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KR20100115087A - 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 그의 제어방법 - Google Patents

양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 그의 제어방법 Download PDF

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KR20100115087A
KR20100115087A KR1020090033622A KR20090033622A KR20100115087A KR 20100115087 A KR20100115087 A KR 20100115087A KR 1020090033622 A KR1020090033622 A KR 1020090033622A KR 20090033622 A KR20090033622 A KR 20090033622A KR 20100115087 A KR20100115087 A KR 20100115087A
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KR
South Korea
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switch
capacitor
converter
voltage
bidirectional
Prior art date
Application number
KR1020090033622A
Other languages
English (en)
Inventor
최세완
김정근
Original Assignee
서울과학기술대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 양방향 ＤＣ－ＤＣ 컨버터 및 그의 제어방법에 관한 것으로, 제1전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제1커패시터와 제2커패시터, 및 상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제1스위치와 제2스위치를 구비하는 제1전원 회로, 제2전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제3스위치, 제3커패시터와 제4커패시터, 및 상기 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터에 병렬로 연결된 제4스위치를 구비하는 제2전원 회로, 상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터 사이의 제1접점, 상기 제1스위치와 상기 제2스위치 사이의 제2접점, 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터 사이의 제3접점, 및 상기 제3스위치와 상기 제4스위치 사이의 제4접점에 전기적으로 연결되되, 상기 제2접점 측에 전기적으로 연결된 누설 인덕터를 구비하는 변압기, 및 상기 제1스위치와 상기 제3스위치는 동시에 턴온되고, 상기 제2스위치와 상기 제4스위치는 동일한 스위칭하며, 상기 제3스위치와 상기 제4스위치는 비대칭 상보적으로 스위칭을 하도록 상기 제1스위치 내지 상기 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 구성을 마련한다.
DC-DC 컨버터, 반도체 스위치, 연료전지, PWM, 소프트스위칭, 동기정류

Description

양방향 ＤＣ－ＤＣ 컨버터 및 그의 제어방법 {A bidirectional ＤＣ－ＤＣ converter and methods of controlling the same}
본 발명은 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 관한 것으로, 특히 비대칭 PWM(Pulse Width Modulation) 제어 방식을 적용하여 스위치 및 변압기의 정격을 줄일 수 있고, 넓은 입력 전압 범위를 갖는 분야에 적용될 수 있는 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 관한 것이다.
일반적으로 DC-DC 컨버터는 어떤 전압의 직류전원에서 다른 전압의 직류전원으로 변환하는 전자회로 장치를 의미한다. 이러한 DC-DC 컨버터는 연료전지 자동차의 전기 동력 시스템에서 연료전지와 인버터 사이의 직류 단에 배터리 연결을 위한 장치로써 응용되고 있다.
도 1은 이러한 DC-DC 컨버터를 채택하는 연료전지 자동차의 전기 동력 시스템의 일례를 도시하고 있다. 도 1에 도시한 바와 같이, 이러한 전기 동력 시스템은 자동차에 주된 동력을 공급하는 연료전지 스택(고전압 배터리)(1)과 엔진을 구동하는 모터(3) 사이에 연결된 DC-AC 컨버터(7)로 구성되어 있다.
연료전지 자동차에서 일반 가솔린 차량의 알터네이터 역할을 하는 DC-DC 컨 버터(5)는 연료전지 스택(1)과 DC-AC 컨버터(7) 사이에 연결되어 연료전지 스택(1)의 고전압을 저전압으로 다운시켜 전장부하에 공급한다. 또한, 이러한 DC-DC 컨버터는 연료전지 스택(1) 또는 모터(3)에 의한 회생에너지의 고전압(DC)을 저전압(DC)으로 변환하여 DC-DC 컨버터(5)에 연결된 배터리(9)를 충전시키거나 전장부하에 전력을 공급한다. 이 경우, 상기 DC-DC 컨버터(5)는 출력전압이 입력전압보다 낮은 벅(Buck) 컨버터와 출력전압이 입력전압보다 높은 부스트(boost) 컨버터의 출력특성을 동시에 가질 수 있도록 양방향으로의 전력 흐름을 제어한다.
한편, De Doncker 등에 의하여 개시된 미국등록특허[하기문헌 1]는 연료전지 자동차의 전기 동력 시스템에 적용될 수 있는 듀얼 액티브 브릿지(Dual active bridge; DAB) 컨버터를 개시하고 있다. 상기 DAB 컨버터는 입출력 브릿지 컨버터와 연결된 고주파 변압기를 포함하며, 저항 모드와 작은 고주파 필터 커패시터에서 동작하는 정류기를 통하여 정류된 교류 선간 전압(ac line voltage)을 수신한다. 위상각 제어기는 교류의 입력단에서 최대 효율을 유지하는 동안 변압기 1차측과 2차측 전압 사이의 위상 차이를 제어한다.
상술한 바와 같이, 상기 DAB 컨버터는 1·2차측 코일 사이의 위상각 차이에 의한 전압으로 변압기 누설 인덕터를 이용하여 전력 흐름을 제어한다. 따라서, 입출력전압이 고정되어 있을 때는 넓은 부하 범위에서 1·2차측의 모든 스위치가 소프트 스위칭이 가능하고, 출력 측에 필터 인덕터를 사용하지 않는 등 구성이 간단한 장점을 가지고 있다. 그러나, 상기 DAB 컨버터는 입력 전압변동 폭이 큰 응용에서는 위상각의 변동범위가 증가하게 되어 소프트 스위칭 가능 영역이 감소한다. 또 한, 상기 DAB 컨버터는 무효전력에 의한 전류정격과 입출력 리플전류가 크게 증가하게 되어 변압기의 VA 정격과 필터 커패시터의 용량이 매우 커지는 문제를 가진다.
[문헌 1] 미국등록특허 제5,355,294호 (1994. 10. 11 등록)
본 발명의 목적은 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 비대칭 PWM 제어 방식을 적용함으로써 스위치 및 변압기의 정격을 줄일 수 있는 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 입력 전압의 변동 폭이 큰 분야에 응용되도록 양방향의 듀티 범위를 넓힘으로써 변압기의 턴비를 조절할 수 있는 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 스위치의 영전압/영전류 스위칭 동작으로 스위칭 손실을 줄이고, 동기 정류 방식을 적용함으로써 스위치의 도통 손실을 줄일 수 있는 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 제1전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제1커패시터와 제2커패시터, 및 상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제1스위치와 제2스위치를 구비하는 제1전원 회로, 제2전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제3스위치, 제3커패시터와 제4커패시터, 및 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터에 병렬로 연결된 제4스위치를 구비하는 제2전원 회로, 상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터 사이의 제1접점, 상기 제1스위치와 상기 제2스위치 사이의 제2접점, 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터 사이의 제3접점, 및 상기 제3스위치와 상기 제4스위치 사이의 제4접점에 전기적으로 연결되되, 상기 제2접점 측에 전기적으로 연결된 누설 인덕터를 구비하는 변압기, 및 상기 제1스위치와 상기 제3스위치는 동시에 턴온되고, 상기 제2스위치와 상기 제4스위치는 동일한 스위칭하며, 상기 제3스위치와 상기 제4스위치는 비대칭 상보적으로 스위칭을 하도록 상기 제1스위치 내지 상기 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터에서 상기 제1스위치는 상기 제3스위치보다 데드타임 만큼 먼저 턴오프하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터에서 상기 제어부는 상기 제1스위치와 상기 제2스위치를 영전압 스위칭 턴온하도록 제어하고, 상기 제3스위치를 영전압 스위칭 턴오프하도록 제어하고, 상기 제4스위치를 영전압 스위칭 턴온/턴오프 및 동기정류하도록 제어하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터에서 상기 제어부는 상기 제3스위치의 턴온 시비율과 상기 제4스위치의 턴온 시비율의 합이 1이 되도록 제어하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터에서 상기 제1스위치 내지 상기 제4스위치는 MOSFET 스위치 또는 IGBT 스위치인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터에서 상기 제2전원 측에는 필터 인덕터와 필터 커패시터를 구비하는 LC필터부가 전기적으로 연결된 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 의하면, 비대칭 스위칭 방식을 적용함으로써 스위치 및 변압기의 동작전류를 낮추어 스위치 및 변압기의 VA정격을 줄일 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 의하면, 양방향 동작 시 스위치의 영전압/영전류 스위칭이 가능하며, 동기정류 방식을 적용하여 스위칭 손실 및 도통손실을 감소시킬 수 있다는 효과도 얻어진다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 의하면, 넓은 듀티 범위를 가지므로 입력 전압의 폭이 넓은 분야에 응용할 수 있다는 효과도 얻어진다.
본 발명의 상기 및 그 밖의 목적과 새로운 특징은 본 명세서의 기술 및 첨부 도면에 의해 더욱 명확하게 될 것이다.
이하, 본 발명의 구성을 도면에 따라서 상세하게 설명하기로 한다. 또한, 본 발명의 설명에 있어서는 동일 부분은 동일 부호를 붙이고, 그 반복 설명은 생략한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터에 채택되는 집적회로부의 블록구성도이다.
도 2에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 제1전원 회로(21), 제2전원 회로(23) 및 변압기(25)를 포함하고 있다. 상기 제1 전원 회로(21)는 제1전원(VH), 제1커패시터(C1), 제2커패시터(C2), 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)를 포함하여 구성된다. 상기 제1전원(VH)에는 제1커패시터(C1)와 제2커패시터(C2)가 병렬로 연결되어 있다. 상기 제1커패시터(C1)와 제2커패시터(C2)에는 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)가 병렬로 연결되어 있고, 상기 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 서로 직렬로 연결되어 있다.
한편, 상기 제2전원 회로(23)는 제2전원(VL), 제3커패시터(C3), 제4커패시터(C4), 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)를 포함하여 구성된다. 상기 제2전원(VL)에는 제3스위치(S3), 제3커패시터(C3) 및 제4커패시터(C4)가 병렬로 연결되어 있다. 상기 제3커패시터(C3)와 제4커패시터(C4)에는 제4스위치(S4)가 병렬로 연결되어 있다. 이 경우, 상기 제2전원(VL) 측에는 필터 인덕터(Lf)와 필터 커패시터(Cf)를 포함하는 LC필터부(26)가 전기적으로 연결되어 있다.
상기 제1전원(VH)은 고전압측 전원이고, 제2전원(VL)은 저전압측 전원인 것이 바람직하다. 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터가 연료전지 자동차의 전기 동력 시스템에 적용되는 경우에, 상기 제2전원(VL)은 충방전이 가능한 배터리이고, 상기 제1전원은 연료전지 자동차를 구동하기 위한 연료전지 스택 또는 모터에 의한 회생에너지의 고전압원일 수 있다.
또한, 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Trasnistor) 스위치인 것이 바람직하나, 필요에 따라 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 스위치로 구성될 수 있다. 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)가 MOSFET 스위치로 구성되는 경우에, 상기 MOSFET의 소오스와 드레인의 사이에 다이오드가 전기적으로 연결될 수 있다.
상기 변압기(25)의 1차 코일 측은 제1전원 회로(21)에 결선되고, 2차 코일 측은 제2전원 회로(23)에 결선되어 있다. 좀 더 자세하게 설명하면, 상기 변압기(25)의 1차 코일 측은 제1커패시터(C1)와 제2커패시터(C2) 사이의 제1접점(N1), 및 상기 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2) 사이의 제2접점(N2)에 결선되어 있다. 또한, 상기 변압기(25)의 2차 코일 측은 제3커패시터(C3)와 제4커패시터(C4) 사이의 제3접점(N3), 및 상기 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4) 사이의 제4접점(N4)에 결선되어 있다. 이 경우, 상기 제2접점(N2)과 1차 코일 사이에는 누설 인덕터(Lk)가 전기적으로 연결되어 있다.
도 3에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 스위치부(27)를 구성하고, 상기 스위치부(27)는 제어부(29)의 제어신호에 따라 동작한다. 상기 제어부(29)는 제1전원(VH)과 제2전원(VL)의 전압을 검출하는 전압검출부(31) 및 누설 인덕터(Lk)의 전단에서 전류를 검출하는 전류검출부(33)의 출력을 이용함으로써 스위치부(27)의 동작을 제어하는 제어신호를 생성하여 게이트 드라이버(35)에 전달한다. 그러나, 도 3의 집적회로부는 일례로써 도시된 것으로 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자 라면 누구나 다른 방법으로 집적회로부를 설계할 수 있다.
다음으로, 도 4 내지 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 강압 동작에 대한 동작원리를 설명하고자 한다.
도 4는 도 2의 DC-DC 컨버터의 강압 동작에 대한 게이트 신호 및 주요 파형을 나타낸 도면이고, 도 5는 도 2의 DC-DC 컨버터의 강압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 도면이며, 도 6은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터와 종래기술에 따른 양방향 하프 브릿지 DC-DC 컨버터에 대한 강압 동작 시의 비교 파형이다.
본 발명에 따른 DC-DC 컨버터는 강압 동작 시에 한 주기 동안 6개의 모드로 동작하는데, 이하에서는 각각의 모드로 구분하여 강압 동작을 상세히 설명하기로 한다.
1) 모드 1 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 1 구간은 t0 ~ t1 구간으로 표시되어 있다. 상기 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 턴온 일 때 누설 인덕터(Lk)에 전압 Vc1-(Vc3·n)가 인가되어 전류는 일정하게 증가하는 기울기를 갖게 된다. 이 경우, 상기 제3스위치(S3)에는 ILf-Isec 전류가 흐르며 IC4와 ILf는 동일하다. 제1커패시터(C1)의 전압(Vc1)과 제2커패시터(C2)의 전압(Vc2)은 [수학식 1]을 만족한다.
Figure 112009023361053-PAT00001
여기서, VH는 제1전원(VH)의 전압을 나타내고, D는 듀티비(duty ratio)를 나타낸다. 따라서, 제1전원(VH) 측의 스위치 전압 정격은 [수학식 2]와 같이 표시된다.
Figure 112009023361053-PAT00002
한편, 제3커패시터(C3)와 제4커패시터(C4)의 전압은 [수학식 3]과 같이 표시된다.
Figure 112009023361053-PAT00003
여기서, VL은 제2전원(VL)의 전압을 나타낸다. 따라서, 제2전원(VL) 측의 스위치 전압 정격은 벅 컨버터의 전압 전달비와 같이 [수학식 4]에 의하여 표시된다.
Figure 112009023361053-PAT00004
2) 모드 2 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 2 구간은 t1 ~ t2 구간으로 표시되어 있다. 상기 누설 인덕터(Lk)에 인가되는 전압은 모드 1 구간과 마찬가지로 누설 인덕터(Lk)에 전압 VC1-(VC3·n)가 인가되어 전류는 일정하게 증가하며 Isec 또한 계속 증가하여 제3스위치(S3)에는 Isec - ILf 전류가 흐르게 된다.
3) 모드 3 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 3 구간은 t2 ~ t3 구간으로 표시되어 있다. 상기 제1스위치(S1)가 턴오프 하면서 아주 짧은 시간 동안 제1스위치(S1)의 내부 커패시터는 충전되고, 상기 제2스위치(S2)의 내부커패시터는 방전하게 된다. 상기 누설 인덕터(Lk)에 VC2-(VC3·n)의 전압이 인가되어 전류는 급격하게 감소하며 제3스위치(S3)는 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS) 턴오프 동작을 하게된다.
4) 모드 4 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 1 구간은 t3 ~ t4 구간으로 표시되어 있다. 상기 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)가 턴온 되면서 누설 인덕터(Lk)에 전압 VC2+(VC4·n)가 인가되어 전류는 일정하게 감소하는 기울기를 갖게 된다. 이 경우, 상기 제4스위치(S4)에는 ILf - Isec의 전류가 흐르며 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기정류 동작과 동시에 영전압 스위칭 턴온 동작을 한다. 상기 제2스위치(S2)도 마찬가지로 내부 다이오드로 흐르던 ILk의 전류가 채널로 흐르면서 영전압 스위칭 턴온 동작을 한다.
5) 모드 5 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 1 구간은 t4 ~ t5 구간으로 표시되어 있다. 상기 누설 인덕터(Lk)의 전압은 t3 ~ t4모드와 마찬가지로 VC2+(VC4·n)가 인가되어 전류는 일정하게 증가하며 스위치 S4에는 ILf + IC4의 전류가 흐르게 된다.
6) 모드 6 구간
도 4 및 도 5에 도시한 바와 같이, 모드 1 구간은 t5 ~ t6 구간으로 표시되어 있다. 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 모두 턴오프 하면서 아주 짧은 시간 동안 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)의 내부 커패시터는 충전되고, 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)의 내부 커패시터는 방전을 하게 된다. 상기 누설 인덕터(Lk)에 VC1+(VC4·n)의 전압이 인가되어 전류는 급격하게 감소하며 제4스위치(S4)는 영전압 스위칭 턴오프 동작을 하게 된다.
도 4에 도시한 바와 같이, 상기 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 모두 영전압 스위칭 턴온을 하고, 상기 제3스위치(S3)는 영전압 스위칭 턴오프를 하며, 상기 제4스위치는 동기정류 및 영전압 스위칭 턴온/턴오프를 하는 것을 알 수 있다. 따라서, 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4) 모두 영전압 스위칭 및 동기정류 동작을 하므로 스위칭으로 인한 손실을 크게 줄일 수 있다.
한편, 종래기술에 따른 비대칭 상보적 스위칭을 하는 하프브리지는 변압기의 전류 불균형으로 인해 자화인덕터 직류 오프셋(DC-offset)이 발생하여 변압기가 쉽게 포화하는 문제를 갖고 있었다. 그러나, 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 제1커패시터(C1)와 제2커패시터(C2)에서 흐르는 전류 및 제3커패시터(C3)와 제4커패시터(C4)에서 흐르는 전류의 평균값이 정상상태에서 0 A(Ampere)라는 사실로부터 Ipri=0 A, Isec=0 A 이므로 자화 인덕터의 전류 ILm=0 A가 된다. 따라서, 본 발명의 DC-DC 컨버터는 종래기술에서와 같이 자화 인덕터에 직류 오프셋을 발생시키지 않는다.
도 6은 입력 전압이 변동할 때 종래의 위상각 제어 방식과 본 발명의 컨버터에 대한 비대칭 PWM 방식의 주요 파형을 보여준다. 종래의 위상각 제어 방식은 입력 전압이 낮아지면 위상각의 크기를 ΦH에서 ΦL로 증가시킨다. 따라서, 누설 인덕터에 인가되는 전압의 면적이 증가하므로 전류 리플이 증가하게 되어 저전압 측 스위치 정격이 커지므로 입력 전압 변동이 큰 응용에는 부적합하다.
그러나, 본 발명의 양방향 DC-DC 컨버터에 대한 PWM 스위칭 방식은 변압기 누설 인덕터에 데드타임 동안 전압이 인가되므로 전류 리플을 작게한다. 따라서, 본 발명의 컨버터에 따른 새로운 PWM 스위칭 방식은 변압기의 VA 정격과 스위치의 전류정격을 작게 할 수 있다.
다음으로, 도 7 내지 도 9을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 승압 동작에 대한 동작원리를 설명하고자 한다.
도 7은 도 2의 DC-DC 컨버터의 승압 동작에 대한 게이트 신호 및 주요 파형을 나타낸 도면이고, 도 8는 도 2의 DC-DC 컨버터의 승압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 도면이며, 도 9은 도 2의 DC-DC 컨버터에 대한 스위치들 각각의 소프트 스위칭 및 동기정류 가능 여부를 나타낸 도면이다.
본 발명에 따른 DC-DC 컨버터는 승압 동작 시에 한 주기 동안 4개의 모드로 동작하는데, 이하에서는 각각의 모드로 구분하여 승압 동작을 상세히 설명하기로 한다.
1) 모드 1 구간
도 7 및 도 8에 도시한 바와 같이, 모드 1 구간은 t0 ~ t1 구간으로 표시되어 있다. 상기 제4스위치(S4)가 턴온 일 경우에, 누설 인덕터에 전압 VC4+(VC2/n)가 인가되어 전류는 일정하게 감소하는 기울기를 갖게 된다. 이 경우, 상기 제4스위치(S4)에는 ILf + ILk 전류가 흐르고, 상기 제3커패시터(C3)에 인가되는 전압은 [수학식 5]에서 표시된다. 제4커패시터(C4)에 인가되는 전압은 [수학식 3]에서와 동일 하다.
Figure 112009023361053-PAT00005
따라서, 제2전원(VL) 측 스위치 전압 정격은 부스트 컨버터의 전압 전달비와 같이 [수학식 6]에 의하여 표시된다.
Figure 112009023361053-PAT00006
이 경우, 제1커패시터(C1)와 제2커패시터(C2)의 전압은 [수학식 1]과 동일하므로 제1전원(VH) 측 스위치 전압 정격은 [수학식 2]와 동일하다.
2) 모드 2 구간
도 7 및 도 8에 도시한 바와 같이, 모드 2 구간은 t1 ~ t2 구간으로 표시되어 있다. 상기 제4스위치(S4)가 턴오프 하면서 아주 짧은 시간 동안 제4스위치(S4)의 내부 커패시터는 충전을 하게되며, 제3스위치(S3)의 내부 커패시터는 방전을 하게 된다. 상기 누설 인덕터에 VC3-(VC4/n)의 전압이 인가되어 전류는 급격하게 증가하고, 상기 제3스위치(S3)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기정류방식으로 동작하며, 영전압 스위칭 턴온 동작을 한다. 상기 제2스위 치(S2)는 동기정류 동작을 하고 영전류 스위칭 턴오프 동작으로 역방향 회복으로 인한 전압 서지가 없는 특성을 갖는다.
3) 모드 3 구간
도 7 및 도 8에 도시한 바와 같이, 모드 3 구간은 t2 ~ t3 구간으로 표시되어 있다. 상기 누설 인덕터에 VC3-(VC1/n)의 전압이 인가되어 전류는 일정하게 증가하며 제3스위치에는 ILk - ILf의전류가 흐른다.
4) 모드 4 구간
도 7 및 도 8에 도시한 바와 같이, 모드 4 구간은 t3 ~ t4 구간으로 표시되어 있다. 제3스위치(S3)가 턴오프 하면서 아주 짧은 시간 동안 제3스위치(S3)의 내부 커패시터는 충전을 하게 되고, 제4스위치(S4)의 내부 커패시터는 방전을 하게 된다. 상기 누설 인덕터에 VC4+(VC1/n)의 전압이 인가되어 전류는 급격하게 감소하며, 상기 제4스위치의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기정류방식으로 동작하며 영전압 스위칭 턴온 동작을 한다. 상기 제1스위치(S1)는 동기정류 동작을 하고 영전류 스위칭 턴오프 동작으로 전압 서지가 없는 특성을 갖는다.
도 7에서 도시한 바와 같이, 제2전원(VL) 측의 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)는 모두 영전압 스위칭 턴온을 하고, 제1전원(VH) 측의 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 모두 동기정류, 영전압 스위칭 턴온과 영전류 스위칭 턴오프 동작을 하는 것을 알 수 있다. 따라서, 이러한 동작으로부터 스위치 손실을 크게 줄일 수 있고, 승압 동작 역시 강압 동작과 마찬가지로 제1커패시터(C1) 내지 제4커패시터(C4)의 평균 전류가 0 A이므로 자화 인덕터에 직류 오프셋이 발생하지 않는다.
본 발명의 양방향 DC-DC 컨버터에 대한 승압·강압 동작 시 스위칭 특성을 도 9에 도시하였다. 본 발명의 양방향 DC-DC 컨버터가 강압 동작을 수행하는 경우에는 상기 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 영전압 스위칭 턴온 동작을 수행하고, 상기 제3스위치(S3)는 영전압 스위칭 턴오프 동작을 수행하며, 상기 제4스위치(S4)는 영전압 스위칭 턴온/턴오프 및 동기정류 동작을 수행하게 된다.
한편, 본 발명의 양방향 DC-DC 컨버터가 승압 동작을 수행하는 경우에는 상기 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)는 영전압 스위칭 턴온/턴오프 및 동기정류 동작을 수행하고, 상기 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)는 영전압 스위칭 턴온 동작을 수행하게 된다.
따라서, 상기와 같은 구성 및 동작 특성으로부터, 본 발명의 양방향 DC-DC 컨버터는고효율 및 고전력 밀도의 매우 우수한 특징을 갖는다.
이상 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시 예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시 예에 한정되는 것은 아니고 그 요지를 이탈하 지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.
본 발명은 양방향 DC-DC 컨버터 및 그의 제어방법에 관한 것이다. 따라서, 본 발명은 UPS, 배터리 충방전, 연료전지 태양광 분산전원 시스템 및 연료전지 하이브리드자동차 분야 등의 전기적 절연이 필요한 양방향 DC-DC 컨버터에 응용될 수 있다.
도 1은 종래기술에 따른 양방향 DC-DC 컨버터가 장착된 연료전지 자동차 전기 동력 시스템.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터에 채택되는 집적회로부의 블록구성도.
도 4는 도 2의 DC-DC 컨버터의 강압 동작에 대한 게이트 신호 및 주요 파형을 나타낸 도면.
도 5는 도 2의 DC-DC 컨버터의 강압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 도면.
도 6은 본 발명에 따른 DC-DC 컨버터와 종래기술에 따른 양방향 하프 브릿지 DC-DC 컨버터에 대한 강압 동작 시의 비교 파형.
도 7은 도 2의 DC-DC 컨버터의 승압 동작에 대한 게이트 신호 및 주요 파형을 나타낸 도면.
도 8는 도 2의 DC-DC 컨버터의 승압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 도면.
도 9은 도 2의 DC-DC 컨버터에 대한 스위치들 각각의 소프트 스위칭 및 동기정류 가능 여부를 나타낸 도면.

Claims (6)

  1. 제1전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제1커패시터와 제2커패시터, 및 상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되되, 서로 직렬로 연결된 제1스위치와 제2스위치를 구비하는 제1전원 회로;
    제2전원에 병렬로 연결되되, 서로 직렬 연결된 제3스위치, 제3커패시터와 제4커패시터, 및 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터에 병렬로 연결된 제4스위치를 구비하는 제2전원 회로;
    상기 제1커패시터와 상기 제2커패시터 사이의 제1접점, 상기 제1스위치와 상기 제2스위치 사이의 제2접점, 상기 제3커패시터와 상기 제4커패시터 사이의 제3접점, 및 상기 제3스위치와 상기 제4스위치 사이의 제4접점에 전기적으로 연결되되, 상기 제2접점 측에 전기적으로 연결된 누설 인덕터를 구비하는 변압기; 및
    상기 제1스위치와 상기 제3스위치는 동시에 턴온되고, 상기 제2스위치와 상기 제4스위치는 동일한 스위칭하며, 상기 제3스위치와 상기 제4스위치는 비대칭 상보적으로 스위칭을 하도록 상기 제1스위치 내지 상기 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1스위치는 상기 제3스위치보다 데드타임 만큼 먼저 턴오프하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 제1스위치와 상기 제2스위치를 영전압 스위칭 턴온하도록 제어하고, 상기 제3스위치를 영전압 스위칭 턴오프하도록 제어하고, 상기 제4스위치를 영전압 스위칭 턴온/턴오프 및 동기정류하도록 제어하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 제3스위치의 턴온 시비율과 상기 제4스위치의 턴온 시비율의 합이 1이 되도록 제어하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 하나에 있어서,
    상기 제1스위치 내지 상기 제4스위치는 MOSFET 스위치 또는 IGBT 스위치인 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제2전원 측에는 필터 인덕터와 필터 커패시터를 구비하는 LC필터부가 전기적으로 연결된 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
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