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WO2017208420A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2017208420A1
WO2017208420A1 PCT/JP2016/066399 JP2016066399W WO2017208420A1 WO 2017208420 A1 WO2017208420 A1 WO 2017208420A1 JP 2016066399 W JP2016066399 W JP 2016066399W WO 2017208420 A1 WO2017208420 A1 WO 2017208420A1
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WO
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power
conversion device
frequency
power supply
reactor
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/066399
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English (en)
French (fr)
Inventor
賢太郎 秦
山上　滋春
Original Assignee
日産自動車株式会社
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Publication date
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Priority to MYPI2018002149A priority patent/MY191640A/en
Priority to MX2018014667A priority patent/MX2018014667A/es
Priority to CA3026209A priority patent/CA3026209C/en
Priority to PCT/JP2016/066399 priority patent/WO2017208420A1/ja
Priority to CN201680086250.9A priority patent/CN109314460B/zh
Priority to EP16904045.8A priority patent/EP3468020B1/en
Priority to JP2018520301A priority patent/JP6835082B2/ja
Priority to BR112018074886-2A priority patent/BR112018074886B1/pt
Priority to KR1020187037762A priority patent/KR102180384B1/ko
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts electric power output from an AC power source or a DC power source into desired DC power.
  • a power converter is used to charge a high voltage battery to a low voltage battery.
  • the power converter includes a discrete packaged power semiconductor element and a switch (hereinafter referred to as a “power module”) composed of modularized power semiconductor elements.
  • the power module converts the voltage by switching the switch on and off according to a signal given from the control circuit.
  • the power module generates switching noise when switching on and off of the switching element, and this switching noise propagates to the power supply side and the load side. Therefore, for example, when power is supplied from a commercial power supply installed in a general household to a power conversion device mounted on the vehicle, noise may propagate to the electrical system on the home side.
  • the choke coil is divided into two parts and inserted into both the power supply line and the ground line, and filters are provided at both the front stage and the rear stage of the choke coil. It is disclosed to remove noise.
  • Patent Document 1 has a problem that the device scale is increased.
  • the present invention has been made to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to achieve power conversion capable of reducing noise generated by switching without increasing the scale of the apparatus. To provide an apparatus.
  • One aspect of the present invention includes a reactor connected to a first power supply bus, a switching element that converts power supplied between the first power supply bus and the second power supply bus by switching, and a reactor of the first power supply bus And an impedance circuit arranged in parallel with respect to.
  • noise generated by switching can be reduced without increasing the scale of the apparatus.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a reactor and an impedance circuit of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a graph showing the relationship between the frequency and the impedance when the power converter according to the first embodiment of the present invention is used and when the power converter is not used.
  • FIG. 4 is a graph showing a change in noise current when the power conversion device according to the first embodiment of the present invention is employed and when it is not employed.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the frequency and the noise level when the power converter according to the first embodiment of the present invention is used and when the power converter is not used.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a reactor and an im
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device and its peripheral devices according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a graph showing a cut-off characteristic of a filter circuit used in the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a graph showing a cut-off characteristic when the filter circuit is affected by inductance or capacitance.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention and its peripheral devices.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a reactor and an impedance circuit of the power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a graph showing the relationship between the frequency and the impedance of the power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a reactor and an impedance circuit of the power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a figure which shows the reactor and impedance circuit of the power converter device which concerns on 6th Embodiment of this invention.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of the reactor and the impedance circuit shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a reactor and an impedance circuit of a power conversion device according to a first modification of the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a figure which shows the reactor and impedance circuit of the power converter device which concerns on the 2nd modification of 6th Embodiment of this invention.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a reactor and an impedance circuit of the power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • 18 is an equivalent circuit diagram of the reactor and the impedance circuit shown in FIG.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention and its peripheral devices, and shows an example provided with a rectifier circuit.
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device according to the embodiment of the present invention and its peripheral devices, and shows an example including a bridge-type power module and a rectifier circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • the power conversion device 101 according to the present embodiment is entirely covered with a metal housing 1 such as iron or aluminum.
  • the input side of the power converter 101 is connected to a power supply 91 that outputs direct current via a first power supply bus 93 and a second power supply bus 94, and the output side is connected to a load 92. Therefore, the voltage supplied from the power supply 91 can be converted into a desired voltage and supplied to the load 92.
  • the power source 91 is, for example, a commercial power source or a battery provided in a general household
  • the load 92 is, for example, a battery mounted on an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the positive terminal of the power source 91 is connected to the first power supply bus 93 and the negative terminal is connected to the second power supply bus 94.
  • Reactor L1 is connected to first power supply bus 93.
  • a power module 4 having a switching element Q1 and a diode D1 is connected between the first feeding bus 93 and the second feeding bus 94 on the rear stage side of the reactor L1.
  • the switching element Q1 is a semiconductor switch such as a MOSFET or IGBT, for example, and the control input (for example, the gate of the MOSFET) of the switching element Q1 is connected to a control circuit 3 that controls on / off of the switching element Q1. Yes. Then, the control circuit 3 controls the switching element Q ⁇ b> 1 to be turned on and off to control the duty ratio, thereby converting the direct current supplied from the power supply 91 into a different voltage direct current and supplying the direct current to the load 92.
  • the reactor L1 is, for example, a toroidal winding type coil.
  • smoothing capacitors C100 and C200 are provided at the front and rear stages of the power module 4, respectively.
  • Impedance circuit 2 is provided in parallel with reactor L1.
  • impedance generated due to the reactor L ⁇ b> 1 in the high frequency band is reduced, and noise is prevented from propagating to the metal housing 1.
  • impedance between the points P1 and P2 of the first power supply bus 93 close to the impedance between the points P3 and P4 of the second power supply bus 94 noise generated from the first power supply bus 93 and the second power supply Noise generated from the bus 94 is canceled out, and high frequency noise propagating to the metal housing 1 is reduced.
  • “Making impedance close” is a concept including matching impedances.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2 shown in FIG.
  • the reactor L1 has a parasitic capacitance C1.
  • the impedance circuit 2 connected in parallel to the reactor L1 includes a capacitive element C2.
  • a symbol indicating an element and a numerical value of the element are denoted by the same symbol.
  • the inductance of the reactor L1 is L1
  • the capacitance of the capacitive element C2 is C2.
  • the capacitance of the capacitive element C2 is set larger than the parasitic capacitance C1. That is, C2> C1. Accordingly, when the capacitance connected in parallel to the reactor L1 by providing the capacitive element C2 is an impedance Z1, the impedance Z1 can be expressed by the following equation (1).
  • Z1 1 / ⁇ j ⁇ ⁇ ⁇ (C1 + C2) ⁇ (1)
  • the impedance Z2 when the capacitive element C2 is not provided can be expressed by the following equation (2).
  • Z2 1 / (j ⁇ ⁇ ⁇ C1) (2)
  • Z1 ⁇ Z2 the impedance of the first power supply bus 93 is increased. Can be reduced.
  • FIG. 3 is a graph showing changes in impedance of the reactor L1 and the impedance circuit 2 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents impedance.
  • a curved line S1 indicated by a solid line indicates characteristics when the capacitive element C2 is provided, and a curved line S2 indicated by dotted lines indicates characteristics when the capacitive element C2 is not provided.
  • the frequency fr1 is a resonance frequency (first resonance frequency) when the capacitive element C2 is provided, and the frequency fr2 is a resonance frequency when the capacitive element C2 is not provided.
  • the frequencies fr1 and fr2 can be expressed by the following equations (3) and (4), respectively.
  • the frequency fsw shown in FIG. 3 is the switching frequency of the switching element Q1 shown in FIG.
  • the first resonance frequency fr1 is set to a frequency higher than the frequency fsw. Therefore, in FIG. 3, in the frequency band higher than the frequency fp at the intersection of the curves S1 and S2, the impedance of the curve S1 is smaller than that of the curve S2. Therefore, in this frequency band, the impedance of the first power supply bus 93 shown in FIG. 1 can be brought close to the impedance of the second power supply bus 94. As a result, the noise generated from the first power supply bus 93 and the noise generated from the second power supply bus 94 can be canceled out, and the influence of the noise can be reduced.
  • the parasitic capacitance C1 of the reactor L1 varies depending on the switching frequency of the switching element Q1, the number of turns of the reactor L1, and the winding structure.
  • the parasitic capacitance C1 is about several pF
  • the impedance in the high frequency band can be lowered as shown by the arrow Y1 shown in FIG. 3 by providing the capacitive element C2 having a capacitance of about several hundred pF. Can do.
  • FIG. 4 is a graph showing a current waveform flowing through the metal casing 1.
  • the horizontal axis of FIG. 4 indicates time, and indicates the time when the switching element Q1 in the power module 4 is turned on and off twice.
  • the vertical axis represents the value of current flowing through the metal housing 1.
  • a curved line S3 indicated by a solid line indicates characteristics when the impedance circuit 2 is provided, and a curved line S4 indicated by dotted lines indicates characteristics when the impedance circuit 2 is not provided.
  • FIG. 5 shows the change in the noise level when the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents noise level, and the current waveform shown in FIG. 4 is subjected to frequency analysis.
  • a solid line indicates a current waveform when the impedance circuit 2 is provided, and a broken line indicates a characteristic when the impedance circuit 2 is not provided.
  • the noise level generated in the metal casing 1 in the high frequency band is reduced by providing the impedance circuit 2. Specifically, the noise shown by the symbol X3 is reduced.
  • the impedance circuit 2 since the impedance circuit 2 is provided in parallel to the reactor L1, the impedance caused by the reactor L1 can be reduced, and consequently the first power supply bus 93 Impedance can be reduced. Therefore, the impedance of the first power supply bus 93 can be brought close to the impedance of the second power supply bus 94. As a result, it is possible to cancel the noise current generated by the switching of the switching element Q1, and to reduce the high frequency noise generated in the metal casing 1.
  • the impedance circuit 2 includes the capacitive element C2
  • the inductance of the reactor L1 can be easily canceled. Therefore, it is possible to cancel the noise current generated by the switching of the switching element Q1 and reduce the high frequency noise generated in the metal casing 1.
  • the first resonance frequency fr1 can be set lower than the frequency fr2. . Therefore, the impedance caused by the reactor L1 can be reduced and the impedance of the first power supply bus 93 can be made closer to the impedance of the second power supply bus 94 by a simpler method.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device and its peripheral devices according to the second embodiment of the present invention.
  • the power converter 102 according to the second embodiment is different from the first embodiment described above in that a filter circuit 11 (low-pass filter) is provided on the upstream side of the reactor L1. . Since the other configuration is the same as that of FIG.
  • the filter circuit 11 is an LC low-pass filter, and includes a choke coil and three capacitors. Note that the configuration of the filter circuit 11 is not limited to this configuration, and may be other configurations.
  • the filter circuit 11 has an attenuation characteristic as shown in FIG. 7, and the cut-off frequency, which is a frequency at which the gain is attenuated by 3 dB, is f1. Further, the frequency at which noise is desired to be removed is shown as a blocking frequency f2.
  • the capacitance of the capacitive element C2 is set so that the first resonance frequency fr1 expressed by the above equation (3) is higher than the cutoff frequency f1 of the filter circuit 11. Therefore, the noise generated by the first resonance frequency fr1 can be reduced by the filter circuit 11.
  • the blocking frequency f2 is set to, for example, a fundamental frequency for switching the switching element Q1 or a lower harmonic frequency.
  • a frequency at which the attenuation characteristic of the filter circuit 11 becomes defective is generated due to the influence of parasitic capacitance or parasitic inductance of each component constituting the filter circuit 11. Specifically, the attenuation characteristics are poor due to the equivalent series inductance of the capacitors constituting the filter circuit 11 and the equivalent capacitance parasitic between the windings of the choke coil.
  • the capacitance of the capacitive element C2 is set so that the first resonance frequency fr1 is lower than the frequency f3. That is, the first resonance frequency fr1 is set to be lower than the frequency f3 at which the attenuation rate by the filter circuit 11 (low-pass filter) starts to increase.
  • the filter circuit 11 low-pass filter
  • the filter circuit 11 low-pass filter
  • the first resonance frequency fr1 due to the inductance of the reactor L1 and the capacitance of the capacitive element C2 exists.
  • the noise generated by this can be reduced. Accordingly, noise generated by switching the switching element Q1 can be reduced.
  • the first resonance frequency fr1 to be higher than the cut-off frequency f1 of the filter circuit 11
  • noise generated by the presence of the first resonance frequency fr1 can be more effectively removed by the filter circuit 11.
  • noise generated by switching of the switching element Q1 can be reduced.
  • the filter circuit 11 can remove the noise more effectively, and noise generated by switching of the switching element Q1 can be reduced.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention and its peripheral devices.
  • the power converter 103 shown in the third embodiment is different from the first embodiment described above in that a series connection circuit of a capacitive element C2 and a resistive element R2 is provided inside the impedance circuit 2a. . Since the other configuration is the same as that of the circuit shown in FIG. 1, the same reference numerals are given and description of the configuration is omitted.
  • the resistance value of the resistance element R2 is set smaller than the resistance value of the second power supply bus (resistance value between P3 and P4).
  • the high frequency noise energy flowing through the impedance circuit 2a is caused by the resistive element R2 due to the presence of the resistive element R2. Consumed as heat. Thereby, high frequency noise energy generated in the metal housing 1 can be absorbed.
  • FIG. 10 is a diagram showing an impedance circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the fourth embodiment is different from the first embodiment described above in that a series connection circuit of a capacitive element C2, a resistive element R2, and an inductance element L2 is provided inside the impedance circuit 2b.
  • Other configurations are the same as those of the circuit shown in FIG.
  • the resistance value of the resistance element R2 is set smaller than the resistance value of the second power supply bus 94 (resistance value between P3 and P4 in FIG. 1). Further, the inductance of the inductance element L2 is set smaller than the inductance of the reactor L1.
  • FIG. 11 is a graph showing changes in the impedance of the reactor L1 and the impedance circuit 2b in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents impedance.
  • a curved line S11 indicated by a solid line indicates a characteristic when the impedance circuit 2b is provided
  • a curved line S12 indicated by a dotted line indicates a characteristic when the impedance circuit 2b is not provided.
  • the frequency fr1 shown in FIG. 11 is the first resonance frequency (first resonance frequency) when the impedance circuit 2b is provided, and the frequency fr2 is the resonance frequency when the impedance circuit 2b is not provided.
  • the frequency fr3 is the second resonance frequency (second resonance frequency) of the impedance circuit 2b.
  • the second resonance frequency fr3 can be expressed by the following equation (5).
  • the second resonance frequency fr3 exists.
  • the impedance at the desired frequency is lowered, the noise current generated by switching is canceled, and the high frequency noise energy generated in the metal housing 1 is reduced. be able to.
  • the second resonance frequency fr3 is set higher than the frequency fx in the FM frequency band of the radio where it is desired to remove noise.
  • the impedance caused by the reactor L1 at the frequency fx can be reduced, and the impedance of the first power supply bus 93 can be made closer to the impedance of the second power supply bus 94.
  • noise current generated by switching the switching element Q1 can be canceled, and high-frequency noise energy generated in the metal housing 1 can be reduced. Therefore, it is possible to prevent the frequency such as the FM frequency band of the radio from being affected.
  • the impedance circuit 2b is provided with the series connection circuit of the capacitive element C2, the resistive element R2, and the inductance element L2, and the second resonance frequency fr3 is set to a predetermined frequency fx (threshold value). Set higher than (frequency). Therefore, at the frequency fx, the impedance of the first power supply bus 93 can be reduced, and noise generated by switching can be reduced.
  • the impedance of the first power supply bus 93 can be reduced in the radio frequency band, and the noise flowing in the metal housing 1 caused by switching is reduced. can do.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2c used in the power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the first power supply bus 93 is divided into two buses 93a and 93b, and a reactor L1 is provided so as to straddle the buses 93a and 93b.
  • the first power supply bus 93 is made of a flat metal plate.
  • a discrete capacitive element C0 is provided between the two bus bars 93a and 93b. More specifically, the capacitive element C0 for connecting each bus bar 93a, 93b is provided on the surface of the two bus bars 93a, 93b having a flat plate shape on the side opposite to the surface to which the reactor L1 is attached. .
  • the fifth embodiment is different from the first embodiment in that the capacitive element provided in the impedance circuit 2c is a discrete capacitive element C0.
  • the discrete capacitive element C ⁇ b> it is possible to easily attach to the first power supply bus 93.
  • the impedance circuit 2c is configured with discrete components, the configuration can be simplified.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2d used in the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the first power supply bus 93 is divided into two buses 93a and 93b, and a reactor L1 is provided so as to straddle the buses 93a and 93b.
  • the first power supply bus 93 is made of a flat metal plate.
  • a flat plate-shaped conductive member 13 is provided at a position separated by a predetermined distance from the two bus bars 93a and 93b. More specifically, the flat plate-shaped conductive member 13 is capacitively coupled to the surface of the two busbars 93a and 93b having a flat plate shape on the opposite side to the surface to which the reactor L1 is attached, facing the busbars 93a and 93b. ing.
  • capacitances C01 and C02 exist between the bus bars 93a and 93b and the conductive member 13. For this reason, as shown in the equivalent circuit of FIG. 14, capacitances C01 and C02 exist in parallel with the reactor L1.
  • the impedance circuit 2d includes the conductive member 13 that is disposed so as to straddle the two bus bars 93a and 93b and capacitively coupled to the bus bars 93a and 93b. Therefore, the capacitance of the impedance circuit 2d can be configured by the capacitances C01 and C02 between the bus bars 93a and 93b and the conductive member 13. Therefore, the configuration of the impedance circuit 2d can be simplified.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2e used in the power conversion device according to the first modification of the sixth embodiment.
  • the first power supply bus 93 is divided into two buses 93a and 93b, and a reactor L1 is provided so as to straddle the buses 93a and 93b.
  • Each bus 93a, 93b is formed of a flat metal plate.
  • a flat plate-shaped conductive member 13 is provided so as to face the two bus bars 93a and 93b.
  • a dielectric 14 is provided between the conductive member 13 and one bus bar 93a.
  • the capacitance of a capacitive element is represented by the following equation (7).
  • (Capacitance) ⁇ 0 ⁇ ⁇ r ⁇ (S / d) (7)
  • ⁇ 0 is the dielectric constant of vacuum
  • ⁇ r is the relative dielectric constant
  • S is the facing area
  • d is the distance. Therefore, by providing the dielectric 14 between the bus bar 93a and the conductive member 13, the relative dielectric constant ⁇ r can be increased, and the capacitance can be increased.
  • the dielectric 14 may be provided between the bus 93b and the conductive member 13.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2f used in the power conversion device according to the second modification of the sixth embodiment.
  • the second modification differs from the first modification described above in that a dielectric 14 is provided between the conductive member 13 and the two bus bars 93a and 93b. .
  • the capacitance between the bus 93a and the conductive member 13 and the capacitance between the bus 93b and the conductive member 13 can both be increased.
  • the capacitance of the impedance circuit 2f can be increased.
  • the two electrostatic capacities can be increased as compared with the first modification, the entire electrostatic capacities can be easily increased.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram schematically showing the configuration of the reactor L1 and the impedance circuit 2g used in the power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the first power supply bus 93 is divided into two buses 93a and 93b, and a reactor L1 is provided so as to straddle the buses 93a and 93b.
  • the first power supply bus 93 is made of a flat metal plate.
  • the flat plate-shaped conductive member 21 is provided at a position separated from the two bus bars 93a and 93b by a predetermined distance. More specifically, the flat plate-shaped conductive member 21 is capacitively coupled to the two busbars 93a and 93b on the surface opposite to the surface to which the reactor L1 is attached of each of the busbars 93a and 93b having a flat plate shape. Has been.
  • the conductive member 21 is provided with slits 22 at three locations. That is, the slit 22 is a variable section of the cross-sectional area, and a resistance component is formed. In FIG. 17, the slits 22 are formed at three locations, but the number of slits is not limited to three. The resistance value of the conductive member 21 is increased by the slit 22.
  • the impedance circuit 2g is a series connection circuit of two capacitances C01 and C02 and a resistance component R01.
  • RC series circuit can be formed in the impedance circuit 2g, and the impedance resulting from the reactor L1 can be made small. Therefore, the impedance of the first power supply bus 93 can be brought close to the impedance of the second power supply bus 94, the noise current generated by switching can be canceled, and the high frequency noise energy generated in the metal housing 1 can be reduced.
  • the resistance value can be changed by adjusting the number and cross-sectional area of the slits 22, the resistance value can be easily set.
  • a power module 4a composed of four switching elements, a control circuit 34 for controlling the power module 4a, a transformer 35, and a rectifier circuit 33 composed of four diodes. It is good also as a power converter provided with. Even in such a configuration, it is possible to reduce noise by providing the impedance circuit 2 for the reactor L1 provided between the power source 91 and the power module 4a.

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Abstract

第１給電母線（９３）及び第２給電母線（９４）より供給される電力を変換する電力変換装置であり、第１給電母線（９３）に接続されるリアクトル（Ｌ１）と、第１給電母線（９３）と第２給電母線（９４）の間に供給される電力をスイッチングにより変換するパワーモジュール（４）を備える。パワーモジュール（４）は、スイッチング素子（Ｑ１）を備える。更に、第１給電母線（９３）のリアクトル（Ｌ１）に対して並列に配置したインピーダンス回路（２）を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、交流電源或いは直流電源より出力される電力を所望の直流電力に変換する電力変換装置に関する。
　従来より、電気自動車やハイブリッド車両等では、高電圧のバッテリから低電圧のバッテリへ充電するために、電力変換装置が用いられている。電力変換装置は、内部にディスクリートパッケージのパワー半導体素子や、モジュール化されたパワー半導体素子からなるスイッチ（以下、「パワーモジュール」という）が搭載されている。パワーモジュールは、制御回路より与えられる信号により、スイッチのオン、オフを切り替えて電圧を変換する。
　パワーモジュールは、スイッチング素子のオン、オフを切り替える際に、スイッチングノイズが発生し、このスイッチングノイズは電源側、及び負荷側へ伝搬する。従って、例えば、一般家庭に設けられている商用電源から、車両に搭載した電力変換装置に電力を供給する場合には、家庭側の電気系統にノイズが伝搬することがある。
　特許文献１には、ノイズを除去するために、チョークコイルを２分割して、電源ライン、及びグランドラインの双方に挿入することや、チョークコイルの前段、及び後段の双方にフィルタを設けることによりノイズを除去することが開示されている。
特開平１１－３４１７８７号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された回路では、装置規模が大型化するという問題がある。
　本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、装置規模を大型化することなくスイッチングにより発生するノイズを低減することが可能な電力変換装置を提供することにある。
　本発明の一態様は、第１給電母線に接続されるリアクトルと、第１給電母線と第２給電母線との間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、第１給電母線のリアクトルに対して並列に配置したインピーダンス回路とを備える。
　本発明の一態様によれば、装置規模を大型化することなくスイッチングにより発生するノイズを低減できる。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル、及びインピーダンス回路の構成を示す回路図である。 図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、ノイズ電流の変化を示すグラフである。 図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を採用した場合、及び採用しない場合の、周波数とノイズレベルの関係を示すグラフである。 図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図７は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置に用いられるフィルタ回路のカットオフ特性を示すグラフである。 図８は、フィルタ回路が、インダクタンス或いは静電容量に影響された場合のカットオフ特性を示すグラフである。 図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図１０は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１１は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図１２は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１３は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１４は、図１３に示したリアクトル及びインピーダンス回路の等価回路図である。 図１５は、本発明の第６実施形態の第１変形例に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１６は、本発明の第６実施形態の第２変形例に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１７は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置の、リアクトル及びインピーダンス回路を示す図である。 図１８は、図１７に示したリアクトル及びインピーダンス回路の等価回路図である。 図１９は、本発明の実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図であり、整流回路を備えた例を示す。 図２０は、本発明の実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図であり、ブリッジ型のパワーモジュール及び整流回路を備えた例を示す。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
［第１実施形態の説明］
　図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０１は、全体が鉄やアルミニウム等の金属筐体１で覆われている。また、電力変換装置１０１の入力側は、第１給電母線９３及び第２給電母線９４を介して、直流を出力する電源９１に接続され、出力側は負荷９２に接続されている。従って、電源９１より供給される電圧を所望の電圧に変換して負荷９２に供給することができる。電源９１は、例えば一般家庭に設けられる商用電源やバッテリであり、負荷９２は、例えば電気自動車やハイブリッド車両に搭載されるバッテリである。
　電源９１のプラス端子は、第１給電母線９３に接続され、マイナス端子は、第２給電母線９４に接続されている。第１給電母線９３には、リアクトルＬ１が接続されている。また、リアクトルＬ１の後段側の第１給電母線９３と第２給電母線９４の間には、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ１を有するパワーモジュール４が接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチであり、該スイッチング素子Ｑ１の制御入力（例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲート）は、該スイッチング素子Ｑ１のオン、オフを制御する制御回路３に接続されている。そして、制御回路３の制御によりスイッチング素子Ｑ１のオン、オフを切り替えてデューティ比を制御することにより、電源９１より供給される直流を、異なる電圧の直流に変換して負荷９２に供給する。
　リアクトルＬ１は、例えば、トロイダル巻線型のコイルである。また、パワーモジュール４の前段及び後段には、それぞれ平滑コンデンサＣ１００、Ｃ２００が設けられている。
　リアクトルＬ１に対して並列にインピーダンス回路２が設けられている。本実施形態では、インピーダンス回路２を設けることにより、高周波帯域でのリアクトルＬ１に起因して生じるインピーダンスを低減し、ノイズが金属筐体１に伝搬することを防止する。より詳細には、第１給電母線９３の点Ｐ１～Ｐ２間のインピーダンスと、第２給電母線９４の点Ｐ３～Ｐ４間のインピーダンスを近づけることにより、第１給電母線９３より生じるノイズと第２給電母線９４より生じるノイズを打ち消して、金属筐体１に伝搬する高周波のノイズを低減させる。なお、「インピーダンスを近づける」とは、インピーダンスを一致させることを含む概念である。
　図２は、図１に示したリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２の詳細な構成を示す回路図である。図２に示すように、リアクトルＬ１は、寄生容量Ｃ１を有している。また、リアクトルＬ１に対して並列に接続されるインピーダンス回路２は、容量素子Ｃ２を含んでいる。なお、以下では素子を示す記号と、その素子の数値を同一の記号で示すことにする。例えば、リアクトルＬ１のインダクタンスはＬ１であり、容量素子Ｃ２の静電容量はＣ２である。
　容量素子Ｃ２の静電容量は、寄生容量Ｃ１よりも大きく設定されている。即ち、Ｃ２＞Ｃ１である。従って、容量素子Ｃ２を設けることにより、リアクトルＬ１に対して並列に接続される静電容量をインピーダンスＺ１とすると、インピーダンスＺ１は、以下の（１）式で示すことができる。
　　Ｚ１＝１／｛ｊ・ω・（Ｃ１＋Ｃ２）｝　　　　　…（１）
　また、容量素子Ｃ２を設けない場合のインピーダンスＺ２は、以下の（２）式で示すことができる。
　　Ｚ２＝１／（ｊ・ω・Ｃ１）　　　　　…（２）
　そして、（１）式、（２）式から、Ｚ１＜Ｚ２であることが理解され、寄生容量Ｃ１よりも静電容量が大きい容量素子Ｃ２を設けたことにより、第１給電母線９３のインピーダンスを低減することができる。
　図３は、図２に示したリアクトルＬ１及びインピーダンス回路２の、インピーダンスの変化を示すグラフである。図３において、横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを示している。実線で示す曲線Ｓ１は、容量素子Ｃ２を設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ２は、容量素子Ｃ２を設けない場合の特性を示している。
　周波数ｆr1は、容量素子Ｃ２を設けた場合の共振周波数（第１共振周波数）であり、周波数ｆr2は、容量素子Ｃ２を設けない場合の共振周波数である。周波数ｆr1、ｆr2はそれぞれ以下の（３）式、（４）式で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　また、図３に示す周波数ｆswは、図１に示したスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数である。そして、図３から理解されるように、第１共振周波数ｆr1を、周波数ｆswよりも高い周波数としている。従って、図３において、曲線Ｓ１と曲線Ｓ２の交点の周波数ｆｐよりも高い周波数帯域では、曲線Ｓ１は、曲線Ｓ２よりもインピーダンスが小さくなる。従って、この周波数帯域において、図１に示した第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。その結果、第１給電母線９３より発生するノイズと、第２給電母線９４より発生するノイズを打ち消すことができ、ノイズの影響を低減することが可能となる。
　また、リアクトルＬ１の寄生容量Ｃ１は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数、リアクトルＬ１の巻き数、巻線の構造により変化する。寄生容量Ｃ１が数ｐＦ程度の場合には、数百ｐＦ程度の静電容量を備えた容量素子Ｃ２を設けることにより、図３に示す矢印Ｙ１のように、高周波数帯域のインピーダンスを低下させることができる。
　図４は、金属筐体１に流れる電流波形を示すグラフである。図４の横軸は時間を示し、パワーモジュール４内部のスイッチング素子Ｑ１が２回オン、オフした時間を示している。縦軸は、金属筐体１に流れる電流値を示している。実線で示す曲線Ｓ３はインピーダンス回路２を設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ４はインピーダンス回路２を設けない場合の特性を示している。
　図４に示すように、インピーダンス回路２を設けない場合には、符号Ｘ１に示す範囲で電流値が変化しているのに対し、インピーダンス回路２を設けた場合には、符号Ｘ２に示す範囲で電流値が変化する。従って、インピーダンス回路２を設けることにより、金属筐体１に流れるノイズ電流のピーク値が低減されていることが理解される。
　図５は、横軸が周波数、縦軸がノイズレベルであり、図４に示した電流波形を周波数解析したときの、ノイズレベルの変化を示している。また、実線はインピーダンス回路２を設けた場合の電流波形を示し、破線はインピーダンス回路２を設けない場合の特性を示している。そして、図５の特性曲線から理解されるように、インピーダンス回路２を設けることにより、高周波数帯域で金属筐体１に生じるノイズレベルが低減されていることが判る。具体的には、符号Ｘ３に示す分のノイズが低減している。
　このようにして、第１実施形態に係る電力変換装置１０１では、リアクトルＬ１に対して並列にインピーダンス回路２を設けているので、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減でき、ひいては第１給電母線９３のインピーダンスを低減できる。そのため、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズを低減することが可能となる。
　また、インピーダンス回路２が容量素子Ｃ２を備える構成とすることにより、リアクトルＬ１のインダクタンスを容易に打ち消すことができる。従って、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消して、金属筐体１に生じる高周波ノイズを低減することが可能となる。
　更に、インピーダンス回路２の容量素子Ｃ２の静電容量を、リアクトルＬ１の寄生容量Ｃ１よりも大きくすることにより、図３に示したように、第１共振周波数ｆr1を、周波数ｆr2よりも低く設定できる。従って、より簡単な方法で、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができる。
　また、図３に示したように、第１共振周波数ｆr1を、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆswよりも大きくすることにより、電力変換時のスイッチング駆動動作に影響されることなく、リアクトルＬ１に起因する高周波のインピーダンスを低減できる。従って、確実に高周波ノイズを低減することが可能となる。
［第２実施形態の説明］
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、第２実施形態に係る電力変換装置１０２は、前述した第１実施形態と対比して、リアクトルＬ１の上流側にフィルタ回路１１（ローパスフィルタ）を備えた点で相違する。それ以外の構成は、図１と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。
　フィルタ回路１１は、ＬＣローパスフィルタであり、チョークコイル及び３つのコンデンサを備えている。なお、フィルタ回路１１の構成は、この構成に限定されるものではなく、他の構成のものでもよい。フィルタ回路１１は、図７に如くの減衰特性を有しており、ゲインが３ｄＢ減衰する周波数であるカットオフ周波数がｆ１とされている。また、ノイズの除去が望まれる周波数を、阻止周波数ｆ２として示している。
　そして、上述の（３）式で示した第１共振周波数ｆr1が、フィルタ回路１１のカットオフ周波数ｆ１よりも大きくなるように容量素子Ｃ２の静電容量を設定する。よって、第１共振周波数ｆr1により発生するノイズを、フィルタ回路１１にて低減することができる。
　また、第１共振周波数ｆr1が阻止周波数ｆ２よりも高くなるように容量素子Ｃ２の静電容量を設定することにより、より効果的にノイズを低減することができる。阻止周波数ｆ２は、例えばスイッチング素子Ｑ１をスイッチングする際の基本周波数、或いは、低次高調波周波数に設定する。
　また、実際にフィルタ回路１１を構成する場合には、フィルタ回路１１を構成する各部品の寄生容量、或いは寄生インダクタンスの影響により、フィルタ回路１１の減衰特性が不良となる周波数が生じる。具体的には、フィルタ回路１１を構成するコンデンサの等価直列インダクタンスや、チョークコイルの巻線間に寄生する等価容量によって、減衰特性が不良となる。
　その結果、理想的には図７に示すように、カットオフ周波数ｆ１を超えると周波数が高まるに連れて減衰特性が低下する特性を有するが、実際には上記の理由により、図８に示すように、周波数ｆ３を超えると、周波数が高まるに連れて減衰特性が上昇する特性となる。従って、周波数ｆ３よりも高い周波数帯域のノイズを除去することができなくなってしまう。例えば、周波数ｆ３がラジオのＦＭ周波数帯域である７６［ＭＨｚ］～１０８［ＭＨｚ］よりも低い場合には、このＦＭ周波数帯域でのノイズを低減できなくなる。
　本実施形態では、上述の第１共振周波数ｆr1が周波数ｆ３よりも低くなるように、容量素子Ｃ２の静電容量を設定する。即ち、第１共振周波数ｆr1が、フィルタ回路１１（ローパスフィルタ）による減衰率が上昇に転じる周波数ｆ３よりも低くなるように設定する。こうすることにより、周波数ｆ３で減衰特性が上昇した場合でも、ラジオのＦＭ周波数帯域にてノイズが発生することを防止できる。即ち、ラジオのＦＭ周波数帯域等の周波数帯域において、第１給電母線９３と第２給電母線９４に流れるノイズ電流を打ち消して、金属筐体１に生じるノイズを低減することができる。
　このようにして、第２実施形態に係る電力変換装置１０２では、フィルタ回路１１（ローパスフィルタ）を設けることにより、リアクトルＬ１のインダクタンスと容量素子Ｃ２の静電容量による第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズを低減することができる。従って、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングすることにより生じるノイズを低減することができる。
　また、第１共振周波数ｆr1をフィルタ回路１１のカットオフ周波数ｆ１よりも高く設定することにより、第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズをフィルタ回路１１にてより効果的に除去することができ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
　更に、第１共振周波数ｆr1を、フィルタ回路１１の減衰特性が不良となる周波数ｆ３（図８参照）よりも低い周波数に設定することにより、第１共振周波数ｆr1が存在することにより生じるノイズをフィルタ回路１１にてより効果的に除去することができ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
［第３実施形態の説明］
　次に、本発明の第３実施形態について説明する。図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。第３実施形態に示す電力変換装置１０３は、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ａの内部に、容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２の直列接続回路が設けられている点で相違する。それ以外の構成は図１に示した回路と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。
　抵抗素子Ｒ２の抵抗値は、第２給電母線の抵抗値（Ｐ３～Ｐ４間の抵抗値）よりも小さく設定されている。
　そして、容量素子Ｃ２の静電容量が、第２給電母線９４のインピーダンスよりも小さくなる周波数帯域では、抵抗素子Ｒ２が存在することにより、インピーダンス回路２ａに流れる高周波のノイズエネルギーは、抵抗素子Ｒ２により熱として消費される。これにより、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを吸収することができる。
［第４実施形態の説明］
　次に、本発明の第４実施形態について説明する。図１０は、本発明の第４実施形態に係るインピーダンス回路を示す図である。第４実施形態では、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ｂの内部に、容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２とインダクタンス素子Ｌ２の直列接続回路が設けられている点で相違する。それ以外の構成は図１に示した回路と同様である。
　抵抗素子Ｒ２の抵抗値は、第２給電母線９４の抵抗値（図１のＰ３～Ｐ４間の抵抗値）よりも小さく設定されている。また、インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスは、リアクトルＬ１のインダクタンスよりも小さく設定されている。
　図１１は、図１０における、リアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｂのインピーダンスの変化を示すグラフである。図１１において、横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを示している。更に、実線で示す曲線Ｓ１１はインピーダンス回路２ｂを設けた場合の特性を示し、点線で示す曲線Ｓ１２はインピーダンス回路２ｂを設けない場合の特性を示している。
　図１１に示す周波数ｆr1は、インピーダンス回路２ｂを設けた場合の一つ目の共振周波数（第１共振周波数）であり、周波数ｆr2は、インピーダンス回路２ｂを設けない場合の共振周波数である。また、周波数ｆr3は、インピーダンス回路２ｂの二つ目の共振周波数（第２共振周波数）である。第２共振周波数ｆr3は、以下の（５）式で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　第４実施形態では、インピーダンス回路２ｂにインダクタンス素子Ｌ２を設けることにより、第２共振周波数ｆr3が存在する。この第２共振周波数ｆr3を所望の周波数よりも高い周波数に設定することで、所望の周波数におけるインピーダンスを低下させ、スイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することができる。
　例えば図１１において、第２共振周波数ｆr3を、ノイズの除去が望まれるラジオのＦＭ周波数帯域の周波数ｆｘよりも高く設定する。周波数ｆｘにおいてリアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスを近づけることができる。その結果、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングすることにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することができる。よって、ラジオのＦＭ周波数帯域等の周波数に影響を与えることを防止できる。
　このようにして、第４実施形態では、インピーダンス回路２ｂに容量素子Ｃ２と抵抗素子Ｒ２とインダクタンス素子Ｌ２の直列接続回路を設け、更に、第２共振周波数ｆr3を予め設定した所定の周波数ｆｘ（閾値周波数）よりも高く設定する。従って、周波数ｆｘにおいて、第１給電母線９３のインピーダンスを低減でき、スイッチングにより生じるノイズを低減することができる。
　更に、周波数ｆｘ（閾値周波数）をラジオのＦＭ周波数帯域の最大周波数とすることにより、ラジオの周波数帯域において第１給電母線９３のインピーダンスを低減でき、スイッチングにより生じる金属筐体１に流れるノイズを低減することができる。
［第５実施形態の説明］
　次に、本発明の第５実施形態について説明する。図１２は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｃの構成を模式的に示す説明図である。図１２に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
　２つの母線９３ａ、９３ｂの間には、ディスクリートの容量素子Ｃ０が設けられている。より詳細には、平板形状を成す２つの母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面とは反対側の面に、各母線９３ａ、９３ｂを接続するための、容量素子Ｃ０が設けられている。
　第５実施形態は、前述した第１実施形態と対比して、インピーダンス回路２ｃに設けられる容量素子が、ディスクリートの容量素子Ｃ０である点で相違している。ディスクリートの容量素子Ｃ０を用いることにより、第１給電母線９３に対して容易に取り付けることが可能となる。
　また、前述した第３実施形態に示した抵抗素子Ｒ２（図９参照）、第４実施形態に示したインダクタンス素子Ｌ２（図１０参照）をディスクリート素子で構成することも可能である。
　このように、第５実施形態では、インピーダンス回路２ｃをディスクリート部品で構成するので、構成を簡素化することができる。
［第６実施形態の説明］
　次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１３は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｄの構成を模式的に示す説明図である。図１３に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
　２つの母線９３ａ、９３ｂに対して所定の距離だけ離間した位置に、平板形状の導電部材１３が設けられている。より詳細には、平板形状を成す２つの母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面の反対側の面に、各母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材１３が容量結合されている。
　従って、各母線９３ａ、９３ｂと導電部材１３との間には、静電容量Ｃ０１、Ｃ０２が存在する。このため、図１４の等価回路に示すように、リアクトルＬ１に対して並列に静電容量Ｃ０１、Ｃ０２が存在する。
　ここで、インピーダンス回路２ｄの静電容量Ｃ２は、２つの静電容量Ｃ０１とＣ０２の直列合成容量であるから、以下の（６）式にて示すことができる。
　Ｃ２＝（Ｃ０１・Ｃ０２）／（Ｃ０１＋Ｃ０２）　　　　…（６）
　このように、本実施形態では、インピーダンス回路２ｄは、２つの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐように配置され、各母線９３ａ、９３ｂにそれぞれに容量結合された導電部材１３で構成される。従って、インピーダンス回路２ｄの静電容量を、各母線９３ａ、９３ｂと導電部材１３との間の静電容量Ｃ０１、Ｃ０２で構成することができる。従って、インピーダンス回路２ｄの構成を簡素化することができる。
［第６実施形態の第１変形例の説明］
　次に、第６実施形態の第１変形例について説明する。図１５は、第６実施形態の第１変形例に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｅの構成を模式的に示す説明図である。図１５に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。各母線９３ａ、９３ｂは平板形状の金属板で構成されている。
　更に、２つの母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材１３が設けられている。導電部材１３と、一方の母線９３ａとの間に、誘電体１４が設けられている。一般に、容量素子の静電容量は以下の（７）式で示されることが知られている。
　（静電容量）＝ε0・εr・（Ｓ／ｄ）　　　　…（７）
　但し、ε0は真空の誘電率、εrは比誘電率、Ｓは対向面積、ｄは距離である。
　従って、母線９３ａと導電部材１３との間に誘電体１４を設けることにより、比誘電率εrを大きくすることができ、ひいては静電容量を大きくすることができる。
　その結果、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを低減し、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることできる。このため、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することが可能となる。なお、母線９３ｂと導電部材１３との間に誘電体１４を設ける構成としてもよい。
［第６実施形態の第２変形例の説明］
　次に、第６実施形態の第２変形例について説明する。図１６は、第６実施形態の第２変形例に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｆの構成を模式的に示す説明図である。図１６に示すように、第２変形例では、前述した第１変形例と対比して、導電部材１３と２つの母線９３ａ、９３ｂとの間に誘電体１４が設けられている点で相違する。
　そして、このような構成においても、母線９３ａと導電部材１３との間の静電容量、及び母線９３ｂと導電部材１３との間の静電容量を共に大きくすることができるので、第１変形例と同様に、インピーダンス回路２ｆの静電容量を大きくすることが可能となる。また、第１変形例と対比して、２つの静電容量を大きくできるので、全体の静電容量を容易に大きくすることが可能となる。
［第７実施形態の説明］
　次に、本発明の第７実施形態について説明する。図１７は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置に用いられるリアクトルＬ１、及びインピーダンス回路２ｇの構成を模式的に示す説明図である。図１７に示すように、第１給電母線９３は２つの母線９３ａ、９３ｂに分割され、それぞれの母線９３ａ、９３ｂを跨ぐようにリアクトルＬ１が設けられている。第１給電母線９３は平板形状の金属板で構成されている。
　２つの母線９３ａ、９３ｂに対して所定の距離だけ隔てた位置に、平板形状の導電部材２１が設けられている。より詳細には、平板形状を成す各母線９３ａ、９３ｂの、リアクトルＬ１が取り付けられる面とは反対側の面に、２つの母線９３ａ、９３ｂと対峙して、平板形状の導電部材２１が容量結合されている。
　更に、導電部材２１には、３箇所にスリット２２が穿設されている。即ち、スリット２２が断面積の可変部とされ、抵抗成分が形成される。なお、図１７では、３箇所にスリット２２を形成しているが、スリットの個数は３箇所に限定されない。導電部材２１は、このスリット２２により抵抗値が高まることになる。
　このため、図１８の等価回路に示すように、インピーダンス回路２ｇは、２つの静電容量Ｃ０１、Ｃ０２と、抵抗成分Ｒ０１との直列接続回路となる。
　そして、このような構成により、インピーダンス回路２ｇ内にＲＣ直列回路を形成することができ、リアクトルＬ１に起因するインピーダンスを小さくできる。よって、第１給電母線９３のインピーダンスを第２給電母線９４のインピーダンスに近づけることができ、スイッチングにより生じるノイズ電流を打ち消し、金属筐体１に生じる高周波のノイズエネルギーを低減することが可能となる。
　また、スリット２２の個数や断面積を調整して抵抗値を変更できるので、抵抗値の設定が容易となる。
［その他の実施形態］
　上述した各実施形態では、図１に示したように、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１からなるパワーモジュール４を用いて電力を変換する例について説明した。本発明はこれに限定されず、例えば、図１９に示すように、平滑コンデンサＣ１００の前段に、ダイオードブリッジ回路からなる整流回路３１を設けても良い。この場合には、電源９１より供給される電力が交流である場合に、この交流を整流してパワーモジュール４に供給することが可能となる。
　更に、図２０に示すように、リアクトルＬ１の後段に、４個のスイッチング素子からなるパワーモジュール４ａ、該パワーモジュール４ａを制御する制御回路３４、トランス３５、及び４個のダイオードからなる整流回路３３を備えた電力変換装置としてもよい。このような構成においても、電源９１とパワーモジュール４ａとの間に設けられたリアクトルＬ１に対してインピーダンス回路２を設けることにより、ノイズを低減することが可能となる。
　以上、本発明の電力変換装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
　１　金属筐体
　２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ、２ｇ　インピーダンス回路
　３、３４　制御回路
　４、４ａ　パワーモジュール
　１１　フィルタ回路
　１３　導電部材
　１４　誘電体
　２１　導電部材
　２２　スリット
　３１、３３　整流回路
　３５　トランス
　９１　電源
　９２　負荷
　９３　第１給電母線
　９３ａ　母線
　９３ｂ　母線
　９４　第２給電母線
　１０１、１０２、１０３　電力変換装置
　Ｃ１００、Ｃ２００　平滑コンデンサ
　Ｄ１　ダイオード
　Ｑ１　スイッチング素子
　Ｒ２　抵抗素子

Claims (15)

  1. 　第１給電母線及び第２給電母線より供給される電力を変換する電力変換装置であって、
    　前記第１給電母線に接続されるリアクトルと、
    　前記第１給電母線と第２給電母線との間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、
    　前記第１給電母線の前記リアクトルに対して並列に配置したインピーダンス回路と、
    　を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記インピーダンス回路は、容量素子を含むこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記容量素子の静電容量は、前記リアクトルに含まれる寄生容量よりも大きいこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２または３に記載の電力変換装置において、
    　前記容量素子の静電容量と、前記リアクトルのインダクタンスによる第１共振周波数は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数よりも高いこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項２～４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記リアクトルの上流側の、前記第１給電母線と第２給電母線との間に接続されたローパスフィルタを更に備え、
    　前記リアクトルのインダクタンスと、前記容量素子の静電容量による第１共振周波数は、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数よりも高いこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記第１共振周波数は、前記ローパスフィルタの阻止周波数よりも高いこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項５または６に記載の電力変換装置において、
    　前記第１共振周波数は、前記ローパスフィルタによる減衰率が上昇に転じる周波数よりも低いこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記インピーダンス回路は、抵抗素子を有し、
    　前記抵抗素子の抵抗値は、前記第２給電母線の抵抗値より小さいこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項２～７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記インピーダンス回路は、前記容量素子に加えてインダクタンス素子を備え、
    　前記容量素子の静電容量と、前記インダクタンス素子のインダクタンスと、による第２共振周波数は、予め設定した閾値周波数よりも高いこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置において、
    　前記閾値周波数はラジオのＦＭ周波数帯域の最大周波数であること
    　を特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記インピーダンス回路は、ディスクリート部品で構成されること
    　を特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記インピーダンス回路は、前記第１給電母線から離間して容量結合された導電部材であること
    　を特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置において、
    　前記第１給電母線と、前記導電部材との間に誘電体を設けたこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１３に記載の電力変換装置において、
    　前記リアクトルの一方の端子に接続された第１給電母線と、前記導電部材との間にのみ前記誘電体を設けたこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  15. 　請求項１２～１４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記導電部材は平板形状を成し、該導電部材に断面積の可変部を形成して、抵抗成分を形成すること
    　を特徴とする電力変換装置。
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