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WO1998043334A1 - Elektronische sicherung - Google Patents

Elektronische sicherung Download PDF

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WO1998043334A1
WO1998043334A1 PCT/DE1998/000836 DE9800836W WO9843334A1 WO 1998043334 A1 WO1998043334 A1 WO 1998043334A1 DE 9800836 W DE9800836 W DE 9800836W WO 9843334 A1 WO9843334 A1 WO 9843334A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
voltage
input
circuit
output
Prior art date
Application number
PCT/DE1998/000836
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bostjan Bitenc
Bogdan Brakus
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens Aktiengesellschaft filed Critical Siemens Aktiengesellschaft
Priority to BR9808624-3A priority Critical patent/BR9808624A/pt
Priority to EP98925422A priority patent/EP0970555A1/de
Publication of WO1998043334A1 publication Critical patent/WO1998043334A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/001—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection limiting speed of change of electric quantities, e.g. soft switching on or off
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H02H3/087—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for dc applications
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/24—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to undervoltage or no-voltage
    • H02H3/247—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to undervoltage or no-voltage having timing means

Definitions

  • Fuses have the task of preventing further energy supply to a faulty circuit part.
  • circuit arrangements such as DC-DC converters, in which an input voltage is converted into further regulated voltages, particular care must be taken to ensure that defective circuit parts are separated from the input voltage in order to avoid subsequent errors such as. B. to avoid overheating or fire.
  • attention must be paid to any short circuits that may occur in the input circuit of these inverters. Since very large currents flow in the event of short circuits (up to several hundred amperes), a system voltage for the period of time until a fuse responds can be greatly influenced. This can also lead to voltage dips on the outputs of the other inverters that are supplied by the same system voltage.
  • each converter is equipped with its own capacitors, decoupled from the system voltage, for example with a diode.
  • a supply to a consumer can be maintained for some time due to the energy stored in the capacitors.
  • the capacitance of the capacitors must be large enough to bridge occurring voltage drops in the supply voltage. The duration of the short-circuit-related break-ins depends directly on the type of fuse used. The longer the tripping time, the greater the capacity that must be provided in parallel to the inputs of the consumers.
  • the invention has for its object to provide a further circuit arrangement of an electronic fuse.
  • the invention has the advantage that it is insensitive to interference and there are no false shutdowns in the event of brief voltage fluctuations in the supply voltage.
  • the invention has the advantage that larger capacitors can be dispensed with.
  • the invention has the further advantage that the fuse is formed with a few components and is very inexpensive.
  • the invention has the further advantage that the switching transistor is not overloaded.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of an electronic fuse
  • FIG. 2 shows a circuit design and FIG. 3 voltage or current characteristics.
  • a switching element Ml z. B a MOSFET switching transistor, the voltage between drain and source can be tapped with current limitation. Since the current through the switching transistor Ml is constant during this time, the drain-source voltage is a direct representation of the instantaneous power loss at the switching transistor Ml. By integrating the transistor voltage above a selectable threshold value, a signal is obtained that corresponds to the energy loss. From the well-known Safe Operation Area SOAR diagrams (eg Siemens data book SIPMOS power transistors, 93/94, page 641) is for everyone.
  • Safe Operation Area SOAR diagrams eg Siemens data book SIPMOS power transistors, 93/94, page 641
  • the basic circuit diagram of the electronic fuse is shown in FIG.
  • the main units shown in the basic circuit diagram are a unit for generating auxiliary voltage HV, a current regulator SR (first evaluation unit), an integrator INT (second evaluation unit), a comparator K (second evaluation unit) and an error flip-flop FF.
  • a device for the auxiliary voltage supply HV supplies all the components required for implementing the visual arrangement with a regulated voltage V hil .
  • the first evaluation unit SR tries to set a preset target current by measuring the actual current (measurable via the voltage at the resistor shunt).
  • This current regulator SR controls the switching transistor Ml in normal operation, in which the current is significantly lower than the preset target current.
  • B a MOSFET, fully conductive. In cases where the current through the resistor SHUNT tries to exceed the setpoint, this is limited to the setpoint.
  • the switching transistor Ml is controlled by a pull-up resistor R5 (Fig.2) and controlled by the current regulator SR less conductive if necessary. In the event of a short circuit, the switching transistor Ml is controlled so that the input current of the converter is limited to the target current.
  • An error flip-flop FF which defines in one when starting up the converter (applying the system voltage) HIGH state (high potential at the output) is brought, is connected via decoupling diodes D2, D3 to the pull-up resistor R5 of the MOSFET Ml.
  • the error flip-flop FF is triggered and the voltage V gate remains zero.
  • the current flow through the MOSFET Ml is interrupted.
  • the error flip-flop FF can be reset by briefly removing the system voltage. If there is already a short circuit during commissioning, the error FLipFlop FF is triggered after a short time and the MOSFET Ml is switched off.
  • the device In the event of a short circuit, the device is switched off as soon as the set potential value at comparator K is reached.
  • the auxiliary voltage module HV supplies the circuit components provided in the circuit arrangement, e.g. OP1, ..., OP4 with an operating voltage.
  • This operating voltage is specified, for example, by a Z diode ZI.
  • the control input of the switching transistor Ml which in this circuit is designed as a MOSFET, is driven by the plus potential of the supply voltage source (UBAT) via the resistors R1 and R5 (pull-up resistor).
  • the switching transistor Ml is turned on.
  • the resistors R2 and R3 form a reference voltage divider for the operational amplifier OP1.
  • the amplifier has the potential voltage which drops across the resistor SHUNT and the resistor R4. If an increased current flows through the resistor SHUNT in the event of a fault, the voltage V Gate at the control input of the switching transistor M1 is reduced by the operational amplifier 0P1 and via the diode D1. The current through the switching transistor Ml is reduced.
  • the capacitor C3, which connects the control input to the source of the switching transistor Ml, is intended to prevent through-switching of Ml during a plug-in operation due to the miller capacitance in the switching transistor Ml.
  • the capacitor C2 is a control element for the current regulator SR.
  • the error flip-flop FF assumes a high state at the FF-OK output after the switch-on phase.
  • the error flip-flop FF is only reset if there is low potential at the output of the operational amplifier 0P3 (short circuit has been detected). At the same time, a low potential is applied to the control input of the switching transistor M1 via the diode D3.
  • the operational amplifier 0P2 keeps itself low via the resistor R9.
  • the circuit unit INT integrates the voltage drop across the switching transistor M1 (the voltage drop across the resistor SHUNT is negligibly small).
  • a voltage drop at the switching transistor Ml only occurs if it is controlled via the operational amplifier 0P1 in the event of a current limitation. So that the circuit module INT only starts at a predeterminable voltage value for integration, this is set at the minus input of the operational amplifier OP4 via the resistor R13, R12.
  • the integrator (a non-inverting integrator) only integrates when the current control of the first evaluation unit responds. This point in time is when the voltage drop across the resistor R15 (voltage divider R16, R15) is greater than the reference voltage at R13.
  • the maximum permissible energy which may be implemented at the switching transistor Ml in the event of a current limitation can be limited by the comparator K.
  • a voltage divider is arranged at the plus input of the comparator K. value set. The actual voltage of the integrator INT is applied to the minus input of the comparator K. As soon as the voltage value at the output of the integrator INT exceeds the voltage value at the plus input, there is a low potential at the output of the comparator. This low potential triggers the error flip-flop FF and applies the low potential via the diode D4, D2 to the control input of the switching transistor Ml.
  • the filter arranged in the main supply of the DC-DC converter consisting of a coupled choke L1, L2 and a upstream and downstream capacitor CSP1, CSP2, essentially has the task of collecting pulse currents.
  • the decoupling diode ED arranged between the switching transistor M1 and the inductance L2 is intended to prevent the capacitors CSP1, CSP2 from being discharged in the event of a voltage drop in the system voltage (UBAT). Charging the capacitors CSP1, CSP2 does not lead to a shutdown.
  • the choke between C SP1 and C S p 2 which forms an oscillating circuit with these, does not impair the function of the electronic fuse.
  • Voltage waveforms or current waveforms of the circuit arrangement shown in FIGS. 1, 2 are reproduced in signal waveforms 3a to 31.
  • the function of the electronic fuse is to be illustrated using the curves shown.
  • the diagrams 3a, 3d, 3g, 3j show the system voltage (UBAT) and the voltage Vdrain at the drain connection of the switching transistor Ml.
  • the diagrams 3b, 3e, 3h, 3k show the current through the resistor SHUNT and through the resistor RMESS.
  • the diagrams 3c, 3f, 3i, 31 show the voltage profiles at the output of the integrator Vint, lgnd, the comparison voltage at the comparator Vkomp, lgnd and the output voltage at the error flip-flop.
  • the charging process of the capacitors CSP1, CSP2 when the system voltage is switched on is shown in the signal curves 3a, 3b and 3c.
  • the converter is active and needs a constant output power. If the system voltage drops, the consumer (converter) can continue to be operated.
  • the voltage at the capacitors C SP1 and C SP2 eg electrolytic capacitors
  • the input current of the converter increases the lower the voltage (constant power).
  • I (RMESS) 0) (3e).
  • the capacitors are now charged with a current reduced by the converter current and thus the voltage across the capacitors rises less steeply. In this case too, the load on the switching transistor M1 remains below a predetermined limit value. The switching transistor Ml is not blocked.
  • the short-circuit current can be measured directly at the current I (RMESS). Thanks to the fast current limit control flows over the MOSFET, except for a short current peak, only a limiting current. After the drain voltage at the MOSFET does not decrease at all or only slightly, the voltage at the integrator quickly increases to a response value. The error flip-flop is triggered (V (FF-OK, LGND). At the output of the
  • the flip-flop has LOW potential.
  • the switching transistor is switched off.
  • a short circuit during a plug-in process is reproduced in the signal curves 3j to 31.
  • the voltage drop between source and drain continues unabated, the voltage is quickly integrated.
  • the comparator switches to low potential and triggers the error flip-flop FF.
  • the transistor Ml is turned off.

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)

Abstract

Schaltungsanordnung einer elektronischen Sicherung, wobei das Kriterium zur Erkennung eines Kurzschlusses und Abtrennung eines Verbrauchers die am Schalttransistor des Umrichters umgesetzte Energie ist. Eine durch Spannungseinbrüche bedingte Erhöhung des Stromes bleibt unberücksichtigt.

Description

Beschreibung
Elektronische Sicherung
Sicherungen haben die Aufgabe, daß eine weitere Energiezufuhr in ein fehlerhaftes Schaltungsteil verhindert werden soll . In Schaltungsanordnungen wie beispielsweise DC-DC-Umrichtern, bei denen eine EingangsSpannung in weitere geregelte Spannun- gen umgewandelt wird, ist besonders darauf zu achten, daß bei fehlerhaften Schaltungsteilen diese von der EingangsSpannung zu trennen sind, um Folgefehler wie z. B. eine Überhitzung oder einen Brand zu vermeiden. In einem System, in welchem mehrere solche Umrichter an einer Versorgungsleitung ange- schaltet sind, muß auf eventuell vorkommende Kurzschlüsse im Eingangskreis dieser Umrichter geachtet werden. Da bei Kurzschlüssen sehr große Ströme fließen (bis zu mehreren hundert Ampere) , kann eine Systemspannung für die Zeitspanne, bis eine Sicherung anspricht, stark beeinflußt werden. Dies kann auch zu Spannungseinbrüchen auf den Ausgängen der anderen Umrichter führen, die von der gleichen Systemspannung versorgt werden. Ein Datenverlust und Neustarts wären die Folge. Um dies zu verhindern, wird jeder Umrichter mit eigenen, von der Systemspannung beispielsweise mit einer Diode entkoppelten Kondensatoren ausgestattet. Bei Ausfall kann, aufgrund der gespeicherten Energie in den Kondensatoren, eine Versorgung eines Verbrauchers noch einige Zeit aufrecht erhalten werden. Um einen Betrieb ohne Spannungseinbrüche zu ermöglichen, muß die Kapazität der Kondensatoren groß genug sein, um vorkom- mende Spannungseinbrüche bei der Versorgungsspannung zu überbrücken. Die Dauer der kurzschlußbedingten Einbrüche hängt unmittelbar vom Typ der verwendeten Sicherung ab. Je länger die Auslösezeit ist, desto größere Kapazitäten müssen parallel zu den Eingängen der Verbraucher vorgesehen werden.
In der Vergangenheit wurden bevorzugt Schmelzsicherungen verwendet, da diese schneller als Automatensicherungen auslösen. Automatensicherungen werden heute jedoch aus Servicetechnischer Sicht bevorzugt in Schaltungsanordnungen verwendet. Die Automatensicherungen bringen jedoch den Nachteil mit sich, daß sie eine längere Auslösezeit aufweisen und dadurch mit größeren Kondensatoren ausgestattet werden müßten. Dies kann jedoch aus Platz- und Kostengründen nicht umgesetzt werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine weitere Schaltungsanordnung einer elektronischen Sicherung anzugeben.
Die Lösung der Aufgabe ergibt sich aus den Merkmalen der Patentansprüche 1 und 4.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß diese stör- unempfindlich ist und zu keinen Fehlabschaltungen bei kurzzeitigen SpannungsSchwankungen in der VersorgungsSpannung kommt. Darüber hinaus bringt die Erfindung den Vorteil mit sich, daß auf größere Kondensatoren verzichtet werden kann. Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß die Sicherung mit wenigen Komponenten gebildet und sehr kostengünstig ist.
Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß der Schalttransistor nicht überlastet wird.
Weitere Besonderheiten sind in den Unteransprüchen angegeben.
Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus der nachfolgenden näheren Erläuterung zu einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen ersichtlich.
Es zeigen:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild einer elektronischen Sicherung, Figur 2 eine schaltungstechnische Ausgestaltung und Figur 3 Spannungs- bzw. Stromkennlinien. A Schaltelement Ml z. B. einem MOSFET Schalttransistor kann die Spannung zwischen Drain und Source, bei Strombegrenzung abgegriffen werden. Da in dieser Zeit der Strom durch den Schalttransistor Ml konstant ist, ist die Drain-Source-Span- nung ein direktes Abbild der momentanen Verlustleistung am Schalttransistor Ml. Durch Integration der Transistorspannung ab einem wählbaren Schwellwert, erhält man ein Signal, das der Verlustenergie entspricht. Aus den bekannten Safe Operation Area SOAR-Diagrammen (z.B. Siemens Datenbuch SIPMOS- Leistungstransistoren, 93/94, Seite 641) ist für jeden
Schalttransistor die maximal zulässige Energie zu entnehmen bis dieser zerstört wird (Leistung x maximal zulässige Zeit) .
In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild der elektronischen Siche- rung wiedergegeben. Die wesentlichen im Prinzipschaltbild dargestellten Einheiten sind eine Einheit zur Hilfsspannungs- erzeugung HV, ein Stromregler SR (erste Auswerteeinheit) , ein Integrierer INT (zweite Auswerteeinheit) , ein Komparator K (zweite Auswerteeinheit) und ein Fehler-FlipFlop FF. Eine Einrichtung zur Hilfsspannungsversorgung HV versorgt alle zur Realisierung der Sehaltungsanordnung nötigen Bauelemente mit einer geregelten Spannung Vhilf.
Die erste Auswerteeinheit SR versucht durch Messen des IST- Stromes (meßbar über die Spannung am Widerstand Shunt) einen voreingestellten Sollstrom einzustellen. Dieser Stromregler SR steuert im Normalbetrieb, in welchem der Strom deutlich niedriger wie der voreingestellte Sollstrom ist, den Schalttransistor Ml z. B. einen MOSFET, voll leitend. In Fällen, in denen der Strom durch den Widerstand SHUNT den Sollwert zu überschreiten versucht, wird dieser auf den Sollwert begrenzt . Der Schalttransistor Ml wird von einem Pullup- Widerstand R5 (Fig.2) leitend gesteuert und vom Stromregler SR bei Bedarf weniger leitend gesteuert . Im Kurzschlußfall wird der Schalttransistor Ml so angesteuert, daß der Ein- gangsstrom des Umrichters auf den Sollstrom begrenzt wird. Ein Fehler-FlipFlop FF, das bei der Inbetriebnahme des Umrichters (anlegen der Systemspannung) definiert in einem HIGH-Zustand (High-Potential am Ausgang) gebracht wird, ist über Entkoppeldioden D2 , D3 mit dem Pullup-Widerstand R5 des MOSFET Ml verbunden. Im Fehlerfall, d.h. bei einem Kurzschluß, wird das Fehler-FlipFlop FF getriggert und die Span- nung Vgate wird bleibend zu null . Der Stromfluß durch den MOSFET Ml wird damit unterbrochen. Das Fehler-FlipFlop FF kann durch kurzzeitiges Wegnehmen der Systemspannung wieder gesetzt werden. Liegt bei einer Inbetriebnahme bereits der Kurzschluß vor, wird das Fehler-FLipFlop FF nach kurzer Zeit getriggert und der MOSFET Ml abgeschaltet.
Im wesentlichen gibt es zwei unterschiedliche Fälle, bei denen erhöhte Eingangsströme auftreten bzw. in denen die Strombegrenzung aktiv wird. Zum einen ist dies der Kurzschluß (in Figur 1 und 2 durch einen Schalter S symbolisiert) und zum anderen ist dies das Laden der Kondensatoren CSPι und CSP2- Eine Abschaltung soll nur bei Kurzschluß erfolgen. Die Schaltungsanordnung muß so dimensioniert sein, daß bei einem Ladevorgang (worst case ist dabei die höchste Eingangs- Spannung) die Abschaltgrenze nicht erreicht wird. Das heißt, daß beim Laden der Safe Operating Area SOAR des MOSFET Transistors Ml nicht verlassen wird.
Im Kurzschlußfall erfolgt eine Abschaltung sobald der eingestellte Potentialwert am Komparator K erreicht ist.
In Figur 2 ist eine schaltungstechnische Realisierung wiedergegeben. Das Hilfsspannungsmodul HV versorgt die in der Schaltungsanordnung vorgesehenen Schaltungskomponenten z.B. OP1, ...,OP4 mit einer Betriebsspannung. Diese Betriebsspan- nung wird beispielsweise durch eine Z-Diode ZI vorgegeben.
Im störungsfreien Betrieb wird der Steuereingang des Schalttransistors Ml, der in dieser Schaltung als MOSFET ausgebildet ist vom Pluspotential der Versorgungs-Spannungsquelle (UBAT) über den Widerstand Rl und R5(Pull-up Widerstand ange- steuert. Der Schalttransistor Ml wird durchgesteuert. Die Widerstände R2 und R3 bilden einen Referenzspannungsteiler für den Operationsverstärker OP1. Am Minuseingang des Operations- Verstärkers liegt die Potentialspannung die an dem Widerstand SHUNT und dem Widerstand R4 abfällt an. Fließt im Fehlerfall ein erhöhter Strom über den Widerstand SHUNT so wird durch den Operationsverstärker 0P1 und über die Diode Dl die Span- nung VGate am Steuereingang des Schalttransistor Ml verringert. Der Strom durch den Schalttransistor Ml wird dadurch reduziert. Der Kondensator C3 der den Steuereingang mit dem Sourceanschluß des Schalttransistors Ml verbindet, soll bei einem Steckvorgang ein Durchschalten von Ml aufgrund der Millerkapazität im Schalttransistors Ml verhindern. Der Kondensator C2 ist ein Regelelement für den Stromregler SR. Das Fehler-FlipFlop FF nimmt am Ausgang FF-OK nach der Einschaltphase einen Highzustand an. Ein Rücksetzen des Fehler- FlipFlops FF findet nur dann statt wenn am Ausgang des Opera- tionsverstärkers 0P3 Low-Potenial anliegt (Kurzschluß ist erkannt worden) . Gleichzeitig wird über die Diode D3 an den Steuereingang des Schaltransistors Ml ein Low-Potential angelegt. Der Operationsverstärker 0P2 hält sich über den Widerstand R9 selbst auf Low-Potential. Die Schaltungseinheit INT integriert die am Schalttransistor Ml abfallende Spannung (der Spannungsabfall am Widerstand SHUNT ist vernachläßigbar klein) . Ein Spannungsabfall am Schalttransistor Ml tritt nur dann auf, wenn dieser über den Operationsverstärker 0P1 im Strombegrenzungsfall angesteuert wird. Damit das Schaltungsmodul INT erst ab einen vorgebbaren Spannungswert zum Aufintegieren beginnt wird dieser am Minus- eingang des Operationsverstärkers OP4 über den Widerstand R13, R12 eingestellt. Aufgrund dieser Referenzspannung integriert der Integrierer (ein nicht invertierender Integrierer) erst, wenn die Stromregelung der ersten Auswerteeinheit anspricht. Dieser Zeitpunkt liegt dann vor, wenn die über den Widerstand R15 (Spannungsteiler R16, R15) abfallende Spannung größer ist als die Referenzspannung an R13. Durch den Kompa- rator K kann die maximale zulässige Energie die im Strombe- grenzungsfall am Schalttransistor Ml umgesetzt werden darf begrenzt werden. Durch einen am Pluseingang des Komparators K angeordneten Spannungsteiler RIO, Rll wird hierzu ein Span- nungswert eingestellt. Am Minuseingang des Komparators K wird die Istspannung des Integrators INT angelegt. Sobald der Spannungswert am Ausgang des Integrieres INT den am Pluseingang anliegenden Spannungswert überschreitet, liegt am Aus- gang des Komparators ein Low-Potential. Dieses Low-Potential triggert einerseits das Fehler-FlipFlop FF und legt das Low- Potential über die Diode D4, D2 an den Steuereingang des Schalttransistors Ml. Das in der HauptZuführung des DC-DC Umrichters angeordnete Filter, bestehend aus einer verkoppelten Drossel Ll, L2 und einem vor- und nachgeschalteten Kondensator CSP1, CSP2, hat im wesentlichen die Aufgabe, Impulsströme aufzufangen. Die zwischen dem Schalttransistor Ml und der Induktivität L2 angeordneten Entkoppeldiode ED soll eine Entladung der Kon- densatoren CSP1, CSP2 bei einem Spannungseinbruch der Systemspannung (UBAT) verhindern. Das Laden der Kondensatoren CSP1, CSP2 führt nicht zur Abschaltung. Die Drossel zwischen CSP1 und CSp2, welche mit diesen einen Schwingkreis bildet, beeinträchtigt nicht die Funktion der elektronischen Sicherung.
In den Signalverläufen 3a bis 31 sind Spannungsverläufe bzw. Stromverläufe der in Fig.l, 2 dargestellten Schaltungsanordnung wiedergegeben. Anhand der dargestellten Verläufe soll die Funktion der elektronischen Sicherung veranschaulicht werden.
In den Diagrammen 3a, 3d, 3g, 3j ist die Systemspannung (UBAT) und die Spannung Vdrain am Drainanschluß des Schalt- transistors Ml wiedergegeben. In den Diagrammen 3b, 3e, 3h, 3k ist der Strom dcrch den Wi- derstand SHUNT und durch den Widerstand RMESS aufgezeichnet. In den Diagrammen 3c, 3f , 3i, 31 sind die Spannungsverläufe am Ausgang des Integrierers Vint,lgnd, die Vergleichsspannung am Komparator Vkomp,lgnd und die AusgangsSpannung am Fehler- Flipflop wiedergegeben. In den Signalverläufen 3a, 3b und 3c ist der Ladenvorgang der Kondensatoren CSP1, CSP2 beim Einschalten der Systemspannung wiedergegeben .
Kurz nach dem Einschalten der Systemspannung VEIN beginnt die Strombegrenzungsregelung die Kondensatoren CSP1 und CSP2 definiert mit I (SHUNT) zu laden. Dies führt zu einem Abfall der Drain-Spannung am MOSFET. Der Umrichter ist in dieser Zeit als inaktiv angenommen (I (RMESS) =0) . Die durch den Integrator INT integrierte Spannung überschreitet nicht den am Kompara- tor vorgegebenen Vergleichswert. Das Ausgangssignal des Feh- ler-FlipFlops (V(FF-0K, LGND)) wird während des Hochlaufs nicht rückgesetzt. Es erfolgt keine Abschaltung.
In den Signalverläufen 3d bis 3f ist ein Einbruch der Versor- gungsspannung und ein erneuter Ladevorgang dargestellt.
Der Umrichter sei aktiv und benötige eine konstante Ausgangsleistung. Wenn die Systemspannung einbricht, kann der Verbraucher (Umrichter) weiter betrieben werden. Die Spannung an den Kondensatoren CSP1 und CSP2 (z.B. Elkos) beginnt zu sinken (3d) , dabei nimmt der Eingangsstrom des Umrichters zu, je kleiner die Spannung wird (konstante Leistung) . Wenn eine untere Spannungsgrenze erreicht ist, schaltet der Umrichter ab (I (RMESS) =0) (3e) . Wenn die Systemspannung wiederkehrt beginnt im wesentlichen der gleiche Vorgang wie er in den Signalläu- fen 3a, 3b, 3c dargestellt ist. Der einzige Unterschied ist jedoch, daß die Kondensatoren nun mit einem um den Umrichterstrom reduzierten Strom geladen werden und damit die Spannung an den Kondensatoren weniger steil ansteigt. Auch in diesem Fall bleibt die Belastung des Schalttransistors Ml unter ei- nem vorgegebenen Grenzwert. Der Schalttransistor Ml wird nicht gesperrt .
In den Signalverläufen 3g bis 3i sind die Strom und Spannungsverläufe während eines Kurzschlusses wiedergegeben. Mit Hilfe des dargestellten Schalters S wird ein 100 m Ohm
Kurzschluß erzeugt. Der Kurzschlußstrom ist am Strom I (RMESS) direkt meßbar. Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung fließt über den MOSFET, bis auf eine kurze Stromspitze, nur ein Begrenzungsstrom. Nachdem die Drain-Spannung am MOSFET gar nicht oder nur geringfügig abnimmt, läuft die Spannung am Integrierer rasch auf einen Ansprechwert hoch. Das Fehler- FlipFlop wird getriggert (V(FF-OK, LGND) . Am Ausgang des
Kippgliedes liegt LOW-Potential . Es kommt zur Abschaltung des Schalttransistors .
In den Signalverläufen 3j bis 31 ist ein Kurzschluß bei einem Steckvorgang wiedergegeben. Der Spannungsabfall zwischen Source und Drain hält unvermindert an, die Spannung wird rasch aufintegriert . Der Komparator schaltet bei Erreichen des Vergleichswertes auf Low-Potential und triggert das Fehler-FlipFlop FF. Der Transistor Ml wird abgeschaltet.
Systeme, in denen alle Umrichter mit einer wie oben beschriebenen Sicherung ausgestattet sind, benötigen keine zusätzliche Uberbruckungszeit. Dies wirkt sich positiv auf Kosten und Volumenbedarf der Umrichter aus .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Abtrennen eines Verbrauchers von einer Spannungsquelle (UBAT) bei Kurzschluß, wobei bei Überschreiten eines von einer ersten Auswerteeinheit (SR) ermittelten Kurz- schlußstromes dieser begrenzt oder der Verbraucher durch eine Ansteuerung eines Schaltelementes (Ml) von der Spannungs- quelle getrennt wird, dadurch gekennzeic net, daß bei einem überhöhten Ausgangsstrom das Schaltelement (Ml) hochohmig gesteuert wird, daß der Spannungsabfall am Schaltelement (Ml) durch eine zweite Auswerteeinheit (A) ausgewertet wird und daß bei Überschreiten eines Vergleichswertes das Schaltele- ment (Ml) gesperrt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall am Schaltelement (Ml) in der Aus- erteeinheit (A) integriert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Kurzschluß das Schaltelement (Ml) gesperrt bleibt, bis der Verbraucher (V) wieder an die Spannungsquelle (VBAT) angeschlossen wird oder die Spannungsquelle erneut aktiviert wird.
4. Schaltungsanordnung zum Abtrennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VBAT) bei Kurzschluß mit einer ersten Auswerteeinheit (SR) zur Ermittlung und Begrenzung eines Kurzschlußstromes oder Trennung des Verbrauchers (V) von der Spannungsquelle (UBAT) durch Ansteuerung eines Schaltelementes (Ml) , das zwischen der Spannungsquelle und dem Verbrau- eher eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Auswerteeinheit (A) mit einem Integrator (INT) und einem Komparator (K) zur Überwachung der am Schalt- element abfallenden Spannung vorgesehen ist, daß ein erster Eingang des Integrators (INT) mit dem Ausgang des Schaltelementes (Ml) verbunden ist, daß ein zweiter Eingang des Integrators mit einem Bezugspotential verbunden ist und daß der Ausgang des Komparators mit einem Steuereingang des Schaltelementes (Ml) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Auswerteeinheit (SR) einen Differenzverstärker (OPl) mit Referenzeingang zur Ansteuerung des Schaltelementes (Ml) aufweist, daß der Integrator (INT) der zweiten Auswerteeinheit (A) durch einen zweiten Differenzverstärker (0P4) gebildet ist, wobei ein erster Eingang des zweiten Differenzverstärkers (0P4) mit dem Referenzeingang verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Eingang des Differenzverstärkers (0P4) über einen Spannungsteiler (R15, R16) mit einem Ausgang (VDRAIN) des Schaltelementes (Ml) verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeic net, daß der Integrator (INT) ein nichtinvertierender Integrator ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (K) mit dem Steuereingang des Schaltelementes (Ml) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang eines Kippgliedes (FF) mit dem Steuereingang des Schaltelementes (Ml) verbunden ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (K) über einen Spannungsteiler mit einem ersten Eingang eines Differenzverstärkers (0P2) des Kippgliedes (FF) verbunden ist.
PCT/DE1998/000836 1997-03-24 1998-03-20 Elektronische sicherung WO1998043334A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
BR9808624-3A BR9808624A (pt) 1997-03-24 1998-03-20 Proteção eletrônica
EP98925422A EP0970555A1 (de) 1997-03-24 1998-03-20 Elektronische sicherung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE1997112261 DE19712261A1 (de) 1997-03-24 1997-03-24 Elektronische Sicherung
DE19712261.2 1997-03-24

Publications (1)

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