Claims (2)
Эта цель достигаетс тем, что инвертор , содержащий блок упраагюни с тран- сформагорным выходом соединенным с управл ющим вкодом каждого транзистора двухтактного усилител мощности через последовательно соединенные базовые резистор и диод, шунтированные обратным диодом, причем коллектор транзистора св зан с точкой соединени ба- зовык резистора и диода через вспомогательный диод, а кажда пара соответствующих транзисторов двухтактного усилител мощности снабжена дополнительным двухобмоточным насыщающимс трансформатором, кажда из этих обмоток включена последовательно со вспомогательным диодом, .причем к одноименным электродам вспомогательных диодов этой пары подключены разноимен ные концы этих обмоток. На фиг, 1 приведена принципиальна схема инвертора; на фиг. 2 (а,б,в,п, д, е,ж) - временные диаграммы, по сн ющие его работу. Инвертор состоит из ключевых транзисторов 1-4, выходного трансформатор 5, включенного в диагональ моста, образованного указанными транзисторами, ко вторичной обмотке которого подключено сопротивление нагрузки .6. Импульсы управлени транзисторами снимаютс со вторичных обмоток согласующих трансформаторов 7-8, вход щих в оконечный каскад блока управлени и через последовательно соединенные ограничивающие резисторы 9-12 и базовые диоды 13-16 подаютс в базовые цепи транзисторов инвертора. К коллектору каждого транзистора подключен диод 17-20, который совместно с базовым диодом и одной из обмоток насыщающегос трансформатора 21-22 образуют цепь нелинейной обратной св зи потоку Насыщающийс , трансформатор 21-22 вы полнен на сердечнике с пр моугольной петлей гистерезиса и имеет две одинако вые обмотки W 1,W2, которые разноименными концами включены между одно именными выводами базовых диодов и диодов обратной св зи. Таким образом цепочка, состо ща из последовательно соединенных базового диода, диода обра ной св зи и обмотки насыщающегос тр сформатора шунтирует коллекторно-базо вый переход транзистора. Импульсы управлени , поступающие на транзисторы 1-2 и 3-4, вход щие в разные стойки, наход тс в противофазе Формы импульсов базового тока транзисторов 1-2 и Зт4 приведены на фиг. Sд 2a, б, в, г. Между импульсами управлени , поступающими со вторичных обмоток трансформаторов 7 и 8 имеетс некоторый фазовый сдвиг Чо (фиг. 2). Благодар такому закону переключени транзисторов выходное напр жение инвертора имеет паузу, на нуле (фиг. 2, ж). Измен с . помощью системы управлени величину фазового сдвига управл ющих им.пульсов можно осуществл ть широтно-импульсное регулирование выходного напр жени . Дл уменьшени времени выключени транзистора ограничивающий резистор и базовый диод зашунтированы обратно включенным запирающим диодом 23 - 26, который отпираетс при по влении на вторичной обмотке согласующего трансформатора напр жени с пол рностью, противоположной пол рности напр жени , отпирающего транзистор. Так как процессы, происход щие при переключении транзисторов 1-2 и 3-4 идентичны, дл объ снени работы схемы рассмотрим процесс переключени транзисторов 1 и 2. Предположим, что в момент времени t -, (фиг. 2) сердечник насыщающегос трансформатора 21 за счет процессов, происход щих в предыдущем полупериоде находитс в состо нии отрицательного насыщени ( -В ), где В -индукци насышени материала сердечника . В момент t Q на вторичной обмотке согласующего трансформатора 7 по вл етс управл ющее напр жение с пол рностью , котора дл транзистора 1 вл етс отпирающей. Транзистор 1 начинает отпиратьс и по истечении времени 1ф , которое определ етс частотными .„ свойствами транзистора переходит в состо ние насыщени . С момента 1р начи- начетс перемагничивание сердечника насыщающегос трансформатора из состо ни (-В) в состо ние (+Вд). На интервале перемагничивани индуктивное сопротивление обмотки W 1 дл всех гармоник входного тока транзистора Э „.. велико и в цепи диода 17 протекает т;ок намагничивани сердечника, имеющий весьма малую величину. При этом цепь нелинейной отрицательной обратной св зи по току оказываетс разомкнутой, .ток базы транзистора 1 равен входному току (фиг. 2,а) и транзистор поддерживаетс в режиме насыщени . При этом напр жение между эмиттером и коллектором, транзистора 1 равно Ug «oic ) Транзистор 2 в интервале х„ - 1д заперт отрицательным напр жением обмотки управлени трансформатора 7 и напр жение на его соллекторе примерно равно напр жению источника питани Е (фиг. 2,е). Параметры насыщающегос трансформатора 21 (22) выбраны так, что врем его перемагнич 1вани из состо ни ( -B в состо ние (В) несколько меньше длительности отпирающего импульса тока (фиг. 2а). Поэтому в момент времениЛ д сердечник трансформатора насыщаетс , индуктивное сопротивление обмотки W1 резко уменьшаетс , отпираетс диод 17 и начинает действовать цепь нелиней ной отрицательной обратной св зи по току . В результате ее действи ток базы транзистора уменьшаетс До величины 3jj (фиг. 2,а), а рабоча точка транзистора сказываетс в активной области на границе насыщени . Напр жение мезкду эмиттером и коллектором при этом возрастает до величины (фиг. 2, д). В интервала времени i . благодар действию Отрицательной обратной св зи по току величина тока базы транзистора автоматически поддерживаетс такой, что транзистор находитс на границе активной области и области насыщени . При этом разность входного D и базового 7) (5 токов протекает в цепи диода 17 В таком режиме схема находитс до момента времени t , пока не произойдет смена пол рности управл ющих напр же- НИИ на вторичных обмотках трансформа . тора 7.. Так как в результате действи обратной с.в зи транзистор 1 к моменту t находитс в активном режиме, то при по влении запирающего напр жени умень шение его коллекторного тока начинаетс одновременно с увеличением тока коллектора транзистора 2, на базе которого действует отпирающее напр жение. Следовательно, в интервале коммутации транзисторы 1 и 2 наход тс в .активном режиме (фиг. 2, д, е), в результате чего сквозной ток в стойке инвертора устра н етс . После запирани транзистора 1 сердечник насыщающегос трансформатора перемагничиваетс из состо ни (+Bg) в состо ние (-В) под действием напр жени , действующего на обмотке W 2. В дальнейшем процессы в схеме повтор ютс . . Как следует из описани работь схемы , наличие насыщающегос трансформа- тора в цепи нелинейной отрицательной обратной св зи по току приводит к тому, что в течение большей части интервала открытого состо ни транзистора он поддерживаетс в режиме глубокого насыще- ки и только перед поступлением запирающего импульса (интервал t, - О с помощью цепи обратной св зи переводитс в активный режим. Поэтому потери мощности на открытом транзисторе в инверторе значительно меньше, чем в схеме известного устройства, вследствие чего повышаетс КПД инвертора и его надежность . Формула изобретени Инвертор, содержащий блок управлени с трансформаторным выходом, соединенный с управл ющим входом каждого транзистора двухтактного усилител мощности через последовательно соединенные базовые резистор и диод, шунтированные обратно включенным диодом, причем коллектор транзистора св зан с точкой сое- динени базовых резистора и диода через вспомогательный диод, отличающийс тем, что, с целью повышени КПД, кажда пара соответствующих транзисторов двухтактного усилител Мощности снабжена дополнительным двухобмоточным насыщающимс трансформатором , а кажда из этих обмоток включена последовательно со вспомогательным диодом, причем к одноименным электродам вспомогательных диодов этой пары подключены разноименные концы этих обмоток. Источники информации, прин тые во внимание при экспертизе 1.Авторское свидетельство СССР по за вке № 2442476/О7, кл. Н 02 М 7/537, 1977, This goal is achieved by the fact that the inverter containing the control unit with a transformer-type output is connected to the control code of each transistor of the push-pull power amplifier through serially connected base resistors and a diode shunted by a reverse diode, the collector of the transistor being connected to the connection point of the base resistor and a diode through an auxiliary diode, and each pair of corresponding transistors of a push-pull power amplifier is equipped with an additional two-winding saturable transformer, and of these windings is connected in series with the additional diode, with a being to the like electrodes of this pair of auxiliary diodes connected raznoimen nye ends of these windings. Fig. 1 is a circuit diagram of an inverter; in fig. 2 (a, b, c, p, d, e, g) are timing diagrams that illustrate his work. The inverter consists of the key transistors 1-4, the output transformer 5 included in the diagonal of the bridge formed by these transistors, to the secondary winding of which the load resistance is connected .6. The transistor control pulses are removed from the secondary windings of matching transformers 7-8, included in the terminal cascade of the control unit and through series-connected limiting resistors 9-12 and basic diodes 13-16 are fed to the inverter basic transistors. A diode 17-20 is connected to the collector of each transistor, which, together with the base diode and one of the windings of the saturable transformer 21-22, form a non-linear feedback circuit to the flow. Saturated, the transformer 21-22 is wired on a core with a rectangular hysteresis loop and has two identical W 1, W2, which are connected by opposite ends between one of the nominal pins of the basic diodes and feedback diodes. Thus, a chain consisting of a series-connected base diode, a diode of the coupling, and a winding of a saturable transformer shunts the collector-base junction of the transistor. The control pulses supplied to transistors 1-2 and 3-4, included in different racks, are in antiphase. The pulse shapes of the base current of transistors 1-2 and Z4 are shown in FIG. Sd 2a, b, c, g. Between the control pulses coming from the secondary windings of transformers 7 and 8 there is some phase shift Cho (Fig. 2). Due to this law of switching transistors, the output voltage of the inverter has a pause, at zero (Fig. 2, g). Cheating with. With the control system, the magnitude of the phase shift of the control pulses can be used to carry out pulse-width control of the output voltage. To reduce the turn-off time of the transistor, the limiting resistor and the base diode are shunted by the back-turned-off locking diode 23-26, which is unlocked when a matching voltage transformer with a polarity opposite to the voltage of the transistor opens on the secondary winding. Since the processes that occur when switching transistors 1-2 and 3-4 are identical, in order to explain the operation of the circuit, we consider the switching process of transistors 1 and 2. Suppose that at time t -, (Fig. 2), the core of the saturating transformer 21 is the account of the processes occurring in the previous half-period is in the state of negative saturation (-B), where B is the induction of the growth of the core material. At the time t Q, a control voltage with a polarity appears on the secondary winding of the matching transformer 7, which for the transistor 1 is unlocking. The transistor 1 starts to unlock and after a time 1f, which is determined by the frequency. The properties of the transistor go into a saturation state. From the moment of 1p, the magnetization reversal of the core of the saturating transformer from the state (-B) to the state (+ Vd) begins. In the magnetization reversal interval, the inductive resistance of the winding W 1 for all harmonics of the input current of the transistor E ".. is large and in the circuit of the diode 17 flows t; In this case, the nonlinear negative current feedback circuit is open, the base current of transistor 1 is equal to the input current (Fig. 2, a) and the transistor is maintained in saturation mode. At the same time, the voltage between the emitter and the collector, transistor 1 is equal to Ug "oic) Transistor 2 in the x" - 1d interval is locked by the negative voltage of the control winding of the transformer 7 and the voltage on its sollector is approximately equal to the voltage of the power source E (Fig. 2, e). The parameters of the saturating transformer 21 (22) are selected so that its remagnetization time is from state (-B to state (B) is slightly less than the duration of the trigger current pulse (Fig. 2a). Therefore, at time, the transformer core is saturated, inductive resistance the winding W1 decreases sharply, the diode 17 opens and a non-linear negative current feedback circuit starts to operate.As a result, the base current of the transistor decreases to 3jj (Fig. 2a), and the operating point of the transistor affects on the saturation boundary. The voltage of the bridge between the emitter and collector increases to a value (Fig. 2e) .In time interval I. due to the Negative current feedback, the base current of the transistor is automatically maintained such that the transistor is on the boundary active region and saturation region. In this case, the difference between the input D and the base 7) (5 currents flow in the diode 17 circuit. In this mode, the circuit is located until time t, until the polarity of the control voltages changes to the secondary winding transformer. of the torus 7. Since, as a result of the reverse servo action, the transistor 1 is in active mode by the time t, when a blocking voltage appears, the decrease in its collector current starts simultaneously with an increase in the collector current of transistor 2, on the basis of which voltage. Consequently, in the switching interval, transistors 1 and 2 are in active mode (Fig. 2, e, e), as a result of which the through current in the inverter rack is eliminated. After the transistor 1 is locked, the core of the saturating transformer is re-magnetized from the state (+ Bg) to the state (-B) under the action of the voltage acting on the winding W 2. In the future, the processes in the circuit are repeated. . As follows from the description of the operation of the circuit, the presence of a saturating transformer in the nonlinear negative current feedback circuit leads to the fact that during the majority of the open state interval of the transistor it is maintained in deep saturation mode and only before the arrival of the blocking pulse the interval t, - O is brought into active mode by the feedback circuit. Therefore, the power loss at the open transistor in the inverter is much less than in the circuit of the known device, as a result of which the efficiency inverter and its reliability. Formula of Invention An inverter comprising a transformer output control unit connected to a control input of each transistor of a push-pull power amplifier through serially connected base resistors and a diode back-switched by a diode, and the collector of the transistor is connected to the connection point a resistor and a diode through an auxiliary diode, characterized in that, in order to increase efficiency, each pair of respective transistors of a push-pull Power amplifier is provided with ene nasyschayuschims additional two-winding transformer, but each of these windings is connected in series with the additional diode, and to the like electrodes of this pair of auxiliary diodes connected heteronymic ends of these windings. Sources of information taken into account during the examination 1. USSR author's certificate in application No. 2442476 / О7, cl. H 02 M 7/537, 1977,
2.Сб. Устройства вторичных источников электропитани . М., Знание МДНТП, 1976, с. 76, рис. 2.2.Sb. Devices of secondary power sources. M., Knowledge of MDNTP, 1976, p. 76, fig. 2
-hff-hff
Ф F
5five
..
t ft.t ft.
f9f9
wiwi
№UNo. U
. S. S
-И-15-I-15
«Г"Y