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KR20100114751A - 양방향 비절연 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법 - Google Patents

양방향 비절연 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법 Download PDF

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KR20100114751A
KR20100114751A KR1020090033293A KR20090033293A KR20100114751A KR 20100114751 A KR20100114751 A KR 20100114751A KR 1020090033293 A KR1020090033293 A KR 1020090033293A KR 20090033293 A KR20090033293 A KR 20090033293A KR 20100114751 A KR20100114751 A KR 20100114751A
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KR
South Korea
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switch
converter
voltage
duty
isolated
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Application number
KR1020090033293A
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English (en)
Inventor
최세완
박성식
박래관
Original Assignee
서울과학기술대학교 산학협력단
주식회사 에이디티
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Filing date
Publication date
Application filed by 서울과학기술대학교 산학협력단, 주식회사 에이디티 filed Critical 서울과학기술대학교 산학협력단
Priority to KR1020090033293A priority Critical patent/KR20100114751A/ko
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는, 저전압 전원과 고전압 전원을 구비한 양방향 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 저전압 전원에 순차적으로 직렬로 연결된 제1인덕터, 제1스위치 및 제1커패시터와, 상기 제1인덕터와 제1스위치 사이의 제1접점에서 분기되어 상기 제1스위치 및 제1커패시터에 병렬로 연결된 제2스위치를 구비한 저전압측 회로와, 상기 고전압 전원에 병렬로 연결된 제2커패시터, 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되고 서로 직렬로 연결된 제3스위치와 제4스위치, 및 상기 제3스위치와 제4스위치 사이의 제2접점과 상기 제1접점을 연결하는 제2인덕터를 구비한 고전압측 회로와, 상기 컨버터가 CCM으로 동작되고 각각의 스위치가 영전압 스위칭에 의해 턴온 되도록, 상기 제1스위치 내지 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 CCM으로 동작되기 때문에 대전력 응용에서 인덕터의 전류 리플과 철손을 줄일 수 있다는 장점이 있다. 또한, 모든 스위치가 영전압 스위칭을 수행하기 때문에 스위칭 손실을 저감하여 전체적으로 컨버터의 효율을 제고할 수 있다는 장점이 있다.
DC-DC 컨버터, 양방향, 벅부스트, CCM, 영전압 스위칭

Description

양방향 비절연 ＤＣ－ＤＣ 컨버터 및 그 제어방법{Bi-Directional Non-isolated DC-DC Converter and Control Method thereof}
본 발명은 양방향으로 전력흐름이 가능한 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 CCM(continuous conduction mode)으로 동작하고 모든 스위치가 영전압 스위칭(zero voltage switching, ZVS) 동작을 수행하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법에 관한 것이다.
최근 들어, 친환경적인 자동차의 일종으로 종래의 내연기관과 배터리를 병합하여 동력원으로 사용하는 하이브리드 자동차가 개발되고 있는데, 상기 하이브리드 자동차는 시동 및 출발시에는 전기모터에 의해, 그리고 일반 주행시에는 전기모터 및 내연기관에 의해 자동차를 동작시킨다.
이러한 하이브리드 자동차의 일반적인 구동시스템과 이에 사용되는 양방향 DC-DC 컨버터 회로를 각각 도1 및 도2에 도시하였다. 도1의 구동시스템에서 전력변환장치(power conversion system)의 입력측에는 대용량의 고전압 배터리가 연결되고 출력측에는 모터가 연결된다.
또한, 상기 고전압 배터리와 모터의 사이에는 전력 전달의 매개체로서 모터 를 구동하기 위한 인버터와 고전압 배터리의 전압을 높은 전압으로 승압시키기 위한 DC-DC 컨버터가 연결된다.
이때, 상기 DC-DC 컨버터는 모터 구동시 상기 고전압 배터리가 방전하여 모터로 전력을 전달하는 부스트(boost) 동작과 상기 모터의 회생 에너지를 고전압 배터리로 충전하는 벅(buck) 동작을 수행할 수 있도록 양방향으로 전력흐름이 가능해야 한다.
도2에 도시한 종래 기술에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 회로의 구성이 간단하여 제어가 용이하고 DCM(discontinuous conduction mode)으로 동작하면 모든 스위치에서 소프트 스위칭이 이루어지기 때문에 스위칭 손실이 낮다는 장점이 있다.
그러나, 상기 종래 기술에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 DCM으로 동작할 때 대전력 응용에서 높은 피크전류로 인하여 큰 정격을 가진 소자가 요구된다는 점, 인덕터의 철손으로 인해 발열량이 많다는 점, 그리고 인덕터의 전류리플이 크기 때문에 커패시터 필터의 용량이 증가한다는 점 등과 같은 문제점으로 인하여 효율 및 부피에서 큰 단점을 가진다.
본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 대전력 응용에서 인덕터의 전류 리플을 낮게 설계하여 낮은 전류 정격을 가진 소자를 이용하고 커패시터 필터의 용량을 줄일 수 있는 양방향 비절연 DC-DC 컨 버터 및 그 제어방법을 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 CCM으로 동작하여 인덕터의 철손을 저감시켜 발열량을 줄일 수 있고, 모든 스위치가 영전압 스위칭을 수행함으로써 스위칭 손실을 줄여 동작효율을 제고할 수 있는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법을 제공하기 위한 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는, 저전압 전원과 고전압 전원을 구비한 양방향 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서, 상기 저전압 전원에 순차적으로 직렬로 연결된 제1인덕터, 제1스위치 및 제1커패시터와, 상기 제1인덕터와 제1스위치 사이의 제1접점에서 분기되어 상기 제1스위치 및 제1커패시터에 병렬로 연결된 제2스위치를 구비한 저전압측 회로, 상기 고전압 전원에 직렬로 연결된 제2커패시터, 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되고 서로 직렬로 연결된 제3스위치와 제4스위치, 및 상기 제3스위치와 제4스위치 사이의 제2접점과 상기 제1접점을 연결하는 제2인덕터를 구비한 고전압측 회로 및 상기 컨버터가 CCM으로 동작되고 각각의 스위치가 영전압 스위칭에 의해 턴온 되도록, 상기 제1스위치 내지 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 저전압 전원과 고전압 전원의 전압을 검출하는 전압검출부를 더 포함하고, 상기 제어부는 상기 전압검출부의 출력을 이용하여 상기 제1스위치 내지 제4스위치의 듀티를 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제어부는 제1스위치와 제3스위치가 각각 제2스위치와 제4스위치에 대해 상보적 스위칭에 의한 듀티를 갖도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제어부는 제2스위치와 제4스위치의 듀티의 크기가 같도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1스위치 내지 제4스위치는 MOSFET 또는 IGBT인 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법은 대전력 응용에서 컨버터의 CCM 동작으로 인덕터의 전류 리플을 낮게 설계 할 수 있기 때문에, 낮은 전류 정격을 가진 소자를 이용하고 커패시터 필터의 용량을 줄일 수 있다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법은 CCM으로 동작하기 때문에 인덕터의 철손을 줄여 발열을 줄일 수 있다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터 및 그 제어방법은 모든 스위치가 영전압 스위칭을 수행하기 때문에 스위칭 손실을 저감하여 전체적으로 컨버터의 효율을 제고할 수 있다는 장점이 있다.
이하에서는 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세하게 설명하기로 한다.
도3은 본 발명의 일실시예에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 구성을 나타낸 회로도이다.
본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 저전압 전원(VLOW)과, 상기 저전압 전원(VLOW)에 순차적으로 직렬로 연결된 제1인덕터(L1), 제1스위치(S1) 및 제1커패시터(C1)와, 상기 제1인덕터(L1)와 제1스위치(S1) 사이의 제1접점에서 분기되어 상기 제1스위치(S1) 및 제1커패시터(C1)에 병렬로 연결된 제2스위치(S2)를 구비한 저전압측 회로를 포함한다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 고전압 전원(VHigh)과, 상기 고전압 전원(VHigh)에 직렬로 연결된 제2커패시터(C2), 상기 제2커패시터(C2)에 병렬로 연결되고 서로 직렬로 연결된 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4), 및 상기 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4) 사이의 제2접점과 상기 제1접점을 연결하는 제2인덕터(L2)를 구비한 고전압측 회로를 포함한다.
이때, 상기 저전압 전원(VLOW)은 충방전이 가능한 배터리이고, 상기 고전압 전원(VHigh)은 하이브리드 자동차를 구동하기 위한 DC/AC 인버터(모터 드라이버)의 입력전원이다. 또한, 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 MOSFET 스위치로 구성되 는 것이 바람직하나, 필요에 따라서는 IGBT 스위치로 구성될 수도 있다.
상기와 같은 구성에 의하여 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 고전압 전원(VHigh)측의 모터가 구동시 저전압 전원(VLow)인 배터리의 방전이 이루어지는 부스트 동작과, 상기 모터의 회생에너지를 이용하여 상기 배터리를 충전하는 벅 동작을 수행할 수 있게 된다.
한편, 본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)는 제어부의 제어신호에 따라 동작되는데, 상기 제어부는 저전압 전원(VLow)과 고전압 전원(VHigh)의 전압을 검출하는 전압검출부의 출력 및 상기 제2인덕터(L2)의 전단에서 전류를 검출하는 전류검출부의 출력을 이용하여 상기 스위치들의 동작을 제어하기 제어신호(즉, 게이트 신호)를 생성하여 게이트 드라이버에 전달한다.
이때, 상기 제어부는 전압검출부의 출력을 이용하여 후술하는 바와 같이 각 스위치의 듀티를 제어하고, 상기 전류검출부의 출력을 이용하여 상기 듀티 제어가 보다 정밀하게 제어될 수 있도록 한다.
본 발명에 따른 양방향 DC-DC 컨버터에서 상기 제어부는 후술하는 바와 같이 상기 양방향 DC-DC 컨버터가 CCM으로 동작되고 각각의 스위치가 자연스럽게 영전압 스위칭을 수행하도록 상기 제1스위치(S1) 내지 제4스위치(S4)의 동작을 제어하는 데, 더욱 구체적으로는 상기 제어부는 한 주기 동안 상기 제1스위치(S1)와 제3스위치(S3)가 각각 제2스위치(S2)와 제4스위치(S4)에 대해 비대칭 상보적 스위칭에 의한 듀티를 갖도록 제어한다.
즉, 상보적 스위칭에 의한 듀티라 함은, 한 주기 동안 저압측 회로의 각 스위치(S1,S2)의 전체 듀티를 1이라고 하고 상기 저전압측 회로의 주스위치가 제2스위치(S2)인 경우에 있어서, 상기 제2스위치(S2)가 D라는 듀티를 가지도록 제어되면 보조스위치인 제1스위치(S1)는 (1-D)라는 듀티를 가지게 되는 것을 의미한다.
또한, 상기 경우에 있어서 양 스위치는 서로 겹치는 동작시간이 없도록 제어되는데, 즉 제2스위치(S2)가 턴온 되면 제1스위치(S1)가 턴오프 되고 제2스위치(S2)가 턴오프 되면 제1스위치(S1)가 턴온 된다.
상기와 같은 각 스위치의 동작제어를 위하여, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 듀티 손실을 고려한 방전시의 전압전달비, 메인 듀티, 각 커패시터의 전압 및 듀티 손실에 의한 전압강하는 아래의 수식1 내지 수식4와 같이 나타낼 수 있다.
이때, 듀티 손실은 제2인덕터(L2)에서 발생되며, Deff는 유효 듀티, ΔD는 듀티 손실, ΔV는 듀티 손실에 의한 전압강하를 각각 의미한다.
또한, 하기 입력전압(Vi) 및 출력전압(Vo)은 DC-DC 컨버터의 특성에 따라 다르게 설정되는 값이나, 하이브리드 자동차의 경우 일예로서 입력전압(Vi)은 240~280V, 출력전압(Vo)은 450~600V로 설정되는 것이 바람직하다.
또한, 하기 메인 듀티는 듀티 손실이 없는 경우에 있어서 상기 설정된 전압전달비를 얻기 위한 듀티값이며, 이는 제어부에 미리 설정되어 있는 것이 바람직하다.
따라서, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 제어부는 전압검출부의 출력을 이용하여 구해지는 전압전달비와 상기 미리 설정된 전압전달비를 비교한 후, 구해진 전압전달비가 더 큰 경우이면 유효 듀티를 감소시키고 그 반대인 경우이면 유효 듀티를 증가시키는 방식으로 각 스위치의 동작을 제어하게 된다.
Figure 112009023110033-PAT00001
-------------------------------[수식 1]
Figure 112009023110033-PAT00002
-------------------------------[수식 2]
Figure 112009023110033-PAT00003
,
Figure 112009023110033-PAT00004
-------------[수식 3]
Figure 112009023110033-PAT00005
--------------[수식 4]
한편, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터에서 제2인덕터(L2)의 듀티 손실을 고려한 충전시의 전압전달비, 메인 듀티, 각 커패시터의 전압 및 듀티 손실에 의한 전압강하는 아래의 수식5 내지 수식8과 같이 나타낼 수 있다.
이때, 각 변수값의 의미는 전술한 방전시에 대한 설명과 동일하므로 구체적 인 설명은 생략한다.
Figure 112009023110033-PAT00006
-------------------------------[수식 5]
Figure 112009023110033-PAT00007
-------------------------------[수식 6]
Figure 112009023110033-PAT00008
,
Figure 112009023110033-PAT00009
---------------------[수식 7]
Figure 112009023110033-PAT00010
--------------[수식 8]
다음으로, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 스위칭 방식과 컨버터의 최적 설계 방법을 도4 내지 도6을 참조하여 설명한다.
도4는 본 발명에 따른 컨버터의 스위칭 방식을 나타낸 회로도이고, 도5는 본 발명에 따른 컨버터의 등가 회로도이며, 도6은 본 발명에 따른 컨버터의 제2인덕터(L2)에 인가되는 전압과 전류 파형이다.
도4에 도시한 바와 같이 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 방전 동작에서 제2스위치(S2)가 메인 듀티(D)가 되고, 제1스위치(S1)는 전술한 바와 같이 비대칭 상보적 스위칭에 의한 (1-D)의 듀티를 가지도록 제어된다.
이때, 고전압측 스위치들도 비대칭 상보적 스위칭을 하게 되는데, 제4스위치(S4)가 메인 듀티(D)가 되고, 제3스위치(S3)는 (1-D)의 듀티를 가지도록 제어된다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 충전 동작에서는 제3스 위치(S3)가 메인 듀티(D)가 되고, 제4스위치(S4)는 전술한 바와 같이 비대칭 상보적 스위칭에 의한 (1-D)의 듀티를 가지도록 제어된다.
이때, 저전압측 스위치들도 비대칭 상보적 스위칭을 하게 되는데, 제1스위치(S1)가 메인 듀티(D)가 되고, 제2스위치(S2)는 (1-D)의 듀티를 가지도록 제어된다.
한편, 도6에 도시한 바와 같이 저전압측과 고전압측 구형파 전압의 위상각(Φ)은 제2인덕터(L2)에 걸리는 전압의 크기를 제어하기 때문에 영전압 스위칭 영역을 결정하게 되는데, 위상각(Φ)의 크기가 작을수록 제2인덕터(L2)를 흐르는 전류의 크기가 작아져서 낮은 전류 정격을 가지는 소자를 사용할 수 있다는 장점이 있다.
또한, 도5와 도6에서 알 수 있는 바와 같이, 저전압측 하프 브릿지와 고전압측 하프 브릿지에서 각각 제2인덕터(L2) 좌우편에 구형파를 생성하게 되는데, 제2인덕터(L2)의 전류 파형은 위상각, 저전압측 커패시터 전압 및 고전압측 커패시터 전압에 의해 결정된다.
따라서, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터에서 제2인덕터(L2)의 전류 정격을 낮추기 위한 최적 설계는 제1커패시터(C1)의 전압(Vc1)과 제2커패시터(C2)의 전압(Vc2)이 같도록 하는 것이 바람직한데, 이는 도6에 도시한 바와 같이 저전압측 듀티와 고전압측 듀티의 크기를 같도록 함으로써 이루어질 수 있다.
도7은 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 방전(승압) 동작에 대한 한 주기 동안의 주요 파형을 나타낸 도면이고, 도8은 도7의 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 회로도이다.
상기 본 발명에 따른 컨버터는 방전시 한 주기 동안 7개의 모드로 동작하는데, 이하에서는 각 모드별 동작을 상세히 설명한다.
1) Mode 1 구간
제3스위치(S3)가 턴온인 상태에서, 제2스위치(S2)가 후술하는 바와 같이 영전압 스위칭에 의하여 턴온 되면, 저전압측 회로의 제1인덕터(L1)에는 양전압이 인가되어 충전을 하게 되고, 고전압측 회로의 제2인덕터(L2)에는 음전압이 인가되어 방전을 하게 된다. 그 후, 제어부가 제3스위치(S3)의 듀티(1-D)가 완료되는 시점에서 상기 제3스위치(S3)를 턴오프 시킴으로써 Mode 1이 종료된다.
2) Mode 2 구간
상기 구간은 고압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로서, 상기 Mode 1구간에서 제3스위치(S3)가 턴오프 되면 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 이에 따라 제2인덕터(L2)의 전류 방향도 바뀌어서 제1인덕터(L1)의 전류와 같이 제2스위치(S2)로 흐르게 된다.
상기 제3스위치(S3) 및 제4스위치(S4)의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완 료하면 제4스위치(S4)의 내부 다이오드로 전류가 흐르는데, 이때, 제4스위치(S4)에는 게이트 전압이 인가된다.
3) Mode 3 구간
상기 Mode 2구간에서 제4스위치(S4)에 게이트 전압이 인가되면, 제4스위치(S4)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제4스위치(S4)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 된다.
즉, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 각 스위치의 내부 커패시터의 충방전 동작에 의하여 제어부에 의한 별도의 제어동작이 없더라도 자연스럽게 영전압 스위칭을 성취할 수 있게 된다.
한편, 제어부는 전술한 바와 같이 미리 설정된 전압전달비가 얻어지도록 제2스위치(S2)의 메인 듀티(D)를 유지한 후 제2스위치(S2)를 턴오프 시킴으로서 Mode 3이 종료된다.
4) Mode 4 구간
상기 구간은 저압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로서, 상기 Mode 3구간에서 제2스위치(S2)가 턴오프 되면 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 상기 스위치들의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완료하면 제1스위치(S1)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 되는데, 이때 제1스위치(S1)에는 게이트 전압이 인가된다.
5) Mode 5 구간
상기 Mode 4구간에서 제1스위치(S1)에 게이트 전압이 인가되면, 제1스위 치(S1)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제1스위치(S1)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 되며, 이때 제2인덕터(L2)의 전류 방향도 정방향으로 바뀌게 된다.
한편, 제어부는 제4스위치(S4)의 메인 듀티(D)를 유지한 후 상기 제4스위치(S4)를 턴오프 시킴으로서 Mode 5가 종료되는데, 본 실시예에서는 전술한 바와 같이 제2인덕터(L2)의 전류정격을 낮추기 위하여 제4스위치(S4)의 메인 듀티(D)를 제2스위치(S2)의 메인 듀티(D)와 동일하게 설정하였다.
6) Mode 6 구간
상기 구간은 고압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로서, 상기 Mode 5구간에서 제4스위치(S4)가 턴오프 되면, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 상기 스위치들의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완료하면 제3스위치(S3)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 되는데, 이때 제3스위치(S3)에는 게이트 전압이 인가한다.
7) Mode 7 구간
상기 Mode 6구간에서 제3스위치(S3)에 게이트 전압이 인가되면, 제3스위치(S3)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제3스위치(S3)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 된다.
그 후, 제어부가 제1스위치(S1)의 듀티(1-D)가 완료되는 시점에서 상기 제1스위치(S1)를 턴오프 시킴으로써 Mode 7이 종료되며, 이에 의하여 한 주기가 종료 하게 된다.
이후, 전술한 바와 동일한 방식에 의하여 저압측 회로의 모든 스위치가 턴오프 상태인 데드 타임 구간에서 제2스위치(S2)가 영전압 스위칭에 의하여 턴온 되면서 Mode 1부터 반복하게 된다.
도9는 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 충전(강압) 동작에 대한 한 주기 동안의 주요 파형을 나타낸 도면이고, 도10은 도9의 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 회로도이다.
상기 본 발명에 따른 컨버터는 충전시 한 주기 동안 7개의 모드로 동작하는데, 이하에서는 각 모드별 동작을 상세히 설명한다.
1) Mode 1 구간
제3스위치(S3)가 턴온인 상태에서, 제1스위치(S1)가 후술하는 바와 같이 영전압 스위칭에 의하여 턴온 되면, 제2인덕터(L2)를 흐르는 전류는 제3스위치(S3)와 저전압측 회로의 제1인덕터(L1)에 나뉘어 흐르게 된다.
한편, 제어부는 전술한 바와 같이 미리 설정된 전압전달비가 얻어지도록 제3스위치(S3)의 메인 듀티(D)를 유지한 후 상기 제3스위치(S3)를 턴오프 시킴으로서 Mode 1이 종료된다.
2) Mode 2 구간
상기 구간은 고압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로 서, 상기 Mode 1구간에서 제3스위치(S3)가 턴오프 되면 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 상기 스위치들의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완료하면 제4스위치(S4)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 된다.
이때, 제4스위치(S4)에는 게이트 전압이 인가된다.
3) Mode 3 구간
상기 Mode 2구간에서 제4스위치(S4)에 게이트 전압이 인가되면, 제4스위치(S4)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제4스위치(S4)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 된다.
한편, 제어부는 제1스위치(S1)의 메인 듀티(D)를 유지한 후 상기 제1스위치(S1)를 턴오프 시킴으로서 Mode 3이 종료되는데, 본 실시예에서는 전술한 바와 같이 제1스위치(S1)의 메인 듀티(D)를 제3스위치(S3)의 메인 듀티(D)와 동일하게 설정하였다.
4) Mode 4 구간
상기 구간은 저압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로서, 상기 Mode 3구간에서 제1스위치(S1)가 턴오프 되면 제1스위치(S1)와 제2스위치(S2)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 상기 스위치들의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완료하면 제2스위치(S2)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 된다.
이때, 제2스위치(S2)에는 게이트 전압이 인가한다.
5) Mode 5 구간
상기 Mode 4구간에서 제2스위치(S2)에 게이트 전압이 인가되면, 제2스위치(S2)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제2스위치(S2)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 된다. 이때, 제2인덕터(L2)의 전류 방향도 역방향으로 바뀌게 된다.
한편, 제어부는 제4스위치(S4)의 듀티(1-D)가 완료되는 시점에서 상기 제4스위치(S4)를 턴오프 시킴으로써 Mode 5가 종료된다.
6) Mode 6 구간
상기 구간은 고압측 회로의 스위치가 모두 턴오프 상태인 데드타임 구간으로서, 상기 Mode 5구간에서 제4스위치(S4)가 턴오프 되면, 제3스위치(S3)와 제4스위치(S4)의 내부 커패시터가 각각 충전 및 방전을 하게 되고, 상기 스위치들의 내부 커패시터가 충전 및 방전을 완료하면 제3스위치(S3)의 내부 다이오드로 전류가 흐르게 된다.
이때, 제3스위치(S3)에는 게이트 전압이 인가한다.
7) Mode 7 구간
상기 Mode 6구간에서 제3스위치(S3)에 게이트 전압이 인가되면, 제3스위치(S3)의 내부 다이오드로 흐르던 전류가 스위치 채널의 역방향으로 흐르게 되면서 상기 제3스위치(S3)는 자연스럽게 영전압 스위칭(ZVS)를 성취하여 턴온 된다.
그 후, 제어부가 제2스위치(S2)의 듀티(1-D)가 완료되는 시점에서 상기 제2 스위치(S2)를 턴오프 시킴으로써 Mode 7이 종료되며, 이에 의하여 한 주기가 종료하게 된다.
이후, 전술한 바와 동일한 방식에 의하여 저압측 회로의 모든 스위치가 턴오프 상태인 데드 타임 구간에서 제1스위치(S1)가 영전압 스위칭에 의하여 턴온 되면서 Mode 1부터 반복하게 된다.
상기 도7 및 도9에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 충전 또는 방전시 저전압측 회로의 제1인덕터(L1)에 전류가 연속적으로 흐르는 CCM으로 동작되기 때문에 대전력 응용시 전류 리플을 낮게 할 수 있고, 이에 따라 낮은 전류 정격의 소자를 사용할 수 있고 커패시터 필터의 용량을 줄일 수 있다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 상기와 같은 CCM 동작으로 인하여 제1인덕터(L1)의 철손을 줄여 발열을 저감시킬 수 있다는 장점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터는 충전 또는 방전시에 각각의 스위치가 내부 커패시터의 충방전에 의하여 자연스럽게 영전압 스위칭을 수행하기 때문에 스위칭 손실을 저감하여 컨버터의 전체적인 효율을 제고할 수 있다는 장점이 있다.
도1은 종래 기술에 따른 하이브리드 자동차의 시스템 구성도,
도2는 종래의 양방향 벅부스트 DC-DC 컨버터의 회로도,
도3은 본 발명의 일실시예에 따른 양방향 비절연 DC-DC 컨버터의 회로도,
도4는 도3의 DC-DC 컨버터의 스위칭 방식을 설명한 회로도,
도5는 도3의 DC-DC 컨버터에 대한 등가 회로도,
도6은 도3의 DC-DC 컨버터의 고전압측 인덕터에 인가되는 전압과 전류 파형을 나타낸 도면,
도7은 도3의 DC-DC 컨버터의 승압 동작에 대한 주요 파형을 나타낸 도면,
도8은 도3의 DC-DC 컨버터의 승압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 회로도,
도9는 도3의 DC-DC 컨버터의 강압 동작에 대한 주요 파형을 나타낸 도면, 및
도10은 도3의 DC-DC 컨버터의 강압 동작을 설명하기 위한 구간별 동작원리를 나타낸 회로도이다.

Claims (5)

  1. 저전압 전원과 고전압 전원을 구비한 양방향 비절연 DC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 저전압 전원에 순차적으로 직렬로 연결된 제1인덕터, 제1스위치 및 제1커패시터와, 상기 제1인덕터와 제1스위치 사이의 제1접점에서 분기되어 상기 제1스위치 및 제1커패시터에 병렬로 연결된 제2스위치를 구비한 저전압측 회로;
    상기 고전압 전원에 직렬로 연결된 제2커패시터, 상기 제2커패시터에 병렬로 연결되고 서로 직렬로 연결된 제3스위치와 제4스위치, 및 상기 제3스위치와 제4스위치 사이의 제2접점과 상기 제1접점을 연결하는 제2인덕터를 구비한 고전압측 회로; 및
    상기 컨버터가 CCM으로 동작되고 각각의 스위치가 영전압 스위칭에 의해 턴온 되도록, 상기 제1스위치 내지 제4스위치의 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 저전압 전원과 고전압 전원의 전압을 검출하는 전압검출부를 더 포함하고,
    상기 제어부는 상기 전압검출부의 출력을 이용하여 상기 제1스위치 내지 제4스위치의 듀티를 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 제1스위치와 제3스위치가 각각 제2스위치와 제4스위치에 대해 상보적 스위칭에 의한 듀티를 갖도록 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는, 제2스위치와 제4스위치의 듀티의 크기가 같도록 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 하나에 있어서,
    상기 제1스위치 내지 제4스위치는 MOSFET 또는 IGBT인 것을 특징으로 하는 양방향 비절연 DC-DC 컨버터.
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