipo de disturbio al proceso, y siempre se
mueve de una forma menos violenta-que una válvula de acción rápida. Su esperanza de vida es por
consiguiente mayor que la de una válvula solenoide de acción rápida.
La Figura 9-13 muestra algunas respuestas típicas de un controlador proporcional de
temperatura a un disturbio en la carga. En cada caso en la Figura 9-13, ha ocurrido un disturbio en
la carga el cual tiende alhajar la temperatura. La Figura 9-13(a) muestra la respuesta para una
chanda proporcional angosta (10%). La aproximación del control es rápida, pero una vez allí, la
temperatura oscila un poco antes de estabilizarse.
Temp, Temp.
Temp.
Figura 9-13. Gráficas de temperatura versus tiempo después de un disturbio en la

carga, (a) Banda proporcional estrecha (10%). (b) Banda proporcional mediana
(50%.)- (c) Banda proporcional amplia (200%).
En la Figura 9-13(b) una banda proporcional mediana (50%) produce una aproximación lenta
al valor de control, y casi elimina la oscilación.
La operación de una banda proporcional grande (200%) se muestra en la Figura 9-13(c). El
tiempo necesario para que el sistema alcance el valor de control es largo, pero una vez allí, la
temperatura no experimenta ninguna oscilación.
Si pone especial atención al significado de las gráficas en la Figura 9-13, podría intranquilizarse.
Los gráficos de temperatura versus tiempo en la Figura 9-13 muestran que después de un disturbio
en la carga la medida real de temperatura no regresa a su valor original de control.
Una expectativa razonable de un controlador de temperatura es que regrese la temperatura
real al valor de referencia después de un cambio en la carga. La Figura 9-13 muestra que un
controlador proporcional no lo hace. Además, a mayor banda proporcional, mayor es la diferencia
entre los dos valores de control antes y después del disturbio.
Para entender porqué esto es así, imaginemos nuevamente que el controlador proporcional
mantiene una temperatura de control de 180°F con la válvula de control en un 40% de abertura. Si
ocurre un disturbio el cual haga descender la temperatura (por ejemplo un aumento en la velocidad
de pérdida de calor en las paredes de la cámara), la válvula se abrirá. El aumento del flujo de
combustible tenderá a llevar la temperatura de nuevo
a los 180°F, pero no podrá recuperarse totalmente, porque el aumento de flujo de combustible es
ahora un requerimiento permanente. La válvula de control debe permanecer permanentemente más
abierta para satisfacer el aumento solicitado de calor de entrada. Dado que el porcentaje de abertura
de la válvula es proporcional a la señal de error, un aumento permanente de la abertura de la válvula
sólo puede suceder si hay un incremento permanente del error.
Viéndolo de otra manera, no podemos esperar que la temperatura se recobre completamente a
180°F, porque si sucediese, la válvula retornaría a la abertura del 40% tal como estaba antes que
aumentase la demanda de calor. Si la válvula está en la misma posición anterior, ¿cómo podría satis -
facer la demanda del proceso de más entrada de calor?
De cualquier manera que lo veamos, la temperatura no puede recobrarse completamente a su
nivel antes del disturbio. Con una banda proporcional estrecha, la recuperación es más cercana,
porque toma solamente un pequeño incremento de error para producir un gran cambio en la
posición de la válvula. Por tanto un aumento en la demanda de calor puede suminis trarse con la
introducción de un error permanente muy pequeño. Por otro lado, si la banda proporcional es ancha,
necesita un error relativamente grande para producir la cantidad necesaria de cambio en la posición
de la válvula. Por tanto un aumento en la demanda de calor sólo puede ser sumi nistrado
introduciendo un error permanente grande. Estas ideas están ilustradas en la Figura 9-13; la banda
proporcional más ancha crea el mayor error permanente.
Estos serios defectos del modo de control proporcional significan que el control proporcional no
es muy útil excepto en ciertos pocos tipos de procesos. Como afirmación general, podríamos decir que
el control proporcional trabaja bien solamente en sistemas donde los cambios en el proceso son muy
pequeños y lentos. Ayuda si el disturbio ocurre lentamente, porque entonces la banda proporcional
puede ajustarse bastante estrecha, dado que no se produce mucha oscilación por un cambio lento en
el proceso. La sola objeción a una banda proporcional estrecha es que podría causar oscilaciones al
controlador de temperatura. Si es posible ajustar la banda proporcional fina y estrecha, puede
mantenerse pequeño el error permanente.
9-6-3 Desbalance en control proporcional

Hemos considerado la falla en el retorno de la temperatura real a su valor original de control
después de un disturbio en el sistema. Sin embargo, hemos abordado a propósito de error de
temperatura controlada después del disturbio. En otras palabras, no nos hemos hecho la pregunta
“¿Está la medida de temperatura real en concordancia con el valor de referencia antes que suceda el
disturbio al sistema?”. La respuesta a esta pregunta es “probablemente no”. Hay solamente un único
conjunto de circunstancias bajo las cuales un controlador proporcional puede siempre producir una
exacta concordancia entre el valor medido de temperatura y el valor de referencia. La fortuna de que
coincida tal conjunto de circunstancia es remota. Veamos porqué.
El diseño de controladores de temperatura reales es tal que absolutamente cero señal de error
produce un 50% de abertura de la válvula de con
trol (esto puede ser alterado por el usuario, pero consideremos que es exactamente el 50%). Es
deseable el valor del 50% de modo que el controlador dispone de máximas correcciones iguales en
ambas direcciones. Es decir, tiene tanta habilidad de corrección tanto para errores positivos como
negativos. Ahora, bajo un conjunto dado de condiciones del proceso, una abertura de válvula del
50% producirá una temperatura dada fija que realmente ocurre en el proceso. Si el valor de
referencia coincide con esta temperatura particular, entonces el controlador mantendrá la abertura de
válvula en el 50% cuando el error sea cero, y una abertura del 50% hará que el valor me dido
coincida exactamente con el valor de referencia.
Por ejemplo, imaginemos un conjunto de condiciones del proceso tal que hacen que la
temperatura se estabilice exactamente en 700°F cuando la válvula de control está colocada a un 50%
de abertura. Si sucede que queremos un valor de referencia de 700°F exactamente (lo cual es una
fantástica coincidencia), entonces veamos qué sucederá. La temperatura subirá hacia los 700°F. Con
una medida de temperatura por debajo de 700°F, el error será negativo, y la válvula abrirá más que
el 50% de abertura. A medida que la medida real de temperatura se acerca a los 700°F, el error se
vuelve más pequeño y más cercano al 50% de abertura es la abertura de la válvula. Al punto donde
la medida de temperatura logre exactamente 700°F, el error será cero, y la válvula se posicionará
exactamente al 50% de abertura. Dado que una abertura del 50% es justo lo necesario para
mantener una temperatura de 700°F, no hay cambio adicional de temperatura, y el sistema controla
a dicho valor.
Tengamos presente que es el único valor de referencia posible al cual el controlador podría
producir una concordancia exacta. En cambio, si el valor de referencia fuese 705°F, la válvula
tendría que abrirse más del 50% (digamos 50,2%) para alcanzar dicha temperatura. Para una
abertura de la válvula del 50,2%, la señal de error deberá ser no cero. El error, en este caso, sería un
pequeñísimo valor negativo. Entonces la medida de la temperatura real nunca podría subir
exactamente a 705°F y se detendría alrededor de 704,9°F para mantener el error necesario para que
la válvula permanezca abierta más del 50%.
Desde luego, y con una suerte normal, el valor de referencia que nosotros queremos será
bastante diferente del valor de temperatura estable al 50% de abertura de válvula, de modo que el
error permanente será mayor que el 0,1°F sugerido antes. Como ejemplo típico, si el valor de
referencia fuese 950°F, la válvula debería finalmente abrir hasta un 75%, con el punto de con trol a
944°F. Los 6°F de diferencia permanente entre el valor de referencia y el valor de control se
denomina desbalance. Entre más lejos se encuentre el valor de referencia de la temperatura de 50%
de abertura, peor será el desbalance.
La idea del desbalance se muestra gráficamente en la Figura 9-14. En la Figura 9-14(a) en el
primer valor de referencia existe un cierto desbalance. Cuando el valor de referencia se cambia en la
misma dirección del primer desbalance, el nuevo valor de referencia resulta con un desbalance peor.
En la Figura 9-14(b), cuando se cambia el valor de referencia en la dirección contraria al
primer desbalance, el nuevo valor de referencia produce un mejor (más pequeño) desbalance.
Tem Tem
P- Segundo P-
50% de abertura 50% de abertura

(a) (b)
Figura 9-14. Gráficas de temperaturas versus tiempo que ilustran el problema del
desbalance en control proporcional. En ambas gráficas se asume que la válvula está
abierta más del 50%. (a) El desbalance empeora (más grande) cuando el valor de
referencia se mueve por encima más lejos de la temperatura del 50% de abertura, (b)
El desbalance mejora (más pequeño) cuando el valor de referencia se mueve cercano
a la temperatura del 50% de abertura.
9- 6-4 Controlador eléctrico proporcional de temperatura

En la Figura 9-15 se ilustra un ejemplo de un controlador proporcional de temperatura. Dos
potenciómetros iguales están conectados en configuración puente, con los centros de ambos
potenciómetros aterrizados. El potenciómetro de la derecha se dpnomina pot de error, y el
potenciómetro de la izquierda del puente se denomina pot de posición de la válvula. Asumamos por el
momento que el ajuste de la banda proporcional está completamente fuera (cortocircuitado).
Entonces a cada posición que asuma el contacto móvil del pot de error, el contacto móvil del pot de
posición de la válvula asumirá la misma posición. Por ejemplo si el contacto del pot error se mueve
hacia arriba 200 ü, el puente desbalanceado entregará una señal al amplificador electrónico. Este
operará el motor en dirección tal que el contacto del pot de posición de la válvula se moverá hacia
arriba. Cuando el contacto del pot de posición de la válvula se haya movido hacia arriba los mismos
200 Í2, el puente queda balanceado, la entrada al amplificador desaparéce, y el motor se detiene. Por
consiguiente el amplificador electrónico y el motorreductor forzarán al pot de posición de la válvula
a seguir al pot de error.
El contacto del pot de error es posicionado por la expansión del fuelle el cual presiona contra el
resorte de valor de referencia. A medida que cambia la temperatura del proceso, la presión del fluido,
en el bulbo sensor hermético, cambiará. Este cambio de presión se comunica al fuelle a través
33
2
Figura 9-15. Método eléctrico de implementación del modo de control proporcional.

La temperatura es la variable controlada.
de un tubo capilar. Altas temperaturas hacen que se expanda el fuelle hacia la izquierda, contra el
resorte del valor de referencia. Bajas temperaturas hacen que se contraiga el fuelle hacia la derecha,
ayudado por la presión del resorte de valor de referencia. El movimiento del fuelle es comunicado al
contacto del pot de error. El valor de referencia se ajusta ajus tando la compresión del resorte. Altos
valores de referencia necesitan una mayor compresión, y bajos valores de referencia requieren de una
menor compresión. Cuando la temperatura real está por encima del valor de referencia (error
positivo), el contacto del pot de error se mueve por encima del punto medio. Cuando la temperatura
real está por debajo del valor de referencia (error negativo), el contacto del pot de error se mueve por
abajo del punto medio. La distancia al punto medio que se mueve el contacto del pot de error es
proporcional al error.
Podemos ver que para cualquier cantidad de error dada hay una posición dada del contacto del
pot de posición de la válvula que balancea el puente, y que la posición de la válvula es proporcional al
error.,
Para hacer más sensible el controlador (disminuir su banda proporcional), disminuimos el
voltaje a través del pot de posición de la válvula. Esto se consigue ajustando el pot de ajuste de la
banda proporcional localizado en la parte superior de la Figura 9-15. A medida que esta
resistencia se aumenta, disminuye el voltaje a través del pot de posición de la válvula. Cuando esto
sucede, el contacto del pot de posición de la válvula debe moverse más para equilibrar un
determinado movimiento del contacto d d pot de error. Mirándolo de otra forma, se necesitará menos
movimiento del pot de error para producir un determinado movimiento del pot de posición de la
válvula. Esto significa que se ha reducido la banda proporcional.
Como ejemplo, supongamos que el pot de error tiene 20 V aplicados entre sus terminales pero
que el pot de posición de la válvula tiene solamente 10 V aplicados entre sus terminales debido al
ajuste del pot de ajuste de la banda proporcional. Si el contacto del pot de error se mueve 100 fi, el
pot de posición de la válvula debe moverse 200 Q para producir un voltaje igual en su contacto móvil
y nulificar la entrada al amplificador. Dado que un cambio de 2000 en el contacto del pot de posición
de la válvula representa una determinada abertura, podemos ver que se ha ejecutado un determinado
cambio en el porcentaje de abertura de válvula con un error de temperatura más pequeño que el
necesario en otra circunstancia. Por consiguiente, se ha reducido la banda proporcional.
Un estudio cuidadoso de la Figura 9-15 revela porqué ocurre un desbalance permanente con
este tipo de controlador eléctrico proporcional. Supongamos que controlamos exactamente al valor de
referencia con una abertura del 50%. Si ocurre un disturbio en la carga que hace que suba la
temperatura, el pot de error se ipoverá hacia arriba una cierta distancia. El pot de posición de la
válvula deberá seguirlo en la misma distancia debido a la acción amplificador-motor. Esto produce
una reducción el flujo de combustible, lo cual tiende a reducir la temperatura. A medida que la tem -
peratura comienza a descender hacia el valor de referencia, el contacto del pot de error comienza a
moverse hacia la posición central, y lo sigue el pot de posición de la válvula, y reabre un poquito la
válvula. Esto continuará hasta el punto donde cualquier reducción adicional de temperatura pro -
ducirá una abertura suficiente de la válvula que hará que la temperatura
suba de nuevo. Cuando encuentra este punto el sistema se estabiliza y se detienen todos los
movimientos de los potenciómetros. Desafortunadamente, este punto de estabilización estará
necesariamente por encima del valor de referencia de temperatura. En otras palabras, el pot de
error nunca regresará a su punto central. No puede alcanzar el punto central porque si lo hiciera la
válvula abriría a un 50% nuevamente, y ya sabemos que con una abertura del 50%, la temperatura
aumenta. Lo cual fue la premisa de la discusión.
Por tanto el sistema se estabiliza en un nuevo punto de control el cual es un poquito más alto en
temperatura que el valor de referencia original. A dicha estabilización, el pot de error está un poco
por encima del centro, indicando un error positivo; el potenciómetro de posición de la válvula está
también un poco por encima del centro, indicando que la abertura es un poco menos del 50%. Se ha
establecido un desbalance permanente.
9- 7 CONTROL PROPORCIONAL-INTEGRAL
En la Sección 9-6 mostramos que el control proporcional elimina la oscilación en la variable medida
y reduce el desgaste de la válvula de control, pero introduce un desbalance permanente en la
variable medida. El control estrictamente proporcional puede utilizarse solamente cuando los
cambios en la carga son pequeños y lentos y la variación en el valor de referencia es pequeño. Este
punto se discutió en la Sección 9-6. Para las situaciones de proceso más comunes, en las cuales los
cambios en la carga son grandes y rápidos, y el valor de referencia puede variar considerablemente,
el modo de control proporcional integral se adapta mejor. Al control proporcional- integral también
se le denomina control proporcional-reposicionador.
En el control proporcional-integral, la posición de la válvula de control está determinada por
dos factores:
a. La magnitud de la señal de error. Esta es la parte proporcional.
b. La integral con respecto al tiempo de la señal de error; en otras palabras, la magnitud del error
multiplicada por el tiempo que ha permanecido. Esta es la parte integral.
Dado que la válvula puede responder a la integral con respecto al tiempo del error, cualquier
desbalance permanente del error que resulte del control proporcional sólo es corregido
eventualmente a medida que pase el tiempo. Podemos verlo de esta manera: La parte de control
proporcional posiciona la válvula en proporción al error que exista. Entonces la parte de control
integral se da cuenta que existe un pequeño error (desbalance). A medida que pasa el tiempo, la
parte integral mueve la válvula un poco más en la misma dirección, por consiguiente ayuda a
reducir el desbalance. Eventualmente, el error se reducirá a cero, y la válvula detendrá su movi-
miento. El movimiento se detiene porque a medida que pase más tiempo, la integral con respecto al
tiempo del error no aumenta más, debido al hecho que el error ahora es cero.
Para entender la acción de la parte integral en dichc controlador, es de utilidad estudiar el
diagrama esquemático que muestra la manera como
Control proporcional-integral / 335
podría implementarse. Refirámonos a la Figura 9-16. Muestra el mismo controlador de la Figura 9-

15 con la excepción que se ha adicionado la parte integral para formar un controlador proporcional-
integral.
La mejor forma de visualizar el funcionamiento de este controlador pro- porcionaí-integral es
centrándonos en el circuito RC conectado al contacto del pot de posición de la válvula. Recordemos
que el condensador no puede cargarse instantáneamente y algunas veces toma bastante tiempo para
desarrollar una cantidad apreciable de voltaje. Este es el caso en este circuito, porque la constante de
tiempo RC es bastante grande. Cuando el contacto del pot de posición de la válvula se mueve fuera
de su punto central y aplica un voltaje al circuito RC, en el primer instante todo el voltaje aparece a
través de R porque C está completamente descargado. A medida que pasa el tiempo, C comienza a
cargarse, y entonces reduce el voltaje a través de R. El voltaje a través de R es igual al voltaje del
contacto (potencial entre el contacto y tierra) menos el voltaje en el condensador. A medida que se
carga el condensador, el voltaje en la resistencia disminuye.
Imaginemos ahora que el controlador está controlando justamente en el valor de referencia con
un 50% de abertura de válvula. Al igual que en la Sección 9-6, asumamos que está cortocircuitado el
ajuste de la banda proporcional. Si ocurre un disturbio en el proceso el cual hace que aumente la
temperatura, el pot de error se moverá una cierta cantidad hacia arriba. El pot de posición de la
válvula debe seguirlo hacia arriba la misma cantidad, debido a la acción del Amplificador-motor.
Entonces se reduce el porcentaje de abertura de la válvula, y la temperatura es corregida
parcialmente, y se establece un cierto desbalance. El error de desbalance es debido al hecho que el
pot de error debe permanecer fuera de su centro para poder mantener la válvula escasamente
cerrada, tal como se explicó detalladamente en la Sección 9-6-4.
Para concretar nuestra discusión del control integral, asumamos una situación específica.
Asumamos que el voltaje en el contacto del pot de error es + 1 V relativo a tierra y que el voltaje en
el contacto del pot de posición de la válvula es también -f 1 V relativo a tierra. Por consiguiente el
voltaje aplicado al amplificador; que es la diferencia entre estos dos, es 0 V. Por tanto el motor está
detenido.
A medida que pasa el tiempo, C comienza a cargarse, con el + arriba y el — abajo. Esto reduce
el voltaje a través de R, digamos a 0,75 V. Ahora el voltaje al amplificador es la diferencia entre 1,0 a
0,75 V, la cual es de 0,25 V. Estos 0,25 V son amplificados y hacen que el motor gire más en la misma
dirección (cerrando la válvula). El contacto del pot de posición de la válvula se moverá hacia arriba
hasta que su voltaje sea 1,25 V, lo cual de nuevo nulifica al amplificador. Por tanto el flujo de
combustible se reduce aún más, y la temperatura se acerca al valor de referencia. Ahora el voltaje
del contacto del pot de error se reduce a medida que se reduce a cero el error de temperatura.
A medida que pasa más el tiempo, C continúa cargándose, de este modo reduce constantemente
el voltaje a través de R, el cual es la señal de una de las entradas al amplificador. Por el tiempo que el
error es distinto de cero, y con el pasar del tiempo el voltaje a través de R se reduce a un valor menor
que el voltaje del contacto del pot de error; esto continuará llevando hacia arriba el pot de posición
de la válvula, cerrando más y más la válvula. Even-
;
Proceso
K\ \
Bulbo sensor de
temperatura
Figura 9-16. Método eléctrico para implementar un modo de control proporcional-integral.

Control proporcional-integral / 337
tualmente la temperatura se reducirá al valor de referencia, haciendo que el pot de error regrese a su
centro. Esto aplica 0 V a la entrada del amplificador conectada al contacto del pot de error. Al mismo
tiempo, el condensador alcanzará plena carga, y el voltaje a través de R será cero, aplicando 0 V a la
otra entrada del amplificador. Por tanto la válvula se detendrá en la posición correcta para mantener
la temperatura justo en el valor de referencia.
La posición final de los potenciómetros es ahora bastante diferente de lo que sería para un
control estrictamente proporcional. El contacto del pot de error está centrado, y el contacto del pot de
posición de la válvula está desplazado hacia arriba lo suficiente para establecer el flujo apropiado de
combustible al proceso. No hay manera de saber de antemano a qué porcentaje de abertura se
establecerá.
Podemos ver que la posición de la válvula de control es determinada inicialmente por la parte de
control proporcional, pero finalmente se establece una posición determinada parcialmente por la
parte de control integral. La importancia relativa de las partes de control proporcional e integral
puede variarse ajustando la resistencia R. En la mayoría de los controladores, R es un potenciómetro,
de modo que puede ajustarse la constante de tiempo RC. Cuando la constante de tiempo es grande (R
grande), la parte integral es menos efectiva (lenta para producir el efecto buscado). Cuando la cons -
tante de tiempo es pequeña (R pequeña), la parte integral es más efectiva. La Figura 9-17 muestra los
efectos en el control cuando se cambia la constante de tiempo.
En la mayoría de los controladores industriales, la constante de tiempo de integración no se
utiliza como referencia. En lugar de ello, se habla del recíproco de la constante de tiempo de
integración. Esta variable se denomina razón de reposición. El término razón de reposición puede
parecer confuso si está acostumbrado a pensar en términos de constante de tiempo. Sin embargo,
recuerde solamente que cuando la razón de reposición es baja (constante de tiempo grande) la parte
integral es lenta en producir el efecto buscado por el proceso. Cuando la razón de reposición es alta
(constante de tiempo pequeña), la parte integral del control produce rápidamente el efecto buscado
por el proceso.
La Figura 9-17(a) muestra una gráfica de posición de la válvula (porcentaje de abertura) versus
tiempo para una gran constante de tiempo de integración (baja razón de reposición). Hacia arriba en
el eje vertical significa un incremento en la abertura de la válvula, y hacia abajo en el eje vertical
significa una reducción en la abertura de la válvula.
La Figura 9-17(b) muestra la medida real de temperatura versus tiempo para una gran
constante de tiempo. Las gráficas de las Figuras 9-17(a) y (b) deben considerarse como un par. Las
gráficas de las Figuras 9-17(c) y
(d) conforman otro par, para una constante de tiempo mediana, y las de las Figuras 9-17(e) y (f)
conforman el tercer par, para una pequeña constante de tiempo.
Miremos primero las Figuras 9-17(a) y (b) para una constante de tiempo grande (baja razón de
reposición). Como puede verse, se produce un cambio inicial en la posición de la válvula debido al
aparecimiento repentino de un error cuando sucede un disturbio en la carga. Después de esto, la
válvula lentamente se cierra más en un esfuerzo para corregir el desbalance
i
Valor de
referenci
f Valor de
referencia
Valor rie
referencia
(V
a
(b) (d) (f)
Figura 9-17. Gráficas de posición de la válvula versus tiempo y temperatura

real versus tiempo después de un disturbio. El modo de control es
proporcional-integral. (a) y (b) Gran constante de tiempo de integración,
(c) y (d) Mediana constante de tiempo de integración, (e) y (0 Pequeña
constante de tiempo de integración.
resultante. Debido a la lenta reacción de la parte integral, la temperatura real lentamente regresa a
su valor de referencia, tal como se aprecia en la Figura 9-17(b).
En la Figura 9-17(c), la válvula reacciona más rápidamente al desbalance de error debido a la
constante de tiempo de integración mediana. Por tanto, la temperatura regresa más rápido a su
valor de referencia como lo muestra la Figura 9-17(d).
En la Figura 9-17(e), la válvula reacciona muy rápidamente al desbalance de error debido a la
pequeña constante de tiempo de integración (alta razón de reposición). La temperatura regresa
rápidamente a su valor de referencia tal como lo muestra la Figura 9-17(f).
En la Figura 9-17, la válvula se muestra yendo más hacia el cierre. Esto corresponde a un
disturbio inicial el cual hizo que aumentase la temperatura del proceso. Si el disturbio inicial al
proceso hubiese sido en la otra dirección, tendiente a llevar la temperatura real a un valor más
bajo, la válvula iría más hacia la abertura, pero la operación general habría sido igual.
Todas las gráficas en la Figura 9-17 son algo idealizadas. En la realidad, la temperatura no
recupera su valor de referencia tan suavemente. En lugar de ello, oscilaría un poco en su camino al
valor de referencia, y proba-
Control proporcional-integral derivativo / 339
blemente hará al menos una oscilación alrededor del valor de referencia una vez lo ha recobrado.
Las gráficas de la Figura 9-17 se han dibujado idealizadas para ilustrar con más claridad los efectos
de la variación de la razón de reposición.
Hay un límite de qué tan alta puede ajustarse la razón de reposición. Si se hace muy grande, la
temperatura puede caer en una oscilación prolongada después de un disturbio.
El modo de control proporcional-integral se ajusta a la mayoría de las situaciones de control.
Puede controlar bastante bien grandes cambios en la carga y grandes variaciones en el valor de
referencia, esto sin oscilaciones prolongadas, ni desbalances permanentes, y una rápida recuperación
después de un disturbio.
9- 8 CONTROL PROPORCIONAL-INTEGRAL DERIVATIVO
Aún cuando el control proporcional-integral es adecuado para la mayoría de las situaciones de

control, no es adecuado para todas las situaciones. Hay algunos procesos que presentan problemas
de control muy difíciles que no pueden manejarse por un control proporcional-integral.
Específicamente, aquí tenemos dos características de proceso que presentan dichos problemas
difíciles de control para los cuales no es suficiente un control proporcional-integral:
a. Cambios muy rápidos en la carga.
b. Retardos de tiempo grandes entre la aplicación de la acción correctora y el aparecimiento de los
resultados de dicha acción en la variable medida.
En los casos donde uno cualquiera (o ambos) de estos dos problemas prevalezca, la solución
puede ser un control proporcional-integral-derivativo. El término control derivativo se
denomina también razón de control* En el control proporcional-integral-derivativo la acción
correctora (la posición de la válvula) es determinada por tres factores:
a. La magnitud del error. Esta es la parte proporcional.
b. La integral con respecto al tiempo del error o la magnitud del error multiplicada por el tiempo
que ha permanecido. Esta es la parte integral.
c. La razón de tiempo de cambio del error; un rápido cambio en el error pro duce una acción
correctora mayor que un cambio lento en el error. Esta es la parte derivativa.
En un sentido intuitivo, la parte derivativa del controlador intenta “mirar adelante” y prevee
que el proceso sufrirá un gran cambio basándose en las medidas actuales. Es decir, si la variable
medida está cambiando muy rápidamente, es seguro que tratará de cambiar en una gran cantidad.
Siendo éste el caso, el controlador trata de “anticiparse” el proceso aplicando
*No confunda la “razón de control” con la frase “razón de reposición”. La razón

de control se refiere a un control que tenga parte derivativa. La razón de
reposición se refiere al ajuste de la constante de tiempo de integración en control
integral. Desafortunadamente debido a que los pioneros en la tecnología de
control de procesos utilizaron la misma palabra para expresar ideas diferentes,
nosotros lo heredamos.
más acción correctora que la que aplicaría un control proporcional-integral solo.

Como antes, para entender que hace el control derivativo, es de utilidad estudiar el diagrama
esquemático de la implementación de un controlador derivativo. Para evitar mezclar las partes
integral y derivativa, primero mostramos el esquema de un controlador proporcional-derivativo en
la Figura 9-18. La totalidad del controlador proporcional-integral-derivativo se muestra en la
Figura 9-19.
9- 8-1 Controlador eléctrico proporcional-derivativo

Un control proporcional-derivativo, como el ilustrado en la Figura 9-18, rara vez se utiliza en el
control industrial de temperatura. Aquí se presenta solamente para ilustrar la parte derivativa de
un controlador proporcional-integral-derivativo. Sin embargo el control proporcional derivativo
es popular en los sistemas industriales de servo-control.
Centrémonos en el -circuito RC conectado entre el contacto del pot de posición de la válvula y
tierra. Notemos que las posiciones del condensador y la resistencia se han invertido con relación a
las posiciones del controlador integral de la Figura 9-16. Nuevamente, recordemos el hecho que
siempre transcurre una cierta cantidad de tiempo para cargar el condensador a través de la
resistencia.
Si ocurre un disturbio que haga aumentar la temperatura del proceso, el pot de error se
desplazará hacia arriba una cierta distancia. El pot de posición de la válvula intentará seguirlo
debido a la acción amplificador-motor. Sin embargo, para nulificar el voltaje de entrada al
amplificador, el voltaje a través del condensador debe ser igual al voltaje del contacto del pot de
error. Dado que el voltaje a través del condensador está atrasado respecto al voltaje del contacto del
pot de posición de la válvula debido a la constante de tiempo de retardo RC, el pot de posición de la
válvula será sobrecorregido. Es decir, deberá moverse más arriba de lo que normalmente necesitaría
para nulificar el amplificador.
Además, la cantidad en la cual sobrecorrige depende de qué tan rápida mente cambia el error.
Si el error cambia lentamente, el contacto del pot de posición avanzará lentamente, y el condensador
tendrá tiempo de cargarse y seguir al voltaje del contacto del pot de posición. Por tanto no será
necesaria mucha sobrecorrección.
Por otro lado, si el error está cambiando rápidamente, el contacto del pot de posición seguirá
rápidamente, y el condensador se atrasará respecto al voltaje del contacto del pot de posición. Por
tanto será necesaria una gran sobrecorrección para mantener el amplificador nulificado (para man-
tener el voltaje del condensador igual al voltaje del contacto del pot de error).
En esta forma, la parte derivativa del controlador responde a la rata de cambio del error;
introduce un ajuste adicional en la posición de la válvula más allá del que producirá el controlador
proporcional solo. La cantidad de movimiento adicional depende de la rapidez en el cambio del
error.
En un verdadero controlador industrial, la resistencia R es un potenciómetro, de modo que
puede variarse la constante de tiempo de derivación.
Amplificador electrónico
Motor
Ajuste de
> la banda
> prop.
Pot de /
posición /
de la
h
1
r
Fuelle
Figura 9-18. Método eléctrico para implementar un modo de-control propor-

cional-derivativo.
34
1
Válvula de
control de
posición
variable
Bulbo sensor
de temperatura
Cuando la constante de tiempo de derivación es pequeña (R baja), la parte derivativa del control es
menos efectiva. Introduce solamente una pequeña sobrecorrección debido al rápido cambio del
error. Cuando la constante de tiempo de derivación es grande (R alta), la parte derivativa se vuelve
más efectiva. Introduce una gran sobrecorrección cuando ocurre un cambio rápido del error.
La variable a la que comúnmente se hace referencia cuando se trata el control derivativo es la
razón de tiempo. La razón de tiempo es una variable algo complicada desde el punto de vista
matemático. No obstante, esta es su definición formal; la razón de tiempo es la cantidad de tiempo
concedido para que la variable medida cambie todo el rango total del controlador, si éste está
manejando al dispositivo corrector final a través de todo su rango de ajuste, asumiendo una banda
Intuitivamente, razón de tiempo es la cantidad de tiempo por el cual el controlador “mira
adelante” o “ve el futuro”. Obviamente, esta es una descripción no muy rigurosa de la razón de
tiempo, dado que no se puede realmente ver el futuro. Es mejor pensar que la razón de tiempo es
igual a la constante de tiempo de derivación multiplicada por una constante numérica. A mayor
razón de tiempo, mayor la cantidad de sobrecorrección introducida por el controlador a un cambio
rápido del error.
9- 8-2 Controlador eléctrico proporcional-

integral-derivativo
La Figura 9-19 muestra un diagrama esquemático de un controlador proporcional-integral-
derivativo completo. Notemos que la parte derivativa está conectada a la parte integral. La salida del
circuito RC integral es la entrada al circuito RC derivativo.
La dirección de ajuste del potenciómetro de la parte integral para aumentar la razón de
reposición (para aumentar la contribución de la parte integral) está indicada en la figura. También
está indicada la dirección de ajuste del potenciómetro de derivación para aumentar la razón de
tiempo (para aumentar la contribución de la parte derivativa).
El funcionamiento del controlador de la Figura 9-19 puede entenderse combinando las
explicaciones del controlador proporcional-integral y del controlador proporcional-derivativo.
Las gráficas de la Figura 9-20 muestran los efectos en el control al cam biar la constante de
tiempo de derivación (lo cual cambia la razón de tiempo).
Las Figuras 9-20(a) y (b) muestran la posición de la válvula y la tem peratura medida para un
gran y rápido cambio en la carga con el control derivativo suprimido. Como puede verse, el error
inicial es bastante grande y consecuentemente toma un tiempo largo en corregirse.
En las Figuras 9-20(c) y (d), la constante de tiempo de derivación (la razón de tiempo) es
pequeña, y el error inicial no es tan grande debido a que es más grande la corrección inicial de la
válvula. El controlador ha introducido una sobrecorrección porque ha reconocido que la rápida rata
de
Control proporcional-integral derivativo / 343
Amplificador
Incremento razón
de tiempo
Figura 9-19. Método eléctrico para implementar el modo de control proporcional-integral-

derivativo.
cambio inicial en la temperatura medida presagia un gran cambio total de temperatura si no se

introducen pasos especiales de corrección. Debido a que el error inicial es pequeño, tempranamente
recobra el valor de referencia.
En las Figuras 9-20(e) y (f) se ha aumentado la contribución derivativa aumentando la constante
de tiempo de derivación. Por tanto el error inicial es aún más pequeño que antes debido a que se ha
proporcionado más sobrecorrección inicial a la válvula con el error inicial reducido, el tiempo para
recuperar y estabilizarse al valor de referencia es aún más reducido que antes.
Así como hay un límite en la razón de reposición, hay un límite en el incremento de la razón de
tiempo. Pueden ocurrir oscilaciones prolongadas alrededor del valor de referencia si se introduce
mucho control derivativo, es decir, si se selecciona una alta razón de tiempo.
Constante de tiempo de derivación = 0 Pequeña (corta) constante de Grande (larga) constante de

(Proporcional-integral solo) tiempo de derivación tiempo de derivación
Posición de
Posición de Posición de
la válvula
la válvula la válvula
Temp. Temp.
Figura 9-20. Gráficas de posición de la válvula versus tiempo y tempera-

tura medida versus tiempo después de un disturbio. El modo de control es
proporcíonal-integral-derivativo. (a) y (b) cero constante de tiempo de
derivación, (c) y (d) corta constante de tiempo de derivación, (e) y (f) Gran
constante de tiempo de derivación.
9- 9 RESPUESTA DEL PROCESO
En las Secciones 9-4 a 9-8 nos concentramos en la operación del bloque controlador del diagrama de
bloques generalizado de la Figura 9-3. Sin importar qué modo en particular de control se utilice,
podemos con justicia decir que el controlador es la parte “pensante” del sistema total. El
controlador es el componente que envía órdenes al dispositivo corrector final, con base en sus
informaciones de la dirección y magnitud del error. Hemos visto que los controladores sofisticados
pueden también considerar la cantidad de tiempo que ha persistido el error a medida que deciden
cómo ajustar el dispositivo corrector final. Algunos controladores pueden considerar también que
tan rápidamente cambia el error y así decidir qué órdenes se enviarán al dispositivo corrector final.
El controlador hace todo lo anterior de acuerdo con un plan predeterminado que existe en la mente
del dise-
Respuesta del proceso / 345
ñador del sistema y también en la mente de la persona que hace los ajustes finales
(banda proporcional, razón de reposición, etc.)
Sería aparente, sin embargo, que la acción del controlador no describe el
panorama total. La reacción del proceso en sí al dispositivo corrector final es tan
importante como la acción del controlador en la operación de la totalidad del
sistema. En esta sección discutiremos las características de la respuesta de procesos
industriales típicos y mostraremos cómo estas características afectan la respuesta
total del sistema.
9- 9-1 Constante de tiempo de retardo (retardo de reacción) en

procesos industriales
La característica más obvia de los procesos industriales es que requieren de una cierta
cantidad de tiempo para responder completamente a un cambio en la entrada. Por ejemplo, en el
proceso ilustrado en la Figura 9-21(a), se calienta un líquido por medio de un serpentín de vapor
mientras se agita. El líquido entra por el tubo de entrada localizado en la parte inferior izquierda
del tanque, y existe un tubo de salida en la parte superior derecha. Asumamos que la variable
controlada es la temperatura del líquido, y tratemos de imaginar qué sucederá si hay un repentino
aumento en el flujo de vapor a través del serpentín calefactor (con el consecuente aumento de la
temperatura promedio del vapor).
Figura 9-21. (a) Sistema de control de temperatura para entender el retardo

de reacción del proceso, (b) Gráfica de temperatura versus tiempo después
de un disturbio, donde se ilustran los efectos de la capacidad y la
resistencia térmicas.
La temperatura del líquido no se incrementará instantáneamente a un nuevo valor pero subirá

más o menos de acuerdo con la curva de la Figura 9-21(b). La razón de este retardo es que el
tanque de líquido tiene lo que se denomina capacidad térmica y los aparatos de transferencia de
calor lo que se denomina resistencia térmica. La capacidad térmica es una expresión de la idea que
debe agregarse una cierta cantidad de energía calorífica (BTUs) antes que la temperatura pueda
aumentar una cierta cantidad. La resistencia térmica es una expresión de la idea que todo medio
presenta una oposición al transporte de la energía de un punto a otro; en este caso la transferencia
de la energía calorífica tiene lugar del vapor caliente, a tra vés de las paredes del metal del
serpentín, y hacia el líquido adyacente.
La capacidad térmica es análoga a la capacitancia eléctrica. Ambos conceptos son expresiones
del hecho que la cantidad pertinente (coulombios de carga en el caso eléctrico, BTUs de calor en el
caso térmico) debe transferirse antes que el potencial pertinente (cambio de voltaje en el caso eléc-
trico, cambio de temperatura en el caso térmico) se desarrolle.
La resistencia térmica es análoga a la resistencia eléctrica. Ambos conceptos son expresiones de
que una cierta diferencia de potencial (caída de voltaje en el caso eléctrico, diferencia de
temperatura en el caso térmico) es necesaria para producir una cierta velocidad de flujo (amperios
de corriente en el caso eléctrico, BTUs por segundo de flujo de calor en el caso térmico) se
establezca. Estamos bastante familiarizados con el hecho de que es necesaria una cierta cantidad de
tiempo para que el voltaje a través del condensador alcance un valor permanente si el circuito
resistencia- condensador es sometido a un cambio repentino del voltaje de alimentación.
Exactamente la misma situación prevalece para el caso térmico. Es nece saria una cierta cantidad de
tiempo para que la capacidad térmica (el tanque de líquido) alcance una temperatura permanente
cuando un sistema térmico resistencia-capacidad sea sometido a un repentino cambio en la
diferencia de temperatura. De igual forma que un condensador experimentara un cambio del 63%
en su voltaje total en una constante de tiempo, la capacidad térmica experimentará un cambio del
63% de su temperatura en una constante de tiempo térmica. Entre más grande sea la resistencia
térmica, mayor será la constante de tiempo térmica, y más tiempo será necesario para que alcance
el valor final de temperatura permanente. Lo mismo se aplica a la capacidad térmica; a mayor
capacidad, más tiempo se necesita para llevar la temperatura a su valor permanente. En el ejemplo
de la Figura 9-21 (b), la constante de tiempo térmica es de 20 seg; se necesitan alrededor de cinco
constantes de tiempo, o 100 seg, para que la temperatura alcance el nuevo valor.
La constante de tiempo térmica depende de la resistencia térmica y de la capacidad térmica, tal
como se estableció en el párrafo anterior. La resistencia térmica depende de la conductividad
térmica del serpentín, del grueso de las paredes del serpentín, y de su área superficial. La capacidad
térmica depende del tamaño del tanque (cantidad presente de líquido) y del calor específico del
líquido.
El centro de esta discusión es que en un proceso de control de temperatura hay un retardo
entre la aplicación de la acción correctiva y la aparición del resultado final de dicha corrección.
Este retardo se denomina constante de tiempo de retardo o retardo de reacción del proceso.
Normalmente utilizaremos el término retardo de reacción salvo que específicamente se quiera
enfatizar con la equivalencia de la constante de tiempo R C .
Prácticamente todos los procesos industriales, no solamente los térmicos, muestran este tipo de
retardo. En muchos casos los retardos se miden en segundos. Algunos procesos tienen retardos de
reacción de varios minutos, y algunos tienen retardos de reacción comprendidos entre 15 y 30 mi -
nutos. Ocasionalmente podríamos encontrarnos con procesos que tengan retardos de reacción de
una hora o más.
9-9-2 Atraso de transferencia

En muchos procesos térmicos hay más de una combinación resistencia- capacidad. Un ejemplo
de tales procesos se muestra en la Figura 9-22(a). Se quema gas natural dentro de los tubos
radiadores colocados a cada lado del horno. El calor es transferido a través de las paredes de los
tubos y es transferido a aire circulante que pasa sobre los tubos. El ventilador forza el aire calentado
a través de las boquillas de distribución hacia las barras de metal las cuales son calentadas. En esta
distribución, la respuesta de la temperatura de la barra a un cambio en la entrada de combustible es
aún más drásticamente retardada, tal como lo muestra la curva de la Figura 9-22(b). En efecto, la
respuesta no tiene la misma forma que la curva de constante de tiempo de la Figura 9-21(b). La
razón para esta respuesta de temperatura más retardada es que ahora hay en serie dos combinacio-
nes de resistencia-capacidad. La primera involucra la resistencia térmica de las paredes del tubo
radiador y la capacidad del aire recirculante. La segunda constante de tiempo térmica involucra la
resistencia térmica y la capacidad térmica del metal mismo. El circuito de la Figura 9-22(c) es el
equivalente eléctrico del proceso térmico ilustrado en la Figura 9-22(a). R i representa la resistencia
térmica de las paredes del tubo radiador, y C, representa la capacidad térmica del aire recirculante;
R 2 representa la resistencia térmica del metal que forma la barra, mientras que C 2 es la capacidad
de la barra. A primera vista es evidente que en el circuito eléctrico C ¡ debe cargarse primero antes
que C2 comience a cargar. Por tanto la carga de C 2 está retardada considerablemente después de la
aplicación de la señal de entrada cuando el interruptor se cierra. El mismo problema ocurre en el
proceso térmico. La temperatura de la barra no puede comenzar a aumentar hasta que la
temperatura del aire recirculante haya aumentado, y desde luego, la temperatura del aire
recirculante no puede aumentar instantáneamente después de un incremento en la entrada de calor
proveniente de los tubos radiadores. Siempre que haya dos constantes de tiempo térmicas, el proceso
es conocido como un proceso de dos capacidades, y el retardo es conocido como un atraso de transfe-
rencia.
Como regla general, el atraso de transferencia es un problema mucho más serio que la simple
constante de tiempo de-retardo (retardo de reacción) vista en el sistema de la Figura 9-21. Esto es
debido a que el atraso de trans-
Tubo radiador
Temperatura
interior del
metal gW
Figura 9-22. (a) Sistema de control de temperatura para entender el atraso de

transferencia, (b) Gráfica de temperatura versus tiempo después de un
disturbio, donde se ilustran los efectos de las dos capacidades térmicas y de
las dos resistencias térmicas. Existe un atraso de transferencia, (c) Analogía
eléctrica.
ferencia hace que la temperatura medida del proceso inicialmente responda muy lentamente a la
acción correctora. Esta respuesta inicial lenta se muestra claramente en la Figura 9-22(b), en la cual
la temperatura solamente ha atravesado el 10% de su cambio total en el primer minuto después de
la corrección. En constraste, la constante de tiempo de retardo sencilla permite que la medida de
temperatura responda rápidamente y de inmediato después de la corrección. En efecto, la respuesta
es más rápida inmediatamente después que ocurra la acción correctora, tal como se muestra
Medida de
temperatura
{% del cambio final)
Medida de
temperatura
(% del cambio final)
Figura 9-23. Gráficas de temperatura real versus tiempo después de un

disturbio para diferentes tipos de sistema, donde se ilustra el severo efecto
del atraso de transferencia, (a) Efecto de incrementar la capacidad térmica
en un sistema monocapacidad. (b) Efecto de incrementar el número de
capacidades térmicas en el sistema. El problema del atraso de transferencia
se empeora cuando existen más capacidades.
en la Figura 9-21(b). Esta es la misma acción vista en la curva universal de constante de tiempo de
la Figura 3-27.
Grandes retardos de reacción de los procesos no pueden ser considerados del todo un problema,
dado que ayudan a prevenir sobrepasos de la medida de temperatura. Por el contrario, los grandes
atrasos de transferencia siempre constituyen un problema difícil de control.
La Figura 9-23 muestra los efectos de diferentes tipos de proceso. La Figura 9-23(a) muestra el
efecto de incrementar la capacidad en un proceso monocapacidad, asumiendo que se mantiene
constante la resistencia térmica de proceso. La Figura 9-23(b) muestra el efecto de incrementar en
el proceso el número de combinaciones resistencia-capacidad.
Notemos especialmente la respuesta de la temperatura del proceso inmediatamente después de
la acción correctora (cerca al cero del eje de tiempo). En esta zona, el efecto del atraso de
transferencia es muy severo comparado al efecto de simplemente incrementar la constante de
tiempo en un proceso monocapacidad.
Los mismos principios que se aplican a un proceso térmico son también aplicables a otros tipos
de procesos industriales como los vistos en la Sección 9-9-1. Procesos de control de presión, procesos
de control de nivel de líquidos y todos los otros procesos industriales que tengan asociadas resis -
tencias y capacitancias y a menudo padecen de dos o más combinaciones resistencia-capacidad.
Debido a esto están sujetos a los mismos problemas de atraso de transferencia que afectan los
procesos térmicos. Las gráficas de la Figura 9-23 pueden aplicarse a cualquier proceso industrial,
sin importar cuál sea la variable controlada.
9-9-3 Atraso de transporte y tiempo muerto

Cuando existe atraso de transferencia la variable controlada toma algún tiempo para alcanzar
su nuevo valor permanente después que el controlador envía una orden al dispositivo corrector,
pero al menos alguna respuesta parcial se experimenta inmediatamente. Esto se muestra
claramente en las Figuras 9-22 y 9-23. Un problema de control más difícil ocurre cuando no se
experimenta absolutamente ninguna respuesta en la variable controlada durante un cierto período
de tiempo después que el controlador ha intervenido al dispositivo corrector. Esta situación
generalmente ocurre cuando la localización física del dispositivo corrector dista de la localiza ción
física del dispositivo de medida. El sistema mostrado en la Figura 9-24 es un ejemplo de dicha
situación.
Asumamos que el tanque mezclador/calentador debe localizarse a 30 pies del punto donde se
usará la mezcla caliente. Existirá alguna razón práctica para esto. Por ejemplo, podría ser que el
tanque mezclador/calentador deba localizarse adentro y la abertura de descarga deba encontrarse
una cierta distancia hacia afuera. Dado que pueda haber algún enfriamiento durante el recorrido
de la longitud del tubo la temperatura es medida y controlada en el punto de descarga en vez de
dentro del tanque. Esto permitirá al controlador eliminar el efecto de enfriamiento en el tubo, el
cual podría variar ampliamente con los cambios de temperatura externos.
Dado que la mezcla caliente deja el tubo transportador de diámetro constante a una velocidad
de 10 pies/seg, tomará 3 segundos en atravesar los 30 pies de longitud del tubo. Siendo éste el caso,
si la temperatura en el tanque mezclador cambia, el dispositivo de medida tomará 3 segundos en
detectarlo. Este retardo es completamente independiente de y se suma a cualquier atraso de
transferencia que exista en el tanque. Un retardo de
de vapor
Medida de
temperatura
Figura 9-24. (a) Sistema de control de temperatura para entender el atraso de

transporte, ib) Gráficas de medida de temperatura versus tiempo después de
un disturbio, con y sin atraso de transporte. Ocurre un tiempo muerto de 3
segundos cuando existe un atraso de transporte. El atraso de transferencia
está presente en ambos casos.
esta naturaleza se denomina atraso de transporte. Otros términos usados son atraso de transportación
y atraso distancia/velocidad; usaremos el término atraso de transporte. La cantidad real de tiempo
que el cambio del dispositivo corrector permanece indetectado se denomina tiempo muerto. Los
atrasos de transporte están siempre asociados con el medio controlado que se mueve de una
localización física a otra en el proceso. Entre menor
sea la velocidad de movimiento, peor será el atraso de transporte. A mayor distancia entre los dos
puntos, peor será el atraso de transporte. El efecto del atraso de transporte se muestra en la Figura
9-24(b); el tiempo muerto es 3 seg. El atraso de transporte presenta un problema de control difícil y
peor que el del atraso de transferencia.
En sistemas de control industrial, el tiempo muerto puede originarse >por distintas razones al
atraso de transporte. Por ejemplo, en un sistema de control de posición, siempre existe alguna clase
de engranaje. Como se sabe, todos los engranajes están sujetos a fallas de rectificación. La falla de
rectificación es el problema de imperfecciones en los dientes del piñón, de modo que el engranaje
manejador debe girar un pequeño ángulo inicial antes que sus dientes hagan contacto con el
engranaje manejado. Debido a esto, el controlador en un servosistema puede hacer que el
servomotor comience a girar, pero el movimiento resultante de la carga se retarda has ta cuando se
tocan los dientes de los engranajes el resultado es un período de tiempo muerto. Si el tren de
engranajes es complejo, con varias combinaciones de engranajes entre el servomotor y el objeto
controlado, el problema de las fallas de rectificaciones amplificado. En servosistemas de esta clase el
tiempo muerto puede ser un problema serio.
9-10 RELACIONES ENTRE LAS CARACTERISTICAS DEL PROCESO Y EL

MODO DE CONTROL APROPIADO
Generalmente hablando, las características del proceso a controlarse determinan qué modo de
control se acomoda mejor a dicho proceso. En la Sección 9-9 discutimos 3 características de proceso
importantes, constante de tiempo de retardo, atraso de transferencia y atraso de transporte (tiempo
muerto). Vimos en las Secciones 9-6, 9-7 y 9-8 que la magnitud y velocidad de los disturbios en la
carga fueron también características bastante importantes del proceso. Estas cinco características
del proceso determinan la naturaleza y dificultad del trabajo de control y por consiguiente qué mo -
do de control se necesita.
Desde luego la exactitud de control deseada es también un factor pri mario determinante en la
escogencia del modo de control; si puede permitirse que la variable medida se desvíe del valor de
referencia en un amplio margen sin que el producto sufra daño, no tiene sentido instalar un con-
trolador capaz de mantener pequeña la desviación. En dicho caso, no importa qué tan nefastas sean
las características del proceso; un sencillo controlador Todo o Nada será suficiente.
La Tabla 9-1 resume las relaciones entre las características del proceso y el modo de control.
Naturalmente esta tabla es algo aproximada.
Los diferentes modos de control están listados en la columna de la iz quierda. Las otras
columnas describen las condiciones que permitirán seleccionar el modo de control adecuado. Las
cuatro columnas más a la derecha de la tabla describen el límite máximo para esa característica en
particular. Los datos de la columna “constante de tiempo de retardo” indican el límite mínimo.
Por ejemplo, si el dato en la columna de tiempo muerto es “moderado”, significa que el modo de
control trabajará adecuadamente si el tiempo
Retardo Magnitud Velocidad
de del del
reacción disturbio en disturbio
de Atraso de Tiempo
Modo de transferenci muerto la carga en la carga
proceso (máximo) (máximo)
control (mínimo) a (máximo) (máximo)
Todo ó nada Muy corto Muy Pequeño Lento
Largo solamente corto
(no puede ser
corto)
Solamente Largo 0 Moderado Moderad Pequeño Lento
proporcio moderado (no o
nal puede ser muy
corto)
Proporciona
l Cualquier Moderado Moderad Cualquie Lento
integral a o ra
Proporciona Largo 0 Moderado Moderad Pequeño Cualqui

l- moderado (no o era
derivativo puede ser muy
corto)
Proporciona
l integral -
derivativo Cualquier Cualquie Cualquier Cualquie Cualqui
a ra a ra era
Características del Proceso Ajustes del Controlador
Razón de
Velocidad de reposición (inverso
de la constante
reacción del Banda tiempo de
proceso Atraso total proporcional integración)
Lenta Corto Estrecha Rápida
Lenta Moderado Mediana Lenta
Rápida Corto Mediana Rápida
Rápida Moderado Ancha Lenta
En la Tabla 9-2 la velocidad de reacción del proceso es el inverso del retardo de reacción del
proceso. Es decir, un corto retardo de reacción del proceso es igual a una rápida velocidad de
reacción del proceso, y un largo retardo de reacción del proceso es igual a una lenta velocidad de
reacción del proceso.
Relaciones entre las características del proceso y el modo de ... / 355
Temp (°F)
Temp (°F)
(b)
Figura 9-25. Gráficas de temperatura versus tiempo después de un disturbio

en un sistema que tiene atraso de transporte y atraso de transferencia. (a)
Sin acción de control derivativo, el sobrepaso y el tiempo de recuperación
son grandes, (b) Cuando se adiciona control derivativo, se disminuye el
sobrepaso y el tiempo de recuperación.
Regresando a la Tabla 9-1, el control proporcional-derivativo debe tener moderados o largos

retardos de reacción del proceso, debido a que en ausencia de una parte integral que se encargue del
desbalance, la banda proporcional debe ser estrecha para mantener pequeño el desbalance. Con una
banda proporcional estrecha, un corto retardo de reacción puede producir sobrepaso y oscilaciones.
Sin embargo, con control derivativo, los cambios rápidos en la carga no son tan dañinos debido a
que el controlador sobrecorrige cuando detecta que el error cambia rápidamente.
Cuando están presentes en el proceso grandes atrasos de transferencia y/o largos tiempos
muertos, el único modo de control adecuado es el proporcional-integral-derivativo. La banda
proporcional se hace bastante ancha de modo que solamente una pequeña parte de la acción
correctora es debida a la parte proporcional. La mayor parte de la inmediata acción correctora es
debida a la parte derivativa. Esto permite una entrada de ener-
gía al proceso inmediatamente cuando más se necesita. Cuando el error para de aumentar y
comienza a decrecer, la acción correctora relativamente pequeña debida a la parte proporcional.
Durante este tiempo, afortunadamente, ha transcurrido bastante tiempo de manera que ha
terminado el tiempo muerto y el atraso de transferencia ha progresado ligeramente. El controlador
puede sentir ahora que se está recobrando la variable controlada. No hay tendencia al sobrepaso, a
pesar de todo, porque, la posición del dispositivo corrector final no es drásticamente diferente de lo
que era antes del disturbio. Esto es así debido a la banda proporcional ancha.
La parte integral del controlador entra a actuar en este momento y lentamente reposiciona el
dispositivo corrector para llevar la variable controlada al valor de referencia. La razón de
reposición se ajusta usualmente para que sea más bien lenta.
El efecto de tener parte derivativa en el controlador se muestra en la Figura 9-25. La Figura 9-
25(a) muestra la mejor respuesta que podría obtenerse en un proceso que tenga largo atraso de
transferencia y largo tiempo muerto (atraso de transporte) utilizando control proporcional-
integral. La Figura 9-25(b) muestra la respuesta que es posible cuando se adiciona una parte
derivativa y el controlador está adecuadamente ajustado.
1. Explique la diferencia entre un sistema de bucla abierta y un sistema de bucla cerrada.

2. En la Figura 9-l(b), suponga que la longitud del miembro B es fija pero que el punto de
pivote puede moverse a la izquierda o a la derecha. ¿En qué dirección lo moveria para
disminuir la banda proporcional?
3. Explique detalladamente paso a paso cómo el sistema de bucla cerrada de la . Figura 9-1
(b) reaccionaría si se disminuyesen las restricciones del sistema
que utiliza el líquido. Compárelo con lo que sucedería en igual caso en la Figura 9-i(a).
4. Explique la función general del comparador en un sistema de control de bucla cerrada.
5. Explique la función general del controlador en un sistema de control de bucla cerrada.
6. Explique la función general del dispositivo de medida en un sistema de control de bucla
cerrada.
7. Explique la función general del dispositivo corrector final en un sistema de control de
bucla cerrada.
8. ¿Bajo qué condiciones es necesario acoplar un amplificador al dispositivo corrector final?
9. Enumere algunos dispositivos correctores finales comunes utilizados en control de
procesos industriales.
10. Defina el término señal de error.
11. ¿Cuándo se considera positiva la señal de error, y cuándo negativa?
12. ¿Qué significa la idea de modo de control?
13. Enumere los cinco modos de control básicos.

14. Describa la acción de cada uno de los cinco modos de control. Es decir, diga que clase de
órdenes envía el controlador al dispositivo corrector final para cada posible señal de error que
recibiese.
15. Defina el término desbalance aplicado a sistemas de control de bucla cerrada.
16. ¿Qué características distinguen un buen sistema de control de bucla cerrada de uno que no es
tan bueno?
17. Tácitamente se asumió que las tres poleas de la Figura 9-4 tienen el mismo diámetro. Suponga
que la polea fija de la izquierda y la móvil tienen ambas 3 pulgadas de diámetro y que la polea
fija de la derecha tiene 6 pulgadas de diámetro. Suponga que la cuerda no puede deslizar sobre
ninguna polea. Si ahora el indicador se mueve 5 pulgadas a la izquierda, ¿qué tanto se moverá
el objeto?
18. Suponga que la ganancia del amplificador, en la Figura 9-4, es extremadamente alta, de modo
que aún unos pocos milivoltios de entrada producen un gran voltaje de salida. Explique por
qué la posición del objeto se estabilizará-y en cambio continuamente oscilará a uno y otro
lado, “haciéndole cacería” al punto correcto.
19. ¿En la Figura 9-5, obtendría una copia más exacta de la pieza patrón si el soporte de montaje
se moviese lentamente o si se moviese rápidamente? Explique por qué.
20. En la Figura 9-5, suponga que la pieza patrón y la pieza de trabajo tienen ambas 12 pulgadas
de largo y de pulgada de ancho y tienen una profundidad máxima de corte de 6 pulgadas. La
pieza de trabajo es madera y la herramienta es una cierra circular. ¿Aproximadamente qué
tan rápido podría mover el soporte de montaje? Exprese su respuesta en pulgadas por
segundo o pulgadas por minuto. Trate de justificar su estimativo.
21. En la Figura 9-6, si el indicador de selección de temperatura se mueve a la derecha, con lo cual
se rota el eje en sentido contrario a las manecillas del reloj, ¿tiende esto a enrollar la tira
espiral o a desenrrollarla? ¿Esto tenderá acerrar o a abrir el interruptor de mercurio?
¿Aumenta el valor de referencia o lo disminuye? ¿Es así como actúa un termostato
residencial? Compare con uno de su casa.
22. ¿Qué modo de control se ilustra por medio de la Figura 9-6?
23. En la Figura 9-7, si deseara aumentar el valor de referencia de presión, ¿aumentaría la
presión del resorte o la disminuiría? Explique.
24. En la Figura 9-7, asuma que la polaridad del voltaje de salida del amplificador es igual a la
polaridad del voltaje de entrada (la salida es positiva arriba si la entrada es positiva arriba). Si
la polaridad del voltaje de salida es arriba y — abajo, ¿el regulador se abriría o se cerraría?
25. Explique el significado de zona de actuación en control Todo o Nada.
26. ¿Cuál es la desventaja importante del control Todo o Nada comparado con los otros modos de
control?
27. ¿Qué ventajá tiene el control Todo o Nada sobre los otros cuatro modos de control?
28. ¿Cuál es el modo de control más ampliamente utilizado en la industria americana moderna?
29. ¿Siempre verá una válvula accionada por solenoide como elemento corrector final en control
proporcional? ¿Por qué?
358 / Sistemas realimentados y servomecanismos
30. ¿Qué beneficio se consigue al ampliar la zona de actuación en un controlador Todo o

Nada?
31. ¿Qué desventaja aparece al ampliar la zona de actuación de un controlador Todo o Nada?
32. En control proporcional, si quiere que el controlador produzca una “fuerte” reacción a
una cantidad dada de error, ¿debería ampliar la banda proporcional o estrecharla?
Explique.
33. Si el rango total de control de un controlador de temperatura es 100°F y la banda
proporcional es del 15%, ¿en qué cantidad debe cambiar la medida de temperatura para
que haga que el dispositivo corrector pase de una posición extrema a la otra?
34. El controlador de la Pregunta 33 llevará la válvula final de control desde cerrada
totalmente a abierta totalmente si la temperatura cambia en 280°F. ¿Cuál es la banda
proporcional?
35. Suponga que el controlador de la Pregunta 33 está controlado justamente en el valor de
referencia con la válvula final de control con un 50% de abertura. El valor de referencia
es 670°F. Suponga que un disturbio en el proceso hace que la medida de temperatura
caiga a 630°F, lo cual hace que la válvula pase justamente a una abertura del 100%. ¿Qué
tan ancha es la banda proporcional?
36. El controlador de la Pregunta 33 está controlando justamente en el valor de refe rencia
(670°F) con la válvula final de control en un 50% de abertura. La banda proporcional está
ajustada al 40%. ¿Qué medida de temperatura hará que la válvula de control pase a una
abertura completa? ¿Qué temperatura hará que pase a un cierre completo?
que pase a un cierre completo?
37. El controlador de la Pregunta 33 está controlando justo al valor de referencia de 780°F
con la válvula final de control en un 75% de abertura. La banda proporcional está
ajustada al 25%. ¿Qué medida de temperatura hará que la válvula de control se abra
completamente? ¿Se cierre completamente?
38. Un cierto controlador de temperatura tiene ufi rango de control de 1.500°F a 2.000°F.
Está controlando justamente al valor de referencia de 1.690°F con la válvula de control al
35% de abertura. La banda proporcional está ajustada al 28%. ¿Qué temperatura hará que
la válvula de control se abra completamente? ¿Se cierre completamente?
39. El controlador de la Pregunta 38 está controlando justo al valor de referencia de 1.690°F
con la válvula de control en un 35% de abertura. La banda proporcional es del 45% ¿Qué
temperatura hará que la válvula se cierre completamente? ¿Se abra completamente?
40. ¿Qué producirá un mayor desbalance, una banda proporcional ancha o una banda
proporcional estrecha?
41. ¿Explique por qué con el modo de control proporcional ocurre un desbalance per -
manente?
42. Un controlador proporcional de temperatura está controlando a 1.415°F con el valor de
referencia a 1.425°F. La abertura de la válvula de control es del 80%. Si el valor de
referencia se aumenta a 1.430°F, ¿el desbalance será mayor o menor? Explique su
respuesta.
43. En el modo de control proporcional-integral, ¿cuáles son los dos factores que determinan
la señal de salida del controlador?
44. ¿Qué resultado benéfico se consigue al utilizar control proporcional-integral comparado
con el control estrictamente proporcional?
45. ¿Cuándo tiende un controlador proporcional-integral a corregir más rápido el desbalance,

cuándo la constante de tiempo de integración es grande o cuándo es pequeña?
46. ¿Cómo es la razón de reposición relacionada con la constante de tiempo de integración?
47. ¿En la Figura 9-16 cómo aumentaría la razón de reposición, aumentando la resistencia R o
disminuyéndola?
48. ¿Explique por qué se estrecha la banda proporcional a medida que aumenta la resistencia del
potenciómetro de ajuste de la banda proporcional?
49. ¿En un controlador proporcional-integral-derivativo, si desea que la respuesta derivativa sea
más vigorosa, debería aumentar o disminuir la razón de tiempo?
50. ¿Cómo podría aumentar la razón de tiempo en el controlador dé la Figura 9-18, aumentando
R o disminuyéndola?
51. En la Figura 9-17, la válvula finaliza en la misma posición final sin importar cuál sea la razón
de reposición. Explique ¿por qué es razonable y esperado?
52. En la Figura 9-17, la cantidad de tiempo que toma la válvula de control para estabilizarse en
su posición final varía dependiendo de la razón de reposición. Explique por qué esto es lo
esperado.
53. En la Figura 9-20, la cantidad inicial de cambio en la posición de la válvula varía dependiendo
de la razón de tiempo. Explique por qué esto es lo esperado.
54. En la Figura 9-20, el máximo error después de un disturbio depende de la razón de tiempo.
Explique por qué esto es lo esperado.
55. Explique el significado de atraso de transferencia. ¿Por qué en los procesos exis te el atraso de
transferencia?
56. ¿Por qué se considera el atraso de transferencia un serio problema de control, mientras que el
retardo de reacción del proceso (constante de tiempo de retardo) no es considerado tan serio?
57. En el sistema de control de nivel de líquido de la Figura 9-1, ¿qué proporciona la capacidad
del sistema? ¿Qué causa la resistencia del sistema?
58. Explique el significado de atraso de transporte. ¿Por qué existe en algunos procesos el atraso
de transporte?
59. ¿Cuál es un problema de control más serio, el atraso del transporte o el atraso de
transferencia? ¿Por qué?
60. Defina tiempo muerto. ¿Cuál es la causa principal del tiempo muerto en un servo sistema?
61. ¿En términos generales, cuándo es aceptable el modo de control Todo o Nada?
62. ¿Bajo qué condiciones generales es necesario utilizar el modo de control propor cional en lugar
del modo de control Todo o Nada?
63. ¿Bajo qué condiciones generales es necesario utilizar el modo de control proporcional-integral
en lugar, del modo proporcional solo?
64. ¿Bajo qué condiciones generales es necesario utilizar el modo de control proporcional-
integral-derivativo en lugar del modo proporcional-integral?
10
A mplificadores
y dispositivos correctores
finales
En muchísimos casos, el dispositivo corrector final en un sistema de bucla cerrada, es una válvula o
un dispositivo parecido que varía el flujo de un fluido hacia el proceso. Generalmente este es el caso
en un proceso de control de temperatura, donde la entrada de calor al proceso se varía por el ajuste
de una válvula que controla el flujo de aire de combustión o del combustible líquido o gaseoso.
Igualmente, en un proceso de control de presión, la presión generalmente se corrige cambiando la
abertura de una cualquiera de las válvulas del lado de entrada o del lado de salida del proceso. Por
ejemplo, para aumentar la presión en una cámara de proceso, puede abrirse más la válvula que
regula el flujo de entrada o puede cerrarse más la válvula que regula el flujo de escape. En general,
las válvulas y los dispositivos que se les parecen, tales como los reguladores, las lumbreras, las
compuertas corredizas, etc., son los dispositivos correctores finales más comunes en los procesos
industriales.
Algunas veces el dispositivo corrector final es un motor que gira continuamente, cuya velocidad
de rotación determina la cantidad de carga del proceso. Muchas operaciones de secamiento
funcionan de esta forma. La cantidad de energía calorífica que se entrega al horno de secamiento se
man-
360
Objetivos / 361
tiene constante, y el secamiento del producto final se corrige cambiando la velocidad a la cual se
mueve a través del horno de secamiento. Por ejemplo, un grano debe secarse antes del
almacenamiento, si el contenido de humedad del grano de salida es muy grande, el sistema de
control deberá corregir esta condición reduciendo la velocidad a la cual es transportado el grano a
través del secador. En este caso, el control se ejecuta cambiando la carga en vez de cambiar la
entrada de combustible. En tal sistema el dispositivo corrector final deberá ser un motor, y su
velocidad rotacional será la variable manipulada. La variable manipulada en cualquier sistema de
control es aquella cantidad que se varía para afectar el valor de la variable controlada. En
cualquier sistema que tenga una válvula como dispositivo corrector final, la variable manipulada es
la rata de flujo del fluido.
En muchos sistemas industriales de control la variable manipulada es la corriente eléctrica. El
ejemplo más obvio de esto es un proceso de calentamiento por electricidad. En un proceso de
calentamiento por electricidad, la corriente eléctrica podría controlarse proporcionalmente
cambiando continuamente el ángulo de disparo de un SCR o un triac. O la corriente podría
controlarse de una manera Todo o Nada utilizando alguna clase de interruptor o de contacto de
relé. En la primera situación el tiristor y los componentes asociados al circuito formarían el
dispositivo corrector final. En la otra situación el relé podría considerarse como el dispositivo
corrector final.
Cuando el sistema de bucla cerrada es un servo sistema, la variable controlada es la posición de
un objeto. Entonces el dispositivo corrector final es un servo motor combinado con un sistema de
engranajes que conectan el eje del motor al objeto.
Como lo indican los ejemplos anteriores, los dispositivos correctores finales en uso en la
industria moderna son bastante variados. En este capítulo veremos un determinado número de
dispositivos correctores finales comúnmente utilizados y estudiaremos su operación y
características.
OBJETIVOS
Al terminar este capítulo se estará es capacidad de:
1. Enumerar algunos de los dispositivos correctores finales comúnmente utilizados en
control industrial
2. Explicar el funcionamiento de una válvula solenoide y nombrar las circunstancias en las
cuales se utilizan las válvulas solenoide
3. Explicar el funcionamiento de una válvula de control de dos posiciones operada por un
motor, e interpretar el diagrama de tiempo del interruptor de fin de carrera de la
mencionada válvula
4. Explicar el funcionamiento de una válvula de posición variable operada por un motor, y
nombrar las circunstancias bajo las cuales se utilizan tales válvulas
5. Describir la construcción y funcionamiento de un operador electroneumático de válvula
utilizando el principio de la balanza de brazos, y nombrar las circunstancias bajo las
cuales se utilizan tales operadores
6. Describir la construcción y funcionamiento de un convertidor electroneumático y de un
posicionador neumático, y explicar cómo pueden acoplarse entre sí para realizar un
control de posición variable
362 / Amplificadores y dispositivos correctores finales
7. Describir la construcción y funcionamiento de un posicionador electrohidróulico de

válvula utilizando el principio del conducto jet, y nombrar las circunstancias bajo las
cuales se utilizan tales posicionadores
8. Explicar cómo los relés y los contactores electromagnéticos pueden utilizarse para
controlar corriente eléctrica en un sistema de control, y discutir la diferencia entre
corriente de enganche y corriente de desenganche en los relés y contactores
9. Distinguir entre una conexión trifásica en delta y una conexión trifásica en Y, y calcular
la potencia en cada tipo de conexión
10. Explicar la teoría de operación de un motor ac de fase partida; explicar el campo
magnético rotatorio, el comportamiento de la corriente de armadura, y la creación de
torque; y mostrar cómo se efectúa el desplazamiento de fase en un motor de fase partida
11. Describir la distribución general de un servo sistema, y establecer algunos de los
beneficios que se consiguen de los servo sistemas
12. Distinguir entre un motor de fase partida y un servo motor
13. Explicar la función de un servo amplificador, y establecer sus características y cualidades
generales
14. Explicar el funcionamiento de algunos servo amplificadores ac de estado sólido,
demostrando las siguientes características:
a. Etapas de potencia de salida Push-Pull
b. Entrada de estabilizada por Troceador
c. Estabilización por realimentación de voltaje
d. Estabilización por realimentación de corriente
e. Op amp CI de entrada seguido por etapas impulsora y de potencia de salida discretas
15. Describir el funcionamiento de un servo motor de y nombrar las circunstancias bajo las
cuales se utilizan los servo motores de
16. Explicar el funcionamiento de algún servo amplificador de que utilice SCR como
dispositivos de control de potencia
VALVULAS SOLENOIDE
La Figura 10-1 muestra un corte de una válvula operada por un solenoide o simplemente una
10-1 válvula solenoide. En ausencia de corriente por la bobina del solenoide no habrá campo magnético
que lleve arriba la armadura, de modo que ésta se mantendrá abajo por efecto del resorte de
compresión. El vástago de la válvula está unido a la armadura, de modo que éste también está
abajo y empuja el tapón de la válvula herméticamente contra el asiento de la válvula. Este bloquea el
flujo de fluido entre los puntos de entrada y salida. Cuando se energíza la bobina del solenoide y
circula corriente por la bobina, se establece un campo magnético que halará hacia arriba la arma -
dura. La armadura debe vencer la fuerza del resorte que trata de mantenerla abajo para que pueda
moverse al interior de la bobina. A medida que la armadura se mueve hacia arriba, levanta el tapón
retirándolo del asiento y establece el camino de la entrada a la salida. Las válvulas solenoide inhe-
rentemente son dispositivos de dos posiciones. Es decir, hay camino o no hay camino. Por tanto se
prestan para ser utilizadas con el modo de control Todo o Nada.
Válvulas de dos posiciones operadas por motor eléctrico / 363
Figura 10-1. Corte de una válvula solenoide.
Las bobinas del solenoide pueden diseñarse para operar con voltaje ac o con voltaje de, pero
los diseños en ac son mucho más comunes.
Las bobinas solenoides de ac tienen un serio inconveniente que no tienen las válvulas
solenoides de de. Si una válvula solenoide ac se queda pegada en la posición cerrada o parcialmente
cerrada cuando se aplica la potencia a la bobina, la bobina probablemente se quemará. Esto sucede
porque la armadura magnética no puede entrar al núcleo de la bobina, de modo que la inductancia
de la bobina permanece en valor bajo. (La inductancia de un inductor depende bastante de la
permeabilidad magnética del material del núcleo). Con baja inductancia, la reactancia inductiva es
también baja, e indefinidamente circulará una gran corriente ac. Esto eventualmente so-
brecalentará el devanado del solenoide.
10- 2 VALVULAS DE DOS POSICIONES

OPERADAS POR MOTOR ELECTRICO
En situaciones donde la válvula es grande o donde deba operar contra flui dos de alta presión, es
mejor operar la válvula por medio de un motor eléctrico que con una bobina solenoide. En este
caso el cuerpo y el vástago de la válvula podrían parecerse a los de la válvula mostrada en la Figura
10-1, pero el vástago estaría solidario a alguna clase de enlace mecánico el cual es movido por un
motor eléctrico. La mayoría de las válvulas de dos posiciones de este tipo son operadas por un
motor de inducción de fase partida unidireccional. El motor tiene un engranaje reductor para
producir una baja velocidad al eje y un alto torque. A medida que la válvula rota desde 0 o a 180°, el
enlace de enganche abre la válvula. A medida que el eje rota desde 180° a 360°, a la posición inicial,
el enlace de enganche cierra la válvula. Los interruptores de fin de carrera que son parte integral
localizados dentro del motor detectan cuando la válvula ha alcanzado la posición de 180° y cuando
ha alcanzado la posición de reposo. Un diagrama que muestra los devanados, los interruptores de
fin de carrera, y las conexiones del controlador de dicho motor se presentan en la Figura 10-2.
Unidireccional
Inicial Inicial
0° 180° 360°
IFC1 —1 l—
IFC2
La válvula La válvula La válvula

está cerrada está abierta está cerrada
Las líneas continuas indican

que el interruptor de fin de
carrera está mecánicamente
activado por una leva.
Moverse a la derecha en este
diagrama corresponde a más
rotación de la válvula (un
instante después).
Figura 10-2. Circuito para operar una válvula manejada por un motor de fase partida. El mo tor posiciona
la válvula (la cual no se muestra) en posición abierta o cerrada. Los interruptores de fin de carrera se
muestran para la posición de válvula cerrada (posición de Reposo). El diagrama de tiempo muestra cómo
las levas operan los dos interruptores de fin de carrera.
Válvulas de dos posiciones operadas por motor eléctrico / 365
Veamos cómo funciona el sistema de dos posiciones operado por un motor. Si el eje de salida del
motor se encuentra en la posición de reposo, significa que la válvula está cerrada, IFCl e IFC2 están
contactados mecánicamente. El contacto N.C. de IFC2 está entonces abierto, y el contacto N.A. de
IFCl se mantiene cerrado. Si el controlador solicita la abertura de la válvula, lo hace cerrando el
contacto A. Esto aplica 115 V ac al terminal N.A. de IFCl. Dado que el contacto N.A. está cerrado en
este momento, la potencia se aplica a los devanados del motor, y éste comienza a girar. Rápidamente
después que deja la posición de reposo. IFCl es soltado por su leva, haciendo que el contacto N.A. se
abra. Sin embargo, la potencia se mantiene en los devanados a través del contacto del IFC2, el cual
también es soltado por su leva. Refiérase al diagrama de tiempo para ver esto.
Cuando el eje de salida del motor alcance la posición de 180°, lo cual significa que la válvula está
abierta, IFC2 es contactado de nuevo por su leva, tal como lo indica el diagrama de tiempo. Esto abre
el contacto de IFC2 y desconecta la potencia a los devanados del motor. El motor se detiene en esta
posición, y la válvula permanece abierta.
Cuando el operador solicita el cierre de la válvula, lo indica por el cierre del contacto B. Se
aplica potencia a los devanados del motor a través del contacto N.C. de IFC2, el cual está cerrado en
este momento. Está cerrado debido a que IFC2 no está actuado mecánicamente por una leva, tal como
lo muestra el diagrama de tiempo. El motor gira en la misma dirección anterior hasta alcanzar la
posición de reposo. En la posición de reposo ambos IFCl e IFC2 son contactados por sus levas de
modo que se suprime li potencia a los devanados del motor, y el motor se detiene. Por consiguiente la
válvula es cerrada.
La mayoría de los motores eléctricos utilizados en válvulas de dos posiciones operadas por
motor tienen un tiempo total de recorrido de menos de 30 seg. Es decir, toma menos de 30 seg. el
motor en abrir o cerrar completamente la válvula.
Algunos motores son hechos a propósito para operar muy lentamente, con un tiempo total de
recorrido del orden de 4 min. Cuando una válvula se mueve así de lentamente con seguridad la
variable controlada habrá recobrado el valor de referencia antes que la válvula complete su
movimiento. Si esta situación se acopla con un controlador de tres posiciones, el modo de control no es
realmente Todo o Nada, y no es realmente proporcional pero está comprendido entre los dos. Esto se
denomina control flotante. Un controlador de tres posiciones es aquel que tiene tres señales de salida
en lugar de dos. Estas señales de salida son:
a. El valor medido es muy bajo, de modo que deja la válvula abierta.
b. El valor medido es muy alto, de modo que deja la válvula cerrada.
c. El valor está dentro de la zona de actuación, de modo que no opera la
válvula y todo permanece tal como estaba.
Alguna gente considera el control flotante como el sexto modo de control en su clasificación. Sin
embargo, no es tan importante como los cinco modos de control discutidos en el Capítulo 9, de modo
que no le otorgaremos dicha categoría.
10- 3 VALVULAS DE POSICION PROPORCIONAL OPERADAS
POR MOTOR
Como vimos, en el control proporcional, debe haber un método para posicionar una válvula de
control en cualquier posición intermedia. El método usual es conectar la válvula a un motor de
inducción de baja velocidad y reversible. La Figura 10-3(a) ilustra tal arreglo para un regulador de
posición variable.
Potenciómetro de
posición de
(b)
Figura 10-3. Control proporcional de posiciónde un regulador manejado por un

motor de fase partida, (a) Distribución mecánica del regulador, del enlace del
regulador, y del motor. Notemos que el motor es reversible, en con traste con el
motor de la Figura 10-2. (b) El circuito eléctrico. El controlador aplica potencia a
uno de los terminales A o B. dependiendo de cómo quiere posicionarse el regulador,
si más cerrado o más abierto. El potenciómetro proporciona realimentación de
información al controlador, indicándole la posición presente del regulador.
Válvulas electroneumáticas / 367
Cuando el controlador proporcional ve un error positivo proveniente del comparador, aplica

115 V ac al terminal A. Esto conecta el devanado 1 a través de la línea de 115 V y conecta el
condensador de fase partida en serie con el devanado 2; esta combinación serie también es
conectada a través de la línea ac. Esto hace que el motor gire en el sentido de las manecillas del reloj
(asumámoslo) y hace que el regulador comience a cerrar la abertura a través del ducto. Cuando el
potenciómetro de posición, el cual está íntegramente construido dentro del motor, envía al
controlador la señal de posición apropiada, el controlador proporcional es satisfecho, y remueve la
potencia del terminal A. Esto para el motor y libera el regulador en dicha posición.
Cuando el controlador proporcional detecta un error negativo proveniente del comparador,
aplica 115 V ac al terminal B. Ahora el bobinado 2 está conectado directamente a través de la línea
ac, y el devanado 1 queda en serie con el condensador de fase partida. Esta serie es también a través
de la línea ac. Esto hace que el motor gire en sentido contrario a las manecillas del reloj y hace que
el regulador comience a abrirse. Cuando el motor ha girado lo suficiente, la señal del potenciómetro
de posición equilibra la señal de error, y el controlador proporcional queda satisfecho. Remueve la
potencia aplicada al terminal B, y el motor se detiene. Por tanto la válvula se detiene en una
posición que está de acuerdo con la magnitud y polaridad de la señal de error.
El funcionamiento interno del motor reversible de fase partida se describirá con más detalles en
la Sección 10-9.
Cuando el motor ha alcanzado una cualquiera de sus posiciones extremas, en sentido de las
manecillas del reloj o en sentido contrario, uno de los interruptores de fin de carrera se abrirá y
remueve la potencia de los devanados. Después de esto, el motor solamente puede girar en la
dirección opuesta. Esto se hará entonces cuando el controlador ordene que comience a girar en la
otra dirección aplicando la potencia al terminal opuesto A o B.
10- 4 VALVULAS ELECTRONEUMATICAS

Para válvulas pesadas, puede no ser práctico operarlas con un motor eléctrico. La inercia y fricción
de la válvula podrían impedir la utilización de un motor eléctrico como dispositivo posicionador. En
tales situaciones, la válvula es movida por una presión neumática o por una presión hidráulica.
10- 4-1 Operador electroneumático de válvula

La Figura 10-4 es una ilustración esquemática de un operador electroneumático de válvula. La
posición final de la válvula está determinada por la magnitud de la corriente eléctrica de entrada.
Veamos cómo funciona.
El brazo de balanza es un brazo metálico libre de fricción, pequeño, liviano, y de algunas
pulgadas de largo. Está pivoteado en un punto de apoyo cercano a su extremo derecho. Cuando
circula una corriente de entrada a través de sus terminales de entrada, la bobina del electroimán
establece un campo magnético que interactúa con el campo del imán permanente. La fuerza
resultante de esta interacción hala hacia arriba el brazo, el cual tiende a rotar en el sentido de las
manecillas del reloj. La fuerza que tiende
Fuente de Restricción
aire a fija
Hacia el tapón de la válvula.

La válvula se abre a
medida que su vástago se
mueve hacia abajo.
Figura 10-4. Operador de válvula electroneumático. La posición del vástago es

proporcional a la señal eléctrica de entrada que se muestra en el extremo superior
derecho del dibujo.
a hacer rotar el brazo en el sentido de las manecillas del reloj es proporcional a la cantidad de
corriente que fluye a través de la bobina electromagnética.
Si el brazo rota ligeramente en el sentido de las manecillas del reloj, su extremo izquierdo
se moverá hacia arriba y restringe el escape de aire de la boquilla. Entre más cerca se encuentre
el extremo izquierdo del brazo (denominado regulador de flujo) de la boquilla, menos aire
puede escapar de ésta. A medida que disminuye la cantidad de aire que se escapa, aumenta la
presión en el tubo de presión variable que sale de la boquilla. Esto sucede debido a que se
reduce el movimiento de aire a través de la restric
ción fija, lo cual resulta en una menor caída de presión a través de la res tricción y en consecuencia un
aumento de presión más allá de la restricción.
Esta presión más alta en el tubo de presión variable se aplica a la cámara del diafragma
localizada encima del diafragma de la válvula. Esto ejerce una fuerza hacia abajo sobre el vástago de
la válvula, con lo cual abre la válvula.* A medida que el vástago se mueve hacia abajo, hace que el re -
sorte de realimentación ejerza una contrafuerza sobre el brazo de balance, tendiente a hacerlo rotar
en sentido contrario de las manecillas del reloj. Cuando el contratorque ejercido por el resorte de
realimentación exactamente balancea el torque original ejercido por el electroimán, el brazo se
equilibra en dicha posición. Por tanto, la posición final del vástago de la vál vula y de la abertura
misma de la válvula está determinada por la señal eléctrica de entrada (corriente) al electroimán.
Si este aparato fuese usado con un controlador eléctrico proporcional del tipo mostrado en la
Figura 9-15, la señal eléctrica de entrada podría tomarse del contacto del pot de posición de la válvula
localizado a la izquierda. El voltaje entre dicho contacto y tierra podría aplicarse al electroimán de la
Figura 10-4. El electroimán deberá diseñarse para que tome del potenciómetro una corriente
despreciable de manera que no moleste la división de voltaje a lo largo del potenciómetro. El motor
que se muestra en la Figura 9-15 no posicionaría directamente la válvula de control sino que serviría
solamente para rotar el eje del potenciómetro. El aparato mostrado en la Figura 10-4 podría
posicionar la válvula de control.
10- 4-2 Conversor de señal electroneumático para operar un

posicionador neumático
La Figura 10-5 muestra una aproximación algo diferente para controlar neumáticamente una
válvula de gran tamaño. Nuevamente, la señal original de entrada es una corriente eléctrica a través
de la bobina de un electroimán. En este dibujo, la realimentación al brazo de balance no proviene de
la válvula controlada sino que proviene de un fuelle. La presión neumática de salida es entonces
balanceada adicionalmente contra la posición mecánica de la válvula. Veamos cómo trabaja.
La corriente de entrada circulando por la bobina del electroimán crea una fuerza ascendente
sobre el brazo de balance tendiente a hacerlo rotar en sentido de las manecillas del reloj. A medida
que se mueve ligeramente en sentido de las manecillas del reloj, el conjunto boquilla/regulador de aire
hace que aumente la presión de aire en el tubo que se encuentra por encima de la boquilla, tal como se
describió en la Sección 10-4-1. Esta señal de presión se aplica al fuelle de realimentación, el cual ejerce
al brazo una
‘Esto es correcto siempre y cuando la válvula sea una válvula de abertura por aire. Cualquier válvula que
sea abierta por el aumento de la presión de aire aplicada a su diafragma se denomina válvula de abertura por
aire; el resorte tiende a cerrar la válvula. Cualquier válvula que sea cerrada por el aumento de la presión de
aire en su diafragma se denomina válvula de cierre por aire ; el resorte tiende a abrir la válvula. La
escogencia de qué tipo de válvula se utilice en un sistema industrial depende en cierta forma de si la válvula
en reposo deberá estar abierta o cerrada en caso de una falla en la presión hidráulica.
Alta presión Restricción
a re
' f'ja Convertidor de señal
válvula
Figura 10-5. Conversor electroneumático de señal y posicionador de válvula. El

aparato en la parte superior del dibujo convierte una señal eléctrica (corriente) en una
señal neumática proporcional (presión de aire). El aparato en la parte inferior
posiciona la válvula en proporción a la señal neumática.
370
fuerza hacia abajo, tendiente a hacerlo rotar en sentido contrario a las manecillas del reloj. El brazo
se estabiliza cuando el torque en sentido de las manecillas del reloj proveniente del electroimán es
igual al torque en sentido contrario proveniente del fuelle de realimentación. Por tanto la magnitud
de la corriente de entrada determina exactamente la señal de presión aplicada al fuelle. Esta señal de
presión es también enviada por un tubo de salida para utilizarse en otro lugar.
Para resumir, toma una señal eléctrica de entrada y produce una señal de salida neumática
proporcional. El convertidor se diseña de tal manera que la relación entre la presión de salida y la
corriente de entrada sea bastante lineal.
La señal de presión de salida es llevada a un posicionador neumático de válvula, que podría
localizarse a cierta distancia del convertidor electro- neumático. La señal de salida del convertidor se
convierte en la señal de entrada al posicionador * de la válvula.
La señal de entrada de presión al posicionador de la válvula tiende a expandir el fuelle de
entrada hacia la derecha. El fuelle de entrada hace que el enlace mecánico A rote ligeramente en
sentido contrario a las manecillas del reloj. A medida queêsto sucede, el enlace desplaza el carrete
en el pequeño cilindro piloto. Cuando esto sucede, es abierto el conducto del lado sellado (conducto
superior) hacia el interior del cilindro piloto, aplicando alta presión de aire al lado sellado del cilindro
de potencia. En ese mismo momento, el conducto del lado de la varilla es abierto hacia el orificio de
evacuación localizado en la parte inferior del cilindro piloto, evacuando así el lado de la varilla del
cilindro de potencia. De este modo el pistón del cilindro de potencia es empujado hacia abajo,
moviendo hacia abajo el vás- tago de la válvula.
A medida que el vástago de la válvula se mueve hacia abajo, hace que el enlace mecánico B rote
en sentido de las manecillas del reloj. Esto comprime el resorte de realimentación, aplicando una
fuerza tendiente a comprimir el fuelle. Cuando la fuerza de la presión de entrada es equilibrada por
el resorte de realimentación, el enlace A regresa a su posición original. Esto centra el carrete del
cilindro piloto, bloqueando los conductos de salida. El cilindro de potencia cesa de empujar, y libera
la válvula en dicha posición. Por tanto tenemos una condición en la cual la abertura final de la vál-
vula es determinada exactamente por la señal de entrada de presión. Con un diseño apropiado de los
mecanismos del posicionador, la relación entre la abertura de la válvula y la presión de entrada
puede hacerse bastante lineal.
La situación total es que la abertura de la válvula está linealmente relacionada con la corriente
de entrada al convertidor electroneumático. Este arreglo es bastante compatible con un controlador
proporcional eléctrico o electrónico.
*La palabra posicionador generalmente se utiliza para identificar un aparato que utiliza un cilindro de
alta presión para mover una válvula o un dispositivo similar. Esto está en contraste con el ejemplo
estudiado antes en el cual la presión de aire variable se aplicó a un diafragma para empujar la válvula.
Cuando se utiliza un diafragma, el aparato generalmente se denomina un operador. (No todo el mundo
acoge esta distinción entre las palabras posicionador y operador.)
Figura 10-6. Posicionador electrohidráulico de válvula, utilizando un tubo inyector.

La posición de la válvula es proporcional a la señal eléctrica de entrada.
10- 5 VALVULAS ELECTROHIDRAULICAS

En situaciones de control donde la válvula o el regulador es muy pesado, o donde sea difícil
mantener la válvula en una posición estacionaria debido a las grandes fuerzas irregulares ejercidas
por el fluido en movimiento, el mejor actuador es un posicionador hidráulico. También, si la válvula
raramente se mueve, podría atascarse en una cierta posición. Esto puede suceder debido a que
barro y desechos podrían alojarse en los enlaces móviles o en los ejes, haciendo muy difícil liberarlos
cuando la válvula va a ser repo- sicionada. Un posicionador hidráulico, con su gran capacidad de
fuerza, podría necesitarse para manejar este problema.
En la Figura 10-6 se muestra un posicionador electrohidráulico de válvula, fácilmente adaptable
a un cotrolador proporcional, se muestra en la Figura 10-6. Nuevamente, la señal de entrada es una
corriente a través de la bobina de un electroimán. A medida que la corriente aumenta, se ejerce
hacia la izquierda una gran fuerza sobre el brazo de balance vertical. Esto tiende a hacer rotar el
brazo en sentido contrario a las manecillas del reloj. Al otro lado del punto de pivote, hacia abajo de
la Figura 10-6, hay un relé de tubo inyector. El aceite hidráulico a alta presión es forzado a través
del tubo inyector saliendo de la boquilla inyector a alta velocidad. Si el tubo inyector está
perfectamente vertical, el chorro de aceite choca por igual en los orificios de la izquierda y la
derecha. Por consiguiente no hay desbalance de presión entre los dos lados del relé inyector y el
pistón hidráulico per
Características de flujo de una válvula / 373
manece en equilibrio. Sin embargo, si el electroimán mueve el tubo inyector ligeramente en sentido
contrario a las manecillas del reloj, el orificio derecho experimentará más choque de aceite que el
orificio izquierdo. Esto aumentará la presión hidráulica en la parte superior del cilindro hidráulico y
disminuirá la presión en su parte inferior. El pistón del cilindro hidráulico de este modo será
empujado hacia abajo.
A medida que la varilla del cilindro se mueve hacia abajo, la palanca de realimentación rota en
el sentido de las manecillas del reloj halada por la tensión del resorte A. El enlace a la izquierda de la
palanca de realimentación aumentará la tensión en el resorte de realimentación B, tendiendo a hacer
rotar el brazo de balance en sentido de las manecillas del reloj. Finalmente el pistón hidráulico se
moverá lo suficiente de tal manera que el torque ejercido originalmente por el resorte de
realimentación iguale exactamente el torque ejercido originalmente por el electroimán. En este
momento el brazo de balance regresará a la posición vertical, y la presión es nueva mente igualada
entre los lados izquierdo y derecho del relé tubo inyector. El pistón detiene su movimiento, y la
válvula permanece en dicha posición. La posición final de la válvula está determinada por
consiguiente por la magnitud de la señal de corriente de entrada.
10- 6 CARACTERISTICAS DE FLUJO DE

UNA VALVULA
La característica de flujo ideal en un proceso controlado se ilsutra en la Figura 10-7. Como

muestra la gráfica, el flujo es exactamente lineal con el porcentaje de abertura de válvula. Es decir,
con una abertura del 20%, el flujo del sistema es el 20% de su máximo valor; con una abertura de
válvula del 40%, el flujo del sistema es el 40% de su máximo valor; etc. La característica real de
flujo del sistema no depende solamente de las características de flujo de la válvula sino también de
las características de flujo del resto del sistema de tuberías.
% de flujo
en el sistema
Figura 10-7. Característica ideal de flujo para un proceso controlado. En

una situación real, dicha respuesta lineal no puede conseguirse.
% del flujo máximo a % del flujo máximo en
través de la válvula el sistema real
% del flujo máximo a % del flujo máximo

través de la válvula en el sistema real
(c) (d¡
Figura 10-8. Curvas características de flujo de los sistemas reales, (a) Curvas de flujo
de una válvula perfectamente lineal, (b) Curva de flujo de un sistema total que
resultaría de una válvula perfectamente lineal, (c) Curva de flujo de una válvula no
lineal. Esta válvula responde vigorosamente al principio del rango y responde
pesadamente al final de su rango, (d) Característica de flujo del sistema total que
resultaría al utilizar la válvula de la parte (c). La no linealidad de la válvula tiende a
cancelar la no linealidad del sistema dado que éstas se presentan en direcciones
opuestas. El resultado es que el sistema total responde casi linealmente.
Características de flujo de una válvula / 375
Las curvas características de flujo de la válvula muestran el porcentaje de máximo flujo versus
el porcentaje de abertura, para una caída de presión constante a través de la válvula. En un sistema
real, es imposible mantener una caída de presión constante a través de la válvula a medida que su
posición varía. Esto es debido a que a medida que la posición de la válvula varía, haciendo que
también varíen las pérdidas de presión en el resto del sistema de tubería. Específicamente, a medida
que el flujo aumenta, la caída de presión en el resto del sistema de tubería aumenta, dejando menos
caída de presión a través de la válvula. Esta situación es análoga a la de una fuente de voltaje fijo
manejando una combinación serie formada por una resistencia fija y una resistencia variable. A
medida que se disminuye el valor de la resistencia variable (análogo a abrir más la válvula) el flujo de
corriente se incrementa, produciendo una mayor caída de voltaje a través de la resistencia fija. Para
comenzar, dado que solamente hay una cantidad de voltaje de fuente, si ocurre una mayor caída a
través de la resistencia fija, debe haber menos caída de voltaje a través de la resistencia variable.
El resultado de este fenómeno con un sistema de tubería es hacer que la característica de flujo
del sistema real sea bastante diferente de la característica de flujo de la válvula. Esto se ilustra en las
Figuras 10-8(a) y (b). La Figura 10-8(a) muestra la característica de una válvula perfectamen te lineal.
Si esta válvula perfectamente lineal fuese instalada en un sistema real, la caída de presión en la
válvula se reduciría para grandes porcentajes de abertura, de modo que el flujo de respuesta también
se reduciría a grandes porcentajes de abertura. En otras palabras, a grandes aberturas tendremos
menos incremento en el flujo para una cantidad dada de cambio en la posición de la válvula. Esto
significa que la pendiente de la curva del flujo del sistema disminuiría poco a poco, tal como se
muestra en la Figura
10- 8 (b).
La curva de flujo de la Figura 10-8(b) es bastante indeseable. Muestra que el 80% de cambio en
el flujo sucede en los primeros 50% de abertura de la válvula, y que solamente el 20% de cambio en
el flujo sucede en los segundos 50% de abertura de la válvula. Las desventajas de esto son bastante
evidentes.
La solución general a este problema es diseñar válvulas que tengan una característica de flujo
como la mostrada en la Figura 10-8(c). Se muestra que la válvula tiene una característica de flujo que
es cóncava hacia arriba. Cuando dicha válvula se instala en un sistema de tubería real, el cual siem pre
tiene una característica de flujo que es cóncava hacia abajo como la mostrada en la Figura 10-8(b), la
característica de flujo total resultante es ligeramente lineal. La característica de flujo del sistema total
está graficada en la Figura 10-8(d).
Como regla general, entre más grandes sean las pérdidas de presión en el resto del sistema de
tuberías comparadas con la caída de presión a través de la válvula, más no lineal deberá ser la
característica de la válvula. Los diseñadores de válvulas pueden variar las características de flujo de
una válvula casi a voluntad, variando la forma del tapón.
Con las válvulas mariposa y tipo persiana [Figura 10-9(a) y (b)] es desde luego imposible variar
la forma del tapón, porque no lo poseen. En lu-
% del
flujo máximo
Angulo de rotación
(grados)
Figura 10-9. (a) Válvula mariposa o regulador, (b) Persiana, (c) Curva ca-
racterística de flujo típica de una válvula mariposa o de una persiana. Casi todo el
cambio de flujo se sucede en los 30“ intermedios de rotación; se sucede muy poco
cambio en los primeros o en los últimos 30".
gar de esto, la pobre característica de flujo que exhiben estos dispositivos [la cual se muestra en
la Figura 10-9(c)| se corrige haciendo ajustes a los ejes de sus enlaces de operación. Los
fabricantes de posicionadores hidráulicos y neumáticos dan instrucciones precisas de cómo
ajustar los enlaces que conectan la varilla del pistón del posicionador con el eje de la válvula
mariposa. Siguiendo dichas instrucciones, es posible, para el usuario, crear características
lineales de flujo.
10-7 RELES Y CONTACTORES
10- 7-1 Control Todo o Nada de corriente a la carga
Cuando la corriente eléctrica es la variable manipulada en un sistema de control de bucla
cerrada, con frecuencia el dispositivo corredor final es un relé o un contactor. Por ejemplo, en un
proceso de calentamiento por electricidad, la temperatura podrá controlarse en el modo Todo o Nada,
simplemente abriendo y cerrando un contacto que maneja al elemento calefactor. Esto se ilustra en la
Figura 10-10.
La Figura 10-10(a) muestra un elemento calefactor monofásico manejado por una fuente
monofásica. Cuando el controlador recibe una señal de error positiva (la temperatura medida es mayor
que el valor de referencia), desenergiza la bobina CA del contactor. Se interrumpe el flujo de
corriente al elemento calefactor y permite que baje la temperatura. Cuando el controlador recibe una
señal de error negativa, energiza la bobina CA. El contacto N.A. de CA se cierra, aplicando potencia al
elemento calefactor y haciendo subir la temperatura.
En una aplicación en la cual se requiera una mayor entrada de calor, el elemento calefactor
podría ser un elemento trifásico manejado por una fuente trifásica tal como aparece en la Figura 10-
10(b). En este caso el contactor deberá tener tres contactos, para poder abrir cada una de las tres
líneas.
La única diferencia entre un relé y un contactor radica en la corriente y la capacidad de
interrupción de sus contactos. Los contactores son capaces de manejar grandes corrientes, mientras
que los relés solamente pueden manejar pequeñas corrientes. El contactor de la Figura 10-10 podría
reemplazarse por un relé si la corriente de carga fuese suficientemente pequeña.
10- 7-2 Histéresis de los relés

Una particularidad interesante de los relés y los contactores es que por naturaleza tienden a
proporcionar una zona de actuación para el control Todo o Nada, debido a la histéresis inherente a su
operación. Para hacer que un relé magnético se energize, la corriente por la bobina debe aumentar por
encima de un cierto valor, denominado corriente de enganche o corriente de pull-in, para mover la
armadura y conmutar los contactos. Sin embargo, una vez enganchado el relé, la corriente por la
bobina debe caer por debajo de un cierto valor bajo de corriente para hacer que la armadura del relé
regrese a su posición normal. Este valor bajo de corriente se denomina corriente de mantenimiento o
corriente de drop-out. Esta acción se ilustra en la Figura
10- 1 l(a).
La razón de la diferencia entre la corriente de enganche y la corriente de mantenimiento puede
entenderse fácilmente refiriéndose al dibujo estilizado de un relé en la Figura 10-11 (b). El resorte hace
levantar la armadura alejándola del núcleo cuando la bobina está desenergizada. Esto crea un entre-
hierro entre la parte superior del núcleo y el metal de la armadura. Cuando comienza a fluir corriente
por la bobina, debe establecer un campo magnético suficientemente fuerte para hacer descender la
armadura en contra de la tensión riel resorte. Esto presenta algo de dificultad por dos razones:
377
37
8
Dispositivo
medidor de
temperatura
Elemento calefactor
Fuente trifásica de resistivo trifásico
alto voltaje
Figura 10-10. Control de temperatura por cierre y abertura de circuito del elemento calefactor resistivo,
(a) Contactor de un solo contacto utilizado en el circuito calefactor monofásico, (b) Conmutación de los
tres contactos de un circuito calefactor trifásico.
Com N.C. N.A.
Condición del
contacto normalmente
abierto
Cerrado
Abierto • < »■ — > ------------
Corriente de Corriente de
mantenimiento - enganche
(a)
(b)
Figura 10-11. (a) Ilustración gráfica de la histéresis de un relé. Cuando la corriente está au mentando, la
conmutación tiene lugar cuando se alcanza el valor de enganche. Cuando la corriente está decreciendo, la
conmutación ocurre cuando se alcanza el valor de desenganche (de mantenimiento). (b) Partes esenciales
de un relé electromagnético. La histéresis es debida al entre-hierro entre la armadura y el núcleo
magnético.
37
9
380 /Amplificadores y dispositivos correctores finales
a. Hay un cierto entre-hierro en la bucla magnética; esto hace que el campo magnético sea
débil comparado con lo que sería en una bucla continua de material magnéticamente
permeable.
b. La fuerza de atracción entre el núcleo y la armadura (polos magnéticos opuestos) es débil
debido a la distancia entre los polos. Cuando los polos magnéticos están más apartados, la
fuerza de atracción entre ellos es más débil, dejando todo lo demás igual.
Si la corriente por la bobina es suficientemente grande, creará un cam po magnético lo
suficientemente fuerte para sobreponerse a estos impedimentos y la armadura será atraída.
Cuando comienza a disminuir la corriente por la bobina, después que la armadura se ha
movido, los dos impedimentos antes anotados ya no tienen efecto. Por tanto es más fácil
mantener la armadura desplazada que cuando se desplazó inicialmente. Debido a esto, la
corriente por la bobina puede caer considerablemente por debajo de su valor de enganche para
poder mantener accionada la armadura.
10- 7-3 Contactor trifásico para conmutar entre delta y Y

Un ejemplo interesante de utilización de un contactor trifásico como dispositivo corrector
final en un proceso de calentamiento por electricidad se muestra en la Figura 10-12(a). Esto es
básicamente un control Todo o Nada, con la excepción que la posición Nada no es en realidad
completamente apagado. La idea es que cuando el contactor CA está desenergizado, los
elementos calefactores trifásicos están conectados en configuración Y, y cuando CA es
energizado, los elementos calefactores están conectados en configuración delta. En la
configuración Y, la potencia trifásica entregada a los elementos calefactores es mucho menor
que la potencia entregada que cuando se conectan en delta. El controlador hace que CA se
desenergize si la medida de temperatura está por encima del valor de referencia. Esto hace que
la temperatura del proceso disminuya debido a la reducida potencia de entrada de la conexión
Y (con la consiguiente reducción en el efecto calefactor). El controlador hace que CA se
energice si la medida de temperatura está por debajo del valor de referencia. Esto hace que la
temperatura del proceso aumente debido al incremento de la potencia de entrada en la conexión
delta. Desde luego, el sistema debe diseñarse de tal manera que el calor generado por la
conexión Y haga que la temperatura disminuya v que el calor generado por la conexión delta
haga que aumente la temperatura.
Para ver que los elementos están conectados en Y con CA desenergizado, estudiemos la
Figura 10-12(b). Para producir la Figura 10-12(b), los contactos normalmente abiertos de CA se
han suprimido del esquema de la Figura
10- 12(a), de este modo se clarifica el dibujo. Es claro que los tres elementos están
conectados en configuración Y.
La Figura 10-12(c) muestra la situación con los contactos normalmente cerrados
suprimidos del esquema de la Figura 10-12(a). Es claro que los elementos están en delta cuando
CA está energizado.
Hemos establecido que el calor generado por una conexión delta es mayor que el generado
por una conexión Y porque la potencia eléctrica entregada a los elementos es mayor en delta
que en Y.'Demostrémoslo.
Figura 10-12. (a) Circuito calefactor delta-Y. (b) Vista simplificada del circuito
calefactor con el contactor desenergizado. Los elementos calefactores están
conectados en Y, y el calor de salida es bajo, (c) Vista simplificada del circuito
calefactor con el contactor energizado. Los elementos calefactores se encuentran
conectados en delta, y el calor de salida es más alto.
381
En la configuración delta ( A ) , el voltaje a través de cualquiera de los elementos

calefactores es igual al voltaje de línea, o:
y* = Línea para A,
donde V# es el voltaje a través de una rama de la carga calefactora. Si la resistencia por rama de
la carga (un solo elemento) se simboliza por R, podemos entonces decir que:
, = V \ _ (Linea)2
*RR’
donde Pó es la potencia entregada a una sola rama de la carga (un elemento). Hemos asumido
que los elementos son resistencias puras con factor de potencia unitario.
La potencia promedio total entregada a la carga trifásica total es simplemente tres veces la
potencia entregada a uno cualquiera de los elementos, de modo que la potencia total está dada
por:
PT = 30W)! para A.
R
Asumiendo valores reales, si el voltaje de línea es 400 V ac y la resistencia por fase es 25 Í2, la
potencia total es:
pT = 0X460)* = 25 392 w para A
Ahora para Y: El voltaje a través de una cualquiera de las ramas no es igual al voltaje de
línea. Para un sistema Y balanceado siempre podemos decir que:
__ Elinea____ Einea
V. L73 para Y.
Por tanto, la potencia promedio entregada a una rama de la carga es:

p _ V I _ (K.nea/V^T)2 (Linea)2
*R R~ 3R para Y.
Nuevamente, la potencia total es tres veces la potencia entregada a un solo elemento, de modo
que:
p — 3( Línea)2 (Linea)2 D ar a y
PT
~~^R- = "R- p a r d Y
-
Asumiendo como antes valores reales, a saber, 460 V de voltaje de línea y 25 ü de los
elementos calefactores, tenemos:
PT = (460X; = 8.464 W para Y.
El calor total entregado al proceso por la conexión Y es entonces como mucho un tercio del
calor entregado por la conexión delta (8.464 W/25.392 W
10- 8 TIRISTORES
Cuando la variable manipulada es la corriente eléctrica y la entrega debe ser de variación continua,
los relés y los contactores no pueden ejecutar el trabajo. En sistemas modernos de control, los
tiristores de potencia, como los SCR y triacs, se utilizan como dispositivos correctores finales para
tales aplicaciones. En cada uno de los sistemas calefactores discutidos en la Sección 10-7, un tiristor
podría haberse usado en lugar de un relé o un contactor operado magnéticamente.
Los tiristores se acomodan bastante bien al control proporcional de temperatura. Puede
hacerse variar el ángulo de conducción proporcionalmente al error entre la medida de temperatura
y el valor de referencia. Esto varía en forma continua, el flujo de corriente hacia el elemento
calefactor, proporcionando los beneficios del control proporcional. Pueden adicionarse al sistema los
modos de control integral y/o derivativo adicionando la circuite- ría apropiada.
Desde luego, no todas las aplicaciones de los tiristores involucran control de bucla cerrada de
flujo de corriente. Hay mucho sistema de bucla abierta en que los tiristores sirven como dispositivo
de control. En un sistema de bucla abierta con tiristor, la corriente hacia la carga es variable
continuamente; pero desde luego no se efectúa comparación entre el valor medido y el valor de
referencia para efectuar un ajuste automático de la corriente.
Como ejemplo de un SCR en un sistema de control de temperatura de bucla abierta,
simplemente sustituya la carga de la Figura 4-8 por un elemento calefactor resistivo e imagine que
este elemento está entregando energía calorífica a una cámara de proceso. Si R2 es ajustada, al
ángulo de disparo del SCR varía, variando la corriente a través del elemento cale factor y por
consiguiente la potencia entregada al proceso de calefacción. Para un conjunto dado de condiciones
del proceso, un ajuste dado de R2 producirá una temperatura de proceso dada. Desde luego, si
cualquier condición del proceso cambia (si ocurre un disturbio), esta selección particular de R2 hará
que se establezca una temperatura diferente. En una situación de bucla abierta, el ángulo de disparo
del SCR no es alterado automáticamente para corregir la temperatura. La temperatura
simplemente perma-; necerá donde quiera que las condiciones del proceso lo ordenen.
Los tiristores tienen muchas otras aplicaciones industriales a más de variar el flujo de corriente
por elementos.calefactores. Pueden utilizarse para variar la corriente por un electroimán cuya
fuerza magnética de atracción debe ser variable; pueden utilizarse para variar la corriente por una
bombilla incandescente en situaciones donde deba variarse la intensidad luminosa; pueden utilizarse
para variar la corriente de soldadura con el objeto de alterar sus propiedades, tal como lo vimos en
el Capítulo 7; pueden utilizarse como dispositivos de secuencia como el mostrado en la Figura 5-7.
Pero su utilización más importante es en la variación de corriente a través de los devanados de un
motor para ajustarle la velocidad. Esta es una parte tan importante de la electrónica industrial que
dedicaremos un capítulo a este tópico. En el Capítulo 13 trataremos en detalle la utilización de los ti -
ristores de potencia como dispositivos de control de velocidad de motores.
383
10- 9 MOTORES AC DE FASE PARTIDA
Los motores de fase partida se vieron en las Secciones 10-2 y 10-3 como motores para abrir y
cerrar el flujo de válvulas de control. Los motores de fase partida no solamente manejan
posiciones de válvula sino que también ejecutan la mayoría de los trabajos de posicionamiento
en servo sistemas. La mayoría de los servo sistemas tienen lo que se denomina un servo motor
ac como dispositivo corrector final. Un servo motor es básicamente un motor de fase partida
con algunas pequeñas diferencias de construcción. En esta sección consideraremos la teoría de
operación y las características de los motores de fase partida. En la Sección 10-10 abortaremos
los servo motores ac, su construcción, y su funcionamiento en un sistema posicionador me-
cánico.
Trataremos los tópicos de motores de fase partida y servo motores ac asumiendo que se
está familiarizado con los campos magnéticos y los motores. Si no se está familiarizado con la
teoría de los motores, probablemente deberá complementar estas secciones con alguna lectura
y estudio adicionales.
En cualquier motor ac de inducción, la potencia se aplica al devanado de campo localizado
en la parte estacionaria del motor (el estator). De este modo se induce corriente en el devanado
de armadura localizado en la parte rotativa del motor (el rotor) por acción de transformación.
La interacción del campo magnético creado por el devanado de campo con los conductores
portadores de corriente del devanado de armadura crean una fuerza mecánica que forza al
motor ha girar.
Concentrémonos en primer lugar en cómo el devanado de campo de un motor de fase
partida establece un campo magnético, y en la operación de dicho campo magnético. De este
modo exploraremos como se induce corriente en los conductores de la armadura. Finalmente,
combinaremos el campo magnético con la corriente de armadura para ver de qué manera se
produce el torque.
El campo rotatorio. La Figura 10-13(a) es una representación esquemática del devanado de
campo de un motor de fase partida. La vista mostrada representa como se vería el hueco del
estator de un lado al otro del eje del motor. Con el objeto de dejar el dibujo claro no se ha
dibujado la armadura.
Hay dos devanados presentes en la Figura 10-13(a). Usualmente a cada uno de ellos se le
denomina devanado (singular). Tenemos el devanado 1 el cual está manejado por el voltaje V¡,
el cual tiende a establecer un campo magnético en la dirección vertical; y tenemos el devanado
2, manejado por el voltaje V2, el cual tiende a establecer un campo magnético en la dirección
horizontal. Naturalmente los voltajes ac V, y V2 están cambiando de polaridad continuamente,
de modo que es conveniente asignarles una polaridad positiva tal como se hizo en la Figura 10-
l3(a). Es decir, cuando V¡ es + en la parte superior y — en la parte inferior, consideraremos
que está en la polaridad positiva. Cuando V, es — arriba y + abajo, consideraremos que está en
polaridad negativa. Lo mismo es válido para V2.
Ahora, si es positivo, fluirá una corriente por el devanado 1 de arri-
384
Motores AC de fase partida /385
Figura 10-13. (a) Polos de campo y devanados de un motor ac de fase parti da. Esta es una vista a
través del hueco del estator, (b) La relación de fase entre las dos corrientes de devanado.
I¡ adelanta a I. ¿ en 90".
ba hacia abajo, creando con esto un campo magnético que va de arriba ha cia abajo. La dirección de
este campo se muestra en la Figura 10-14(a).
Si V2 es positivo, fluirá una corriente por el devanado 2 de izquierda a derecha, creando con esto
un campo magnético que va de izquierda a derecha. Este campo se muestra en la Figura 10-14(c).
Si Vl y V2 son ambos positivos en el mismo instante, la corriente fluirá por ambos devanados.
Cada corriente crea su propio campo magnético, y el campo neto será la resultante de los campos
individuales. Esto significa que el campo magnético neto apuntará a un punto determinado entre los
dos campos. Esto se muestra en la Figura 10-14(b).
De un modo u otro, los voltajes aplicados a los dos devanados, V¡ y V2, deben ajustarse de tal
manera que la corriente por los devanados esté desfasada 90", tal como se ilustra en la Figura 10-
13(b). Hay varias maneras de hacerlo, las cuales estudiaremos más adelante. Por ahora, justamente
recordemos que por algún método externo V¡ y V2 deben ajustarse de tal manera que /, e I2 están
desfasadas 90".
Estudiemos ahora la Figura 10-13(b) y comparémosla cuidadosamente con la Figura 10-14. Las
flechas en la Figura 10-14 muestran la dirección del campo magnético creado por los devanados en
distintos puntos a lo largo del ciclo ac (varios instantes). La flecha F¡ indica la dirección del campo
debido al devanado 1; la flecha F.¿ indica la dirección del campo debido al devanado 2. La flecha F
indica la dirección del campo neto, debido a los dos devanados.
A 0", o al comienzo del ciclo, 7, es máxima positiva e I2 es 0. Por tanto el campo neto es debido
enteramente al devanado 1 y es en la dirección mostrada en la Figura 10-I4(a).
A 45°, 7, ha decrecido pero aún es positiva, e I2 ha entrado en la región positiva; ambos
devanados están contribuyendo al campo neto, el cual se muestra en la Figura 10-14(b).
A 90", 7, es 0 e /_, es máxima positiva. El campo neto es debido ente ramente a I2 y se muestra en
la Figura 10-14(c).
Figura 10-14. Campos individuales creados por los devanados (F, y F.,) y el campo neto
resultante (/•') a diferentes instantes de tiempo. Cada dibujo representa una progresión de 45° en
el ciclo de ac, o casi 2,08 milisegundos de progresión en tiempo en una línea ac de 60 Hz.
386
Motores AC de fase partida / 387
A 135°, /[ es negativa, de modo que el campo creado por el devanado 1 apunta hacia arriba,
como se muestra en la Figura 10-14(d). El campo del devanado 2 aún apunta hacia la derecha dado
que I2 es aún positiva. El campo neto está en la dirección mostrada.
A 180°, I2 ha caído a 0, e /, está en su máximo negativo. El campo se muestra en la Figura 10-
14(e).
A 225°, /j es aún negativa, e I2 ha entrado también en la región negativa. Por tanto el campo
debido a /j apunta hacia arriba, y el campo debido al devanado 2 apunta a la izquerda. El campo
neto apunta a la parte superior izquerda. Esto se muestra en la Figura 10-14(f).
A 270°, I2 está en el máximo negativo, e Ix es 0, de modo que el campo neto apunta a la izquerda
como se muestra en la Figura 10-14(g).
A 315°, de nuevo es positiva, e I2 es aún negativa, de modo que el campo neto apunta a la parte
inferior izquerda, como se muestra en la Figura 10-14(h).
A 360°, la corriente por los devanados ha regresado a sus condiciones iniciales, de modo que el
campo está de nuevo en la dirección inicial. La Figura 10-14(i) muestra la misma dirección del
campo neto que la de la Figura
10- 14(a).
Lo que sucede aquí es que el campo neto está rotando alrededor del estator, justo como si el
devanado de campo rotase físicamente. El campo mag nético hace una rotación alrededor del estator
por cada ciclo del voltaje i c de la fuente. Su velocidad de rotación en revoluciones por segundo es
igi’il a la frecuencia del voltaje ac de la fuente en ciclos por segundo (Hz).* L,a fuerza del campo
magnético depende de la magnitud de la corriente poi los devanados 1 y 2, al igual que en cualquier
electroimán.
Las gráficas de la Figura 10-13(b) muestran a 7j adelantado 90° con respecto a I2, y los
diagramas de la Figura 10-14 muestran que el campo neto rota en sentido contrario a las manecillas
del reloj. Si la relación entre las corrientes por los devanados se cambiaran de modo que
I¡¡ adelantará a !l en 90°, el campo neto rotaría en la dirección opuesta, en el sentido de las
manecillas del reloj. Puede verificarlo.
Esto completa nuestra discusión respecto al campo en un motor de fase partida. Resumiendo,
hemos visto que siempre que ambos devanados estén transportando corrientes defasadas, el campo
neto rotará. La magnitud del campo neto está determinada por la cantidad de corriente que fluye
por los devanados. La dirección de rotación del campo depende de cuál corriente adelanta la otra.
Conductores de armadura. Cuando se inserta un rotor en nuestro motor de fase partida, se ejercerá
fuerza sobre él para hacer que siga al campo rotatorio. Si el campo rota en el sentido de las
manecillas del reloj, él rotor rotará en el sentido de las manecillas del reloj. Si el campo rota en el
sentido contrario a las manecillas del reloj, el rotor rotará en sentido contrario a las manecillas del
reloj. Veamos cómo sucede.
La Figura 10-15(a) muestra una vista de un rotor de jaula de ardilla para un motor de fase
partida. La mayoría de los motores de inducción tienen ro
*Esto es verdadero solamente para un motor de 2 polos, como el que se muestra en la Figura 10-13(a).
388 / Amplificadores y dispositivos conectares finales
tores como éste (El motor de fase partida es un ejemplo específico de los motores de inducción).
El rotor es básicamente un cilindro con ejes a lado y lado. (Los ejes no se muestran en la Figura
10-15.) Los ejes están soportados por cojinetes (bujes), o por rodamientos de balines o rodillos. Por
consiguiente el rotor está libre para girar. El material del rotor es alguna aleación ferromagnética
(en base a hierro) que tiene buenas propiedades magnéticas. El rotor tiene ranuras, o canales
practicados a lo largo de su cuerpo, en las cuales se insertan conductores de aluminio. Los
conductores están unidos entre sí y a cada lado por aros de aluminio. No hay aislamiento entre los
conductores de aluminio y el núcleo de hierro. Sin embargo, cualquier corriente que fluya de un
extremo al otro del rotor lo hará por las barras de aluminio porque el núcleo es laminado. Es decir,
está hecho por capas de material ferromag- nético separadas por placas de material aislante. Esto
hace imposible que la corriente fluya de un extremo al otro a través del material del núcleo.
La Figura 10-15(b) muestra una vista de frente del rotor con el campo magnético creado por el
estator rotando en sentido contrario a las manecillas del reloj.* A medida que el campo magnético
rota cambia el flujo de eslabonamiento en cada bucla del rotor. La bucla del rotor está formada por
dos barras de aluminio consecutivas y la porción de los aros laterales que las une. Debido a que el
flujo está cambiando, se inducen voltajes en las buclas del rotor por el mismo principio que explica
el funcionamiento de los transformadores; es decir, que un cambio de flujo magnético que atraviesa
en una bobina crea un voltaje inducido que tiende a oponerse al cambio de flujo. Los voltajes
inducidos en las buclas del rotor son tales que los conductores de un lado del cilindro llevan
corriente en una dirección mientras que los conductores del otro lado del cilindro la llevan en la otra
dirección. Esto se ilustra en las Figuras 10-15(b) y (c) por la técnica de la punta de flecha y la cola de
flecha. Las puntas de flecha (puntos) indican que la corriente fluye saliendo de la página. Las colas
de flecha (Xs) indican que la corriente fluye entrando a la página.
Debido a que están fluyendo estas corrientes, se ejercen fuerzas sobre las barras conductoras
las cuales hacen que gire el rotor en la misma dirección que el campo rotatorio. El origen de estas
fuerzas puede visualizarse de una de las dos formas siguientes:
a. Las corrientes en los conductores del rotor interactúan con las lineas de campo magnético para
producir fuerzas mecánicas de acuerdo con la regla de la mano derecha. La regla de la mano derecha
dice si fluye corriente, en sentido convencional, a través de un campo magnético, se ejercerá una
fuerza sobre el conductor; la dirección de la fuerza está indicada por el pulgar, a medida que los
otros dedos giran el vector de corriente para alinearlo con el vector de campo. Las direcciones
instantáneas de las fuerzas ejercidas sobre las 10 barras conductoras se indican en las Figuras 10-
15(b) y (c). Note que las 10 fuerzas tienden a crear una rotación en el sentido contrario al de las
manecillas del reloj. Puede constatar dichas direcciones aplicando la regla de la mano derecha.
*Esta ilustración corresponde a un motor de dos polos. La mayoría de los motores de fase par tida tienen más de dos
polos, lo cual hace más complejo el dibujo del campo magnético. Sin em bargo, el principio de operación es exactamente el
mismo.
Barras de aluminio
(Conductores)
Norte del Sur del

campo rotor
Sur del
campo
rotor
(c)
(b)
Figura 10-15. Rotor jaula de ardilla, (a) Vista isométrica del rotor, donde se muestran los aros de
aluminio conectados por barras de aluminio. Las barras están localizadas en ranuras practicadas
en el núcleo magnético, (b) Vista de frente del rotor donde se muestran las direcciones
instantáneas de las corrientes en las barras conductoras, conjuntamente con las direcciones
instantáneas de la fuerza sobre las barras. Las direcciones son correctas solamente si el campo
rota en sentido contrario a las manecillas del reloj, (c) El mismo dibujo pero 90" eléctricos más
tarde. Note que la flecha del campo ha rotado 90" con respecto a su posición en la parte (b).
b. El flujo de corriente por los conductores del rotor lo convierte en un potente imán. Entonces los
polos' magnéticos del rotor tratan de alinearse con los polos del campo del estator de acuerdo con las
leyes de atracción y repulsión magnéticas (polos iguales se repelen y polos distintos se atraen). La
localización instantánea de los polos magnéticos del devanado de campo y
390 / Amplificadores y dispositivos conectores finales
de la armadura se muestran también en las Figuras 10-15(b) y (c). Note que el rotor trata de seguir al
campo rotatorio a medida que los polos diferentes tratan de acercarse y los polos iguales de alejarse.
De cualquier manera que lo veamos, el rotor intenta seguir a la zaga del campo magnético
rotatorio debido a estas fuerzas. Así es como se crea el torque motor.
El rotor nunca puede alcanzar al campo magnético rotatorio, y nunca puede girar a la misma
velocidad angular. Si lo hiciese, no habría movimiento relativo entre las líneas de campo magnético y
los conductores del rotor, y no se inducirían voltajes o corrientes en las barras del rotor. Sin corrien-
tes inducidas no habrá torque creado, de modo que el rotor rápidamente se detendría. En los
motores de fase partida, el rotor gira a una velocidad entre el 85% y el 95% de la velocidad del
campo rotatorio depende del torque resistente que deba vencer. La velocidad del campo rotatorio se
denomina velocidad sincrónica. La diferencia entre la velocidad sincrónica y la velocidad real del eje
del motor se denomina deslizamiento, se denomina así porque el rotor está constantemente “deslizado
en atraso” con respecto al campo magnético rotatorio. El deslizamiento con frecuencia se expresa co -
mo un porcentaje de velocidad sincrónica. Por consiguiente si el motor gira a 3.420 rpm mientras el
campo rotatorio está girando a 3.600 rpm, el deslizamiento estaría dado por:
deslizamiento = 3.600 rpm —3.420 rpm = 180 rpm
El porcentaje de deslizamiento estaría dado por:

porcentaje de deslizamiento = =0,05 = 5%
3.600 rpm
Creación de una diferencia de fase entre las corrientes por los dos devana dos. Los motores de fase
partida trabajarán satisfactoriamente aún si el ángulo de fase entre 7, e I2 no es exactamente 90".
Cualquier relación de fase que pueda crear el efecto de un campo rotatorio hará girar el motor. Una
manera fácil para crear una diferencia de fase entre las corrientes por los devanados es incertando
un condensador en serie con uno de los devanados y entonces manejar ambos devanados con la
misma fuente de voltaje. Las Figuras 10-2 y 10-3 mostraron exactamente esto. El condensador tiende
a hacer que la corriente por el devanado se adelante al voltaje aplicado. No puede hacer que la
corriente adelante al voltaje exactamente en 90" debido a la resistencia y la inductancia del
devanado, pero establece algún desplazamiento de fase.
Si el condensador se inserta en serie con el devanado 1, se indicaría es quemáticamente como se
muestra en la Figura 10-16(a). Esto haría que 7, se adelante a 7¿, como se muestra en la Figura 10-
13(b). El rotor girará entonces en el sentido contrario a las manecillas del reloj si los devanados
estuviesen exactamente como se muestra en la Figura 10-13(a).
Sin embargo, si el condensador se colocase en serie con el devanado 2, entonces I2 adelantaría a
7,, y el rotor rotaría en sentido de las manecillas del reloj. Esta situación se ilustra en la Figura 10-
16(b). Con estas relaciones en mente, ahora es posible ver porqué el rotor girará en diferentes
direcciones dependiendo de cuál interruptor se cierre en la Figura 10- 16(c).
Figura 10-16. Creación de desplazamiento de fase entre corrientes de devanado. (a) Con un
condensador insertado en serie con el devanado 1, I¡ adelanta a I 2 ; esto hace que el motor gire
con una cierta dirección (b).
Con un condensador insertado en serie con el devanado 2, I 2 adelanta a /,; esto hace que el
motor gire en la dirección opuesta, (c) Cerrando uno de los interruptores el motor gira en una
dirección, mientras que al cerrar el otro interruptor, girará en la dirección opuesta.
Este es esencialmente el mismo circuito mostrado en la Figura 10-2 y 10-3, y es la manera más
popular de utilización de los motores de fase partida en control industrial.
La utilización de un condensador fijo no es la única manera para crear la diferencia de fase
necesaria para hacer que el campo rote. Algunos motores de fase partida arrancan- con un
condensador en serie con un devanado, y entonces conmutan dicho devanado sacándolo
completamente del circuito una vez el motor ha acelerado hasta la velocidad nominal. Esto puede
hacerse por medio de un interruptor operado centrífugamente. El devanado
que sufre esta conmutación se denomina el devanado de arranque y el que continúa manejando el
motor se denomina el devanado de marcha o devanado principal. Esta técnica es posible porque los
motores de fase partida pueden con frecuencia trabajar con una sola fase, sin embargo, nunca pue-
den arrancar desde el reposo utilizando un devanado sencillo.
Hay muchas otras técnicas utilizadas para duplicar la acción de un campo rotatorio. Algunos
de estos métodos y técnicas son ingeniosos. Cualquier libro dedicado solamente a máquinas
rotatorias lo explicará.
10-10 SERVO MOTORES AC
Como sabemos, cuando la variable controlada en un sistema de bucía cerrada es una posición
mecánica, el sistema se denomina un servo sistema. En la Sección 9-3 se presentaron como ejemplos
de sistema de bucla cerrada dos servo sistemas simples. Un arreglo más general de lo que es un
servo sistema se muestra en la Figura 10-17.
Figura 10-17. Distribución general de un servo sistema.
El potenciómetro de referencia localizado a la izquierda se ajusta para expresar la posición

deseada del objeto controlado. Probablemente habrá alguna especie de escala adherida al
potenciómetro de referencia. Dicha escala relacionará la posición del eje del potenciómetro con la
posición mecánica del objeto controlado. Por ejemplo, si el servo sistema hace posible posicionar el
objeto controlado en un punto cualquiera en un rango de 12 pies, el dial del pot de referencia
tendría marcas igualmente espaciadas a un doceavo de la rotación total del eje del pot. Entonces
cada marca podría “traducirse” en 1 pie de movimiento mecánico del objeto. El operador podría
decidir qué posición mecánica del objeto quiere, girando el dial del pot de referencia al número
apropiado en la escala, e irse. El servo sistema haria el resto de trabajo de posicionamiento del
objeto controlado donde se supone que debe ser.
Servo motores ac / 393
Hay muchas razones para la utilización de servo sistemas de control en la industria. Entre ellas
están las siguientes:
a. El objeto puede ser muy macizo y/o pesado, de modo que un humano no podría manejarlo
directamente. Puede ser manejado convenientemente solamente por un servo mecanismo
especialmente diseñado para dicha tarea.
b. El objeto puede ser inaccesible, o inconveniente para cogerlo. La selección remota y el carácter
de ajustable de un servo sistema es entonces un gran beneficio.
c. El objeto puede ser peligroso para estar cerca. La capacidad de ajuste remoto permite al
operador ejercer control sin exponerse él mismo al peligro.
Por estas y otras razones, los servo sistemas son muy útiles en el control industrial. En esta
sección estudiaremos el más común dispositivo corrector final de un servo sistema, el servo motor ac.
Un servo motor ac es esencialmente lo mismo que el motor ac de fase partida cubierto en la
Sección 10-9. Hay una ligera diferencia importante entre un motor de fase partida promedio y un
servo motor ac. Es que el servo motor tiene barras conductoras más delgadas en el rotor de jaula de
ardilla, de modo que es alta la resistencia del conductor. A medida que progrese mos con nuestra
discusión de los servo motores ac resaltaremos porqué se necesita esta característica.
Los dos devanados de un servo motor ac se conocen como el devanado principal y el devanado
de control. Algunas veces al devanado principal se denomina devanado fijo. La palabra fase con
frecuencia se sustituye por la palabra devanado. Entonces utilizaremos los términos fase fija y fase de
control para describir los devanados de campo de un servo motor.
Figura 10*18. (a) Circuito de un servo motor ac. El voltaje aplicado al devanado de control varía
en proporción al voltaje de error, V,.. (b) Curva de velocidad versus voltaje de control para un
servo motor ac.
Amplificador
electrónico o Devanado de
rotatorio control
(a) (b)
394 / Amplificadores y dispositivos conectores finales
En la gran mayoría de los servo sistemas de control, el servo motor no es conmutado todo o nada
como lo fueron los motores de fase partida en las Figuras 10-2, 10-3, y 10-16(c). En lugar de esto, un
servo motor se maneja como se indica en la Figura 10-18(a),
El voltaje aplicado al devanado de control, V c, se toma de la salida de un amplificador. La
entrada del amplificador es el voltaje de error, Ve, el cual depende de qué tan lejos se encuentra el
objeto de posición deseada.
El devanado fijo siempre tiene potencia aplicada proveniente de una fuente ac fija, como se
muestra en la Figura 10-18(a). En este caso hay un condensador insertado en serie con el devanado
fijo para desplazar su corriente en casi 90°.
El método de operación de un servo motor no es difícil de entender. Sí la diferencia entre la
posición real y la posición deseada es grande, V p será grande. (Ver Figura 10-17). Si Ve es grande, Vc
también será grande, y la corriente del devanado de control también será grande. Esto hará que el
servo motor gire a gran velocidad. A medida que disminuye la diferencia entre la posición real y la
posición deseada, el voltaje de error V„ también disminuye, como se muestra en la Figura 10-17. Por
consiguiente Vc disminuye, reduciendo la corriente por el devanado de control y haciendo que el
motor marche más lento. La relación entre la velocidad de rotación y el voltaje de control se muestra
en la Figura 10-18(b)*.
Cuando la posición del objeto es precisamente la correcta, el voltaje de error Ve disminuirá a
cero. El amplificador no tendrá señal de entrada, de modo que V, también irá a cero. La curva del
motor muestra que éste se detiene cuando Vc = 0, de modo que el objeto parará su movimiento
cuando alcanza la posición deseada. Desde luego, el motor debe parar cuando Vc se vuelve cero.
Recordemos que algunos motores de fase partida pueden continuar marchando con un solo devanado
alimentado. Estos se denominan monofásicos. Los servo motores no deben ser capaces de operar con
una sola fase. Esta es una de las razones para crear una alta resistencia en las ba rras conductoras en
el rotor de un servo motor ac. Las barras de alta resistencia evitan el fenómeno monofásico.
Observemos la nota de la Figura 10- 18(a) la cual dice que Ve y Vs deben estar sincronizados.
Esto significa que deben ser derivados de la misma fuente primaria, de modo que su relación de fase
es 0, en fase, o 180" fuera de fase. Esto es necesario para que las corrientes finales por los deva nados
estén aproximadamente 90" fuera de fase una con respecto a la otra. En este ejemplo, el condensador
C de desplazamiento de fase hace que la corriente por el devanado fijo adelante en 90° al voltaje
aplicado. La corriente
*La curva de la Figura 10- 18(b) muestra la velocidad permanente a la cual finalmente se estabilizaría si el voltaje de
control permaneciese constante el tiempo suficiente para que el motor se estabilice, versus la magnitud del voltaje de
control. Desde luego, a medida que el objeto posicionado se establece en la posición deseada en un servo sistema real, el
voltaje de control no es estable todavía: fluctuando alrededor de cero. También, esta curva es para un torque constante en
el eje. lo cual nunca ocurre en un servo sistema real, el torque entregado por el eje del motor se reduce a medida que el
objeto está más cerca de la posición de referencia. Por tanto la curva de la Figura 10- 18(b) no es un gráfico válido de
velocidad versus voltaje de control para un servo motor que opere en un servo sistema real. Es solamente con la intención
de mostrar las características de un motor bajo condiciones ideales y un poco artificiales. Sin embargo, las curvas de este
tipo son necesarias, o ¿cómo podríamos comparar un motor con otro?
del devanado de control, por otro lado, está aproximadamente en fase con el voltaje del devanado de
control, el cual está en fase con el voltaje de error.
El voltaje de control está en fase con el voltaje de error, asumiendo que el amplificador procesa
la señal de entrada sin introducir ningún desplazamiento de fase. Este último requerimiento, que el
amplificador no introduce desplazamiento de fase, es fácil realizarlo a las bajas frecuencias utilizadas
por los servo sistemas (60 Hz en la mayoría de los sistemas industriales).
El resultado final es una de estas dos situaciones.
a. Si el voltaje de error está en fase con Vs, la corriente por el devanado de control atrasará la
corriente por el devanado fijo en casi 90” y el motor girará en una dirección (asumamos en el sentido
de las manecillas del reloj).
b. Si el voltaje de error está 180° fuera de fase con respecto a Vs, la corriente por el devanado de
control adelantará la corriente por el devanado fijo, y el motor girará en la otra dirección (sentido
contrario de las manecillas del reloj).
Estas dos situaciones están ilustradas gráficamente en la Figura 10-19. Las corrientes por los
devanados se han asumido en fase con los voltajes aplicados a los devanados, lo cual es conveniente
hacerlo con el propósito de entender el funcionamiento de un servo motor. Sin embargo, esto no es del
todo cierto en la vida real. También se muestra la corriente por el devanado fijo adelantando el
voltaje de fuente en exactamente 90°; esta es otra suposición que tampoco es del todo cierta en la vida
real pero es conveniente para propósitos de explicación.
En la Figura 10-19(a), a la izquierda, Ve está en fase con V 5. Se han dibujado dos gráficos para
dos voltajes error diferentes Vel y Ve2, correspondientes a dos distancias diferentes del objeto
controlado a la posición de referencia. El hecho que Ve esté en fase con Vs significa que el objeto con-
trolado está en una dirección particular lejos de la posición deseada (digamos hacia el este).
En la Figura 10-19(b), a la derecha, Ve se ha tomado como 180° fuera de fase con respecto a Vs.
Esto significará que el objeto controlado está en la dirección opuesta lejos de la posición deseada (al
oeste). Nuevamente, las gráficas se han dibujado para dos distancias diferentes de la posición deseada.
Para una pequeña distancia, el voltaje de error es V e l . Esto produce una pequeña corriente por el
devanado de control, Icl, la cual produce baja velocidad del motor. Para una gran distancia, el voltaje
de error es Ve2. Esto produce una gran corriente por el devanado de control, Ic2, la cual produce
mayor velocidad del motor. ELgímbolo IF indica la corriente por el devanado fijo; note que siempre
está 90" adelantada con respecto a Vs.
A veces el servo motor no tendrá condensador en serie con el devanado fijo. En tales casos,; el
desplazamiento de 90° requerido debe proporcionarse por medio del amplificador. El amplificador se
diseñaría especialmente de tal manera que la salida Vc está 90° fuera de fase con respecto a la entrada
Ve. Esto puede realizarse haciendo una escogencia apropiada de los condensadores de acople y de
otros componentes del circuito electrónico. Cuando se hace esto, el amplificador deberá utilizarse
solamente para una frecuencia particular, dado que el ángulo de desplazamiento de fase cambiaría si
la frecuencia cambia. Esta práctica se ve con más frecuencia en los
Error en fase Error 180° fuera de

con la fuente fase con la fuente
V„ Ve,, v<2
Vc,. vC2
(a)
Figura 10-19. (a) Gráficas de varios voltajes y corrientes en un servo motor ac de fase
partida para el caso de un voltaje de error en fase con el voltaje de la fuente, (b) Las
mismas gráficas para el caso en que el voltaje de error está desfasado con respecto el
voltaje de la fuente. En las gráficas de corriente, la corriente por el devanado fijo se
muestra exactamente 90" fuera de fase con respecto a la corriente por el devanado de
control. Esto es una idealización.
servo sistemas utilizados en la aviación que en los servo sistemas industriales.

Características torque-velocidad de los servo motores ac. Como mencionamos al principio de esta
sección los servo motores ac son esencialmente lo mismo que los motores ac de fase partida
estándares excepto que la resistencia de las barras del rotor se ha hecho mayor. Vimos ya una
ventaja de esto, y es que evita su funcionamiento monofásico. El funcionamiento mo-
Figura 10-20. Curvas torque versus velocidad para un motor ac de fase partida normal y
para un servo motor ac. Esta curva supone un voltaje de control constante aplicado al
servo motor.
nofásico sería desastrozo en un servo sistema de control porque significaría que el motor no se
detendría cuando el error de posición se haya reducido a cero. La otra ventaja importante de la alta
resistencia de las barras del rotor es que hace la relación torque-velocidad del motor mejor para
servo aplicaciones. La Figura 10-20 muestra la relación torque-velocioad de un motor de fase partida
estándar comparada con la de un servo mctor. La curva del servo motor es para un valor constante
del voltaje de cortrol.
La curva para el motor de fase partida normal nos dice que cuando el motor está marchando
lentamente tiene una cierta cantidad de habilidad de producción de torque. A medida que la
velocidad aumenta, la capacidad de producción de torque del motor también aumenta.
Esta relación es verdadera hasta un cierto punto, denominado punto de torque máximo. Después
de esto, cualquier incremento adicional en velocidad produce una reducción en la capacidad de
producción de torque del motor.
La razón de esta operación es que la capacidad de producción de torque del motor está
determinada básicamente por la cantidad de corriente que fluya por las barras conductoras del rotor.
Esta corriente a su vez, está determinada por dos factores:
a. La cantidad de voltaje inducido en las buclas de los conductores del rotor.

b. La frecuencia del voltaje inducido en las buclas de los conductores del rotor.
Mirando el efecto a, la cantidad de voltaje inducido en las buclas de los conductores del rotor es
grande cuando la velocidad es baja y pequeña cuando la velocidad es alta, debido a que el campo
rotatorio del estator se mueve muy rápido con relación a las barras conductoras cuando el rotor se
está moviendo muy lentamente. (En otras palabras, el rotor está drásticamente “rezagado”.) Por otro
lado, el campo rotatorio del estator se mueve muy lentamente con relación a las barras conductoras
cuando el rotor se está moviendo muy rápido. (El rotor no está muy “rezagado” por
que el deslizamiento es pequeño.) Por tanto el voltaje es grande cuando el rotor se está moviendo
rápidamente. Este efecto tiende a reducir la corriente del rotor a altas velocidades.
Sin embargo, mirando el efecto b, la frecuencia del voltaje inducido es alta cuando la velocidad
del rotor es baja, y la frecuencia es baja cuando la velocidad del rotor es alta. Esto es debido a que la
frecuencia del voltaje inducido es una bucla de conductores del rotor es igual al número de veces por
segundo que el campo rotatorio “traslapa” la bucla del rotor. Es decir, se inducirá un ciclo de voltaje
ac en una bucla de conductores del rotor cada vez que el campo rotatorio del estator gane una
revolución sobre el rotor.*
A mayor frecuencia, mayor es la reactancia inductiva de las buclas de conductores de una
vuelta del rotor (X, =2irfL). Como se sabe, una alta reactancia inductiva produce un bajo flujo de
corriente ac, y una baja reactancia inductiva permite un mayor flujo de corriente ac. Por tanto este
efecto tiende a aumentar la corriente del motor a altas velocidades.
Lo que tenemos aquí son dos efectos opuestos. Un efecto, el voltaje tiende a reducir la corriente
y el torque a altas velocidades, y el otro efecto, la frecuencia, tiende a aumentar la corriente y el
torque a altas velocidades. El resultado depende de cuál efecto es más fuerte. Para el motor de fase
partida normal, el efecto de la frecuencia es fuerte en el rango de baja velocidad, de modo que la
capacidad de producción de torque aumenta a medida que la velocidad aumenta. En un cierto punto
(punto de torque máximo) el efecto de voltaje actúa y predomina. Después de esto, la capacidad de
producción de torque cae a medida que la velocidad aumenta. Esto explica porqué los motores de
fase partida normales exhiben tal relación torque-velocidad, la cual está dibujada en la Figura 10-20.
En efecto, esto explica porqué prácticamente todos los motores de inducción presentan tal
característica (incluyendo el motor industrial, el motor de inducción trifásico).
Desafortunadamente, estas características torque-velocidad no son buenas para un servo
mecanismo. En servo control, lo deseado es producir un gran torque a bajas velocidades de modo
que el motor pueda acelerar rápidamente al objeto posicionado. Además, es mejor si la capacidad de
producción de torque del motor se reduce a alta velocidad, porque es menos probable que el motor
sobrepase su marca. Es decir, es menos probable que el objeto controlado sobrepasará la posición
deseada y tenga que regresarse.
Por esto los servo motores están construidos de manera que tengan barras conductoras del
rotor de gran resistencia. Esto se consigue fácilmente haciendo las barras más delgadas y
superficiales. Con una gran resisten-
*Esto puede entenderse dibujando un carro de carreras rápido, llevando un imán a su lado y un carro de carreras
lento, llevando una bobina de alambre a su lado. Si ambos carros están desplazándose alrededor de la pista de
carreras el imán del carro rápido creará un ciclo de voltaje inducido en la bobina del carro lento cada vez que el
carro rápido traslape al carro lento. Si la velocidad del carro rápido se mantiene constante (como el campo
rotatorio del estator), entonces la velocidad del carro determinará la frecuencia del voltaje inducido. Entre más
lento se desplace el carro lento, con mayor frecuencia será traslapado, y mayor será la frecuencia. Entre más
rápido se desplace el carro lento, con menor frecuencia será traslapado y menor será la frecuencia.
Figura 10-21. Curvas de torque versus velocidad de un servo motor ac para varios valores
de voltaje de control.
cia, de las barras del rotor, la reactancia inductiva de las buclas de barra del rotor se va a pique y el
efecto de la frecuencia es minimizado. De este modo predomina el efecto de voltaje. Como vimos
antes, este efecto tiende a reducir la capacidad de producción de torque a altas velocidades. El
resultado es la característica torque-velocidad para un servo motor ac mostrada en la Figura 10-20.
El conjunto completo de curvas características para un servo motor ac se muestra en la Figura
10-21. Las diferentes curvas corresponden a diferentes voltajes de control aplicados al campo de
control.
Como muestra la Figura 10-21, la capacidad de producción de torque de un servo motor es
mayor a baja velocidad y declina a medida que la velocidad aumenta. Esto es cierto tanto para un
gran o un pequeño voltaje del devanado de control.
Un hecho importante acerca de los servo motores emerge de estas curvas. A pequeños voltajes
de control (lo cual significa que el objeto controlado se encuentra cerca de la posición deseada) el
servo motor puede realmente ejercer un torque inverso sobre su eje. Esto es útil para evitar sobrepaso
porque si el objeto tiene gran inercia, tendería a pasarse de la posición de seada aún si el servo
mecanismo no ejerce fuerza motriz alguna. Es decir, en una situación que involucre alta inercia y
baja fricción, el servo motor podría desconectarse completamente de las líneas de alimentación
cuando
el objeto controlado estuviese todavía a alguna distancia de la posición deseada, y el objeto no sería
capaz de detenerse a tiempo.
En un servo sistema real, el devanado de control nunca se desconecta del amplificador. La
salida del amplificador será reducida a un voltaje muy pequeño, a medida que el objeto se acerca a
la posición deseada. Si la inercia del objeto controlado trata de hacer que el rotor gire más rápido
de lo que éste quiere, la interacción del campo magnético del devanado fijo con el rápido giro del
rotor hace que la corriente fluya hacia atrás en el devanado de control. Bajo estas circunstancias, el
devanado de control sigue siendo manejado por el amplificador pero actúa como un generador.
Debido a la corriente inversa por el devanado de control (180“ de diferente de lo que normalmente
es), el torque ejercido por el rotor es en la dirección opuesta.
- Esto tiende a llevar el eje del motor a un alto ululante y minimiza el sobre paso de la posición
deseada.
Esto no es para decir que los servo sistemas nunca sobrepasan la marca. Están lejos de esto.
Generalmente el torque inverso aplicado por el servo motor no es suficiente para detener la carga a
tiempo. Una solución obvia a este problema es permitir que el motor marche muy lentamente,
aplicándole sólo voltajes de control muy pequeños. Esto anularía una de las buenas características
de un sistema de control de bucla cerrada, debido a que alargaría el tiempo de corrección. En lugar
de esto, la solución usual es proporcionar amortiguación, que es la tendencia a ejercer un con-
tratorque cuando la velocidad es rápida. Se han inventado muchas técnicas ingeniosas para
proporcionar amortiguamiento. Cosas tales como frenos de corrientes de eddy y buclas de
realimentación taquimétrica son ejemplos de métodos de amortiguamiento aplicados a servo
mecanismos. Cualquier libro relacionado exclusivamente con servo sistemas dará una explicación
de dichos métodos.
Generalmente los servo motores ac son preferidos a los servo motores de por las mismas
razones que los motores ac siempre se prefieren a los motores de:
a. Sus rotores de jaula de ardilla son simples y robustos comparados con los complejos devanados
de armadura encontrados en las máquinas de.
b. No tienen contactos escobilla a conmutador los cuales requieren frecuente inspección y
mantenimiento.
c. No hay aislante alrededor de los conductores de la armadura como la hay en los motores de. de
modo que la armadura puede disipar el calor mucho mejor.
d. Debido que el rotor no tiene alojados complicados devanados aislados, su diámetro puede ser
bastante pequeño para reducir la inercia del rotor; esto ayuda a prevenir sobrepasos en un servo
mecanismo.
No obstante, hay algunos servo sistemas que requieren de un motor de como dispositivo
corrector final. Esto sucede generalmente cuando el objeto posicionado es muy grande. Cuando un
objeto grande es posicionado, el motor naturalmente debe tener una alta capacidad de potencia. Los
servo motores de alta potencia (alto caballaje) sufren problemas de sobrecalentamiento en los
conductores del rotor, debido a la necesidad de hacer dichos conductores de alta resistencia. Como
regla general, si el servo motor debe
Servo amplificadores ac de estado sólido / 401
tener una potencia superior a 100 hp, un servo motor de puede ejecutar mejor el trabajo que un
servo motor ac. En la Sección 10-12 hablaremos de los servo motores de.
10- 11 SERVO AMPLIFICADORES AC DE ESTADO SOLIDO
Un servo amplificador ac amplifica el voltaje de error de posición para pro ducir el voltaje de control
al servo motor, tal como se muestra en la Figura
10- 18. Un servo amplificador ac tiene los mismos requerimientos generales que tiene todo buen
amplificador:
a. Deberá tener una alta impedancia de entrada, de modo que no cargue la fuente de señal (la
fuente de voltaje de error).
b. Deberá tener una alta ganancia de voltaje ( A v ) que sea bastante independiente de los cambios de
temperatura, del envejecimiento de los componentes y de las variaciones entre componentes.
c. Deberá tener una baja impedancia de salida, de modo que pueda manejar una gran corriente de
carga sin que su voltaje de salida se caiga.
d. Deberá mantener la distorsión de señal por debajo de un nivel razonable. Una onda senoidal de
entrada deberá producir una onda senoidal de salida.
e. Deberá operar con eficiencia de modo que los transistores funcionen frescos, especialmente los
transistores de salida.
Una cosa que n o necesita un servo amplificador es un gran ancho de banda. Por el contrario,
una pendiente de caída a altas frecuencias en su curva de respuestas de frecuencia es una ventaja
porque tiende a eliminar señales de ruido de alta frecuencia que se-euelen al amplificador.
Estudiaremos tres servo amplifeadores ac diferentes. Con tres de éstos, ilustraremos la mayoría
de las características y variaciones entre los servo amplificadores ac.
10- 11-1 Servo amplificador 1:

Amplificador fransistorizado de cuatro etapas con salida
push-pull
Refirámonos a la Figura 10-22, la cual es el dibujo esquemático de un servo amplificador ac de

cuatro etapas.
El transistor Q l y sus componentes asociados conforman la etapa de entrada del servo
amplificador. La señal de entrada ac de 60 Hz (el voltaje de error) es llevado a la base de Q, a través
del condensador de acople C ¡ . Q ¡ está conectado en configuración seguidor de emisor para que pre-
sente una alta impedancia a la fuente de voltaje de error. Debido a la alta impedancia vista hacia la
etapa de entrada, no es necesario que la reactancia de C, sea muy baja. Por tanto, C ¡ es bastante más
pequeño que los otros condensadores de acople en este circuito.
La resistencia de entrada (impedancia) de la etapa de entrada está dada por:
40
2
+48 V
Figura 10-22. Servo amplificador de estado sólido completo.

R-m, = Ri II R 2 I I rb in „ (10-1)
donde r b i B ¡ , indica la resistencia ac vista hacia la base de Q { . La resistencia ac vista hacia la base de
Q i está dada por:
'MO, = P i ( r e } ¡ + reoatt), (10-2)

donde es la ganancia de corriente de Q! reJ¡ es la resistencia ac de la unión base-emisor de Q, y reonu es
la resistencia vista hacia afuera del emisor de Q t a tierra. La resistencia ac a través de la unión base-
emisor de un transistor polarizado directamente es bastante baja, generalmente menor que 50 Q, de
modo que reh es despreciable comparada con reouU. Por tanto, asumiendo que 0! es del orden de 100
(una estimación razonable), la resistencia de entrada de la etapa de entrada está dada aproxima-
damente por:
Riai = R l l / R 2 / l 100(/-e.ut])
o:
(Rini = 560 K II 680 KII 100(re outl) = 307 K II 100(rc outl). (10-3)
Ahora la resistencia ac vista hacia afuera del emisor de a tierra es igual al paralelo de las
resistencias de dos caminos de corriente. El camino 1 va directamente hacia tierra a través de la
resistencia de emisor R3. El camino 2 va a través de C2, a través de R4, a través del pot de ajuste de
ganancia, y hacia el circuito de Q2. La resistencia del camino 1 es simplemente 47K, el valor de R3. La
resistencia descamino 2 es igual a la suma de R4, más la resistencia del pot de ajuste de ganancia, más
la resistencia ac vista hacia la segunda etapa. Considerando el peor caso, con el pot de ajuste de
ganancia completamente fuera para máxima ganancia del amplificador, la resistencia ac del camino 2
es igual a R4 (lOk) más la resistencia de entrada de la segunda etapa. La resistencia de entrada de la
segunda etapa es al menos 11 K si es al menos 100 [dado que Rin, = Rb I I R6 / / 0 ( r k ¡ J = 150 K // 22
K //100(270 fl) = 11K ]. Por tanto:
reout, = rcam ] // rcam 2 = 47 K // (10 K + 11 K) = 14,5 K.

Regresándonos a la Ecuación (10-3), podemos calcular ahora la resistencia de entrada de la
primera etapa como:
Rin¡ = 307 KII 100(14,5 K) = 307 KII 1450 K = 253 K.
Una resistencia de entrada de 253 K es adecuada para la mayoría de las aplicaciones. Es decir, la
mayoría de las fuentes de voltaje de error no serían excesivamente cargadas por un amplificador
cuya resistencia de entrada fuese alta.
En un servo amplificador ac, como en la mayoría de los amplificadores ac, es buena práctica
mantener la reactancia de los condensadores de acople por debajo del 3% de la resistencia de entrada
a la etapa amplificadora. En este caso particular, para una señal de 60 Hz,
Xr. = 1 2,65 K,
2nfC¡ 27t(60)(l X 1(T6)
de modo que:
XCl _ 2,65 K
= 0 ,0 1 ,
253 K
lo cual significa que Xc¡ es tan grande como el 17c de R¡ni.

El seguidor de emisor no puede proporcionar ganancia de voltaje. Por tanto el voltaje que se
entrega al condensador de acople C 2 es ligeramente menor que el voltaje de error de entrada. El
voltaje de C¿ es entonces dividido entre la combinación f? 4/pot de ajuste de ganancia, y la segunda
etapa del servo amplificador. La segunda etapa está formada por Qo y sus componentes asociados, es
un amplificador de voltaje con una ganancia de voltaje del orden de 10. Las resistencias de emisor i?8
y R 9 sirven para estabilizar la polarización de del punto de operación contra cambios en temperatura
y variaciones de las características de grupo del transistor. El condensador de derivación C 3 (bypass)
permite que la corriente ac pase por alto a R9. Esto tiende a aumentar la ganancia de voltaje. La Rs
no tiene condensador de bypass para ayudar a aumentar la impedancia de entrada de la segunda
etapa.
El voltaje de salida de la segunda etapa se toma del colector de Q¿ y es enviado a la tercera
etapa a través de C4. La tercera etapa amplifica aún más la señal y la aplica a través del devanado
primario de T{. El devanado primario de está sintonizado a 60 Hz por medio del condensador Cb.
Juntos, la inductancia del devanado y el condensador C 5 forman un circuito resonante paralelo con
una frecuencia de resonancia del orden de 60 Hz. Esto permite que la tercera etapa proporcione
máxima amplificación de voltaje a la señal de 60 Hz de frecuencia y muy poca amplificación a las
señales extrañas de otras frecuencias.
El voltaje ac de salida de la tercera etapa es atenuado por T, y aparece a través del devanado
secundario con toma central. Tx es un trasfor- mador reductor con una relación 10:1; disminuye el
voltaje de salida de la tercera etapa a menos de 2 V mientras que levanta la capacidad de corriente en
un factor de 10. Esto produce el acople apropiado con los transistores de potencia Q4 Q5, los cuales
necesitan muy poco voltaje ac de entrada pero requieren de una buena cantidad de corriente de
entrada. Los transistores de potencia Q4 y Q5 están conectados en una configuración push- pull de
emisor común. Veamos como funciona la etapa de potencia push-pull.
Durante el semiciclo que el voltaje secundario de Tx es positivo arriba, la mitad superior del
devanado entrega corriente de base a Q 4. La corriente sale por el terminal superior del devanado, y
fluye a través de la unión base-emisor de Q 4, a través de R13 y fí17, y regresa al devanado por la toma
central. Entonces Q4 impulsa corriente de colector vía el siguiente camino: de la fuente de +48 voltios,
hacia la toma central del primario de T2, a través de la mitad superior de T¿, a través del camino
colector-emisor de Q4, a través de fí13, y hacia tierra.
Mientras sucede todo esto, Q5 está polarizado en corte. Esto es debido a que el terminal inferior
del secundario de T¡, es negativo con respecto a tierra, robándole a Q 5 la pequeña corriente de base
que se entregó a tra-
Servo motores ac de estado sólido / 405
vés de R15. Con Q-0 en CORTE, por la mitad inferior del devanado primario de T2 no circula corriente.
De este modo, durante el semiciclo positivo de la señal de voltaje, el devanado primario de T2
lleva una corriente neta hacia arriba. Esto induce en el devanado secundario de T2 con voltaje de cierta
polaridad, digamos positiva arriba. Este voltaje se aplica al devanado de control del motor. Por
consiguiente se crea un semiciclo de una onda senoidal a través del devanado de control.
Durante el otro semiciclo de la señal de voltaje, el secundario de Tx es positivo en el terminal
inferior. Esto permite que la parte inferior del secundario de Tx, entregue corriente de base a Q 5, la
cual lo pone en conducción e impulsa corriente de colector vía el siguiente camino: de la fuente de + 48
V, hacia la toma central del primario de T2, a través de la mitad inferior de T2, a través del camino
colector-emisor de Qb, a través de R13, y a tierra. Mientras sucede todo esto, Q4 está polarizado en
CORTE por el voltaje negativo aplicado a su base por la unidad superior del devanado secundario de
Tx, con Q4 en CORTE, por la mitad superior del primario de T¿ no circula corriente.
De este modo, durante el semiciclo negativo de la señal de voltaje, el primario de T2 lleva una
corriente neta hacia abajo. Esto induce en el devanado secundario de T2 un voltaje de polaridad
opuesta a la anterior, positiva abajo. De esta manera se aplica al devanado de control del motor el otro
semiciclo de la onda senoidal.
Podrá preguntarse porqué utilizamos un método tan complicado para entregar una onda
senoidal completa de voltaje al devanado de control. La razón es una muy buena. Veámosla: Este
método permite que los transistores de salida permanezcan la mitad de su tiempo “descansando” y
fríos. En la etapa push-pull un transistor maneja la mitad de la señal, y el otro transistor maneja la
otra mitad. Ningún transistor tiene que impulsar corriente de todo el tiempo.
Desde el punto de vista de la potencia este método tiene una gran ventaja sobre los métodos
convencionales de polarización, en que se establece una cierta corriente de de polarización y la señal de
corriente ac se le superpone. Dicha corriente de de polarización no es útil en el manejo de la carga
porque es bloqueada por el transformador o el condensador de acople. No obstante, drena potencia de
la fuente de y obliga al transistor a disiparla. Una etapa push-pull como la mostrada en la Figura 10-22
elimina dicho desperdicio de energía. Aún así, los transistores de salida disipan una cierta cantidad de
energía debido a que impulsan la corriente relativamente grande del motor. Sin embargo, toda la
potencia que deben disipar es el resultado de la corriente ac, la cual es la menos útil para manejar la
carga. Al eliminar el problema del consumo de potencia de, se pueden utilizar transistores más
pesados, y puede reducirse el tamaño de sus radiadores. Prácticamente todos los servo amplificadores
ac utilizan alguna variante de la configuración push-pull en su etapa de salida.
No es difícil ver que si la fase del voltaje de error de entrada cambia 180" con respecto al voltaje
del devanado fijo, se invertirá la relación adelanto-atraso. Es decir, si la corriente por el devanado de
control adelanta en 90° la corriente por el devanado fijo, ahora se atrasaría en 90". Esto haría
que el motor girase en la dirección opuesta. Por tanto la fase del voltaje de error determina la
dirección de rotación del servo motor y la magnitud del voltaje de error determina su velocidad de
rotación.
10- 11-2 Servo ampliñcador 2: Amplificador transistorizado de

cuatro etapas estabilizado con troceador, con realimentación
negativa y fuente de sin filtraje para el devanado de control
La Figura 10-23 muestra un diseño de amplificador que ilustra algunas otras características
particulares de los servo amplificadores. Primero, nótese que el voltaje de error es una señal de.
Algunos detectores de error son incapaces, por una razón u otra, de proporcionar un voltaje ac al
servo amplificador. En lugar de esto, entregan un voltaje de. La amplificación directa de un voltaje
de error de es difícil debido a los problemas de deriva inherentes a un amplificador de. Una
alternativa popular es trozar la señal de para hacerla parecida a una señal ac. El troceador de señal
es justamente un interruptor de lámina vibratoria cuyo terminal común es conectado al-
ternativamente a la entrada de y a tierra. La señal que aparece en el ter minal común del troceador
es una onda cuadrada cuya altura es igual a la magnitud de voltaje de de entrada.
La vibración del interruptor mecánico se crea por medio de la bobina del troceador, un
electroimán que es alimentado por una fuente de 60 Hz. La fuente manejadora del troceador se
sincroniza con la fuente ac del devanado fijo. En un semiciclo de la línea de 60 Hz, el interruptor
mecánico es empujado hacia arriba a hacer contacto con el terminal de entrada; en el otro semiciclo
es empujado hacia abajo a hacer contacto con el terminal de tierra. El resultado es una onda
cuadrada que está en fase o 180° fuera de fase con respecto a la fuente del devanado fijo
dependiendo de si el voltaje de error de es positivo o negativo.
La señal de onda cuadrada de entrada se aplica al condensador de acople C, y es enviada hacia
la base del transistor Q1. es un transistor pnp conectado como amplificador en emisor común. La
resistencia de emisor R3 estabiliza la corriente de polarización contra cambios en temperatura y
variaciones de grupo del transistor. f ?3 también sirve para dar a la etapa amplificadora de Q¡ una
alta resistencia de entrada.
La salida de este amplificador se toma del colector de Q, y es aplicada a la base de Q 2, el cual es
otro amplificador en emisor común. Parte del voltaje de salida de Q2 aparece a través de R3, que es
la resistencia de emisor de R3 es utilizada por ambos transistores Q2 y Q¡. La porción del voltaje de
salida de Q¿ que aparece a través de R3 en el emisor de Qi es de tal polaridad que se opone a la
señal de entrada inicial aplicada a Qj. Esto se denomina realimentación negativa de voltaje.
Sirve para aumentar la resistencia de entrada de la etapa amplificadora de Q, aún más arriba de lo
que naturalmente sería. La realimentación negativa de voltaje también estabiliza más la ganancia de
voltaje de la combinación Q¡ — Q2 contra cambios en temperatura y variaciones en el transistor.
Para entender porqué este arreglo proporciona realimentación negativa, consideremos que
sucede a medida que la señal de entrada a Cj va hacia
-j- 60 V de filtrados
o
t
+60 Vp
-f- 60 V de filtrados Sin filtrar
Q
Devanado
-60 V ¿_mm_ +60 V -i de control
con derivaciór
60 V p +60 V p ,
r
V y j y'
Sin filtrar
(Roton
3 V_7
nsrñ
Voltaje de
error de
entrada
Devanado
fijo
Interruptor CJOOpF ^ I
de vibración
mecánica
60 Hz
Sincronizados con el Etapa de Etapa Etapa Etapa de
devanado fijo entrada amplificadora amplificadora/lmpulsora salida de
del motor del voltaje del voltaje potencia
Figura 10-23. Otro servo amplificador transistorizado. Este dibujo ilustra varias característi- ^ cas populares
de los servo amplificadores, incluyendo señal de troceada, realimeritación negati-
© va de una etapa a otra, fuentes de alimentación desacopladas entre etapas y fuente de sin \
filtraje para la etapa de salida.
su semiciclo negativo. El hecho de que el voltaje vaya hacia negativo tiende a llevar a Q, a una
gran conducción, haciendo que el colector de se vuelva más positivo con respecto a tierra. Esto
hace la base de Q¿ más positiva y tiende a poner a Q2 en gran conducción. A medida que Q2 co-
mienza a conducir una gran corriente de colector baja a través de R3 y Rñ, lo cual hace que el
emisor de Qx se vuelva más negativo (cercano a tierra, más lejano de la fuente ~f V c c ) . El
hecho que el emisor de Q[ sea forzado a volverse más negativo tiende a cancelar el efecto inicial
de la señal de entrada yendo hacia negativo.
Para explicarlo en detalle, si el emisor de Q, solamente tuviera que seguir a la señal de
entrada, una cierta cantidad de corriente habría fluido a través de la unión base-emisor de Q,; sin
embargo, la realimentación tiende a polarizar inversamente la unión base-emisor de lo cual
tiende a disminuir la conducción de Q,. El resultado final es que fluirá menos corriente a través
de la unión base-emisor que cuando no existía la realimentación negativa. Con menos entrada
de corriente para la misma entrada de voltaje, la resistencia de entrada del amplificador es
incrementada. La resistencia de entrada de este amplificador se aproxima a 1 millón de ohmios.
La resistencia de entrada también es estabilizada contra cambios de temperatura, etc.
El precio que se paga es la reducción en la ganancia de voltaje de la etapa de entrada Q l
— Q.,, la cual es mucho menor de lo que sería sin realimentación. La ganancia de voltaje se
vuelve estable, como se mencionó antes.
Resumiendo, los efectos de la realimentación negativa de voltaje son:
a. Aumentar la resistencia de entrada y estabilizarla contra variaciones del circuito.

b. Bajar la ganancia de voltaje y estabilizarla contra variaciones del circuito.
La señal de salida de la etapa de entrada Q¡ — Q2 se toma del colector de Q2 y es acoplada
a la base de Q3 a través de C4. El transistor Q3 es otro amplificador en emisor común. Su salida
se toma del colector de Q3 y se acopla directamente a la base de Q 4 . La resistencia de emisor de
Q 4 , R l 2 , sirve para ayudar a estabilizar la corriente de polarización de Q4 y también para
proporcionar realimentación negatiua de corriente a la base de Q3. La realimentación negativa
de corriente sirve para estabilizar la ganancia del amplificador contra variaciones del circuito
pero también, desafortunadamente, baja la resistencia de entrada de la etapa de Q3. Sin embargo,
en este punto del circuito, la resistencia de entrada ha dejado de ser tan importante, debido a que
la etapa de Qz es manejada por la etapa Q, — Q2, la cual tiene buena capacidad de entrega de
corriente.
Para entender porqué la combinación i? 12/pot de ajuste de ganancia proporciona
realimentación negativa de corriente, consideremos qué sucede a medida que la señal en C 3,
entra a su semiciclo positivo. El hecho que el voltaje se vaya hacia positivo tiende a llevar a Q¡
a gran conducción. Esto hace que el voltaje en el colector de Q3 se vuelva más negativo (cer-
cano a la tierra). Este voltaje yendo hacia negativo tiende a llevar a Q4 a corte, causando una
reducción en la corriente del terminal de emisor de Q4.
El voltaje a través de Rl2 se vuelve más negativo en este instante. El voltaje yendo hacia negativo
absorbe corriente a través de C6, robándole a la base de Q3 parte de la corriente de entrada que le
llega a través de C 4. Lo que sucede es que la tendencia al aumento de corriente hacia Q 3 causa una
reacción que tiende a disminuir la corriente hacia Q3. Esta es la esencia de la realimentación negativa
de corriente.
La efectividad de la realimentación negativa de corriente depende de la resistencia ac entre el
emisor de Q4 y la base de Q3. Esta resistencia ac puede variarse ajustando el pot de ajuste de ganancia.
La resistencia ac entre estos dos puntos es la porción del pot que no está cortocircuitada por C6. A
medida que el contacto se mueve hacia la izquierda, el condensador Cñ cortocircuita más resistencia
de la total del pot, y la resistencia ac es disminuida. Una resistencia ac más baja produce un efecto de
realimentación más fuerte, disminuyendo así la ganancia de voltaje de la combinación Q Z - Q 4 .
Si el contacto del potenciómetro se mueve a la derecha, C 6 cortocircui- tará menos resistencia
del pot de ganancia, con lo cual aumenta la resistencia ac entre el emisor de Q4 y la base de Q3. Esto
reducirá el efecto de la realimentación negativa de corriente y aumenta la ganancia de voltaje.
La salida del amplificador Q4 aparece a través del primario del tras- formador T¡ el cual está
sintonizado a la frecuencia de resonancia de 60 Hz por C 7. Esto ayuda a reducir la ganancia a las
frecuencias armónicas de la onda cuadrada y hace que la salida sea más sinusoidal.
Note que la línea de + 60 V de la fuente de alimentación de los amplificadores Q3 y Q4 está
separada de la línea de alimentación de los transistores Q i — Q ¿ por la resistencia RH. Esta es una
resistencia de desacople. Trabaja en conjunto con el condensador de desacople C2 para filtrar
cualquier señal de ruido de la línea de la fuente de alimentación antes que llegue a la etapa Q, — Q 2 .
Es decir, cualquier disturbio de voltaje que aparezca en la línea de alimentación de de + 60 V debido al
drenaje de corriente de Q, y Q4 es impedido para que aparezca en y Q 2. Los componentes de desacople
Rs y R.¿ pueden realizar esto debido a que la reactancia de C2 es mucho menor que la resistencia de
Rs a 60 Hz o frecuencias más altas.
En este ejemplo, la reactancia de C2 a 60 Hz es 53Sí (Xc = ViirfC.) Esto es solamente el 3,5% de
los 1.500 0 de la resistencia de R8, de modo que solamente el 3,5% de cualquier ruido de disturbio
aparecerá a través de C2. Desde luego, manteniendo las señales de ruido alejadas de C2 es lo mismo
que mantenerlas alejadas de Q, y Q2. Es importante que las señales de ruido de la fuente de
alimentación no se presenten en la etapa de entrada porque si llegasen a esta etapa, serían
amplificadas totalmente por el amplificador. Las señales de ruido en las etapas sucesivas no son tan
problemáticas debido a que no están sujetas a la amplificación total del amplificador.
En la etapa de salida de potencia, los transistores de potencia nuevamente se encuentran conectados en
configuración push-pull, aunque esta vez se encuentran conectados como amplificadores base común.
Veamos primero la red de polarización. Refirámonos a las formas de onda de la etapa de salida de
potencia en la Figura 10-4, especialmente las partes (a), (b)
y (c). Hay una pequeña corriente de polarización de entregada a Q b y Q , ¡ por la fuente sin
filtraje de — 60 Vp. El camino de dicha corriente de polarización es el siguiente: de tierra hacia
la base del transistor, saliendo por su terminal de emisor y a través de la mitad del devanado
secundario, a través de R ¡ 3 , y hacia la fuente de —60 Vp es de pulsante de onda completa. La
utilización de una de pulsante sin filtro reduce ligeramente los requerimientos de disipación de
calor del transistor, los requerimientos de disipación de calor del transistor.
El devanado secundario de T¡ entrega corriente de emisor a los transistores de potencia Q b
Q % . Las formas de onda de la corriente de emisor están dibujadas en las Figuras 10-24(d) y (e).
Cuando el devanado secundario de T, es positivo en su terminal superior, la mitad inferior del
devanado secundario pone en conducción a Q 6. El camino de flujo de la corriente es el camino
comprendido por la mitad inferior de devanado secundario, la unión base-emisor de Q 6, y el
diodo de germanio. En el otro semiciclo, cuando el voltaje es positivo en su terminal inferior, la
mitad superior del devanado pone en conducción a Q b de la misma manera.
La fuente de voltaje positiva en la toma central del devanado de control del motor es
también de pulsante de onda completa. Esta fuente de voltaje pulsante sin filtro ayuda a reducir
considerablemente el consumo de los transistores de potencia, debido a que hay menos voltaje a
través de los terminales principales del transistor a medida que la corriente instantánea de
colector aumenta hacia su valor de pico. Es decir, a medida que la corriente de colector
aumenta hacia su pico, los transistores de potencia permanecen escasamente fuera de saturación
debido a que el voltaje de la fuente de colector sigue al aumento de corriente. Con el transistor
escasamente fuera de saturación, la caída de voltaje a través de sus terminales principales
permanece pequeña, haciendo que el consumo de potencia sea pequeño [P¡„ = (Vinit)(7inst)J . Las
st
formas de onda de la fuente de voltaje positivo, de la corriente por el devanado de control, y de

los voltajes colector-emisor a través de los transistores están dibujados en las Figuras
10- 24(f), (g), (h), e (i).
Además de disminuir la disipación de potencia de los transistores, utilizando de pulsante
sin filtro para manejar la etapa de potencia de salida push-pull, también aligera la carga sobre la
fuente de alimentación de filtrada. Esto reduce el risado en dicha fuente.
El devanado de control del servo motor es un devanado con toma central, con sólo una
mitad del devanado llevando corriente en cualquier instante. Esto no altera el hecho que el
campo magnético establecido por el devanado de control cambie de dirección cada medio ciclo.
En otras palabras, cuando la corriente fluye a través del devanado de control del centro hacia
abajo ( Q ñ conduciendo), el campo magnético creado apunta en una cierta dirección relativa al
estator del motor. Cuando la corriente fluye a través del devanado del centro hacia arriba (Qb
conduciendo), establece un campo magnético apuntando en la otra dirección relativa al estator.
Esta alternancia en la dirección del campo magnético es todo lo que es necesario para
interactuar con el campo del devanado fijo para crear un campo neto rotatorio.
r\AA/V\
polarización de
base a emisor
de Q5 yQ6
(c)
Corriente neta
de emisor
(y de colector)
de Qc
(d)
Corriente neta
de emisor
(y de colector)
de Qc
(e)
Fuente sin
filtro de + 60 V
(f)
A través de la
mitad inferior
(9)
(h)
Figura 10-24. Varias formas de onda de voltaje y corriente para amplificador de la

Figura 10-23.
10- 11-3 Servo amplificador 3: Amplificador híbrido utilizando
un op amp CI en la etapa de entrada y con una etapa de
salida discreta push-pull
La Figura 10-25 muestra un servo amplificador simple utilizando un op amp CI. Como
vimos en el Capítulo 8, un op amp CI es un circuito amplificador completo empacado en un
recipiente no mayor que el utilizado para un solo transistor discreto. Una vez se han conectado
las fuentes de alimentación y varios componentes externos el op amp está listo para trabajar.
En esta aplicación el op amp es utilizado como un amplificador no inversor. La ganancia
de voltaje se determina por la combinación Rl, R,,
Figura 10-25. Servo amplificador híbrido (que tiene componentes discretos e

integrados).
412
Servo motores DC / 4lí
y el pot de ajuste de ganancia. La ganancia de voltaje'del op amp amplifi cador no inversor puede
ajustarse en el rango de 5,7 a 55,7 en este circuitc dado que:
4,7 K K
Av_.= = 5,7,
1K
y
54,7 K + 1 K
55,7.
1 K
La impedancia de entrada del amplificador no inversor es naturalmente muy alta, de modo que
no se necesitan técnicas especiales para aumentar la impedancia de entrada.
Los componentes Cl5 C2, y R 3 están conectados a los terminales apropiados del op amp para
determinar las características de respuesta de frecuencia. Las hojas de datos que proporcionan los
fabricantes de op amp siempre dan indicaciones sobre la magnitud de estos componentes.
El voltaje de error ac se aplica al terminal de entrada no inversor, y la señal amplificada se
toma del terminal de salida del op amp. Esta señal es enviada al transistor (?! a través dé R 4 y C3.
Este transistor está conectado en configuración emisor común para proporcionar máxima amplifi-
cación de potencia. R 5, R 6 , y R 7 determinan la corriente de polarización de Q!, y dicho punto de
polarización es estabilizado por R 7 . C 4 está conectado en paralelo por el devanado primario de T\
para resonar a lá frecuencia de la señal.
El secundario de T ¡ maneja el par de transistores Q 2 — Q 3 , los cuales están conectados en
configuración push-pull. Estos transistores están ligeramente polarizados en conducción por el
divisor de voltaje R a — R 9 conectado a la fuente de de + 60 V.
El condensador C6 de 100 ¿¿F proporciona el camino para que la señal de corriente ac fluya a
través de las uniones base-emisor de Q, y Q 3.
10-12 SERVO MOTORES DC

Como mencionamos en la Sección 10-10, generalmente se prefieren los servo motores ac a los servo
motores de, excepto para utilización en sistemas de muy alta potencia. Para los sistemas de muy alta
potencia, se prefieren-los motores de debido a que marchan más eficientemente que los servo moto-
res ac comparables. Esto los habilita para permanecer más fríos. Un motor eficiente también evita
un excesivo desperdicio de potencia, aun cuando generalmente el desperdicio de energía no es un
factor primario en los servo mecanismos.
Un servo motor de no es diferente de cualquier otro motor shunt de de uso general. Tiene dos
devanados separados: son el devanado de campo, colocado en el estator de la máquina y el devanado
de armadura, colocado en el rotor de la máquina. Ambos devanados están conectados a una fuente
de voltaje de. En la mayoría de las aplicaciones de los motores shunt de los devanados realmente
estarían conectados en paralelo (shunt) y manejados por una fuente de, pero en servo aplicaciones,
los devanados están
Torque
(Ib-pie)
Velocidad (rpm)
Figura 10-26. (a) Esquema de un servo motor de. (b) Gráfica de velocidad versus
voltaje de armadura para un torque constante al eje. (c) Curvas de torque versus
velocidad para varios voltajes de armadura.
manejados por fuentes de separadas. Esta situación se ilustra esquemáticamente en la Figura l0-
26(a).
El devanado de campo de un motor de generalmente se simboliza esquemáticamente como una
bobina. El devanado de campo está conectado a la fuente de voltaje de indicada por VF en la Figura
10-26(a). El devanado de armadura de un motor de se simboliza esquemáticamente como un círcu lo
en contacto con dos cuadrados. Esto sugiere al aspecto físico de una armadura de como un cilindro
que tiene escobillas deslizantes contra su superficie. El devanado de armadura está conectado a una
fuente de voltaje de indicada por VA en la Figura 10-26(a).
No entraremos en detalles de la descripción física del control de veloci dad de un motor de en
este momento. Dicho tópico se cubre en el Capítulo 13. Basta con decir que la velocidad de estado
permanente puede controlarse bien sea variando VF o variando VA en la Figura 10-26(a). Prácti-
Amplificadores para motores DC / 415'
camente en todos los servo sistemas modernos, el ajuste se hace variando VA, la fuente de voltaje de
armadura.
La relación entre la velocidad de estado estable y el voltaje aplicado a la armadura para un
torque constante se muestra en la Figura 10-26(b). Esto es aproximadamente una relación lineal. Sin
embargo, en un servo sistema real, el torque motor no es constante. Varía a medida que el objeto
controlado se acerca a la posición deseada y el voltaje en el motor se reduce. Las curvas más
significantes de torque versus velocidad a varios voltajes de armadura se muestran en la Figura 10-
26(c).
Estas curvas nos dicen que la capacidad de producción de torque-de un servo motor de es más
grande a bajas velocidades que a altas velocidades para un voltaje de armadura VA dado. Esto
permite que el motor acelere la carga (el objeto posicionado) rápidamente a partir del reposo.
Además, las curvas de torque versus velocidad muestran que a medida que el objeto posicionado se
acerca a su posición deseada y VA se reduce, el motor de es capaz de entregar un torque inverso para
frenar la carga si la velocidad de aproximación es alta. Esto es posible debido a que el devanado de
armadura del motor comienza a actuar como un generador bajo esta condición. La corriente en los
conductores de fa"armadura invierte su dirección (asumiendo que la fuente de voltaje de armadura
es capaz de drenar corriente), y la corriente inversa crea un torque inverso.
De este modo el motor shunt de estándar satisface los requerimientos para un buen servo motor.
Tiene alto torque a baja velocidad y puede desarrollar un efecto de amortiguamiento, en que una alta
velocidad de aproximación resulta en una tendencia automática al frenado. Desde luego, como con
cualquier motor de no puede esperarse que opere con tan pocos problemas como un motor de
inducción ac. Un motor de inherentemente es un dispositivo de alto mantenimiento, debido a la
complejidad del devanado de armadura aislado y debido al hecho que la corriente debe fluir hacia y
desde la armadura a través de los contactos escobilla-conmutador.
10-13 AMPLIFICADORES PARA SERVO MOTORES DC

Teóricamente no es errada la idea de utilizar un amplificador de para am plificar un voltaje de de
error en un servo sistema. El amplificador deberá simplemente levantar el voltaje de de error a un
gran voltaje de, para manejar la armadura del servo motor. Hay algunos problemas prácticos a este
respecto. Por ejemplo todos los condensadores de acople entre las etapas amplificadoras deberán
eliminarse, dado que la corriente de no puede pasar a través de un condensador. Asimismo, los
condensadores de acoplamiento de una etapa a otra deberán abandonarse dado que los
transformadores no responden a una corriente de. En resumen, todos los amplificadores de deben
ser de acoplamiento directo. Esto significa que la salida de una etapa debe conectarse a la entrada de
la siguiente etapa solamente a través, de resistencias y/o conductores. El acoplamiento está ilustrado
en la etapa de entrada del amplificador de la Figura 10-23; la conexión Qi — Q2 no tiene
condensadores o trasformadores. Las otras etapas en dicho amplificador no son de acoplamiento
directo.
El acoplamiento directo a lo largo de un amplificador multietapa produce ciertos

problemas prácticos que son casi insalvables. En un amplificador directamente acoplado,
cualquier cambio en el voltaje de polarización del transistor debido a la variación de la fuente
de alimentación, cambios en temperatura, o envejecimiento de los componentes es tratado
exactamente como una señal de entrada real. Por ejemplo, si el voltaje de de polarización en el
colector de un cierto transistor fuese lo que cambia ligeramente debido a un aumento de la
temperatura, las otras etapas del amplificador no podrán distinguir dicho cambio de una
genuina señal de voltaje producida por un voltaje de entrada de de error.
Figura 10-27. Circuitos de control para un servo motor de. (a) Método que utiliza una
fuente ac de un devanado, (b) Método que utiliza una fuente ac de dos devanados, (c)
Formas de onda del voltaje de error y del voltaje de salida donde se muestra que un
gran voltaje de error produce un cebado temprano de un SCR.
(b)
Amplificadores para motores DC / 417
Ve
V
out
En otras palabras, los amplificadores directamente acoplados tienden a cambiar su voltaje de

salida de debido a variaciones internas del voltaje de polarización que nada tienen que ver con la señal
de entrada aplicada externamente. Como fácilmente puede apreciarse, esto es muy malo. Este fe -
nómeno se denomina deriva. Si esto ocurre en un servo sistema, el servo motor marchará cuando se
supone que no, y el objeto controlado será posicionado inapropiadamente.
Hay varias maneras de minimizar la deriva, pero todas involucran complicaciones al circuito, y
nunca trabajan perfectamente. Por tanto los fabricantes de servo mecanismo evitan la utilización de
servo amplificadores de. Si por alguna razón el voltaje de error de entrada debe ser un voltaje de,
puede ser troceado y amplificado en un amplificador ac como el mostrado en la Figura 10-23.
El hecho que permanece es que los servo motores de requieren voltajes de más grandes capaces
de entregar grandes corrientes. Lo que se necesita es un amplificador ac capaz de entregar una salida
de. El SCR, con sus capacidades amplificadoras y rectificadoras, es el dispositivo de salida ideal para
tal amplificador.
La Figura 10-27 muestra dos métodos de utilización de los SCR para controlar un servo motor
de. En la Figura 10-27(a) hay dos SCR conectados, en direcciones opuestas. El SCR 1 controla la
corriente de armadura en una dirección, de arriba hacia abajo. De este modo controla al motor cuan -
do está girando en una dirección, digamos en el sentido de las manecillas del reloj. El SCR2 controla
la corriente de armadura en la otra dirección, en el sentido contrario de las manecillas del reloj.
Veamos los detalles de operación.
La señal de error ac (V e) es amplificada por un preamplifícador del mismo ÍÍDO que los
mostrados en la Sección 10-11. El voltaje de los terminales de salida del preamplificador (Vout) es una
versión amplificada de la señal de error y está en fase con ésta. En un cierto punto en el semiciclo
positivo, el voltaje de salida alcanzará el voltaje de disparo del diodo de cuatro capas, produciendo
un impulso de corriente hacia el devanado primario de Tj. Esto sucede durante cada semiciclo
positivo siempre y cuando el voltaje de error de entrada se encuentre por encima de un cierto valor
mínimo. El punto específico en el semiciclo está determinado por cuan grande es el voltaje de error.
Para un gran voltaje de error, el disparo ocurrirá tempranamente en el semiciclo; para un voltaje de
error pequeño el voltaje de error ocurrirá más tarde en el semiciclo. Esto se muestra claramente en
las formas de onda de la Figura 10-27(c). Estas formas de onda se aplican a cualquier circuito con
SCR.
Para un pequeño Ve, las curvas indicadas con 1 muestran qué sucede. Voxlt alcanza el punto de
disparo relativamente tarde en el semiciclo, resultando un ángulo de disparo 6 x. Para un gran Ve (un
error de posición más grande) se aplican las curvas indicadas por 2, Vout alcanza el punto de disparo
del diodo de cuatro capas más temprano en el ciclo, resultando.un ángulo de disparo 02 -
Cada vez que el diodo de cuatro capas se dispara para entregar un pulso de corriente al
devanado primario de Tx, ocurren pulsos positivos en los devanados secundarios de T, en la Figura
10-27(a). Estos dos pulsos positivos tienden a disparar los SCR a los cuales están conectados. Es
decir, el SCR1 y el SCR2 reciben ambos un pulso de corriente de puerta que trata de ponerlo en
CONDUCCION. Sin embargo, solamente un SCR de hecho pasa a CONDUCCION, debido a que
solamente uno de ellos está polarizado directamente en este instante. Si Vs es positivo en el terminal
de arriba cuando llega el pulso, el SCR1 pasa a CONDUCCION y el otro permanece BLOQUEADO
debido a la polarización a través de sus terminales principales. Si Vs es positivo en su terminal
inferior cuando llega el pulso, el SCR2 entra en CONDUCCION y el SCR1 permanece
BLOQUEADO. De este modo la relación de fase entre Vs y Ve determina cuál SCR se cebará. Si Ve
está en fase con V5 el SCRl se ceba; si Ve está 180° fuera de fase con respecto a Vs, se ceba el SCR2. La
fase del voltaje de error determina la dirección de rotación del motor y la dirección de movimiento
del objeto controlado. La magnitud del voltaje de error determina el ángulo de disparo del SCR y
por consiguiente el promedio de la corriente (y del voltaje) entregada a la armadura. Por
consiguiente controla la velocidad del servo motor.
La Figura 10-27(b) muestra un arreglo algo diferente de SCRs y la arma dura del motor, pero la
acción del circuito de control de puerta es exactamente la misma que en la Figura 10-27(a). Si Ve está
en fase con Vs, entonces en el instante que llega el pulso de puerta al SCRl y al SCR2 el devanado
secundario superior de T} polarizará directamente al SCRl y el devanado secundario inferior de 7\
polarizará inversamente al SCR2. Por tanto el SCRl se cebará y el SCR2 permanecerá
BLOQUEADO, haciendo que pase corriente a través de la armadura, de arriba hacia abajo. Para en
tender esto, refirámonos a las marcas de fase en los devanados del trasfor- mador. Si Ve y Vs están en
fase, entonces cuando los terminales con pun
to de los devanados de T2 son positivos, los terminales con triángulo de los devanados de son también
positivos. Durante el semiciclo negativo, U out será de la polaridad contraria para disparar el diodo de
cuatro capas, de modo que no se entregan pulsos de puerta y ningún SCR entra en CONDUCCION.
Si Ve está 180° fuera de fase con respecto a Vs, entonces en el instante que llegan los pulsos de
puerta a los SCR, el devanado secundario inferior de 7\ polarizará directamente al SCR2 y el
devanado secundario superior de Tl polarizará inversamente al SCR1. Por tanto el SCR2 se cebará y
el SCRl permanecerá BLOQUEADO, haciendo que la corriente fluya a través de la armadura de
abajo hacia arriba. Para verlo, recordemos que si Ve y Vs están 180° fuera de fase, entonces cuando
los terminales con punto de los devanados de T2 son positivos, los terminales con triángulo de los de-
vanados de Tj son negativos.
Así como en el primer circuito, si Ve y Vs están en fase, el motor gira en una dirección y si V c y
Vs están 180° fuera de fase, el motor gira en la otra dirección. La magnitud del voltaje de error de
entrada nuevamente determina el ángulo de disparo del SCR, controlando de este modo el promedn
del voltaje aplicado a la armadura del motor.
1. En una válvula actuada por solenoide explique la función de cada una >le las siguientes
partes: asiento de válvula, tapón de válvula, vástago de válvu’a, armadura, bobina
solenoide, resorte.
2. ¿Por qué es que en las válvulas solenoides de ac sus bobinas pueden dañarse si se atasca
el vástago de la válvula, y las válvulas solenoide de de no tienen este problema?
3. En una válvula de dos posiciones manejadas por motor, ¿qué proporciona el engranaje del
motor: alta velocidad y bajo torque o baja velocidad y alto torque?
4. En el diagrama de tiempo de los interruptores de fin de carrera de la Figura
10- 2, IFC2 es soltado ligeramente antes de soltar a IFCl. ¿Por qué es necesario?
5. En la Figura 10-2, ¿por qué es necesario que IFC2 sea actuado en el punto de 180 o?
6. ¿Alrededor de cuánto tiempo toma una válvula de control de dos posiciones en ir
completamente de una posición a la otra?
7. En la Figura 10-3, ¿cuál es el propósito de los interruptores de fin de carrera?
8. Haga una distinción entre un operador neumático de válvula y un posicionador
neumático de válvula.
9. Explique la diferencia entre una válvula de abertura por aire-y una válvula de cierre por
aire.
10. En términos generales, ¿bajo qué circunstancias se prefieren los actuadores de válvula
neumáticos e hidráulicos a los actuadores basados en motor eléctrico?
11. En la Figura 10-4, ¿qué hace que la presión de aire variable aumente y disminuya?
12. Identifique las fuerzas que combinadas balancean el brazo de balanza en la Figura 10-4.
13. En la Figura 10-4, si se rompiera el resorte de alimentación, ¿qué haría la válvula si se
aplicara a la bobina una pequeña señal eléctrica de entrada?
14. Repita la pregunta 13 para el caso de que se rompiera el regulador de aire.
15. Distinga entre lado sellado y lado de la varilla de un cilindro.
16. En la Figura 10-5, ¿hacia qué dirección debe moverse el pistón del cilindro piloto para
hacer que el cilindro principal empuje hacia abajo?
17. En la Figura 10-5, ¿qué hace que el cilindro de potencia empuje hacia arriba: un aumento
en la señal de presión de entrada o una disminución en dicha señal?
18. Dé una explicación detallada paso a paso de lo que sucede en el aparato de la Figura 10-5
si se disminuye la señal eléctrica de entrada.
19. En la Figura 10-6, identifique las dos fuerzas que combinadas balancean el bra zo de
balanza vertical.
20. Repita la Pregunta 18 para el aparato de la Figura 10-6.
21. ¿Cuál es la diferencia entre un relé y un contactor?
22. Defina el término corriente de enganche de un relé.
23. Defina el término corriente de mantenimiento (o corriente de desenganche) de un relé.
24. Explique porqué los relés electromagnéticos tienen histéresis.
25. ¿Es necesariamente mala la histéresis de un relé? Explique.
26. Dibuje una conexión Y trifásica. Repita para una conexión delta.
27. ¿Cuál conexión de la carga, Y o delta, recibe por rama la totalidad del voltaje de línea?
28. ¿En qué conexión de la carga, Y o delta se entrega más potencia eléctrica a una carga
resistiva? ¿En qué factor es más grande la potencia?
29. Enumere algunos de los usos industriales más importantes de los tiristores de potencia.
¿Cuál es el más importante de todos?
Las Preguntas 30 a 49 se refieren a los motores ac de fase partida.
30. Idealmente, ¿qué diferencia de fase deberá existir entre las dos corrientes de los
devanados del estator?
31. En la Figura 10-13(a), ¿cuántas rotaciones efectúa el campo magnético por cada ciclo ac?
Si la frecuencia de la línea es 60 Hz, ¿cuál es la velocidad de rotación del campo
magnético expresada en rpm?
32. Describa la construcción del rotor jaula de ardilla. ¿Qué materiales se utilizan para
construir un rotor jaula de ardilla moderno?
33. ¿Por qué no circula corriente a lo largo del núcleo de un rotor jaula de ardilla?
34. ¿En un rotor jaula de ardilla, es verdad que barras vecinas del rotor llevan co rriente en
direcciones opuestas? Explique.
35. Dibuje una vista de frente del rotor jaula de ardilla como la de las Figuras 10-15 (b) y (c).
Dibuje el campo magnético del estator viniendo de suroeste (parte inferior izquierda) y
apuntando hacia el noreste (parte superior derecha). Asu
miendo que la rotación es en sentido contrario a las manecillas del reloj, mues tre la dirección
de la corriente por cada barra del rotor. Muestre la dirección de la fuerza ejercida sobre cada
barra. ¿Girará el rotor en sentido contrario a las manecillas del reloj?
36. Repita la Pregunta 35, pero esta vez asuma que el campo magnético está rotando en sentido de
las manecillas del reloj.
37. ¿Cuál es el método más común para crear un desplazamiento de fase entre las dos corrientes de
los devanados del estator?
38. ¿Es siempre posible que un motor ac de fase partida marche con un solo devanado del estator?
39. ¿Es siempre posible que un motor ac de fase partida arranque con un solo devanado del
estator?
40. ¿Cuál es la diferencia en construcción entre un motor de fase partida normal y un servo motor
ac?
41. Haga una distinción entre el devanado de control y el devanado fijo de un servo motor ac.
42. En un servo motor ac, si la corriente en el devanado de control, adelanta a la corriente en el
devanado fijo, ¿cómo podría invertirse la dirección de rotación?
43. ¿Qué es con relación a la característica torque velocidad de un motor de fase partida normal lo
que lo hace inaceptable para utilizarlo en un servo sistema?
44. Enumere los dos defectos que interactúan para producir el aumento del compor tamiento
torque-velocidad del motor de fase partida en la Figura 10-20. ¿Qué efecto es acentuado para
producir la caída de la operación torque-velocidad del servo motor? ¿Cómo el fabricante de
motores acentúa dicho efecto?
45. Enumere algunas de las razones por las cuales se prefieren los servo motores ac a los servo
motores de?
46. ¿Bajo qué circunstancias.se utilizan los servo motores de en lugar délos servomotores ac?
47. ¿Qué es amortiguamiento en un servo sistema? ¿Por qué es bueno? ¿Por qué es mejor el
amortiguamiento que hacer marchar el servo motor a baja velocidad?
48. ¿Cuál es la función de un servo amplificador en un servo sistema?
49. Enumere algunas de las características deseables de un servo amplificador ac y explique porqué
cada una es deseable.
Las Preguntas 50 a 59 se refieren al servo amplificador 1, dibujado en la Figura 10-22.
50. La etapa de entrada no proporciona ninguna ganancia de voltaje, ¿entonces cuál es su

característica aprovechable?
51. Explique porqué las resistencias Rs y Ra están colocadas en el terminal de emisor de Q2. ¿Cuál es
su función?
52. ¿Cuál es el propósito del condensador de bypass C3. ¿Cuál es su función?
53. ¿Cuál es el propósito de C5 en el circuito de colector de Q3?
54. ¿Cómo llamamos el método de acoplamiento utilizado entre Q 3 y la etapa de salida de potencia?
55. ¿Cuál es el propósito de las resistencias Ri4 y i?15?
56. ¿Aproximadamente cuánta corriente de base fluye por Q4 y Q5 cuando la señal de error es cero?
57. Describa los caminos de flujo de corriente en la etapa de potencia push-pull cuando hay
aplicado un voltaje de error.
58. ¿Qué sucede con la corriente de base en los transistores de potencia cuando el voltaje de error
es diferente de cero?
59. Discuta las ventajas de una etapa amplificadora push-pull sobre una etapa amplificadora ac
convencional.
Las preguntas 60 a 67 se refieren al servo amplificador 2, dibujado en la Figura 10-23.
60. Explique el objeto de trocear una señal de para convertirla en una señal ac antes de la
amplificación.
61. ¿Cómo llamamos el arreglo circuital en el cual la resistencia de emisor de Ql forma parte de la
resistencia de colector de Q2? ¿Qué beneficios proporciona este arreglo circuital?
62. ¿Cómo llamamos el arreglo circuital de R s y C2? ¿Qué beneficios proporciona este arreglo?
63. ¿Cómo llamamos al arreglo circuital en el cual la base de Qz está conectada a través de una
resistencia al emisor de Q4? ¿Qué beneficios proporciona esto?
64. Explique en términos simples porqué la ganancia del servo amplificador se reduce a medida que
se mueve hacia la izquierda el contacto del pot de ajuste de ganancia.
65. Describa el camino de flujo de la corriente de de polarización de base de los tran sistores de
potencia Qs y Q6.
66. ¿La corriente por el devanado de control del motor tiene que pasar a través del diodo de
germanio en la etapa push-pull? Discuta cuidadosamente su respuesta. El diodo de germanio
debe ser un rectificador de potencia, ¿o puede ser un diodo de pequeña señal?
67. Explique porqué los transistores de potencia tienden a funcionar más fríos cuando se utiliza un
voltaje de sin filtrar para manejar la etapa push-pull.
Las Preguntas 68 a 70 se refieren al servo amplificador 3, dibujado en la Figura 10-25.
68. ¿Cuál es la ganancia de voltaje del op amp amplificador no inversor cuando el pot de ajuste de
ganancia está colocado en su posición central?
69. ¿Por qué no se ha tomado ninguna medida para corregir el desbalance de salida del op amp?
¿Por qué no es necesario?
70. ¿Cree usted que C2, y R3, los componentes de respuesta de frecuencia deben escogerse para
proporcionar un bajo valor de frecuencia superior de corte o un alto valor de frecuencia superior de
corte? Obtenga las curvas de respuesta de frecuencia del op amp 709 y mire cuál debería ser la
magnitud de dichos componentes en particular.
71. En la Figura 10-27(a), ¿qué es lo que determina que el SCRl maneje la armadura o que el SCR2
maneje la armadura?
72. Si el SCRl en la Figura 10-27(a) está manejando la armadura y corrigiendo la posición del
objeto controlado, pero éste sobrepasa su posición deseada, ¿cuál SCR hará que regrese a la
posición apropiada?
73. La Figura 10-27(e) muestra a V out exactamente en fase con Ve. Esto es absolutamente necesario,
¿o podría Vout estar desfasado con respecto a V„?
11
Transductores de
entrada—
Dispositivos de
medida
\
Todo el control industrial depende de la habilidad para medir el valor de la variable controlada con
exactitud y rapidez. De manera general, se ha encontrado que la mejor forma para medir el valor de
la variable controlada es convirtiéndola en alguna clase de señal eléctrica y detectarla con un dis-
positivo de medida eléctrico. Esta técnica es superior a la de convertir el valor de la variable
controlada en una señal mecánica dado que las señales eléctricas tienen ciertas ventajas sobre las
señales mecánicas:
a. Las señales eléctricas pueden transmitirse de un lugar a otro mucho más fácilmente que las
señales mecánicas. (Todo lo que se necesita es un par de conductores.)
b. Las señales eléctricas son más fáciles de amplificar y filtrar-que las señales mecánicas.
c. Las señales eléctricas son fáciles de manipular para averiguar cosas tales como la rata de cambio
de la variable, el tiempo de integración de la variable, si la variable ha excedido algún límite, etc.
423
424 / Transductores de entrada—Dispositivos de medida
Los dispositivos que convierten el valor de la variable controlada en una señal eléctrica se
denominan transductores eléctricos. El número de transductores eléctricos es muy grande. Se han
inventado transductores eléctricos para medir prácticamente toda variable física, sin importar qué
tan ocultas se encuentren. Industrialmente las variables físicas más importantes que se encuentran
son posición, velocidad, fuerza, presión, rata de flujo, temperatura, intensidad luminosa, y humedad.
De acuerdo con esto, en este capítulo, concentraremos nuestra atención en los transductores eléctri-
cos que miden estas variables en particular.
OBJETIVOS
1. Explicar el significado de los términos linealidad y resolución aplicados a los po-

tenciómetros
2. Explicar el funcionamiento de un transformador diferencial variable linealmente (LVDT)
3. Describir la construcción y funcionamiento de un tubo Bourdon, y enumerar las formas
más populares de dichos tubos
4. Describir la construcción y funcionamiento de los fuelles utilizados para la medida de
presión
5. Explicar la construcción y funcionamiento de una termocupla, y como se le compensa
contra variaciones en la temperatura de la unión-fría; establecer los rangos de temperatura
en que se aplican las termocuplas
6. Describir el funcionamiento de un detector resistivo de temperatura (un RTD), y
establecer los rangos de temperatura en que se aplican los RTD
7. Describir el funcionamiento de los termistores, y establecer los rangos de temperatura en
que se aplican
8. Describir el comportamiento de las celdas fotovoltaicas y celdas fotoconductoras, y
establecer las ventajas y desventajas relativas de estos dos dispositivos
9. Describir cómo funcionan los detectores fotoresistivos; describir un detector fo-
toresistivo troceador y discutir sus ventajas
10. Describir la utilización de las fotoresistencias para medir la transparencia de un material,
para balanceo automático de puentes, y para trocear señales de.
11. Explicar el funcionamiento de los LEDs, y distinguir entre LEDs infrarrojos y LEDs de
luz visible
12. Explicar el funcionamiento de un fototransistor, y discutir sus ventajas sobre las celdas
fotoconductoras
13. Describir el funcionamiento de un acoplador/aislador óptico, y enumerar algunos de sus
usos industriales
14. Describir el funcionamiento de las galgas extensiométricas, y mostrar como se estabilizan
contra variaciones de temperatura
15. Enumerar los cinco tipos principales de tacómetros industriales; describir la operación de
cada tipo y establecer sus ventajas y desventajas relativas
Potenciómetros / 425
16. Describir el funcionamiento de los higrómetros resistivos y de los sicómetros para medir
humedad relativa, y tomar correctamente las lecturas de la tabla de un sicómetro
11- 1 POTENCIOMETROS
El potenciómetro es el transductor eléctrico más común. Los potenciómetros pueden utilizarse solos,
o pueden unirse a un sensor mecánico para convertir un movimiento mecánico en una variación
eléctrica. Desde el punto de vista de concepción un potenciómetro es bastante simple. Está formado
por un elemento resistivo y un contacto móvil que puede posicionarse en cualquier punto a lo largo
del elemento resistivo. Este contacto móvil se denomina de varias maneras, incluyendo toma,
contacto, y deslizador. Usaremos indistintamente los tres términos.
La Figura 11-1 muestra dos representaciones esquemáticas de un potenciómetro. En la Figura
ll-l(a), el elemento resistivo se ha dibujado en forma circular; esta representación hace referencia a
la construcción física de la mayoría de los potenciómetros, en los cuales el elemento resistivo real-
mente es circular y barre un ángulo del orden de 300°. Entonces la posición del contacto es circular
y barre un ángulo del orden de 300°. Entonces la posición del contacto se ajusta girando el eje al
cual se encuentra unido. El eje puede girarse con la mano o con un destornillador dependiendo de si
tiene una perilla o una ranura de tornillo en su extremo.
Terminales
eléctricos
Terminales
eléctricos
(a) (b)
Figura 11-1. Símbolos esquemáticos de potenciómetros, (a) Símbolo circular el cual

hace referencia a la apariencia física de los pot. (b) símbolo recti lineo.
La representación esquemática más popular es la mostrada en la Figura

ll-l(b). Es la más popular solamente porque es la más fácil de dibujar.
Linealidad de un Potenciómetro. La gran mayoría de los potenciómetros son Lineales. El término

lineal significa que un movimiento mecánico dado del contacto produce un cambio dado en la
resistencia, sin importar dónde se encuentre el contacto. En otras palabras, la resistencia del
elemento está igualmente distribuida a lo largo de la longitud de éste. El grado preciso de linealidad
de un potenciómetro es muy importante en algunas aplicaciones. Por tanto los fabricantes
especifican un porcentaje de linealidad en los po-
Figura 11-2. Gráficas de resistencia versus ángulo del eje para un potenciómetro.
(a) Potenciómetro perfectamente lineal, (b) Potenciómetro real, con la resistencia
desviándose de la línea recta, (c) Contacto a pasos o variación no continua de la
resistencia.
% de la % de la
resistencia total resistencia total
% de la
resistencia total
(c)
tenciómetros que fabrican. El significado de porcentaje de linealidad, o simplemente linealidad, puede

entenderse refiriéndonos a la Figura 11-2.
La Figura ll-2(a) muestra una gráfica de resistencia versus ángulo del eje para un
potenciómetro perfectamente lineal. La resistencia marcada en el eje vertical puede considerarse
como la resistencia entre el contacto y uno de los terminales laterales de la Figura 11-1. Él ángulo del
eje dibujado en el eje horizontal es el ángulo a través del cual ha sido rotado, co menzando con cero
grados como la posición en la cual el deslizador está en contacto directo con el terminafiateral. Como
puede verse, un potenciómetro perfectamente lineal da una cierta cantidad de cambio en la resistencia
para un número dado de grados de rotación del eje, sin importar en qué punto se encontraba el eje.
Es decir, un movimiento del eje desde 0 o hasta 60° produce un cambio de resistencia del 20% de la
resistencia total; asimismo, un movimiento del eje desde 180° a 240°, 60° de rotación, produce un
cambio en la resistencia que va desde el 60% al 80% de la resistencia total, es decir un cambio del
20%.
Es, desde luego, imposible fabricar potenciómetros que tengan una linealidad perfecta. La
situación real se muestra en la Figura ll :2(b), en la cual la resistencia se desvía de la recta ideal. El
punto de la peor desviación con respecto a la recta ideal determina el porcentaje de linealidad del
potenciómetro. Por ejemplo, en la gráfica de la Figura ll-2(b), en el peor punto, la resistencia real se
desvía de la recta ideal en un 10%. Esto significa que la resistencia real difiere de la resistencia
esperada en una cantidad que es el 10% de la resistencia total. Por tanto la linealidad de este
potenciómetro es del 10%.
Cuando un fabricante especifica un 10% de linealidad para su potenciómetro, está
garantizando que la resistencia se desviará de la línea recta de resistencia por no más del 10% de la
resistencia total. De este modo, un potenciómetro de 500 Q con una linealidad del 10% tendría una
gráfica de resistencia versus ángulo del eje en la cual la resistencia real se desvía de una línea recta
ideal en no más de 50 Í2.
Mientras que un 10% de linealidad podría ser adecuado para la mayoría de las aplicaciones
industriales de los potenciómetros, es casi seguro que no sería adecuado para una aplicación de
medición. Generalmente, los potenciómetros utilizados como transductores tienen linealidades
menores que el 1% y en algunos casos tan bajas como el 0,1%. En un potenciómetro de 500 Í 2 con un
0,1% de iinealidad, la resistencia real se desviaría de la resistencia esperada por la línea recta en no
más de 0,5 Í2.
Resolución del potenciómetro. Muchos potenciómetros son del tipo bobinado. En un potenciómetro
bobinado, una cierta cantidad de cable delgado es enrrollado alrededor de un núcleo aislante.
Entonces el contacto se mueve de una vuelta de alambre a la próxima a medida que se ajusta el pot. El
resultado es que la resistencia del contacto no varía de manera uniforme, sino que varía a pasos. Este
fenómeno se muestra, bastante exagerado, en la Figura ll-2(c).
El hecho importante aquí es que hay un límite en el cambio mínimo posible de resistencia. El
cambio en resistencia más pequeño posible es igual a la resistencia de una vuelta de alambre (para un
contacto que no hace puente entre vueltas). Por ejemplo, un pot bobinado de 500S2 que tenga
200 vueltas tendrá una resistencia por vuelta de 500 Q/200 = 2,5 Q . El más pequeño ajuste
posible del potenciómetro movería el contacto de una vuelta a la inmediatamente siguiente, de
modo que el cambio en resistencia más pequeño posible sería de 2,5 ü. Este cambio más
pequeño posible en la resistencia determina la resolución del potenciómetro.
La resolución de un potenciómetro puede considerarse como la mínima variación posible
de resistencia, expresada como un porcentaje de la resistencia total* Para el potenciómetro
descrito en el párrafo anterior, la resolución será de 2,5 Q/500 Q =0,5%.
Como regla general, los potenciómetros que inherentemente tienen buena resolución
inherentemente tienen baja linealidad y viceversa. Desde luego, tomando precauciones
especiales en el proceso de fabricación, es posible hacer potenciómetros que tengan buena
resolución y buena linealidad. Los potenciómetros utilizados para efectos de medición son
generalmente de este tipo. Tienen buena resolución, buena linealidad, y buenas características
respecto al ambiente (la temperatura y la humedad no los afecta). Son algo costosos, costando
alrededor de 20 veces lo que cuesta un simple pot de control.
Con bastante frecuencia, un potenciómetro se instala en un circuito con un voltaje aplicado
entre sus terminales laterales como se ilustra en la Figura ll-3(a). Entonces la rotación del eje
crea una variación de voltaje entre sus terminales, en lugar de simplemente una variación de
resistencia entre sus terminales. Si la posición del eje representa el valor de alguna variable
medida, el potenciómetro establece una correspondencia entre la variable medida y Vout.
Otra conexión de potenciómetros bastante común se muestra en la Figura ll-3(d). Las
resistencias R1 y R2 son iguales, y el aparato de medida está organizado de tal manera que el
contacto del potenciómetro se encuentra exactamente en el centro para alguna condición neutra
o valor de referencia de la variable medida. Esto es un circuito puente. Si el puente está
alimentado por una fuente de voltaje de, la magnitud de Vout corresponde a la cantidad en la
cual la variable medida difiere del valor de referencia, y la polaridad de Vout corresponde a la
dirección de la diferencia, mayor que o menor que el valor de referencia. Si el puente está
alimentado por una fuente ac, la magnitud de Vout corresponde a la cantidad de desviación a
partir del valor de referencia, y la fase de Vout corresponde a la dirección de la desviación. Si el
valor medido es mayor que el valor de referencia, el contacto del potenciómetro se mueve hacia
arriba en la Figura
ll-3(b). Entonces Vout estará en fase con la fuente ac. Si el valor medido es menor que el valor de
referencia, el contacto del pot se mueve hacia abajo en la Figura ll-3(b), y Vout se encontrará
180° fuera de fase con respecto a la fuente ac.
Otro arreglo común de un potenciómetro en un circuito puente se muestra en la Figura ll-
3(c). Recordemos que la idea fundamental de los circuitos puente es que el puente estará
balanceado cuando la relación de las
*Esta definición es un poco endeble dado que la mínima variación posible a un ángulo en el eje podría ser diferente de éste
a otro. Esto sucede porque no todas las vueltas de alambre tienen exactamente la misma resistencia. Para una definción de
resolución formal y precisa, consulte un libro dedicado exclusivamente a transductores.
Figura 11-3. Potenciómetros utilizados en circuitos de medición, (a) Potenciómetros como un

simple divisor de voltaje, (b) Circuito puente, con el pot formando un lado del puente, (c)
Circuito puente con el pot formando una rama del puente.
resistencias de la izquierda iguale a la relación de las resistencias a la derecha. En otras palabras,

V„ut = 0 si:
R i __ R 3
R2 R4
Un puente de esta clase puede utilizarse en una cualquiera de estas dos formas:
a. La variable medida puede utilizarse para posicionar el eje del pot, y entonces el voltaje de
salida (Vout) del puente representa el valor de la variable medida.
b. La variable medida puede utilizarse para hacer que una de las resistencias, digamos fí4,
varíe. fi4 puede ser en sí un potenciómetro, o podría ser una resistencia que varíe en respuesta a
algún estímulo, tal como temperatura. Entonces R3 es ajustada manual o automáticamente hasta
cuando Vout sea igual a cero, lo cual significa que el puente está balancea do. La posición del
eje del pot R3 representa entonces el valor de la variable., El eje puede unirse a algún
dispositivo indicador para leer el valor de la variable medida.
11-2 TRANSFORMADORES DIFERENCIALES DE VARIACION LINEAL (LVDTs)
Un transformador diferencial de variación lineal entrega una señal de voltaje de salida ac que
es proporcional a un desplazamiento físico. La Figura
11- 4 muestra la construcción, el símbolo esquemático, y las formas de onda de salida de
un LVDT.
La Figura ll-4(a) muestra que un LVDT tiene un devanado primario y dos devanados
secundarios arrollados sobre el mismo soporte. El soporte mismo es hueco y contiene un
núcleo magnético que es libre para deslizarse dentro del soporte. Siempre y cuando el núcleo
magnético esté perfectamente centrado en el soporte, el flujo magnético de enlace será el
mismo para el devanado secundario 1 y para el devanado secundario 2. Por tanto ambos
voltajes secundarios serán iguales. Si el núcleo se mueve hacia la izquierda en la Figura ll-4(a),
el enlace magnético será más grande en el devanado secundario 1 debido a que hay más núcleo
dentro de dicho devanado que dentro del devanado 2. Por tanto el voltaje del devanado 1 será
más grande que el voltaje del devanado 2. Por otro lado, si el núcleo se mueve a la derecha en
la Figura ll-4(a) el voltaje del devanado 2 será más grande que el voltaje del devanado 1,
porque el devanado secundario 2 tendrá más núcleo dentro de él. El LVDT se construye de tal
manera que la diferencia entre los voltajes de los dos devanados secundarios es proporcional al
desplazamiento del núcleo.
Cuando el LVDT se utiliza como un dispositivo de medida, los devanados secundarios se
conectan entre si en serie sustrativa tal como se indica en la Figura 11 -4(b). Por tanto, si el
núcleo está centrado y el voltaje del devanado 1 es igual al voltaje del devanado 2, la salida
neta del voltaje (Vout) es cero. Esto se muestra en la Figura ll-4(c). Si el núcleo se mueve hacia
arriba en la Figura ll-4(b), el voltaje del devanado 1 es más grande que el voltaje del devanado
2, de modo que Vout es diferente de cero. A mayor desplazamiento del núcleo, más grande es
Vout. Esto se muestra en la Figura ll-4(d). También, Vout está en fase con V¡n debido a la
definición hecha en la Figura ll-4(b) de las marcas de fase.
Si el núcleo se mueve hacia abajo de su punto medio en la Figura ll-4(b), el voltaje del
devanado 2 es más grande que el voltaje del devanado 1, y V t nuevamente es diferente de cero.
ou
Esta vez Vout está 180° fuera de fase con

Transformadores diferenciales de variación lineal (LVDTs) / 431
Voltaje de
Devanado entrada Devanado Devanado
primario
(a) (b)
Figura 11-4. (a) Construcción física de un LVDT. (b) Dibujo esquemático de un LVDT. (c)
Cuando el núcleo del LVDT está perfectamente centrado, Vout es igual a cero, (d) Cuando el
núcleo se mueve hacia arriba, l£ ut está en fase con V ¡n. (e) Cuando el núcleo se mueve hacia abajo,
Vout está desfasado con respecto a V¡n.
respecto a V¡n, tal como se muestra en la Figura ll-4(e). De este modo la magnitud de Vout
representa la cantidad de desplazamiento a partir del centro y la fase de Vout representa la
dirección del desplazamiento.
La mayoría de los LVDT tienen un rango de desplazamiento de más o menos 1 pulgada. Es
decir, el núcleo puede moverse hacia arriba 1 pulgada a partir del centro y hacia abajo 1 pulgada
también a partir del centro. Si el LVDT va a utilizarse para medir un desplazamiento mecánico
más grande que una pulgada, debe utilizarse un aparato mecánico de relación apropiada.
En cuanto a la magnitud de los voltajes concierne, la mayoría de los LVDTs están

diseñados para operar con un voltaje de entrada menor que 10 V ac. El voltaje de salida de
plena escala cae también en el mismo rango general. Es decir, el voltaje de salida de plena
escala puede extenderse de casi 0,5 V a casi 10 V ac para diferentes modelos de LVDT.
11- 3 TRANSDUCTORES DE PRESION

Son numerosas las diferentes técnicas para medir presión industrialmente. Concentraremos
nuestra atención en solamente dos tipos comunes de dispositivos sensores de presión, los tubos
Bourdon y los fuelles. Estos dispositivos detectan la presión medida y la convierten en un
movimiento mecánico. El movimiento mecánico es entonces traducido a una señal eléctrica
por un pot o un LVDT.
11- 3-1 Tubos Bourdon

Un tubo Bourdon es un tubo deformable de metal con una sección ovalada. Es abierto en
uno de sus extremos y cerrado en el otro. El tubo hueco es elástico debido a la elasticidad del
metal utilizado en su construcción. El fluido cuya presión se quiere medir es admitido al
interior del tubo por su extremo abierto, el cual está mecánicamente asegurado. El tubo enton-
ces deflecta en una cantidad proporcional a la magnitud de la presión. Esta deflexión es
transmitida mecánicamente al contacto de un potenciómetro o al núcleo de un LVDT para
proporcionar una señal eléctrica. Las Figuras ll-5(a) a (d) muestran las diferentes formas de los
tubos Bourdon y los movimientos que ellos producen.
La Figura 11-5(e) muestra como un tubo Bourdon en forma de C podría acoplarse a un
potenciómetro. La Figura 11 -5(f) muestra como un tubo en forma de C podría acoplarse a un
LVDT. Los tubos Bourdon en espiral y helicoidales con frecuencia se prefieren a los tubos
Bourdon en forma de C debido a que producen un movimiento más grande de su extremo
sellado por cantidad de presión.
Los tubos Bourdon son más frecuentemente utilizados para medir presiones en el rango de
10 a 300 psi.
11- 3-2 Fuelles

Un fuelle es esencialmente una serie de diafragmas metálicos conectados entre sí. Cuando
se somete a la presión de un fluido, un diafragma metálico se deformará ligeramente debido a
la elasticidad del material utilizado para construirlo. Cuando se soldán varios diafragmas en
serie, el movimiento total del último diafragma puede ser considerable. La Figura 11 -6(a)
muestra un corte de un fuelle. Con la puerta de entrada de presión asegurada, el fuelle se
expandirá a medida que aumente la presión del fluido, y el espigo de salida se moverá a la
derecha. A medida que la pre-
Tubo Bourdon
en forma de C
Presión
(e) (f)
Figura 11-5. Tubos Bourdon. (a) Tubo Bourdon en forma de C, el tipo más común, (b) Tubo
Bourdon en forma de hélice, (c) Tubo Bourdon en forma espiral, (d) Tubo Bourdon de torsión, (e)
Tubo Bourdon en forma de C unido a un potenciómetro, (f) Tubo Bourdon en forma de C
acoplado a un LVDT.
433
(b)
Enlace
(c)
Figura 11-6. (a) Construcción básica de un fuelle, (b) Disposición de un fuelle

en el cual la presión de entrada se aplica al interior del fuelle, (c) Disposición
de un fuelle en la cual la presión de entrada se aplica al exte rior del fuelle.
434
Termocuplas / 435
sión de fluido cae, el fuelle se contrae, y el espigo de salida se mueve a la izquierda. La fuerza
de contracción puede proporcionarse por el resortaje mismo de los diafragmas del fuelle o por
una combinación de diafragma con un resorte externo.
Las Figuras ll-6(b) y (c) muestran dos arreglos comunes de los fuelles. En la Figura ll-6(b),
la presión es aplicada al interior del fuelle y tiende a expandirlo contra la oposición del resorte
de tensión. A medida que el fuelle se expande, acciona un enlace mecánico que mueve el
contacto de un potenciómetro para entregar una señal de salida eléctrica.
En la Figura 11 -6(c) la presión medida se aplica a la parte externa del fuelle, forzándolo a
contraerse en contra de la compresión del resorte. A medida que se mueve, acciona un enlace
mecánico que mueve el núcleo de un LVDT para entregar una señal eléctrica de salida. Estos
transdúctores de presión se calibran ajustando la tensión o la compresión inicial del resorte de
retorno. Una tuerca de ajuste, la cual no se muestra en la Figura
11- 6, se proporciona para este efecto.
Los transductores de presión tipo fuelle encuentran sus usos principales en la medida de
presiones en el rango de 0,5 a 20 psi.
11-4 TERMOCUPLAS
El dispositivo más común para medir temperatura en procesos industriales es la termocupla.

Una termocupla es un par de conductores metálicos distintos unidos entre sí formando una
bucla completa como se muestra en la Figura ll-7(a). Los conductores distintos tienen dos
puntos de unión, uno a cada lado de la bucla. Una unión, denominada la unión caliente, está
sometida a la alta temperatura y la otra unión, la unión fría, está someti da a una baja
temperatura. Cuando se hace esto, se crea un pequeño voltaje neto en la bucla; este voltaje es
proporcional a la diferencia entre la temperatura de las dos uniones.
Lo que sucede en una bucla de termocupla es que se produce un pequeño voltaje en cada
unión de los metales distintos, debido a un fenómeno no muy claro denominado el efecto
Seebeck. Entre mayor sea la temperatura de la unión, mayor es el voltaje producido por dicha
unión. Además, la relación entre el voltaje y la temperatura es aproximadamente lineal; es decir,
un aumento dado en temperatura produce un aumento dado en voltaje. La constante de
proporcionalidad entre el voltaje y la temperatura depende del par de metales que se utilicen.
Dado que una bucla completa siempre tiene dos uniones, se producen dos voltajes. Estos voltajes
se oponen entre si en la bucla, tal como lo. muestra la Figura ll-7(b). El voltaje neto dispo nible
para manejar una corriente a través de la resistencia de la bucla es Ja diferencia entre los dos
voltajes individuales de las uniones, los cuales dependen de la diferencia entre las dos
temperaturas de las uniones.
Para medir la diferencia de temperatura, solamente es necesario abrir la bucla en un punto
conveniente (en algún punto frío) e insertar un voltímetro. El voltímetro debe ser bastante
sensible dado que el voltaje producido por una bucla de termocupla está en el rango de los
milivoltios. Entonces la lectura de voltaje puede convertirse en una medida de temperatura
Voltímetro
sensible
Metal A
(b)
Baja
Figura 11-7. (a) Termocupla básica, (b) Termocupla con un voltímetro in -

sertado en la bucla. (c) Bucla de termocupla sin unión fría entre el metal A y
el metal B. (d) Bucla de termocupla la cual está compensada contra
variaciones de la temperatura de la unión fría.
refiriéndonos a las tablas o gráficos estándar que relacionan estas dos variables. En la Figura
11-8 se dan gráficas de voltaje versus diferencia de temperatura para varias termocuplas
industriales. En cada caso el primer metal o aleación metálica mencionada en la termocupla es
el lado positivo, y el segundo metal o aleación metálica es el lado negativo.
Para evitar el problema de identificar las termocuplas por el nombre de fábrica registrado
por los propietarios, se ha adoptado un código de una letra para los tipos de termocuplas. De
este modo, las termocuplas tipo J tienen la respuesta que se muestra en la Figura 11-8 sin
importar qué nombre en particular se utilice para identificar la aleación metálica. Lo mismo es
válido para las tipo K y las tipo R y para otros tipos no graficados en la Figura 11-8.
Cuando se inserta un voltímetro en la bucla de la termocupla, generalmente es más
conveniente insertarlo como se muestra en la Figura ll-7(c). En dicha figura, el metal A y el
metal B de hecho no se tocan uno con otro
Termocuplas 437
Voltaje
i mV)
Figura 11-8. Curvas de voltaje versus temperatura para termocuplas tipo E. J.

K. y H. Las palabras rhromel. constantan. y alumel son nombres de fa-
brica propiedad de diferentes fabricantes de conductores de termocuplas.
en el punto de la unión fría. En lugar de esto, ambos metales están en contacto con conductores
estándar de cobre. La conexión se hace normalmente en una regleta de terminales. Entonces los
conductores de cobre son los que conectan con el voltímetro sensible. Podría pensarse que esto
rompería el voltaje neto generado por la bucla de termocupla, pero esto no sucede. El voltaje
neto de la bucla permanece invariable dado que ahora hay dos uniones frías, una entre el metal
A y el cobre y la otra entre el metal B y el cobre. La suma de los dos voltajes de unión
producidos por estas uniones frías es igual al voltaje que se produciría por la sola unión fría del
metal A con el metal B. Desde luego, las dos uniones frías deben mantenerse a la misma
temperatura que experimentaría la unión simple. Esto no es un problema, dado que los
conductores de cobre y los terminales están siempre dentro de alguna envoltura la cual está
aislada térmicamente del proceso que se está midiendo, y que está sometida a la misma
temperatura a la cual estaría sometida la unión simple, es decir la temperatura ambiente en la
localidad industrial. Por tanto el circuito de la Figura ll-7(c) dará la misma lectura que el
circuito de la Figura ll-7(b).
Veamos ahora un hecho importante en la utilización de las termocuplas en la industria.
Tiene que ver con la variación de la temperatura ambiente en las uniones frías. Esta es la
situación: Si conocemos de antemano la temperatura de la unión fría, entonces en lugar de
relacionar la lectura del voltímetro a la diferencia de temperatura, podríamos relacionarla a la
temperatura misma de la unión caliente. Esto sería posible debido a que podríamos elaborar
tablas de temperatura versus voltaje que reflejen el hecho que la unión fría se encuentra a una
cierta temperatura de referencia conocida. como así se le denomina.
438 / Transductores de entrada—Dispositivos de entrada
Como ejemplo, consideremos la termocupla tipo J en la Figura 11-8. La gráfica muestra

que a una temperatura de 400"F, el voltaje de la huela de la termocupla es 12 mV. Si sabemos
que la unión fría estará a 75"F, por decir algo, entonces podríamos concluir que un voltaje de
bucla de 12 mV representa una temperatura de la unión caliente de 475"F (475"F — 75"F =
400"F). Siempre que la unión fría se mantenga a la temperatura de referencia de 75"F.
podríamos reacomodar la tabla de la termocupla agregándole 7ñ"F a cada lectura de diferencia
de temperatura. El valor resultante de temperatura representaría entonces la temperatura de la
unión caliente.
En realidad, esto es exactamente lo que se hace en las tablas de las termocuplas
industriales. El valor de 75'F se escogió porque representa una suposición ligeramente
razonable del promedio de la temperatura ambiental en un ambiente industrial. (En las tablas
de termocupla para uso de laboratorio generalmente la referencia de temperatura considerada
es 32"F, el punto de congelación del agua.)
Para que la técnica anterior funcione con exactitud, la unión fría debe mantenerse
constantemente a la temperatura de referencia de 75"F. Esto generalmente es impracticable a
menos que los instrumentos medidores de temperatura puedan localizarse en un cuarto con aire
acondicionado. Con toda probabilidad, el instrumento de medida se localizará con el equi po y
la maquinaria industrial. La temperatura puede fácilmente variar de 50"F en el invierno a casi
100"F en el verano; aun cuando son comunes variaciones más amplias en la temperatura
ambiente. Debido a estas variaciones de temperatura en la unión fría, las huelas de termocupla
industriales deben ser compensadas.
Un método simple de compensación automática se ilustra en la Figura
11- 7(b). Las dos fuentes de voltaje de y
las cuatro resistencias están co-
nectadas de tal manera que los voltajes a través de R 2 y
R. t están en
oposición. La polaridad de los voltajes a través de R, y R4 no tiene im
portancia, dado que /í, y R A están fuera de la bucla de la termocupla. R■) es una resistencia
sensible a la temperatura, que tiene un coeficiente térmico negativo. Esto significa que su
resistencia disminuye a medida que aumenta su temperatura. El circuito está diseñado de tal
manera que a 75"F el pequeño voltaje a través de R :¡ iguale al pequeño voltaje a través de R o.
Los voltajes a través de estas dos resistencias se cancelan exactamente uno con otro y no es
afectada la lectura de voltaje. Ahora, si la temperatura de la unión fría aumentase por encima de
los 75"F, la lectura del voltímetro tendería a disminuir debido a la menor diferencia entre las -
amiones fría y caliente. Esto tendería a mostrar una lectura de temperatura medida~~que-
es_rnenor que la temperatura real en la unión caliente. Sin embargo, la res i s t en cía de R¡ dis m
i n u y e a medida que aumenta la temperatura de la unión fría, lo cual da como resultado un
voltaje más pequeño a través de sus terminales. Por tanto el voltaje de R :¡ no iguala al voltaje de
R ,. En consecuencia la combinación de /?_> — /? :4 introduce un voltaje neto en la bucla el cual
tiende a aumentar la lectura del voltímetro. Un chequeo cuidadoso de las polaridades de los
voltajes en la Figura 11-7(d) mostrará que esto es así. Debido al diseño del circuito de
compensación, el voltaje neto introducido por la combinación /?_, — R3 exactamente cancela la
disminución en el voltaje de bucla introducida por el aumento de la temperatura en la unión fría.
Termistores y detectores resistivos de temperatura ( R T D s ) / 439
Si la temperatura de la unión fría cayese por debajo de los 75"F, la combinación R2 — R,S
introduce un voltaje neto en la dirección opuesta. Esto balancea el incremento en el voltaje de
bucla introducido por una mayor diferencia de temperatura entre las uniones fría y caliente.
Esto puede verificarlo chequeando cuidadosamente las polaridades en la Figura 11 -7(b).
Muchos instrumentos industriales de medida/registro de temperatura utilizan un puente
balanceado automáticamente para indicar la temperatura. El voltaje de bucla de la termocupla
se balancea moviendo el contacto de un potenciómetro en un circuito puente de Wheatstone.
El eje del potenciómetro está acoplado a otro eje el cual opera la aguja indicadora de
temperatura. Por tanto para cada valor de voltaje de bucla de la termocupla hay una posición
correspondiente de la aguja indicadora de temperatura. Entonces la aguja se moverá frente a
una escala marcada en temperatura.
11- 5 TERMISTORES Y DETECTORES

RESISTIVOS DE TEMPERATURA (RTDs)
Además de utilizar el voltaje de una termocupla para medir eléctricamente una temperatura, es
también posible utilizar el cambio de resistencia que sucede en muchos materiales a medida
que cambia su temperatura. Los materiales utilizados para este fin son de dos clases, metales
puros y óxidos metálicos.
Los metales puros tienen un coeficiente térmico positivo de resistencia bastante constante. El
coeficiente térmico de resistencia, generalmente denominado coeficiente térmico, es la relación de
cambio en la resistencia al cambio en la temperatura. Un coeficiente positivo significa que la resis-
tencia se hace mayor a medida que aumenta la temperatura. Si el coeficiente es una constante
significa que el factor de proporcionalidad entre resistencia y temperatura es constante y que
resistencia y temperatura serán graficados como una línea recta. La Figura ll-9(a) muestra la
gráfica de resistencia versus temperatura para varios metales comunes. El factor de resistencia en
esta gráfica indica el factor por el cual la resistencia real es más grande queJa^resistencia de
referencia a 0"F. Por ejemplo, un factor de 2 indica que la resisfetTci-a~es_dos^jyeces más grande
que su valor a 0"F. Cuando se utiliza un conductor de metaTlJuro-para-l a ~medi d a de
temperatura, nos referimos a él como a un detector resistivo de temperatura, o ürTRTD-fTe-—
sistive temperature detector).
Cuando se utilizan óxidos metálicos para la medida de temperatura, el material de óxido
metálico es moldeado en formas que se parecen a pequeños bulbos o pequeños condensadores.
El dispositivo moldeado se denomina entonces un termistor. Los termistores tienen un gran
coeficiente térmico negativo el cual no es constante. En otras palabras, el cambio de
resistencia por unidad de cambio en temperatura es mucho más grande que en el caso de los
metales puros, pero el cambio es en la otra dirección —la resistencia de vuelve mas pequeña
que la temperatura aumenta. El hecho de que el coeficiente no es constante significa que el
cambio en resistencia por unidad de cambio en temperatura es diferente a diferentes
temperaturas. La Figura 11 -9(b) muestra gráficas de resistencia versus
440 / Transductores de entrada—Dispositivas de medida
temperatura para tres termist.ores industriales típicos. Note que la escala vertical es
logarítmica para permitir mostrar el gran rango de resisten cias. La resistencia
sensitiva de temperatura que compensa la termocupla en la Sección 11-4 podría ser
un t.ermistor.
La Figura 11-10 muestra tres circuitos para la utilización de termistores v/o
RTDs. En los diagramas esquemáticos, las resistencias sensiti vas de temperatura se
simbolizan por medio de una resistencia atravesada por una flecha y encerrada por un
círculo, y una letra T en la parte de afuera. Una resistencia con un coeficiente
térmico positivo puede indicar se por una flecha apuntando hacia la parte superior del
círculo, y una re sistencia con un coeficiente térmico negativo puede simbolizarse con
una flecha apuntando hacia la parte inferior del círculo. Estas no son reglas
universalmente aceptadas pero las utilizaremos en este libro.
Figura 11-9. (a) Curvas de resistencia versus temperatura para metales puros
(RTDs). (h) Curvas de resistencia versus temperatura para termistores
típicos.
soc
(b) 0 ¡00 ?00 too 400 ¡.00 600 .'00 noo
En la Figura 11 -10(a) se muestra el transductor de temperatura en se rie con un

amperímetro y una fuente de voltaje constante. A medida que la temperatura aumenta,
la resistencia disminuye y la corriente aumenta. Si se conoce la característica
especifica del termistor, es posible relacionar la medida de corriente con la
temperatura operante. La fuente de voltaje no debe cambiar o de lo contrario la
correspondencia corriente-tempera tura no será válida. En la Figura ll-10(b), el
transductor de temperatura aumenta su resistencia a medida que la temperatura
aumenta. Esto hace
Termistores y detectores resistivos de temperatura ( R T D s ) / 441
Resistencia
Escala
Figura 11-10. Circuitos que utilizan transductores resistivos de tempe ratura. (al
La lectura del amperímetro equivale a la medida de temperatu ra. (b) La lectura
del voltímetro equivale a la medida de temperatura, (el Distribución puente.
Cuando el puente está balanceado la posición del contacto del pot equivale a la
medida de temperatura.
que una mayor parte de la fuente de voltaje constante aparezca a través de sus terminales. De
este modo la lectura del voltímetro puede relacionarse a la temperatura. Si se desea, la escala
del voltimetro puede marcarse en unidades de temperatura en lugar de voltios para así obtener
una lectura directa de temperatura.
En la Figura ll-10(c) se utiliza un circuito puente. En cuanto a precisión, las medidas de los
circuitos puente son inherentemente superiores a otras medidas debido a que el medidor que
detecta el balance del puente puede ser muy sensible. Por tanto puede detectarse un ligero
desbalance en el puente y corregirlo. El medidor de detección del puente puede ser muy
sensible porque cuando el puente está cercano al balance, el voltaje a través' del puente es
cercano a cero; dado que el medidor de detección no tiene que medir un gran voltaje, puede
hacerse que responda amplia
mente a ún pequeño voltaje. En otras palabras, puede ser muy sensible.

En contraste, los medidores en las Figuras ll-10(a) y (b) no pueden ser
muy sensibles debido a que deben ser capaces de leer (relativamente) gran-
des valores de voltaje o corriente.
El circuito puente trabaja de la siguiente manera: A medida que la tem-
peratura del termistor aumenta, su resistencia disminuye. Esto altera la
relación de la resistencia en el lado derecho y por consiguiente desbalan-
cea el puente (asumiendo que estaba balanceado al principio). De cual-
quier manera manual o automáticamente, A’ ;, se ajusta hasta cuando la
relación de las resistencias en el lado derecho sea nuevamente igual a la
relación de las del lado izquierdo, llevando nuevamente el puente al estado
b a l a n c e a d o . L a p o s i c i ó n d e l e j e d e l p o t R :i r e p r e s e n t a e n t o n c e s l a t e m p e -
r a t u r a . d a d o q u e p a r a c a d a v a l o r p o s i b l e d e l a r e s i s t e n c i a R4 h a y u n s o l o
v a l o r d e l a r e s i s t e n c i a RA q u e b a l a n c e a r á e l p u e n t e . E l e j e d e A : ) e s t á
unido mecánicamente a otro eje el cual posiciona el indicador de tempera-
tura.
Cuando se utiliza el método de medida por balance del puente, la escala
de temperatura será lineal si el transductor es lineal. Una escala de lec-
t u r a l i n e a l s i g n i f i c a q u e i g u a l e s distancias e n l a e s c a l a r e p r e s e n t a n i g u a -
l e s diferencias d e t e m p e r a t u r a , o , d i c h o d e o t r a m a n e r a , l a s m a r c a s e n l a
escala de temperatura están todas igualmente espaciadas. Dado que he-
mos visto que un termistor es bastante no lineal, podríamos esperar que la
escala de temperatura en la Figura ll-10(c) fuese también no lineal.* La
no linealidad extrema de los termistores los hacen poco deseados para me-
dir temperaturas en rangos amplios. Sin embargo, para medir tempera-
turas en bandas estrechas, son bastante utilizados, debido a que propor-
cionan una gran respuesta a pequeños cambios de temperatura. Esta gran
respuesta es también lo que los hace recomendables en aplicaciones como
la descrita en la Figura 11-7(d), para compensar una bucla de termocupla
en una banda ligeramente estrecha de temperatura de unión fría. La gran
respuesta del termistor hace fácil la generación de suficiente compensa-
ción.
La no linealidad natural de los termistores puede corregirse parcial-
mente conectando varios termistores apareados entre sí en una combina-
c i ó n s e r i e - p a r a l e l o . E l c i r c u i t o r e s u l t a n t e s e d e n o m i n a termistor de red
compuesta. E s t a s r e d e s s o n b a s t a n t e l i n e a l e s s o b r e u n r a n g o d e t e m p e -
ratura bastante ancho (alrededor de 200"F), pero naturalmente son más
costosos que los simples termistores.
Como regla general, los termistores son preferibles cuando se estrecha
la banda esperada de temperatura, y las RTDs son preferibles cuando es
ancha la banda esperada de temperatura. La mayoría de los termistores
se fabrican para utilizarse en algún rango comprendido entre — 150"F y
+ 800"F, no obstante, se han desarrollado termistores especiales para ser
utilizados a temperaturas extremadamente bajas, cercanas al cero abso-
luto. Hay disponibles termómetros de RTDs para utilizarse a temperatu-
ras desde — 400"F a + 2.000"F. /
‘Como ejemplo de una escala ho /

representan una diferencia dada lineal, mire la escala de ohmios de un VOM. Las marcas que en
ñas a la izquierda. ohmios e^án más apartadas a la derecha pero más cerca-
Fotoceldas y dispositivos fotoeléctricos / 443
Además de sus usos como medidores de temperatura en un medio externo, los termistores
también tienen aplicaciones que hacen uso del calor generado internamente por el paso de la
corriente. En cualquier aplicación de medida de temperatura externa, es importante eliminar el
efecto del calor generado internamente por el termistor; esto se logra haciendo que la corriente
que lo atraviese sea muy pequeña, sin embargo, la capacidad del termistor para cambiar su
propia resistencia a medida que genera energía calorífica debido al I-R puede ser muy útil. Por
ejemplo, el termistor auto-calentado puede utilizarse para establecer tiempos de retardo,
proteger componentes delicados de las sobrecorrientes, detectar la presencia o ausencia de un
material térmicamente conductor, etc.
11- 6 FOTOCELDAS Y DISPOSITIVOS FOTOELECTRICOS
Las fotoceldas son pequeños dispositivos que producen una variación eléctrica en respuesta a
un cambio en la intensidad luminosa. Las fotoceldas pueden clasificarse bien sea como
fotovoltaicas o fotoeonductoras.
Una celda fotovoltaica es una fuente de energía cuyo voltaje de salida varía en relación a
la intensidad luminosa en su superficie.
Industrialmente, las aplicaciones de las fotoceldas están en dos categorías generales:
a. Para detectar la presencia de un objeto opaco:

1. La detección puede hacerse en una base de todo o nada, en la cual el circuito de la
fotocelda tiene solamente dos estados de salida, representando bien sea la presencia o la
ausencia de un objeto. Esta es la clase de ción utilizada para contar piezas que se mueven por
una banda transportadora o para impedir que opere un determinado mecanismo si las manos
del operador no se encuentran en lugar seguro.
2. La detección puede hacerse en una base continua, en la cual el circuito de la fotocelda
tiene una salida variable en forma continua, representando la posición variable del objeto. Esta
es la clase de detección utilizada para “vigilar” el borde de una cinta móvil de material y evitar
que se desvíe demasiado de la posición apropiada.
b. Para detectar el grado de translucidez (capacidad para dejar pasar la luz) o el grado de
luminiscencia (capacidad para generar luz) de un fluido o un sólido. En estas aplicaciones el
proceso ha sido acomodado de modo que la translucidez o la luminiscencia representan alguna
variable importante del proceso. Algunos ejemplos de variables que pueden medirse de esta
forma son densidad, temperatura, y concentración de algún compuesto químico específico
(monóxido de carbono, dióxido de carbono, agua, etc.).
La principal ventaja de las fotoceldas sobre otros dispositivos sensores es que no requieren
contacto físico con el objeto que están detectando.
11- 6-1 Celdas fotovoltaicas
En la Figura ll-ll(a) se muestran los símbolos utilizados con frecuen cia para las
celdas fotovoltaicas. Las dos flechas onduladas apuntando a la batería encerrada por
una circunferencia sugieren que la energía lumi nosa externa produce la acción de
batería. Debido a que las flechas ondula das son engorrosas para dibujar, con
frecuencia se utiliza la letra griega A para sugerir una activación luminosa.
En la Figura ll-ll(b) se ha graficado el voltaje de salida en circuito abierto versus
intensidad luminosa para una celda fotovoltaica típica. Note que la gráfica es
logarítmica en el eje de intensidad luminosa. Esta gráfica indica que la celda es más
s e n s i b l e a b a j o s n i v e l e s d e l u z , d a d o q u e p e q u e ñ o s cambio . v e n l a i n t e n s i d a d
(digamos de 1 a 10 fe) pueden pro ducir la misma variación en el voltaje de salida que
un gran cambio en la intensidad (digamos de 100 a 1.000 fe) a altos niveles de
intensidad lumi nosa.
En la Figura ll-ll(c) se ha graficado la corriente de salida de una cel da
fotovoltaica operando en carga para varios valores de resistencia de carga: cuino
puede verse, una celda fotovoltaica sola no puede entregar mu cha corriente. I.,as
corrientes de salida están medidas en microamperios en este ejemplo. Sin embargo,
para aumentar la capacidad de corriente, las fotoceldas pueden conectarse en paralelo.
Un ejemplo de una celda fotovoltaica entregando información del tipo todo o nada
a un circuito lógico se ilustra en la Figura 11-12. En la Figura 11 -12fa). la luz
proveniente de la fuente luminosa está reunida y enfocada hacia la celda fotovoltaica.
la cual se encuentra montada a cierta distan cia. Distancias de 10 pies o más no son
raras en situaciones industriales. Cuando la celda fotovoltaica es activada por la luz.
a c t i v a e l r e l é s e n s i b l e R, c u y o c o n t a c t o p a s a l a s e ñ a l d e e n t r a d a a l c i r c u i t o l ó g i c o . S i
un objeto bloquea el haz luminoso, la fotocelda desenergiza el relé, y el circuito ló -
gico no recibe entrada.
El objeto que bloquea el haz luminoso puede ser cualquiera. Podría ser un objeto
móvil cuyo pasaje se cuenta por un contador electrónico o mecá nico: podría ser un
objeto móvil cuyo pasaje avise a una maquinaria más lejana en la línea de producción
que se prepare a recibirlo; podría ser una pieza de trabajo o un miembro de una
máquina el cual se supone debe aban donar la línea de producción antes que el circuito
lógico permita que ocurra algún otro movimiento.
Si la celda fotovoltaica tiene problemas para energizar directamente el relé, puede
operarlo a través de un amplificador a transistor, como se mues tra en la Figura 11
-12(b). De todas maneras es una buena idea hacer esto, dado que las celdas
f o t o v o l t a i c a s e s t á n s u j e t a s a fatiga c u a n d o e n t r e g a n u n a c o r r i e n t e c e r c a n a a s u
corriente máxima durante algún tiempo. El col- taje y la corriente de salida
disminuyen cuando una celda fotovoltaica su fre fat iga.
Algunas veces la fuente luminosa, el dispositivo de enfoque, la fotocel da, el
amplificador, están todos incluidos en un mismo paquete, como se muestra en la
F’igura 11 -12(c). La luz deja el empaque, atraviesa alguna
444
Voltaje de
salida de
circuito abierto (V)
Corriente
de salida (/iA)
Intensidad luminosa
(Foot Candles)
Figura 11-11. (a) Símbolos esquemáticos utilizados para las celdas loto-
voltaicas. (b) Gráfica de voltaje versus iluminación para una celda foto-
voltaica típica, (c) Gráfica de corriente versus iluminación para varios valores
de resistencia de carga.
distancia en el espacio, es reflejada por una superficie reflectora, y regresa a través del mismo
orificio. Luego es reflejada por un espejo de una vía e incide sobre la fotocelda. El amplificador,
el relé, y los contactos están todos dentro del empaque, de modo que la salida final es la
conmutación de los contactos del relé para indicar si un objeto ha bloqueado o no el haz
luminoso.
Con frecuencia el problema radica en que la señal luminosa no puede distinguirse de la luz
del ambiente. El sistema fotoeléctrico sería entonces poco confiable, dado que la celda
fotovoltaica puede entregar una salida
debida a la luz ambiental. Entonces el sistema indicaría que no hubo objeto bloqueando el haz
cuando de hecho hubo un objeto. Esta es la solución a este problema. En lugar de que la luz
pase directamente hacia afuera a través del aparato de enfoque, el haz luminoso es “troceado’".
Es decir, el haz es interrumpido periódicamente con alguna frecuencia específica por me-
Figura 11-12. (a) Celda fotovoltaica energizando directamente un relé, (b)

Celda (otovoltaica energizando un relé a través de un transistor como
interruptor, (c) 'todos los componentes de la iotocelda contenidos en una sola
envoltura.
Fuente de
Fuente de
voltaje 9
lógico
Al circuito
lógico
if
R
o-
Espejo de
Superficie
reflectora
(c)
dio de un objeto que se mueve internamente en el empaque entre la fuente luminosa y el orificio
de salida.
La mejor forma de hacer esto es instalando un disco rotatorio entre la fuente luminosa y el
espejo de una vía en la Figura ll-12(c). Una parte del disco es transparente y otra parte es opaca,
de modo que el haz luminoso alternativamente pasa y es bloqueado a alguna frecuencia
constante, usualmente varios cientos de hertz. Asumamos para propósitos de ilustración que el
haz luminoso es troceado a una frecuencia de 400 Hz.
Ahora es bastante fácil distinguir entre la luz ambiental y la verdadera fuente de señal
simplemente sintonizando el amplificador a 400 Hz. Es decir, diseñar el amplificador de tal
manera que no amplificará señales de y dará muy poca amplificación a otras frecuencias que
pudiesen entrar por la apertura luminosa (tales como las pulsaciones de 60 a 120 Hz de las lám-
paras de mercurio). El amplificador responderá entonces solamente a las señales de voltaje de la
celda fotovoltaica a la frecuencia de 400 Hz. La única manera que una pulsación luminosa
alcance la celda es a partir de la verdadera señal luminosa. Todas las señales luminosas extrañas
son ignoradas.
La Figura 11-13 muestra una aplicación de las celdas fotovoltaicas para medir la
translucidez de un líquido que pasa a través de una celda de muestreo. Supongamos que la
traslucidez es una indicación segura de alguna impureza en el líquido. El espejo
semitransparente deja pasar la mitad de la luz proveniente de la fuente hacia el líquido, y la otra
mitad de la luz es reflejada a CFl. Solamente la parte de la luz enviada al líquido puede
atravesarlo y alcanzar CF2. Por tanto los voltajes generados por CFl y CF2 serán diferentes,
siendo el voltaje de CFl el mayor.
Las celdas fotovoltaicas 1 y 2 están conectadas en un puente tal como lo muestra la Figura
11- 13(b). El puente es balanceado manual o automáticamente ajustando R¿ ■ La posición final
del contacto de R , dependerá de la diferencia entre los voltajes de CFl y CF2, la cual a su vez
depende de la concentración de la impureza. De este modo, una vez haya sido balanceado el
puente, cada valor de R2 corresponderá a algún cierto valor de concentración de impureza. El eje
de R.¿ está mecánicamente unido al eje del indicador, el cual tiene una escala de
concentraciones marcadas debajo de él para una lectura directa.
Este conjunto medidor tiene algunas características de estabilización que merecen
comentarios. Primero, ambas fotoceldas son excitadas por la misma fuente luminosa. Esto
elimina la posibilidad de un error debido a que una fuente luminosa cambie en intensidad más
que la otra. En la Figura
11- 13, si la fuente luminosa cambia en intensidad debido a envejecimiento de la lámpara
o a variaciones en el voltaje de la fuente, ambas fotoceldas serán afectadas igualmente. Este
cambio igual es cancelado por la acción del puente.
Segundo, las celdas fotovoltaicas son algo sensibles a la temperatura. Es decir, su voltaje de
salida depende ligeramente de su temperatura. Sin embargo, si CFl y CF2 están físicamente una
cerca de la otra, experimentan los mismos cambios de temperatura de modo que cualquier error
debido a la temperatura será también cancelado por el puente.
refleja la mitad
(a)
(b)
Figura 11-13. Circuito puente con fotoceldas para medir la translucidez de un liquido,
(a) Distribución de la fuente luminosa, las fotoceldas, el espejo semitransparente, etc.
(b) Diagrama esquemático del circuito puente.
11- 6-2 Celdas fotoconductoras
Las celdas fotoconductoras (fotoresistencias) cambian su resistencia en respuesta a un

cambio en la intensidad luminosa (el término formal es iluminación), como se mencionó antes.
A medida que la iluminación aumenta, la resistencia disminuye. El símbolo esquemático
utilizado con frecuencia para las celdas fotoconductoras se muestra en la Figura 11-14(a). En la
Figura 11 -14(b) se da una gráfica de resistencia versus iluminación para
Fotoceldas y dispositivos fotoeléctricos
una celda fotoconductora típica. Note que ambas escalas son logaríf para cubrir los rangos
amplios de resistencia e iluminación que son posibles.
La mayor virtud de las modernas celdas fotoconductoras es su sensibilidad. Como lo
ilustra la Figura 11-14(b), la resistencia de la celda puede cambiar desde más de un millón de
<2 a menos de 1.00.0Sí a medida que la intensidad luminosa cambia desde la oscuridad (la
iluminación es menor que 0,01 fe) a la iluminación promedia de un cuarto (de 10 a 100 fe.).
Las celdas fotoconductoras pueden utilizarse para muchos de los propósitos en que se
utilizan las celdas fotovoltaicas, excepto, desde luego, no pueden actuar como fuentes de
energía. Las celdas fotoconductoras son preferidas a las celdas fotovoltaicas cuando se necesita
una respuesta muy sensible a cambios en la condición de iluminación.
Cuando se necesita una respuesta rápida, las celdas fotovoltaicas se prefieren a las celdas
fotoconductoras. Asimismo, si una fotocelda debe ser conmutada rápidamente de conducción a
no conducción, como se sugirió en la Sección 11-6-1, las celdas fotovoltaicas son preferidas
debido a que pueden ser conmutadas a frecuencias más altas que las celdas fotoconductoras.
Como regla general, las celdas fotoconductoras no pueden ser conmutadas confiablemente a
frecuencias mayores de 1 kHz, mientras que las celdas fotovoltaicas pueden conmutarse
confiablemente a frecuencias hasta de 100 kHz y algunas veces más altas.
Fototroceadores. Una aplicación interesante de las celdas fotoconductoras es en el troceado de
una señal de voltaje de para inyectarla a un amplifica-
Figura 11-14. (a) Símbolos esquemáticos para una celda fotoconductora. (b) Curva de
resistencia versus iluminación para una celda fotoconductora típica.
Resistencia ( Í2)
Iluminación
IFoot Cañóles)
0.01 0.1 10 100
(a) (b)
dor ac. El troceado de una señal de se mencionó en la Sección 10-11-2 en conjunto con los
servo amplificadores. Las celdas fotoconductoras son una buena alternativa para el método de
troceado por medio de un interruptor de vibración mecánica. Esto se ilustra en la Figura 11-15.
En la Figura 11- lo (a > el voltaje manejador de onda cuadrada se aplica a dos
combinaciones de diodo rectificador-lámpara de neón. Cuando V m„„ es positivo, el diodo
rectificador A está polarizado directamente, y el diodo rectificador B está polarizado
inversamente. Por tanto la lámpara de neón A está encendida, y la lámpara de neón B está
apagada. Una lámpara de neón es capaz de encenderse y apagarse rápidamente a medida que el
voltaje es aplicado y removido. Una lámpara incandescente no pude en cenderse y apagarse
rápidamente dado que depende del calentamiento de su filamento para emitir luz.
Cuando Vm.-,,, es negativo, el diodo rectificador B está polarizado directamente, y el
diodo rectificador A está polarizado inversamente. Por tanto la lámpara de neón B se enciende,
y la lámpara de neón A se apaga. La resistencia R se ha incertado para limitar la corriente que
fluye a través de las lámparas de neón.
Las celdas fotoconductoras CFA v CFfi están expuestas a las lámparas de neón A y B
respectivamente, dentro de envolturas herméticas a la luz. En una envoltura tal, la luz externa
no puede alcanzar y afectar la fotocelda. Las fotoceldas son escogidas especialmente de
manera que tengan un gran cambio de resistencia entre las condiciones de luz y oscuridad. En
este caso, asumamos que la resistencia cambia de 10 megohmios a 1 kilo- ohmios. La relación
de resistencias es por consiguiente de 10.000 a 1 (10 megohmios 1 kilohmio = 10.000). Se dice
que la celda tiene una relación luz a oscuridad de 10.000.
La celda lotoconductora A está colocada en serie con el terminal de entrada al
amplificador, y la celda fotoconductora B está colocada en paralelo con las entradas del
amplificador, tal como se muestra en la Figura
ll-lñ(b). De este modo cuando la lámpara de neón A está encendida, el amplificador vé una baja
resistencia en serie con su entrada y una muv alta resistencia en paralelo. Esta baja y alta
resistencia pueden asociarse a interruptores cerrado y abierto, tal como se muestra en la Figura
11-15 (c). Por tanto en el instante mostrado en la Figura 11- 15(c), el voltaje d< entrada de pasa
a través del condensador de acoplamiento prácticamentí sin atenuación (si la impedancia de
entrada del amplificador es mucht más alta que 1 K).
Cuando Vj„„„ es negativo, se enciende la lámpara de neón B, y la situación a la entrada
del amplificador es la mostrada en la Figura ll-15(d). El amplificador vé un interruptor abierto
en serie y un interruptor cerradc en paralelo. En este instante la señal de entrada de no puede
alcanzar e condensador de acople. El voltaje de entrada de es de este modo troceado tal como
lo lúe en la Sección 10-11-2. Este método de trocear tiene la ven taja de la confiabilidad
electrónica (sin partes móviles) y podría ser metió* costoso que un interruptor de vibración
mecánica. \
Fotoceldas para el balanceo automático de un puente . La Figura 11-6 mués tra otra
utilización popular de las celdas fotoconductoras. El circuito puen
Fotoceldas y dispositivos fotoeléctricos / 451.
(b)
CFA CFA
R<1KS2 C R > 10 MS2
Figura 11-15. Celdas fotoconductoras utilizadas para trocear una señal de. (a) Circuito
para conmutar alternativamente las fotoceldas de iluminación aTwt'uridad. (b)
Conexión de las fotoceldas a la entrada del amplificador. (c) Circuito equivalente
cuando CFA está iluminada y CFB no lo está, (d) Circuito equivalente cuando CFB
está iluminada y CFA no lo está.
te en la Figura 11 -16(a) balancea el potenciómetro de medida contra el potenciómetro de

posición de la válvula para brindar un control proporcional. El conjunto galvanómetro y
fotocelda presentado en esta figura es un mé- todo barato y confiable para realizar el balanceo
automático de un puente. Veamos como trabaja.
El galvanómetro es un medidor de cero central. Es decir, si no fluye corriente a través de él,
la aguja regresa al centro de la escala. Si la corriente fluye de izquierda a derecha, la aguja se
mueve del centro a la derecha; si la corriente fluye de derecha a izquerda, la aguja se mueve dél
centro h«-
cía la izquierda. Adherida a la aguja hay una veleta muy liviana la cual es opaca. Dos celdas
fotoconductoras se encuentran montadas a una pequeña distancia de una cara de la veleta, y hay
dos fuentes luminosas montadas
a una pequeña distancia de la otra cara de la veleta. Refiérase al detalle
del dibujo en la Figura ll-16(a). Si la aguja del galvanómetro está centrada, la veleta cubre
ambas fotoceldas, haciendo sus resistencias altas. Si la aguja se descentra una cualquiera de las
fotoceldas 1 ó 2 se descubrirá, dependiendo de la dirección del movimiento de la aguja. Cuando
una fotocelda es descubierta, su resistencia cae drásticamente debido a que la luz alcanza su
superficie. La disminución de la resistencia pone en CONDUCCION uno de los transistores
como interruptor en la Figura 11 -16(d), energizando uno de los relés. Entonces los contactos
del relé hacen que la moto válvula abra o cierre, moviendo el pot de posición de la válvula
hasta cuando el puente regrese a su posición de equilibrio. Cuando el puente
está de nuevo en equilibrio, la corriente por el galvanómetro cae a cero, y
la aguja regresa al centro de la escala. Ambas fotoceldas están de nuevo en la oscuridad,
llevando a CORTE el transistor que haya sido llevado a CONDUCCION. El relé que fue
energizado se desenergiza, y la válvula permanece en dicha posición particular.
11- 8-3 Acoplamiento y aislamiento ópticos:

Fototransistores, diodos emisores de luz
La Figura 11-17 muestra dos maneras de construir un aislador óptico. La Figura 11 -17(a)
muestra una fuente luminosa incandescente estándar y una celda fotoconductora para efectuar
el aislamiento, y la Figura 11-17 (b) muestra un diodo emisor de luz (LED) y un fototransistor
para efectuar el aislamiento. Veamos algunos usos industriales de los aisladores ópticos y
entonces explicaremos el funcionamiento de estos dos diseños. El diseño de la Figura 11
-17(b), tiene ciertas ventajas sobre el de la Figura 11 -17(a), y estas ventajas se harán resaltar.
Un aislador óptico es básicamente una interfase entre dos circuitos que operan a
(generalmente) diferentes niveles de voltaje. El uso industrial más común de los aisladores
ópticos es como convertidor de señal entre dispositivo piloto de alto voltaje (interruptores de
fin de carrera, etc.) y circuitos lógicos de estado sólido de bajo voltaje. Los aisladores ópticos
pueden utilizarse en cualquier situación donde una señal deba pasar entre dos circuitos que
están aislados entre sí eléctricamente. Recordemos de los Capítulos 2 y 3 que el aislamiento
eléctrico entre circuitos (lo cual significa que los circuitos no tienen conductores en común) es
con frecuencia necesario para evitar que el ruido generado en un circuito sea transmitido al
otro. Esto es necesario especialmente para el acoplamiento entre circuitos de adquisición de
datos de alto voltaje y circuitos lógicos digitales de bajo voltaje. Los circuitos de información
están casi siempre expuestos a fuentes de ruido, y los circuitos lógicos no pueden tolerar
señales de ruido.
El método del acoplamiento óptico elimina la necesidad de un contacto controlado por un
relé o de un transformador de aislamiento, que son los métodos usuales para proporcionar
aislamiento eléctrico entre circuitos.
(a)
(bl
Figura 11-16. Celdas fotoconductoras utilizadas para balancear automati-r camente un

puente, (a) Circuito puente, con una veleta opaca adherida a la aguja del galvanómetro,
(b) Circuito de la futocelda. Si ambas fdtocel- das están en oscuridad, ningún relé es
energizado, y la moto válvula no se mueve. Si una cualquiera de las fotocéldas se
ilumina, el relé apropiado se energizará y aplica potencia a la moto válvula y lleva el
puente de nuevo a equilibrio.
453
(a)
Figura 11-17. (a) Un aislador óptico utilizando una lámpara incandescente y una celda
fotoconductora. (b) Otro aislador óptico utilizando un LED y un íototransistor.
Refiérase a la Sección 2-7-3 y a la Figura 2-14 para una revisión de estos métodos.
Aislador/Acoplador óptico de lámpara incandescente-celda fotoconduc tora. El aislador

óptico de la Figura 11 -17(a) tiene una lámpara incandescente conectada en serie con una
resistencia de protección. Esta combinación serie está conectada a través de un dispositivo
piloto a la señal de 115 V. Si el dispositivo piloto está abierto, no habrá potencia aplicada a la
lámpara incandescente, de modo que se encontrará apagada. La celda
fotoconductora, que está aislada de la luz exterior, tendrá una resistencia muy alta, haciendo que
suba el voltaje de base del transistor. El transistor como interruptor CONDUCE, llevando V„ u,
al voltaje de tierra, un nivél lógico 0.
Si el dispositivo piloto se cierra, se aplicará potencia a la lámpara haciendo que se
ilumine. La resistencia de la celda fotoconductora decrecerá, llevando el voltaje de base por
debajo de 0,6 V. El transistor pasa a CORTE y hace que su colector suba a + V,.c, un nivel
lógico 1. Por tanto si está presente la señal de entrada de 115 V, el circuito entrega un nivel
lógico alto. Si no está presente la señal de 115 V, el circuito entrega un nivel lógico bajo.
El método de acoplamiento óptico es superior en muchas aplicaciones, porque nos libra de
algunas de las características menos deseables de los relés y los transformadores. Los relés y los
transformadores tienen ciertos inconvenientes como acopladores y aislantes, a saber:
a. Son bastante costosos.

b. Son más pesados y voluminosos que los dispositivos ópticos.
c. Crean campos magnéticos y transitorios de conmutación que pueden ser fuentes de ruido
eléctrico molesto.
d. Los contactos del relé crean chispas, que son muy poco deseables en ciertas situaciones
industriales.
El acoplador óptico funciona igualmente con señales de alto voltaje ac o de. Por esta
razón, los convertidores de señal que utilizan acoplamiento óptico son con frecuencia
denominados convertidores universales de señal.
Potencia de ,
(mA) salida
luminosa
Figura 11-18. (a) Curva característica de corriente versus voltaje para un LED típico,
(b) Curva de luz de salida versus corriente directa para Un LED típico.
456 / Transductores di' entrada — Dispositivos de medida
Aislador/Acoplador óptico de LED fototransistor. La Figura 11 -17(b) muestra un aislador

acoplador que utiliza un diodo emisor de luz y un fototransistor en lugar de una lámpara
incandescente y una celda fotoconductora. Un diodo emisor de luz, generalmente
denominado un LED, es un diodo semiconductor que emite luz cuando por él circula corriente
en polarización directa. El voltaje directo de arranque de un LED es más alto que 0.6 Y dado
que los LEDs no están hechos de silicio como sí lo están los diodos rectificadores.
Generalmente tienen un voltaje de arranque directo que se encuentra en el rango de 1,0 a 2,2
V. También, los LEDs tienen un voltaje inverso de ruptura que es mucho más bajo que el de
los diodos rectificadores de silicio. La Figura ll-18(a) muestra la característica corriente-
voltaje de un LF]D típico. La Figura ll-18(b) muestra la relación entre la potencia de salida
luminosa y la corriente directa para un LED.
Dn LEI) de luz visible no es muy brillante comparado con una lámpara de 6 V
¿ 44. por ejemplo. Algunos LEDs no siempre emiten una luz visible, sino que emiten
luz infrarroja invisible al ojo humano. Desde luego, tales LED deben entonces
utilizarse con fotodetectores que sean sensibles a la radiación infrarroja. Esta es la
práctica estándar que se sigue para la construcción de acopladores ópticos comerciales
dado que el operador de ninguna manera tiene que ver la luz. También, los LEDs
infrarrojos son más eficientes que los LEDs de luz visible, convierten más cantidad de
su energía eléctrica en luz* y menos en calor.
L J n lototransistor es un transistor que responde a la intensidad de la luz en su lente, en lugar
de a corriente de base. Algunos fotot ransistores pueden responder tanto a la luz incidente
como a corriente de base. El fototransistor en la Figura 11 -17(b) no tiene un terminal de base,
de modo que responde solamente a la luz. Las flechas onduladas apuntando hacia el lugar de la
base simbolizan que el transistor es un fototransistor.
La Figura 11-19 muestra las curvas características de un fototransistor típico. Note que la
familia de curvas representa diferentes valores de la densidad de potencia luminosa (el término
formal es irradiancia), y no valores diferentes de corriente de base. Los fotot ransistores no
tienen una respuesta tan lineal como la de los transistores de unión. Note el espaciamiento no
uniforme de las curvas, lo cual indica una relación no lineal, entre la corriente de colector y la
intensidad luminosa.
La combinación LED-fototransistor en la Figura ll-lT(b) tiene algunas ventajas
importantes sobre la combinación lámpara-celda íótoconductora de la Figura 11 -17(a):
a. Un LED tiene una vida extremadamente larga comparada a una lámpara de cualquier clase.
Un LED emitirá luz por siempre si es operado a la corriente apropiada; una lámpara
incandescente lo hará por menos de 10.000 horas.
* Estrictamente hablando, el término l u z se refiere a las radiaciones electromagnéticas que

son visibles al ojo humano. La radiación infrarroja, que es una frecuencia demasiado baja
para ser visible, no es realmente luz. Sin embargo, el uso popular ha suprimido esta
distinción, y con frecuencia oímos las frases "luz infrarroja" y "luz ultravioleta". Adoptamos el
uso menos riguroso riel termino l u z . y nos referiremos a la radiación infrarroja como luz.
Galgas extensiométricas / 457
Figura 11-19. Curvas características de un fototransistor típico.
b. Un LED puede resistir las vibraciones y los choques mecánicos en los ambientes industriales
mucho mejor que una lámpara de filamento, proporcionando con esto una mayor conñabilidad.
c. El LED y el fototransistor tienen una velocidad de respuesta más rápida que una lámpara y una
celda fotoconductora. Esto puede ser una ventaja para ciertas aplicaciones de conmutación a alta
frecuencia.
Desde luego, no hay razón para que un acoplador/aislador óptico no pueda combinar un LED
con una celda fotoconductora estándar, y esto se hace algunas veces. Generalmente, un LED como
fuente luminosa se combina con un fototransistor como detector de luz, debido al mejor acoplamien-
to entre sus velocidades de operación y entre sus longitudes de onda de emisión y de detección.
11- 7 GALGAS EXTENSIOMETRICAS
Las galgas extensiométricas (Strain gages) se utilizan en la industria para medir con precisión
grandes fuerzas, especialmente grandes pesos. También hay galgas extensiométricas diseñadas para
medir pequeñas fuerzas, pero no son tan comunes. Una galga extensiométrica básicamente es un hilo
de resistencia que está firmemente adherido a una superficie de un objeto fuerte el cual recibe
entonces una fuerza. Cuando es aplicada una fuerza al objeto, éste se deforma ligeramente. Es decir,
el objeto bien sea se estira ligeramente o se comprime ligeramente, dependiendo de si recibe una
fuerza de tensión o de compresión. El hilo de resistencia, que está pegado a la superficie del objeto,
también se deforma ligeramente. La deformación del hilo cambia su resistencia, la cual es detectada
y relacionada al valor de la fuerza.
Lo que realmente mide una galga extensiométrica es el esfuerzo, el cual es el cambio de la

longitud del objeto fuerte como un porcentaje de su longitud original. El esfuerzo del objeto pesado
representa la fuerza aplicada al objeto a través de la ley de Hooke, la cual establece que:
(11-1)
donde F significa la fuerza aplicada al objeto (en la dirección de la deformación); A es el área de la

sección del objeto; Y es el módulo de Young, el cual depende del material en particular de que esté
hecho el objeto; y e significa el esfuerzo, el cambio en longitud por unidad de longitud original (e =
A L / L t í ) . El punto importante es que el cambio en la longitud del objeto depende de la fuerza
aplicada al objeto y puede relacionarse a dicha fuerza en una correspondencia uno a uno.
La resistencia del hilo que forma la galga extensiométrica depende de la longitud y de la sección
del alambre, como se muestra por:
(11-2)
En la Ecuación (11-2), R significa la resistencia del alambre en ohmios; p es la resistividad del

material del alambre, una propiedad del material que se usa en particular; L es la longitud del cable;
y A es el área de la sección del conductor. Puede verse que si el conductor es alargado ligeramente, la
resistencia fí aumentará dado que la longitud L aumentará y el área A decrecerá. Por el otro lado, si
el conductor es comprimido ligeramente, R decrecerá porque la longitud L decrecerá y el área de la
sección aumentará. Por tanto, la resistencia del conductor depende del cambio en su lon gitud y
puede relacionarse a dicho cambio en longitud en una correspondencia uno a uno.
Para resumir, la resistencia del conductor depende de la longitud y del área seccional del
alambre y la longitud del alambre depende de la longitud del objeto fuerte, dado que ellos están
pegados entre sí. La longitud del objeto depende de la fuerza aplicada, de modo que el resultado final
es que la resistencia del conductor depende de la fuerza aplicada. Midiendo con precisión el cambio
de resistencia, podemos medir la fuerza.
La Figura ll-20(a) muestra una vista superior de una galga extensiométrica, formando ángulos
rectos con la superficie de montaje. El hilo de resistencia generalmente es una aleación de cobre y
níquel con un diámetro del orden de una milésima de pulgada (0,001 pulg.). El conductor está colo -
cado en forma de zig-zag sobre un papel de sostenimiento muy delgado, denominado la base. El
conductor está colocado en zig-zag con el objeto de aumentar la longitud efectiva que se somete a la
influencia del esfuerzo. El zig-zag completo se denomina la grilla. A los extremos de la grilla tiene
conectados cables terminales de cobre.
La Figura ll-20(b) muestra una galga extensiométrica montada sobre la superficie que es
sometida al esfuerzo. La base está colocada totalmente sobre la superficie J la superficie puede ser
curva como en la Figura 11-20 (b)|, y la totalidad de la galga extensiométrica está complet amente
cubierta con un cemento especial. El cemento establece un contacto firme entre la grilla de
conductor y la superficie de esfuerzo del objeto pesado. Debido a este contacto firme, y a que el
conductor no tiene prácticamente ninguna fuer-
Galgas extensiométricas / 459
Resistencia conductora
Conductores
terminales
<b) (c)
Figura 11-20. (a) Apariencia física de una galga extensiométrica. (b) Galga
extensiométrica pegada a un objeto cilindrico, (el Manera como la galga
extensiométrica podría conectarse en un circuito puente, (d) Galga artificial pegada
al objeto cilindrico junto con una galga activa, (e) Manera como las galgas artificial
y activa podrían conectarse en un puente para proporcionar estabilidad con
temperatura.
za propia para resistir la elongación o compresión, se alarga ose comprime exactamente la misma
cantidad que el objeto fuerte. Por tanto el esfuerzo de la grilla conductora es exactamente el mismo
esfuerzo del objeto fuerte.
El porcentaje de cambio en la resistencia para un porcentaje dado de cambio en la longitud se
denomina factor de galga de una galga extensiométrica. Como fórmula,
A RIR = A RIR
FG (factor de galga) = (11-3)
A LjL e
La mayoría de las galgas extensiométricas industriales tienen un factor de galga del

orden de 2. Esto significa que si la longitud del objeto cambia en un 1 % (t = 0,01),
la resistencia de la galga extensiométrica cambia en un
2% .
En la Figura 12-20(c) se muestra una galga extensiométricas conectada en un
circuito puente. El puente es diseñado generalmente para que se en cuentre en
equilibrio cuando la fuerza ejercida sobre el objeto es igual a cero. En una de las
ramas del puente se puede agregar un pot trimer para ajustarlo y balancearlo
exactamente a cero fuerza. A medida que se aplica la.fuerza, el puente se
desbalancea, y el voltaje a través del puente puede relacionarse a la cantidad de
fuerzas. A más fuerza se crea más cambio en la resistencia de la galga y por
consiguiente más voltaje de salida del puente.
Para compensar los efectos de temperatura, una segunda galga extensio métrica.
idéntica a la primera puede montarse en ángulo recto con la línea de aplicación de
la fuerza. La fuerza no tiene efecto sobre esta galga ex tensiométrica dado que la
galga no está alineada con la fuerza. La galga se conecta en el puente tal como se
muestra en ¡a Figura 11 -20(b) y se deno mina g a l g a a r t i f i c i a l ; la galga sensible
a la fuerza se denomina entonces la g a l g a a c t i v a . El propósito de la galga
artificial es el de cancelar cualquier cambio de resistencia en la galga activa debido
a la temperatura. Con ambas galgas experimentando la misma temperatura,
cualquier cambio de resistencia en la galga activa debido a variaciones de la
temperatura también aparecerá en la galga artificial. Dado que el error aparece por
igual a ambos lados del puente, es cancelado.
Para medidas precisas de peso se utiliza un objeto cuidadosamente ma quinado y
formado, que contiene varias galgas extensiométricas. Las gal gas están colocadas
estratégicamente sobre las superficies maquinadas a varios ángulos para
proporcionar máxima estabilidad con temperatura. Las galgas en sí mismas están
diseñadas para proporcionar una relación lineal entre el voltaje de salida del puente
y la fuerza (peso) sobre el objeto maquinado. El objeto, en combinación con sus
galgas extensiométricas se denomina entonces c e l d a d e c a r g a . Las balanzas de
precisión para medir grandes pesos casi siempre tienen celdas de carga como
transductores.
11- 8 TÁCQMETRQS
Un t a c ó m e t r o es un dispositivo que mide la velocidad angular de rotación de un

eje. Las unidades más comunes para expresar velocidad angular son revoluciones
por minuto (rpm) y radianes por segundo. Un radian es igual a 7r revoluciones o
aproximadamente 57 grados mecánicos. Utilizare mos exclusivamente las unidades
de rpm.
Los tacómetros en la industria utilizan uno de los dos métodos básicos de
medida:
a. La velocidad angular está representada por la m a g n i t u d de un voltaje generado.

b. La velocidad angular está representada por la f r e c u e n c i a de un voltaje
generado.
Tacómetros / 461
En el dominio de los tacómetros de magnitud hay dos tipos principales. Son el tacómetro
generador de y el tacómetro drag cup.
En el dominio de los tacómetros de frecuencia, hay tres tipos principales. Son el tacómetro ac
de campo rotatorio, el tacómetro de rotor dentado y el tacómetro de captador fotoeléctrico. Estos
nombres, no son aceptados universalmente, pero describen el funcionamiento de 1 los diferentes tacó-
metros bastante bien, y los adoptaremos en este libro.
11- 8-1 Tacómetro generador de

El tacómetro generador de es un puro y simple generador de. El campo - se establece bien sea
por un imán permanente colocado en el estator o por un electroimán de excitación separada también
montado en el estator. El voltaje de salida es generado en un devanado de armadura de convencio nal
con un conmutador y escobillas. La ecuación que da el voltaje generado en un generador de es:
VG = kBirpm),
donde V ( ; representa el voltaje generado, k es alguna constante de proporcionalidad que depende de

los detalles de construcción (longitud de rotor, diámetro de rotor, etc.), B es la fuerza del campo
magnético y rpm es la velocidad angular medida en revoluciones por minuto.
Con el campo magnético constante, el voltaje generado es proporcional a la velocidad del eje.
Es por tanto posible conectar el eje del tacómetro al eje al cual se le quiere medir la velocidad,
aplicar el voltaje generado a un voltímetro, y calibrar el medidor en términos de rpm. Una
característica interesante de un tacómetro generador de es que la polaridad del voltaje generado se
invierte si la dirección de rotación se invierte. Por tanto este tipo de tacómetro puede indicar
dirección de rotación tanto como velocidad.
11- 8-2 Tacómetros drag cup

Un tacómetro drag cup tiene dos conjuntos de devanados en su estator y en ángulo recto uno
con respecto al otro, justo como un servo motor ac. Refiérase a la Figura 10-14(a). Sin embargo, el
rotor no es un rotor jaula de ardilla. Es un cilindro de cobre hueco denominado copa, con un núcleo
interior de hierro laminado, el cual no hace contacto con la copa. La copa está unida al eje de
entrada del tacómetro y rota a la velocidad que se quiere medir.
Uno de los devanados del estator denominado el devanado de excitación, está alimentado por
una fuente de voltaje ac estable. El otro devanado del estator es el devanado de salida. El devanado
de excitación establece un campo magnético alterno que induce corrientes de eddy en la copa de
cobre. Las corrientes de eddy establecen un campo de reacción de armadura en ángulo recto con
el campo del devanado de excitación. El campo en ángulo recto inducirá entonces un voltaje ac en el
devanado de salida
cuya magnitud depende de la velocidad de rotación de la copa. El resulta do es un

voltaje de salida ac que varía linealmente con la velocidad.
La frecuencia del voltaje de salida es igual a la frecuencia de excitación
(generalmente 60 Hz), y se encuentra desfasado 90" con respecto al voltaje de
excitación. La dirección de rotación del eje determina si el voltaje de salida atrasa o
adelanta al voltaje de excitación. Por tanto este tacómetro también puede indicar
dirección así mismo que velocidad de rotación.
Todos los tacómetros que cuentan con la magnitud de un voltaje para
representar velocidad están sujetos a errores causados por tres cosas:
a. Carga de la señal
b. Variación de temperatura
c. Vibración del eje.
Mirando el problema a, el voltaje entregado por cualquier clase de gene rador

variará ligeramente a medida que varíe la corriente de carga del de vanado de salida.
Esto es debido a que la caída de voltaje I R en un devanado de salida varía a medida
que su corriente varía.
Mirando el problema b, a medida que cambia la temperatura, las pro piedades
magnéticas del núcleo varían, produciendo variaciones en la fuer za del campo
magnético. En la misma medida que el campo magnético varía
10 hace el voltaje generado.
Mirando el problema c, a medida que el eje vibra, el espaciamiento preciso entre
los devanados de armadura y campo cambia. Este cambio en el espaciamiento
produce variación en el voltaje generado.
Los tacómetros modernos tienen ya minimizados estos tres errores y se han
producido tacómetros en los cuales la linealidad voltaje-velocidad es mejor que el
0,5%. Esto es bastante adecuado para la mayoría de las apli caciones industriales.
11 -8-3 Tacómetros ac de campo rotatorio

El tacómetro ac de campo rotatorio es un puro v simple alternador de campo
rotatorio. El campo generalmente es creado por imanes permanentes montados en el
rotor. El eje del rotor está conectado al eje al cual se le quie re medir la velocidad, v
por consiguiente el campo magnético rotatorio in duce un voltaje ac en los
devanados de salida localizados en el estator. La ecuación que da la frecuencia del
voltaje generado en un alternador ac es:
(11-4)
donde / es la frecuencia en hertz, P es el número de polos magnéticos en el rotor, y
r p m es la velocidad rotacional. Puede verse que la frecuencia de salida es una
medida exacta de la velocidad angular del eje.
11- 8-4 Tacómetros de rotor dentado

El tacómetro de rotor dentado es el más popular de los tacómetros de
frecuencia. Este tacómetro tiene varios dientes ferromagnéticos en su ro-
Tacómetro* / 463
Rotor
Seis pulsos igual

a una revolución
.n/mniumi - Ib)
Figura 11-21. (al Distribución de un tacómetro de rotor dentado, (bl For ma de

onda del voltaje de salida de un tacómetro de rotor dentado.
tor. En su estator tiene un imán permanente con una bobina de alambre arrollada alrededor del
imán. Esta distribución está ilustrada en la Figura 11-21, para el rotor con seis dientes.
A medida que el rotor gira, los dientes llegan a una proximidad cercana con el el imán y luego lo
pasa. Cuando un diente está cerca del imán, la reluctancia del circuito magnético es baja de modo
que aumenta la fuerza del campo en el núcleo magnético. Cuando no hay diente cercano, la reluc-
tancia del circuito magnético es alta, de modo que disminuye la fuerza del campo en el núcleo
magnético. Por tanto es producido un ciclo de fuerza magnética cada vez que un diente pasa frente
al imán. Esta variación en la fuerza del campo magnético induce un voltaje en la bobina arrollada
en el imán permanente. Se produce un pulso de voltaje por cada diente. Esto se muestra en la Figura
11 -21 (b).
La relación entre la frecuencia de los pulsos y la velocidad de rotación está dada por:
rev/seg=pulsos/seg -t-6
dado que toma seis pulsos para representar una revolución. El número de revoluciones por minuto
es igual al número de revoluciones por segundo multiplicado por 60, ó
rpm =60 (rev/seg) = 60(pulsos/seg = 6),

rpm=10/, (11-5)
donde f representa la frecuencia de los pulsos; cualquiera sea el método de lectura

utilizado tendrá que reflejar la Ecuación (11-5), es decir que la ve locidad rotacional
es igual a la frecuencia medida multiplicada por un fac tor de 10. Para un rotor con
un número diferente de dientes, el factor será diferente.
11- 8-5 Tacómetros de captador fotoeléctrico

Un tacómetro de captador fotoeléctrico es básicamente el mismo dispo sitivo que
se sugirió en la Sección 11-6-1 para trocear un haz luminoso. Un disco rotatorio se
coloca entre la fuente luminosa y la celda fotovoltaica. Parte del disco deja pasar el
haz luminoso, y otra parte lo bloquea. Por tan to la celda fotovoltaica
constantemente es activada y desactivada, a una frecuencia que depende de la
velocidad angular del disco. Al conectar el eje del disco con el eje al cual se le
quiere medir la velocidad, sería generada una forma de onda de voltaje por la
fotocelda. La frecuencia de la forma de onda será entonces una medida de la
velocidad angular del eje.
Por ejemplo, si el disco tiene cuatro áreas transparentes y cuatro áreas opacas, la
velocidad estará dada por:
rpm = 15/,
donde / es la frecuencia de la forma de onda de salida de la fotocelda. Jus-

tifique esta ecuación. Utilice la misma técnica que se utilizó en la Sección
11-8-4.
11- 8-6 Tacómetros de frecuencia versus

tacómetros de magnitud
-La principal ventaja de los tacómetros de frecuencia es que no están sujetos a
errores debidos a carga de la salida, variación de temperatura, y vibración del eje.
También, su linealidad es períecta. Sin embargo, todos los tacómetros de frecuencia
tienen la desventaja de la incomodidad para leer la velocidad. Es más complicado
convertir una frecuencia a una forma leíble que convertir una magnitud de voltaje
en una forma leíble. Es cierto que los medidores de frecuencia se prestan para la
medida y la detección digitales pero los medidores y los indicadores de lectura
digitales son mucho más complejos que un simple indicador de lectura análogo. Los
circuitos digitales deben repetidamente recorrer el ciclo de (a) conteo, (b) alma -
cenamiento, (c) indicación visual, (d) reinicio.
Por otro lado, para un operador actualmente la lectura digital es más entendióle
que una lectura análoga, porque la persona que toma la lectura no tiene que calcular
el valor a partir de una escala. De este modo en cuan to a la lectura concierne, los
tacómetros de frecuencia y los de magnitud ambos tienen sus ventajas y
desventajas.
Transductores de humedad / 465
Muchas veces en control industrial la medida de velocidad se utiliza como una señal de
realimentación. Esto es ciertamente el caso en un sistema de control de velocidad de bucla cerrada,
donde la medida de velocidad es comparada con el valor de referencia para encontrar la señal de
error de velocidad. También la medida de velocidad es utilizada como realimentación en un sistema
de servo control, donde la velocidad de aproximación es utilizada para sustraerla de la señal de
error de posición para prevenir sobrepaso. Este proceso, denominado rata de amortiguamiento
del error, es común en los servo sistemas. En casos como éste la señal de velocidad debe expresarse
como un voltaje análogo en lugar de como un número digital. Por tanto en sistemas realimentados,
los tacómetros de magnitud tienen la ventaja sobre los tacómetros de frecuencia dado que los
tacómetros de magnitud automáticamente proporcionan una señal análoga de voltaje.
Los tacómetros de frecuencia podrían proporcionar una señal análoga de voltaje, solamente si
se agrega un circuito extra de procesamiento de señal (un conversor D/A o un demodulador de
frecuencia). De todas maneras, se prefieren los tacómetros de magnitud a los tacómetros de
frecuencia en aplicaciones con realimentación.
11- 9 TRANSDUCTORES DE HUMEDAD
Hay muchas operaciones industriales que deben llevarse a cabo bajo condiciones específicas y
controladas de contenido de humedad. En muchos casos el contenido de humedad en el ambiente es
importante; en otros casos el contenido de humedad en el producto mismo es más importante para
el éxito del proceso industrial. Discutiremos dos métodos comunes para medir el contenido de
humedad en el ambiente y un método para medir el contenido de humedad de una tira de material.
La escala más común para medir el contenido de humedad del aire es la escala de humedad
relativa (HR). Formalmente, la humedad relativa es la relación del vapor de agua (humedad)
presente en el aire con la máxima cantidad de vapor de agua que posiblemente podría contener el
agua.
11- 9-1 Higrómetros resistivos
Un higrómetro resistivo es un elemento cuya resistencia cambia con cambios en la humedad

relativa del aire en contacto con el elemento. Los higrómetros resistivos generalmente están
formados por dos electrodos de metal laminado sobre una forma plástica. Los electrodos no deben
tocarse entre sí, y están aislados uno del otro por medio de la forma plástica. Una solución de
cloruro de litio es entonces utilizada para recubrir completamente el dispositivo. Esta construcción
está ilustrada en la Figura ll-22(a).
A medida que la humedad del aire circundante crece, la película de clo ruro de litio absorbe
más vapor de agua del aire. Esto hace que su resistencia disminuya marcadamente. Dado que la
película de cloruro de litio está en contacto estrecho con los dos electrodos de metal, también
decrece marcadamente la resistencia entre los terminales de los electrodos. La resistencia entre
terminales puede entonces relacionarse a la humedad relativa.
Resistencia
(K ohmios)
Forma plástica
/
Conjunto completamente
cubierto con una solución
de Li-CI
(a) !b)
Figura 11-22. (a) Apariencia física de un higrómetro resistivo, (b) Curva de

resistencia versus humedad relativa para un higrómetro resistivo.
Una curva característica típica de resistencia versus humedad relativa para un

higrómetro resistivo se muestra en la Figura 11 -22(b).
Los transductores de higrómetro resistivo no pueden utilizarse en todo el rango
de humedades relativas , del 0% al 100%. La mayoría de ellos tie nen un límite
superior de operación segura del orden del 90% de H R . Una exposición a aire con
una humedad relativa mayor del 90% puede resultar en un exceso de absorción de
agua por la película del cloruro de litio. Una vez suceda esto, las características de
resistencia del higrómetro son alteradas en forma permanente.
11- 9-2 Sicrómetros

Un sicrómetro es un dispositivo de medida de la humedad relativa que tiene dos
transductores de temperatura (termómetro). Uno de los termó metros mide la
temperatura de un elemento que está simplemente localiza do en el ambiente. Este
elemento se denomina el b u l b o s e c o . El segundo termómetro mide la temperatura
de un elemento que está circundado por un material fibroso saturado con agua pura.
Este elemento se denomina el b u l b o h ú m e d o . El aire del ambiente es forzado a
fluir sobre el bulbo seco y el bulbo húmedo por medio de un tipo de ventilador. Esta
distribución se muestra en la Figura ll-23(a).
Los transductores de temperatura mostrados en la Figura 11 -23(a) son RTDs de
hilo de platino. El bulbo seco permanece a la temperatura del aire ambiente en
movimiento, de modo que la temperatura del bulbo seco sim plemente es igual a la
temperatura del ambiente, haciendo caso omiso de su humedad. Sin embargo, el
bulbo húmedo, está más frío que el bulbo seco debido a la evaporación del agua
líquida contenida en el material espon joso que lo circunda. Entre mayor sea la rata
de evaporación del agua, mayor es el efecto de enfriamiento sobre el bulbo húmedo,
y más baja la
5 10 1 2 2
1 5 0 5
4 9 6 - - - -
0 2 0
5 9 6 3 1 - -
0 3 8
7
8 2
6 9 4 2 -
0 4 3 9 6 6
7
0
9
5 n 5
5
3
7
2
0
3
8 9 7 6 4 2 1
0 6 9 1 4 9 6
9 9 8 6 5 3 2
0 6 1 5 0 6 4
10 9 8 6 5 4 3
0 6 3 8 4 2 1
Humedad
relativa (%)
(b)
Figura 11-23. (a) Localización del bulbo seco y del bulbo húmedo en un si-
crómetro. El ejemplo muestra RTDs como detectores de temperatura, (b) Una tabla
de sicómetro la cual relaciona las tres variables, temperatura del bulbo seco,
diferencia entre las temperaturas de los bulbos, y porcen taje de humedad relativa.
468 / Transductores de entrada — Dispositivos de medida
lectura de temperatura. La rata de evaporación depende de la humedad relativa del

aire en movimiento. Si el aire está seco (baja humedad relati va), la rata de
evaporación será grande, y el bulbo húmedo estará m u c h o más frío que el bulbo
seco. Si el aire está húmedo (alta humedad relativa), la rata de evaporación no será
tan grande, v el bulbo húmedo solamente estará u n p o c o más frío que el bulbo
seco. La d i f e r e n c i a de las temperaturas es por consiguiente una indicación de la
humedad relativa del aire.
Para entender porqué la rata de evaporación del agua contenida en el material
poroso depende de la humedad relativa, mirémoslo de esta forma: Si el ambiente
estuviese al 100', de H R , no sería capaz de absorber más agua, dado que ya estaría
saturado. Por tanto el agua no podría evaporar se del material poroso. Es fácil
razonar a partir de esta condición extrema para entender que entre más seco esté el
aire, mejor es su aceptación de agua extra (provocando evaporación).
Por tanto, entre más baja sea la humedad relativa, más rápido se eva pora el agua
del material esponjoso.
El porcentaje de humedad relativa puede leerse de una tabla del sicró- metro
conociendo dos cosas:
a. La temperatura del bulbo seco
b. La diferencia de temperaturas entre los dos bulbos
Una tabla de sicrómetros abreviada de este tipo se muestra en la Figura ll-23(b). En
los manuales de sicrómetros se dispone de tablas de este tipo más precisas, marcadas
en graduaciones de 0,5"F.
Los sicrómetros pueden utilizarse para tomar lecturas manuales de por centaje de
humedad relativa, o pueden utilizarse en una aplicación de con trol para mantener
automáticamente una cierta humedad deseada. En el Capítulo 12 veremos un sistema
de control automático de humedad que utiliza un sicrómetro.
11-9-3 Detección de las condiciones de humedad en un

material sólido
Los higrómetros y los sicrómetros son dispositivos capaces de medir la humedad
contenida en el aire expresada en una escala universalmente aceptada, la escala de
humedad relativa. Dado el dato apropiado de cali bración. pueden medir la humedad
relativa de c u a l q u i e r mezcla de gases (no solamente aire) sobre esta escala bien
conocida. Algunas veces, no es importante conocer el contenido de humedad
expresado en alguna escala científica universal. Algunas veces solamente es
importante saber si el contenido de humedad está por encima o por debajo de un
cierto contenido de humedad deseado, o contenido de r e f e r e n c i a . Esto es
especialmente cierto en situaciones donde una tira continua de material (papel,
textiles, etc.) deba ser manejada y procesada. Cuando todo lo que se necesita es el
contenido de humedad de una tira de material con relación a algún conte nido de
referencia, el método usual de tomar la medida se muestra en la Figura 11 -24(a). En
esta figura la tira de material se pasa entre dos rodi llos que hacen contacto con las
caras opuestas de la tira. Cada rodillo tie ne un cable terminal adherido a su soporte
estacionario. La resistencia
(a) (b)
Figura 11-24. (a) Método para detectar el contenido de humedad de una tira de
materia!, (b) El circuito puente establece una correspondencia entre el voltaje de
salida y el contenido de humedad.
medida entre los terminales es entonces una indicación del contenido de humedad del material en
cuestión. Prácticamente todos los materiales tendrán una baja resistencia cuando estén húmedos y
una alta resistencia cuando estén secos. El usuario determina la resistencia entre los hilos con-
ductores cuando el material tiene el contenido de humedad óptimo para sus propósitos. El sistema
detecta entonces cualquier desviación de dicha resistencia y trata de corregirla.
Un circuito para detectar variaciones de humedad/resistencia es el ya familiar puente de
Wheatstone dibujado en la Figura ll-24(b). Supongamos que la resistencia del material ( R m a t ) es
3.250 Q cuando el contenido de humedad es el apropiado. El puente podría entonces construirse con
R i = /?_> = R A = 3.250O. Si el material estuviese en el nivel de humedad correcto, R m a í sería igual a
3.250 S2, y el puente estaría equilibrado. V„ u t sería igual a 0. Si el contenido de humedad cambiase
debido a alguna perturbación en el sistema, el puente se saldría de equilibrio. La magnitud de V ou,
indicaría la cantidad de desviación entre las condiciones real y desea da, y la polaridad de V^ out
indicaría la dirección de desviación. La señal l/ out podría entonces aplicarse a algún tipo de
controlador para restaurar el contenido de humedad a su nivel apropiado.
En este tipo de aplicación de control, no hay en realidad una toma de medida. Es decir, no hay
una medición obtenida resultante que pudiera expresarse en una escala de medida universal. Hay
simplemente una comparación de una condición real de humedad con una condición deseada de
humedad, y no se hace intento para expresar esta condición de humedad sobre una escala numérica.
1. ¿Cuáles son las ventajas de los transductores de señal eléctricos sobre los
transductores de señal mecánicos?
2. Si un potenciómetro de 10.000£2 tiene una linealidad del 2%, ¿qué es lo máxi mo que la
resistencia real puede diferir de la resistencia ideal en cualquier punto?
3. En términos generales, ¿qué se considera como linealidad aceptable de un po tenciómetro utilizado
como transductor de medida?
4. Si un potenciómetro bobinado de 1.000Sí tiene 50 vueltas, ¿cuál es su porcen taje de
resolución (asumiendo que el contacto del potenciómetro no puentea vueltas
adyacentes)?
5. En la Figura ll-3(c), sí R , = 5 K, R . , = 12 K, y R , = 15 K, ¿qué valor de /f : ) hará que el puente se
balancee?
6. La discusión en la Sección 11-2 explicó porqué las palabras variable diferencial se utilizan en el
nombre del LVDT. ¿Por qué supone usted que la palabra lineal es utilizada en este nombre?
7. ¿Alrededor de cuánto puede moverse el núcleo de los LVDTs?
8. Generalmente, ¿cuánta señal de voltaje puede esperarse de un LVDT?

9. ¿De qué están hechos los tubos Bourdon?
10. ¿Los tubos Bourdon se utilizan para medir presión de líquidos o presión de ga ses. o ambas?
11. ¿Cuál es la ventaja de un tubo Bourdon espiral o helicoidal sobre un tubo Bour don en
forma de C?
12. ¿Son útiles los tubos Bourdon para medir bajas presiones? Explique.
13. Un tubo Bourdon es en sí un transductor mecánico. ¿Cómo pueden utilizarse los tubos Bourdon
para proporcionar una señal de medida eléctrica?
14. En términos generales, ¿qué rango de presión puede manejar un transductor de fuelle?
15. ¿Es un fuelle de presión un transductor mecánico o un transductor eléctrico? Explique.
16. ¿Qué hace que el fuelle regrese a su posición original cuando es restablecida la presión?
17. Estrictamente hablando, ¿una bucla de termocupla mide la temperatura de la unión
caliente, o mide la diferencia entre las temperaturas de la unión fría y la unión caliente?
18. En las tablas industriales de termocuplas, ¿cuál es la temperatura de unión fría que
generalmente se asume?
19. ¿Cuál es el propósito de los circuitos compensadores de termocupla?
20. Si la unión fría de una bucla de termocupla se colocara en una pieza con con trol de calefacción y
aire acondicionado, ¿sería necesario un circuito de com pensación? Explique.
21. De los tipos comunes de termocuplas, ¿qué tipo es el más sensible?
22. De los tipos comunes de termocuplas, ¿qué tipo es el que mejor se adapta a tem peraturas por
encima de los 2.000"F?
23. De los tipos comunes de termocuplas, ¿cuál supone que es el tipo más costoso?
24. ¿Cuál es la diferencia entre un coeficiente térmico positivo de resistencia y un
coeficiente térmico negativo de resistencia? - x
25. ¿Un RTD tiene un coeficiente térmico de resistencia positivo o negativo? Re pita la pregunta para
un termistor.
Preguntan y Problemas / 471
26. ¿Cífál dispositivo es más sensible, un termistor o un RTD?

27. ¿Qué dispositivo es más lineal un termistor o un RTD?
28. De los materiales comunes de los RTDs, ¿cuál es el más sensible?
29. ¿En qué rango de temperatura encuentran los RTDs su mayor uso industrial
Repita la pregunta para los termistores.
30. Dibuje el símbolo esquemático de una resistencia sensible a la temperatura que
tenga un coeficiente térmico positivo. Repita la pregunta para un coefi ciente
térmico negativo.
31. ¿Cuál es la diferencia entre una escala lineal de medida y una escala no lineal
de medida?
32. ¿Qué es una escala lógarítmica? ¿Por qué se utiliza en las gráficas?
33. ¿Cuando un termistor se utiliza para medir la temperatura de un medio exter no
es su autocalentamiento bueno o malo? Explique.
34. Explique cómo el autocalentamiento de un termistor podría utilizarse para de -
tectar si un líquido estuvo por encima o por debajo de una cierta altura en un
tanque?
35. ¿Cuál es la diferencia entre una celda fotovoltaica y una celda fotoconductora?
36. ¿Cuál es la principal ventaja de operación de las celdas fotoconductoras sobre
las celdas fotovoltaicas?
37. ¿Cuál es la principal ventaja de operación de las celdas fotovoltaicas sobre las
celdas fotoconductoras?
38. ¿Las celdas fotoconductoras tienen un coeficiente de iluminación de resisten cia
positivo o negativo? Explique.
39. ¿Qué significa el término relación luz a oscuridad?
40. En términos generales, ¿de qué orden es el voltaje que puede entregar una cel da
fotovoltaica típica? Repita la pregunta para la corriente.
41. ¿Qué es fatiga de una celda fotovoltaica?
42. ¿Las celdas fotovoltaicas pueden conectarse en paralelo? ¿Pueden conectarse en
serie?
43. Explique el funcionamiento de un fotodetector de troceado. ¿Cuál es su ventaja
sobre un detector simple?
44. ¿Qué frecuencias de troceado no podrían utilizarse para fotodetectores de tro -
ceado? ¿Por qué?
45. ¿Son las fotoceldas del todo sensibles a temperatura?
46. ¿Cuál es la unidad de iluminación en el sistema inglés? (Hay dos nombres pa ra
la misma unidad; trate de encontrar el otro nombre.)
47. ¿Cuáles son las unidades de iluminación en el sistema métrico? ¿Cuál es el
factor de conversión entre las unidades del sistema inglés y del sistema mé -
trico?
48. ¿Qué nivel de iluminación se considera oscuro?
49. ¿Cuál es el nivel de iluminación exterior en un dia soleado?
50. ¿Por qué las lámparas incandescentes no pueden utilizarse para el fototrocea-
dor de la Figura 11-15?
51. Enumere algunos de los usos industriales de ¡os acopladores/aisladores óp ticos.
52. ¿Cuáles son las ventajas de los acopladores ópticos sobre los acopladores dis-
cutidos en el Capítulo 2?
53. ¿Cuáles son las ventajas de los LEDs sobre las fuentes de luz convencionales?
54. ¿Cuál es la diferencia entre los LEDs de luz visible y los LEDs infrarrojos? Es-
tablezca las ventajas relativas de cada uno.
55. Escriba la ley de Hooke y explique qué significa.
56. ¿Cuáles son los tres factores de los cuales depende la resistencia de un con-
ductor? Relaciónelos en una fórmula.
57. Combinando sus respuestas a las Preguntas 55 y 56, explique cómo funciona
una galga extensiométrica.
58. Defina factor de palpa de una galga extensiométrica. ^De qué orden es el factor
de galga de una galga extensiométrica industrial?
59. Muestre como una galga artificial puede eliminar los errores debidos a tempe-
ratura en el uso de galgas extensiométricas.
60. ¿Cuáles son los cinco tipos básicos de tacómetros industriales? Clasifique ca-
da tipo bien sea como tacómetro de magnitud o como tacómetro de frecuencia.
61. Describa los principios de funcionamiento de cada uno de los cinco tipos en la
Pregunta 60.
62. ¿Cuáles son las tres fuentes principales de error en los tacómetros industriales?
63. ¿Qué clase de tacómetros tiene la mayor linealidad, los de magnitud o los de
frecuencia?
64. ¿Cuáles son las ventajas de los tacómetros de magnitud sobre los tacómetros de
frecuencia?
65. Qué es un higrómetro resistivo? Explique su construcción y principio de fun-
0
cionamiento.
66. ¿Son lineales los higrómetros resistivos? Explique.
67. ¿Cuál es el límite de humedad relativa para un higrómetro resistivo típico? ¿Qué
sucede si se excede este límite?
68. Describa la construcción y principio de funcionamiento de un sicrómetro de bul-
bo húmedo-bulbo seco.
69. Explique porqué una mayor diferencia de temperatura entre las temperaturas
del bulbo seco y el bulbo húmedo significa una menor humedad relativa.
70. Sí la temperatura del bulbo seco es 60"F y la temperatura del bulbo húmedo es
45"F, ¿cuál es % de HR?
Si la temperatura del bulbo seco es 75"F y la temperatura del bulbo húmedo es 77.5"F, estime el
% de HR.
71.
12
Nueve ejemplos de sistemas
industriales de bucla
cerrada
En este capítulo, veremos en detalle nueve sistemas industriales de control de bucla cerrada.
Prácticamente estos nueve sistemas contienen casi todos los dispositivos correctores finales y los
transductores de entrada estudiados en los Capítulos 10 y 11. Los modos de control representados
en estos sistemas incluyen el Todo o Nada, proporcional, y proporcional-integral.
OBJETIVOS
1. Discutir y explicar el proceso de control de temperatura en un tanque de apa gado

por aceite utilizado para el temple de partes metálicas tratadas térmica mente
2. Discutir el funcionamiento de un foso de calentamiento utilizado para calentar
lingotes de acero antes del laminado en caliente, y discutir y explicar un sis tema
para controlar la presión en un recuperador de foso de calentamiento
473
4 7 4 / Nueve ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
3. Explicar el funcionamiento de un controlador de temperatura proporcional-int.e- gral

completamente de estado sólido y que utiliza una terinocupla como disposi tivo de
entrada
4. Discutir y explicar el proceso de mantener una tensión constante en un siste ma
manejador de una tira
5. Discutir el proceso de recolección de una tira móvil y explicar como un sistema sensible
al borde se utiliza para asegurar que la tira se enrrolle correctamente
6. Discutir el funcionamiento de un sistema de pesaje automático de material pul verizado
que utiliza como entrada una celda de carga, y explicar como se utiliza un servo
mecanismo para posicionar el eje de un codificador óptico para leer el peso
7. Discutir el proceso de carburización del acero, y explicar el funcionamiento de un
sistema que controla la profundidad de superficie endurecida por carbono controlando el
contenido de CO_. en la atmósfera de carburización
8. Discutir y explicar el control de humedad relativa en un proceso de humedecimiento
de textiles
9. Discutir y explicar el control de humedad relativa en graneros y en depósitos de
almacenamiento de explosivos
12- 1 CONTROL POR TERMISTOR DE LA TEMPERATURA DEL ACEITE DE APAGADO
Con mucha frecuencia, las partes metálicas tratadas térmicamente deben ser
apagadas bien sea en aceite o en agua con el objeto de darle calidades metalúrgicas
propias al metal. En la mayoría de tales procesos, son sumer gidas en un baño de
aceite de apagado tan pronto dejan la cámara de tra tamiento térmico. Naturalmente,
la temperatura del aceite de apagado tiende a aumentar debido a la continua
inmersión de partes metálicas ca lientes. Para lograr los resultados de temple
deseados, el aceite de apagado debe mantenerse dentro de cierto rango de
temperatura; esto se hace enfriando el aceite en un intercambiador de calor. En la
Figura 12-1 (a) se ilustra esquemáticamente la situación. Las partes calientes se
deslizan por una caída hacia el tanque de aceite cayendo en un cinturón cerrado que
las coge por medio de una especie de espuela. El cinturón las mueve
horizontalmente a través del aceite de apagado y luego hacia arriba y ha cia afuera
del tanque.
Un tubo de salida de aceite permite que el aceite fluya fuera del tanque y hacia
una bomba de recirculación de desplazamiento constante. Una bomba de
desplazamiento constante mueve un volumen constante de líqui do en cada
revolución, de modo que la velocidad de rotación de la bomba determina cuánta
cantidad de aceite recircula a través del sistema de enfriamiento. La salida de la
bomba comunica con un intercambiador de calor enfriado por agua. Del
intercambiador de calor, el aceite regresa al tanque de apagado.
El motor que maneja la bomba de recirculación es un motor universal serie,
capaz de operar bien sea con ac o con de. En este sistema, es alimen tado con un
voltaje ac. El promedio del voltaje aplicado a los terminales del motor determina su
velocidad de rotación. Dado que el motor maneja la
Control por termistor de la temperatura del aceite de apagado / 475
Las partes calientes

se deslizan hacia
Figura 12-1. Controlador de la temperatura del aceite de apagado, (a) Dis -

tribución física del tanque de apagado y de los aparatos de enfriamiento,
(b) Circuito para controlar la bomba de recirculación.
bomba, la velocidad de rotación del motor determina la cantidad de acei te

recirculante y de este modo determina la cantidad de enfriamiento que tiene lugar.
A medida que aumenta la velocidad del motor, más aceite re circula, y el aceite del
tanque tiende a enfriarse. A medida que el motor disminuye su velocidad, menos
aceite recircula y el aceite en el tanque tiende a calentarse.
476 / Muere ejemplos de sistemas industriales de bucla cerrada
La temperatura del aceite de apagado es detectada por un termistor montado

dentro de una s o n d a , la cual está protegida. Un termistor es un transductor de
temperatura ideal para esta aplicación dado que produce una gran respuesta a
pequeños cambios de temperatura, y debido a que se adapta a las temperaturas
bastante bajas que se encuentran en pro cesos de templado (generalmente menores
que 200"F). El termistor está co nectado en el circuito de control como se muestra
en la Figura 12-1 (b). Veamos como trabaja el circuito de control.
El puente rectificador, en conjunción con el circuito recortador formado por fí,
y DZl, entregan una onda aproximadamente cuadrada al circuito de Q,. Esta onda
cuadrada tiene un valor de pico de 20 V y está sincroni zada con las pulsaciones de
la línea ac, tal como vimos antes. En el instante que aparece la fuente de
alimentación de 20 V, es dividida por la com binación serie de R , ~ R T H . El voltaje
disponible para manejar el circuito base-emisor de Q, depende exactamente de
cómo el divisor de voltaje R , — R T H divide los 20 V. Si la resistencia R T H del
termistor es alta, aparecerá un pequeño voltaje a través de R ¿ , y la polarización
base-emisor será pequeña. Si la resistencia del termistor es baja, aparecerá un gran
voltaje a través de R , debido a la acción del divisor de voltaje, y la polarización
base-emisor será grande.
El voltaje disponible para manejar el circuito-base emisor determina la corriente
de emisor de Q, de acuerdo con:
I - v « - ~ °-6 v (12-1)
£
3.3 K
donde V„„ es el voltaje que aparece a través de la resistencia R .,.
La Ecuación (12-1) es simplemente la ley de Ohm aplicada a la resis tencia de
emisor. Esta ecuación muestra que un aumento en V R i produce un aumento en la
corriente de emisor.
La corriente de colector de Q, es prácticamente la misma corriente de emisor.
Como lo muestra el diagrama, la corriente de colector de Q, car ga el condensador
C, . Cuando C, se carga al voltaje de pico del UJT, el UJT se dispara. El pulso de
corriente resultante es entregado a la puerta del triac. Entonces el triac pasa a
CONDUCCION y aplica potencia a los terminales del motor.
Resumiendo el funcionamiento de este circuito, entre más grande sea el voltaje
a través de R , , más grande es la corriente de carga de C¡. Si la corriente de carga
de C, es grande, el UJT se disparará más pronto en el semiciclo, y la potencia
entregada al motor será más grande. Esto hace que el motor y la bomba giren más
rápido.
Si el voltaje a través de R , es pequeño, la corriente de colector de Q, cargaré
lentamente a C,. Esto produce un disparo tardío del UJT y del triac, y reduce la
velocidad del motor.
Veamos ahora como la medida de la temperatura del aceite afecta la acción del
circuito. Un aumento en la temperatura del aceite se traduce en una disminución de
la resistencia R T H del termistor, debido a su coeficiente térmico negativo. Una
disminución de R T H produce un aumento de VV debido a ia acción del divisor de
voltaje. Como ya vimos, un aumento en V H i hace que la bomba gire más rápido.
Esto recircula más
Control por termistor do la temperatura del aceite de apagado / All
aceite a través del intercambiador de calor y tiende a disminuir la tempe ratura en el

tanque.
Este circuito en particular está diseñado para comenzar la recircuia- ción
cuando la temperatura del aceite del tanque alcanza 140"F. Por debajo de 140"F el
motor está detenido. Por encima de 140"F el UJT y el triac co mienzan a dispararse,
y el motor comienza a girar. Por tanto para una tem peratura de exactamente 140"F,
el triac estaría a punto del disparo. Esto es equivalente a decir que el ángulo de
disparo sería 180" cuando \a temperatura es 140"F. Entonces cualquier ligero
aumento de la temperatura más allá de dicho punto reducirá el ángulo de disparo a
un valor menor de 180" y hace que el motor y la bomba comiencen a marchar.
La característica del termistor es tal que a 140"F, R T H es igual a 30 K, de
modo que:
VR. /?, 8,2 K
20 V R2 - j - Rti1 ~ 8 , 2 K-r 30 K’
y*, = 4,3 V.
La corriente de emisor está dada por la Ecuación (12-1):

4,3 V - 0,6 V
IE 1,12 mA.
3,3 K
Por tanto I c , la corriente de carga del condensador, también es igual a 1,12 mA.
Asumiendo que el UJT tiene una relación intrínseca entre contac tos t ¡ igual a 0,64,
el voltaje de pico del UJT está dado por:
VP = (0,64)(20 V) + 0,6 V= 13,4 V.
Por tanto el condensador debe cargarse a 13,4 V para disparar al UJT y al triac. El
tiempo necesario para hacer esto puede encontrarse de:
AV _ J_
At C ’
lo cual expresa la rapidez de desarrollo de voltaje en el condensador. Reor -
ganizándola, obtenemos:
At = — (AK) = ffl6W(l3'4V)== l y ’
1.12 mA
Por tanto el UJT se cebaría casi 8,14 mseg después que comience el ciclo. Este
tiempo puede expresarse como un ángulo diciendo que:
9 _ 8,14 mseg
360° 16,67
mseg
9 = 176°,
donde 16,7 mseg es el período de la línea ac de 60 Hz. De este modo el án gulo de
disparo se calcula como 176" cuando la temperatura del aceite es 140"F.
Esto significa que el triac es escasamente disparado y está entregando al motor un
promedio de voltaje muy pequeño. Cualquier aumento posterior
478 / Nueue ejemplos de sistemas industria les de bucla cerrada
a partir de este punto hará que se reduzca el ángulo de disparo y en con secuencia el
motor y la bomba comienzan a girar más rápido. La bomba en tonces es capaz de
mantener la temperatura del aceite muy cerca de los 140 C ’F.
Si por alguna razón se deseó disponer de un valor de referencia de tem peratura
variable, esto podría ejecutarse fácilmente. La resistencia R , podría remplazarse
por un potenciómetro. Entonces a medida que la resis tencia del pot se incrementa,
el valor de referencia de temperatura se baja. A medida que ¡a resistencia del pot
decrece, se aumenta el valor de referencia de temperatura.
12- 2 SISTEMA DE CONTROL DE PRESION MODO

PROPORCIONAL
12- 2-1 Fosos de calentamiento para lingotes de acero

En la industria del acero, un f o s o d e c a l e n t a m i e n t o es un foso bajo tierra
utilizado para calentar lingotes de acero a casi 2.400"F antes de lami narlo. Los
lingotes son colocados en el foso por una grúa; la tapa del foso se coloca encima,
también por una grúa, y los quemadores de gas se encienden para llevar la
temperatura del foso hasta los 2.400"F. La combustión del gas natural con aire crea
gases de escape, los cuales abandonan el foso a tra vés de un ducto de salida. Parte
de la energía calorífica contenida en los gases de escape calientes se recupera y
utiliza para precalentar el aire de combustión que llega a los quemadores. El
precalentamiento sucede en un intercambiador de calor denominado
r e c u p e r a d o r . El proceso está ilustrado esquemáticamente en la Figura l2-2(a).
El recuperador de la Figura 12-2 es simplemente un ducto de gran diá metro. Por
la izquierda entran los gases de escape calientes a una tempe ratura de casi 2.400"F
y salen por la derecha a una temperatura de casi 1.800"F. La reducción en la
temperatura del gas de escape representa el hecho que parte de la energía calorífica
ha sido recuperada y transferida al aire de combustión frío, de este modo se hace
que el proceso de calentamiento sea más eficiente energéticamente. El aire de
combustión entrante para los quemadores es arrastrado hacia la toma de aire frío
por medio del ventilador de aire de combustión, un gran v potente ventilador. El
aire entrante pasa a través de un ducto a una válvula mariposa que está abier ta en la
posición apropiada para mantener la presión de aire correcta a la entrada del
recuperador. El aire frío hace dos o tres pasos a través del re cuperador, absorviendo
en cada caso más energía calorífica. Finalmente sale del recuperador a una
temperatura de casi 900"F. De allí avanza a la válvula de control de aire del
quemador la cual deja pasar aire al quemador a medida que es solicitado por el
controlador de temperatura. No se mues tra el controlador de temperatura puesto
que estamos concentrados en el sistema de control de presión. Cuando el aire llega
a los quemadores es mezclado con gas natural, el combustible del proceso. El aire
precalentado y no utilizado puede evacuarse a través de una restricción a la entrada
de la válvula tal como se muestra en la Figura 12-2(a). Algunas veces la parte de
aire precalentado no utilizado es conducido de nuevo a la entrada del
Sistema de control de presión modo proporcional / 479
ventilador para ser mezclado con el aire nuevo que entra por la admisión de aire
trío.
Es importante mantener el valor apropiado de presión en el ducto de aire frío a
la entrada del recuperador para prevenir sobrecalentamiento de los tubos de éste.
La presión deseada podría variar de un conjunto de condicio nes de funcionamiento
a otro. Por tanto, el controlador de presión debe es tar provisto de un ajuste para el
valor de referencia de presión. El contro lador abre o cierra la válvula mariposa de
entrada de aire para corregir cualquier desviación de la presión medida del valor de
referencia. Si el controlador ve que la presión medida está por debajo del valor de
referencia, abre más la válvula mariposa para aumentar la presión de aire adelante
del recuperador. Si la presión medida está por encima del valor de referencia el
controlador cierra más la^válvula mariposa.
El transductor de entrada de presión es un transductor fuelle-poten ciómetro del
tipo mostrado en la Figura ll-6(b). La señal de presión para el transductor se toma
de un desprendimiento de presión en el ducto de aire que va al recuperador, tal
como se muestra en la Figura 12-2(a). El trans ductor potenciómetro tiene — 15 V
de y tierra aplicados a sus dos termina les, de modo que la salida del transductor es
un voltaje de que varía entre 0 y — 15 V. A medida que aumenta la medida de
presión, el contacto del potenciómetro se mueve hacia el terminal de — 15 V. De
este modo altas
Hacia el transductor
de presión;
ver Figura 1 1 -6(b)
combustión no utilizado
(a)
Figura 12-2. Foso de calentamiento con un recuperador, (a) Distribución física, (b)
Circuito electrónico para posicionar el regulador de control.
Valor de A|uste de la banda
referencia proporcional
;
15 V
Ajuste
de coi ríeme 15 V
O
n
0 5 niA A
Q
Alta
ganancia
O,
Bobina
T ransductor
- 15 V de carga
depresión
2 K ± 5%
(Figura 1 1 -6(b)
(b)

Sistema de control de presión moda proporcional / 481
presiones se representan por voltajes más negativos. Esto está indicado a la izquierda en la Figura
12-2(b).
El dispositivo corrector final es un posicionador electrohidráulico que maneja el eje de la
válvula mariposa. El posicionador es el mismo que se muestra en la Figura 10-6. La posición de la
varilla del cilindro se controla por la cantidad de corriente a través de la bobina de detección. En
este posicionador, la bobina tiene una resistencia de 2.000 Q . Una corriente por la bobina de 0 mA
hace que el cilindro se encuentre completamente retraído, cerrando completamente la válvula
mariposa. Una corriente de 5 mA hace que el cilindro se encuentre completamente extendido,
haciendo que la válvula mariposa se encuentre totalmente abierta. Un posicionador operado
hidráulicamente es necesario en esta aplicación debido a las grandes fuerzas no equilibradas que se
ejercen sobre la válvula mariposa por el gran volumen de aire de combustión.
El circuito electrónico de control de presión se muestra en la Figura 12-2 (b). El valor de
referencia y la presión medida son las dos entradas eléctricas a este circuito. Estas dos entradas se
comparan, y la diferencia entre ellas, el error, produce la acción de control. La salida del
controlador es la corriente de entregada a la bobina detectora de 2.000 Q localizada a la derecha del
dibujo. El modo de control es estrictamente proporcional. Es dec¡r. la corriente por la bobina
detectora se varía en proporción al error entre el valor de referencia y la presión medida.
12- 2-2 El comparador/controlador electrónico

Comenzaremos por entender el funcionamiento del op amp 1 y sus circuitos de entrada,
haciendo temporalmente dos suposiciones simplifica- torias:
a. Asumamos que el pot de ajuste de expansión está completamente arriba. Esto permitirá que la
totalidad del voltaje del contacto del pot de valor de referencia se aplique a R _ ¡ .
b. Asumamos que el contacto del pot de valor de referencia 0 está ajustado exactamente a 0 V.
Esto efectivamente elimina este pot y a R . , y a R : i de la discusión, dado que entregan solamente una
señal de 0 V al op amp 1.
Un poco más adelante, regresaremos y veremos porqué son necesarios estos dos potenciómetros.
Hechas estas suposiciones, podemos simplificar el circuito del op amp 1 tal como se muestra en
la Figura 12-3. No es difícil ver que se trata de un circuito sumador simple. El voltaje del valor de
referencia, que es positivo, es sumado al voltaje de medida el cual es negativo. La suma de estos
voltajes aparece en forma invertida en V„ut . En forma de ecuación,
-Fout, = ^(Kre| ) + ^(Kmed) = ~|(Ure, ) + |gg^(Kmed), (12-2)

Koutl V reí' “h" ^med.
Tenga presente que V me d es un voltaje negativo.

482 /Nueve ejemplos de sistema* industriales de huela cerrada
-15 V
Figura 12-3. Diagrama esquemático simplificado del op amp 1 de la

Figura ! 2-2(b).
La Ecuación (12-2) nos dice que si la presión medida coincide exactamente con la presión de
referencia, la salida del op amp 1 es igual a 0 V. Si la presión medida es menor que el valor de
referencia, la salida del op amp 1 es negativa. Si la presión medida excede al valor de referencia, la
salida del op amp 1 es positiva. La magnitud de V/„ut| representa la cantidad de desviación de la
presión medida de la presión de referencia, y la polaridad de V,,,,, nos dice la dirección del error.
Regresemos ahora a mirar el circuito de valor de referencia cero. Como podemos ver de la
Figura 12-2(b), el voltaje del contacto del pot de cero es la tercera entrada al op amp 1 circuito
sumador; pero tiene muy poco peso, dado que R : i es grande comparada con /?_, y R b . Esta tercera
entrada es necesaria para compensar el hecho que el pot de valor de referencia y el pot de medida no
pueden de ninguna manera alcanzar 0Í2. Aun cuando estos potenciómetros puedan llevarse
completamente a su posición extrema, tendrán alguna r e s i s t e n c i a f i n a l . Por tanto los voltajes de
los contactos no serán absolutamente cero. Esto no sería problema si estuviésemos segu ros que los
dos voltajes son iguales. Sin embargo, no podemos estar seguros de esto. Dado que en definitiva
queremos que V„u,, sea 0 V cuando ambas entradas de los potenciómetros estén completamente
abajo, arreglamos esto inyectando una señal de poco peso a partir del pot de 0. Esto cancela cual-
quier desbalance entre los valores mínimos de los dos potenciómetros principales de entrada.
Consideremos ahora el pot de ajuste de expansión. Una razón por la cual es necesario el pot de
expansión es que el rango de la presión del transductor de entrada podría exceder el rango deseado
del valor de referencia. Por ejemplo, supongamos que el transductor de presión de entrada está dise -
ñado para que el contacto del pot se mueva de abajo hacia arriba a medida
que la presión de entrada al fuelle varíe de O a 3 psig* Si el recuperador bajo ninguna circunstancia
nunca necesita una presión de entrada mayor que 2 psig, entonces nos gustaría que el extremo
superior de pot de referencia representase una presión de referencia de 2 psig: es decir, cuando el
pot de valor de referencia esté completamente arriba el pot de medida deberá ser capaz de
balancearlo moviéndose al punto de 2 psig, el cual está a dos terceras partes de su distancia total.
Podemos hacer que esto suceda entregando a R A menos de la totalidad del voltaje del contacto del
pot de referencia. En lugar de la totalidad del voltaje del contacto nos arreglamos para que
solamente las dos terceras partes de este voltaje se entregue a fí 4. Esto se hace llevando el pot de
expansión hacia abajo hasta que el voltaje del contacto del pot de expansión sea solamente dos
tercios del voltaje del contacto del pot de referencia.
Para resumir, el pot de expansión reduce el voltaje del contacto del pot de referencia al punto
que pueda ser balanceado por un movimiento del contacto del pot de medida m e n o r q u e s u
r a n g o t o t a l . Se denomina un pot de expansión porque determina el “rango” de valores de presión
que pueden escogerse en el pot de referencia. Deberá ajustarse por el operador del sistema para
proporcionar cualquier expansión del valor de referencia que desee.
Consideremos el op amp 2. Está conectado como amplificador noinversor con una ganancia
variable. La salida de este amplificador, V'„tllj, maneja el circuito discreto de Q ¡ el cual
entrega corriente a la bobina de-
tectora del posicionador de la válvula mariposa. Por tanto el valor de V„ UI, determina la posición
final de la válvula mariposa de control. Dado que esto es así, la ganancia de voltaje del amplificador
noinversor determina la banda proporcional del controlador. Si la ganancia de voltaje es alta, se
necesita solamente un pequeño error (pequeño V out,) para producir un gran cambio en V„ uti, y en
consecuencia un gran cambio en la posición de la válvula. Esto significa que la banda proporcional
es estrecha. Si la ganancia de voltaje es baja, se necesita un gran error para producir un cambio
dado en ILu,,. Por tanto necesita un gran error (gran V out, ) para producir un cambio dado en la
posición de la válvula, lo cual hace la banda proporcional ancha.
La máxima ganancia de voltaje ocurre cuando el potenciómetro se encuentre completamente
ajustado a la izquierda. En dicho punto, R F — 1 K y f?,„ = 22 S2 , de modo que
R, 1000
Rn 22 1 = 46.5
La mínima ganancia de voltaje ocurre cuando el pot se encuentra completamente a la derecha. En

tal punto, R F = 0, de modo que
0
*5N 1 = 1.
*La “g" a continuación de las unidades psi se entiende por presión de manómetro, o presión
por encima de la presión atmosférica.
484 /Nueve ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
La ganancia de voltaje del amplificador noinversor de este modo puede va riarse de

1 a 46,5.
Aunque V ouli pueda variar de aproximadamente + 12,0 a — 12,0 V, el vol taje en
el punto de unión de /? 8 y R 9 limitado al rango de -+- 10 a — 10 V. La red de
diodos conectada en este punto lo garantiza. Veamos como fun ciona.
El par D,-DZ1 impide que la unión /? s — R g aumente por encima de + 10 V. Si
la unión trata de aumentar por encima de + 10 V, el voltaje de conducción de la
combinación D,-DZl se excederá, haciendo que dicho camino de diodos
cortocircuite cualquier exceso por encima de 10 V. Esto sucede porque D, está
polarizado directamente por el voltaje de salida positivo, y el diodo zener DZl
alcanzará su punto de conducción zener (10~V-
— 0,6 V = 9,4 V). Cualquier diferencia entre V out . y + 10 V es entonces tum bada a
través de la resistencia /? s de 100Q .
El par D 2 -DZ2 impide que el voltaje de la unión R 9 - R 9 sea más negativo que —
10 V. Si V 0lM , cae por debajo de — 10 V, D 2 quedará polarizado directamente por el
voltaje de salida negativo, el diodo zener DZ2 alcanzará su punto de conducción
zener. Cualquier diferencia entre V oul , y — 10 V caerá nuevamente a través def? s .
El voltaje que aparece en el extremo izquierdo de R 9 de este modo Due- de
tomar cualquier valor entre + 10 y — 10 V, y no puede exceder este rango. Voltajes
positivos significan que la presión medida está por encima del valor de referencia, y
voltajes negativos significan que la presión medida se en cuentra por debajo del
valor de referencia. Cero voltaje significa que la pre sión medida coincide con el
valor de referencia.
Consideremos la acción del circuito discreto cuando a la izquierda de i?,,
aparecen cero voltios. El divisor de voltaje R 9 — R U ) determina el voltaje en la base
de Q , . La caída de voltaje a través de R „ puede encontrarse por la fórmula del
divisor de voltaje
Cj¡, R q R 9^
Vr RT R g -+- R í 0
donde V R t significa la caída de voltaje a través de /?,, y V T se refiere a la caída de

voltaje total desde el extremo izquierdo de /?,, a la fuente de
— 15 V. Con 0 V en el extremo izquierdo de R 9 , la caída total de voltaje es
simplemente — 15 V. Por tanto:
‘''•■<I5V,T9-RTÍTK “ 6 - 8 v -
Con una caída a través de R g de 6,8 V, el voltaje de base con respecto a tierra es
simplemente —6.8 V. Esto polariza directamente la unión base- emisor de Q,,
haciendo que Q, conduzca. El voltaje de emisor de Q, es tará 0,6 V por debajo de su
voltaje de base, de modo que V E ¡ = 6,8V — 0,6 V = — 7.4 V respecto a tierra. Dado
que el voltaje de emisor de Q t es — 7,4 V con respecto a tierra, el colector de Q,
debe ser + 7.4 V con respecto a tie rra, dado que el circuito de Q, es perfectamente
simétrico. (Usted puede verificarlo).
Asumamos ahora por un momento que el pot de ajuste de máxima co rriente se
encuentra completamente fuera. Esto simplificará la explicación.
Con este potenciómetro completamente cortocircuitado, la totalidad de los + 7,4 V aparecerán en el

extremo superior de R 13. Entonces son más divididas por el divisor de voltaje R l 4 - R ] h para
determinar el voltaje en la base de Q 2. Por medio de la fórmula del divisor de voltaje, podemos decir
que:
_ *M
Pr R \i R\s
donde V S t t es la caída de voltaje a través de fí14 y V T simboliza la caída total de voltaje entre el
extremo izquierdo de /?u y la fuente de — 15 V. La caída total de voltaje está dada por
V T = +7,4 V - ( - 1 5 V) = 22,4 V,
de modo que:
1K
22,4 V 1K + 3 9 K ’
V R t , = 0,56 V
Por tanto el voltaje en la base de está dado por:
V B , = + 7 , 4 V - 0,56 V =+ 6,84 V,
Este voltaje polariza directamente al transistor Q . ¿ , haciendo que pase a conducción. Q . , está
conectado como seguidor de emisor. La caída de voltaje base-emisor es 0,6 V, de modo que V E t =
6,84 V — 0,6 V = 6,24 V. Por tanto el transistor deberá impulsar suficiente corriente a través de la
bobina de carga para producir la caída de voltaje de 6,24 V a través de ella. La corriente necesaria
para conseguirlo está dada por:
/ bobina
lobina 6,24 V 3,12 m A.
R hollina 2K
La conclusión final de este análisis es que una señal de entrada de 0 V proveniente del op amp 2
produce una corriente a través de la bobina de carga de 3,12 mA..Tengamos presente que el rango
total de corriente necesario para llevar el posicionador desde completamente cerrado a
completamente abierto es solamente de 0 a 5 mA. Una corriente por la bobina de 3,12 mA haría que
el posicionador lleve la válvula mariposa a una abertura de casi el 62%, dado que 3,12 mA/5 mA =
0,62.
A medida que el voltaje de salida del op amp 2 toma valores distintos de 0 V, hace que el
posicionador lleve la válvula hacia abertura o hacia cierre.
Consideremos ahora qué sucede si Pou^/áS positivo. Üri' V out, positivo hace que el voltaje en la
base de se vuelva' más positivo, con lo cualjlleva a Q i a más conducción. Esto hace que el voltaje de
colector VCi se vuelva más pequeño, lo cual tiende a llevar a Q ¿ a corte y a reducir la corriente por
la bobina de carga. De este modo valores positivos de V oul. hacen que se cierre la válvula mariposa.
Un VoutJ negativo hace que el voltaje de base V B ¡ se vuelva más negativo, con lo cual reduce la
corriente de colector de Q,. Por tanto aumenta
486 / Nueve ejemplos de sistemas industriales de burla cerrada
el voltaje de colector V c ¡ , lo cual tiende a llevar a conducción a e in crementar la

corriente por la bobina de carga. Por tanto valores negativos de V out . hacen que se
abra la válvula mariposa.
El circuito de Q i - Q > se diseña de tal manera que — 10 V en el extremo
izquierdo de R 9 producirán una corriente de carga igual a 5 mA y tam bién que + 10
V en el extremo izquierdo de R 9 producirán una corriente de carga del orden de 0
mA. El ajuste exacto de esta respuesta se hace con el potenciómetro de 10 K de
ajuste de corriente máxima. Variaciones en la re sistencia de la bobina de carga y en
los valores de los componentes en el circuito podrían hacer que el valor real de
corriente de carga difiera del valor apropiado de 5 mA cuando V out , = — 10 V.
Tales discrepancias son ajustadas por medio del potenciómetro de ajuste de
corriente máxima.
El propósito y principios de operación del sistema de control de presión ahora
estarían claros. Cualquier tendencia de la presión medida a caer por debajo del
valor de referencia hace que el controlador entregue más corrien te a la bobina de
carga. Esto abre la válvula mariposa y admite más aire de combustión para llevar la
presión medida de regreso al valor de referen cia. Contrariamente, cualquier
tendencia de la presión medida a aumentar por encima del valor de referencia hace
que el controlador reduzca la co rriente por la bobina de carga. Esto cierra la
válvula mariposa y lleva la presión medida de regreso al valor de referencia.
En algunos sistemas de foso de calentamiento el control del aire de com bustión
se hace en base a la rata de flujo en lugar de en base a la presión delante del
recuperador. El método de control es exactamente el mismo ex plicado aquí,
excepto que el transductor de presión es un transductor d i f e r e n c i a l d e
p r e s i ó n , que responde no a la presión de una simple galga sino a la c a í d a de
presión a través de un orificio en el ducto de aire. Esta caída de presión a través de
un orificio es proporcional a la rata de flujo de aire, de modo que la variable
controlada es rata de flujo en lugar de presión del recuperador.
12- 3 CONTROLADOR DE TEMPERATURA

PROPORCION AL-INTEGRAL CON ENTRADA DE
TERMOCUPLA
En los procesos industriales la variable controlada mas frecuente es tem peratura.
La temperatura es de primordial importancia en procesos de se cado, en procesos de
fundición, en procesos de tratamiento térmico, en pro cesos de reacción química,
etc. Cuando la temperatura del proceso está por encima de varios cientos de grados
Fahrenheit el transductor preferido generalmente es una termocupla. Uno de los
más comunes en esquemas de control de temperatura es una entrada de termocupla
a un controlador de temperatura electrónico proporcional-integral, siendo el
dispositivo corrector final una válvula de combustible de posición variable. En esta
sección estudiaremos en detalle tal esquema de control.
12- 3-1 Circuito puente termocupla-valor de referencia
A la izquierda en la Figura 12-4(a) está el circuito puente de medida con
termocupla. Este circuito combina la señal de milivoltios de la termocupla
Controlador de temperatura proporcional-intepral con entrada de termocupla / 487
con la señal de valor de referencia de temperatura para generar una señal de error. La magnitud de
la señal de error representa la desviación entre la temperatura medida y la temperatura deseada.
La temperatura deseada está representada por la posición del potenciómetro de valor de referencia.
Veamos cómo funciona el circuito.
El diodo zener de 6,2 V, DZl, proporciona el voltaje de de alimentación constante al puente. El
puente está diseñado de tal manera que el voltaje en la parte superior de sea igual al voltaje en la
parte superior de R - ; estos dos voltajes están medidos respecto a tierra, el terminal inferior del
puente. El pot de cero de 50 K, P > , se ajusta para conseguirlo. Haciendo que estos dos voltajes sean
iguales aseguran que una posición extrema del pot de valor de referencia P ¡ balancee exactamente
una señal de 0 V proveniente de la termocupla. Es decir, cuando P ¡ se encuentre completamente
abajo con su contacto tocando la unión de P ¡ y R - 0 , la señal de error será cero cuando la
termocupla envíe una señal cero. Esto sucederá solamente si el voltaje a través de R : i es igual al
voltaje de la combinación serie de P . ¿ y R . .
El operador del sistema selecciona el valor deseado de referencia de temperatura ajustando la
posición de P ] , el pot de referencia. Este pot tiene un indicador unido a su eje el cual indica sobre
una escala marcada en temperatura. La escala de temperatura no se muestra en un diagrama elec-
trónico esquemático.
Una vez ha sido ajustado el valor de referencia, trata de llevar la temperatura medida a
concordancia con el valor de referencia. Cuando las dos estén en concordancia, la señal de voltaje
de la termocupla iguala exactamente al voltaje entre el contacto y el terminal inferior de P,. Si la
temperatura medida aumentase por encima del valor de referencia, la señal de la termocupla (T/C)
será más grande que la señal de referencia, y el voltaje de error será positivo, tal como se indica en
la Figura 12-4(a). Si la temperatura medida cayese por debajo del valor de referencia, la señal de
T/C será más pequeña que la señal de referencia, y el voltaje de error será negativo. Su popularidad
será opuesta a la mostrada en la Figura 12-4(a). Entre mayor sea la desviación entre la temperatura
medida y la temperatura de referencia, mayor es la diferencia entre estos dos voltajes, y mayor la
magnitud de la señal de error.
12- 3-2 El preamplificador, el troceador y el demodulador

El resto del circuito electrónico de la Figura 12-4(a) sirve para amplificar la pequeña señal de
error de. Recordemos de la Sección 11-4 que las termocuplas generan una señal de voltaje muy
pequeña, no mayor que algunas décimas de milivoltio. La señal de error, siendo la d i f e r e n c i a
entre una señal de termocupla y otra señal en el rango de los milivoltios, es to davía aún más
pequeña. La señal de error es solamente una fracción de milivoltio cuando la temperatura está
cercana al valor de referencia. Es prácticamente imposible construir un amplificador de que esté
tan libre del efecto de deriva que pueda manejar confiablemente esta señal de tan pequeña.
Por esta razón, el preamplificador en este sistema de control de tempe ratura es estabilizado
por chopper. Es decir, la señal de de error es conver-
48
8
Figura 12-4. Circuito de control de temperatura con termocupla. (a) Puente de entrada con
termocupla, troceador, preamplificador, y demodulador, (b) Circuito de control proporcional-
integral el cual posiciona la válvula.
+ 3.5 V
(b)
48 Figura 12-4. (Continuación).
9
Devanado 2
490 / Nueve ejemplos de sistemas industriales de bucla cerrada
tida en una señal ac por troceado, es entonces amplificada en un amplifi cador ac

donde la deriva no trae consecuencias, y es entonces convertida de nuevo a una
señal de a la salida del amplificador. Antes de comenzar la 'discusión del
preamplificador, concentrémonos en el circuito de tro ceado.
El circuito de troceado contiene un troceador FET (field-efect-transistor) y el
generador que maneja el troceador. El generador que maneja el troceado es un reloj
astable, el cual vimos antes en la Sección 3-11. El reloj astable desarrolla una
señal de onda cuadrada en el colector del transis tor Q 7 , la cual es entonces aplicada
al terminal de p u e r t a (indicado por G ) del troceador FET. La frecuencia de esta
señal de onda cuadrada está dada por la Ecuación 3-1:
0.7 0,7
/
(160 K)(Ü.022 200 Hz.
RBC
pf)
A medida que esta onda cuadrada de 200 Hz se aplica al terminal de puer ta del
troceador FET el FET hace lo siguiente:
a. Cuando la onda cuadrada va a positivo, la puerta se vuelve positiva res pecto al

terminal de f u e n t e (indicado por S'). Esto lleva al FET a CORTE y hace que
presente una alta resistencia entre el terminal de d r e n a j e (marcado por O) y el
terminal de fuente. Puede considerarse como un interrup tor abierto.
b. Cuando la onda cuadrada va hacia abajo, remueve del terminal de puer ta la
polarización positiva llevando el FET a CONDUCCION. Entonces el FET presenta
una baja resistencia entre los terminales de fuente y dre naje y se le puede
considerar como un interruptor cerrado.
Por tanto el FET alterna entre un interruptor abierto y un interruptor cerrado*

Cuando es un circuito abierto, la línea superior de la señal de error (el voltaje T/C)
está conectado al condensador de acoplamiento del preamplificador, C,. Cuando el
FET es un interruptor cerrado, efectivamente aplica la parte inferior de la señal de
error (el voltaje del valor de referencia) a la entrada del preamplificador. Esto es
cierto porque la línea está acoplada a la entrada del preamplificador a través de una
resistencia Thevenin de 18 K. Por tanto la señal de la línea inferior domina a la
señal de la línea superior cuando el FET está en CONDUCCION (cuan do es un
interruptor cerrado de fuente a drenaje).
La señal que se entrega es por consiguiente una onda cuadrada cuyo valor pico
a pico es igual a la magnitud de la señal de de error.
La señal de error troceada es acoplada a través de C, y R g a la base del
transistor Q ¿ . Los transistores Q ¿ , Q 3 y Q 4 forman un amplifi-
*Un FET es diferente a un transistor bipolar en que es un dispositivo normalmente en CON DUCCION;
se debe entregar una señal externa a la puerta para poderlo llevar a CORTE. Esto es opuesto a un
transistor bipolar, el cual está normalmente en CORTE y se requiere una se ñal de base externa para
llevarlo a CONDUCCION. Un FET es superior a un transistor bipolar en una aplicación de troceado de
esta clase. Su superioridad es debida al hecho que no hay uniones p n entre la fuente y el drenaje de un
FET, tal como las hay entre colector y emisor de un transistor bipolar. De este modo el transistor de
efecto de campo puede así duplicar la ac ción de un interruptor mecánico cerrado mejor de lo que lo
puede hacer un transistor bipolar.
Controlador de temperatura proporcional-integral con entrada d e . . . / 491
cador ac de alta ganancia. No hay resistencia de estabilización en los ter minales de

emisor de Q 2 , Q : i , y Q 4 . En lugar de esto, la estabilización de la polarización se
proporciona por realimentación negativa de prove niente del colector de Q 4 hacia el
divisor de base (fí lu y /? n ) de La ausencia de resistencia de degeneración en los
terminales de emisor proporcionan una alta ganancia de voltaje de este amplificador
de tres etapas.
Notemos que las etapas de Q 2 y Q : ¡ están desacopladas de la etapa Q A por medio
de f? 1!9 y C,¡. Esta técnica minimiza el aparecimiento de ruido de línea en la fuente
de en las etapas iniciales del preamplificador, donde podrían hacer el mayor daño.
Esta técnica se discutió en la Sección 10-11-2.
La señal ac que aparece en el colector de Q 4 está superpuesta a un nivel de de
casi 6,5 V, que es el voltaje de polarización del colector de Q 4 . La componente es
suprimida por medio del condensador de acoplamiento de salida C , . Por tanto la
señal ac de salida está centrada respecto a tierra cuando aparece en R 15 . La señal ac
es convertida a una señal de por la acción de un demodulador FET. Este FET
también está siendo utilizado en un modo de conmutación. Su puerta está manejada
por la onda cuadrada del colector de Q s , la cual está 180" fuera de fase con la onda
cuadrada de Q 7 que maneja la puerta del troceador FET ( Q \ ) . A medida que Q-
alternativamente conmuta entre abierto y cerrado, su prime un semiciclo de la señal
ac que aparece en el extremo izquierdo de fí ¡5 . Cuando está en CONDUCCION, Q 5
cortocircuita a tierra la unión de R l r¡ — R uu suprimiendo el voltaje instantáneo en el
extremo izquierdo de R |-, (Este voltaje cae a través de R l5 .) Cuando Q 5 pasa a
CORTE, desconecta de tierra la unión de R ir ,-R ui y permite que el voltaje ins tantáneo
a la izquierda de /? i5 la atraviese solamente un poco disminuido. (i?,es bastante más
grande que ñ 15 .)
La polaridad inicial de la señal de error proveniente del puente deter mina si el
demodulador FET suprime el semiciclo negativo o el semiciclo positivo de la forma
de onda ac. Si la señal de de error es positiva como se muestra, el demodulador FET
suprime el semiciclo negativo de la salida ac. Si la señal de de error es negativa (la
temperatura está por debajo del valor de referencia), entonces el demodulador FET
suprime el semiciclo positivo de la salida ac. Trate usted mismo de comprobarlo.
La forma de onda de voltaje que aparece en el punto A es filtrada por /?!,; y C :i .
Este filtro pasa bajo convierte la onda cuadrada en el pun to A en un voltaje de con
una ligera componente de risado. Este voltaje de se denomina señal de error
amplificada. La señal de error amplificada po dría ser positiva o negativa,
dependiendo de la polaridad de la señal de de error original. Tendrá la misma
polaridad que la del error de original.
La señal de error amplificada se aplica a Q ñ , un seguidor de emisor, el cual tiene
una alta impedancia de entrada. El voltaje que aparece en el emisor de Q ñ es 0,6 V
más negativo que la señal de error amplificada de bido a la caída de voltaje a través
de la unión base-emisor. Estos 0,6 V son restablecidos por la combinación R lg -D2;
hay ün aumento de 0,6 V a través del diodo de silicio D2. El objeto de pasar la señal
de error amplificada a través de Q ti y D2 es para separarla del demodulador. Esto
tiene como resultado una señal de error amplificada que puede entregar una
corriente bastante grande al circuito que maneja sin afectar el demodula dor.
12- 3-3 Control proporcional-integral

La señal de error de amplificada es llevada hacia el circuito op amp su mador a
la izquierda en la Figura 12-4(b). Concentrémonos en el aspecto proporcional del
control. Luego estudiaremos el circuito que suministra la acción de control integral.
Acción proporcional. La señal de error amplificada se aplica al op amp 1 sumador a

través de íL g . Asumamos por un momento que esta señal es positiva y fue hace poco
repentinamente aumentada en magnitud debido á"un disturbio en la carga. Veamos
qué sucederá.
El voltaje positivo a la izquierda de R 2h tenderá a llevar a positivo la entrada
inversora del op amp 1. Esto hará que la salida vaya hacia ne gativo. Cuando V,.m,
va a negativo aplica un voltaje negativo a la entrada noinversora del op amp 2, el
cual es un amplificador noinversor de alta ganancia. La salida del amplificador
noinversor, Vserá un gran voltaje negativo y polarizará directamente a Q, , y Q, 2 ,
los cuales están conectados como un par Darlington. Debido a la muy alta ganancia
de corriente del par Darlington (la ganancia de corriente total es el producto de las
dos ganancias de corriente individuales de los transistores), una pequeña corriente
de electrones a través de R 33 hacia la base de Q M hará que Q í2 pase a CONDUCCION
y se sature. Cuando Q l2 conmuta a CONDUCCION, completa el circuito del relé R2,
haciendo que se energice dicho relé. Los contactos de R2 cambian de estado en el
circuito de control de motor de 115 V, haciendo que marche el motor de la válvula.
El motor gira en la dirección apropiada para cerrar la válvula de combustible, dado
que una señal de error positiva proveniente del preamplificador sig nifica que la
temperatura medida es demasiado alta (está por encima del valor de referencia). A
medida que la válvula se cierra, el pot de posición de la válvula P,. se mueve
inclinándose hacia su región de potencial ne gativo. El voltaje negativo que aparece
en el contacto de P ñ se aplica a P 3 , el pot de ajuste de la banda proporcional. Una
parte del voltaje negativo de P t3 es captado por P 3 y realimentado a U 27 y al circuito
sumador. Este voltaje negativo tiende a cancelar el voltaje positivo de error
aplicado a /? 28 . Finalmente, si el pot de posición de la válvula se mueve lo
suficiente, la señal negativa aplicada a R , 7 hará que la salida del circuito sumador
regrese a cero. En este punto, V out . también regresa a cero, de modo que no puede
mantener más a Q lt y Q¡¿ en CONDUCCION, y el relé R2 se desenergizará. Esto
detiene la motoválvula y hace que la válvula de combustible se libere en dicha
posición. La reducción en el flujo de combustible llevaría la temperatura medida de
regreso al valor de referencia.
Considerando solamente las entradas R ¿1 y R 2 8 al circuito sumador, la ecuación
general que describe al circuito sumador es:
10 K (F ) 10 K
-V„. error (VU
10 K 68 K
Controlador de temperatura proporcional-integral con entrada de. . . / 493
donde V pi , significa voltaje de posición de la válvula, el cual es el voltaje

realimentado a partir de P lt y P 3 a R 2 7 . Cualquier V, mli distinto de cero hará que uno
de los pares Darlingtorí pase a CONDUCCION. Si V., ut| es negativo, VU,,, también
es negativo, y y Q l 2 pasa a CONDUCCION tal como ya vimos. Si V,,,.,, fuese
positivo Q 9 v Q,„ pasarían a CONDUCCION.
Cualquiera que sea el par Darlington que entre en CONDUCCION energiza su
relé asociado, bien sea R1 o R2. Entonces los contactos del relé ha cen que el motor
marche accionando la válvula de combustible y el pot de posición de la válvula en
una dirección tal que tiende a reducir V„ ul| a cero. Cuando V, H11| alcanza el cero, el
relé energizado se desenergiza, y la moto- válvula se detiene.
Sabiendo que el circuito siempre actúa para llevar V,„„ t a cero, podemos
reescribir la ecuación anterior como:
]0 error,» T ^ t V
‘P>
0=
- y . P = 6,8(Kerror).
Esta ecuación expresa la naturaleza proporcional del control. Nos dice que entre más
grande sea la magnitud de V,. rnir , más grande es la magnitud de V p , . De este modo
la corrección de la válvula es proporcional a la cantidad de desviación del valor de
referencia. Esta es la esencia del control proporcional.
Si P 3 se ajusta hacia arriba, de modo que se realimente a R, 7 una gran parte del
voltaje del contacto de P ti , la banda proporcional es amplia. Si P ;! se ajusta hacia
abajo, de modo que se realimenta tan sólo una pe queña parte del voltaje del contacto
de P,., la banda proporcional es estrecha. Esto puede entenderse como sigue.
Si es realimentada una gran parte de la señal de P (i , será relativamente fácil para
el pot de posición de la válvula cancelar el efecto de V ernir y con esto hacer que V mlli
regrese a cero. Por tanto la válvula no. tendrá que moverse mucho. Siendo éste el
caso, se necesitaría un gran V prriir para forzar la válvula a ir a una posición extrema
(totalmente abierta o totalmente cerrada). Cuando se requiere un gran error para
manejar el dispositivo corrector final entre sus límites, la banda proporcional es
ancha.
Por otro lado, si P :í comunica a R 21 solamente una pequeña parte de la señal de
P fi , será difícil para el pot de posición de la válvula cancelar V ern , r . En otras
palabras, un V err „ r pequeño producirá un gran cambio en la posición de la válvula.
De este modo el error requerido para manejar la válvula de un límite al otro no es
tan grande como antes, y la banda proporcional es estrecha.
Acción integral. Como con cualquier controlador estrictamente proporcio nal, la
corrección impartida a la válvula nunca retornará completamente la temperatura al
valor de referencia. Todo lo que hará es llevar la tempe ratura hacia el valor de
referencia. Para conseguir que la temperatura me dida real regrese al valor de
referencia debe adicionarse el modo integral de control. En la Figura 12-4(b); la
acción de control integral es suminis trada por el op amp 3 y el op amp 4 y sus
componentes asociados.
494 / \u ("re ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
Para entender como trabaja este circuito, consideremos el V ( , rTlir positivo que
apareció antes. El aparecimiento del V,. rn , r positivo es el resultado de un reajuste de
la válvula de combustible en la dirección de cierre; la correspondiente reducción en
el flujo de combustible hace que la tempe ratura medida regrese a las vecindades del
valor de referencia. Sin embargo, persistirá un pequeño V ( ,positivo.
Este pequeño V,,,,,,,. se aplica a /? ;j - la cual es parte de la resistencia de entrada
del op amp 3 integrador. Recordemos de la Sección 8-10 que la salida de un
integrador es proporcional a cuánto tiempo estuvo presente la entrada. En este caso
particular.
R ]S es la suma de las resistencias R ih y P , , y t es el tiempo en segundos que V miir ha

estado presente. El op amp 4 es simplemente un inver sor con una ganancia de 1, de
modo que su salida, V ri ,¡,„,, n es de polaridad opuesta a V 7 ,,,,,, . o
R.rt -
* I N C.
(12-3)
Vn.¡„¡,.¡„ se aplica al circuito sumador a través de R > u , como lo muestra la
Figura 12-4(b). Esto hace que la entrada inversora del op amp 1 vaya a positivo, aun
cuando V ll|r „ r y V p ¡ . casi se cancelan entre sí. V„ m , entonces va hacia negativo
haciendo que V,„„, vaya hacia negativo y ponga de nuevo en CONDUCCION al par
De este modo el motor hace
que la válvula de combustible se cierre un poco más tendiendo a reducir algo más la
temperatura medida, llevándola hacia una mejor concordancia con el valor de
referencia. Si V,,persiste, continuará aumentan-
a medida que el tiempo pasa. A medida que se incrementa, produce más y más
corrección de la posición de la válvula de combustible. Finalmente, VC,.,.,,, será
cero. En ese momento, la entrada del integrador será igual a cero, y el integrador
parará su acción (detiene la integración). V rl . m ¡,.¡,, parará de aumentar, y no se hará
más corrección de la válvula de combustible. Por tanto, la acción integral correctora
depende de cuánto tiempo ha es tado presente un error, lo cual es la esencia del
control integral.
La constante de tiempo de integración se ajusta por medio del potenció metro P 4
de 10 M. Cuando la resistencia de P A está completamente fuera, la constante de
tiempo es corta y el integrador responde rápidamente. El circuito de reposición es
entonces rápido para hacer sentir sus efectos. Cuando la resistencia de P 4 está
incluida completamente (la mayor resistencia), la constante de tiempo de integración
es ampliada, y el integrador responde lentamente, tal como lo muestra la Ecuación
(12-3). Entonces el circuito de reposición es lento para hacer sentir sus efectos.
Como se mencionó en el Capítulo 9, en los instrumentos comerciales de control
de temperatura el ajuste de integración (reposición) se denomina razón de
reposición. Los números altos en la escala de razón de reposición significan rápida
acción de reposición (pequeña resistencia de P 4 ), y los números pequeños significan
lenta acción de reposición (gran resistencia de P 4 ). La cantidad de acción integral
(acción de reposición) utilizada depende de la naturaleza del proceso específico de
temperatura, tal como
Controlador de la tensión de una tira / 495
se explicó en el Capítulo 9. Lo mismo es aplicable para el ajuste de la ban da

proporcional.
12-4 CONTROLADOR DE LA TENSION DE UNA TIRA
Muchos procesos industriales involucran el manejo de hojas o tiras móvi les de

material. Un ejemplo de esto es el proceso textilero, que describire mos en la
Sección 12-8. Otros ejemplos son el tratamiento por calor, el gal vanizado, o
limpieza con ácido de tiras de acero; el terminado de tiras plásticas; y el secado de
tiras de papel. En todas esas aplicaciones, es im portante mantener la cantidad de
tensión apropiada en la tira. Una ten sión demasiado grande hará que la tira se
alargue y deforme y posiblemente se rompa. Una tensión demasiado baja hará que la
tira de material se pandee. Esto podría causar que se enredase en la máquina
manejadora.
La tensión de una tira puede controlarse haciendo pequeños ajustes a las
velocidades relativas del rodillo principal y del rodillo secundario de la máquina que
maneja la tira. Esto se muestra en la Figura 12-5(a). Con el rodillo secundario
girando a una velocidad dada, la tensión de la tira pue de aumentarse aumentado la
velocidad del rodillo principal. La tensión de la tira puede disminuirse
disminuyendo la velocidad del rodillo principal.
Una manera popular de hacer estos ligeros ajustes de velocidad es cam biando la
posición de una banda de tracción montada sobre dos poleas cónicas. Esto se ilustra
en la Figura 12-5(b).
El movimiento primario, bien sea un motor eléctrico de velocidad cons tante o de
velocidad ajustable, tiene ejes a lado y lado. Uno de sus extre mos va unido al
rodillo secundario, haciendo que dicho rodillo gire a alguna velocidad de referencia.
El otro extremo del eje va a una polea cónica A, haciendo que ésta gire a la misma
velocidad de referencia.
La banda motriz transmite potencia de la polea cónica A a la polea có nica B, la
cual entonces maneja el rodillo principal. Si la banda motriz está centrada en las
poleas A y B, entonces la polea B gira a la misma velocidad que la polea A. Sin
embargo, moviendo la polea de arrastre a la izquierda o a la derecha la banda motriz
puede moverse a la izquerda o a la derecha sobre las poleas cónicas. A medida que
la banda motriz se mueve hacia la izquierda el diámetro de A decrece mientras que
el diámetro de B aumenta. Esto hace que el rodillo principal gire más despacio. A
medida que la banda motriz se mueve hacia la derecha, el diámetro A aumenta y el
diámetro B disminuye, haciendo que el rodillo principal gire más rápido.
La banda motriz sigue a la polea de arrastre, la cual es una polea loca. Su eje
está soportado en cojinetes los cuales a su vez se encuentran monta das sobre una
base movible. La base movible es controlada por una crema llera y un piñón,
manejados por el motor de arrastre. El motor de arrastre es un motor shunt de cuyo
eje está conectado a un engranaje reductor para que gire a baja velocidad.
El control se ejecuta haciendo girar el motor de arrastre en pequeños impulsos. De esta forma,
la base movible puede desplazarse a la izquierda o a la derecha un pequeño tramo a la vez. La base
mueve la polea de arrastre, la cual posiciona entonces la banda motriz sobre las poleas cónicas.
496 ' Nueve ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
secundario principal
Este eje maneja
el rodillo principal
(c)
Figura 12-5. Controlador de la tensión de una tira, (a) El LVDT monta sobre
la tira de movimiento entre el rodillo principal y el rodillo secunda rio. (h)
Mecanismo para controlar la velocidad del rodillo principal respec to al
rodillo secundario, (c) Vista ampliada del sensor LVDT.
Esto proporciona ligeros ajustes en la velocidad del rodillo principal para ajustar la
tensión de la tira.
El transductor, entrega información de la tensión al circuito de control, es un
LVDT, mostrado en las Figuras 12-5(a) y (c). El núcleo del LVDT está unido a una
armadura metálica resortada, la cual es movida hacia arriba y hacia abajo por un
rodillo que rueda sobre la tira. Si la tensión de
Controlador de la tensión de una tira / 497
la tira aumenta, la tira de material sube un poco, haciendo que el núcleo del LVDT
suba. Si la tensión de la tira disminuye la tira desciende un po co. El rodillo también
se mueve hacia abajo debido a la acción de resorte de la armadura. Esto hace que el
núcleo del LVDT se mueva hacia abajo. Por tanto los voltajes de salida de los
devanados secundarios del LVDT son una indicación de la tensión de la tira.
Refirámonos a la Figura 12-6, la cual es un diagrama esquemático del circuito
electrónico de control. La estructura del LVDT está situada de modo que cuando la
tensión de la tira está en la mitad del rango aceptable, está centrado el núcleo del
LVDT. En esta condición los dos voltajes se cundarios son iguales (V,, = V, 2 ). Estos
voltajes secundarios son recti ficados y filtrados y se aplican a las entradas del op
amp 1 amplificador diferencial. Los diodos Di y D2 son diodos de germanio de
pequeña señal con un bajo voltaje de polarización directa. De este modo los voltajes
de que aparecen en el extremo superior de C, y C, son casi iguales a los valores de
pico de V s ., y V s 2 -
Si la tensión de la tira es algo más tirante que el valor medio del rango
aceptable, el voltaje de C¡ será más grande que el voltaje de C¿. Si la tensión es
algo menor que el valor medio del rango de tensión, el voltaje de C¿ será más
grande que el voltaje de C,. Esto puede visualizarse mirando las direcciones
marcadas para el núcleo del LVDT. Las resistencias R i y R , son resistencias de
drenaje para permitir que C, y Cse descarguen y continuamente reflejen los valores
de pico de V,, y V.,.
Los voltajes a través de C, y C 2 son aplicados a y R 5 , las cuales son las
resistencias de entrada al amplificador diferencial que fien-, una ganancia de 4. En
forma de ecuación,
Poo„ = y^(Rc - Pe,) = 4( v c¡ - y Ct ).
Si la tensión de la tira es más fuerte que el valor medio del rango, V„ u ,, es un voltaje
de negativo. Si la tensión es menor que el valor medio del rango, V„ut, es un voltaje
positivo. V,,,,,, se aplica a dos comparadores de voltaje, op amp 2 y el op amp 3.
Estos comparadores tienen la función de determi nar si la tensión medida es
demasiado fuerte o demasiado débil. En otras palabras, se tolera una cierta
desviación de la tensión de su valor medio,- pero más allá de un cierto punto, se
sucederá la acción correctora. El op amp 2 comparador chequea las tensiones que
exceden el límite de débiles, mientras que el op amp 3 comparador chequea la
tensión que exceda el límite de fuerte. Los límites mismos son ajustables y son
determinados por los potenciómetros P, (débil) y P, (fuerte).
Para propósitos de discusión, supongamos que P, y P. ¿ están puestos
respectivamente a +8 y —8 V. Si V m „ se vuelve más positivo que +8 V, significa que
la tensión medida há excedido el límite de débiles. Cuando esto sucede, la entrada +
del op 2 es más positiva que la entrada — , de modo que V„„t, conmuta de
desaturación negativa a saturación positiva (de casi — 13 a +13 V). Esto hace que
aparezca una señal de + 5 V en el ter minal superior del diodo zener DZ1. Por tanto
que aparezcan + 5 V en el diodo DZl indica que la tensión es demasiado débil y que
es necesario una acción correctiva.
4^
<X
>
00
La tensión es
demasiado débil Acoplador Campo del
(de DZ1) M1 de óptico 1 motor de arrastre
? aceleración
115 V ac
La tensión es M2 de Acoplador
deceleración Armadura del
demasiado fuerte óptico 2
(de DZ2) notor de arrastre
Figura 12-6. Diagrama e sq ue m átic o de l ci r c ui to de co ntr o l de l a te ns ió n de l a ti r a.

Control de la tensión de una tira / 499
Siempre que la tensión no exceda el límite de débiles, VU,.. es — 13 V, lo cual polariza

directamente a DZl, produciendo una señal de —0,6 V en el terminal de cátodo de DZl.
Si la tensión de la tira excede el límite de fuerte, V,, u(, será más negativo que la
predeterminación de — 8 V de P .¿. Cuando esto sucede, la entrada — del op amp 3 es más negativa
que la entrada + , de modo que V„„t, conmuta desde — 13 a + 13 V. Esto produce el mismo resultado
en el diodo zener DZ2 que el visto antes para el diodo DZl. Es decir, el nivel del cátodo cambia desde
— 0,6 a + 5 V. Esta señal de -f 5 V representa el hecho que la tensión es demasiado fuerte y que es
necesaria una acción correctora.
Las líneas de señal “demasiado débil” y “demasiado fuerte” son aplicadas a las puertas lógicas
NANDl y NAND2. Asumamos que la familia lógica utilizada aquí funciona con un nivel de
alimentación de +5 V. Estas NAND también reciben el tren de pulsos de salida del generador astable
de pulsos en sus dos entradas inferiores. Los pulsos tienen una duración del orden de 400 mseg y
ocurren aproximadamente cada 10 segundos. Cuando se presenta el flanco de subida, habilita
parcialmente ambas puertas NAND. Si en este momento está en nivel alto una cualquiera de las
líneas “demasiado débil” o “demasiado fuerte”, la puerta NAND correspondiente cambiará de
estado, entregando un flanco de bajada al terminal de disparo T de uno de los monoestables.
Si la línea “demasiado débil” está en nivel alto cuando llega el pulse el monoestable MI es
disparado, señalando que el rodillo principal deh¿ acelerar. Si la línea “demasiado fuerte” está en
nivel alto, el monoestalie M2 es disparado señalando que el rodillo principal debe decelerar. Vean os
cómo el encendido de los monoestables afecta el ajuste de la velocidad del rodillo principal.
Asumamos que Mi está encendido. Su salida Q estará en nivel alto por dos segundos, durante
dicho tiempo pone en CONDUCCION al LED en el acoplador óptico 1. El dispositivo detector en el
acoplador óptico es un fototransistor el cual conmuta a CONDUCCION durante la presencia del
pulso de salida del monoestable. Esto conecta efectivamente la puerta del SCRl con su ánodo a
través de una resistencia de 10 K. Cuando el voltaje ánodo a cátodo entra en el semiciclo positivo, el
SCR estará alimentado con suficiente corriente de puerta para el cebado. El voltaje de ánodo en-
trega la corriente de puerta, a través de la resistencia de 10 K. Por tanto el SCRl se cebará justo
después del cruce por cero y continuará haciéndolo durante la totalidad de los dos segundos de
duración del pulso del monoestable. Con el SCRl cebándose en cada cruce por cero hacia positivo,
la armadura del motor de arrastre será alimentada con una corriente de. El camino de flujo es el
siguiente: de la línea superior de los 115 V a través del SCRl, a través del cable de conexión de cruce
del puente, a través de D4, a través de la armadura del motor de la izquierda hacia la derecha.
Durante este período de dos segundos, el motor de arrastre girará y desplazará la base movible
hacia la derecha en la Figura 12-5(b). Al cabo de los dos segundos, el motor de arrastre se detendrá
porque habrá terminado el pulso de salida del monoestable. Esto inhabilitará el acoplador óptico y
rompe el camino de corriente de puerta del SCR.
Habiéndose movido la banda motriz sobre las poleas cónicas, el sistema ahora espera por el
próximo pulso proveniente del generador astable de
500 / Mueve ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
pulsos, el cual llegará aproximadamente 10 segundos más tarde. Durante este

intervalo, el ajuste de velocidad del rodillo principal tiene la oportu nidad de
producir un incremento en la tensión de la tira. Esto podría lle var la tensión por
encima del límite de débiles y remover la señal de -f 5 V proveniente de DZl. Si se
ejecuta tal acción, el próximo pulso proveniente del generador de pulsos no tendrá
electo sobre la NANDl, dado que su en trada superior se encontrará entonces en
nivel bajo. Por otro lado, si el aumento de velocidad no fue lo suficiente para llevar
la tensión de la tira por encima del límite de débiles, se hará otra corrección cuando
llegue el próximo pulso. Mi se cebará de nuevo, llevando el SCRl a CONDUCCION
y haciendo que el motor de arrastre marche por otro intervalo de dos se gundos. Esta
acción se repite hasta cuando la tensión se encuentre de nue vo en el rango
aceptable.
Desde luego, si el error original de tensión hubiese sido una condición
“demasiado fuerte”, el diodo zener DZ2 habría pasado a nivel alto y la NAND2
habría sido habilitada cuando se presentase el pulso proveniente del generador de
pulsos. M2 habría sido encendido durante dos segundos, en lugar de Mi. Esto
energizaría el acoplador óptico 2, poniendo de este modo en conducción al SCR2.
La corriente por la armadura del motor de arrastre hubiese sido en sentido inverso,
pasando a través de la armadura de derecha a izquierda, a través del SCR2, a través
del conductor de cruce del puente, y a través de D3. Esto habría desplazado la base
movible y la polea de arrastre hacia la izquierda en la Figura 12-5(b). El rodillo
principal giraría más lento y debilitaría la tensión de la tira. Como antes, si se
necesitasen muchas correcciones, el sistema las haría.
El devanado de campo del motor de arranque es manejado a partir de la línea de
los 115 V ac, a través del rectificador de media onda D5. D6 per mite que continúe
circulando corriente a través del devanado de campo du rante el semiciclo negativo.
A medida que la corriente por el devanado de campo disminuye cuando la línea ac
pasa su pico positivo, el voltaje indu cido en el devanado de campo es de la
polaridad apropiada para polarizar directamente a D6. Por tanto no hay una parada
brusca de la corriente de campo a medida que la línea ac se invierte. El diodo D6
permite que continúe circulando corriente en el devanado de campo a lo largo del
semiciclo negativo.
12- 5 CONTROL DE BORDE PARA UN RODILLO

RECOLECTOR
Cuando una tira de material ha completado su procesamiento es devana da en forma

de rollo para su subsecuente manejo y envío. Esta operación se llama recolección y
está ilustrada en la Figura 12-7. Las direcciones de la brújula indicadas en la Figura
12-7(a) se utilizarán para expresar direc ciones de movimiento en la discusión del
sistema de recolección. Esto nos ayudará a evitar confusiones.
La tira en movimiento pasa debajo de un rodillo loco fijo y es recolecta da en el
córrete de bobinado. Si la operación de recolección consistiese solamente en rotar
el carrete de bobinado y conducir la tira hacia él, el ro-
,Control de borde para un rodillo recolector / 501
Figura 12-7. Recolector de material, (a) Distribución física del mecanismo de

recolección, (b) Vista ampliada del aparato sensor de borde.
lio producido sería casi con certeza torcido. Es decir, las capas individua les de el
rollo no estarían alineadas entre sí; los lados serían bien sea ondulados o “en forma
de telescopio”. Esto haría el manejo y el envío del rollo más difícil y podría
aumentar la probabilidad de daño del borde.
Para producir rollos rectos, es necesario algún tipo de control que ase gure que
cada vuelta individual está alineada con las otras vueltas. Hay dos maneras de hacer
esto:
a. Guiar la tira móvil para corregir cualquier tendencia que tenga a mo verse
lateralmente (a lado y lado) con respecto a un carrete de embobina do fijo.
b. Desplazar el carrete del bobinado a lado y lado para seguir cualquier movimiento
de la tira móvil.
De estos dos métodos, el segundo es preferido para la mayoría de las tiras de

material, especialmente las tiras metálicas.
La posición del carrete de embobinar generalmente está controlada por un
cilindro hidráulico. La varilla del cilindro está unida a la base de mon taje del
carrete, tal como se muestra en la Figura 12-7(a). El dispositivo detector de
posición es una gran celda fotoconductora, con un diámetro del orden de 1 pulgada.
Una vista del conjunto detector fotoeléctrico de borde se presenta en la Figura 12-
7(b); ésta es una vista hacia el este en la dirección de avance de la tira. Si la tira
está adecuadamente posicionada, bloqueará exactamente la mitad del haz
luminoso ancho radiado por la lámpara. La otra mitad del haz luminoso incidirá
sobre la fotocelda.
Si la tira móvil se moviese hacia el sur, adentrándose en el conjunto
fotoeléctrico, una pequeña cantidad de luz incidirá sobre la fotocelda. Esto será
detectado eléctricamente e iniciará una acción de control para mover el carrete de
embobinado hacia el sur, para mantenerlo alineado con la tira móvil.
Si la tira se moviese hacia el norte, hacia afuera del conjunto fotoeléc trico el
aumento de la iluminación incidente sobre la fotocelda haría que el carrete de
bobinado se moviese hacia el norte. La Figura 12-7(a) mues tra que el sensor de
borde está montado sobre una armadura unida a la base del carrete de bobinado. De
este modo el sensor de borde se mueve conjuntamente con el carrete de bobinado,
manteniendo siempre una posición fija del borde de la tira respecto a la del carrete.
De esta manera el carrete de bobinado se mantiene constantemente alineado con la
tira. El borde de cada vuelta individual se alinea con cada uno de los bordes de las
otras vueltas, y el carrete se devana derecho.
El circuito electrohidráulico que realiza este control se muestra en la Figura 12-
8. Veamos como trabaja. La celda fotoconductora en el sensor de borde tiene una
resistencia aproximada de 5K cuando la cinta móvil bloquea la mitad del haz
luminoso. El pot de ajuste de polarización. P¡, es ajustado para que el transistor Q,
entre en suficiente conducción para llevar su voltaje de colector a casi 2 V. El
voltaje de colector de se aplica a la base del transistor de potencia QEsto hace que
Q 2 conduzca estableciendo un flujo de corriente en la bobina de 3 2 0 d e l
actuador que mueve el tubo inyector hidráulico. Refiérase a las Figuras
12- 8(a) y (b).
El conjunto tubo inyector está diseñado de modo que una corriente de 10 mA a
través de ¡a bobina del actuador hace que el tubo inyector se en cuentre
perfectamente centrado. El ajuste de la posición central se hace con el ajuste del
resorte de balanceo. La fuerza mecánica ejercida por el resorte del balanceo es
igual y opuesta a la fuerza creada por el imán permanente y la bobina del actuador.
En la Figura 12-8(a), el pot de polarización P, se ajusta manualmente para
proporcionar exactamente 10 mA de corriente por la bobina del ac tuador cuando es
bloqueado exactamente la mitad del haz luminoso. Dis minuyendo la resistencia de
P, aumenta la corriente en la bobina del actuador, y aumentando la resistencia de P,
disminuye la corriente por
(a)
Resorte de balanceo
y ajuste
Entrada de aceite Fuente de aceite
hidráulico y pivote a alta presión
Salidas de
alta presión
Armadura de montaje
Esta vista del carrete del sensor
de bobinado en mirando de borde
hacia el este. La tira
está entrando a la página
Cilindro principal
Lado
izquierdo
(norte)
(b)
Figura 12-8. (a) Circuito detector y controlador de borde, (b) Actuador electrohidráulico
para mover la base del carrete de bobinado.
503
504 / Nueue ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
la bobina. El ajuste de P, lo harían los usuarios del sistema antes de poner el

sistema en servicio.
La estabilidad con temperatura es proporcionada al circuito electró nico por
medio de la resistencia de realimentación R 2 , conectada entre el emisor de Q, y la
base de Q,. R, proporciona realimentación negativa de corriente, la cual baja la
ganancia total del circuito, pero al mismo tiempo estabiliza la ganancia y el punto
de operación. Un punto de polarización estable es muy importante en este circuito,
dado que variaciones en el punto de trabajo cambiarían la corriente por la bobina
del actuador y esto movería el tubo inyector.
Por el ajuste de resistencia del potenciómetro P 2 , puede variarse la cantidad de
realimentación, y es variada la ganancia del circuito. Si la resistencia de P., se
incrementa, la realimentación aumenta, y la ganan cia disminuye. Es decir, un
cambio dado en la resistencia de la fotocelda se traducirá en sólo un pequeño
cambio de la corriente por el actuador. Si la resistencia de P 2 es decrementada, la
realimentación es disminuida, y la ganancia es aumentada. Esto hace al circuito más
sensible a cambios en la resistencia de la fotocelda.
Imaginémonos que se han hecho todos los ajustes electrónicos y que el sistema
de recuperación está en servicio. Trazaremos la secuencia de acciones a medida que
el sistema haga que el carrete de embobinado siga los movimientos laterales de la
tira móvil. Refiérase a las Figuras 12-8(a) y (b), y tenga presente la distribución
física del sistema que se muestra en la Figura 12-7(a).
Si el borde de la tira móvil está pasando justo por la mitad del sensor de borde,
fluirá una corriente de 10 mA a través de la bobina del actuador, y el tubo inyector
se encontrará exactamente centrado. Ningún tubo de distribución tendrá una presión
hidráulica mayor que el otro, de modo que el cilindro piloto en la Figura 12-8(b) se
encontrará centrado por su resorte. La varilla del cilindro piloto está unida al
carrete de la válvula hidráulica principal de control. Con el cilindro piloto centrado,
la válvula principal de control no deja pasar aceite a ninguno de los extremos del
cilindro; por consiguiente, la base del carrete de bobinado permanece es tacionaria.
En tanto que el borde de la tira móvil permanezca centrada en el haz luminoso, el
sistema no mueve el carrete de bobinado, y el rollo se embobina parejo.
Supongamos ahora que el borde de la tira se mueve hacia el norte. Esto tenderá
a mover el borde fuera del centro, de este modo.-deja pasar más luz del haz y baja
la resistencia de la fotocelda. A medida que la resisten cia de la fotocelda disminuye
Q¡ conduce más. y decrece el voltaje de colector de Q ¡ . Esto reduce la conducción
de Q 2 y hace que la corriente por la bobina del actuador caiga por debajo de los 10
mA. El tubo inyector no puede permanecer centrado, sino que se mueve hacia arriba
y crea un desbalance de presión en los tubos de distribución. En este caso el tubo de
arriba tiene una presión más alta que el tubo de abajo, de modo que en la Figura 12-
8(b) el cilindro piloto se mueve hacia la izquierda. La varilla del cilindro piloto
desplaza el carrete de la válvula de control hacia la izquierda, conectando de ese
modo la entrada de la fuente de alta presión hidráulica con el lado cerrado del
cilindro principal, mientras que permite que el lado de la varilla del cilindro
principal drene hacia los re-
Sistema de pesaje automático / 505
cipientes. Esto hace que el cilindro principal se extienda, moviendo el carrete de embobinado hacia
el norte. De este modo el carrete de embobinado sigue al desplazamiento del borde de la tira. Tan
pronto como el borde está de nuevo en el centro del sensor, la corriente por la bobina regresa rá a 10
mA, y se detendrá la acción correctora. El carrete de embobinado continuará bobinando el rollo en
esta nueva posición siempre que el borde de la tira permanezca centrado en el sensor.
Si el borde de la tira móvil se desplaza hacia el sur, se moverá hacia el sensor y bloqueará más
la luz del haz. La resistencia de la fotocelda se incrementará, haciendo que Q, conduzca menos
corriente. Esto aumentará el voltaje de colector de Q, y hace que sea más intensa la conducción de
Q 2 , aumentando de este modo por encima de 10 mA la corriente por la bobina del actuador.
Ahora la fuerza magnética sobre el tubo inyector excede la fuerza mecánica del' resorte, de
modo que el tubo inyector se mueve hacia abajo. Esta vez el tubo de distribución inferior recibe la
mayor presión, de modo que el cilindro piloto se mueve hacia la derecha; esto- desplaza el carrete
de la válvula principal de control hacia la derecha y aplica aceite a alta presión al lado de la varilla
del cilindro hidráulico principal. Este cilindro empuja hacia el sur, llevando la base del carrete de
embobinado hacia el sur. De este modo el carrete de embobinado sigue al desplazamiento de la tira
hasta que el sensor se encuentre nuevamente centrado en el borde de la tira. A tal punto, la
corriente por la bobina del actuador regresa al valor de 10 mA, y el dispositivo de control
hidráulico regresa hacia el centro. El cilindro principal se libera en dicha posición, y el rollo
continúa embobinándose parejo.
12- 6 SISTEMA DE PESAJE AUTOMATICO
Los sistemas de pesaje automático son utilizados con frecuencia en la industria. Estos sistemas
automáticamente transfieren un predeterminado peso material en una tolva o recipiente de algún
tipo. Son utilizados para la manufactura de productos que requieran un número de ingredientes
cuidadosamente pesados.
12- 6-1 La distribución mecánica
Un sistema para el pesaje de un solo ingrediente se muestra en la Figura 12-9(a). El ingrediente

que está siendo manejado y pesado es un material en polvo. En un proceso industrial, la mejor
manera para manejar materiales en polvo es con un transportador de tornillo sin fin. Un
transportador de tornillo sin fin es un tubo grande, quizá de un pié de diámetro, con un tornillo
interno de paso de rosca ancho. El diámetro de la rosca del tornillo es ligeramente menor que el
diámetro interno del tubo, de modo que hay una pequeña luz entre el diámetro del tornillo y las
paredes internas del tubo. A medida que se rota el eje del tornillo, el material en polvo es forzado
hacia el tubo. Entre mayor sea la velocidad del giro del tornillo, mayor será la ve locidad de flujo de
material. El tubo transportador descarga en la tolva de
506 / Suene ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
pesaje, tal como se ilustra en la Figura 12-9(a). La tolva de pesaje está soportada
desde arriba por cables de acero los cuales están adheridos a una celda de galgas
extensiométricas. Por tanto la celda de carga detecta el peso de la tolva, de sus
cables de soporte, y del material en la tolva.
En la parte inferior de la tolva aparece un tubo de descarga, que contie ne una
válvula de vaciado operada por un solenoide. Esto es utilizado para sacar el material
pesado de la tolva y transferirlo a la próxima etapa del proceso de producción.
12- 6-2 Circuito electrónico de pesaje

El esquema del circuito electrónico de pesaje está dibujado en la Figura
12- 9(b 1.
La celda de carga tipo puente. La señal de peso se toma de la celda de car ga, la cual
es un conjunto de galgas extensiométricas. Las cuatro galgas extensiométricas están
montadas en un aro de prueba tal como se muestra en la Figura 12-9(c). El aro de
prueba y las galgas extensiométricas, to madas en conjunto, forman la celda de
carga. A medida que el aro de prueba se somete a una tensión de carga, las galgas
extensiométricas 2 y 3 son esti radas, haciendo que aumente su resistencia. Las
galgas extensiométricas 1 y 4, que se encuentran montadas arriba y abajo de la parte
interna del aro son comprimidas a medida que el aro es cargado. Por tanto decrece
su resistencia. Las galgas se encuentran conectadas en un circuito puente de
Wheatstone de modo que los dos lados del puente tienden a producir cam bios
opuestos en la relación de resistencia. Es decir, a medida que la rela ción de i?, a R,
se vuelve más pequeña, la relación de J R : J a R A se vuelve más grande. Al hacer que
todas las cuatro ramas del puente respondan a la carga sobre la celda de carga, es
incrementado el voltaje de salida disponible. Una celda de carga industrial típica
produce un voltaje de salida de 30 milivoltios a plena carga cuando está excitada
por una fuente ac de 115V.
Dado que el voltaje de salida de la celda de carga es tan débil, es impor tante
mantener los circuitos de señal de pesaje libres de ruido eléctrico. Este es el
propósito del filtro de línea conectado en las líneas dealimenta- ción de 115 V al
transformador T, en la Fhgura 12-9(b). Cualesquiera.seña les de ruido de alta
frecuencia que aparezcan en las líneas ac son filtradas antes que puedan alcanzar el
devanado primario de T¡ . En adición a esta precaución, todos los cables que llevan
señal a los terminales de ent rada del op amp deberán estar blindados. El blindaje no
se muestra en la Figura
12- 9(b) con el objeto de evitar confusiones en el diagrama.
El circuito de tara. Dado que parte de la señal de peso bruto es debida al peso de la
tolva y de sus cables de soporte, el sistema está provisto de un medio para sustraer
este peso de la señal de la celda de carga. El peso que es sustraído del peso bruto
indicado por la celda de carga se denomina taraje. El pot que produce la sustracción
de taraje se denomina el pot de tara. La señal final que se obtiene después que se
han sustraído el taraje del peso bruto se denomina peso neto medido. Para entender
el proceso de sustracción del taraje, refirámonos al circuito en la Figura 12-9(b).
La celda de carga tipo puente está excitada por una fuente ac estable de 15 V,
proveniente del devanado secundario A del transformador 7 1 , . Este
T,
x
m
a
mj
Figura 12-9. (a' Distribución mecánica del transportador del tornillo sin fin, la tolva, y la celda de carga, (b)
Diagrama esquemático del circuito de pesa je. K1 servo sistema hace que la indica ción de peso sea igual al
50 peso bruto menos el taraje, (c) Vista ampliada de la celda de carga. lis ta formada por cuatro galgas
7 extensiométricas pegadas cuidadosamente al aro de prueba.
508 / Nueve ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
devanado está identificado como S A en el diagrama esquemático. Las relaciones de

fase entre los diferentes voltajes en este circuito son importan tes, de modo que las
fases se han marcado claramente por medio de puntos de fase. La señal ac que se
toma del puente de Wheatstone es un voltaje pequeño, solamente unos pocos
milivoltios, y representan el peso bruto so portado por la celda de carga. Esta señal
se denomina PESO BRUTO en la Figura 12-9(b). En algún instante de tiempo será
positivo arriba y negativo abajo tal como está indicado. La señal de TARAJE se
toma del pot de tara de ajuste manual, el cual está excitado por el devanado • Esta
señal es positiva a la izquierda y negativa a la derecha en el mismo instante de
tiempo. Esta relación de polaridad se establece por medio de la relación de fase
entre los dos devanados secundarios S A y S B . Dado que la señal de PESO BRUTO y
la señal de TARAJE son opuestas en fase, la señal resultante es la diferencia entre
estos dos voltajes. En otras palabras, la señal de TARAJE ha sido sustraída de la
señal de PESO BRUTO. Esta diferencia de voltaje se denomina señal de PESO
NETO MEDIDO en la Figura 12-9(b).
Desde luego, alguien tiene que ajustar el pot manual de tara a la posi ción
apropiada antes que se cargue cualquier material en la tolva. Esto se hace
simplemente girando el pot de tara hasta que el indicador de la escala de peso lea
cero cuando la tolva está vacía.
Indicador de la escala de peso (un servo sistema). El indicador de la escala de peso

es un servo sistema donde el objeto posicionado es el indicador de la escala. El
indicador de la escala es una aguja que se mueve sobre un dial calibrado en peso.
Tal como se muestra en la Figura 12-9(b), la posición del indicador de escala está
representada electrónicamente por la posición del contacto del potenciómetro de
escala de indicación. El contacto del potenciómetro de escala de indicación está
unido al mismo eje lo mismo que el indicador de la escala. Esto se hace resaltar
claramente en la Figura
12- 10(a). Por tanto, ambos el contacto del pot de la escala de indicación y el
indicador de la escala indican el peso neto medido. El indicador de escala lo hace
mecánicamente/visualmente, y el pot de escala de indica ción lo hace
electrónicamente.
La señal INDICACION DE PESO en la Figura 12-9(b) es positiva abajo en el
instante de tiempo de referencia. Esto es debido a que el devanado secundario S¡.
maneja el pot de escala de indicación. La señal INDICA CION DE PESO y la señal
PESO NETO MEDIDO están entonces en opo sición de fase. La diferencia entre
estas dos señales es la señal de error denominada Vj, rror en la Figura 12-9(b).
U ( . rr ,, r se aplica a un op amp, el cual actúa como etapa de entrada del servo
amplificador, El op amp está conectado como un amplificador diferen cial, con una
ganancia de voltaje de 5.000 (500 K/lOOil = 5.000). Por tanto el V„ ut del
amplificador diferencial es 500 veces más grande que el V, rr „ r . Esta muy alta
ganancia de voltaje es necesaria debido a que las señales que se están manejando
son muy pequeñas.
El V 0llt del op amp amplificador diferencial es utilizado para manejar el
amplificador del devanado de control, el cual es un amplificador de simetría
complementaria. El amplificador de simetría complementaria se dis-
tingue por la utilización de un transistor npn y un transistor pnp. Los transistores para simetría
complementaria son apareados especialmente de manera que tengan idénticas curvas características
corriente-voltaje, excepto, desde luego, que las polaridades son opuestas. maneja y amplifica el
semiciclo positivo de Vou,, y Q, maneja y amplifica el semiciclo negativo. Este esquema de
amplificación es una alternativa de los amplificadores push-pull discutidos en el Capítulo 10.
Proporcionan la misma ventaja, es decir un funcionamiento fresco de los transistores de salida dado
que no disipan potencia de.
Note que el punto de unión de los emisores de está a tierra;
las fuentes de + 12 V y — 12 V.no están a tierra. Estas fuentes entregan corriente solamente al
devanado de control del servo motor, y están completamente separadas de las fuentes de ± 15 V del
op amp. No hay referencia de tierra de estos dos pares de fuentes de alimentación.
El Vjmt, la señal de salida del op amp, varía entre positivo y negativo respecto a tierra. A
medida que va hacia positivo polariza directamente la unión base-emisor de Q,, haciendo que el
transistor conduzca. Entonces
deja pasar corriente a través del devanado de control del servo motor de la izquierda a la
derecha. El origen de esta corriente es la fuente de + 1 2 V .
A medida que V„ut del op amp va hacia negativo respecto a tierra, polariza directamente la
unión base-emisor del transistor pnp haciendo que conduzca. Qo entonces deja pasar corriente a
través del devanado de control de la derecha hacia la izquierda. El origen de esta corriente es la
fuente de — 12 V. Por tanto la corriente por el devanado de control es una corriente ac sincronizada
con los voltajes en los circuitos de medida, los cuales a su vez están sincronizados con la línea de
potencia ac. La corriente por el devanado fijo del servo motor está 90" fuera de fase con respecto a la
línea de potencia ac. Esto es debido a que el devanado fijo está excitado por el secundario de T.¿ a
través de un condensador de desplazamiento de fase. El transformador T¿ está alimentado por las
mismas líneas de potencia ac que manejan a T { . El devanado primario de T.¿, aún cuando no se
muestra en la Figura 9-12(b), se encontraría conectado a las líneas ac a la izquierda del filtro de
línea.
El servo motor marchará siempre que exista un voltaje de error (V„ mr). Tal como está ilustrado
en la Figura 12- 10(a), el eje del servo motor está unido a la armadura del contacto del pot de escala
de indicación, y siempre será manejado en la dirección apropiada para reducir U error a cero. De este
modo el servo sistema continuamente iguala las señales INDICACION DE PESO y PESO NETO
MEDIDO. En esta forma el indicador de escala constantemente apunta al peso neto correcto sobre la
escala calibrada en peso.
12- 6-3 Lector óptico de peso

Una vista de lado del servo mecanismo se muestra en la Figura 12-10(a). El servo motor tiene
un motor reductor de modo que su eje de salida rota lentamente. El eje de salida es referido como un
seruo eje, y es un eje de doble extremo. Uno de los extremos del servo eje se utiliza para posicionar
Decenas
r---------------------*--------------------1
(a)
9 O
Banda más externa: 8

anterior a la más externa. 4
siguiente a la más interna: 4
banda más interna: 1
Figura 12-10. (a) Vista de lado del servo mecanismo. El eje del servo motor a la
izquierda posiciona el indicador de peso y el contacto del pot de es cala de
indicación. El eje del servo motor a la derecha posiciona las dos rue das codificadas
en binario. Estas ruedas convierten ópticamente la posición del eje en una señal
digital de peso, (b) Vista de frente de una de las ruedas codificadas en binario.
510
el indicador de escala y el contacto del pot de escala de indicación. El otro eje es

utilizado para posicionar dos ruedas codificadas en binario. Las rue das codificadas
en binario habilitan los circuitos optoelectrónicos para leer el peso indicado en
forma digital.
Veamos ahora como las ruedas codificadas leen el peso. La vista de fren te de una de
las ruedas codificadas en binario se muestra en la Figura
12- 10(b). Ambas ruedas son idénticas, pero nos concentraremos temporal mente
solamente en las ruedas de las decenas. Como puede verse, la rueda está dividida en
diez sectores iguales, cada sector representa uno de los dígitos decimales del 0 al 9.
La distancia que el eje del servo motor rote de termina cuál de estos sectores vendrá
a la posición más apropiada, entre las fuentes luminosas y las fotoceldas. Si el sector
número 5, por ejemplo, viene a la posición más apropiada, entre las fuentes
luminosas y las fotoceldas, la información dada por la fotocelda deberá representar
el número 5 decimal. Si el sector número 6 viene a la posición apropiada las fotocel -
das deberán representar el número 6 decimal y así sucesivamente.
Los números decimales asociados con los sectores de la rueda son codi ficados
en el código binario 8421 ya familiar en virtud de las áreas lumino sas y oscuras en
los sectores. Note que la rueda (y cada sector) está com puesta por cuatro bandas
concéntricas, o anillos. La banda más alejada indica la presencia o ausencia del bit
binario 8. La banda anterior a la más externa indica el bit 4. La banda siguiente a la
más interna indica el bit 2. y la banda más interna representa el bit 1. Con esto
presente nos referiremos a las bandas como la banda 8, la banda 4, y asi
sucesivamente.
Cuando un sector dado se mueve a la posición entre las luces la fotocel da
pasaran los haces luminosos en aquellas bandas donde ella es transpa rente y
bloqueará los haces luminosos en aquellas bandas donde sea opaca. La presencia de
luz en la fotocelda receptora significa 1 binario, y la ausen cia de luz se entiende por
un 0 binario. En esta forma, puede representarse un número binario de 4 bits.
Como un ejemplo, consideremos el sector número 5 en la Figura 12-10(b). Su
banda 8 y su banda 2 ambas son opacas, pero su banda 4 y 1 son trans parentes. Si el
sector número 5 se mueve hacia la posición apropiada, serán iluminadas las
fotoceldas 4 y 1. Las fotoceldas 8 y 2 permanecerán oscureci das. La salida de las
fotoceldas es de este modo 0101, leyéndola de la banda más externa a la banda más
interna (de 8 hacia 1). Este es el código binario para el número 5 decimal.
Es una tarea bastante fácil verificar si la rueda satisface el código bi nario para
cada uno de los 10 dígitos decimales.
La rueda de unidades hace exactamente lo mismo que hace las. ruedas de
decenas, excepto que ella rota 10 veces más. Esto es ejecutado por medio de un
engranaje mecánico, tal como el mostrado en la Figura 10-10(a). El engranaje sobre
el eje del servo tiene un diámetro 10 veces mayor que el engranaje sobre el eje de
unidades. Por tanto, por cada revolución del eje del servo, el eje de unidades ejecuta
10 revoluciones.
Para hacernos a la ¡dea de como trabaja la totalidad del mecanismo de lectura,
asumamos que la totalidad de la escala de peso es 100 Ib. Es de cir, el eje del servo
ejecuta una revolución completa cuando se carga en la tolva una cantidad de 100 Ib
de material en polvo. Siendo esto así, el eje del servo hará un décimo de revolución
por cada 10 Ib de material en polvo
512 / Nueve ejemplos de sistémete industriales de burla cerrada
que se carguen en la tolva. Esto se traduce en una revolución completa del eje de
unidades.
Por tanto, a medida que lentamente se vacian 10 Ib de material en la tolva, la
rueda de unidades avanza e indica cada uno de los 10 dígitos en secuencia. Cuando
regresa a 0 después de completar una revolución, la rue da de las decenas justamente
ha completado un décimo de revolución, y cambia del sector 0 al sector 1. Esta
acción se repite a medida que el peso del material va desde 10 a 20 Ib, y nuevamente
para cada 10 Ib de allí en adelante, hasta llegar a 99 Ib (el mecanismo no puede leer
100 Ib con sólo dos ruedas).
Como un ejemplo, supongamos que se cargan 72 Ib de material en la tol va. El
eje del servo girará un poco más que siete décimos de revolución, de modo que el
sector número 7 de la rueda de las decenas se encontrará en la posición apropiada.
El eje de las unidades tendrá que haber girado siete re voluciones completas más dos
décimos de otra revolución. Por tanto el sec tor número 2 de la rueda de unidades se
encontrará, en la posición apropiada. El sector número 2 es opaco-transparente-
transparente-transparente, leído del aro más externo al aro más interno, y el sector
número 2 es opaco- opaco-transparente-opaco, de nuevo leído de afuera hacia
adentro en la rueda. Por tanto la salida de los dos grupos de fotocelda será
0111 0010,
lo cual representa 72 en BCD.
12- 6-4 El ciclo lógico automático

La Figura 12-11 muestra el circuito lógico para controlar el sistema. Note
primero que cada fotocelda de lectura es amplificada por un transistor co mo
interruptor y luego enviada a un inversor lógico. Los inversores enton ces la llevan
hacia decodificadores de BCD a 1 de 10 del mismo tipo que los vistos en el Capítulo
3 (Figura 3-15). El peso neto de material en la tolva de este modo aparece a la salida
de los decodificadores. Por ejemplo, si hay 72 Ib de material en la tolva, el terminal
de salida 7 del DECODIFICADOR DE DECENAS en la Figura 12-11 pasará a nivel
alto y el terminal de salida 2 del DECODIFICADOR DE UNIDADES pasará a nivel
alto. Todos los otros 18 terminales de salida permanecerán en nivel bajo.
Los decodificadores conectan con dos pares de interruptores selecto res. El
primer par de interruptores, que se denominan INTERRUPTO RES DE PESO
DESEADO, predeterminan el peso deseado de material. El segundo par de
interruptores, que se denomina INTERRUPTORES DE LLENADO LENTO,
predeterminan el peso al cual la tolva pasa de alta velocidad a baja velocidad. A
medida que el material en la tolva se aproxima al peso deseado, la velocidad de
carga de la tolva es desplazada con el objeto de prevenir sobrepasos del peso
deseado final.
En la Figura 12-11, la AND2 es la puerta que detecta cuando se ha al canzado el
peso de llenado lento. Sus entradas vienen de los terminales co munes de los
INTERRUPTORES SELECTORES DE LLENADO LEN TO. La AND3 es la puerta
que detecta cuando se ha cargado en la tolva la cantidad de peso deseado. Sus
entradas provienen de los terminales co-
Uni
da
de
s
De
ce
na
s
Figura 12-11. Circuito de control del ciclo de pesaje. Las fotoceldas detec- toras en
el extremo izquierdo son las mismas mostradas en la Figura 12-10 (a). Cuando las
salidas de los dos decodificadores emparejan la predeterminación de los dos
INTERRUPTORES SELECTORES DE LLENADO LENTO, se disminuye la
velocidad de vaciado del material. Cuando las salidas de los decodificadores
emparejan la predeterminación de los dos INTERRUPTORES SELECTORES DE
PESO DESEADO, el transportados se detiene completamente.
513
muñes de los INTERRUPTORES SELECTORES DE PESO DESEADO.

Adicionalmente, hay una puerta de detección de TOLVA VACIA, la ANDl. Sus
entradas están conectadas por cable a los terminales de salida 0 de los
OECODIFICADORES DE UNIDADES y de DECENAS. La salida de la ANDl pasa
a nivel alto cuando la tolva está vacía, y el peso neto es igual a 0 Ib.
El ciclo de operación no es complicado. Después que la escala ha sido tarada
manualmente por el ajuste del pot de tara, el operador presiona el botón pulsador
COMENZAR LLENADO. La salida del filtro de interrup tor aplica un nivel alto a la
NORl. el cual entrega un flanco de bajada al FLIP-FLOP DE LLENADO RAPIDO.
Ambas entradas J y K están en nivel alto, de modo que el flip-flop conmuta al
estado ACTIVADO. Esto habilita el amplificador de salida ASI, el cual energiza el
ARRANCADOR DEL MOTOR DE LLENADO RAPIDO, AMR. El transportador de
tornillo sin fin comienza a girar a alta velocidad, enviando rápidamente material
hacia la tolva.
Esto continúa hasta cuando los detectores ópticos de peso alcanzan el número
predeterminado en los INTERRUPTORES SELECTORES DE LLENADO LENTO.
En este instante, ambas entradas de la AND2 pasan a nivel alto, y su salida pasa a
nivel alto. Este nivel alto aparece a las en tradas de la NORl y la NOR2, haciendo
que sus salidas pasen a nivel bajo. Los FLIP-FLOP DE LLENADO RAPIDO Y DE
LLENADO LENTO reciben un flanco de bajada y ambos conmutan. El FLIP-FLOP
DE LLENADO RAPIDO pasa al estado DESACTIVADO, desenergizando a AMR, v
el FLIP-FLOP DE LLENADO LENTO pasa al estado ACTIVADO, energizando a
AML, el ARRANCADOR DEL MOTOR DE LLENADO LENTO. El transportador
de tornillo sin fin gira a baja velocidad y continúa en viando material a la tolva a
una velocidad menor.
Esto continúa hasta cuando los detectores de peso alcanzan el número
predeterminado en los INTERRUPTORES SELECTORES DE PESO DESEADO. En
este instante, ambas entradas de la AND3 pasan a nivel alto, y la salida entrega un
nivel alto a la NOR2 y a 11. A medida que lle ga el flanco de bajada a sus terminales
CLK, el FLIP-FLOP DE LLENADO LENTO pasa al estado DESACTIVADO, y el
FLIP-FLOP DETENER LLENADO pasa al estado ACTIVADO. La salida Q del
FLIP-FLOP DE LLENADO LENTO pasa a nivel bajo, inhabilitando al AS2. El
ARRANCADOR DEL MOTOR DE LLENADO LENTO se desenergiza, deteniendo
la rotación del transportador del tornillo sin fin. Por tanto, se detiene el flujo del
material cuando el peso neto en la tolva es igual al peso deseado.
En el mismo instante, la salida Q del FLIP-FLOP DE DETENER LLENADO
energiza el solenoide de descarga a través del AS3. La válvula de descarga se abre,
y el material ya pesado sale de la tolva. Cuando la tolva está vacía, la línea TOLVA
VACIA proveniente de ANDl pasa a nivel alto. Esto hace que ambas entradas de la
NANDl estén en nivel alto, lo cual entrega un flanco de bajada al terminal de
disparo del monoestable. El monoestable se enciende, haciendo que aparezca un
nivel bajo en su salida Q. Este nivel bajo se aplica a la entrada de aclarado del
FLIP-FLOP DE DETENER LLENADO, haciendo que pase al estado
DESACTIVADO. El solenoide de descarga se desenergiza, y el ciclo se termina.
12- 6-5 Otros códigos y métodos de codificación
El codificador óptico presentado en la Sección 12-6-3 utiliza el código binario

puro para representar el número de cada sector. Esta es la manera más obvia para
representar un número sobre una rueda de codificación, y tiene la característica
deseable de ser fácilmente decodificable. Esto es, es simple decodificar la
información de la rueda enviándola a un decodificador BCD a 1 de 10, tal como el
mostrado en la Figura 12-11. Sin embar go, el código binario puro tiene un
inconveniente bastante serio cuando se utiliza en una rueda codificadora. El
problema se presenta cuando la rueda se detiene justo en la línea divisoria entre dos
sectores.
Por ejemplo, consideremos qué podría suceder si la rueda de la Figura
12- 10(b) se detuviese exactamente en la línea entre el sector número 2 y el
sector número 3. Dado que la banda 1 cambia de opaco a transparente en la línea
divisoria del sector, la fotocelda 1 quedará medio ACTIVADA y medio
DESACTIVADA y no sabrá que hacer. Las fotoceldas 2, 4, y 8 no sufrirán
ambigüedad dado que no hay cambio de color en la línea diviso ria de los sectores en
dichas bandas. Por tanto, la salida resultante de las fotoceldas podría ser el decinal 2
(0010) o podría ser el decimal 3 (0011); no hay manera de saber qué debe hacer. En
este ejemplo particular el problema no es tan serio porque si la posición es
intermedia entre 2 y 3 de hecho no importa qué lea el codificador; cualquier
resultado está muy cercano del verdadero.
Sin embargo, supongamos que la rueda se detiene en la línea divisoria entre el
sector número 7 y el sector número 8. En este caso, todas las bandas cambian de
condición en la línea divisoria. Con las cuatro fotoceldas en una condición ambigüa,
es imaginable que los fotodetectores podrían todos leer 0. En este caso, el error es
serio. No tendríamos inconvenientes si el codificador hubiese leído el número como
un 7 y no tendríamos inconveniente si el codificador hubiese leído el número como
un 8, dado que cualquiera de estos dos resultados está bastante cercano del
verdadero. Pero definitivamente tenemos problema cuando el codificador toma el
número como un 0.
La diferencia esencial entr.e la situación 2-3 y la situación 7-8 es que solamente
una banda cambia de condición en la línea divisoria 2-3, mien tras que varias bandas
(cuatro) cambian de condición en la línea diviso ria 7-8. Siempre que más de una
banda cambia de condición en una línea divisoria de sectores, son posibles serios
problemas de codificación. Para resolver este problema, se han inventado otros
códigos en que solamente un bit cambia a la vez. Es decir, cuando nos movemos de un
número al siguiente, solamente uno de los bits constitutivos cambia de estado. Estos
otros códigos son también códigos binarios porque involucran solamente Os y ls,
pero hacemos una distinción entre ellos y el familiar código binario 8421, el cual es
denominado binario puro.
El más famoso y popular de estos otros códigos binarios es el código Gray. La
Tabla 12-1 muestra el código Gray equivalente para cada uno de los números
decimales del 0 al 15. Para propósitos de comparación, la repre sentación en binario
puro se muestra a continuación del código Gray.
En la Tabla 12-1 note que uno y solamente un bit cambia de estado en el código Gray
a medida que cambia el número codificado. Esto elimina la
Decimal Código Gray Binario puro
0 0000 0000
] 0001 000!
“> 0011 0010
3 0010 001 1
4 01 10 0100
5 011 1 0101
6 0101 0110
7 0100 0111
S 1100 1000
9 1101 1001
10 lili 1010
11 1110 101 1
12 1010 1 100
13 1011 1101
14 1001 11 10
í5 lili
1000
posibilidad de problemas serios de codificación del tipo descrito antes. No vale la

pena memorizar el código Gray, dado que no se encuentra tan fre cuentemente como
el binario puro. Su principal aplicación es en codifica dores ópticos (y mecánicos)
de posición. El código Gray es lo suficiente mente popular en el uso de
codificadores de posición que los fabricantes de CI fabrican y venden
decodificadores de código Gray a 1 de 10.
Otro ítem digno de mencionarse es que dos ruedas codificadoras aco- pládas
entre sí como se muestra en la Figura 12-10(a) no constituyen un arreglo frecuente.
El método preferido es simplemente dividir la rueda co dificadora en más sectores y
codificar cada sector en particular. Después de todo, el código binario puro y el
código Gray no se detienen en 9; sino que siguen de allí en adelante. Para este
ejemplo, la rueda podría haberse dividido en 100 sectores, y cada sector habría
tenido su propia y única representación en el código Gray. El número de bandas
desde luego, sería mayor. Se requerirían 7 bits para codificar números decimales
hasta 100. Por tanto se necesitaría una rueda codificadora de 7 bandas para
codificar una escala de 100 Ib en graduaciones de 1 Ib. El circuito de codificación
deberá también ser diferente, y tales circuitos de codificación están dispo nibles.
12-7 CONTROLADOR DE BIOXIDO DE CARBONO

PARA UN HORNO DE CARBURACION
12- 7-1 El proceso de carburación

A una pieza de acero se le puede proporcionar una capa exterior muy dura por
difusión de carbono libre a su superficie. El proceso metalúrgico
Controlador de bióxido,de carbono para un horno de carburación / 517
de difusión de carbono en acero se denomina carburización. La carburiza- ción se realiza

sometiendo al acero a una temperatura bastante alta del orden de 1.700‘F durante varias horas, en
presencia de una atmósfera de carburación. Una atmósfera de carburación es una mezcla de
productos de combustión normal con un gas especialmente fabricado. El gas manufacturado
contiene altas concentraciones de monóxido de carbono (CO) y de dióxido de carbono (C0 2).
Ajustando la composición de los gases en la atmósfera de carburización, el contenido de carbono y
la profundidad de carbono del acero pueden variarse para conseguir diferentes requerimientos.
Generalmente la profundidad de penetración del carbono en la superficie es del orden de 0,050
pulgadas.
La distribución física para controlar la atmósfera de carburación está ilustrada en la Figura
12-12. La combustión del combustible y al aire se sucede en el quemador montado en la pared
lateral del horno. Los productos de combustión se expanden y ocupan el espacio interior del horno
de carburación. Al mismo tiempo, el gas especial de carburación fluye a tra vés de una válvula
variable y hacia la cámara del horno. Si la válvula es abierta más para admitir un mayor flujo de
gas de carburación aumenta la concentración de compuestos de carbono en contacto y decrece la
concentración de compuestos de carbono en el horno.
Horno de
carburación
Figura 12-12. Distribución física del horno de carburación. El combusti ble y el aire
de combustión se muestran entrando por la izquierda, el gas de carburización entra
por la derecha, y un muestreador de atmósfera está dibujado al centro.
La posición de la válvula se controla por medio de un sistema que compara la composición

real de la atmósfera con la composición deseada. Si el circuito de control encuentra cualquier
discrepancia entre las composiciones real y deseada, ajusta la abertura de la válvula de acuerdo
con esto.
El sistema de control obtiene una muestra de la atmósfera por medio de un pequeño tubo que
sale de la cámara del horno. Un ventilador en el otro extremo del tubo continuamente forza una
nueva muestra de la atmósfera gaseosa a través del tubo hacia el dispositivo de medida del sistema.
Se ha encontrado que el mejor método en todo respecto de controlar una atmósfera de
carburización es controlando su concentración de dióxido de carbono. Por tanto, los sistemas
modernos de control de atmósfera miden la concentración de C0 2 en una muestra de la atmósfera y
controlan dicha concentración.
El circuito del sistema de control de CCL es bastante extenso, y está .lustrado en las Figuras 12-
13, 12-14 y 12-15. La Figura 12-13 muestra el circuito de medida para determinar la concentración
de C 0 2 - La Figura
12- 14 muestra la construcción mecánica del dispositivo de medida. La Figura 12-15 muestra los
circuitos del detector de error, del controlador, y del dispositivo corrector final, los cuales hacen el
resto del sistema de huela cerrada.
12-7-2 Medida de la concentración de CO¿

Miremos primero la Figura 12-13. En un extremo izquierdo hay un oscilador. Es controlado
por cristal a una frecuencia de 10 MHz. El transistor Q, está polarizado en el estado de conducción
por medio de las fuentes de + 15 y — 15 V en conjunto con R ] y R,. El camino de realimentación del
oscilador es partiendo del centro del devanado primario del transformador a la unión de R , - R 4
en el lado del emisor. El transistor está conectado en configuración base común, dado que los
osciladores construidos con base en amplificadores con base común son inherentemente más
estables con temperatura que los osciladores construidos con base en amplificadores emisor común.
Este oscilador tiene una estabilidad de frecuencia mejor que el 0,01% bajo condiciones
normales de operación. Es decir, su frecuencia de salida no se desviará más del 0,01% de su
frecuencia nominal de operación de 10 MHz. La señal ac de 10 MHz en el punto A produce una
señal senoidal de 10 MHz a través del devanado secundario del transformador de acoplamiento.
Este devanado está conectado directamente al condensador C,, que es un condensador variable. Su
capacitancia exacta varía en relación a la concentración de C0 2 de la muestra de atmósfera que se
está midiendo. Veremos rápidamente como se ejecuta esto.
La inductancia del devanado secundario en combinación con la capaci tancia C, conforman un
circuito tanque LC. Los valores de la inductancia L del devanado y la capacitancia C, son tales que
dicho circuito tanque tiene una frecuencia de resonancia del orden de 10 MHz. Sin embargo, el
circuito LC es llevado ligeramente fuera de resonancia a medida que varía el valor de C\.. Si el
valor de C, se varía a una frecuencia de 9 Hz (que es el caso, como veremos), la señal portadora de
10 MHz que aparece a través del devanado secundario será modulada en amplitud a una fre-
cuencia de 9 Hz. Esto sucede porque la corriente de 10 MHz circulando en el circuito tanque LC
cambia en magnitud a medida que el circuito tanque
0.01 1 "5 -j~33 pF ?
R
2|
I i—f'X --------14 56 Q
J
— y— ! C,
0.2
100 L
i= pF
C.| 1 Pot ?
© 4.7 K
1 1
l ____
-15 V
Op Amp 2 ©
Onda seno de 10 MHz
Onda seno de 9 Hz
Onda de rectificación Señal de amplificada

de onda complet,
ta (¿J
©„. © V
(Vmed) 0- 5
AAA
250 mV
O Figura 12-13. Circuito para medir la concentración de CO¿. Las Cormas deondas a varios puntos en el
t circuito están dibujadas de A-H. (Cortesía de Beckman Instruments, Inc.)
M
PCI PC2 FC1 FC2
Más energía infrarroja Ninguna energía

alcanza el lado infrarroja alcanza
izquierdo que el ningún lado de
lado derecho de la la celda detectora
celda detectora
(b)
Figura 12-14. Apariencia física del transductor de medida de COj. (a) A un instante
cuando el troceador infrarrojo no bloquee las fuentes infra- rojas, la radiación
infrarroja es admitida a las celdas de referencia y de muestreo. (b). A un instante
cuando el troceador infrarrojo sí bloquea las fuentes infrarrojas, no entra radiación
infrarroja a las celdas, (c) Vista de frente del troceador infrarrojo, (d) Vista de frente
del troceador LED. La posición angular mostrada en ¡a parte (c) para el
troceador infrarrojo, f Cortesía de Beckman Instruments, lnc.)
520
C ontrolador de bióxido de carbono para un horno de carburización / 521
entra y sale de resonancia. La señal de 10 MHz modulada en amplitud se muestra en el punto B en

el circuito.
Detengámonos ahora en nuestro estudio de la Figura 12-13 y transfiramos nuestra atención a la
Figura 12-14. Esta figura ilustra la construcción del aparato que hace que C,. varíe en relación a la
concentración de C 0 2 . El aparato tiene dos fuentes de radiación infrarroja, que irradian energía
hacia dos cilindros llenados con gas, o celdas. Estas dos celdas se denominan celda de referencia y
celda de muestreo tal como se muestra en la Figura 12-14(a). La celda de referencia es
herméticamente cerrada y contiene oxígeno puro. La celda de muestreo experimenta un flujo
constante de gas renovado de la atmósfera. “Muestrea” la atmósfera de carburización del horno.
El oxígeno gaseoso y el dióxido de carbono gaseoso muestran un interesante y útil contraste,
sobre el cual está basado la totalidad del método de medida. Este contraste es que el oxígeno gaseoso
no absorberá energía infrarroja, pero el dióxido de carbono gaseoso sí absorberá energía
infrarroja. Además, la cantidad de energía infrarroja que absorbe la mezcla de gas depende de la
concentración de C02 en el gas. Si la concentración de C02 es ligera, no se absorberá mucha energía
radiante infrarroja; si la concentración de C02 es alta, se absorberá una gran cantidad de energía ra-
diante infrarroja.
Las dos fuentes de infrarrojo radian una cantidad igual de energía ha cia cada celda. Toda la
energía radiada hacia la celda de referencia (llena de oxígeno) pasa a través de la celda sin ser
absorbida. Sale por el otro extremo de la celda de referencia y pasa hacia la celda detectora. La
celda detectora está dividida en dos compartimientos, sellados el uno del otro por medio de un fino
diafragma metálico. Ambos compartimientos están llenos de dióxido de carbono puro. El C0 2
gaseoso en el compartimiento izquierdo, por consiguiente, recibe y absorbe toda la energía
infrarroja que fue radiada por la fuente de infrarrojo a la izquierda en la Figura 12-14(a). Esto
produce un ligero incremento de la temperatura del C0 2 en el lado izquierdo, lo cual se traduce en
un ligero aumento de la presión sobre el lado izquierdo del fino diafragma metálico.
Consideremos ahora qué sucede en el lado derecho. No toda la energía radiada por la fuente de
infrarrojo pasa a través de la celda de muestreo. Una cierta cantidad de energía es absorbida por el
C02 presente en la atmósfera de muestreo, y una cantidad reducida de energía sale por el otro
extremo. Esto se sugiere por el hecho que solamente hay dos flechas onduladas saliendo de la celda
de muestreo, aun cuando se muestran tres flechas onduladas entrando a la celda en la Figura 12-
14(a). El C02 a la derecha en la celda detectora absorbe esta energía infrarroja disminuida, y
también experimenta un aumento de temperatura. El lado derecho no experimenta tanto cambio
como el lado izquerdo, dado que absorbe menos energía que éste. Por tanto, la presión en el lado
derecho no aumenta tanto como la presión sobre el lado izquierdo del diafragma metálico. El desba-
lance de presión hace que el diafragma flexible de metal se pandee hacia la derecha, tal como se
muestra. Hay un cable terminal conectado al diafragma de metal, y hay una placa de metal fija
próxima al diafragma, la cual también tiene un cable terminal saliendo de la celda. Estos dos ob jetos
metálicos (la placa fija y el diafragma metálico) forman un conden-
522 / Nueee ejemplos de sistemas industriales de huela cerrada
sador, cuya capacitancia naturalmente depende de la separación entre los objetos. Si están
cercanos, la capacitancia C, es alta; si están apartados, C L . es baja.
Es claro que la capacitancia de C, depende de la concentración de C0 2 en la muestra de gas.
Entre mayor sea la concentración de CCL, más energía se absorbe en la celda de muestreo. A más
energía absorbida en la celda de muestreo, menos energía se entregará al lado derecho de la celda
detectora. A menos energía entregada al lado derecho más baja será la presión al lado derecho.
Esta presión más baja se traduce en un mayor pandeo del diafragma metálico y en consecuencia
una reducción en la capacitancia. El resultado total es que una alta concentración de CO, produce
un bajo valor de C,.
Las fuentes de energía infrarroja no son habilitadas para radiar continuamente hacia las
celdas de referencia y de muestreo. Un motoreduc- tor de baja velocidad (el motor troceador)
rota lentamente al troceador infrarrojo, el cual es una hoja de la forma mostrada en la Figura
10-14(c). A medida que rota el eje del motor troceador, las hojas alternativamente exponen y
bloquean las fuentes de infrarrojo. Cada rotación del eje produce dos ciclos de exposición y de
bloqueo. Cuando están bloqueadas las fuentes de infrarrojos, no llega energía a la celda de
referencia, ni a la de muestreo, ni a la detectora. Las temperaturas y presiones sobre los lados
izquierdo y derecho de la celda detectora tienen tiempo de igualarse y el diafragma regresa a su
forma normal. Esta situación está ilustrada en la Figura 12-14(b) ? en la cual las hojas del troceador
infrarrojo han rotado 90° y están bloqueando las fuentes.
El troceador de hojas rota a 4,5 revoluciones/seg (270 rpm). Cada revolución produce dos
ciclos de pandeo y retracción del diafragma metálico y por consiguiente dos ciclos de variación de
capacitancia. De este modo el condensador varía a una frecuencia de 9 ciclos/seg, y la magnitud de
la variación de capacitancia es proporcional a la concentración de dióxido de carbono en la
muestra.
La variación de 9 Hz de C, produce una señal de AM que aparece al punto B en la Figura 12-
13. Ahora continuaremos nuestra discusión del circuito de la Figura 12-13.
La señal de AM es aplicada a un demodulador que está formado por un diodo y un
condensador de 0,2 pF. Estos componentes demodulan la señal, suprimiendo la portadora de 10
MHz mientras permanece la señal de información de 9 Hz. Esta señal de 9 Hz aparece al punto C
en el circuito.
La onda senoidal de 9 Hz se aplica a un pot de 100 K, donde una porción de ella es captada y
enviada al op amp 1. El op amp 1 está conectado como amplificador noinversor, que tiene una
ganancia de voltaje del orden de 200. Por consiguiente la onda senoidal de 9 Hz aparece
amplificada en el punto D. La señal amplificada es enviada al op amp 2, el cual está conectado
como amplificador inversor con una ganancia igual a 1 (un inversor de fase). Por tanto la única
acción del op amp 2 es la de invertir la fase de la señal de 9 Hz. La señal que aparece en el punto E
de este modo está 180° fuera de fase con respecto a la señal al punto D.
Ambas señales se entregan a la red formada por R 8 , R g , CF1 y CF2. Esta red produce una
señal rectificada de onda completa al punto F. El troceador a LED en la Figura 12-14 está
montado al otro extremo del eje
Controlador de bióxido de carbono para un horno de carburación / 523
del motor troceador. Es de la forma mostrada en la Figura 12-14(d) y está montado de modo
que bloquea el haz a la fotocelda 1 (CFl) y deja pasar el haz a la fotocelda 2 (CF2) al tiempo
que el troceador deja pasar la radiación infrarroja. Esto se ilustra en la Figura 12-14(a). Cuando
el eje rota 180", el troceador a LED bloquea el haz a CF2 y lo deja pasar a la CFl; en este ins-
tante el troceador infrarrojo bloquea la radiación infrarroja. Esto se ilustra en la Figura ,12-
14(b). Para visualizar la sincronización entre el troceador infrarrojo y del troceador a LED,
miremos juntas las Figuras 12-14(c) y (d). Claramente se muestran la posición de las fuentes de
infrarrojos y de las fotoceldas. Imaginemos estos dos troceadores rotando al unísono y veremos
la relación entre el troceado a las fotoceldas y el troceado de infrarrojos.
CFl se vuelve prácticamente un cortocircuito (está iluminada) durante el semiciclo
positivo de la onda senoidal del punto D , mientras que CF2 es prácticamente un circuito abierto
(no está iluminada). Por tanto aparece en F el semiciclo positivo de D . CF2 se vuelve
prácticamente un cortocircuito durante el semiciclo negativo de D , el cual es el semiciclo posi-
tivo de E . Por tanto el semiciclo positivo de E aparece en F . La forma de onda resultante en F es
señal rectificada de onda completa que se muestra.
Esta señal rectificada de onda completa se pasa a través de un filtro de formado por R ¡0 ,
R i,, y los tres condensadores asociados. La salida del filtro es un pequeño voltaje de, que
fluctúa entre 0 y 250 mV. Esto se muestra al punto G en la Figura 12-13. El voltaje se hace
igual a 250 mV cuando la concentración de C0 2 es igual a algún valor máximo arbitrario. El
ajuste se hace por medio del pot de 100 K a la entrada del op amp 1.
El op amp 3 es un amplificador noinversor con una ganancia de 20. Por tanto la salida del
op amp 3, denominada Vmed , fluctúa entre 0 y 5 V, dependiendo de la concentración de dióxido
de carbono. El propósito del condensador de realimentación de 1 pF es el de suavizar la
respuesta transisto- ria del amplificador. Una variación repentina de la concentración de C0 2 no
puede producir una variación repentina de V raed ; un cambio en la concentración debe persistir
durante varios segundos para que Vmed pueda reflejarlo. Esto elimina el efecto de variaciones de
corta duración en la concentración de la muestra.
12- 7-3 El detector de error, el controlador, y

el dispositivo corrector final
El detector de error es un op amp amplificador diferencial, el cual se muestra a la
izquierda en la Figura 12-15(a). Las entradas al amplificador diferencial son los voltajes, V med y
V reí . l/med representa la medida de la concentración de C0 2 y Vúer representa la concentración
de C02 deseada. Vref se toma a partir del pot de referencia, el cual está alimentado por una
fuente estable de 5 V. La ganancia de voltaje del amplificador diferencial es 200 K/5 K = 40. L
salida, Vermr, está dada por:
Knor = 40( V med — V re, ).
Desde luego, Verro, está sujeto a la restricción de saturación del op amp. Con una fuente de ± 15
V, Verror no puede exceder ± 13 V aproximadamente.
330 í l
(a)
Figura 12-15. (a) Diagrama esquemático del circuito de detección de error, el

circuito del controlador, y el dispositivo corrector final, (b) Familia de curvas
de descarga para C„. Entre mayor sea la señal de error (V^ r r o r ), más tiempo
tomará C,, en descargarse al valor de 3 V. (c) Formas de onda de ¡a fuente de
alimentación ac, del voltaje entre los terminales principa les del triac, y voltaje
de puerta. Siempre que ocurran pulsos de puerta, el triac continúa cebándose
inmediatamente después del cruce por cero. Cuan do cesan los pulsos de
puerta, el triac permanece CORTADO.
524
(seg)
(b)
(c)
525
526 /Nueve ejemplos de sistemas industriales de bucla cerrada
V ermr se aplica a la combinación paralelo de C 9 y /?19, pero se aplica sólo una vez cada 3
minutos, cuando el transistor como interruptor Q 2 es llevado a CONDUCCION. El pulso de
mando del transistor tiene una duración de 100 mseg, lo cual es tiempo suficiente para cargar
el condensador de 250 a la totalidad del valor de La combinación C ít -R M1 tie
ne una constante de tiempo de descarga de:
r = (4 K)(250/zF) = 1 seg.
Por tanto, cuando Q¿ regresa a CORTE después de la carga de C 9 a Vernir , el voltaje del
condensador (Ve.,) se descarga a cero con una constante de tiempo de 1 seg (5 seg para plena
descarga).
Consideremos la gráfica de la Figura 12-15(b). Estas curvas representan la operación de
descarga de W„ para diferentes valores de V err,r . Las curvas muestran una descarga desde un
valor positivo de voltaje a cero, pero tengamos presente que la situación real podría ser una
descarga desde un voltaje negativo a cero. La polaridad de Verr(jr depende de la variación
respecto al valor de referencia.
La línea de 3 V es importante en las curvas de descarga y se encuentra especialmente
dibujada en la Figura 12-15(b). Siempre que VV„ sea mayor de 3 V, puede operar uno de los
osciladores de relajación mostrados en la Figura 12-15(a). Primero consideremos qué sucede
si Ve,, es más positivo que + 3 V. Luego consideremos qué sucede cuando Ve., es más
negativo que — 3 V.
Si V v .. es más positivo que -)- 3 V, polarizará directamente al diodo Di y permanecerá
habilitado para poner en conducción zener al diodo DZl. Requerirá al menos 2,1 V para
efectuarlo, dado que el voltaje necesario para poner en conducción el par de diodos está dado
por:
Fd¡<>d<>* = 0,6 V -f V2 = 0.6 V + 1,5 V = 2,1 V
Los 0,9 V restantes están disponibles para accionar el oscilador de relajación, el cual
requiere una fuente de voltaje de al menos 0,9 V para operar adecuadamente. Por
consiguiente siempre que V c„ sea mayor que 3 V, el par de diodos conducirá y aparecerá
voltaje suficiente en el extremo superior del oscilador de relajación 1. El oscilador de
relajación tiene una frecuencia de oscilación dada por la Ecuación (5-5):
f __ 1 _ 1 _ -) L, 7
J
~ RECE ~ (100 x 103) (0,005 X 10-6) ~
De este modo se entregan al triac pulsos de puerta de 2 KHz. Este tren de pulsos mantiene al
triac 1 completamente en CONDUCCION por el tiempo que ocurran los pulsos. Con pulsos
de puerta llegando a tal frecuencia alta, el triac es cebado de nuevo rápidamente después que
la fuente cruza por 0 V. Las formas de onda del circuito se muestran en la Figura ]2-15(c).
Los pulsos de puerta que aparecen durante el resto del semiciclo no tienen efecto sobre el
triac, dado que va está cebado. Sin embargo, la continuación del rápido tren de pulsos asegura
que el triac será de nuevo cebado tan pronto comience el próximo semiciclo.
Control de humedad relativa en un proceso de humedecimiento de textiles / 527
El resultado final es que siempre que Ve., exceda 3 V, el triac 1 permanecerá en

CONDUCCION, y el motor de la válvula continuará funcionando. La dirección de rotación es
tal que cierra la válvula de control. Esta es la dirección de rotación apropiada, dado que un
Verror positivo significa que la medida de concentración de C0 2 es mayor que la deseada. El
cierre de la válvula de control de la atmósfera restringirá el flujo del gas de car- burización y
disminuye la concentración de C02.
El tiempo durante el cual el motor funciona está determinado por el tiempo que V t-.,
permanece por encima de 3 V. Como lo muestra claramente la Figura'T2-15(b), dicha cantidad
de tiempo depende de la carga inicial de C H, es decir, de Vermr . Si Verr„r es grande, Vv.
„ permanecerá por encima de 3 V durante bastante tiempo, lo cual se traduce en una gran
corrección del flujo de gas de carburación. Este es el funcionamiento apropiado puesto que un
Vermr bastante positivo significa que la concentración de C0 2 es también alta en una gran
cantidad.
Consideramos ahora qué sucede si Verror es más negativo que — 3 V. En este caso, D2 y
DZ2 entran en conducción, y aparece un voltaje negativo en la parte inferior del oscilador de
relajación 2. Este oscilador de relajación entrega pulsos de puerta de 2 KHz al triac 2, el cual
acciona el motor de la válvula en la dirección opuesta. Con el triac 2 cebado, el con densador
C12 queda efectivamente en serie con el devanado A del motor, mientras que cuando fue cebado
el triac 1, C12 quedó en serie con el devanado B del motor. Esto invierte la dirección de
rotación, tal como se explicó en el Capítulo 10.
Nuevamente, el tiempo de permanezca más negativo que —3 V depende de la carga inicial
de C u . Las curvas de la Figura 12-15(b) son aplicables aun cuando el voltaje inicial es negativo
en lugar de positivo. Si Verror es un voltaje negativo grande el motor marchará por largo tiempo,
abriendo la válvula de control una cantidad mayor. Esta es la acción apropiada dado que un
V ermr bastante negativo significa que la medida de la concentración de C02 es baja por una gran
cantidad.
Este sistema de control de atmósfera tiene atrasos de transferencia y de transporte muy
grandes. El atraso de transporte es debido a la necesidad de enviar una nueva muestra de la
atmósfera a través del tubo de conducción hacia el detector de C02. Este conducto
generalmente es bastante largo en un carburizador, quizá 50 pies o más. El atraso de
transferencia depende de qué tan rápidamente un cambio en el flujo del gas de carbura ción
puede hacer sentir sus efectos en toda la cámara de carburación. Como podemos imaginarlo,
esto no sucede rápidamente. Debido a estos grandes atrasos, nunca se intenta un control
continuo de atmósferas de carburación. En lugar de ésto, una acción de control es seguida por
3 minutos de no control. Al final de los 3 minutos, se inicia otra acción de control si es
necesario.
12-8 CONTROL DE HUMEDAD RELATIVA EN UN

PROCESO DE HUMEDECIMIENTO DE TEXTILES
En ciertos procesos de acabado de textiles, la pieza textil en movimiento se pasa a través de
una cámara de humedecimiento para humedecerla y suavi
zarla. La humedad relativa en la cámara se mantiene a un nivel alto por medio de agua
vaporizada en un ducto a través del cual recircula el aire de la cámara. La distribución de este
sistema se ilustra en la Figura 12-16(a)) .
La pieza textil en movimiento entra a la cámara de humedecimiento a través de la pared
izquierda. Pasa por varios rodillos móviles a medida que avanza por la cámara hacia donde
sale por la pared derecha. La pieza está seca cuando entra a la cámara y húmeda cuando la
deja, de modo que constantemente se está absorbiendo vapor del agua del aire. Esta pérdida
de vapor de agua debe reponerse constantemente para mantener la humedad relativa en el
valor apropiado (del orden del 80%).
El vapor de agua se repone empujando el aire de la cámara hacia el ducto de recirculación
en el lado derecho de la Figura 12-16(a). A medida que el aire pasa a través del ducto de
recirculación, encuentra un conjunto de boquillas de vaporización. Absorbe algo de vapor de
agua de la neblina creada y regresa por la izquierda a la cámara de humedecimiento.
La cantidad de vapor de agua que absorbe el aire a medida que fluye a través del ducto de
recírculación depende del flujo de agua admitido por las boquillas de vaporización. Este flujo
se controla por medio de la válvula neumática de diafragma que se encuentra en la línea de
alimentación de agua. Si la válvula está bastante abierta permite un mayor flujo de agua hacia
las boquillas vaporizadores, lo cual produce un mayor humedecimiento.
La válvula de control de diafragma es del tipo electroneumático mostrado en la Figura 10-
4. La cantidad de abertura de la válvula es proporcional a la cantidad de corriente a través de
la bobina electromagnética de entrada la cual mueve el brazo de balanza. Por tanto, la rata de
flujo de agua y la cantidad de neblina están determinadas por la cantidad de corriente
entregada a la bobina. El aparato electroneumático está diseñado para que responda a una
corriente en el rango de 2 a 10 mA. Es decir, si la corriente por la bobina cae a 2 mA menos,
la válvula queda completamente cerrada. Si la corriente aumenta por encima de 10 mA, la
válvula abre ampliamente. Para valores de corriente entre 2 y 10 mA, la válvula está en
alguna parte del rango de operación entre gran abertura completamente cerrada.
La bobina de detección está manejada por un op amp conversor voltaje- corriente. El
funcionamiento de un conversor voltaje-corriente se explicó en la Sección 8-9. El circuito
electrónico que maneja la bobina detectora se muestra en la Figura 12-16(b). Veamos cómo
funciona.
El puente de Wheatstone está manejado por una fuente ac estable de 10 V rms. Un
transductor de humedad higroscópico (higrómetro) es utilizado como resistencia R :i . Un
higrómetro resistivo debe excitarse solamente por un voltaje ac. Si una corriente de lo
atraviesa durante cualquier cantidad de tiempo, quedará químicamente polarizado, y sus
características cambiarán. Por tanto, no puede utilizarse en un puente de Wheatstone de de.
Este transductor tiene las características mostradas en la gráfica de la Figura ll-22(b). El dato
importante de dicha gráfica y que nos concierne es:
Humedad relativa Resistencia

80% 3,7 K
(a)
(b)
Figura 12-16. Sistema de humedecimiento de una pieza de tela, (a) Distri bución
física de la cámara de humedecimiento y de los tubos de conduc ción del agua,
(b) Circuito para detectar y controlar la humedad.
529
Asumamos que la humedad en la cámara de humedecimiento de textiles está al 80L, lo

cual es el centro del rango aceptable. El valor de ñ;i es entonces 3,7 K. El voltaje de salida ac
del puente de Wheatstone, V es igual a la diferencia entre el voltaje a través de R., y el voltaje
a través de R.¡, o:
V — V — V
' puente — ' R * * R A •
VH puede calcularse como:
Vf., R 2 600 Q
10 V rms “ R z -f R¡ “ 600 Q. % 150 ü’
V R; = 8.0 V rms.
Cuando la humedad relativa es igual al 80%, V R está dado por:
V Rl R4 4.7 K
10 V rms R.-j-R, 4,7K + 3,7K’
V R I = 5,6 V rms.
Por tanto, al 80% de HR,
y puente — 8,0 V rms — 5.6 V rms = 2,4 V rms.
El voltaje de pico entregado'a los terminales ac del puente rectificador está dado por:
=(l,41)(KpuenI«) - 1,41(2.4 V) = 3,4V„
El puente rectificador introduce una caída total de voltaje de 0,4 V dado que el voltaje
aplicado debe atravesar dos diodos de germanio de 0,2 V cada uno. Por tanto,
V in = 3,4 Vp -0,4 V = 3,0 V de,
lo cual es el voltaje de de entrada al op amp conversor voltaje-corriente. La corriente a través
de la bobina de carga puede calcularse a partir de la Ecuación (8-8):
Re 3.0 V
/= 6.0 mA.
500 Í2
Por tanto la bobina detectora es atravesada por una corriente de 6 mA cuando la humedad
relativa en la cámara de humedecimiento es del 80%. 6 mA es la mitad del rango de corriente
de posicionamiento de la válvula de control actuada por diafragma, de modo que la válvula se
encontrará a la mitad de abertura.
Ahora si la humedad en la cámara de humedecimiento cayese por debajo del 80% por
alguna razón, veamos qué podría suceder. La resistencia del higrómetro aumentaría
produciendo una caída de voltaje reducida a través de R. Esto desbalanceará más el puente
haciendo que se vuelva más grande . Un mayor Upuinu. desembocará en una mayor corrien
te de de entrada af circuito del op amp, haciendo que fluya más corriente a través de la bobina
detectora. Esto abre más la válvula de alimentación de agua y tiende a hacer que la humedad
regrese al 80%.
Tratemos de calcular en cuánto tendrá que caer la humedad relativa con el objeto de abrir
completamente la válvula de alimentación de agua.
Control de humedad de una bodega / 531
Para abrir completamente la válvula, se requiere una corriente de 10 mA por la bobina

detectora. Por tanto, Vjn está dado por:
V¡ n = (10 mA)(500 Q) = 5.0 V.

Para tener 5 V entregados al condensador de filtro de 10 yuF, el voltaje de pico de entrada al
puente rectificador debe ser 5,4 Vp dado que 0,4 V caerán a través de los diodos. Por tanto el
voltaje de salida rms del puente de Wheatstone debe ser:
1,41 5,4 V
puente 3,9 V rms.
1,41
Para un voltaje de salida de 3,9 V rms, el voltaje a través de R 4 debe
ser:
V Rl = V Rt - KpuenIe = 8,0 V - 3,9 V = 4,1 V rms.
Si el voltaje a través de R 4 es igual a 4,1 V rms, el voltaje a través de P3 está dado por:
V R¡ = 10,0 V - 4,1 V = 5,9 V rms.
Por tanto podemos encontrar el valor de la resistencia i?:) a partir de:

£3 = jV R*
R3 5,9 V
4,7 K 4,1 V’
R 3 = 6,8 K.
Esto significa que si la resistencia de R 3 aumenta a 6,8 K,' la bobina detectora hará que la
válvula de agua se abra completamente. Del gráfico de la Figura ll-22(b) podemos encontrar la
humedad relativa que háría que la resistencia del transistor sea 6,8 K. Esta humedad es del
orden del 70% HR. Por tanto es necesaria una caída al 70% de la humedad relativa para
producir un flujo total de agua hacia las boquillas vaporizadoras.
12-9 CONTROL DE HUMEDAD DE UNA BODEGA

En las bodegas de almacenamiento, es esencial que la humedad relativa se mantenga por
encima de un cierto nivel. Dos buenos ejemplos son las bodegas que almacenan explosivos y
las bodegas que almacenan granos. Para estos dos tipos de mercancía, es peligroso permitir
que la humedad relativa caiga por debajo del 50%. Si el polvo del grano se vuelve demasiado
seco, podría ocurrir combustión espontánea. También los explosivos son difíciles de manejar y
almacenar bajo condiciones muy secas. La Figura
12- 17(a) muestra un método para mantener la humedad ambiente de una bodega por encima
de un valor seguro.
Este sistema de control es un sistema Todo o Nada. El ventilador de recirculación de aire
funciona continuamente, distribuyendo aire por igual a todas partes del área de
almacenamiento. Esto asegura un ambiente uniforme a lo largo de toda la bodega, previniendo
que se forme cualquier bol-
Válvula solenoide
(b)
Figura 12-17. (a) Sistema tísico para m a n t e n e r la humedad de una bodega. (b)
El sicómetro detector y circuito de control del flujo de agua.
532
Control de humedad de una bodega / 533
sa seca. Cuando se abre la válvula solenoide del agua, permite que el agua alcance la serie de
goteros localizados en el ducto de aire adelante del ventilador. El ventilador de aire recirculante
hala el aire a través del techo de la bodega y lo forza a pasar a través de los goteros. El aire en
movimiento absorbe algo de esta agua en gotas, y entonces el aire humedecido es distribuido
por un ducto principal a las diferentes localidades a lo largo de la bodega.
La señal para activar el agua se origina en la cámara de muestreo de bulbo seco-húmedo.
Una corriente continua de aire del área de almacenamiento es halada hacia la cámara de
muestreo por un pequeño ventilador. La muestra de aire pasa por ambos bulbos de temperatura,
tal como se describió en la Sección 11-9-2. El aire siempre es halado hacia la cámara de
muestreo en lugar de empujarlo, de modo que no se imparte energía calo rífica a la muestra de
aire por medio de las aspas del ventilador. Esto podría producir lecturas erróneas de
temperatura. También, el bulbo seco siempre está localizado cerca de la entrada de la cámara de
muestreo. Esto es así para evitar que el bulbo seco pueda ser afectado por humedad captada por
el aire en su paso por el bulbo húmedo.
En este sistema, los detectores de temperatura son RTDs de hilo de níquel.
Las RTDs de níquel presentan una resistencia de 20 K a 60"F. El bulbo seco está
localizado en un puente de Wheatstone en la posición de R 4, y la RTD del bulbo húmedo está
localizada en la posición de R :i tal como se muestra en la Figura 12-17(b). Las resistencias de
las RTDs se han denominado R tm y Rhum, respectivamente. El lado izquierdo del puente de
Wheatstone divide igualmente la fuente de de 10 V, dado que R x es igual a R. ¿ . El lado derecho
del puente no la dividirá igualmente dado que R hum será menor que R sec(1, debido a su menor
temperatura. Por tanto el puente estará desbalanceado, con el voltaje de salida del puente
entregando la señal al op amp 1. Este voltaje de entrada está identificado como V puente en la
Figura 12-17(b).
La relación entre la humedad relativa y Upucme es la siguiente: A medida que disminuye
la humedad relativa, la diferencia de temperatura entre los bulbos se vuelve más grande |
refiérase a la Figura 11 -23(d) ]. A medida que aumenta la diferencia de temperatura, la
diferencia entre físeco y R hum también aumenta, llegando el puente más hacia desbalance. Por
tanto, una disminución de la humedad relativa se traduce en un aumento de V
v
p u e n t e*
En este sistema, la temperatura del área de almacenamiento se mantiene cercana a los 60"F
por medio de un sistema de control de temperatura independiente. Si la humedad relativa cae
por debajo del nivel aceptable, el 50%, la diferencia de temperatura entre los bulbos alcanzará
10"F. Esto se muestra en la Figura 11-23(b). Encuentre la fila que indica una temperatura de
bulbo seco de 60"F. Muévase a lo largo de dicha fila hasta la columna que indica una diferencia
de temperatura de 10"F; el valor de humedad relativa es del 49%. Por tanto, si la diferencia de
temperatura entre los bulbos es mayor que 10"F, esto significa que la humedad es demasiado
baja y debe corregirse.
Ahora calcularemos el valor de V p , p a r a una diferencia de temperatura de 10"F. El
alambre de níquel tiene un coeficiente térmico de resisten
cia del orden de 0,42%/“F (0,0042/°F). Este valor puede obtenerse de la Figura 11-9 (a).
Por tanto, si la diferencia de temperatura es de 10°F, fi seco y R hum diferirán en 4,2% dado
que (0,42%/°F) (10"F) = i,27,. Esto significa que R hum será 19,19 K para una diferencia de
temperatura de 10"F, dado que:
20K — 19,19 K _ . Q Q / p 19,19 K

Bajo estas condiciones, Vpueme está dado por:
Fpuen.e = F*sec()- V R , = V Rmc0 - 5,00 V (12-4)
El voltaje a través de R seco está dado por:
J'flseco Rsectt 20 K
10 V ~ R mo + R hum ~ 20 K + 19,19 K '
De la Ecuación (12-4), V puente está dado por:
Fpuen.e = 5,10 V - 5,00 V = 0,10 V
Esto significa que si Vpueme alcanza un valor de 0,10 V, la humedad re lativa ha caído
demasiado bajo y debe corregirse.
VpUe„u. es amplificado por el op amp 1 amplificador noinversor, el cual tiene una
ganancia de voltaje de 80. Por tanto cuando Vpueme alcanza 0,10 V, V„ut, alcanza:
F011l, = 80( Fpuente) = 80(0,10 V) = 8,0 V.
El op amp 2 es un comparador de voltaje, como el discutido en la Sección 8-2. Compara

el valor de V„ut, con + 8,0 V. La referencia de 8 V es proporcionada por el divisor de voltaje 7
K/8 K en la Figura 12-17(b). Si V.mt, es menor de +8,0 V, la salida del comparador de voltaje
es —13 V. Si Vuu., es mayor que +8,0 V, la salida del comparador de voltaje es + 13 V. Por
tanto V„u., conmuta de — 13 V de a + 13 V de cuando V„ut, alcanza + 8,0 V. Cuando esto
sucede, el transistor Q l entra en CONDUCCION y energiza el relé R. Este relé cierra un
contacto en el circuito de 115 V ac, lo cual energiza la válvula solenoide del agua. Esto agrega
humedad al aire recirculante, llevando con esto la humedad relativa al 50%.
En este sistema de control, la humedad relativa deseada puede cambiarse fácilmente,
simplemente cambiando el valor de la resistencia de 8 K en el divisor de voltaje que alimenta
al op amp 2.
1. En la Figura 12-l(b), ¿cuál es el objeto del circuito R C en paralelo con el triac?

2. En la Figura 12-l(a), ¿cuál podría ser la mejor localización física de la sonda termistor?
3. En la Figura 12-1 (b), si R, fuera más grande, ¿el motor giraría más rápido o más lento? Explique.
Las preguntas 4 a 8 se refieren a la Figura 12-2.

4. Explique el propósito del pot de ajuste de expansión.
5. Explique el propósito del pot de valor de referencia cero.
6. Si Vout.pasa a + 12,5 V, ¿cuál sería la caída de voltaje a través de R H 1
7. Explique justamente por qué en el transistor Q,, el voltaje de colector a tierra es igual al
voltaje de emisor a tierra (pero de polaridad opuesta).
8. Si la máxima corriente a través de la bobina de carga fuese 11 mA y se desease corregirla
a 10 mA, ¿en qué dirección giraría el pot de ajuste de máxima corriente: hacia el
aumento o la disminución de su resistencia? Explique.
Las preguntas 9 y 10 se refieren a la Figura 12-4.
9. ¿Por qué es troceada la señal de proveniente del puente de Wheatstone?
10. Explique por qué Vout, debe invertirse antes de aplicarse a R 2 y
11. Si se encontrase que la cantidad de tiempo que el motor de arrastre estuvo marchando no
fue suficiente, que toma muchas correcciones para regresar la tensión al rango aceptable,
¿qué podría hacer acerca de esto? ¿Qué cambiaría en el circuito?
12. Explique cuidadosamente la operación de D5 y D6.
13. Si la lámpara atenuara su luz, explique las consecuencias.
14. ¿Cuál es el objeto de R,?
Las preguntas 15-18 se refieren a la Figura 12-9.
15. ' ¿Cuál es el objeto del pot de tara?
16. ¿Qué sucederia si el devanado de tara ( S B ) se conectase invertido (Si se invirtiese la
fase?).
17. ¿Por qué es importante que el circuito de pesaje en si fuese blindado al ruido?
18. ¿Cuál es el objeto del llenado lento en un sistema automático de pesaje?
Las preguntas 19 a 22 se refieren a las Figuras 12-13, 12-14 y 12-15.
19. ¿Qué hace el demodulador (el diodo y C,)?
20. ¿Qué hace la combinación C-, C(i, C7, R ¡ 0 , /?,,?
21. ¿Por qué es importante tener la celda de referencia llena con oxígeno y herméticamente
cerrada contra escapes?
22. ¿Por qué C9 tiene que ser un condensador no polarizado?
23. ¿Por qué el puente de Wheatstone debe ser ac y no de?
24. ¿Cuál es el objeto de la combinación R b -C¡ delante del conversor voltaje-corriente?
25. ¿Si R fuese más grande, tendría esto a aumentar el valor de referencia de humedad o a
2
bajarlo? Explique.
536 /Nueve ejemplos de sistemas industriales de bucla cerrada
26. 6Qué modo de control se utiliza en la Figura 12-17?

27. ¿Cuál es el objeto del diodo en paralelo con la bobina del relé R ‘ i
28. Si se desease aumentar el valor de referencia de H R . aumentaría la resistencia de 8 K o la disminuiría?
Explique.
13
Sistemas de control de
velocidad
de motores
En la mayoría de las situaciones industriales, los motores son operados directamente de las
líneas de alimentación ac o de. Es decir, los terminales de los devanados del motor están
conectados directamente a las líneas que entregan la corriente eléctrica. En estas situaciones, el
funcionamiento del motor está determinado por la naturaleza de la carga mecánica conectada a
su eje. En pocas palabras si la carga es fácil de manejar el motor tenderá a entregar un torque
relativamente pequeño, y girará a alta velocidad. Si la carga es difícil de manejar, el motor
tenderá a entregar un gran torque, y girará a baja velocidad. Lo importante es que el funcio-
namiento del motor está determinado por su carga (para un voltaje de alimentación fijo), y el
operador no tiene control sobre su operación.
En las situaciones industriales modernas, hay muchas aplicaciones que requieren que el
operador sea capaz de intervenir para controlar la velocidad del motor. Dicho control
generalmente es realizado con tiristores. La combinación del motor, los tiristores controladores,
y los componentes electrónicos asociados se conocen como sistema de control de velocidad
o sistema operador.
537
OBJETIVOS

1. Explicar los dos métodos básicos de ajuste de velocidad de un motor shunt de
2. Discutir las ventajas y desventajas relativas del ajuste de velocidad de un motor de desde el campo y desde la
armadura
3. Explicar por qué el control de armadura con tírístores es superior a cualquier otro método para controlar la
velocidad de un motor de
4. Discutir como la FCEM (fuerza contra-electromotriz) realimentada puede utilizarse para mejorar la regulación de
carga del motor
5. Calcular la regulación de carga de un motor, dada la gráfica de velocidad en el eje versus torque de carga (o
caballos de fuerza)
6. Explicar el funcionamiento de los sistemas operadores con tiristor monofásico y trifásico que se presentan
7. Explicar el funcionamiento de un sistema operador reversible controlado por contactores
8. Describir los principios básicos de operación de los sistemas operadores ac de frecuencia variable que utiliza
inversores o convertidores
13- 1 MOTORES DC—CARACTERISTICAS Y OPERACION

Los motores de son importantes en el control industrial porque son más adaptables que los
motores ac de campo rotatorio a sistemas de velocidad ajustable.
La Figura 13-1 muestra el símbolo esquemático de un motor shunt de. El devanado de
campo del motor está dibujado como una bobina. Físicamente, el devanado de campo está
compuesto por muchas vueltas de alambre delgado (alta resistencia) enrolladas alrededor de
los polos de campo. Los polos de campo son núcleos de metal f'erromagnético, los cuales
están adheridos al estator de la máquina. La alta resistencia del devanado de campo limita la
corriente de campo a un valor razonablemente pequeño, permitiendo que pueda conectarse
directamente a las líneas de alimentación de. Sin embargo, la corriente de campo
relativamente pequeña (/f-) es compensada por el gran número de vueltas del devanado de
campo, permitiendo que se cree así un campo magnético fuerte.
El devanado de campo no es afectado por cambios en las condiciones de la armadura. Es
decir, a medida que la corriente de armadura varía como resultado de variaciones en la carga,
la corriente del devanado de campo permanece esencialmente constante, y la fuerza del campo
magnético resultante permanece constante. La corriente de campo puede encontrarse
fácilmente a partir de la ley de Ohm:
donde Vs. es la fuente de voltaje aplicado al devanado de campo | Figura 13-1 (a)| y R f es la
resistencia de del devanado.
. Motores DC—Características y operación / 539
Fuente
de
Armadura
(c)
Figura 13-1. (a) Representación esquemática de un motor shunt de. (b) Un reóstato
en serie con el devanado de campo para controlar la velocidad del motor, (c) Un
reóstato en serie con la armadura para controlar la velocidad del motor.
El devanado de armadura se muestra en la Figura 13-l(a) como un círculo conectado por

dos pequeños cuadrados. Está dibujado así porque el devanado de armadura está construido en
el rotor cilindrico de la máquina y la corriente es llevada hacia y desde el devanado de
armadura por medio de escobillas de carbón que hacen contacto con los segmentos del colector
(conmutador).
El devanado de armadura de un motor de está construido relativamente de pocas vueltas
de alambre más grueso, de modo que su resistencia de es baja. La resistencia del devanado de
armadura de un motor de de mediana o gran potencia generalmente es menor que 1 ohmio.
Cuando se aplica primero potencia al devanado de armadura, solamente la Asistencia
óhmica de del devanado está disponible para limitar la corriente, de modo que la corriente que
toma en un primer instante es bastante grande. Sin embargo, a medida que el motor comienza a
acelerarse, comienza a inducir (generar) una FCEM debido a que simultáneamente opera como
generador. Esta FCEM se opone al voltaje aplicado y limita la corriente de armadura a un valor
razonable.
Cuando el motor de ha alcanzado su velocidad nominal de operación, su FCEM es casi el
90'/ del voltaje aplicado a la armadura [ V s en la Figura 13-1 (a)] . La caída de voltaje IR a
través de la resistencia del deva
540 / Sistemas de control de velocidad de motores
nado de armadura equivale al lO ( / ( del voltaje aplicado, despreciando cualquier caída de voltaje
en las escobillas.
La magnitud exacta de la FCEM generada por el devanado de arma- - dura depende de dos
factores:
a. La fuerza del campo magnético. A mayor fuerza del campo magnético, mayor tiende a ser la
FCEM.
b. La velocidad de rotación. A mayor velocidad mavor tiende a ser la FCEM.
La Ecuación (13-2) expresa la dependencia que tiene la FCEM de la fuerza del campo y de
la velocidad de rotación:
E c = kB(RPM). (13-2)
En la Ecuación (13-2), E c significa la FCEM creada por el movimiento del devanado de

armadura, B significa la fuerza del campo magnético creado por el devanado de campo, y RPM
es la velocidad de rotación en revoluciones por minuto. La constante de proporcionalidad k
depende de las características de construcción de la armadura (número de vueltas del devanado,
longitud de los conductores, etc.).
La ley de voltaje de Kirchhoff aplicada a la malla de la armadura está expresada en la
Ecuación (13-3), la cual simplemente significa que el voltaje aplicado a la armadura es igual a
la suma de las caídas de voltaje en la armadura. La suma de las caídas de voltaje en el devanado
de armadura es igual a la FCEM sumada con la caída de voltaje resistiva IR, nuevamente
despreciando los pequeños efectos de las escobillas.
(13-3)
En la Ecuación (13-3), R A significa la resistencia de del devanado de armadura, y desde luego I A

es la corriente de armadura.
13- 1-1 Variación de la velocidad de un motor shunt de

Básicamente, hay dos maneras de variar la velocidad de rotación de un motor shunt de:
a. Ajustando el voltaje (y corriente) aplicado al devanado de campo. A medida que el voltaje

de campo se incrementa, la velocidad del motor disminuye. Este método está sugerido en la
Figura 13-1 (b).
b. Ajustando el voltaje (y corriente) aplicado a la armadura. A medida que se incrementa el
voltaje de armadura, la velocidad del motor aumenta. Este método está sugerido en la Figura
13-l(c).
Control de campo. Veamos ahora cómo opera el método a, ajuste del voltaje de campo. A
medida que el voltaje de campo se incrementa, por ejemplo, reduciendo R v en la Figura 13-l(b),
la corriente de campo se incrementa. Esto produce un campo magnético más fuerte, el cual
induce una mayor
Motores DC—Características y operación / 541
FCEM en el devanado de armadura. Esta FCEM más grande tiende a oponerse al voltaje de
aplicado y entonces reduce la corriente de armadura, I A . Por consiguiente, un aumento en la
corriente de campo hace que el motor disminuya su velocidad hasta el punto que la FCEM
inducida regrese a su valor normal (aproximadamente).
Por otro lado, si la corriente de campo se reduce, el campo magnético se debilita. Esto
produce una reducción en la FCEM inducida por la rotación del devanado de armadura. La
corriente de armadura aumenta, forzando el motor a girar más rápido hasta que la FCEM sea de
nuevo aproximadamente igual a lo que era. La reducción en la fuerza del campo magnético es
“compensada” por un aumento en la velocidad de armadura.
Este método de control de velocidad tiene ciertas características buenas. Puede realizarse
por un reóstato pequeño y barato, dado que la corriente en el devanado de campo es
relativamente baja debido a la gran R F . También, debido al bajo valor de I F , el reóstato R v no
disipa mucha potencia. Por consiguiente este método es eficiente en energía.
Sin embargo, hay una gran desventaja al controlar la velocidad desde el devanado de
campo: Para aumentar la velocidad, se debe reducir I F y debilitar el campo magnético, con esto
disminuye la habilidad de producción de torque del motor. La habilidad de un motor para crear
torque depende de dos factores: la corriente en los conductores de la armadura y la fuerza del
campo magnético. A medida que I F se reduce, el campo magnético se debilita y la habilidad de
producción de torque del motor disminuye. Desafortunadamente, es justamente ahora cuando
el motor necesita toda su habilidad de producción de torque, dado que probablemente requiere
un torque más grande para operar la carga a una velocidad mayor.
Por tanto, hay un conflicto fundamental involucrado con el control de campo. Para hacer
que el motor gire más rápido, lo cual requiere que entregue más torque, debemos hacer algo
que tienda a robarle al motor su habilidad para producir torque.
Control de armadura. Desde el punto de vista de producción de torque el método b, control

de armadura, es mucho mejor. A medida que el voltaje y la corriente de armadura se
incrementan [por la reducción de R v en la Figura 13-1 (c)], el motor comienza a girar más
rápido, lo cual normalmente requiere más torque. La razón del aumento de la velocidad es que
el aumento del voltaje de armadura demanda un incremento en la FCEM para limitar el
incremento de la corriente de armadura a una cantidad razonable. La única manera como puede
incrementarse la FCEM es haciendo que el devanado de armadura gire más rápido, dado que la
fuerza del campo magnético es fija. En esta instancia, todos los ingredientes están presentes
para aumentar la producción de torque dado que la fuerza del campo magnético se mantiene
constante e I A es incrementada.
El problema con el método de control de armadura de la Figura 13-1 (c), es que R v , el
reóstato, debe manejar la corriente de armadura, la cual es relativamente grande. Por tanto el
reóstato debe ser físicamente grande y costoso, y disipará una cantidad de energía considerable.
De los métodos ilustrados en las Figuras 13-1 (b) y (c), el método de control de campo es
el usualmente preferido.
13- 2 CONTROL POR TIRISTOR DE VOLTAJE Y
CORRIENTE DE ARMADURA
Como vimos en el Capítulo 4, un SCR puede ejecutar la mayoría de los trabajos de un reóstato
en el control del promedio de la corriente a una carga. Además, un SCR, o cualquier tiristor de
potencia no tiene los inconvenientes de los reóstatos de alta potencia. Los SCR son pequeños,
baratos, y eficientes en energía. Es por consiguiente natural acoplar el motor shunt de y el
SCR para proporcionar control de velocidad por control de armadura. La distribución general
de un sistema de control de velocidad con SCR se ilustra en la Figura 13-2.
SCR
Armadura
Figura 13-2. Un SCR en serie con la armadura para controlar la velocidad del
motor.
En la Figura 13-2, la fuente ac es rectificada para proporcionar poten cia de para el

devanado de campo. El SCR proporciona control y rectificación de media onda al
devanado de armadura. Cebando tempranamente el SCR, el promedio del voltaje y la corriente
de armadura se incrementa, y el motor puede girar más rápido. Cebando tardíamente el SCR
(aumentando el ángulo de disparo), se reduce el promedio de voltaje y la corriente de
armadura, y el motor gira más lento. El circuito de control de disparo de puerta puede ser un
circuito de bucla abierta o un circuito corrector automático de bucla cerrada.
Desde luego, la Figura 13-2 no es el único arreglo aceptable de una armadura y un SCR.
Cualquiera de los circuitos mostrados en las Figuras
4- 11 ó 4-13(b) puede también trabajar, con el circuito de armadura como circuito de carga.
Los circuitos de las Figuras 4-11 y 4-13(b) aun son preferibles al circuito de la Figura 13-2
porque proporcionan control de potencia de onda completa en lugar de control de media
onda.
13- 3 SISTEMA DE CONTROL DE VELOCIDAD MONOFASICO

Y DE MEDIA ONDA PARA UN MOTOR SHUNT DC
La Figura 13-3 muestra un circuito simple de media onda para controlar la velocidad a un
motor de. La velocidad del motor se ajusta por medio del pot de ajuste de velocidad de 25 K.
A medida que el pot es movido hacia
542
Sistema de control de velocidad monofásico y de media onda para un . . . / 543
arriba (su contacto móvil se mueve alejándose de tierra) crece la velocidad del motor. Esto
sucede debido a que el voltaje de puerta respecto a tierra se hace una porción más grande del
voltaje de línea ac permitiendo que el voltaje de puerta a cátodo alcance el voltaje de disparo
del SCR más pronto en el ciclo.
A medida que el pot de ajuste de velocidad se mueve hacia abajo, el voltaje de puerta a
tierra se vuelve una pequeña porción del voltaje de línea, de modo que toma más tiempo para
que V(;K alcance el valor necesario para cebar el SCR.
La relación entre la velocidad y el ángulo de disparo para este sistema está graficada en la
Figura 13-3(b). Como puede verse, es imposible que el motor alcance el ÍOOC de su
velocidad nominal porque el sistema solamente puede entregar potencia de media onda a la
armadura.
Este sistema tiene una característica deseable la cual tiende a estabilizar la velocidad del
motor aun frente a cambios en la carga. Esta característica se denomina realimentación de
FCEM. Veamos como trabaja.
Supongamos que el pot de ajúste de velocidad está posicionado para producir una
velocidad en el eje de 1.500 rpm. Si el torque de la carga en el motor se aumenta, hay una
tendencia del motor a girar más lento. Esto hace que la FCEM disminuya ligeramente,
permitiendo que aumente el flujo de corriente de armadura. La incrementación de la corriente
de armadura proporciona el empuje necesario en torque para operar esta carga más pesada.
Esta es la reacción natural de todos los motores.
En el sistema de la Figura 13-3 cuando la FCEM decrece, el voltaje de cátodo a tierra (V K)
decrece, dado que VK depende en gran parte de la FCEM generada por el devanado de
armadura. Si VK disminuye, el cebado del SCR se sucede más pronto porque V(. no tiene que
aumentar tanto como antes para hacer a VCK lo suficientemente grande para cebar el SCR. Por
tanto, un aumento en el torque de carga automáticamente produce una reducción en el
ángulo de disparo y un consecuente aumento en el promedio de voltaje y la corriente de
armadura. Esta acción mantiene a la velocidad del motor prácticamente constante, aun frente a
variaciones en el torque de carga. La gráfica de velocidad del motor versus tor que de carga se
presenta en la Figura 13-3(c), asumiendo una velocidad inicial en vacío de 1.500 rpm.
La habilidad del sistema de control de velocidad para mantener la velocidad del motor
ligeramente constante frente a variaciones en la carga se denomina regulación de carga.
Como fórmula, la regulación de carga está dada como:
RPMi - RPMPL
reg. de carga = (13-4)
RPMPL
donde RPMV significa la velocidad de rotación en vacío (sin carga). La frase en vacío
significa que el torque resistente de la carga que tiende a disminuir la velocidad del motor es-
igual a cero. RPMpl significa la velocidad de rotación a plena carga, lo cual significa que el
torque resistente de la carga que tiende a disminuir la velocidad del motor es máxima. Pue de
verse de la Ecuación (13-4) que entre más pequeño sea el cambio en velocidad desde la
condición de vacío a la condición dé plena carga, más
544 /Sistemas de control de velocidad de motores
0------
1
de
(puede ser Campo
rectificada)
t
O
% de la Velocidad en
velocidad el eje del
nominal motor (rpm)
1.475
Torque
/
disparo (grados) Plena
carga
(b) (c)
Figura 13-3. (a) Diagrama esquemático de un circuito operador de media onda con SCR. (b)
Gráfica de velocidad en el eje versus ángulo de disparo para el circuito de la parte (a), (c)
Gráfica de velocidad en el eje versus torque para un valor fijo determinado del pot de ajuste de
velocidad en la parte (a).
pequeña es la regulación de carga. Por tanto, entre más pequeño sea el valor de la regulación
de carga, mejor será el sistema de control.
El sistema operador de la Figura 13-3 proporciona buena regulación de carga. Esta es otra
ventaja sobre los métodos de control de velocidad des critos en la Sección 13-1.
Otro sistema monofásico de control de velocidad / 545
Como ejemplo específico del cálculo de regulación de carga, refirámonos a la Figura 13-
3(c). Podemos ver que la velocidad en vacío es de 1.500 rpm y que la velocidad de plena carga
es de 1.475 rpm. Por tanto, la regulación de carga está dada por:
reg.de carga --------------f—- - ----------— =0,017 o 1,7%

1.475 rpm
Para muchas aplicaciones industriales, una regulación de carga del 1,7'7 es bastante adecuada.
13- 4 OTRO SISTEMA MONOFASICO DE CONTROL DE VELOCIDAD
La Figura 13-4 muestra otro circuito de control de velocidad. Veamos como funciona.
La potencia ac de entrada es rectificada por un puente rectificador de onda completa, cuyo
voltaje de salida de pulsante se aplica al circuito de control de armadura. La corriente directa
pulsante de salida del puente también se aplica al circuito de control de armadura. El
condensador C se carga por la corriente que fluye hacia abajo a través de la baja resistencia del
devanado de armadura, a través de D¿ y del pot de ajuste de velocidad, y de la placa superior
del condensador. El condensador se carga hasta cuando alcanza el voltaje de disparo del diodo
de cuatro capas. En este instante, el diodo de cuatro capas permite que parte de la carga del
condensador se vacíe hacia la puerta del SCR, cebando el SCR. El ángulo de disparo se
determina por la resistencia del pot de ajuste de velocidad, la cual determina la velocidad de
carga de C.
Figura 13-4. Otro circuito manejador con SCR. La regulación de carga de este circuito será
superior a la regulación de carga en la Figura 13-3. En este diagrama no se muestra el circuito de
campo.
El diodo D3 suprime cualquier reacción de inducido que se produzca por el devanado

inductivo de armadura a la terminación de cada semici-
cío. Cuando el SCR se BLOQUEA al final de un semiciclo, continúa circulando corriente en la

bucla armadura-D;í durante un corto período. Esto disipa la energía almacenada en la
inductancia de la armadura.
El propósito de la combinación f?,-/), es el de proporcionar un camino de descarga del
condensador C. Recordemos que el diodo de cuatro capas no pasa totalmente a cero voltios
cuando se dispara. Por tanto el condensador no está habilitado para vaciar toda su carga a
través del circuito puerta-cátodo del SCR. Parte de la carga permanece en la placa superior de
C aun después de cebado el SCR. A medida que las pulsaciones de la fuente de se aproximan a
0 V, la carga remanente en C es descargada al devanado de campo a través deR¡ y D l . Por
tanto el condensador comienza la próxima pulsación del puente completamente descargado.
Este sistema también proporciona realimentación de FCEM, y por consiguiente tiene
buena regulación de carga. Veamos como opera la realimentación de FCEM.
Supongamos que el pot de ajuste de velocidad está posicionado de tal manera que produce
una velocidad al eje de 2.000 rpm a un cierto torque resistivo. Si por alguna razón aumentase
la carga, loj primero que el motor hace es bajar un poco su velocidad para admitir más
corriente de armadura. Cuando esto sucede, la FCEM de la armadura decrece un poco.
A medida que la FCEM disminuye, aumenta el voltaje disponible para cargar el
condensador C. Esto sucede debido a que el voltaje disponible para cargar el condensador es la
diferencia entre el voltaje pulsante del puente y la FCEM creada por la armadura. Esto puede
entenderse si nos referimos a las marcas de polaridad de la FCEM en la Figura 13-4.
Con más voltaje disponible para cargar C, es natural que C se cargará más pronto al
voltaje de disparo, de este modo aumenta el voltaje promedio entregado a la armadura. Esto
corrige la tendencia del motor a girar más lento y lo lleva de regreso prácticamente a la misma
velocidad de antes.
13- 5 CONTROL REVERSIBLE DE VELOCIDAD

Algunas aplicaciones de control de velocidad en la industria requieren que la rotación de un
motor sea reversible. Es decir, el motor debe ser capaz de girar a uno y otro lado del sentido
de las manecillas del reloj, además de tener velocidad ajustable. La inversión de la dirección
de rotación puede efectuarse de dos maneras:
a. Invirtiendo la dirección de la corriente de campo, manteniendo la misma dirección de la

corriente de armadura.
b. Invirtiendo la dirección de la corriente de armadura, manteniendo la corriente la misma
dirección de la corriente de campo.
El circuito de la Figura 10-27 muestra como puede invertirse la dirección de la corriente

de armadura en un sistema de control de media onda. La Figura 13-5 muestra como puede
invertirse la corriente de armadura en un sistema de control de velocidad de onda completa. El
método más
Control reversible de velocidad / 547
directo para invertir la corriente de armadura o la corriente de campo es utilizando

separadamente dos arrancadores de motor. El contactor directo hace que la corriente fluya a
través de la armadura en una dirección, mientras el otro contactor reversa, hace que la
corriente fluya en la dirección opuesta.
En la Figura 13-5(a), el contactor DIR se energiza al presionar el botón pulsador
ARRANQUE DIRECTO. Mientras el contactor REV se encuen-
Figura 13-5. Sistema operador reversible de onda completa con SCR. (a) Circuito de control de
arranque del motor, (b) Circuito de armadura. Los SCR se ceban en semiciclos alternados,
haciendo que el voltaje de armadura tenga la polaridad indicada. La dirección de la corriente de
armadura depende de cuál de los contactos, DIR o REV, están cerrados.
tre fuera en este momento, el contactor DIR se energizará y enclavará gracias a su contacto
N.A. en paralelo con el botón pulsador. El operador puede entonces liberar el botón
ARRANQUE DIRECTO,y el contactor energizado hasta cuando se presione el botón
pulsador PARADA.
En la Figura 13-5(b) puede verse que cuando están cerrados los contactos DIR, la
corriente fluye a través de la armadura de abajo hacia arriba, con esto produce rotación en una
cierta dirección (asumamos en el sentido de las manecillas del reloj). Cuando están cerrados
los contactos REV, la corriente de armadura fluye de arriba hacia abajo, de este modo produce
rotación en el sentido contrario de las manecillas del reloj. Como ya sabemos, la velocidad de
rotación se controla por el ángulo de disparo de los SCR.
El control de onda completa reversible sin utilizar dispositivos con contactos (contactores,
botones pulsadores, etc.) con el circuito de la Figura 13-6. En la Figura 13-6, la dirección de
rotación está determinada por el circuito de disparo que esté habilitado. Si está habilitado el
circuito de disparo directo, los dos SCR de la parte de arriba se cebarán en semiciclos
alternados de la línea ac, y enviarán corriente a través de la armadura de derecha a izquierda.
Si está habilitado el circuito de disparo invertido, los dos SCR de abajo se cebarán en
semiciclos alternados de la línea ac, y enviarán corriente a través de la armadura de izquierda a
derecha, como se indica. El método para habilitar un circuito de disparo mientras se inhabilita
el otro no se muestra en la Figura 13-6.
13- 6 S IS T E M A S O P E R A D O R E S T R I F A S I C O S P A R A M O T O R E S D C
Para motores de mayores que 10 hp, un sistema manejador trifásico es superior a un sistema
monofásico. Esto debido a que el sistema trifásico proporciona más pulsaciones de voltaje de
armadura por ciclo de la línea ac v con esto produce un promedio mayor de flujo de corriente
de armadura.
En la Figura 13-7(a) se ilustra el sistema manejador trifásico más simple posible. Aunque
este sistema solamente proporciona control de media onda, es capaz de mantener
continuamente flujo de corriente por la arma-
Figura 13-H. Sistema manejador reversible de onda completa y totalmente de estado sólido.
Sistemas operadores trifásicos para motores DC / 549
dura. Puede hacerlo porque cuando una cualquiera de las fases es negativa, al menos una de
las otras fases es positiva. Si una cierta fase está manejando la armadura, al instante que
cambia de polaridad, una de las otras dos fases está lista para entrar a operar. De este modo' es
posible mantener la corriente de armadura fluyendo continuamente.
Si no se dispone de un sistema trifásico de cuatro hilos, puede realizarse control trifásico
de media onda adicionando otros tres diodos rectificadores, como se muestra en la Figura 13-
7(b). Durante el tiempo que
Figura 13-7. (a) Sistema manejador trifásico de cuatro hilos, (b) Sistema. manejador trifásico
sin conductor neutro. Los diodos rectificadores completan la malla del circuito de armadura.
550 / Sistemas de control de motores
el voltaje de línea AB está manejando la armadura, el camino del flujo de la corriente es hacia
abajo de la línea A, a través del SCRA, y a través del diodo D B hacia la línea B. Cuando el
voltaje de línea de está manejando la armadura, la corriente de armadura pasa a través del
SCRB y del diodo D c . En el instante que el voltaje de línea CA está manejando la armadura,
la corriente pasa a través del SCRC, a través de la armadura, y regresa a la línea A a través del
diodo D A .
13- 7 EJEMPLO DE UN SISTEMA OPERADOR TRIFASICO
La Figura 13-8 muestra el diagrama esquemático completo de un sistema operador trifásico.

La potencia trifásica a 230 V, está localizada por la parte superior izquierda de esta figura. A
través de cada una de las tres fases
Figura 13-8. Diagrama esquemático completo de un sistema operador trifásico. Los circuitos
de disparo A , B , y C , son idénticos, de modo que solamente se ha dibujado el circuito de
disparo A . El transformador de pulsos T en el circuito de disparo está conectado a ¡a puerta y a!
cátodo del correspondiente SCR. Este sistema manejador podría tener muy buena regulación de
carga debido^~4a realimentación de FCEM a Q ¡ .
Ejemplo de un sistema operador trifásico / 551
se han instalado tirectores para proteger los circuitos manejadores de estado sólido de las
ondas transistorias de alto voltaje que puedan aparecer en las líneas de potencia. Un tirector
actúa como dos diodos zener conectados en serie y en oposición. Si aparece cualquier onda de
voltaje momentáneo que exceda el voltaje de ruptura del tirector, el tirector absorbe el exceso.
Es decir, el tirector actúa como un diodo zener en cuanto que permitirá solamente que una
cierta cantidad de voltaje aparezca a través de sus terminales. Si trata de aparecer un voltaje
mayor, el tirector es un cortocircuito a cualquier cantidad de voltaje en exceso sobre sus especi-
ficaciones. En este ejemplo, con 230 V entre las líneas de potencia ac, el voltaje de pico es del
orden de 324 V. Los directores se escogerían que tengan una especificación de voltaje de
ruptura un poco mayor que el pico de voltaje de línea. En este caso podrían tener un voltaje
especificado de 350 ó 400 V.
Los 230 V ac que aparecen a través de las líneas de potencia B y C (V8(.) son rectificados
en media onda por el diodo D¡ y aplicados al devanado de campo del motor. El diodo D¿,
denominado diodo de rotación libre, permite que la corriente del devanado de campo
continúe fluyendo durante el semiciclo negativo del voltaje V BC . Cuando V BC entra en el
semiciclo negativo, el devanado de campo induce un voltaje con positivo a la derecha y el
negativo a la izquierda. Este voltaje inducido polariza directamente al diodo D2, haciendo que
fluya corriente por la huela formada por el devanado de campo y el diodo D2, en la misma
dirección anterior.
El relé RFC es un relé de falla de campo. Su trabajo es monitorear constantemente la
corriente en el devanado de campo. Debido a que debe censar corriente, en lugar de voltaje,
su bobina está compuesta por pocas vueltas de alambre relativamente grueso. Por el tiempo que
la corriente de campo esté fluyendo, RFC permanecerá energizado. Si por cualquier razón se
interrumpe la corriente de campo, RFC se desenergiza. Si se desenergiza, remueve toda la
potencia del devanado de armadura como se describe enseguida. Esto es necesario debido a
que un motor puede destruirse si la armadura permanece alimentada cuando no hay campo
magnético presente. Sin campo magnético presente el devanado de armadura es incapaz de ge-
nerar suficiente FCEM para limitar la corriente de armadura a un valor seguro. Bajo esta
condición, la corriente de armadura se elevaría rápidamente a un nivel destructivo, con esto
sobrecalienta y arruina los conductores de la armadura y/o el aislamiento. Aun si el devanado
de armadura pudiera soportar los esfuerzos a eléctricos, la velocidad del rotor se incrementará
drásticamente, en un vano intento para inducir suficiente FCEM. Este incremento en la
velocidad de rotación puede producir destrucción mecánica debido al sobrecalentamiento de
los rodamientos o por la expulsión del devanado de armadura de sus ranuras debido a la fuerza
centrípeta.
El transformador T¡ reduce el voltaje de línea de 230 V a 115 V para usarse en el circuito
de PARAR-ARRANCAR. Esto se hace para proporcionar seguridad a los operadores que
utilizan los botones pulsadores PARAR-ARRANCAR. Cuando el botón ARRANCAR es
presionado, el arrancador de motor M se energizará, debido a que RFC está energizado. El
contacto auxiliar M conectado en paralelo con el botón ARRANCAR enclava el arrancador

M, permitiendo que el botón pulsador ARRANCAR pueda soltarse. El contacto principal M
está en serie con la armadura del motor; cuando este contacto se cierra, puede fluir la corriente
de armadura, y el motor comienza a girar.
El motor se detendrá siempre que la bobina M se desenergice Esto sucederá si el botón
pulsador N.C. PARAR es presionado temporalmente o si se abre el contacto RFC.
En el propio circuito de control de velocidad, SCRA controla corriente de armadura
cuando V AB está en su semiciclo positivo (pasa el punto de los 60°)• El diodo D B lleva la
corriente de armadura de regreso a la línea B. Durante el intervalo en que V BC maneja la
armadura, la corriente de armadura fluye a través del SCRB y del diodo D c . Cuando V CA
maneja la armadura, la corriente fluye a través del SCRC y D A . El SCRA es disparado por el
CIRCUITO DE DISPARO A, el SCRB es disparado por el CIRCUITO DE DISPARO B, y el
SCRC es disparado por el CIRCUITO DE DISPARO C. Los tres SCR son cebados
aproximadamente al mismo ángulo de disparo en sus respectivos ciclos de conducción. Esto se
ejecuta por el acoplamiento mecánico de los tres potenciómetros de ajuste de velocidad.
LOS CIRCUITOS DE DISPARO A, B, y C son idénticos. El diagrama esquemático del
CIRCUITO DE DISPARO A es el único de los tres que se ha dibujado esquemáticamente en
la Figura 13-8.
El circuito de disparo. En el extremo superior izquierdo del circuito de disparo, el

transformador T¿ reduce el voltaje V Ál! a 20 V ac. El voltaje de salida de T¿ es rectificado por
el diodo D i para proporcionar una fuente de 28 V dc para la circuitería de disparo. Para
entender la operación del resto del circuito de disparo, asumamos por un momento que el
contacto N.C. M ha sido abierto por un período y que C está completamente cargado. Más
2
adelante retornaremos a ver qué hacen estos componentes.

La corriente de base del transistor pnp es ajustada por el pot de ajuste de velocidad. El
camino de circulación de la corriente de base es hacia abajo de la fuente de + 28 V dc, a través
de la unión base emisor de <?!, a través de R y R¿, y hacia el pot de 10 K. A medida que el
4
contacto del potenciómetro es ajustado en la zona de abajo, el voltaje disponible para manejar
la base de Q! aumenta, y la corriente de base aumenta. A medida que el contacto del
potenciómetro se mueve hacia arriba, la corriente de base de disminuye. La corriente de base
de Q, determina la corriente de colector de Q¡, la cual carga el condensador C E a través de
fí5. Como vimos en el Capítulo 5, entre más rápido se cargue C E , más pronto se alcanza el
voltaje V B del UJT, y más pronto se ceba el SCR.
Este circuito de disparo también proporciona regulación de velocidad (regulación de
carga), igual que los circuitos de la Figura 13-3 y 13-4. La regulación es proporcionada por la
resistencia R de 220 K. Veamos como funciona.
7
Control de velocidad de los motores de inducción / 553
Supongamos que el pot de ajuste de velocidad se ha ajustado para proporcionar 2.000 rpm
a un cierto torque resistivo. Dese cuenta que el voltaje de FCEM desarrollado por la armadura
tiende a polarizar inversamente la unión base emisor de Ql7 a través de R 7 . La tendencia a
la polarización inversa debida a este circuito es contrarrestada por la combinación R ~R 4 2
-potenciómetro de ajuste de velocidad que mantiene a (?! conduciendo. Si el torque resistivo

en el eje del motor aumenta, el motor disminuye un poco su velocidad, y la FCEM disminuye.
Esto reduce la tendencia a la polarización inversa a través de R 7. Por tanto la corriente de base
de Q, aumenta un poco y el transistor es habilitado para cargar más rápidamente a C E . Debido
a esto, el UJT se dispara más pronto y el SCR se ceba más pronto. Esto aumenta el promedio
de voltaje que el SCR aplica a la armadura, tendiendo a corregir la velocidad del motor.
Regresemos ahora a considerar el circuito formado por C 2, R 3, y el contacto N.C. de M.
El propósito de este circuito es acelerar el motor aumentando la velocidad lentamente cuando
es arrancado. Hace esto limitando la corriente de armadura durante una cierta cantidad de
tiempo después que se energiza el arrancador. Antes que el arrancador M sea energizado, el
contacto N.C. M está cerrado y mantiene descargado el condensador C ■ Hay entonces un
2
cortocircuito a través del camino formado por R 4 y la unión base emisor de Q¡. Q, es
mantenido en corte en este momento.
Cuando se abre el contacto N.C. M al momento que el arrancador del motor se energiza,
C comienza a cargarse a través de la resistencia R ¿ y del pot de ajuste de velocidad. A medida
2
que C se carga, comienza a actuar más o menos como un circuito abierto. A medida que esto
2
sucede, la corriente de base de Q[ aumenta lentamente al valor de estado estacionario

determinado por la posición del potenciómetro. Hasta cuando alcanza el valor de estado
estacionario, el disparo del UJT y del SCR es retardado por encima del instante normal de
disparo. De esta manera la corriente de armadura es retardada temporalmente por un período
después de energizado el arrancador. Por tanto, el motor acelera lentamente hasta su velocidad
de referencia y es evitada la gran corriente inicial de armadura.
13- 8 CONTROL DE VELOCIDAD DE LOS

MOTORES DE INDUCCION
I
Como vimos en el Capítulo 10, los motores de inducción rotan a una que es un poco menor
que la velocidad sincrónica del campo rotatorio. La velocidad sincrónica del campo rotatorio
está determinada por el número de polos del devanado del estator y de la frecuencia del voltaje
ac aplicado. Como fórmula:
velocidad sincrónica en rpm
donde / significa la frecuencia en hertz del voltaje aplicado al estator y P es el número de
polos del devanado del estator.
En control electrónico de velocidad de los motores ac, la frecuencia del voltaje aplicado al
estator se varía para cambiar la velocidad sincrónica. El cambio en la velocidad sincrónica
produce entonces un cambio en la velocidad del eje del motor.
Hay dos maneras de obtener un voltaje ac de frecuencia variable para un sistema operador
de un motor ac:
a. Cambiando potencia de en ac de frecuencia variable. Un circuito que puede hacerlo es

denominado inversor.
b. Cambiando potencia ac de 60 Hz en ac de frecuencia variable. Un circuito que pueda
hacer esto es denominado convertidor.
Tanto los inversores como los convertidores se construyen con SCR. La idea de un
inversor está ilustrada en la Figura 13-9. Los tres SCR son cebados en secuencia, uno
inmediatamente después de otro. Cada SCR es cebado y luego BLOQUEADO por su
circuito de control de disparo y blo queo. De esta manera, SCRA es cebado por su
circuito de control y un cierto tiempo después es BLOQUEADO por dicho circuito. En el
instante que SCRA es BLOQUEADO, el SCRB es cebado por su circuito de control. El SCRB
permanece en CONDUCCION durante el mismo tiempo que el SCRA estuvo en
CONDUCCION; luego es BLOQUEADO. En el instante en que el SCRB es BLOQUEADO,
el SCRC es cebado por su circuito de control. Después de una cantidad de tiempo igual, el
SCRC es BLO-
Figura 13-9. Motor de inducción manejado por un inversor trifásico. La frecuencia

efectiva entregada a los devanados del estator depende de qué tanto tiempo
permanecen en CONDUCCION los SCR.
Control de velocidad de los motores de inducción / 555
QUEADO, y el SCRA es cebado de nuevo y se repite el ciclo. Puede verse que la frecuencia efectiva
del voltaje aplicado a los devanados del estator puede variarse variando la cantidad de tiempo que
un SCR es mantenido en CONDUCCION. Si el SCR permanece en CONDUCCION durante largo
tiempo, la frecuencia efectiva del estator es baja, la velocidad sincrónica del campo rotatorio es
baja, y el eje del motor gira lentamente. Si el SCR permanece en CONDUCCION solamente
durante un corto tiempo la frecuencia del estator se aumenta y la velocidad sincrónica aumenta, y
la velocidad del eje del motor aumenta.
El funcionamiento de un convertidor de frecuencia variable es básicamente la misma que la de
un inversor. La frecuencia del voltaje aplicado al estator se determina por la cantidad de tiempo
que los SCR se mantienen en CONDUCCION. Una representación esquemática de un convertidor
de media onda se muestra en la Figura 13-10. Notemos que se re-
Figura 13-10. Distribución de un convertidor trifásico de media onda. La frecuencia

efectiva del estator puede variarse variando la velocidad a la cual la tripleta de SCR
son cebadas secuencialmente.
quiere como mínimo 18 SCR para construir un convertidor de frecuencia variable. Los
convertidores de onda completa son aún más elaborados, requiriendo 36 SCR (y 36 de circuitos de
control de disparo y bloqueo).
Hay otros métodos utilizados para ajustar la velocidad de los motores ac además de la
variación de la frecuencia del voltaje de estator. Dos o más velocidades discretas fijas pueden
obtenerse utilizando contactores para cambiar el número de polos del devanado del estator. Es
necesario entonces, un diseño especial del devanado del estator con todos sus terminales
disponibles fuera de la máquina.
Otro método consiste en utilizar un motor de inducción de rotor bobinado el cual tiene una
armadura devanada convencional en lugar de la construcción de la jaula de ardilla ilustrada en la
Figura 10-15. Los terminales de fase del bobinado de armadura son enviados fuera de la má quina
por medio de escobillas y anillos rozantes. Los terminales del deva nado de armadura se conectan
con un reóstato trifásico, el cual se ajusta entonces para controlar la velocidad de rotación. Un
aumento de la resistencia del reóstato trifásico hace que la velocidad del motor disminuya,
mientras que una disminución de la resistencia hace que la velocidad del motor aumente.
1. ¿Cuál es la ventaja de los motores de sobre los motores ac en sistemas industriales de variación de
velocidad?
2. ¿Cuál es mayor en un motor shunt de, la corriente de armadura o la corriente de campo? ¿Será esto
cierto para un motor serie de?
3. Explique porqué disminuyendo la corriente de campo en un motor shunt de aumenta su
velocidad de rotación.
4. ¿Cuál es el principal inconveniente del control de campo de un motor shunt de?
5. Explique porqué al aumentar el promedio de voltaje de armadura a un motor shunt de hace que su
velocidad aumente.
6. ¿Cuál es el principal inconveniente del control de armadura utilizando un reóstato en serie?
7. Describa la secuencia de eventos por medio de la cual un motor shunt de es arrancado con un
arrancador “a través de la línea”. Describa cómo cambian las tres variables siguientes: corriente de
armadura. FCEM, y velocidad en el eje.
8. ¿Por qué es mejor el control de armadura por tiristor que el control de armadura con reóstato en
serie?
9. En la Figura 13-3(b), ¿por qué el motor no puede alcanzar el 100% de su velocidad nominal?
10. ¿La Figura 13-3(c) representa una variación de velocidad para diferentes posiciones del
potenciómetro o para una posición fija? Explique.
11. Si el sistema operador de la Figura 13-3 pudiera proporcionar una regulación de carga del 0%,
¿cómo sería la gráfica de la Figura 13-3(c) ?

12. ¿Cuál es el propósito de R , y D,?

13. ¿En qué dirección debería moverse el contacto del pot de ajuste de velocidad para aumentar la
velocidad del motor? ¿deberá moverse a la derecha o a la izquierda?
14. ¿Cuál es el propósito de D:¡ ?
15. ¿Los diodos rectificadores del puente tienen que ser diodos de gran corriente, o pueden ser diodos
de corriente relativamente pequeña? ¿Por qué?
16. En un motor shunt de, ¿se invertirá la rotación si ambas, la corriente de campo y la corriente de
armadura se invierten? Explique.
17. En la Figura 13-5, ¿cuál es el propósito de los contactos N.C. REV y DIR?
18. Explique la distinción entre control por conmutadores y control electrónica.
19. Generalmente hablando, ¿cuándo se utiliza un sistema operador trifásico en lugar de un sistema
operador monofásico?
Las preguntas 20 a 27 se refieren al sistema operador trifásico de la Figura 13-8.

20. ¿Por qué los fabricantes de sistemas operadores instalan tirectores a través de las líneas de llegada
de potencia?
21. ¿Explique el propósito y el funcionamiento del relé de falla del campo RFC?
22. ¿Cuál es el máximo número de grados por semiciclo para los cuales cualqi ¡er SCR está habilitado
para conducir? ¿Por qué no pueden los SCR ser llevrdos a conducción durante 180"?
23. ¿Por qué se utiliza el transformador reductor 7 1,? ¿Por qué simplemente no diseñamos la bobina del
arrancador del motor para que opere a 230 V ac?
24. Dé una explicación paso a paso de por qué la velocidad del motor disminuye a medida que el
contacto del pot de ajuste de velocidad se mueve hacia arriba.
25. Si el ángulo de disparo de un SCR se cambia, también debe cambiarse para los otros dos SCR, ¿o
son independientes? Explique.
26. Explique como la R7 proporciona realimentación de FCEM al circuito de control de disparo para
proporcionar mejoramiento de la regulación de carga.
27. ¿Cuál es el propósito del circuito formado por C >, R ,, R¿, y el contacto N.C. M? Explique como
trabaja.
28. Explique por qué al cambiar la frecuencia del voltaje aplicado al devanado de estator de un motor
de inducción ac hace que varíe la velocidad del eje.
29. ¿Qué hace un inversor?
30. ¿Qué hace un convertidor?
A Amplificadores (cont.): estabilidad con
temperatura, 401,
Abre antes de cerrar, interruptor, 43 Ac, beta, 3 403, 408, 413, 415, 502, 518 estabilizado por
Aceleración, condensador de, 10, 19 Acopladores troceador, 406-8,
ópticos (Aisladores), 416, 489-90 híbrido, 412-13 push-pull, 405-6,
452-457, 498-500 410, 412-13 realimentación de corriente en, 409,
Aislamiento (ver Eléctrico, aislamiento) 502-3
Amortiguación, en servo sistemas, 464 realimentación de voltaje en, 407-8, 487, 490
Amplificadores, 401-12, 415,18 ancho de banda, resistencia de entrada, 401, 403, 408, 413, 492
401 base común, 410, 413-14 condensadores de seguidor de emisor, 13, 401-3 AND, puerta, 32
bypass en, 402-3 de acoplamiento por AND, función lógica, 30-32 Anodo común,
transformador, 405, 409-10, 412-13, 415, 518 de decodificador de, 15-16 Anunciador de primera
acoplamiento directo, 4U8-9, 415-16 de simetría falla, 55-58 Arco de contacto, 6, 44 Armónicos,
complementaria, 507, 508 deriva, 406, 416, 489 408
discretos, 401-6, 406-11, 489-92, 502-4 distorsión Atraso distancia/velocidad (ver transporte, atraso
en, 401 eficiencia, 401 de)
emisor común, 402-3, 407-9, 412-13
559
560 / Indice
B Circuitos de control para horno, 313-15, 347-49,

Banda transportadora, circuitos de control para, 25- 516-18
29, 37-40, 94-97, 110-113 Circuitos de monoestables, 119-22, 134-38, 240,
Bang-bang, control (ver Todo o Nada, control) 242-46, 257-60, 269-72, 498-500, 513-15
BCD (decimal codificado en binario). Circuitos de reloj, 119-22, 240, 487, 489-90, 498-
números, 99-100, 109, 254-55, 515 BCD 500
a decimal, decodificadores, Circuitos decodificadores, 110-13,
109-10, 515 (ver también Decodificadores) 119-22, 134-38, 236, 247-50, 270, 512-15
3 (beta), de un transistor, 3 Bicapacitivos, procesos Circuitos integrados (CI), 22, 61, 66-67, 69, 73, 75,
industriales, 347-50 252, 516
Binarios, números, 99-100, 515-16 Blindados, Circuitos lógicos, 16, 21, 22-30, 36-39, 52-55, 55-
conductores, 506 Bourdon, tubos, 432-33 Bulbo 58, 58-60, 134-38, 242-62, 269-72, 498-500, 512-
seco (ver Sicrómetros) 15 Circuitos lógicos de relés, 22-30 CMOS, familia
lógica, 74 C02, controlador, 516-27 Codificadores,
decimal a BCD, 123-25 Codificadores ópticos, 508-
C
12, 515-16 Colector abierto, TTL, 73 Combustión,
Caída de voltaje, a lo largo de conductores, 44 circuitos de control de, (ver Sistemas de control de
Capacidad térmica, resistencia térmica, 345-46 temperatura; circuitos de control para horno)
Carburización, 516-17, 526-27 Cátodo común, Comparador, 307-10 Complemento, 82 C-onexión-
decodificador de, 16 Celda de carga, 460, 505-6 AND, 64, 69, 72, 75 Condensadores: de
Celdas fotoconductoras, 443-44, 448-52, 501-3, aceleración, 10, 19 de acoplamiento (ver
519-20, 522 Reactancia de los condensadores de acoplamiento)
Celdas fotovoltóicas. 443-48, 449, 464, 508-14, de bypass (ver Amplificadores, condensadores de
515 bypass en) de conmutación, en un circuito con
Cero, conmutación por cruce de, 161 CI (ver SCR, 158, 181-83
Circuito Integrados) de desacople, (redes de desacople) de
Circuito de enclavamiento, 28. 37-54, 55-58, 60, desplazamiento de fase (ver Desplazamiento de
240, 242-43, 269 Circuito de toma de decisiones fase, condensador) rata de carga, 128 variable, 518-
(ver Circuitos lógicos) 19
Circuito sumador, op amp, 289-91 Circuito Condensadores de conmutación, 158, 181-83
apareados, 52-55, 58-60, 87-90, 312-13 Conmutación, de un flip-flop, 90 Constante de
Circuitos arrancadores de motores, 87-88, 126, 137, tiempo de derivación (ver Razón de tiempo)
546-47, 552-53 Circuitos codificadores, 134-38, Constante de tiempo de derivación (u<?r Razón de
253-57, 261-62, 271, 272 tiempo)
Circuitos con op amp, 412-13. 481-85, 492-95, Constante de tiempo de integración, 336-39 (ver
497-99, 507, 509, 519, 523-24, 528, 533-34 también Razón de reposición)
Circuitos contadores, 110-13, 119-22, 134-38, 236- Constante de tiempo de retardo, en un proceso
39, 250-55, 260-62, 271, 272 Circuitos de control industrial, 345-47. 352-53 (ver también
de velocidad de motores, 161, 537, 540-46, 550-55, transferencia, atraso de)
474-78
Indice / 561
Constantes de tiempo, RC, 128-29, 170, 174-76, Devanado de marcha de un motor de fase partida,
523 392
Contactor, 377-80, 382-83 Contador de frecuencia, Devanado fijo de un servo motor, 393-96 Cver
188 Contadores decadales, 103-06 Contadores también Servo motores)
digitales, 13, 99-100, 101-3, 110 Devanado principal de un servo motor, 393-95 (ver
Contadores en cascada, 106-8 Contadores también Servo motores) Díacs, 154, 198-99
regresivo/progresivo, 122 Contadores regresivos, estabilidad con temperatura, 198 simetría, 198
122-23, 134-38, 238-39, 243, 250-53, 260-62, 271, voltaje de disparo directo (+VHJ, 198-99, 202
272 Control de armadura de un motor de, 542 voltaje de disparo inverso ( — V K I ) , 198-99
Control de campo de un motor de, 540- 42 Diagrama de bloques, 233-35, 305-6, 315 Diagrama
Control flotante, 366 Conversor de frecuencia, 554- de tiempo de una moto válvula, 364-65
55 Convertidor de señal, 44-48 Corriente constante, Diente de sierra, onda, 169-70 Diferenciador, RC,
fuente de (uer Fuente de corriente) 84, 91, 116 Diferenciador, op amp, 296-97
Cristal líquido, 15 Cuadrada onda, 117, 406, 449 Diferencial, amplificador, 292-95 Diodo
bidireccional de disparo (uer Diacs)
D
Diodo contraelectromotriz, 16 Diodo de cuatro
De, beta, 3, 81 De, motor: capas (diodo Shockley), 153, 208
característica torque-velocidad, 543-45 control Diodo de cuatro capas, utilizado como dispositivo
de armadura, 542 control de campo, 540-42 de disparo para un tiristor de potencia, 208-11, 516-
Decimal codificado en binario, número (ver BCD, 18, 545 Diodo de sujeción, 7 Diodo rueda loca, 498,
números) 500, 551 Diodo emisor de luz (ver LEDs)
Decoder/driver, 13-14 Decodificadores, 108-10 D1P (doble en línea), empaquetadura, 61, 65-66, 69,
Delta, configuración (ver Sistemas trifásicos) 72, 74, 75 Dispositivo de entrada, 20, 21, 30, 40-48,
Demodulación de una señal AM, 519, 55 (ver también transductores) Dispositivo
522 corrector final, 308-9, 344-45, 361-62
Demodulación de una señal troceada, 487, 491 Dispositivo de medida en un sistema de bucla
Desbalance, en un op amp (ver Op amp, cerrada, 309
desbalance) Dispositivo de salida, 16, 21, 30, 47-48, 184-85
Desbalance, en el control proporcional, 328-35, (ver también Dispositivo corrector final;
338-39 amplificadores) Dispositivos de adquisición de
Deslizamiento, de un motor, 390 Desplazamiento de datos (ver Dispositivos de entrada) Dispositivos de
fase, condensador de, 366-67, 393-94 disparo, 191 Divisor de frecuencia, 118 Doble en
Devanado de armadura de un motor, línea (ver DIP)
384, 388-90 Dos posiciones, control de, 317 (ver también
Devanado de arranque de un motor de fase partida, Todo o nada, control)
392 DTL, familia lógica, 67-69, 70-72, 73
Devanado de campo, de un motor, 384-87
Devanado de control de un servomotor, E
:
393-96, 405-6, 410 Eddy, corrientes de, 461
562 /Indice
Eléctrico, aislamiento, 44-45, 49, 188, 190, 209, Fuelles (Presión), 315, 369-72, 432-34, 478-81
212, 218
Eléctrico, calentamiento, 377-79, 380-84 Fuente de corriente, 215, 475, 478 G
Eléctrico, ruido, 44-45, 51, 61, 69, 71, 74, 75, 179, Galga extensiométrica, 457-60 Galga
186, 211, 212, 410, 452, 508, 550 extensiométrica, compensación de temperatura de
Electrohidráulicas, válvulas, 372-79 (ver una, 459-60 Galgas extensiométricas, aplicaciones,
también Válvulas operadas hidráulicamente) 505-7
Electroneumático, convertidor de señal, 369-72 Ganancia de modo común (A lTil de un op amp, 282
Eliminador de rebote, 42, 57 Enclavamiento, Galvanómetro, 452-53 Granos, almacenamiento de,
circuitos de, (ver Circuitos de enclavamiento) 531-32 Gray, código, 515-16
Entrada al aire, 61, 65, 69, 72, 73, 103, 125 Grilla, de una galga extesiométrica, 458- 59
Esfuerzo, 457-58 Espontánea, combustión, 532
Estabilidad de frecuencia, 118 r¡ (eta), 165, (ver
también UJT, relación entre contactos de un)
Explosivos, almacenamiento de, 531-32
F
Factor de galga, 459-60 Familia lógica (ver
nombre específico de la familia: RTL-TTL; etc.)
Fan-out, 24, 61, 68-69, 72, 73, 74 Fase, inversor H
de, 289 Fase partida, motor de inducción de, 363, Hidráulicos, dispositivos y circuitos, 52- 54, 58-60,
366-67, 384-92, 392-401 FCEM, de un motor de, 227-28, 234, 242-43, 372-73, 479, 481, 502-5
539-42, 552-53 FET (transistor de efecto de Higrómetros, 465-66, 528-31 Histéresis, 320, 377
campo), 74-75, 487, 489-90 Filtro de línea, 507-8 Histéresis de un relé, 380 Hooke, ley de, 458
Flip-flops, 80-83 Horno de calentamiento para lingotes de acero,
circuitos con, 83-84, 87-88, 93-94, 94- 97, 101- 478-79, 486 HTL, familia lógica, 69-72, 73, 74
3, 110-13, 119-21, 134-38, 236, 246-49, 258-60, Humedad relativa, (HR), 465, 466-68, 527-31, 531-
269-72, 514-15 conmutable, 90-91 de disparo por 34
flanco, 85-86 JK, 90-93 Húmedo, bulbo (ver Sicrómetros)
ordenador-seguidor, 90 RS,
80-84 I
RS con entrada de reloj, 84-86 tablas de verdad, Ignitrón, 262-69 Iluminación, 445, 448 Inducción,
86 Foot candles (FC), 445 (ver Iluminación) motores de, 553-55 Interface entre niveles de
Fotocelda: voltaje, 16- 17, 44
estabilidad con temperatura, 448 fatiga, 446 Integrador, op amp, 296-97, 488, 494-95
relación luz a oscuridad, 449 Fototransistor, Intercambiador de calor, 474-76 Interferencia
454-56, 498-99 Fototroceador, 449-50 Frecuencia electromagnética (EMI), 162
variable, control de velocidad de, 553-55 Interruptor, filtro de, 41 Interruptor bilateral de
silicio, (SBS), 153, 200-2
estabilidad con temperatura, 200 voltaje de
ruptura directa (VM0), 200-5
voltaje de ruptura inversa, 200 Interruptor de
límite, operado por una leva rotatoria, 363-66
Interruptor de mercurio, 314-15
Indice / 563
Interruptor unilateral de silicio (SUS), 153 MOSFET, 75 (ver también FET)

voltaje de disparo directo (Vfl0), 206-7 Motor (ver tipo especifico de motor: fase partida,
voltaje de ruptura inversa, 206 motor de; Servo motor; de, motor; etc.)
Inversor (de a ac), 554 Inversor (puerta Motor shunt de, 538-42 Multivibrador astable,
NOT), 34-36 Irradiancia, 456 119 (ver también Relojes)
Multivibrador biestable, (ver Flip-flopfe)
J
Multivibrador monoestable (ver Mono- estable)
Jaula de ardilla, rotor de, 388-90 Joint Industry
Conference (J.I.C.), 127 N
NAND, puerta, 34-36 Neón, bulbo de, 449-50
K
Neumáticos, dispositivos y sistemas, 126, 367-72
Kirchhoff, ley de vontaje de, para la huela de (ver también Válvulas, operadas
armadura de un motor, 540 neumáticamente)
Nixie, tubo, 14 ÑOR, puerta, 34-36 NOT, puerta,
L
34-36
LED (diodo emisor de luz), 15, 454-57, 498-99,
520, 522 (ver también acopladores ópticos) O
LEDs comparados con las lámparas in- Op amps (amplificadores operacionales), 277
candescentes, 456-57 Línea de retardo, 115-16 ancho de banda, 279 amplificador diferencial,
Lógica de estado sólido versus lógica de relés: 292-95 circuito sumador, 289-91 desbalance, 282-
confiabilidad, 50 83, 292 entrada diferencial, 279-81 frecuencia de
costo, 51 corte, 279 ganancia de modo común, 282 relación
requerimientos de espacio, 51 de rechazo de modo común, 282
seguridad, 50 velocidad, 51 realimentación negativa, 285-86 resistencia de
ventajas de la lógica de relés, 49 entrada, 280-81 resistencia de salida, 281 voltaje
Luminiscencia, 444 LVDT, 430-32, 496-97 de entrada de modo común, máximo, 294
voltaje de saturación, 280-81 Operador
M
electroneumático de válvula (ver también
Manejadores, 48 Válvulas, operadas neumáticamente)
Manejo de tiras, sistemas de, 468-69, 495-500, OR, función lógica, 30-32 OR, puerta, 32-33
500-5, 527-31 Mano derecha, regla de la, 388-89 Oscilador controlado por cristal, 117-18, 518-19
Mantenimiento, 6-7, 46, 51, 55 Márgenes de
ruido, 69-71 Media geométrica, 180 Modos de P
control, 308 (ver también modos específicos: Todo
o nada; Proporcional; etc.) Paralelo, carga, de un contador prede-
Modulación de amplitud, 518-19 Monoestables, terminable, 252-55, 260-62 Par Darlington,*488,
113-17, 174-76 Monofásico, funcionamiento de un 493 Pesaje, sistemas de, 505-15
motor de fase partida, 394 Monofásico, sistema
manejador, 542-45, 545-46
564 / Indice
Pico, voltaje de ( V P ) (ver UJT, voltaje de pico) Reactancia inductiva, 363, 399 Reacción de
Plana, empaquetadura, 61, 66-67, 69, 73, 75 armadura de un motor, 461 Realimentación (ver
Positiva versus negativa, lógica, 36 Potenciómetro: tipo específico de realimentación: Amplificador,
linealidad, 425-27 resolución, 427-29 realimentación de corriente; Amplificador,
Potenciómetros, 425-29 Presión, sistemas de realimentación de voltaje; Re- alimentación
control de, 315-16, 478-86 negativa) Realimentación contraelectromotriz, en
Proceso, retardo de reacción del (ver constante de un circuito de control de velocidad de un motor,
tiempo de retardo) Procesos, sistemas de control de 544-45, 546, 552, 553 Realimentación negativa,
(ver sistemas de bucla cerrada) Propagación, 283 Rebote de un interruptor mecánico (ver
tiempo de retardo de, 36, 65, 72, 73 Rebote de contacto)
Proporcional, banda, 321-29, 332-34, 342, 353-57, Rebote de contacto, 5-6, 42-43 Recolección de una
480, 483, 488, 493 Proporcional, modo de control, tira móvil, 500-5 Recuperador para un foso de
317, 320- 34, 352-53, 366-67, 383, 473, 474-78, calentamiento, 479-81, 485 Registros de
478-81, 505-8, 527-31 Proporcional-derivativo, desplazamiento, 93-98 Registros de
modo de control,-317, 340-42, 353-54 desplazamiento, circuitos con, 93-98
Proporcional-integral, modo de control, 317, 334- Registros de desplazamiento en cascada, 98
39, 353-54, 473, 486, 492-95 Proporcional-integral- Regulación de carga, de un sistema de control de
derivativo, modo de control, 317, 339-43, 353-57 velocidad de un motor, 545 Regulador, 366-67,
Puente, circuitos tipo, 310-13, 315-16, 331-33, 428- 377-78 Red de filtro, 487, 492, 519, 522-23 Redes
29, 439, 441, 447, 452, 459- 60, 468, 486-92, 528- de desacople, 409-10, 487, 489 Relación de rechazo
31, 532-34 Pulso, ensanchador de, 115 Pulso, de modo común (CMRR) de un op amp, 282
estrechador de, 115 Pulso, generador de, 19, 162 Relación entre contactos (JJ), de un UJT, 165
Pulso, transformador de, 184-85, 208-11, 263-64, Relajación, oscilador de (ver UJT, oscilador de
416-18, 475, 552 Push-pull, configuración (ver relajación)
Amplificadores push-pull) Relé de falla de campo, 551-52 Relé
de láminas, 45-46 Relés, 377-80
R
Relojes, 117-18
Radiación infrarroja, 454-56, 518, 520-22 Radiador Resistencia de entrada (o impedancia) (ver
de calor de un transistor, 402, 406, 407, 412 Amplificador, resistencia de entrada); op amp,
Radiadores, tubos, 347-48 Radiofrecuencia, resistencia de entrada)
interferencia (RFI) Resistencia de salida, de un op amp, 281
(ver SCRs, interferencia de radiofrecuencia) Resistencia de sujeción, 7-8 Resistividad, 458
Razón de tiempo en control proporcional-integral- Resonantes, circuitos, 404, 409, 413, 518- 19
derivativo, 342-43 Razón de reposición en control Retardo, contactos de relé con, 127 Reversible
proporcional-integral, 337-38, 343, 354-55, control, de velocidad de un motor, 546-47 RMS,
488, 495 voltímetro, 223, 225 RTD, circuitos con, 466-67,
Reactancia de los condensadores de acople, 403 532-34 RTDs (detectores resistivos de temperatura),
439-43
coeficiente de temperatura, 439, 534
Indice / 565
RTL, familia lógica, 30, 62-67, 73 Rotor Servo sistemas:

bobinado, motor de inducción de, 556 amortiguación en, 401
Ruido (oer Eléctrico, ruido) usos de los, 393
Shockley, diodo (ver diodo de cuatro capas)
S
Sicrómetros, 466-68, 531-34 Siete segmentos,
Salida, amplificador de, 47-48 (ver también indicador de, 14-15 Sistemas de bucla cerrada,
Dispositivos de salida) Saturación, de un 302, 310-11, 473
transistor, 2-3 Saturación del núcleo de un desbalance, 310 estabilidad, 311 velocidad de
transformador, 266 respuesta, 310 Sistemas de bucla cerrada versus
Saturación, voltaje de, de un op amp, 280-81, 284 sistemas de bucla abierta, 303-7 Sistemas de
SBS (ver Interruptor bilateral de silicio) SCRs, manejo de material, 110-13, 119-21, 127-28, 134-
141-43, 283-84 ángulo de conducción, 144-46 38, 495-500, 500-4, 505, 512-15, 527-28
ángulo de disparo, 144-46, 148-49, 544 circuitos Sistemas de tratamiento por calor, 474- 75, 516-
de alarma, 150 circuitos de disparo, 147-55, 17, 526-27 (ver también carburación)
176-86, 190 Sistemas manejadores (ver Circuitos de control
con realimentación de control, 178, 543, 552 de velocidad de motores) Sistemas realimentados
control de onda completa con, 154, 184-87 (ver Sistemas de bucla cerrada)
corriente de disparo de puerta (IGT), 146-49, Sobrepaso, 318-20, 353 Soldadura, circuitos de.
150, 178 corriente inversa, 149 corriente de 83-84, 226, 239, 257-60, 262-69
mantenimiento (IH0), 146, 155, 184 SUS (ver Interruptor unilateral de silicio)
conmutación por cruce de cero, 161
disipación de potencia, 149-50 en circuitos de,
150, 155-58, 181-82 estabilidad con
temperatura, 152, 176 formas de onda, 144,
148, 155, 189 interferencia de
radiofrecuencia, 162 voltaje de disparo de
puerta (VCT), 146
SCR, circuitos con, 159-62, 181-86, 189, 262-66,
416-18, 498, 542, 543, 546, 547, 550, 551, 552, 554,
555 Seguidor de emisor (ver Amplificador,
seguidor de emisor)
Señal de error en un sistema de bucla cerrada,
307-9 Tablas de verdad para circuitos lógicos, 33-35,
Separadores, 48, 250, 254-56, 271-72 Servo 86-90 Tacómetros, 460 campo rotatorio ac, 462
amplificadores (uer Amplificadores) control realimentado que utiliza, 464 de rotor
Servo mecanismos, 302, 310-13, 352, 392, 505-12 dentado, 462-63 drag cup, 461-62
(ver también Servo sistemas) Servo motores, 360- estabilidad con temperatura, 462 fotocelda
61, 384, 392-401 ac versus de, 401, 413-15 captadora, 464 generador de, 461 linealidad,
características torque-velocidad, 396-400, 414-15 462
tipo frecuencia versus tipo magnitud, 464
Temperatura, circuitos de control de, 313-15,
317-20, 331-34, 345-52, 377-80, 380-83, 474-78,
486-95 Temperatura, bulbo censor de, 332
Temperatura, límite superior de, 55 Templado,
en un tratamiento térmico, 474-75
Temporizado a la energización, contacto, 127
566 / Indice
Temporizados a la desenergización, contactos, 127 Transistor (cont.): pulldown, 11 pulí up, 11

Termistores, 439-43 calentamiento I¿ R en, 443 radiadores, 402, 406-7, 412 tiempo de apagado,
coeficiente de temperatura de los, 440 redes 10-11, 19 tiempo de encendido, 10-11, 19
compuestas, 443 Temporizadores, 125-34, 181-83, utilizados en lógica de estado sólido, 30-32, 61-
191-93 Temporizadores, circuitos, 134-38 75, 124
Termistores, circuitos que utilizan, 475 Termocupla, Transistor como interruptor, 1-7, 254-57, 263, 265,
compensación de, 437-39, 443 452, 454, 502-3 Transistor como interruptor versus
Termocuplas, 435-39, 486 Termocuplas, circuitos interruptores mecánicos, 4-5 Translucidez, 444,
que utilizan, 487 Textiles, procesos de acabado de, 446-7 Transporte, atraso de, 350-55, 527 Trazado
527-31 Thevenin, circuito equivalente, 43, 490 de curvas, en un osciloscopio, 188-89, 222-23
Tiempo de recuperación, de un monoestable, 174- Tres posiciones, control de, 365 Triac, circuitos
75 Tiempo muerto, 350-54 Tiempo de encendido con, 475, 524 Triacs, 191-93, 202, 383 ángulo
de un monoestable, 114, 175-76 de conducción, 195 ángulo de disparo, 193-95
Tiempo de subida de un osciloscopio, 19 Tirector, circuitos de disparo, 197-99, 203-6, 209- 10, 212-
550 14, 217-19
Tiristor, 191, 537, 542 (ver también Diac, diodo con control realimentado, 212-19, 223- 25
de cuatro capas; SBS; SCR; SUS; triac) corriente de disparo de puerta (I 0T ), 195-96
Todo o Nada, modo de control, 313-15, 317-19, corriente de mantenimiento (I H 0 ), 196
352-53, 377-80, 473, 531-32 Torque-velocidad, disipación de potencia, 197 dv/dt, 211-12
características de los motores, 395-400, 543-44 estabilidad con temperatura, 195 formas de
Tótem pole, interruptor, 11 Tornillo, banda onda, 193-95, 209, 213 histéresis, 202-6
transportadora, 505-6, 514 los cuatro modos de disparar un, 209-11 voltaje
Transductores, 309, 424 Transductores de humedad de disparo (Vnmm), 196, 211 voltaje de disparo
(ver Sicró- metros; higrómetros) de puerta ( V C T ) , 195-96
Transferencia, atraso de, 347-50, 351, 353, 527 Trifásicos, sistemas de potencia, 266-69, 376, 380-
Transformador, acoplamiento por (ver 83
amplificadores, acoplados por transformador Trifásicos, sistemas manejadores, 549- 50, 550-53
Transformador de aislamiento, 212, 214, 218 TTL, familia lógica, 72-74, 75
Transformador diferencial de variación lineal (ver Tubo inyector hidráulico, 372-73, 502-3
LVDT)
Transformadores (ver tipo específico de U
transformador: pulso, transformador /de;
aislamiento, transformador de,) Transistor: UJT (transistor monojuntura), 164-65 circuitos de
disipación de potencia, 4, 75, 404-6, retardo, 173-76 como dispositivos de disparo para
409, 507 un tiristor de potencia, 153, 165, 176-86, 189, 212-
estabilidad con temperatura, 218 npn, 3 17
pnp, 3 corriente de pico ( I p ) , 168, 171, 178- 79
Indice / 567
UJT (transistor monojuntura) (cont.): corriente Válvulas mariposa (ver reguladores), Válvulas
de valle (/,,), 168, 170-71, 178 curvas solenoides, 362-63 Variable controlada, 307, 309
características, 166-69 enganche, 179 Variable medida, en un sistema de bucla
estabilidad con temperatura, 170-71, cerrada, 307-309 V isat) i de un transistor, 4
CE
176,180,187-88 Velocidad sincrónica de un motor de inducción,

formas de onda, 169, 185, 213-14, 264 relación 390, 554
entre contactos, 164-65 resistencia interface Velocidad, sistemas de control de (ver circuitos
( r B B ) , 167, 171, 178 de control de velocidad en motores)
osciladores de relajación, 168-72, 184, 523-26 Velocidad versus torque, características de los
voltaje de pico (Vp),166,166-67, 171 voltaje motores, 395-400, 543-44 Voltaje, comparador
devalle ( V v ) , 167,170-71,178 UJT, circuitos con, de, 283-85 Voltaje-corriente, convertidor, 295-96
168-72, 181-86, 263- 64, 475, 524, 552 Voltaje, regulador de, 223-25
Universal, convertidor de señal, 455 Universal,
curva de constante de tiempo, 130, 348 Universal, Y
motor, 474 Y configuración, 370-74 Young, módulo de,
458
Z
Zener, diodo, 181
Zona diferencial en un controlador todo o nada,
319-20, 377
Valor de referencia, 307, 309 Válvulas, 360, 373-

77 aire para abrir, 369 aire para cerrar, 369
características de flujo, 373-77 operadas
hidráulicamente, 372-74, 479, 481
operadas neumáticamente, 367-69, 369-
71, 527-29 operador, 372 posicionador,
372

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México ■ Englewood Cliffs ■ Londres ■ Sydney ■ Toronto '

Prohibida la reproducción total o parcial de esta obra,

53500 Naucalpan de Juárez, Edo. de México

Traducido de la primera edición en inglés de

INDUSTRIAL SOLID STATE ELECTRONICS: DEVICES AND SYSTEMS

Copyright © M C M L X X X by Prentice-Hall Inc.

4567890123 IP-85 8612345790

Impreso en México Printed in México

TIPOGRAFICA BARSA, S.A. Pino 343 Local 71-72 México 4, D.F.

EL TRANSISTOR COMO UN DISPOSITIVO

1- 2. Variantes del circuito básico del transistor como interruptor, 7

1- 3. Aplicaciones del transistor como interruptor, 12

1- 3-1. Lámparas indicadoras, 12

2 EL TRANSÍTOR COMO INTERRUPTOR ACTUANDO COMO ELEMENTO

2- 1. Sistemas con circuitos lógicos, 21

2- 4. Lógica implementada con transistores, 30

2- 5-1. Puertas no-inversoras: AND, OR, 32

2-6). Circuito lógico de estado sólido para el sistema

2-1. Dispositivos de entrada para la lógica de estado sólido, 40

2- 10. Circuito de estado sólido para controlar el ciclo de operación de una

2-11. Circuito lógico para un anunciador de primera falla, 55

2-13. Familias lógicas—Sus características y principales cualidades, 61

2- 13-1. La familia RTL, 62

EL TRANSISTOR COMO INTERRUPTOR EN CIRCUITOS CON MEMORIA Y

3- 2. Circuito de control para un soldador utilizando flip-flops RS, 83

3- 3. Flip-flops RS con entrada de reloj, 84

3-5. Flip-flops JK, 90

3-6. Registros de desplazamiento, 93

3- 7-1. El sistema binario, 99

3-8. Decodificación, 108

3-9. Sistema estampador que utiliza contadores decadales y decodificadores, 1W

3- 10. Monoestables, 113

3- 11. Relojes, 117

3- 12. Sistema de llenado automático de recipientes que usa un reloj y

3- 13. Contadores regresivos y codificadores, 122

3-14. Temporizadores, 125

5 1. Teoría y operación de los SCR, 142

6 2. Formas de onda en el SCR, 144

7 3. Características de puerta del SCR, 145

8 4. Circuitos típicos de control de puerta, 146

9 5. Otros circuitos de control de puerta, 150

10 5-1. Retardos en el disparo usando condensadores, 150

12 6. Métodos alternativos de conexión de los SCR a la carga, 154

16 7. Los SCR en circuitos DC, 155

21 2. Osciladores de relajación con UJT, 168

22 3. Circuitos de tiempo con UJT. 173

23 3-1. Relé temporizado con UJT, 173

25 4. Uso del UJT en circuitos de disparo de los SCR, 176

26 4-1. Circuito de disparo con UJT (Sincronizado con la línea) para

4- 4-2. Magnitud de los componentes de un circuito de disparo

27 EL TRIAC Y OTROS TIRISTORES

28 1. Teoría y operación de los triacs, 192

29 2. Formas de onda en los triacs, 193

30 3. Características eléctricas de los triacs, 195

31 4. Métodos de disparo para triacs, 197

34 5. Interruptores bilaterales de silicio, 200

35 5-1. Teoría .y operación de un SBS, 200